DE19736216A1 - Einrichtung zur Diagnose des Zustands eines Tristate-Ausgangs - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Diagnose des Zustands eines Tristate-Ausgangs, insbesondere eines Aus­ gangs einer Anwenderschnittstelle eines Busankopplers. Unter Tristate wird ein dritter Schaltzustand verstanden, der bei einem dazu ausgelegten Ausgang einer Schaltung diesen als Re­ aktion auf ein entsprechendes Steuersignal in einen hochohmi­ gen Zustand versetzt.

Ein Bussystem mit mehreren gleichberechtigten Teilnehmersta­ tionen kann zusätzlich zu Analogsignalen auch digitale Daten zum Messen oder Steuern übertragen. Die mit dem Bus in Ver­ bindung stehenden Teilnehmerstationen werden über sogenannte Busankoppler angeschlossen. Die Teilnehmerstationen wiederum können Daten verarbeiten und ihrerseits Sensoren, Installati­ onsgeräte oder motorisch angetriebenen Geräte, wie z. B. Ja­ lousien, als Applikationen betreiben.

Die Anwenderschnittstelle eines derartigen Busankopplers weist in einer entsprechenden Übertragungsschaltung zur Wei­ terleitung eines Reset-Zustands üblicherweise keinen entspre­ chenden Anschluß oder Pin auf. Die Weiterleitung eines Reset von der Anwenderschnittstelle zu einer Applikation einer Teil­ nehmerstation ist daher bisher nur mit erheblichem Aufwand durch zusätzliche Maßnahmen möglich. Da ein im Busankoppler üblicherweise enthaltener Schaltkreis, z. B. in Form eines Mikrocontrollers, mindestens einen Tristate-Ausgang aufweist, der erkanntermaßen im Reset-Fall zum Schutz des Schaltkreises automatisch auf Eingangsfunktion geschaltet und dadurch hochohmig wird, könnte bei einer zuverlässigen Erkennung oder Diagnose dieses hochohmigen Zustands der Reset des Busankopp­ lers zum Schaltkreis der Applikation oder Anwendung weiterge­ leitet werden.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Einrichtung zur zu­ verlässigen Diagnose des Zustands, insbesondere des hochohmi­ gen Zustands, eines Tristate-Ausgangs anzugeben.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1. Die Einrichtung weist einen Komparator in einer Schaltung auf, die bei Anschluß an einen Tristate- Ausgang im statischen Zustand in der Art eines Fensterkompa­ rators wirkt. Allerdings ist diese Schaltung auch im dynami­ schen Zustand und damit während einer Signalausgabe am Tri­ state-Ausgang in der Lage, eine niedrige Impedanz zu melden und einen im Funktionsverlauf auftretenden hochohmigen Zu­ stand zu erkennen.

Dazu ist vom Komparator ein Spannungsfenster vorgegeben, des­ sen obere und untere Grenze von jeweils einem Eingang des Komparators definiert sind, wobei die Eingänge über zwei zu­ einander inverse Ventile mit dem an den Tristate-Ausgang an­ schließbaren Schaltungseingang verbunden sind. In Funktion ist der Komparatorausgang bei hochohmigem Schaltungseingang stets aktiv, während er bei niederohmigem Schaltungseingang inaktiv ist.

Als Komparator wird zweckmäßigerweise ein Operationsverstär­ ker mit einem Doppelwiderstand zwischen dem ersten nicht­ invertierenden Eingang und dem Komparatorausgang eingesetzt. Dabei wird der Komparator zur Spannungsversorgung der Eingän­ ge derart über ein Widerstandsteiler-Netzwerk mit einer Span­ nungsquelle verbunden, daß zwischen den Eingängen etwa ein Drittel der Versorgungsspannung liegt. Dazu ist das Wider­ standsteiler-Netzwerk zweckmäßigerweise aus zwei mal zwei in Reihe geschalteten Widerständen aufgebaut, so daß zwischen den beiden Widerständen jeder dieser Reihenschaltungen die Versorgungsspannung für jeweils einen Eingang des Komparators bereitgestellt ist. Zweckmäßigerweise ist der erste oder nicht-invertierende Eingang des Komparators zusätzlich über einen Widerstand mit dem Abzweig der diesem Eingang zugeord­ neten Reihenschaltung des Widerstands-Netzwerks verbunden.

Um sicherzustellen, daß stets mindestens eine der beiden Spannungen am Eingang des Komparators wertemäßig außerhalb des vorgegebenen Spannungsfensters liegt, wird jeder Signal­ wechsel am Schaltungseingang verzögert. Dazu kann in einer Variante zwischen die beiden Eingänge des Komparators ein einzelner mit dem Widerstandsteiler-Netzwerk verbundener Kon­ densator geschaltet sein. Alternativ kann in einer anderen Variante zwischen die beiden Eingänge des Komparators auch eine Reihenschaltung aus zwei Kondensatoren geschaltet sein, wobei dann zweckmäßigerweise zusätzlich zwischen den Schal­ tungseingang und die beiden Ventile ein Widerstand geschaltet ist.

Während bei der einen Variante die dynamischen Verluste durch Einsatz des einzelnen Kondensators im Vergleich zur anderen Variante geringer sind und darüber hinaus der zusätzliche Wi­ derstand zwischen dem Schaltungseingang und den beiden zuein­ ander inversen Ventilen entfallen kann, bilden bei der ande­ ren Variante die RC-Glieder vorteilhafterweise einen Filter gegen Störimpulse, beispielsweise gegen Bursts nach der Norm IEC 801 Teil 4. Bei beiden Varianten ist jedoch gewährlei­ stet, daß der Komparatorausgang auch während des oder jedes Signalwechsels inaktiv bleibt.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesonde­ re darin, daß mittels eines Komparators, dessen Ausgang bei hochohmigem Schaltungseingang aktiv und bei niederohmigem Schaltungseingang inaktiv ist, die zuverlässige Erkennung des hochohmigen Zustands eines Tristate-Ausgangs möglich ist. So­ mit kann zusätzlich zu einer Vielzahl von Anwendungen auch ein Reset zu einer nachfolgenden Schaltungseinheit weiterge­ leitet werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand einer Zeich­ nung näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 schematisch eine Einrichtung zur Diagnose stati­ scher oder dynamischer Zustände eines Tristate- Ausgangs mit einem Komparator,

Fig. 2 Spannungsdiagramme zur Veranschaulichung der Funktionsweise der Einrichtung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 u. 4 eine erste bzw. eine zweite Schaltungsvariante der Einrichtung gemäß Fig. 1,

Fig. 5 ein Oszillogramm der Spannungen an den Kompara­ toreingängen bei einem hochohmigen Zustand am Schaltungseingang,

Fig. 6 Oszillogramme von Spannungen an den Kompara­ toreingängen bei Anlegen von Rechtecksignalen verschiedener Frequenzen am Schaltungseingang,

Fig. 7 Oszillogramme zur Veranschaulichung der Verzöge­ rungszeit eines Reset bei Umschalten des Schal­ tungseingangs auf einen hochohmigen Zustand und

Fig. 8 ein Oszillogramm eines Tests an einem Busankopp­ ler während eines Reset.

Einander entsprechende Teile sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Die Einrichtung oder Schaltung 1 gemäß Fig. 1 mit einem Schal­ tungseingang 2 und einem Schaltungsausgang 3 umfaßt einen Komparator 4, dessen Eingänge 5 und 6 über zueinander inverse Ventile 7 bzw. 8 mit dem Schaltungseingang 2 verbunden sind, und dessen Ausgang den Schaltungsausgang 3 bildet. Der Schal­ tungseingang 2 ist an einen Tristate-Ausgang 9 anschließbar, dessen Zustand diagnostiziert werden soll. Die Schaltung 1 ist insbesondere dazu ausgelegt, den hochohmigen Zustand des Tristate-Ausgangs 9 unabhängig davon zu erkennen, ob der Tri­ state-Ausgang 9 z. B. ein Rechtecksignal führt und damit dy­ namisch ist, oder ob er im Ruhezustand und damit statisch "low" oder "high" ist. Als Anwendungsmöglichkeit ist bei­ spielhaft der Anschluß einer nicht näher dargestellten Anwen­ derschaltung mit eigenem Mikrocontroller an eine Anwender­ schnittstelle 10 eines Busankopplers 11 eines European- Installation-Bus (instabus EIB) dargestellt. Eine solche An­ wendung ist z. B. beim Anschluß von Multifunktionstastern ge­ geben.

Die Eingänge 5 und 6 des Komparators 4 definieren ein Span­ nungsfenster U_FO, U_FU und sind über ein Widerstandsteiler- Netzwerk R_A, R_B mit einer Spannungsquelle 12 mit der Spannung U₀ verbunden, so daß am eine obere Spannungsgrenze U_FO cha­ rakterisierenden Eingang 5 die Spannung U_A und am eine untere Spannungsgrenze U_FU repräsentierenden Eingang 6 die Span­ nung U_B anliegt. Zwischen die Eingänge 5 und 6 des Kompara­ tors 4 ist ein Kondensator C_AB geschaltet. Der Komparator 4 arbeitet somit in der Art eines Fensterkomparators mit den Eigenschaften, daß einerseits der Schaltungsausgang 3 aktiv ist, wenn die Spannungen U_A, U_B und U₀ gleich sind, und daß andererseits der Schaltungsausgang 3 inaktiv ist, wenn minde­ stens eine der Spannungen U_B oder U_A das vom Komparator 4 vorgegebene Fenster U_FO, U_FU verläßt. Es gelten somit die Be­ ziehungen:

wenn die die Spannung am Schaltungsausgang 3 und U_e, mit U_e = 0 oder U, die Signalspannung am Schaltungseingang 2 sind.

Fig. 2 zeigt die Funktionsweise der Schaltung 1 bei einem Signalwechsel am Schaltungseingang 2. Bei einer hohen Impe­ danz am Schaltungseingang 2, d. h. bei hochohmigem Zustand des Tristate-Ausgangs 9 erscheint die Spannung U₀ an den Eingän­ gen 5 und 6 des Komparators 4. In diesem Fall ist der Schal­ tungsausgang 3 aktiv oder "low", d. h. die Spannung U_a = 0. Bei niedriger Impedanz am Schaltungseingang wird eines der Ventile 7 oder 8 aktiv und der Schaltungsausgang 3 wird inak­ tiv oder "high". In diesem Fall ist die Ausgangsspan­ nung U_a = U.

Dabei verzögern das Widerstandsteiler-Netzwerk R_A, R_B und der Kondensator C_AB die Signalwechsel am Schaltungseingang 2, so daß in jedem Moment mindestens eine der Spannungen U_A oder U_B außerhalb des durch die obere Spannungsgrenze U_FO und die un­ tere Spannungsgrenze U_FO definierten Fensters des Komperators 4 liegt. Dadurch ist gewährleistet, daß der Schaltungsausgang 3 auch während der Signalwechsel inaktiv bleibt.

Die Fig. 3 und 4 zeigen zwei Varianten von Schaltungen 1 zur Erkennung des hochohmigen Zustands des Tristate-Ausgangs 9. Wesentlicher Unterschied ist dabei die Einschaltung zweier in Reihe geschalteter Kondensatoren C1 und C2 mit jeweils dem Wert 1nF zwischen die beiden Eingänge 5 und 6 des Komparators 4 bei der Schaltungsvariante gemäß Fig. 3, während bei der Schaltungsvariante gemäß Fig. 4 dort lediglich ein einzelner Kondensator C mit dem Wert 1nF vorgesehen ist. In beiden Schaltungsvarianten ist als Komparator 4 ein Operationsver­ stärker in integrierter Schaltungsweise eingesetzt, der über das Widerstandsteiler-Netzwerk aus den Widerständen R2 bis R5 mit den Werten 100 kΩ, 47 kΩ, 47 kΩ bzw. 100 kΩ an die Span­ nungsquelle U0 angeschlossen ist. Dabei teilt das Widerstands­ teiler-Netzwerk R2 bis R5 die Versorgungsspannung derart auf, daß zwischen Punkten A und B etwa ein Drittel einer Gleichspannung von +5 V DC anliegt. Zwischen den Schaltungs­ ausgang 3 und den nicht-invertierenden Eingang 6 des Kompara­ tors 4 ist ein Koppelwiderstand R7 mit dem Wert 2,7 MΩ ge­ schaltet. Ein zwischen die in Form von Dioden D1 bzw. D2 aus­ geführten Ventile 8, 7 und den Schaltungseingang 2 geschalte­ ter Eingangswiderstand R1 mit dem Wert 2 kΩ ist lediglich bei der Schaltungsvariante gemäß Fig. 3 vorgesehen.

Unter den Annahmen eines sehr geringen Strombedarfs der Kom­ paratoreingänge 5 und 6, hier repräsentiert durch den inver­ tierenden Eingang (-) bzw. den nicht-invertierenden Eingang (+), einer Vernachlässigung der Wirkung des Koppelwiderstan­ des R7 und des Eingangswiderstandes R1 sowie zunächst einer Vernachlässigung der eingesetzten Dioden D1, D2 gelten unter Bezug auf Massepotential:

Zwischen den Punkten A und B liegt somit eine Spannung U_AB von etwa 1,6 V. Aufgrund der Flußspannung von 0,45 V pro Diode D1, D2 bei diesem geringen Strom öffnen jedoch unter diesen Voraussetzungen die in Serie gesetzten oder in Reihe ge­ schalteten Dioden D1, D2 und verringern die Spannung U_AB zwi­ schen den Punkten A und B auf etwa 0,9 V. Die Werte für U_A und U_B verändern sich dementsprechend, wobei stets gilt:

U_A < U_B.

Als Folge ist der Schaltungsausgang 3 des Komparators 4 aktiv oder "low" und meldet hochohmigen Zustand. Ein statischer "low"-Pegel am Schaltungseingang 2 zieht die Spannung U_A über die Diode D2 gegen Massepotential. Unter Berücksichtigung der Flußspannung von D2 gilt:

U_A ≈ 0,6 V < U_B.

Als Folge wird der Ausgang des Komparators 4 und damit der Schaltungsausgang 3 inaktiv oder "high" und meldet niedrige Impedanz. Dem gegenüber zieht ein statischer "high"-Pegel am Schaltungseingang 2 die Spannung U_B gegen die Versorgungs­ spannung U₀ = 5 V. In diesem Fall gilt unter Berücksichtigung der Flußspannung von D1:

U_B ≈ 5 V - 0,6 V ≈ 4,4 V < U_A.

Auch in diesem Fall ist der Ausgang des Komparators 4, d. h. der Schaltungsausgang 3 inaktiv oder "high" und meldet wie­ derum niedrige Impedanz. Beide Schaltungsvarianten wirken so­ mit im statischen Zustand prinzipiell in der Art eines Fen­ sterkomparators. Zusätzlich können beide Schaltungsvarianten jedoch auch im dynamischen Zustand, d. h. während einer Signalausgabe am Tristate-Ausgang 9 niedrige Impedanz melden und im Funktionsverlauf auftretende hochohmige Zustände er­ kennen. Zu diesem Zweck weist die Schaltungsvariante gemäß Fig. 3 die über Massepotential in Reihe geschalteten Kondensa­ toren C1 und C2 auf.

Im Falle eines Rechtecksignals bis zu einer Frequenz f von etwa 3,5 kHz am Schaltungseingang 2 wird der Kondensator C1 über den Widerstand R1 und die Diode D1 in kurzer Zeit und somit schnell geladen. Anschließend entlädt sich der Konden­ sator C1 vergleichsweise langsam über den Widerstand R3, da der Wert des Widerstandes R3 wesentlich größer dimensioniert ist, als der Wert des Widerstandes R1. Letztendlich wird die Flanke der Spannung U_B für den Ladevorgang des Kondensators C1 relativ steil sein, während die Flanke für den Entladevor­ gang vergleichsweise flach verläuft. Diese Vorgänge sind in den Oszillogrammen gemäß Fig. 6 dargestellt.

Für den Fall, daß der Schaltungseingang 2 den hochohmigen Zu­ stand des Tristate-Ausgangs 9 registriert, ist der Kondensa­ tor C2 mit der Spannung U_A am Punkt A aufgeladen. Bei Anlie­ gen eines Signals am Schaltungseingang 2 wird mit dessen "low"-Pegel der Kondensator C2 über die Diode D2 und den Wi­ derstand R1 schnell entladen, woraufhin sich der Kondensator C2 vergleichsweise langsam über den Widerstand R4 erneut auf­ lädt. Dazu ist der Wert des Widerstandes R4 wiederum wesent­ lich größer dimensioniert, als der Wert des Widerstandes R1. Als Folge wird die Flanke der Spannung U_A für die Entladung des Kondensators C2 steil sein, während die Flanke für die Aufladung des Kondensators C2 vergleichsweise flach sein wird. Im Zusammenspiel der beiden Signale U_A, U_B an den Punk­ ten A bzw. B entsteht quasi ein Ineinandergreifen der beiden Signale oder Signalverläufe U_A, U_B, jedoch ohne daß eine Be­ rührung oder eine Überschneidung stattfindet. Als Folge ist in jedem Fall die Spannung U_A kleiner als die Spannung U_B, d. h. U_A < U_B, so daß der Ausgang des Komparators 4 inaktiv oder "high" ist und niedrige Impedanz meldet.

Bei Signalen am Schaltungseingang 2 mit Frequenzen f oberhalb von 3,5 kHz, deren Periode sich der Zeitkonstante T = C1 × R3 oder τ = C2 × R4 nähert, ist die Zeit für eine Entladung des Kondensators C1 bzw. für eine Aufladung des Kondensators C2 nicht ausreichend. Dabei nimmt das Ineinandergreifen der Si­ gnalverläufe an den Punkten A und B mit steigender Frequenz f ab und wird weniger ausgeprägt, wobei U_A stets kleiner als U_B bleibt, d. h. U_A < U_B. Mit weiter ansteigenden Frequenzen f werden die Spannungen oder Signalverläufe U_A und U_B an den Punkten A bzw. B zunehmend zu gesiebten Gleichspannungen, wo­ bei stets die Beziehung U_A < U_B gilt. Dieser Effekt wirkt sich auf den Komparator 4, dessen Grenzfrequenz bei etwa 100 kHz liegt, besonders günstig aus, da dieser nicht auf hohe Frequenzen f reagieren muß. Die oberste Frequenz f, bis zu der die Schaltung 1 funktionsfähig bleibt, wird lediglich durch die Grenzfrequenz der verwendeten Dioden D1 und D2 be­ grenzt. Daher ist es vorteilhaft, einen Komparator 4 mit so­ genanntem rail-to-rail-input-Verhalten und sehr niedrigem Ei­ genstromverbrauch zu verwenden. Dazu eignet sich besonders ein sogenannter CMOS-Komparator.

Der in der Schaltungsvariante gemäß Fig. 3 zusätzlich einge­ setzte Widerstand R1 dient zur Reduzierung einer dynamischen Verlustleistung im Falle eines Rechtecksignals hoher Frequenz f am Schaltungseingang 2. Dieser entfällt bei der Schaltungs­ variante gemäß Fig. 4, bei der - analog zu der allgemeinen Ausführung mit dem Kondensator C_AB gemäß Fig. 1 - ein einzel­ ner Kondensator C zwischen die Punkte A und B und somit zwi­ schen die Eingänge 5 und 6 des Komparators 4 geschaltet ist. Während die dynamischen Verluste bei der Schaltungsvariante gemäß Fig. 4 besonders gering sind, ist die Schaltungsvariante gemäß Fig. 3 gegen Störungen in Form symmetrischer Bursts ent­ sprechend der Norm IEC 801 Teil 4 besonders wirksam.

Bei einer praktischen Durchführung wurde eine Schaltung gemäß Fig. 3 aufgebaut, wobei als Komparator 4 ein CMOS-Komparator des Typs LMC 7221 eingesetzt wurde. Die Funktionsweise und die im Zuge verschiedener Test erzielten Ergebnisse sind in den Oszillogrammen gemäß den Fig. 5 bis 8 veranschaulicht. Da­ bei weisen die Oszillogramme gemäß Fig. 5 und 6 ein Spannungs­ raster von A = B = 1 V und ein Zeitraster von 0,1 ms auf. Die Ostillogrammen gemäß Fig. 7 weisen ebenfalls ein Spannungsra­ ster von A = B = 1 V auf, während ein Zeitraster von 10 µs ge­ wählt wurde. Das Oszillogramm gemäß Fig. 8 weist dagegen ein Spannungsraster von A = B = 2 V bei einem Zeitraster von 5 ms auf. Der Eigenstrombedarf der Schaltung 1 betrug dabei insge­ samt etwa 100 µA.

In jedem Oszillogramm der Fig. 5 bis 8 sind die Spannungen oder Signalverläufe U_A und U_B an den Punkten A und B der Schaltungsvariante gemäß Fig. 3 dargestellt, wobei der jeweils mit A bezeichnete Verlauf die Spannung U_A am invertierenden Eingang und der mit B bezeichnete Signalverlauf die Span­ nung U_B am nicht-invertierenden Eingang des Komparators 4 re­ präsentiert. Dabei zeigt das Oszillogramm gemäß Fig. 5 die zeitlichen Verläufe der Spannungen U_A und U_B an den Eingängen des Komparators 4 im Falle eines hochohmigen Zustands am Schaltungseingang 2. Der Schaltungsausgang 3 ist aktiv oder "low" und repräsentiert ein Reset-Signal.

Fig. 6 zeigt den zeitlichen Verlauf der Spannung U_A und der Spannung U_B am Eingang 5 bzw. 6 des Komparators 4 im Falle des Anlegens von Rechtecksignalen verschiedener Frequenz f am Schaltungseingang 2, z. B. bei einer Einkoppelung aus einer push-pull-Endstufe, mit f = 1,2 kHz, 15 kHz, 200 kHz und 2 MHz. In all diesen Fällen ist der Schaltungsausgang 3 inaktiv oder "high" und führt ein Reset-Signal.

Fig. 7 veranschaulicht die Verzögerungszeit t des Reset bei Umschalten des Schaltungseingangs 2 auf hochohmigen Zustand. Dabei ist dem in Fig. 7 linken Oszillogramm die Verzögerungs­ zeit t von ca. 14 µs bei Umschalten des Schaltungseingangs 2 von einem "high"-Pegel auf den hochohmigen Zustand zu entneh­ men. Analog ist dem in Fig. 7 rechten Oszillogramm die Verzö­ gerungszeit t von ca. 8 µs bei Umschalten des Schaltungsein­ gangs 2 bei Auftreten eines "low"-Pegels (aktiv) auf hochohmigen Zustand zu entnehmen. Die Verzögerungszeit t für das Auftreten eines "low"-Pegels mit entsprechend hochohmigem Zustand am Schaltungsausgang 3 beträgt maximal 15 µs.

Das Verhalten der Schaltung 1 bei Anschluß einer Anwender­ schaltung mit eigenem Mikrocontroller an die Anwenderschnitt­ stelle 10 eines Busankopplers 11 im Falle eines Reset-Signals für einen Applikationsprozessor ist im Oszillogramm gemäß Fig. 8 veranschaulicht. Gezeigt ist der Moment des Reset nach Ein­ schalten einer Bus-Spannung (+, -). Dabei repräsentiert der untere Kurvenverlauf die +5 V-Spannung U0 an der Anwender­ schnittstelle 10, während der obere Kurvenverlauf den Schal­ tungsausgang 3 repräsentiert. Der Schaltungseingang 2 war da­ bei in nicht näher dargestellter Art und Weise an einen Pin oder Anschluß der Anwenderschnittstelle 10 angeschlossen. Dieser Anschluß kann mittels Software oder von der internen Hardware des Microcontrollers des Busankopplers 11 als Tri­ state-Ausgang 9 definiert werden. Der so gewählte Tristate- Ausgang 9 der Anwenderschnittstelle 10 steht dabei weiterhin für jede Anwendung zur Verfügung und kann darüber hinaus zu­ sätzlich einen Reset des Busankopplers 11 zum Microcontroller der Anwendung oder Applikation weiterleiten. Als weiterer Vorteil kann dieser Ausgang 9 zusätzlich gezielt mittels Software kurzzeitig in einen Eingang mit hochohmigem Zustand überführt werden, so daß im Microcontroller der Anwendung ein Reset erzwungen werden kann. Ein derartiger Reset kann peri­ odisch oder nur dann erzwungen werden, wenn der Busankoppler 11 erkennt, daß dieser Ausgang 9 auf Kommunikationsanforderun­ gen nicht mehr antwortet. Diese Funktion im Falle eines durch Unterbrechung und Wiederkehr der Bus-Spannung (+, -) ausgelö­ sten Reset des Busankopplers 11 ist im Oszillogramm gemäß Fig. 8 veranschaulicht. Der Controller des Busankopplers 11 star­ tet, sobald die Versorgungsspannung von +5 V erreicht ist.

Wie durch den oberen Signal- oder Kurvenverlauf des Oszillo­ gramms gemäß Fig. 8 veranschaulicht, wird in diesem Moment der Reset freigegeben. Innerhalb einer Initialisierungsroutine bleibt jeder Ausgang 9 des Controllers des Busankopplers 11 für etwa 4 ms Eingang mit hochohmigem Zustand. Erst danach wird ein gewählter Anschluß vom Anwenderprogramm als Ausgang 9 konfiguriert. Die Schaltung 1 erkennt niedrige Impedanz und der Schaltungsausgang 3 wird inaktiv oder "high". Die Zeit­ spanne t_R des Reset für einen Prozessor der Anwendung beträgt ebenfalls etwa 4 ms.

Claims (10)

1. Einrichtung zur Diagnose des Zustands eines Tristate- Ausgangs, insbesondere des hochohmigen Zustands eines Aus­ gangs (9) einer Anwenderschnittstelle (10) eines Busankopp­ lers (11), mit einem Komparator (4), dessen beiden Eingänge (5, 6) über zueinander inverse Ventile (7, 8) mit einem an den Tristate-Ausgang (9) anschließbaren Schaltungseingang (2) verbunden sind, wobei bei hochohmigem Schaltungseingang (2) dessen Komparatorausgang (3) aktiv ist, und wobei bei nie­ derohmigem Schaltungseingang (2) dessen Komparatorausgang (3) inaktiv ist.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei die beiden Eingän­ ge (5, 6) eine obere Spannungsgrenze (U_FO) und eine untere Spannungsgrenze (U_FU) definieren.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Kompara­ tor (4) ein operationsverstärker mit einem Koppelwiderstand (R7) zwischen dem Komparatorausgang (3) und dem nicht­ invertierenden Eingang (6) ist.

4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, mit einem mit einer Spannungsquelle (12) verbundenen Widerstandsteiler- Netzwerk (R_A, R_B; R2 bis R5) zur Spannungsversorgung der Ein­ gänge (5, 6) des Komparators (4) derart, daß zwischen dessen Eingängen (5, 6) etwa ein Drittel der Versorgungsspannung (U₀) liegt.

5. Einrichtung nach Anspruch 4, bei der das Widerstandstei­ ler-Netzwerk auf zwei Reihenschaltungen mit jeweils zwei Wi­ derständen (R2, R3; R4, R5) aufgebaut ist, wobei jeweils zwischen den beiden Widerständen (R2, R3; R4, R5) die Versor­ gungsspannung (U_A, U_B) für den jeweiligen Eingang (5, 6) des Komparators (4) bereitgestellt ist.

6. Einrichtung nach Anspruch 5, wobei der nicht­ invertierende Eingang (6) des Komparators (4) über einen Wi­ derstand (R6) mit der diesem Eingang (6) zugeordneten Reihen­ schaltung (R2, R3) verbunden ist.

7. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, mit einem zwischen die beiden Eingänge (5, 6) des Komparators (4) ge­ schalteten Kondensator (C).

8. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, mit einer zwischen die beiden Eingänge (5, 6) des Komparators (4) ge­ schalteten Reihenschaltung aus zwei Kondensatoren (C1, C2).

9. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei das oder jedes Ventil (7, 8) eine Diode (D2 bzw. D1) ist.

10. Einrichtung nach Anspruch 8 oder 9, wobei zwischen den Schaltungseingang (2) und die beiden Ventile (7, 8) ein Wi­ derstand (R1) geschaltet ist.