DE19705752A1 - Sendesignal-Empfangsgerät und Impulszähldemodulatoren - Google Patents

Sendesignal-Empfangsgerät und Impulszähldemodulatoren

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DE19705752A1
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Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Sendesi­ gnal-Empfangsgerät und auf Impulszähldemodulatoren, und sie richtet sich auf eine Verbesserung des Sendesignal-Empfangsge­ räts zum wahlweisen Empfang von frequenzmodulierten und ampli­ tudenmodulierten Sendesignalen, um wiedergegebene Informations­ ausgangssignale aus einem empfangenen frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Sendesignal zu erhalten, und sie richtet sich weiter auf einen verbesserten Impulszähldemodulator, der für die Verwendung geeignet ist, um ein frequenzmoduliertes In­ formationssignal zu demodulieren, welches auf der Basis eines frequenzmodulierten Sendesignals erhalten wird, das durch das Sendesignal-Empfangsgerät empfangen wurde.
Auf dem Gebiet von Überlagerungsempfängern, die zum Empfang von frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Sen­ designalen verwendet werden, die von sogenannten Radio-Sende­ stationen gesendet werden, ist es üblich geworden, ein digita­ les Abstimmsystem zu verwenden, wobei beispielsweise eine Pha­ senverriegelungsschaltung (PLL) anstelle eines analogen Ab­ stimmsystems, wo ein veränderbarer Kondensator verwendet wird, verwendet wird. Beim Überlagerungsempfänger, bei dem das digi­ tale Abstimmsystem verwendet wird, arbeitet die Phasenverriege­ lungsschaltung unter der Steuerung eines Mikrocomputers, um ei­ nen schnellen und exakten Abstimmbetrieb auszuführen, wobei ma­ nuelle Einstellungen durch einen Benutzer nicht notwendig sind, so daß ein Abstimmteil, welches leicht zu verwenden ist, gebil­ det wird.
Der Überlagerungsempfänger, der das digitale Abstimmsy­ stem verwendet, zeichnet sich durch einen automatischen Abtast­ abstimmbetrieb aus, der bequem zu verwenden ist. In einem Zu­ stand, bei dem der automatische Abtastabstimmbetrieb durchge­ führt wird, wird eine Empfangsfrequenz, die zum Empfang von wahlweise frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Sende­ signalen vorgesehen ist, nach und nach in vorgegebenen regelmä­ ßigen Frequenzintervallen durch die Phasenverriegelungsschal­ tung geändert, die unter der Steuerung des Mikrocomputers ar­ beitet. Wenn dann ein frequenzmoduliertes oder amplitudenmodu­ liertes Sendesignal auftritt, welches auf die Empfangsfrequenz abgestimmt wird, wird die Änderung der Empfangsfrequenz vor­ übergehend eingestellt, um das frequenzmodulierte oder amplitu­ denmodulierte Sendesignal darauf abgestimmt zu halten. Eine solche Ermittlung des frequenzmodulierten oder amplitudenmodu­ lierten Sendesignals wird durch eine Anzeigelampe oder dgl. an­ gezeigt, und eine Situation, wo reproduzierte Informationsaus­ gangssignale in Form von beispielsweise Audioausgangssignalen vom frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Sendesignal erhalten werden, welches auf die Empfangsfrequenz abgestimmt ist, entsteht automatisch.
Bei solch einem automatischen Abtastabstimmbetrieb ent­ spricht eine jede der Empfangsfrequenzen, die nach und nach in vorgegebenen regelmäßigen Frequenzintervallen erhalten wird, einer Trägerfrequenz eines jeden der frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Sendesignale, die von Sendestationen ge­ sendet werden. Bei Radiosendesignalen in Japan sind die Träger­ frequenzen der frequenzmodulierten Sendesignale in Intervallen von 100 kHz innerhalb eines Frequenzbandes von beispielsweise 76 MHz bis 90 MHz angeordnet, welches das sogenannte FM-Band ist, und Trägerfrequenzen der amplitudenmodulierten Sendesi­ gnale sind in Intervallen von 9 kHz innerhalb eines Frequenz­ bandes von beispielsweise 531 kHz bis 1602 kHz angeordnet, wel­ ches als AM-Band bezeichnet wird. Somit wird die Empfangsfre­ quenz, die vorgesehen ist, um wahlweise die frequenzmodulierten Sendesignale zu empfangen, nach und nach geändert, um einer je­ den der Trägerfrequenzen zu entsprechen, die in Intervallen von 100 kHz innerhalb des FM-Bandes von 76 MHz bis 90 MHz angeord­ net sind, und die Empfangsfrequenz, die vorgesehen ist, um wahlweise die amplitudenmodulierten Sendesignale zu empfangen, wird nach und nach geändert, um einer jeden der Trägerfrequen­ zen zu entsprechen, welche in Intervallen von 9 kHz innerhalb des AM-Bandes von 931 kHz bis 1602 kHz eingerichtet sind.
Wenn ein automatischer Abtastabstimmbetrieb im Überla­ gerungsempfänger durchgeführt wird, bei dem das digitale Ab­ stimmsystem verwendet wird, entsteht die Befürchtung, daß eine fehlerhafte Ermittlung, bei der das frequenzmodulierte oder amplitudenmodulierte Sendesignal von einer bestimmten Sendesta­ tion, die von der gewünschten Sendestation verschieden ist, un­ erwünscht ermittelt wird, auftritt. Insbesondere kann im Fall von amplitudenmdodulierten Radiosendesignalen, da das Frequenz­ intervall zwischen zwei benachbarten Trägerfrequenzen relativ eng ist, beispielsweise 9 kHz, es leicht vorkommen, daß das amplitudenmodulierte Radiosendesignal, welches eine der zwei benachbarten Trägerfrequenzen hat, in unerwünschter Weise an­ stelle des amplitudenmodulierten Radiosendesignals ermittelt wird, welches die andere der beiden benachbarten Trägerfrequen­ zen hat, welche man zu ermitteln wünscht.
In dem Fall beispielsweise, wo die Empfangsfrequenz nach und nach geändert wird, so daß sie Schritt für Schritt ge­ steigert wird und einer jeden der Trägerfrequenzen der amplitu­ denmodulierten Radiosendesignale unter einer Bedingung ent­ spricht, wo es eine Radiosendestation gibt, die ein amplituden­ moduliertes Radiosendesignal sendet, welches eine Trägerfre­ quenz von 999 kHz und eine relativ große Signalstärke hat, kann man befürchten, daß ein Empfangsausgangssignal, welches auf der Basis eines amplitudenmodulierten Radiosendesignals erhalten wird, das die Trägerfrequenz von 999 kHz hat, die empfangen wird, wenn die Empfangsfrequenz auf 990 kHz geändert wird, so groß wird, daß das amplitudenmodulierte Radiosendesignal, wel­ ches die Trägerfrequenz von 999 kHz hat, fehlerhaft ermittelt wird, und als Folge davon die Empfangsfrequenz nicht geändert wird, um 999 kHz zu erreichen, sondern veranlaßt wird, 990 kHz zu erhalten, so daß der automatische Abtastabstimmbetrieb been­ det wird.
In der Absicht, die oben erwähnten Befürchtungen zu vermeiden, wurde vor kurzem ein System vorgeschlagen, bei dem, wenn das amplitudenmodulierte Radiosendesignal empfangen wird, wobei die Empfangsfrequenz nach und nach geändert wird, daß sie einer jeden der Trägerfrequenzen der amplitudenmodulierten Ra­ diosendesignale durch die Phasenverriegelungsschaltung ent­ spricht, die unter der Steuerung des Mikrocomputers arbeitet, ein amplitudenmoduliertes Zwischenfrequenzsignal, welches durch Frequenzumsetzung des empfangenen amplitudenmodulierten Radio­ sendesignals erhalten wird, zum Mikrocomputer geliefert wird, durch den die Phasenverriegelungsschaltung gesteuert wird, und in dem die Trägerfrequenz des amplitudenmodulierten Zwischen­ frequenzsignals ermittelt wird und geprüft wird auf der Basis der ermittelten Trägerfrequenz, ob das empfangene amplitudenmo­ dulierte Radiosendesignal gewünscht wird oder nicht. Die Er­ mittlung der Trägerfrequenz des amplitudenmodulierten Zwischen­ frequenzsignals im Mikrocomputer wird durch Zählen von Impulsen durchgeführt, die auf der Basis einer Trägersignalkomponente erhalten werden, die im amplitudenmodulierten Zwischenfrequenz­ signal enthalten ist.
In dem Fall, wo die Impulse, die auf der Basis der Trä­ gersignalkomponente erhalten werden, die im amplitudenmodulier­ ten Zwischenfrequenzsignal enthalten sind, im Mikrocomputer wie oben beschrieben gezählt werden, wird das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal einer Schwingungsform-Formung unterwor­ fen, um in ein Rechteckschwingungsformsignal geformt zu werden, um die Impulse auf der Basis der Trägersignalkomponente zu er­ halten. Diese Schwingungsform-Formung für das amplitudenmodu­ lierte Zwischenfrequenzsignal bringt den Nachteil mit sich, daß höhere harmonische Signale einschließlich eines Signals, wel­ ches eine Frequenz beispielsweise hat, die zwei oder dreimal höher als die der Trägerfrequenz des amplitudenmodulierten Zwi­ schenfrequenzsignals ist, erzeugt werden. Die so erzeugten hö­ heren harmonischen Signale bringen das Problem mit sich, daß jede der höheren harmonischen Signale auf eine Empfangsstufe für die amplitudenmodulierten Sendesignale, beispielsweise eine Empfangsantennenspule oder dgl., als falsches Signal wirkt, welches das amplitudenmodulierte Sendesignal stören kann, um in sauberer Weise durch die Empfangsstufe empfangen werden zu kön­ nen.
Wenn beispielsweise die Trägerfrequenz des amplituden­ modulierten Zwischenfrequenzsignals auf 450 kHz eingestellt wird, resultiert das höhere harmonische Signal, welches eine Frequenz von beispielsweise 900 kHz (doppelt) oder 1350 kHz (dreifach) hat, von der Schwingungsform-Formung, der das ampli­ tudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal unterworfen wird, um in ein Rechteckschwingungssignal geformt zu werden. Das derart er­ zeugte höhere harmonische Signal mit der Frequenz 900 kHz oder 1350 kHz wirkt auf die Empfangsstufe, um das amplitudenmodu­ lierte Sendesignal, welches die Trägerfrequenz von beispiels­ weise 900 kHz oder 1350 kHz hat, daran zu hindern, damit es nicht durch die Empfangsstufe sauber empfangen wird.
Somit ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Sendesignal-Empfangsgerät bereitzustellen, um wahlweise frequenzmodulierte und amplitudenmodulierte Sendesignale zu empfangen, um reproduzierte Informationsausgangssignale aus ei­ nem empfangenen frequenzmodulierten oder amplitudenmodulierten Sendesignal zu erhalten, wobei die oben erwähnten Schwierigkei­ ten, die dem Stand der Technik anhaften, vermieden werden.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Sendesignal-Empfangsgerät bereitzustellen, um wahl­ weise frequenzmodulierte und amplitudenmodulierte Sendesignale zu empfangen, um reproduzierte Informationsausgangssignale aus einem empfangenen frequenzmodulierten oder amplitudenmodulier­ ten Sendesignal zu erhalten, bei dem angemessen geprüft werden kann, ob eine Trägerfrequenz des empfangenen amplitudenmodu­ lierten Sendesignals gewünscht wird oder nicht, wenn die ampli­ tudenmodulierten Sendesignale wahlweise empfangen werden, ohne eine nachteilige Situation hervorzubringen, bei der ein höheres harmonisches Signal, welches durch Schwingungsform-Formung er­ zeugt wird, der ein amplitudenmoduliertes Zwischenfrequenzsi­ gnal, welches durch Frequenzumsetzung des empfangenen amplitu­ denmodulierten Sendesignals erhalten wird, unterworfen wird, als fehlerhaftes Signal wirkt, um das amplitudenmodulierte Sen­ designal davon abzuhalten, daß es sauber empfangen wird.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Sendesignal-Empfangsgerät bereitzustellen, um wahl­ weise frequenzmodulierte und amplitudenmodulierte Sendesignale zu empfangen, um reproduzierte Informationsausgangssignale aus einem empfangenen frequenzmodulierten oder amplitudenmodulier­ ten Sendesignal zu erhalten, mit dem angemessen geprüft werden kann, ob eine Trägerfrequenz des empfangenen amplitudenmodu­ lierten Sendesignals gewünscht ist oder nicht, wenn die ampli­ tudenmodulierten Sendesignale wahlweise empfangen werden, ohne eine nachteilige Situation zu erzeugen, bei der ein höheres harmonisches Signal, welches durch Schwingungsform-Formung er­ zeugt wird, der ein amplitudenmoduliertes Zwischenfrequenzsi­ gnal, welches durch Frequenzumsetzung des empfangenen amplitu­ denmodulierten Sendesignals erhalten wird, unterworfen wird, als fehlerhaftes Signal wirkt, welches verhindern kann, daß das amplitudenmodulierte Sendesignal sauber empfangen werden kann, und der Auswahl-Empfang der amplitudenmodulierten Sendesignale sauber auf der Basis des Prüfergebnisses gesteuert werden kann.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Impulszähldemodulator bereitzustellen, der für die Verwendung geeignet ist, um ein frequenzmoduliertes Zwischen­ frequenzsignal, welches durch Frequenzumsetzung eines frequenz­ modulierten Sendesignals erhalten wird, welches durch Sendesi­ gnal-Empfangsgerät nach der vorliegenden Erfindung empfangen wird, bezüglich der Frequenz zu demodulieren.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Sendesignal-Empfangsgerät bereitgestellt, mit
einer ersten Signalempfangseinrichtung, um wahlweise frequenzmodulierte Sendesignale zu empfangen und ein frequenz­ moduliertes Zwischenfrequenzsignal auf der Basis eines empfan­ genen frequenzmodulierten Sendesignals zu erhalten,
einem ersten Bandpaßfilter, um zu bewirken, daß das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal durch dieses läuft,
einem ersten Demodulator zur Frequenzdemodulation des frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignals, welches vom ersten Bandpaßfilter hergeleitet wird, um ein erstes Demodulationsaus­ gangssignal zu erhalten,
einer zweiten Signalempfangseinrichtung zum wahlweisen Empfang vom amplitudenmodulierten Sendesignalen und zum Erhal­ ten eines amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals auf der Basis eines empfangenen amplitudenmodulierten Sendesignals,
einem zweiten Bandpaßfilter, um zu bewirken, daß das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal durch dieses läuft,
einem zweiten Demodulator zur Amplitudendemodulierung des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals, welches vom zweiten Bandpaßfilter hergeleitet wird, um ein zweites Demodu­ lationsausgangssignal zu erhalten,
einer Ausgabeeinrichtung, um ein reproduziertes Infor­ mationsausgangssignal auf der Basis des ersten Demodulations­ ausgangssignals oder des zweiten Demodulationsausgangssignals zu erhalten,
einer Signalliefereinrichtung zum Beliefern des ersten Demodulators mit dem amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsi­ gnal, welches vom zweiten Bandpaßfilter hergeleitet wird, wenn das reproduzierte Informationsausgangssignal auf der Basis des zweiten Demodulationsausgangssignals von der Ausgabeeinrichtung erhalten werden kann, und
einer Betriebsteuereinrichtung, um ein Demodulations­ ausgangssignal, welches von der ersten Demodulationseinrichtung erhalten wird, in einem Zustand zu verwenden, bei dem das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal, welches vom zwei­ ten Bandpaßfilter hergeleitet wird, zum ersten Demodulator durch die Signalliefereinrichtung geliefert wird, um den Aus­ wahl-Empfang der amplitudenmodulierten Sendesignale in der zweiten Signalempfangseinrichtung zu steuern.
Eine Ausführungsform des Sendesignal-Empfangsgeräts nach der vorliegenden Erfindung umfaßt einen Steuersignalerzeu­ gungsbereich, der den ersten Demodulationsbereich mit einem Steuersignal beliefern kann, um eine Frequenz-Demodulations­ kennlinie im ersten Demodulationsbereich einzustellen, und um weiter das zweite Bandpaßfilter mit einem Steuersignal zu be­ liefern, um eine Frequenzbandauswahlkennlinie im zweiten Band­ paßfilter einzustellen, zusätzlich den ersten Signalempfangsbe­ reich, das erste Bandpaßfilter, den ersten Demodulationsbe­ reich, den zweiten Signalempfangsbereich, das zweite Bandpaß­ filter, den zweiten Demodulationsbereich, den Ausgangssignalbe­ reich, den Signallieferbereich und den Betriebssteuerbereich.
Außerdem wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Im­ pulszähldemodulator bereitgestellt, der einen Eingabedifferen­ zierbereich umfaßt, der ein frequenzmoduliertes Eingangssignal differenzieren kann, um ein differenziertes Impulssignal auf der Basis des frequenzmodulierten Eingangssignals zu erzeugen, einen monostabilen Multivibrator, der ein kapazitives Element umfaßt und einen Ausgangspegelinvertierungsbetrieb leiten kann mit einem Laden und einem Entladen des kapazitiven Elements in Abhängigkeit von einem Triggersignal, welches zum monostabilen Multivibrator als Antwort auf das differenzierte Impulssignal geliefert wird, welches vom Eingangsdifferenzierbereich erhal­ ten wird, eine variable Stromquelle, die das kapazitive Element mit einem Ladestrom beliefern kann und den Ladestrom in Abhän­ gigkeit von einer Steuerspannung variieren kann, die von außen geliefert wird, und einen Ausgangssignalbereich, um ein Demodu­ lationsausgangssignal zu erhalten, welches einen Pegel hat, der dem Ausgangspegelinvertierungsbetrieb im monostabilen Multivi­ brator entspricht.
Im Sendesignal-Empfangsgerät, welches wie oben be­ schrieben gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, wird ein erster Signalempfangszustand, in welchem die frequenzmodu­ lierten Sendesignale wahlweise empfangen werden und das repro­ duzierte Informationsausgangssignal auf der Basis des empfange­ nen frequenzmodulierten Sendesignals vom Ausgangssignalbereich erhalten wird, und ein zweiter Signalempfangszustand, bei dem die amplitudenmodulierten Sendesignale wahlweise empfangen wer­ den und das reproduzierte Informationsausgangssignal auf der Basis des empfangenen amplitudenmodulierten Sendesignals vom Ausgangssignalbereich erhalten wird, wahlweise eingestellt. Beim zweiten Signalempfangszustand wird das amplitudenmodu­ lierte Zwischenfrequenzsignal, welches vom zweiten Bandpaßfil­ ter hergeleitet wird, zum ersten Demodulationsbereich durch den Signallieferbereich geliefert, und daher wird das Demodulati­ onsausgangssignal auf der Basis des amplitudenmodulierten Zwi­ schenfrequenzsignals vom ersten Demodulationsbereich erhalten. Dieses Demodulationsausgangssignal entspricht einer Trägerfre­ quenz des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals, da der erste Demodulationsbereich im wesentlichen ein frequenzmodu­ liertes Signal, welches zu ihm geliefert wird, bezüglich der Frequenz demodulieren kann. Dann wird das Demodulationsaus­ gangssignal, welches auf der Basis der amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals vom ersten Demodulationsbereich erhal­ ten wird, dazu verwendet, um den wahlweisen Empfang der ampli­ tudenmodulierten Sendesignale im zweiten Signalempfangsbereich durch den Betriebssteuerbereich zu steuern.
Wenn das amplitudenmodulierte Sendesignal, welches durch den zweiten Signalempfangsbereich empfangen wird, nicht eine gewünschte Trägerfrequenz hat, d. h., eine fehlerhafte Er­ mittlung aufgetreten ist, wird das Demodulationsausgangssignal, welches vom ersten Demodulationsbereich auf der Basis des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals erhalten wird, das mit der unpassenden Trägerfrequenz vom zweiten Signalemp­ fangsbereich erhalten wird, dazu verwendet, um den Auswahl-Emp­ fang der amplitudenmodulierten Sendesignale im zweiten Signal­ empfangsbereich zu steuern.
Bei der Steuerung des Auswahl-Empfangs der amplituden­ modulierten Sendesignale im zweiten Signalempfangsbereich durch den Betriebssteuerbereich wird auf der Basis des Demodulations­ ausgangssignals, welches auf der Basis des amplitudenmodulier­ ten Zwischenfrequenzsignals vom ersten Demodulationsbereich er­ halten wird, geprüft, ob die Trägerfrequenz des amplitudenmodu­ lierten Sendesignals, welches durch den zweiten Signalempfangs­ bereich empfangen wird, gewünscht ist oder nicht, und der Emp­ fang des amplitudenmodulierten Sendesignals in diesem Zeitpunkt wird im zweiten Signalempfangsbereich beibehalten, wenn klarge­ stellt ist, daß die Trägerfrequenz des amplitudenmodulierten Sendesignals, welches durch den zweiten Signalempfangsbereich empfangen wird, gewünscht wird und der Empfang des amplituden­ modulierten Sendesignals in diesem Zeitpunkt beendet wird, um zu veranlassen, daß ein anderes amplitudenmoduliertes Sendesi­ gnal im zweiten Empfangssignalbereich empfangen werden kann, wenn klargestellt ist, daß die Trägerfrequenz des amplitudenmo­ dulierten Sendesignals, welches durch den zweiten Empfangsbe­ reich empfangen wird, nicht verlangt wird.
Damit kann bei dem Sendesignal-Empfangsgerät nach der vorliegenden Erfindung geeignet geprüft werden, ob die Träger­ frequenz des empfangenen amplitudenmodulierten Sendesignals verlangt ist oder nicht, wenn die amplitudenmodulierten Sende­ signale wahlweise empfangen werden, ohne daß eine nachteilige Situation auftritt, bei der beispielsweise ein höheres harmoni­ sches Signal, welches durch Schwingungsform-Formung erzeugt wird, der das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal un­ terworfen wird, als fehlerhaftes Signal wirkt, welches verhin­ dern kann, daß das amplitudenmodulierte Sendesignal sauber emp­ fangen wird, und der selektive Empfang der amplitudenmodulier­ ten Sendesignale kann sauber auf der Basis des Prüfergebnisses gesteuert werden kann.
Bei der Ausführungsform des Sendesignal-Empfangsgerät nach der vorliegenden Erfindung ist der Steuersignalerzeugungs­ bereich vorgesehen und die Frequenzdemodulationskennlinie im ersten Demodulationsbereich und die Frequenzbandauswahlkennli­ nie im zweiten Bandpaßfilter werden jeweils durch die Steuersi­ gnale eingestellt, die vom Steuersignalerzeugungsbereich gelie­ fert werden. Mit den Einstellungen durch die Steuersignale, die vom Steuersignalerzeugungsbereich geliefert werden, wird die Frequenzdemodulationskennlinie im ersten Demodulationsbereich oder die Frequenzbandauswahlkennlinie im zweiten Bandpaßfilter veranlaßt, mit einer vorgegebenen gewünschten Kennlinie zusam­ menzufallen, wenn aus der vorgegebenen gewünschten Kennlinie aufgrund beispielsweise eine Streuung der Kennlinie eines jeden Schaltungselementes, beispielsweise eines Halbleiterelements oder dgl., die verschiedene Teile der Ausführungsform bilden, hergeleitet wurde. Folglich kann unter einer Bedingung, bei der der erste Demodulationsbereich, das zweite Bandpaßfilter und der Steuersignalerzeugungsbereich zusammen mit anderen Berei­ chen in einer integrierten Schaltung untergebracht sind, die Frequenzdemodulationskennlinie im ersten Demodulationsbereich oder die Frequenzbandauswahlkennlinie im zweiten Bandpaßfilter leicht und passend durch einen Steuersignaleinstellbereich ein­ gestellt werden, der mit dem Steuersignalerzeugungsbereich ver­ bunden ist und der außerhalb der integrierten Schaltung vorge­ sehen ist.
Der Impulszähldemodulator nach der vorliegenden Erfin­ dung ist geeignet, den oben erwähnten ersten Demodulationsbe­ reich des Sendesignal-Empfangsgeräts nach der vorliegenden Er­ findung zu bilden. Mit diesem Impulszähldemodulator kann das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal, welches im oben er­ wähnten Sendesignal-Empfangsgerät nach der vorliegenden Erfin­ dung erzeugt wurde, passend frequenzdemoduliert werden, und zu­ sätzlich, wenn das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal, welches durch das oben erwähnte Sendesignal-Empfangsgerät nach der vorliegenden Erfindung erzeugt wurde, geliefert wird, kann das Demodulationsausgangssignal, welches der Trägerfrequenz des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals entspricht, näm­ lich das Demodulationsausgangssignal, welches der Trägerfre­ quenz des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals ent­ spricht, welches wahlweise durch den zweiten Signalempfangsbe­ reich empfangen wurde, sicher erhalten werden, ohne eine nach­ teilige Situation zu erzeugen, bei der beispielsweise ein höhe­ res harmonisches Signal, welches durch Schwingungsform-Formung erzeugt wird, der das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsi­ gnal unterworfen wird, als fehlerhaftes Signal wirkt, um zu verhindern, daß das amplitudenmodulierte Sendesignal sauber empfangen wird.
Da außerdem im Impulszähldemodulator nach der vorlie­ genden Erfindung die variable Stromquelle vorgesehen ist, die das kapazitive Element, welches im monostabilen Multivibrator enthalten ist, mit dem Ladestrom beliefern kann und den Lade­ strom in Abhängigkeit von der Steuerspannung, die von außerhalb geliefert wird, verändern kann, kann die Frequenzdemodulations­ kennlinie, die eine Demodulationsmittenfrequenz, die Demodula­ tionsempfindlichkeit usw. umfaßt, leicht und genau mit der Steuerspannung, die von außerhalb geliefert wird, eingestellt werden.
Die obigen und anderen Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden ausführli­ chen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen deutlich.
Es zeigen:
Fig. 1 eine Blockdarstellung, die eine Ausführungsform eines Sendesignal-Empfangsgeräts nach der vorliegenden Erfin­ dung zeigt;
Fig. 2 eine Kennliniendarstellung, die bei der Erklä­ rung einer Demodulationskennlinie in einem Frequenz-Demodulati­ onsbereich verwendet wird, der im Sendesignal-Empfangsgerät, welches in Fig. 1 gezeigt ist, verwendet wird;
Fig. 3 eine Schaltungsanordnung, die eine Ausführungs­ form des Zwischenfrequenzbandpaßfilters zeigt, welches im Sen­ designal-Empfangsgerät von Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 4 eine Schaltungsanordnung, die eine Ausführungs­ form einer äquivalenten variablen Widerstandsschaltung zeigt, die verwendet wird, um äquivalent einen veränderbaren Wider­ stand zu bilden, der im Zwischenfrequenzbandpaßfilter von Fig. 3 verwendet wird;
Fig. 5 eine Schaltungsanordnung, die eine Ausführungs­ form der variablen Gleichspannungsquelle zeigt, die bei der äquivalenten variablen Widerstandsschaltung, die in Fig. 4 ge­ zeigt ist, verwendet wird; und
Fig. 6 eine Schaltungsanordnung, die eine Ausführungs­ form des Frequenz-Demodulationsbereichs zeigt, der im Sendesi­ gnal-Empfangsgerät von Fig. 1 verwendet wird.
Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform des Sendesignal-Emp­ fangsgeräts nach der vorliegenden Erfindung.
Gemäß Fig. 1 ist eine Antenne 11 zum Empfang von fre­ quenzmodulierten Sendesignalen von mehreren Radiosendestatio­ nen, wobei jedes eine Trägerfrequenz hat, die beispielsweise im Frequenzband von 76 MHz bis 90 MHz liegt, und eine Antenne 12 zum Empfang vom amplitudenmodulierten Sendesignalen von mehre­ ren Radiosendestationen, wobei jedes eine Trägerfrequenz hat, die beispielsweise im Frequenzband von 531 kHz bis 1602 kHz liegt, vorgesehen. Mit diesen Antennen 11 und 12 wird ein Fre­ quenzmodulations-Signalempfangszustand, in welchem die fre­ quenzmodulierten Sendesignale wahlweise ausgewählt werden, und ein Amplitudenmodulations-Signalempfangszustand, bei dem die amplitudenmodulierten Sendesignale wahlweise empfangen werden, selektiv eingerichtet.
Der Frequenzmodulations-Signalempfangszustand oder der Amplitudenmodulations-Signalempfangszustand wird durch eine Steuereinheit 13 eingerichtet, die vorgesehen ist, um einen Be­ triebssteuerbereich zu bilden. Ein Befehlssignal CB wird zur Anforderung eines frequenzmodulierten Sendesignalbandes oder eines amplitudenmodulierten Sendesignalbandes über einen Steu­ eranschluß 15 zur Steuereinheit 13 von einem Empfangsbandaus­ wahlgerät 14 geliefert. Ein Befehlssignal CS zur Anforderung eines automatischen Abtastabstimmbetriebs oder ein Befehls­ signal CC zur Anforderung eines Abstimmungsbetriebs zum Abstim­ men der frequenzmodulierten oder der amplitudenmodulierten Sen­ designale wird außerdem über einen Steueranschluß 17 zur Steu­ ereinheit 13 von einer Abstimmungssteuerung 16 geliefert.
Wenn das Befehlssignal CB von der Empfangsbandauswahl­ einrichtung 14 über den Steueranschluß 15 zur Steuereinheit 13 geliefert wird, um das frequenzmodulierte Sendesignalband anzu­ fordern, wird ein Steuerspannungssignal VFA, welches beispiels­ weise einen hohen Pegel hat, zum Einstellen des Frequenzmodula­ tions-Signalempfangszustands von der Steuereinheit 13 in Abhän­ gigkeit vom Befehlssignal CB hergeleitet. Mit dem Steuerspan­ nungssignal VFA, welches den hohen Pegel hat, wird ein Umschal­ ter 18 gesteuert, um zu veranlassen, daß ein bewegbarer Kontakt 18c mit einem Auswahlkontakt 18f verbunden wird, wie durch eine gestrichelte Linie gezeigt ist, und ein Umschalter 19 wird so gesteuert, um zu veranlassen, daß ein bewegbarer Kontakt 19c mit einem Auswahlkontakt 19f verbunden wird, wie durch eine ge­ strichelte Linie gezeigt ist, wodurch der Frequenzmodulati­ onsempfangszustand im Sendesignal-Empfangsgerät nach Fig. 1 eingestellt ist.
Bei dem Frequenzmodulations-Signalempfangszustand, der somit im Gerät nach Fig. 1 eingestellt ist, wenn das Befehls­ signal CS, welches den automatischen Abtastabstimmbetrieb oder das Befehlssignal CC, das den Abstimmbetrieb zum Abstimmen ei­ nes der frequenzmodulierten Sendesignale anfordert, über den Steueranschluß 17 zur Steuereinheit 13 von der Abstimmungs­ steuerung 16 geliefert wird, wird ein Abstimmsteuerspannungs­ signal VCF von der Steuereinheit 13 zu einem Abstimmverstärker 20 und zu einem Überlagerungsoszillator 21 geliefert. Dadurch wird eine Abstimmfrequenz bereitgestellt, die dem Abstimmsteu­ erspannungssignal VCF im Abstimmverstärker 20 entspricht, und es wird eine Oszillatorfrequenz bereitgestellt, die dem Ab­ stimmsteuerspannungssignal VCF im Überlagerungsoszillator 21 entspricht.
Wenn die Abstimmfrequenz, die im Abstimmverstärker 20 bereitgestellt wird, zu einer Frequenz kommt, die im wesentli­ chen mit oder extrem benachbart zur Trägerfrequenz einer der frequenzmodulierten Sendesignale übereinstimmt, die bei der An­ tenne 11 von den entsprechenden Radiosendestationen ankommen, wird dieses frequenzmodulierte Sendesignal über einen Antennen­ anschluß 22 durch den Abstimmverstärker 20 empfangen. Das fre­ quenzmodulierte empfangene Sendesignal wird durch den Abstimm­ verstärker 20 verstärkt, so daß es ein frequenzmoduliertes emp­ fangenes Sendesignal SF wird, welches zu einem Frequenzumsetzer 23 geliefert wird. Ein Oszillator-Ausgangssignal SLF1 vom Über­ lagerungsoszillator 21, welches mit einer Oszillatorfrequenz entsprechend dem Abstimmsteuerspannungssignal VCF schwingt, wird ebenfalls zum Frequenzumsetzer 23 geliefert.
Im Frequenzumsetzer 23 wird das frequenzmodulierte emp­ fangene Sendesignal SF gemäß dem Oszillator-Ausgangssignal SLF1 bezüglich der Frequenz umgesetzt, um ein frequenzmoduliertes Zwischenfrequenzsignal SFI1 zu erzeugen. Das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal SFI1 besitzt eine Trägerfrequenz, die der Differenz zwischen der Trägerfrequenz des frequenzmodulier­ ten empfangenen Sendesignals SF und der Frequenz des Oszilla­ tor-Ausgangssignals SLF1 entspricht, welche beispielsweise auf 10,7 MHz eingestellt wird. Das frequenzmodulierte Zwischenfre­ quenzsignal SFI1 wird weiter zu einem Frequenzumsetzer 24 ge­ liefert. Ein Oszillator-Ausgangssignal SLF2 vom Überlage­ rungsoszillator 25, der mit einer vorgegebenen konstanten Os­ zillatorfrequenz schwingt, wird ebenfalls zum Frequenzumsetzer 24 geliefert.
Im Frequenzumsetzer 24 wird das frequenzmodulierte Zwi­ schenfrequenzsignal SFI1 weiter gemäß dem Oszillator-Ausgangs­ signal SLF2 in bezug auf die Frequenz umgesetzt, um ein fre­ quenzmoduliertes Zwischenfrequenzsignal SFI2 zu erzeugen. Das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal SFI2 hat eine Träger­ frequenz entsprechend der Differenz zwischen der Trägerfrequenz des frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignals SFI2 und der Frequenz des Oszillator-Ausgangssignals SFL2, die beispiels­ weise auf 150 kHz eingestellt ist. Das frequenzmodulierte Zwi­ schenfrequenzsignal SFI2, welches die Trägerfrequenz von bei­ spielsweise 150 kHz hat und vom Frequenzumsetzer 24 erhalten wird, wird zu einem Zwischenfrequenzbandpaßfilter 26 geliefert.
Ein Schaltungsbereich, der den oben erwähnten Abstimm­ verstärker 20 umfaßt, die Überlagerungsoszillatoren 21 und 25 und die Frequenzumsetzer 23 und 24, bilden einen Frequenzmodu­ lations-Sendesignal-Empfangsbereich, der selektiv frequenzmodu­ lierte Sendesignale empfangen kann und der ein frequenzmodu­ liertes Zwischenfrequenzsignal auf der Basis eines empfangenen frequenzmodulierten Sendesignals erzielt.
Das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal SFI2, welches durch das Zwischenfrequenzbandpaßfilter 26 gelaufen ist, läuft über den Auswahlkontakt 18f und den bewegbaren Kon­ takt 18c des Umschalters 18, um dann zu einem Zwischenfrequenz­ begrenzungsverstärker 27 geliefert zu werden. Im Zwischenfre­ quenzbegrenzungsverstärker 27 wird das frequenzmodulierte Zwi­ schenfrequenzsignal SFI2 mit einem konstanten Verstärkungsfak­ tor verstärkt und bezüglich der Amplitude begrenzt, so daß es bei einem vorgegebenen Pegel konstant ist. Dann wird das fre­ quenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal SFI2, welches vom Zwi­ schenfrequenzbegrenzungsverstärker 27 erhalten wird, dessen Amplitude so begrenzt ist, daß diese bei einem vorgegebenen Pe­ gel konstant ist, zu einem Frequenzdemodulator 28 geliefert. Der Frequenzdemodulator 28 wird durch einen Impulszähldemodula­ tor gebildet.
In diesem Zeitpunkt wird das Steuerspannungssignal VFA, welches den hohen Pegel hat, über ein Signaladdierglied 29 von der Steuereinheit 13 zum Frequenzdemodulator 28 geliefert, und die Demodulationskennlinie im Frequenzdemodulator 28 wird gemäß dem Steuerspannungssignal VFA, welches den hohen Pegel hat, eingerichtet, daß diese zur Demodulation des frequenzmodulier­ ten Zwischenfrequenzsignals SFI2 geeignet ist, wie beispiels­ weise durch eine gerade Linie Lf in einem Demodulationskennli­ niendiagramm, welches in Fig. 2 gezeigt ist, dargestellt ist. Bei der Demodulationskennlinie, die durch die gerade Linie Lf dargestellt ist, fällt eine Demodulationsmittenfrequenz mit der Trägerfrequenz des frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignals SFI2 zusammen, nämlich bei 150 kHz, und die Demodulationsemp­ findlichkeit ist relativ gering.
Im Frequenzdemodulator 28 wird das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal SFI2, dessen Amplitude begrenzt ist, so daß diese einen vorgegebenen konstanten Pegel hat, einer Fre­ quenzdemodulation mit der Demodulationskennlinie unterworfen, die durch die gerade Linie Lf in der Demodulationskennlinie, die in Fig. 2 gezeigt ist, dargestellt wird, und es wird ein Demodulationsausgangssignal SOF vom Frequenzdemodulator 28 er­ halten, welches zu einem Leistungsverstärker 30 geliefert wird. Der Leistungsverstärker 30 ist mit einer Stummtastungsbetriebs­ funktion ausgestattet.
Das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal SFI2, welches vom Zwischenfrequenzbegrenzungsverstärker 27 erhalten wird, wird außerdem zu einem Eingangsanschluß eines Eingangsan­ schlußpaars einer UND-Schaltung 33 geliefert, und das Demodula­ tionsausgangssignal SOF, welches vom Frequenzdemodulator 28 er­ halten wird, wird außerdem zu einem Verstimmungsdetektor 34 ge­ liefert. Der Verstimmungsdetektor 34 erzeugt ein Ermittlungs­ ausgangssignal SDD, welches einen hohen Pegel hat, wenn das De­ modulationsausgangssignal SOF auf der Basis des frequenzmodu­ lierten Zwischenfrequenzsignals SFI2 gerade erhalten wird, wel­ ches die Trägerfrequenz von 150 kHz hat und der Frequenzdemodu­ lation im Frequenzdemodulator 28 unterworfen ist und der Pegel des Demodulationsausgangssignals SOF in einem vorgegebenen Pe­ gelbereich bleibt, so daß ein Pegelbereich LDT im Demodulati­ onskennliniendiagramm, welches in Fig. 2 gezeigt ist, und einen niedrigen Pegel, wenn der Pegel des Demodulationsausgangs­ signals SOF nicht bei dem vorgegebenen Pegelbereich bleibt, beispielsweise im Pegelbereich LTD im Demodulationskennlinien­ diagramm, welches in Fig. 2 gezeigt ist. Das Ermittlungsaus­ gangssignal SDD, welches vom Verstimmungsdetektor 34 erhalten wird, wird zum anderen Anschluß eines Eingangsanschlußpaars der UND-Schaltung 33 geliefert. Wenn folglich das Demodulationsaus­ gangssignal SOF, welches gerade auf dem frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignal SFI2 basiert, vom Frequenzdemodulator 28 erhalten wird, wird das Ermittlungsausgangssignal SDD, welches den hohen Pegel hat, vom Verstimmungsdetektor 34 hergeleitet, so daß es zum anderen Anschluß eines Eingangsanschlußpaars der UND-Schaltung 33 geliefert wird.
Ein Ausgangssignal SFD, welches dem frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignal SFI2 entspricht, wird am Ausgang der UND-Schaltung 33 erhalten, zu dem das frequenzmodulierte Zwi­ schenfrequenzsignal SFI2 vom Zwischenfrequenzbegrenzungsver­ stärker 27 und das Ermittlungsausgangssignal SDD, welches den hohen Pegel hat, vom Verstimmungsdetektor 34 geliefert wird. Das somit von der UND-Schaltung 33 erhaltene Ausgangssignal SFD wird zur Steuereinheit 13 geliefert. Von der Steuereinheit 13 wird ein Stummtastungslöschsignal CML als Antwort auf das Aus­ gangssignal SFD von der UND-Schaltung 33 hergeleitet, welches zum Leistungsverstärker 30 geliefert wird.
Im Leistungsverstärker 30, zu dem das Stummtastungs­ löschsignal CML geliefert wird, wird der Stummtastungsbetrieb durch das Stummtastungslöschsignal CML beendet und das Demodu­ lationsausgangssignal SOF vom Frequenzdemodulator 28 wird ver­ stärkt und über den Auswahlkontakt 19f und den bewegbaren Kon­ takt 19c des Umschalters 19 und einen Ausgangsanschluß 31 zu einem Lautsprecher 32 geliefert. Daher wird ein Wiedergabeton, der ein reproduziertes Informationsausgangssignal ist, welches auf der Basis des Demodulationsausgangssignals SOF erhalten wird, d. h., ein reproduziertes Informationsausgangssignal, wel­ ches auf der Basis des empfangenen frequenzmodulierten Sendesi­ gnals SF erhalten wird, vom Lautsprecher 32 geliefert.
Ein Schaltungsbereich, der den Verstimmungsdetektor 34 und die UND-Schaltung 33 einschließt, bildet einen Zustandser­ mittlungsbereich, um den Frequenzmodulations-Signalempfangszu­ stand auf der Basis des frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsi­ gnals SFI2 vom Zwischenfrequenzbegrenzungsverstärker 27 und des Demodulationsausgangssignals SOF vom Frequenzdemodulator 28 zu ermitteln, und um das Ausgangssignal SFD als Ermittlungsaus­ gangssignal zu erzeugen.
Wenn eine fehlerhafte Ermittlung im Abstimmverstärker 20 bei dem Frequenzmodulations-Signalempfangszustand auftritt und daher ein frequenzmoduliertes Sendesignal, welches durch den Abstimmverstärker 20 empfangen und verstärkt wird, eine un­ geeignete Trägerfrequenz hat, die sich von der Abstimmfrequenz unterscheidet, die im Abstimmverstärker 20 bereitgestellt wird, hat das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal SFI2, welches vom Frequenzumsetzer 24 erhalten wird, eine Trägerfrequenz, die sich gegenüber der geeigneten Trägerfrequenz von beispielsweise 150 kHz unterscheidet. Daher wird das Ermittlungsausgangssignal SDD, welches den niedrigen Pegel hat, vom Verstimmungsdetektor 34 hergeleitet, zu dem das Demodulationsausgangssignal SOF, welches durch Frequenzdemodulation des frequenzmodulierten Zwi­ schenfrequenzsignals SFI2 im Frequenzdemodulator 28 erhalten wird, geliefert wird, so daß es zum anderen Anschluß eines Ein­ gangsanschlußpaars der UND-Schaltung 33 geliefert wird, wodurch das Ausgangssignal SFD, welches dem frequenzmodulierten Zwi­ schenfrequenzsignal SFI2 entspricht, nicht von der UND-Schal­ tung 33 erhalten wird, so daß das Ausgangssignal SFD nicht zur Steuereinheit 13 geliefert wird. Somit wird das Stummtastungs­ löschsignal CML von der Steuereinheit 13 nicht geliefert, wo­ durch der Stummtastungsbetrieb im Leistungsverstärker 30 nicht beendet wird, so daß ein reproduzierter Ton vom Lautsprecher 32 nicht erhalten wird.
In einem solchen Zustand wird, wenn das Befehlssignal CS, welches den automatischen Abtastabstimmbetrieb gegenüber den frequenzmodulierten Sendesignalen anfordert, von der Ab­ stimmsteuerung 16 zur Steuereinheit 13 geliefert wird, in der Steuereinheit 13 das Abstimmsteuerspannungssignal VCF, welches zum Abstimmverstärker 20 und zum Überlagerungsoszillator 21 ge­ liefert wird, in einer vorgegebenen Weise als Antwort auf das Anforderungssignal CS variiert, nachdem der Zustand, bei der das Ausgangssignal SFD entsprechend dem frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignal SFI2 nicht von der UND-Schaltung 33 er­ halten wird, bestätigt wird, so daß die Abstimmfrequenz im Ab­ stimmverstärker und die Oszillatorfrequenz im Überlagerungsos­ zillator 21 durch eine vorgegebene Frequenzbreite verändert wird. Damit wird eine neue Abstimmfrequenz und eine neue Oszil­ latorfrequenz im Abstimmverstärker 20 und im Überlagerungsos­ zillator 21 bereitgestellt, und es wird der automatische Ab­ tastabstimmbetrieb in bezug auf die frequenzmodulierten Sende­ signale durchgeführt.
Wenn das Befehlssignal CB von der Empfangsbandauswahl­ einrichtung 14 über den Steueranschluß 15 zur Steuereinheit 13 geliefert wird, um ein amplitudenmoduliertes Sendesignalband anzufordern, wird die Steuerspannung VFA, die beispielsweise einen niedrigen Pegel hat, um den Amplitudenmodulations-Signal­ empfangszustand einzustellen, von der Steuereinheit 13 in Ab­ hängigkeit von dem Befehlssignal CB hergeleitet. Durch das Steuerspannungssignal VFA, welches den niedrigen Pegel hat, wird der Umschalter 18 gesteuert, um den bewegbaren Kontakt 18c zu veranlassen, daß dieser mit einem Auswahlkontakt 18a verbun­ den wird, wie durch eine durchgezogene Linie in Fig. 1 gezeigt ist, und der Umschalter 19 wird so gesteuert, daß er den beweg­ baren Kontakt 19c veranlaßt, daß dieser mit einem Auswahlkon­ takt 19a verbunden wird, wie durch eine durchgezogene Linie in Fig. 1 gezeigt ist, so daß der Amplitudenmodulations-Signalemp­ fangszustand im Sendesignal-Empfangsgerät nach Fig. 1 einge­ stellt wird.
Beim Amplitudenmodulations-Signalempfangszustand, der somit im Gerät nach Fig. 1 eingestellt ist, wenn das Befehls­ signal CS, welches den automatischen Abtastabstimmbetrieb an­ fordert, oder das Befehlssignal CC, das den Abstimmbetrieb an­ fordert, um eines der amplitudenmodulierten Sendesignale abzu­ stimmen, über den Steueranschluß 17 zur Steuereinheit 13 von der Abstimmungssteuerung 16 geliefert wird, wird ein Abstimm­ steuerspannungssignal VCA von der Steuereinheit 13 zu einem Ab­ stimmverstärker 35 und einem Überlagerungsoszillator 36 gelie­ fert. Dadurch wird eine Abstimmfrequenz bereitgestellt, die dem Abstimmsteuerspannungssignal VCA im Abstimmverstärker 35 ent­ spricht, und es wird eine Oszillatorfrequenz bereitgestellt, die dem Abstimmsteuerspannungssignal VCA im Überlagerungsoszil­ lator 36 entspricht.
Wenn die Abstimmfrequenz, die im Abstimmverstärker 35 bereitgestellt wird, zu einer Frequenz kommt, die in etwa mit oder extrem benachbart zur Trägerfrequenz eines der amplituden­ modulierten Trägersignale übereinstimmt, die bei der Antenne 12 von den entsprechenden Radiosendestationen ankommen, wird die­ ses amplitudenmodulierte Sendesignal über einen Antennenan­ schluß 37 durch den Abstimmverstärker 35 empfangen. Das empfan­ gene amplitudenmodulierte Sendesignal wird durch den Abstimm­ verstärker 35 verstärkt, so daß ein amplitudenmoduliertes Sen­ designal SA empfangen wird, welches zu einem Frequenzumsetzer 38 geliefert wird. Ein Oszillatorausgangssignal SLA1 vom Über­ lagerungsoszillator 36, der mit einer Oszillatorfrequenz ent­ sprechend dem Abstimmsteuerspannungssignal VCA schwingt, wird ebenfalls zum Frequenzumsetzer 38 geliefert.
Im Frequenzumsetzer 38 wird das empfangene amplituden­ modulierte Sendesignal SA gemäß dem Oszillator-Ausgangssignal SLA1 bezüglich der Frequenz umgesetzt, um ein amplitudenmodu­ liertes Zwischenfrequenzsignal SAI1 zu erzeugen. Das amplitu­ denmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI1 besitzt eine Träger­ frequenz, die der Differenz zwischen der Trägerfrequenz des empfangenen amplitudenmodulierten Sendesignals SA und der Fre­ quenz des Oszillator-Ausgangssignals SLA1 entspricht, die bei­ spielsweise auf 450 kHz eingestellt wird. Das amplitudenmodu­ lierte Zwischenfrequenzsignal SAI1 wird weiter zu einem Fre­ quenzumsetzer 39 geliefert. Ein Oszillator-Ausgangssignal SLA2 vom einem Überlagerungsoszillator 40, der mit einer vorgegebe­ nen konstanten Oszillatorfrequenz schwingt, wird ebenfalls zum Frequenzumsetzer 39 geliefert.
Im Frequenzumsetzer 39 wird das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI1 weiter gemäß dem Oszillator-Aus­ gangssignal SLA2 bezüglich der Frequenz umgesetzt, um ein amplitudenmoduliertes Zwischenfrequenzsignal SAI2 zu erzeugen. Das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2 hat eine Trägerfrequenz, die der Differenz zwischen dem der Trägerfre­ quenz des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals SAI2 und der Frequenz des Oszillator-Ausgangssignals SLA2 ent­ spricht, die beispielsweise auf 45 kHz eingestellt ist. Das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2, welches eine Trägerfrequenz von beispielsweise 45 kHz hat und vom Frequenz­ umsetzer 39 erhalten wird, wird zu einem Zwischenfrequenz-Band­ paßfilter 41 geliefert. Im Zwischenfrequenz-Bandpaßfilter 41 kann eine Frequenzband-Auswahlkennlinie mit einem Steuerspan­ nungssignal eingestellt werden, welches von außerhalb dahin ge­ liefert wird.
Ein Schaltungsbereich, der den oben erwähnten Abstimm­ verstärker 35, die Überlagerungsoszillatoren 36 und 40 und die Frequenzumsetzer 38 und 39 einschließt, bildet einen Amplitu­ denmodulations-Sendesignal-Empfangsbereich, der selektiv ampli­ tudenmodulierte Sendesignale empfangen und der ein amplituden­ moduliertes Zwischenfrequenzsignal auf der Basis eines empfan­ genen amplitudenmodulierten Sendesignals erzielen kann.
Das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2, welches durch das Zwischenfrequenz-Bandpaßfilter 41 gelaufen ist, wird zu einem Zwischenfrequenzverstärker 42 und zu einem Auswahlkontakt 18a des Umschalters 18 geliefert. Das amplitu­ denmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2, welches durch den Zwischenfrequenzverstärker 42 verstärkt wurde, wird zu einem Amplitudendemodulator 43 geliefert, und es wird ein Demodulati­ onsausgangssignal SOA auf der Basis des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals SAI2 vom Amplitudendemodulator 43 her­ geleitet.
Das Demodulationsausgangssignal SOA wird zu einem Lei­ stungsverstärker 45 und zu einem automatischen Verstärkungsre­ gelungsgenerator (AGC-Signalgenerator) 44 geliefert. Der Lei­ stungsverstärker 45 ist mit einer Stummtastungsbetriebsfunktion ausgestattet. Das Demodulationsausgangssignal SOA wird weiter zu einem Anschluß eines Eingangsanschlußpaars einer UND-Schal­ tung 46 geliefert.
Im automatischen Verstärkungsregelungsgenerator 44 wird ein Automatik-Verstärkungsregelungssignal SGC entsprechend dem Pegel des Demodulationsausgangssignals SOA erzeugt, welches zum Zwischenfrequenzverstärker 42 geliefert wird. Im Zwischenfre­ quenzverstärker 42 wird ein automatischer Verstärkungsrege­ lungsbetrieb durchgeführt, durch den ein Verstärkungsfaktor zur Verstärkung reduziert wird, wenn der Pegel des Demodulations­ ausgangssignals SOA, der vom Amplitudendemodulator 43 erhalten wird, wesentlich über einen vorgegebenen Pegel ansteigt, und vermindert, wenn der Pegel des Demodulationsausgangssignals SOA auf einen niedrigeren als einen vorgegebenen Pegel abfällt, wo­ durch der Pegel des Demodulationsausgangssignals SOA so gesteu­ ert wird, daß er laufend den vorgegebenen Pegel hat.
Das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2, welches zum Auswahlkontakt 18a des Umschalters 18 geliefert wird, läuft über den Auswahlkontakt 18a und den bewegbaren Kon­ takt 18c des Umschalters 18, so daß es zum Zwischenfrequenzbe­ grenzungsverstärker 27 geliefert wird. Im Zwischenfrequenzbe­ grenzungsverstärker 27 wird das amplitudenmodulierte Zwischen­ frequenzsignal SAI2 mit einem konstanten Verstärkungsfaktor verstärkt und in bezug auf die Amplitude begrenzt, so daß es auf einem vorgegebenen Pegel konstant ist. Dann wird das ampli­ tudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2, welches vom Zwi­ schenfrequenzbegrenzungsverstärker 27 erhalten wird, wobei die Amplitude begrenzt ist, so daß sie bei einem vorgegebenen Pegel konstant ist, zum Frequenzdemodulator 28 geliefert, der durch den Impulszähldemodulator gebildet ist. In diesem Fall bildet der Umschalter 18 einen Signallieferbereich, der den Frequenz­ demodulator 28 mit dem amplitudenmodulierten Zwischenfrequenz­ signal SAI2 beliefern kann, welches vom Zwischenfrequenzband­ paßfilter 41 hergeleitet wird.
In diesem Zeitpunkt wird das Steuerspannungssignal VFA, welches den niedrigen Pegel hat, über das Signaladdierglied 29 von der Steuereinheit 13 zum Frequenzdemodulator 28 geliefert, und die Demodulationskennlinie im Frequenzdemodulator 28 wird gemäß dem Steuerspannungssignal VFA eingerichtet, welches den niedrigen Pegel hat, daß sie geeignet ist, das amplitudenmodu­ lierte Zwischenfrequenzsignal SAI2 zu demodulieren, wie bei­ spielsweise durch eine gerade Linie La im Demodulationskennli­ nendiagramm, welches in Fig. 2 gezeigt ist, dargestellt ist. Bei der Demodulationskennlinie, die durch eine gerade Linie La dargestellt ist, fällt eine Demodulationsmittenfrequenz mit ei­ ner Trägerfrequenz des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenz­ signals SAI2 zusammen, nämlich bei 45 kHz, und die Demodulati­ onsempfindlichkeit ist relativ gering.
Im Frequenzdemodulator 28 wird das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2, dessen Amplitude so begrenzt ist, daß diese bei einem vorgegebenen Pegel konstant ist, einer Fre­ quenzdemodulation mit der Demodulationskennlinie, die durch die gerade Linie La im Demodulationskennliniendiagramm, welches in Fig. 2 gezeigt ist, unterworfen, und es wird ein Demodulations­ ausgangssignal SOF erhalten. Dieses Demodulationsausgangssignal SOF hat einen Pegel, der der Trägerfrequenz des amplitudenmodu­ lierten Zwischenfrequenzsignals SAI2 entspricht, nämlich 45 kHz, und es wird zum Leistungsverstärker 30 und zum Verstim­ mungsdetektor 34 geliefert.
Der Verstimmungsdetektor 34 erzeugt ein Ermittlungsaus­ gangssignal SDD, welches einen hohen Pegel hat, wenn das Demo­ dulationsausgangssignal SOF auf der Basis des amplitudenmodu­ lierten Zwischenfrequenzsignals SAI2 erhalten wird, welches die Trägerfrequenz von beispielsweise 45 kHz hat, und es wird der Frequenzdemodulation im Frequenzdemodulator 28 unterworfen und der Pegel des Demodulationsausgangssignals SOF verbleibt in ei­ nem vorgegebenen Pegelbereich, beispielsweise im Pegelbereich LTD im Demodulationskennliniendiagramm, welches in Fig. 2 ge­ zeigt ist, und einen niedrigen Pegel, wenn der Pegel des Demo­ dulationsausgangssignals SOF nicht im vorgegebenen Pegelbereich bleibt, beispielsweise im Pegelbereich LDT im Demodulations­ kennliniendiagramm, welches in Fig. 2 gezeigt ist. Das Ermitt­ lungsausgangssignal SDD, welches vom Verstimmungsdetektor 34 erhalten wird, wird zum anderen Anschluß eines Eingangsan­ schlußpaars der UND-Schaltung 33 geliefert. Wenn somit das De­ modulationsausgangssignal SOF auf der Basis des amplitudenmodu­ lierten Zwischenfrequenzsignals SAI2 vom Frequenzdemodulator 28 erhalten wird, wird das Ermittlungsausgangssignal SDD, welches den hohen Pegel hat, vom Verstimmungsdetektor 34 hergeleitet und zum anderen Anschluß eines Eingangsanschlußpaars der UND-Schaltung 46 geliefert.
Ein Ausgangssignal SAD, welches dem Demodulationsaus­ gangssignal SOA entspricht, wird am Ausgang der UND-Schaltung 46 erhalten, zu dem das Demodulationsausgangssignal SOA, wel­ ches vom Amplitudendemodulator 43 erhalten wird, und das Er­ mittlungsausgangssignal SDD, welches dem hohen Pegel hat, vom Verstimmungsdetektor 34 geliefert werden. Von der Steuereinheit 13 wird das Stummtastungslöschsignal CML als Antwort auf das Ausgangssignal SAD von der UND-Schaltung 46 hergeleitet, wel­ ches zum Leistungsverstärker 45 geliefert wird.
Im Leistungsverstärker 45, zu dem das Stummtastungs­ löschsignal CML geliefert wird, wird der Stummtastungsbetrieb durch das Stummtastungslöschsignal CML beendet und das Demodu­ lationsausgangssignal SOA vom Amplitudendemodulator 43 wird verstärkt und über den Auswahlkontakt 19a und den bewegbaren Kontakt 19c des Umschalters 19 und den Ausgangsanschluß 31 zum Lautsprecher 32 geliefert. Daher wird ein reproduzierter Ton, der ein reproduziertes Informationsausgangssignal ist, auf der Basis eines Demodulationsausgangssignals SAO erhalten, d. h., ein reproduziertes Informationsausgangssignal, welches auf der Basis des empfangenen amplitudenmodulierten Sendesignals SA er­ halten wird, wird vom Lautsprecher 32 hergeleitet.
Ein Schaltungsbereich, der die Leistungsverstärker 30 und 45 einschließt, den Umschalter 19 und den Lautsprecher 32, bildet einen Ausgangsbereich zum Erhalt der reproduzierten In­ formationsausgangssignale. Ein Schaltungsbereich, der den Ver­ stimmungsdetektor 34 und die UND-Schaltung 46 einschließt, bil­ det einen Zustandsermittlungsbereich, um einen Amplitudenmodu­ lations-Signal-Empfangszustand zu ermitteln auf der Basis des Demodulationsausgangssignals SOF vom Frequenzdemodulator 28 und des Demodulationsausgangssignals SAO vom Amplitudendemodulator 43, und um das Ausgangssignal SAD als Ermittlungsausgangssignal zu erzeugen.
Wenn eine fehlerhafte Ermittlung in Abstimmverstärker 35 unter der Amplitudenmodulations-Signal-Empfangsbedingung auftritt und daher ein amplitudenmoduliertes Sendesignal, wel­ ches durch den Abstimmverstärker 35 empfangen und verstärkt wird, eine nichtpassende Trägerfrequenz hat, die sich von der Abstimmfrequenz unterscheidet, die im Abstimmverstärker 35 be­ reitgestellt wird, hat das amplitudenmodulierte Zwischenfre­ quenzsignal SAI2, welches vom Frequenzumsetzer 39 erhalten wird, eine Trägerfrequenz, die sich von der geeigneten Träger­ frequenz von beispielsweise 45 kHz unterscheidet. Daher wird das Ermittlungsausgangssignal SDD, welches den niedrigen Pegel hat, vom Verstimmungsdetektor 34 hergeleitet, zu dem das Demo­ dulationsausgangssignal SOF, welches durch Frequenzdemodulation des frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignals SFI2 im Fre­ quenzdemodulator 28 erhalten wird, geliefert wird, so daß es zum anderen Anschluß eines Eingangsanschlußpaars der UND-Schal­ tung 46 geliefert wird, und das Ausgangssignal SAD, welches dem Demodulationsausgangssignal SAO vom Amplitudenmodulator 43 ent­ spricht, wird nicht von der UND-Schaltung 46 erhalten, so daß das Ausgangssignal SAD nicht zur Steuereinheit 13 geliefert wird. Folglich wird das Stummtastungslöschsignal CML nicht von der Steuereinheit 13 hergeleitet und es wird der Stummtastungs­ betrieb im Leistungsverstärker 45 nicht beendet, so daß der re­ produzierte Ton vom Lautsprecher 32 nicht erhalten wird.
Wenn unter einer solchen Bedingung das Befehlssignal CS, welches den automatischen Abtastabstimmbetrieb in bezug auf die amplitudenmodulierten Sendesignale anfordert, zur Steuer­ einheit 13 von der Abstimmsteuerung 16 geliefert wird, wird in der Steuereinheit 13 das Abstimmsteuerspannungssignal VCA, wel­ ches zum Abstimmverstärker 35 und zum Überlagerungsoszillator 36 geliefert, in einer vorgegebenen Weise als Antwort auf das Befehlssignal CS verändert, nachdem der Zustand, in welchem das Ausgangssignal SAD entsprechend dem Demodulationsausgangssignal SOA vom Verstärkungsdemodulator 43 nicht von UND-Schaltung 46 erhalten wird, bestätigt wird, so daß die Abstimmfrequenz im Abstimmverstärker 35 oder die Oszillatorfrequenz im Überlage­ rungsoszillator 36 um eine vorgegebene Frequenzbreite verändert wird. Als Ergebnis wird eine neue Abstimmfrequenz und eine neue Oszillatorfrequenz im Abstimmverstärker 35 bzw. im Überlage­ rungsoszillator 36 bereitgestellt, und es wird der automatische Abtastabstimmbetrieb in bezug auf die amplitudenmodulierten Sendesignale durchgeführt.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform nach Fig. 1 bildet der Schaltungsbereich, der die Steuereinheit 13 und die UND-Schaltungen 33 und 46 einschließt, einen Betriebssteuerbe­ reich, der das Demodulationsausgangssignal SOF verwenden kann, welches vom Frequenzdemodulator 28 erhalten wird, zu dem das amplitudenmodulierte Sendesignal, welches vom Zwischenfrequenz­ bandpaßfilter 41 geliefert wird, geliefert wird, um den fre­ quenzmodulierten Signalempfangszustand im frequenzmodulierten Sendesignalempfangsbereich zu steuern, der den Abstimmverstär­ ker 20, die Überlagerungsoszillatoren 21 und 25 und die Fre­ quenzumsetzer 23 und 24 aufweist, sowie den amplitudenmodulier­ ten Signalempfangszustand im amplitudenmodulierten Sendesignal­ empfangsbereich, der den Abstimmverstärker 35, die Überlage­ rungsoszillatoren 36 und 40 und die Frequenzumsetzer 38 und 39 aufweist.
Weiter ist in der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform ein Steuerspannungsgenerator 48 vorgesehen, der ein Steuerspan­ nungssignal VX erzeugen kann, um das Zwischenfrequenzbandpaß­ filter 41 und den Frequenzdemodulator 28 mit dem Steuerspan­ nungssignal VX zu beliefern, und es ist ein veränderbarer Wi­ derstand 50 zur Einstellung über einen Steueranschluß 49 mit dem Steuerspannungsgenerator 48 verbunden. Dieser Steuerspan­ nungsgenerator 48 ist in einer integrierten Schaltungsanordnung eingebaut zusammen mit dem Zwischenfrequenzbandpaßfilter 41, dem Frequenzdemodulator 28 und einer großen Anzahl von anderen Teilen. Dagegen ist der veränderbare Widerstand 50 außerhalb der integrierten Schaltungseinrichtung vorgesehen.
Der veränderbare Widerstand 50 zur Einstellung bildet einen Steuersignaleinstellbereich zur Einstellung des Steuer­ spannungssignals VX, welches durch den Steuerspannungsgenerator 48 erzeugt wird. Wenn der Widerstandswert des variablen Wider­ standes 50 manuell beeinflußt wird, beispielsweise, um dessen Widerstandswert zu ändern, wird das Steuerspannungssignal VX, welches durch den Steuerspannungsgenerator 48 erzeugt wird, welches zum Zwischenfrequenzbandpaßfilter 41 und über das Signaladdierglied 29 zum Frequenzdemodulator 28 geliefert wird, variiert, so daß es in Abhängigkeit von den Veränderungen des Widerstandes des Steuerspannungsgenerators 48 eingestellt wird. Somit wird die Frequenzbandauswahlkennlinie im Zwischenfre­ quenzbandpaßfilter 41 und die Frequenzdemodulationskennlinie im Frequenzdemodulator 28 jeweils in Abhängigkeit von den Verände­ rungen des Steuerspannungssignals VX eingestellt.
Durch die Einstellungen durch das Steuerspannungssignal VX, welches vom Steuersignalgenerator 48 geliefert wird, wird bewirkt, daß die Frequenzdemodulationskennlinie im Frequenzde­ modulator 28 und die Frequenzbandauswahlkennlinie im Zwischen­ frequenzbandpaßfilter 41 mit einer vorgegebenen gewünschten Kennlinie übereinstimmen, wenn diese von der vorgegebenen ge­ wünschten Kennlinie aufgrund beispielsweise einer Streuung der Kennlinie bei jedem Schaltungselement, beispielsweise einem Halbleiterelement oder dgl. abgewichen ist, welche das Zwi­ schenfrequenzbandpaßfilter 41, den Frequenzdemodulator 28 und die Schaltungsbereiche bilden, die um diese herum vorgesehen sind. Die Einstellungen werden leicht und in geeigneter Weise durch manuelles Beeinflussen des variablen Widerstandes 50 durchgeführt, der außerhalb der integrierten Schaltungseinrich­ tung vorgesehen ist, um dessen Widerstandswert zu ändern.
In Fig. 3 zeigt ein praktisches Beispiel eines Zwi­ schenfrequenzbandpaßfilters 41 für amplitudenmodulierte Zwi­ schenfrequenzsignale, welches bei der Ausführungsform nach Fig. 1 verwendet wird.
Gemäß Fig. 3 ist das amplitudenmodulierte Zwischenfre­ quenzsignal SAI2, welches zu einem Eingangsanschluß 60 gelie­ fert wird, in seinem Frequenzband durch einen Frequenzauswahl­ bereich begrenzt, der durch Widerstände 61, 62, 63 und 64, ei­ nen Kondensator 65 und Operationsverstärker 66 und 67 gebildet ist, und von einem Ausgangsanschluß 68 hergeleitet wird, um über einen Rückführungspfad, der durch variable Widerstände 69 und 70, einen Kondensator 71 und einen Operationsverstärker 72 gebildet ist, zu einem Eingang des Operationsverstärkers 66 ge­ liefert zu werden.
Bei dem praktischen Beispiel des Zwischenfrequenzband­ paßfilters 41 nach Fig. 3 wird eine Mittenfrequenz des Durch­ laßfrequenzbandes gemäß einer Zeitkonstante eingestellt, die durch den Widerstand des variablen Widerstandes 70 und die Ka­ pazität des Kondensators 65 und einer Zeitkonstante bestimmt wird, die durch den Widerstand des variablen Widerstandes 69 und der Kapazität des Kondensators 71 bestimmt ist. Wenn man annimmt, daß Fc die Mittenfrequenz darstellt, R70 den Wider­ stand des variablen Widerstandes 70 darstellt, C65 die Kapazi­ tät des Kondensators 65 darstellt, R69 den Widerstand des va­ riablen Widerstandes 69 darstellt und C71 die Kapazität des Kondensators 71 darstellt, kann die folgende Beziehung erfüllt werden:
Fc = 1/(2 · π · R70 · C65) = 1/(2 · π · R69 · C71)
Dies bedeutet, daß die Mittenfrequenz Fc in Abhängig­ keit von den Veränderungen des Widerstandswertes R70 des varia­ blen Widerstandes 70 und des Widerstandswertes R69 des varia­ blen Widerstandes 69 verändert werden kann.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform eine äquivalenten veränderbaren Widerstandsschaltung, die dazu verwendet wird, äquivalent die veränderbaren Widerstände 70 und 69 zu bilden, die im Beispiel nach Fig. 3 verwendet werden.
Nach Fig. 4 ist ein Signalpfad 84 so vorgesehen, daß er sich von einem Signaleingangsanschluß 81, zu dem das amplitu­ denmodulierte Zwischenfrequenzsignal SAI2 als Eingangssignal geliefert wird, über einen Widerstand 82 zu einem Signalaus­ gangsanschluß 83 erstreckt. Der Signalpfad 84 ist in einen Si­ gnaleingangsbereich 84i zwischen dem Signaleingangsanschluß 81 und dem Widerstand 82 unterteilt und einen Signalausgangsbe­ reich 84t zwischen dem Widerstand 82 und dem Signalausgangsan­ schluß 83.
Der Kollektor eines NPN-Transistors 85 ist mit dem Signalausgangsbereich 84t verbunden. Die Basis des Transistors 85 ist mit einer konstanten Gleichspannungsquelle 86 verbunden, die eine konstante Gleichspannung liefert, und der Emitter des Transistors 85 ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors 87 verbunden. Der Kollektor des Transistors 87 ist mit einer Gleichspannungsquelle 88 verbunden und die Basis des Transi­ stors 87 ist mit einer veränderbaren Gleichspannungsquelle 89 verbunden, die eine veränderbare Gleichspannung liefert. Die Emitter der Transistoren 85 und 87 sind miteinander verbunden, um ein Differentialpaar der Transistoren 85 und 87 zu bilden.
Der Kollektor eines NPN-Transistors 90 ist mit den Emittern der Transistoren 85 und 87, die miteinander verbunden sind, verbunden. Der Emitter des Transistors 90 ist über einen Widerstand 91 mit einem Referenzpotentialpunkt (Erde) verbun­ den, und die Basis des Transistors 90 ist über einen Widerstand 92 mit dem Signaleingangsbereich 84i des Signalpfads 84 verbun­ den. Der Transistor 90 und der Widerstand 91 bilden einen Span­ nungs-Strom-Umsetzungsbereich.
Der Kollektor eine NPN-Transistors 93 ist mit der Basis des Transistors 90 verbunden. Die Basis des Transistors 93 ist einer konstanten Gleichspannungsquelle 94 verbunden, die eine konstante Gleichspannung liefert, und der Emitter des Transi­ stors 93 ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors 95 verbun­ den. Der Kollektor des Transistors 95 ist mit der Gleichspan­ nungsquelle 88 verbunden, und die Basis des Transistors 95 ist mit einer variablen Gleichspannungsquelle 96 verbunden, die eine variable Gleichspannung liefert. Die Transistoren 93 und 95 bilden ein Differentialpaar mit den Emittern, die gemeinsam verbunden sind und mit denen eine Gleichspannungsquelle 97 ver­ bunden ist.
Die konstante Gleichspannungsquelle 86, die mit der Ba­ sis des Transistors 85 verbunden ist, um diese mit der konstan­ ten Gleichspannung zu beliefern, und die variable Gleichspan­ nungsquelle 89, die mit der Basis des Transistors 87 verbunden ist, um diese mit der variablen Gleichspannung zu beliefern, bilden einen Spannungssteuerbereich, um eine Gleichspannung, die zwischen der Basis des Transistors 85 und der Basis des Transistors 87 geliefert wird, wenn es die Gelegenheit erfor­ dert, zu variieren. In ähnlicher Weise bildet die konstante Gleichspannungsquelle 94, die mit der Basis des Transistors 93 verbunden ist, um diese mit der konstanten Gleichspannung zu beliefern, und die variable Gleichspannungsquelle 96, die mit der Basis des Transistors 95 verbunden ist, um diesen mit der variablen Gleichspannung zu beliefern, einen Spannungssteuerbe­ reich, um eine Gleichspannung, die zwischen der Basis des Tran­ sistors 93 und der Basis des Transistors 95 geliefert wird, wenn es die Gelegenheit erfordert, zu variieren.
Die variablen Gleichspannungsquellen 89 und 96 sind miteinander gekoppelt, um die entsprechenden variablen Gleich­ spannungen gleichzeitig zu verändern.
Der Betrieb des äquivalenten variablen Widerstands­ schaltung nach Fig. 4, die oben gezeigt wurde, wird nun unter der Annahme erklärt, daß ein Operationsverstärker 101 und ein Kondensator 102 parallel miteinander mit dem Signalausgangsan­ schluß 83 verbunden sind, wie durch die gestrichelten Linien in Fig. 4 gezeigt ist. Bei der Erklärung stellen R1, R2 und R3 Wi­ derstandswerte der Widerstände 82, 91 bzw. 92 dar, VO stellt eine Gleichspannung dar, die von der Gleichspannungsquelle 88 geliefert wird, die beispielsweise 2V, ist, V1 und V2 stellen die konstante Gleichspannungen dar, die von den konstanten Gleichspannungsquellen 86 und 94 geliefert werden, die bei­ spielsweise 1,65 V und 1,25 V sind, und V3 und V4 stellen die va­ riablen Gleichspannungen dar, die von den variablen Gleichspan­ nungsquellen 89 und 96 geliefert werden.
Das Eingangssignal SAI2, welches zum Signaleingangsan­ schluß 81 geliefert wird, erzeugt einen Strom i1, der durch den Signalpfad fließt, der mit dem Widerstand 82 versehen ist, und wird über den Widerstand 92 zur Basis des Transistors 90 gelie­ fert. Der Transistor 90 und der Widerstand 91, die den Span­ nungs-Strom-Umsetzungsbereich bilden, können einen Strom i2 er­ zeugen, der dem Eingangssignal SAI2 entspricht und der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 90 und den Widerstand 91 fließt.
Ein Teil des Stroms i2, der über die Kollektor-Emitter- Strecke des Transistors 90 und den Widerstand 91 fließt, wird durch einen Strom i3 gebildet, der über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 85 fließt, und ein anderer Teil des Stroms i2 wird durch einen Strom i4 gebildet, der über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 87 (i2 = i3 + i4) fließt. Daher fließt ein Strom i5, der durch Subtraktion des Stroms i3 vom Strom i1 (i5 = i1 - i3) erhalten wird, über den Signalausgangsbereich 84t des Signalpfads 84, der über den Signalausgangsanschluß 83 zum Kondensator 102 geliefert wird.
Bei solch einem Zustand wird, wenn die variable Gleich­ spannung V3, die zur Basis des Transistors 87 von der variablen Gleichspannungsquelle 89 geliefert wird, verändert wird, die Gleichspannung, die zwischen der Basis des Transistors 87 und der Basis des Transistors 85 geliefert wird, an die die kon­ stante Gleichspannung VI von der konstanten Gleichspannungs­ quelle 86 geliefert wird, gemäß den Veränderungen der variablen Gleichspannung V3 verändert. Demzufolge wird ein Basispotential des Transistors 85 in bezug auf ein Spannungspotential an der Basis des Transistors 87 geändert, und daher wird ein Verhält­ nis α des Stroms i4, der durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 87 fließt, zum Strom i3, der durch die Kollek­ tor-Emitter-Strecke des Transistors 85 fließt, verändert (α = i4/i3).
Da der Strom i2, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 90 und den Widerstand 91 fließt, konstant ge­ halten wird, wird der Strom i3, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 85 fließt, und der Strom i4, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 87 fließt, so verändert, daß der Strom i5, der über den Signalausgangsan­ schluß 83 zum Kondensator 102 geliefert wird, variiert wird. Auf diese Weise wird der Strom i5, der über den Signalausgangs­ anschluß 83 zum Kondensator 102 geliefert wird, als Antwort auf die Veränderungen der variablen Gleichspannung V3 geändert, die zur Basis des Transistors 87 von der variablen Gleichspannungs­ quelle 89 geliefert wird. Dies ist dazu äquivalent, daß ein Wi­ derstandswert zwischen einem Signaleingangsanschluß 81 und dem Signalausgangsanschluß 83 des Signalpfads 84 als Antwort auf die Veränderungen der variablen Gleichspannung V3 geändert wird, die zur Basis des Transistors 87 von der variablen Gleichspannungsquelle 89 geliefert wird, wobei somit die äqui­ valente variable Widerstandsschaltung nach Fig. 4 in ihrer Ge­ samtheit als veränderbarer Widerstand funktioniert.
Wenn man annimmt, daß vi eine Spannung des Eingangs­ signals SAI2 darstellt, können die Ströme i1 und i2, die durch die Widerstände 82 und 91 fließen, durch die folgenden Glei­ chungen dargestellt werden
i1 = vi/R1
i2 = vi/R2
In Verbindung mit dem Strom i2, der durch den Wider­ stand 91 fließt, dem Strom i3, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 85 fließt, und dem Strom i4, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 87 fließt, ent­ stehen Beziehungen, die durch die folgenden Gleichungen dar­ stellbar sind
i2 = i3 + i4
= i3 + α · i3
= (1 + α) · i3
i3 = i2/(1 + (α)
Wenn man annimmt daß γ = 1/(1 + α), wird der Strom i3 wie folgt dargestellt
i3 = γ · i2
Daher wird der Strom i5, der über den Signalausgangsan­ schluß 83 zum Kondensator 102 geliefert wird, durch die folgen­ den Gleichungen dargestellt
i5 = i1 - i3
= i1 - γ · i2
= vi/R1 - γ · vi/R2
= vi · (R2 - γ · R1)/(R1 · R2)
Wenn man annimmt, daß Rx einen äquivalenten Wider­ standswert zwischen einem Signaleingangsanschluß 81 und dem Signalausgangsanschluß 83 des Signalpfades 84 darstellt, werden die folgenden Gleichungen erfüllt
Rx = vi/i5
= (R1 - R2)/(R2 - γ · R1)
Folglich wird der äquivalente Widerstand Rx, der durch die äquivalente variable Widerstandsschaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, erhalten wird, die ihrer Gesamtheit als veränder­ barer Widerstand funktioniert, als (R1 - R2)/(R2 - γ · R1) dargestellt und wird gemäß den Veränderungen γ = 1/(1 + (i) va­ riiert, nämlich gemäß Variationen des Verhältnis α des Stroms i4 zum Strom i3.
Weiter bildet in der äquivalenten variablen Wider­ standsschaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, wenn man annimmt, daß i6 einen Strom darstellt, der durch die Stromquelle 97 fließt, 17 einen Strom darstellt, der über die Kollektor-Emit­ ter-Strecke des Transistors 93 fließt, und i8 einen Strom dar­ stellt, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 95 fließt, ein Teil des Stroms i6 einen Strom i7, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 93 fließt, und ein anderer Teil des Stroms i6 einen Strom i8 bildet, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 95 fließt, wodurch die folgende Gleichung erfüllt wird
i6 = i7 + i8
Die variable Gleichspannung V4, die zur Basis des Tran­ sistors 95 von der variablen Gleichspannungsquelle 96 geliefert wird, wird simultan mit Veränderungen der variablen Gleichspan­ nung V3 verändert, die zur Basis des Transistors 87 von der va­ riablen Gleichspannungsquelle 89 geliefert wird, und eine Dif­ ferenz zwischen der variablen Gleichspannung V3 und der kon­ stanten Gleichspannung V1, die zur Basis des Transistors 85 von der Gleichspannungsquelle 86 geliefert wird, und eine Differenz zwischen der variablen Gleichspannung V4 und der konstanten Gleichspannung V2, die zur Basis des Transistors 93 von der Konstant-Spannungsquelle 94 geliefert wird, wird immer mitein­ ander gleichgehalten, so daß gilt ΔV = V1 - V3 = V4 - V2. Demzufolge ist das Verhältnis des Stroms i8, der über die Kol­ lektor-Emitter-Strecke des Transistors 95 fließt, zum Strom i7, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 93 fließt, gleich dem Verhältnis α des Stroms i4, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 87 fließt, zum Strom i3, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 85 fließt (α = i4/i3 = i8/i7), und zwischen dem Strom i6, der durch die Stromquelle 97 fließt, und dem Strom i7, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 93 fließt, gilt die Beziehung, die durch die folgende Gleichungen dargestellt wird
i7 = i6/(1 + α)
= γ · i6
Außerdem ist in der äquivalenten variablen Widerstands­ schaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, ein Spannungsabfall, der am Widerstand 82 durch den durchfließenden Strom i3 auftritt, der durch i3 - R1 = γ - i2 - R2 dargestellt wird, und ein Span­ nungsabfall, der am Widerstand 92 durch den durch ihn fließen­ den Strom i7 auftritt, der durch i7 - R3 = γ - i6 - R3 darge­ stellt wird, so festgesetzt, daß er einander gleich ist (γ - i2 - R2 = γ - i6 - R3).
Unter einer solchen Bedingung wird, wenn die variable Gleichspannung V3, die zur Basis des Transistors 87 von der va­ riablen Gleichspannungsquelle 89 geliefert wird, geändert wird, die Gleichspannung (ΔV), die zwischen der Basis des Transi­ stors 87 und der Basis des Transistors 85 geliefert wird, zu der die konstante Gleichspannung V1 von der Konstantspannungs­ quelle 86 geliefert wird, gemäß den Veränderungen der variablen Gleichspannung V3 geändert. Damit wird das Verhältnis α des Stroms i4, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transi­ stors 87 fließt, zum Strom i3, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 85 fließt, so variiert, daß der Strom i3 variiert wird. Folglich wird der Spannungsabfall, der am Wi­ derstand 82 durch den durch ihn fließenden Strom i3 auftritt, variiert, und es wird ein Spannungspotential am Signaleingangs­ bereich 84i des Signalpfades 84 variiert.
In diesem Zeitpunkt wird, da die variable Gleichspan­ nung V4, die zur Basis des Transistors 95 von der variablen Gleichspannungsquelle 96 geliefert wird, ebenfalls gleichzeitig mit den Veränderungen der variablen Gleichspannung V3 geändert wird, die Gleichspannung (ΔV), die zwischen der Basis des Transistors 95 und der Basis des Transistors 96 geliefert wird, zu der die konstante Gleichspannung V2 von der Konstantspan­ nungsquelle 94 geliefert wird, gemäß den Veränderungen der va­ riablen Gleichspannung V4 geändert. Demzufolge wird das Ver­ hältnis ci des Stroms i8, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 95 fließt, zum Strom i7, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 93 fließt, geändert, so daß der Strom i7 geändert wird. Folglich wird der Spannungs­ abfall, der am Widerstand 92 durch den durch ihn fließenden Strom i7 auftritt, ebenfalls geändert.
Da der Spannungsabfall, der am Widerstand 82 durch den durch ihn fließenden Strom i3 auftritt, und der Spannungsab­ fall, der am Widerstand 92 durch den durch ihn fließenden Strom i7 auftritt, so festgesetzt ist, daß er gleich ist, sind die Veränderungen im Spannungsabfall, der am Widerstands 82 auf­ tritt, und die Veränderungen des Spannungsabfalls, der am Wi­ derstand 92 auftritt, einander gleich. Wenn daher das Span­ nungspotential am Signaleingangsbereich 84i des Signalpfads 84 gemäß den Veränderungen des Spannungsabfalls, der am Widerstand 82 auftritt, geändert wird, werden die Veränderungen des Span­ nungsabfalls, der am Widerstand 82 auftritt, durch die Verände­ rungen des Spannungsabfalls, der am Widerstand 92 auftritt, ab­ sorbiert, und es wird das Spannungspotential an der Basis des Transistors 90 nicht verändert.
Wie beschrieben wird bei dem Aufbau, der die Transisto­ ren 93 und 95, die ein Differentialpaar bilden, die Stromquelle 97, die Konstantspannungsquelle 94, die die Basis des Transi­ stors 93 mit der konstanten Gleichspannung V2 beliefert, die variable Gleichspannungsquelle 96, die die Basis des Transi­ stors 95 mit der variablen Gleichspannung V4 beliefert und die variable Gleichspannung V4 simultan mit den Veränderungen der variablen Gleichspannung V3 verändert, die zur Basis des Tran­ sistors 87 von der variablen Gleichspannungsquelle 89 geliefert wird, umfaßt, die in der oben beschriebenen Weise angeordnet sind, das Spannungspotential an der Basis des Transistors 90 in etwa konstant gehalten, so daß der äquivalente Widerstand Rx zwischen dem Signaleingangsanschluß 81 und dem Signalausgangs­ anschluß 83 des Signalpfads 84 passend geändert wird, wenn die variable Gleichspannung V3, die zur Basis des Transistors 87 von der variablen Gleichspannungsquelle 89 geliefert wird, mit der Absicht geändert wird, den äquivalenten Widerstand Rx zu verändern.
Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der variablen Gleich­ spannungsquelle 89 zum Liefern der variablen Gleichspannung V3 in der variablen Äquivalenz-Widerstandsschaltung nach Fig. 4.
Gemäß Fig. 5 ist in einem Schaltungsbereich, mit dem eine Konstantspannungsquelle 110 zum Liefern der konstanten Gleichspannung V2 (beispielsweise 1,25 V) verbunden ist, um eine Spannungsquelle zu bilden, vorgesehen ein Spannungs-Strom-Um­ setzungsbereich 119, der Widerstände 111 und 112, einen verän­ derbaren Widerstand 113 zur Einstellung, einen Operationsver­ stärker 114 und NPN-Transistoren 115, 116 und 117 umfaßt, und ein Stromquellenbereich 129, der Widerstände 120, 121, 122, 123 und 124, einen PNP-Transistor 126 und NPN-Transistoren 127 und 128 umfaßt, der in der Lage ist, einen Strom zu liefern, bei dem Veränderungen aufgrund von Temperaturänderungen unterdrückt werden.
Im Spannungs-Strom-Umsetzungsbereich 119 wird eine Spannung Vc, die an einem Verbindungspunkt zwischen dem Wider­ stand 111 und dem veränderbaren Widerstand 113 erhalten wird, zu einem Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 114 gelie­ fert, und ein Strom Ic, der jeweils über eine Kollektor-Emit­ ter-Strecke der Transistoren 116 und 117 fließt, der der Span­ nung Vc entspricht, die zum Operationsverstärker 114 geliefert wird, resultiert aus einem negativen Rückführungsbetrieb, der durch einen Schaltungsbereich ausgeführt wird, der den Operati­ onsverstärker 114, den Transistor 115 und den Widerstand 112 umfaßt. Die Spannung Vc wird gemäß den Veränderungen des Wider­ standswerte 28348 00070 552 001000280000000200012000285912823700040 0002019705752 00004 28229s des variablen Widerstandes 113 geändert. Folglich bewirkt die Veränderung des Widerstandswertes des veränderbaren Widerstandes 113, daß die Spannung Vc sich ändert, und bewirkt daher weiter, daß der Strom Ic, der über die Kollektor-Emitter-Strecke der Transistoren 116 und 117 fließt, sich ändert. Das heißt, daß der Strom Ic ein variabler Gleichstrom ist, der sich als Antwort auf die Veränderungen des Widerstandswertes des veränderbaren Widerstandes 113 ändert.
Wenn man annimmt, daß R11 den Widerstandswert des Wi­ derstandes 111 darstellt, R12 den Widerstandswert des Wider­ standes 112 darstellt und R13 den Widerstandswert des veränder­ baren Widerstandes 113 darstellt, kann der Strom Ic durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden
Ic = Vc - R11/((R11 + R12) - R13)
Im Stromquellenbereich 129 hat der Transistor 126 eine Emitterfläche, die dreimal so breit ist wie eine Emitterfläche des Transistors 127, und es fließt daher ein Strom Is über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 127, und es fließt ein Strom 3Is, der dreimal so groß ist wie der Strom Is, über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 128. Der Strom Is ist ein Gleichstrom, der kleiner ist als der Gleichstrom Ic, und der Strom 3Is ist ein Gleichstrom, der größer ist als der Gleichstrom Ic.
Der Strom Ic, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 116 fließt, fließt außerdem über eine Kollek­ tor-Emitter-Strecke eines PNP-Transistors 131, der einen Strom­ spiegelbereich zusammen mit einem PNP-Transistor 132 bildet, und daher fließt ein weiterer Strom Ic über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 132. Der Strom Ic, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 132 fließt, fließt außerdem über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 128. Somit fließt ein Strom 3Is - Ic über die Emitter-Kollek­ tor-Strecke eines PNP-Transistors 134, dessen Emitter mit einer konstanten Gleichspannungsquelle 133 verbunden ist, die eine konstante Gleichspannung V1 (beispielsweise 1,65 V) liefert, und dessen Kollektor mit dem Kollektor des Transistors 128 verbun­ den ist.
Der Strom Is, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 127 fließt, fließt über eine Emitter-Kollektor-Strecke eines PNP-Transistors 135, der einen Stromspiegelbe­ reich zusammen mit einem PNP-Transistor 136 bildet, und es fließt daher ein weiterer Strom Is über eine Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 136. Der Strom Is, der über die Emit­ ter-Kollektor-Strecke des Transistors 136 fließt, fließt weiter über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 117. Somit fließt ein Strom Ic - Is über eine Emitter-Kollektor-Strecke eines PNP-Transistors 139, dessen Emitter über eine Emitter- Kollektor-Strecke eines PNP-Transistors 137 mit einer Gleich­ spannungsquelle 138 verbunden ist, die die Gleichspannung VO (beispielsweise 2V) liefert, und dessen Kollektor mit einem Kollektor des Transistors 117 verbunden ist.
Ein Kondensator 140 ist zwischen einem Emitter des Transistors 139 und Erde geschaltet, und ein Spannungsausgangs­ anschluß 141 ist mit einem Anschluß des Kondensators 140 ver­ bunden, der mit dem Emitter des Transistors 139 verbunden ist. Eine variable Gleichspannung, die als Antwort auf Veränderungen des Stroms Ic verändert wird, wird am Spannungsausgangsanschluß 141 erhalten. Diese variable Gleichspannung, die am Spannungs­ ausgangsanschluß 141 erhalten wird, wird als variable Gleich­ spannung V3 verwendet, die von der variablen Gleichspannungs­ quelle 89 in der äquivalenten variablen Widerstandsschaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, geliefert wird.
Ein Schaltungsbereich, der die Transistoren 134 und 139 und den Kondensator 140 umfaßt, der mit dem Kollektor des Tran­ sistors 139 verbunden ist, über die ein Differenzstrom (3Is - Ic), der einer Differenz zwischen dem Strom Ic entspricht, der vom Spannungs-Strom-Umsetzungsbereich 119 erhalten wird, und dem Strom 3Is, der vom Stromquellenbereich 129 erhalten wird, und ein Differenzstrom (Is - Ic) fließt, der einer Differenz zwischen dem Strom Ic entspricht, der vom Spannungs-Strom-Um­ setzungsbereich 119 erhalten wird, und dem Strom Is, der vom Stromquellenbereich 129 erhalten wird, bildet einen Strom-Span­ nungs-Umsetzungsbereich, der die variable Gleichspannung V3 entsprechend dem Differenzstrom (3Is - Ic) oder (Ic - Is) er­ zeugt.
Obwohl der Strom Ic - Is über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 139 in einem geeigneten Zustand fließt, wie oben beschrieben wurde, befürchtet man, daß ein Strom, der vom Strom Ic - Is abweicht, über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 139 fließt, wenn die Gleichspannung V0 von bei­ spielsweise der Gleichspannungsquelle 138 geliefert wurde. Um diese Befürchtung zu vermeiden, wird der Strom, welcher über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 139 fließt, auto­ matisch korrigiert, um Abweichungen vom Strom Ic - Is bei der Ausführungsform der variablen Gleichspannungsquelle 89 nach Fig. 5 zu beseitigen.
Bei der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform ist die Ba­ sis eines PNP-Transistors 142 mit einem Verbindungspunkt zwi­ schen dem Kollektor des Transistors 117 und dem Kollektor des Transistors 139 verbunden, und die Abweichung vom Strom Ic - Is bezüglich des Stroms, der über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 139 fließt, wird durch den Transistor 142 er­ mittelt. Wenn eine Abweichung vom Strom Ic - Is bezüglich des Stroms, der durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 139 fließt, durch den Transistor 142 ermittelt wird, bewirkt ein Ermittlungsausgangssignal, welches vom Transistor 142 er­ halten wird, daß ein Strom Ie, der durch eine Kollektor-Emit­ ter-Strecke eines NPN-Transistors 144 fließt, daß dieser sich ändert. Der Transistor 144 bildet einen Stromsteuerschaltungs­ bereich zusammen mit einem NPN-Transistor 143 und einem Wider­ stand 145.
Der Strom Ie, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 144 fließt, fließt über eine Emitter-Kollektor-Strecke eines PNP-Transistors 146, dessen Emitter mit der kon­ stanten Gleichspannungsquelle 138 verbunden ist, dessen Kollek­ tor mit dem Kollektor des Transistors 144 verbunden ist und dessen Basis mit der Basis des Transistors 137 verbunden ist. Der Transistor 146 und der Transistor 137 bilden einen Strom­ spiegelbereich. Somit wird der Strom Ie, der durch die Emitter- Kollektor-Strecke des Transistors 146 fließt, als Antwort auf das Ermittlungsausgangssignal geändert, welches vom Transistor 142 erhalten wird, wenn der Strom Ie, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 144 fließt, in Abhängigkeit vom Ermittlungsausgangssignal verändert wird, welches vom Transi­ stor 142 erhalten wird. Somit wird der Strom, der über die Er­ mitter-Kollektor-Strecke des Transistors 137 fließt, als Ant­ wort auf das Ermittlungsausgangssignal geändert, welches vom Transistor 142 erhalten wird.
Die Veränderungen im Strom, der über die Emitter-Kol­ lektor-Strecke des Transistors 137 fließt, treten als Antwort auf das Ermittlungsausgangssignal, welches vom Transistor 142 erhalten wird, in einer Weise auf, um das Ermittlungsausgangs­ signal zu veranlassen, welches vom Transistor 142 erhalten wird, daß dieses zu Null wird, d. h., zu veranlassen, daß die Abweichung vom Strom Ic - Is bezüglich des Stroms, der durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 139 fließt, be­ seitigt wird. Daher wird beibehalten, daß der Strom, der über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 139 fließt, in etwa mit dem Strom Ic - Is übereinstimmt.
In der oben beschriebenen Weise wird bei der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform die variable Gleichspannung V3 am Spannungsausgangsanschluß 141 erhalten, und wenn der Wider­ standswert (R13) des veränderbaren Widerstands 113 beispiels­ weise manuell verändert wird, wird der Strom Ic, der im Span­ nungs-Strom-Umsetzungsbereich 119 erhalten wird, als Antwort auf die Veränderungen des Widerstandswertes des variablen Wi­ derstandes 113 geändert, und dann wird die variable Gleichspan­ nung V3, die am Spannungsausgangsanschluß 141 erhalten wird, als Antwort auf die Veränderungen des Stroms Ic verändert. So­ mit wird eine variable Gleichspannungsquelle 89 in der äquiva­ lenten variablen Widerstandsschaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, sicher durch die in Fig. 5 gezeigte Ausführungsform einge­ setzt.
Eine solche Ausführungsform einer variablen Gleichspan­ nungsquelle 89 ist in der äquivalenten variablen in Fig. 4 ge­ zeigten Widerstandsschaltung in Fig. 5 tatsächlich - ohne den veränderbaren Widerstand 113 - angeordnet, um einen Teil des Steuerspannungsgenerators 48 zu bilden, der im Sendesignal-Emp­ fangsgerät nach Fig. 1 verwendet wird, um die variable Gleich­ spannung V3 als Steuerspannungssignal Vx zu liefern. Der varia­ ble Widerstand 113 bildet den variablen Widerstand 50 für die Einstellung, der beim Sendesignal-Empfangsgerät nach Fig. 1 verwendet wird.
Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform eines Impulszähldemo­ dulators, der den Frequenzdemodulator 28 bildet, der im Sende­ signal-Empfangsgerät, welches in Fig. 1 gezeigt ist, verwendet wird.
Gemäß Fig. 6 wird das frequenzmodulierte Zwischenfre­ quenzsignal SFI2 oder das amplitudenmodulierte Zwischenfre­ quenzsignal SAI2, welches zu einem Eingangsanschluß 151 gelie­ fert wird, einer Differenzierung in einem Differenzierschal­ tungsbereich 155 unterworfen, der einen Kondensator 152 und die Widerstände 153 und 154 umfaßt, und weiter einer Differenzie­ rung in einem Differenzierschaltungsbereich 160 unterworfen, der einen Kondensator 157 und die Widerstände 158 und 159 um­ faßt, nach dem es bezüglich der Polarität durch einen Polari­ täts-Inverter invertiert wurde, der einen Operationsverstärker 156 einschließt.
Ein differenziertes Impulssignal Pp, welches vom Diffe­ renzierschaltungsbereich 155 erhalten wird, welches ansteigende Impulse und abfallende Impulse einschließt, die abwechselnd auftreten, wird zu einer Basis eines NPN-Transistors 161 gelie­ fert, und ein differenziertes Impulssignal Pn, welches vom Dif­ ferenzierschaltungsbereich 160 erhalten wird, welches anstei­ gende Impulse und abfallende Impulse enthält, die abwechselnd auftreten, wird zu einer Basis eines NPN-Transistors 162 gelie­ fert. Der Kollektor des Transistors 161 ist über einen Wider­ stand 163 mit einer Stromquelle verbunden, die aus einem PNP-Transistor 165 besteht, der mit einer Gleichspannungsquelle 164 verbunden ist, um die Gleichspannung V0 (beispielsweise 2V) zu liefern, und der Kollektor des Transistors 162 ist über einen Widerstand 166 mit einer Stromquelle verbunden, die durch einen PNP-Transistor 167 gebildet ist, der mit der Gleichspannungs­ quelle 164 verbunden ist. Der Transistor 161 wird bei einem je­ den fallenden Impuls abgeschaltet, der im differenzierten Im­ pulssignal Pp enthalten ist, welches vom Differenzierschal­ tungsbereich 155 erhalten wird, und in den Ausschaltzustand während der Dauer eines jeden fallenden Impulses versetzt. In ähnlicher Weise wird der Transistor 162 durch einen jeden fal­ lenden Impuls ausgeschaltet, der im differenzierten Impuls­ signal Pn enthalten ist, welches durch den Differenzierschal­ tungsbereich 160 erhalten wird, und in den Ausschaltzustand während einer Dauer eines jeden fallenden Impulses versetzt.
In einer Periode, wo der Transistor 161 in den Aus­ schaltzustand versetzt ist, wird ein NPN-Transistor 168, dessen Basis bzw. Emitter mit dem Kollektor bzw. dem Emitter des Tran­ sistors 161 verbunden ist, in den Einschaltzustand versetzt, und in einer Periode, wo der Transistor 162 in den Ausschaltzu­ stand versetzt ist, wird ein NPN-Transistor 169, dessen Basis bzw. Emitter mit dem Kollektor bzw. Emitter des Transistors 162 verbunden ist, in den Einschaltzustand versetzt. Der Kollektor des Transistors 168 und der Kollektor des Transistors 169 sind miteinander verbunden und außerdem mit einem Kondensator 170 verbunden, so daß die Ladung, die im Kondensator 170 gespei­ chert ist, über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 168 oder eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 169 in jeder Periode entladen wird, in der der Transistor 168 oder der Transistor 169 in den Einschaltzustand versetzt ist.
Der eine Anschluß des Kondensators 170 ist außerdem mit einer Basis eines NPN-Transistors 171 und der andere Anschluß des Kondensators 170 ist mit einem Kollektor eines NPN-Transi­ stors 172 verbunden. Der Kollektor des Transistors 171 ist mit einer Stromquelle verbunden, die durch einen PNP-Transistor 173, der mit der Gleichspannungsquelle 164 verbunden ist, ge­ bildet wird, und der Kollektor des Transistors 172 ist mit ei­ ner Stromquelle verbunden, die durch einen PNP-Transistor 174, der mit der Gleichspannungsquelle 164 verbunden ist, gebildet wird. Die Transistoren 171 und 172 bilden einen monostabilen Multivibrator.
Der abfallende Impuls wird als Triggerimpuls zur Basis des Transistors 171 geliefert, um den Transistor 171 auszu­ schalten, wenn der Transistor 168 oder der Transistor 169 ein­ geschaltet ist. Somit bildet der Schaltungsbereich, der die Transistoren 161, 162, 168 und 169 umfaßt, einen Triggersignal­ generator, um das Triggersignal auf der Basis der differenzier­ ten Impulssignale Pp und Pn zu bilden, die zum monostabilen Multivibrator geliefert werden, der die Transistoren 171 und 172 umfaßt.
Wenn der Transistor 171 im monostabilen Multivibrator, der die Transistoren 171 und 172 umfaßt, ausgeschaltet wird, wird der Transistor 172, dessen Basis über einen Widerstand 175 mit dem Kollektor des Transistors 172 verbunden ist, einge­ schaltet, so daß ein Ladestrom über eine Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 172 in den Kondensator 170 fließt, um diesen zu laden. Der Ladestrom, der in den Kondensator 170 fließt, ist aus einem variablen Strom Ig gebildet, der von ei­ nem PNP-Transistor 176 abgeleitet wird, dessen Kollektor mit dem Kondensator 170 verbunden ist.
Wenn die Ladung im Kondensator 170 ansteigt und ein Spannungspotential an der Basis des Transistors 171 einen vor­ gegebenen Wert erreicht, wird der Transistor 171 eingeschaltet und dadurch der Transistor 172 ausgeschaltet und der monosta­ bile Multivibrator in einen stabilen Zustand bis zu einem Zeit­ punkt versetzt, bei dem der nächste fallende Impuls als Trig­ gerimpuls zur Basis des Transistors 171 geliefert wird. Dann wird der obige Betrieb wiederholt, wenn der nächste fallende Impuls zur Basis des Transistors 171 geliefert wird. Als Folge davon wird ein Impulsfolgesignal PO, welches dem frequenzmodu­ lierten Zwischenfrequenzsignal SFI2 oder dem amplitudenmodu­ lierten Zwischenfrequenzsignal SAI2 entspricht, das zum Ein­ gangsanschluß 151 geliefert wird, am Kollektor des Transistors 171 erhalten.
Die Dauer eines jeden Impulses, der das Impulsfolgesi­ gnal P0 bildet, welches am Kollektor des Transistors 171 erhal­ ten wird, wird durch den Ladestrom bestimmt, der in den Konden­ sator 170 fließt, d. h., durch den variablen Strom Ig, der vom Transistor 176 und der Kapazität des Kondensators 170 hergelei­ tet wird, und daher gemäß den Veränderungen des variablen Stroms Ig eingestellt.
Ein PNP-Transistor 179, dessen Emitter mit der Gleich­ spannungsquelle 164 verbunden ist und dessen Kollektor und Ba­ sis miteinander verbunden sind und weiter mit einer Stromquelle 178 verbunden sind, bildet einen stromspiegelbereich zusammen mit den Transistoren 165, 167, 173 und 174.
Das Impulsfolgesignal PO, welches am Kollektor des Transistors 171 erhalten wird, der den monostabilen Multivibra­ tor bildet, wird über einen Widerstand 180 zur Basis eines NPN-Transistors 181 geliefert, wodurch der Transistor 181 einen Schaltbetrieb als Antwort auf jeden Impuls, der das Impulsfol­ gesignal PO bildet, durchführt. Die NPN-Transistoren 182 und 183, die einen Stromspiegelbereich bilden, sind mit dem Kollek­ tor des Transistors 181 verbunden, und die PNP-Transistoren 184, 185 und 186, die einen Stromspiegelbereich bilden, und eine Spannungsquelle 187 sind mit den Kollektoren der Transi­ storen 182 und 183 verbunden.
Wenn der Transistor 181 den Schaltbetrieb als Antwort auf jeden Impuls durchführt, um das Impulsfolgesignal PO zu bilden, wird der Transistor 182 und 183, der den Stromspiegel­ bereich bildet, abwechselnd wiederholt ein- und ausgeschaltet, und es wird dadurch ein Impulsstrom IPO vom Kollektor des Tran­ sistors 185 hergeleitet, mit dem der Kollektor des Transistors 183 verbunden ist, der zu einem Strom-Spannungs-Umsetzer 188 geliefert wird. Ein schaltungsbereich einschließlich des Wider­ stands 180, der Transistoren 181 bis 186 und der Stromquelle 187 bildet einen Impulsstromerzeugungsbereich, um den Im­ pulsstrom IPO zu erzeugen, der dem Impulsfolgesignal PO ent­ spricht, welches am Kollektor des Transistors 171 erhalten wird, der den monostabilen Multivibrator bildet und Strom-Span­ nungs-Umsetzer 188 mit dem Impulsstrom IPO beliefert.
Der Impulsstrom IPO entspricht dem frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignal SFI2 oder dem amplitudenmodulierten Zwi­ schenfrequenzsignal SAI2, die zum Eingangsanschluß 151 gelie­ fert werden.
Der strom-Spannungs-Umsetzer 188 besitzt einen Operati­ onsverstärker 190. Die konstante Gleichspannung V2 (beispielsweise 1,25 V) wird von der Gleichspannungsquelle 191 zu einem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 190 geliefert, und ein Schaltungsbereich, der einen Kondensator 192, in welchen der Impulsstrom IPO fließt, die Widerstände 193 und 194 und einen Kondensator 195 umfaßt, ist zwischen einem negativen Eingangsanschluß und dem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 190 geschaltet. Bei dem so aufgebau­ ten Strom-Spannungs-Umsetzer 188 wird eine Strom-Spannungs-Um­ setzung, bei der der Impulsstrom IPO, der in den Kondensator 192 fließt, integriert wird, um in eine Spannung umgesetzt zu werden, ausgeführt, und ein Ausgangsspannungssignal, welches dem Impulsstrom IPO entspricht, wird von einem Ausgangsanschluß 196 des Strom-Spannungs-Umsetzers 188 als Demodulationsaus­ gangssignal SOF auf der Basis des frequenzmodulierten Zwischen­ frequenzsignals SFI2 oder der Trägersignalkomponente des ampli­ tudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals SAI2 hergeleitet.
Bei dieser Ausführungsform eines Impulszähldemodula­ tors, der den Frequenzdemodulator 28, wie in Fig. 6 gezeigt ist, bildet, bildet der Strom-Spannungs-Umsetzer 188 zusammen mit dem Impulsstromerzeugungsbereich, der den Widerstand 180, die Transistoren 181 bis 186 und die Stromquelle 187 umfaßt, einen Ausgangsbereich, um das Demodulationsausgangssignal SOF auf der Basis des Impulsfolgesignals P0 zu erhalten.
Außerdem ist bei der Ausführungsform des Impulszählde­ modulators, der den Frequenzdemodulator 28 bildet, wie in Fig. 6 gezeigt ist, ein variabler Stromquellenbereich, der den Tran­ sistor 176 einschließt, der den variablen Strom Ig bildet, der den Ladestrom bildet, der in den Kondensator 170 fließt, vorge­ sehen. Bei diesem variablen stromquellenbereich sind zwei NPN-Transistoren 200 und 201, deren Emitter miteinander verbunden sind, um ein Differentialpaar zu bilden, vorgesehen, und ein stromquellenbereich, der NPN-Transistoren 206 und 207 und den Widerstand 208 umfaßt, ist mit den Emittern der Transistoren 200 und 201 verbunden, die miteinander verbunden sind. Ein Strom, der durch einen PNP-Transistor 203 fließt, der einen stromspiegelbereich zusammen mit den PNP-Transistoren 202 und 204 bildet, wird zum Stromquellenbereich geliefert, der die Transistoren 206 und 207 und den Widerstand 208 umfaßt.
Ein Stromquellenbereich, der die NPN-Transistoren 209 und 210 und den Widerstand 211 umfaßt, ist mit dem Kollektor des Transistors 200 verbunden, und ein Strom, der durch den Transistor 204 fließt, wird zum stromquellenbereich geliefert, der die NPN-Transistoren 209 und 210 und den Widerstand 211 um­ faßt.
Ein PNP-Transistor 212, dessen Kollektor und Basis mit­ einander verbunden sind, ist zwischen dem Kollektor des Transi­ stors 200 und der Gleichspannungsquelle 164 geschaltet, und ein PNP-Transistor 213, dessen Kollektor und Basis miteinander ver­ bunden ist, ist zwischen dem Kollektor des Transistors 201 und der Gleichspannungsquelle 164 geschaltet. Die Transistoren 212 bilden zusammen mit den PNP-Transistoren 215, 216 und 217, dem Transistor 176 und einer Stromquelle 218 einen Stromspiegelbe­ reich.
Die konstante Gleichspannung V1 (beispielsweise 1,65 V) wird von einer Gleichspannungsquelle 219 zur Basis des Transi­ stors 201 geliefert, und ein Steuersignalanschluß 220, zu dem das Steuerspannungssignal VFA und das Steuerspannungssignal VX vom Signaladdierglied geliefert werden, welches bei dem in Fig. 1 gezeigten Sendesignal-Empfangsgerät verwendet wird, ist mit der Basis des Transistors 200 verbunden.
Im variablen Stromquellenbereich, der so aufgebaut ist, fließt, wenn der Strom I1 und der Strom I2 über eine Kollektor- Emitter-Strecke des Transistors 200 bzw. eine Kollektor-Emit­ ter-Strecke des Transistors 201 fließen, fließt ein konstanter Strom I3, der der Summe des Stroms I1 und des Stroms I2 (I3 = I1 + I2) entspricht, über den Stromquellenbereich, der die Transistoren 206 und 207 und den Widerstand 208 umfaßt. Wenn man annimmt, daß I4 einen konstanten Strom darstellt, der über den stromquellenbereich fließt, der die Transistoren 209 und 210 und einen Widerstand 211 umfaßt, entspricht ein Strom I5, der durch den Transistor 212 fließt, der Summe des Stroms I1 und des Stroms I4 (I5 = I1 + I4).
Wenn man annimmt, daß das Verhältnis des Stroms I5, der durch den Transistor 212 fließt, zum variablen Strom Ig, der durch den Transistor 176 fließt, durch 1 : n (n ist eine Kon­ stante) dargestellt wird, wird der variable Strom Ig, der durch den Transistor 176 fließt, durch die folgende Gleichung darge­ stellt
Ig = 15/n = (I1 + I4)/n
Bei einem solchen Zustand wird, wenn das Steuerspan­ nungssignal VX, welches zum Steuersignalanschluß 220 geliefert wird - zusätzlich zum Steuerspannungssignal VFA - geändert wird, ein Spannungspotential an der Basis des Transistors 200 verändert. Die Basis des Transistors 201 wird mit der konstan­ ten Gleichspannung V1 beliefert und daher wird das Spannungspo­ tential an der Basis des Transistors 201 konstant gehalten und daher wird das Verhältnis des Stroms I2, der durch die Kollek­ tor-Emitter-Strecke des Transistors 201 fließt, zum Strom I1, der durch die Kollektor-Ermitter-Strecke des Transistors 200 fließt, geändert. Da die Summe des Stroms 11 und des Stroms I2 konstant beibehalten werden (der Strom I3), wird der Strom I1 in Abhängigkeit von den Veränderungen des Steuerspannungs­ signals VX verändert.
In diesem Zeitpunkt wird der Strom I4, der durch den Stromquellenbereich fließt, der die Transistoren 209 und 210 und den Widerstand 211 umfaßt, sich nicht ändern, und daher wird der variable Strom Ig (Ig = (I1 + I4)/n), der durch den Transistor 176 fließt, als Antwort auf die Veränderungen im Strom I1 geändert. Wenn das Steuerspannungssignal VX als Folge davon geändert wird, wird der variable Strom Ig, der vom Tran­ sistor 176 geliefert wird, um den Ladestrom zu bilden, der in den Kondensator 170 fließt, geändert, um eingestellt zu werden.
Wenn man annimmt, daß δ das Verhältnis des Stroms I2, der durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 201 fließt, zum Strom I1 darstellt, der durch die Kollektor-Emit­ ter-Strecke des Transistors 200 fließt, Vbe eine Spannung zwi­ schen der Basis und dem Emitter der Transistoren 207 und 210 darstellt, R8 den Widerstandswert des Widerstandes 208 dar­ stellt und R10 den Widerstandswert des Widerstandes 210 dar­ stellt, werden die folgenden Gleichungen in Verbindung mit den Strömen I1, I2, I3, I4, I5 und Ig erfüllt.
I1 = I2/δ = (I3 - I1)/δ = I3/(1 + δ)
I3 = Vbe/R8
I4 = Vbe/R10
Ig = (I1 + 14 )/n)= (I3/(1 + δ) + I4)/n
= ((Vbe/R8)/(1 + δ) + Vbe/R10)/n
Damit werden Veränderungen im variablen Strom Ig als Antwort auf Veränderungen im Verhältnis δ des Stroms I2 zum Strom I1 gemäß den obigen Gleichungen verursacht.

Claims (17)

1. Sendesignal-Empfangsgerät, mit
einer ersten Signalempfangseinrichtung (11, 20, 21, 23, 24, 25), um wahlweise frequenzmodulierte Sendesignale zu emp­ fangen und ein frequenzmoduliertes Zwischenfrequenzsignal (SFI1, SFI2) auf der Basis eines empfangenen frequenzmodulier­ ten Sendesignals (SF) zu erhalten,
einem ersten Bandpaßfilter (26), um zu bewirken, daß das frequenzmodulierte Zwischenfrequenzsignal (SFI1) durch die­ ses läuft,
einem ersten Demodulator (28) zur Frequenzdemodulation des frequenzmodulierten Zwischenfrequenzsignals (SFI2), welches vom ersten Bandpaßfilter (26) hergeleitet wird, um ein erstes Demodulationsausgangssignal (SOF) zu erhalten,
einer zweiten Signalempfangseinrichtung (12, 35, 36, 38, 39, 40) zum wahlweisen Empfang vom amplitudenmodulierten Sendesignalen (SA) und zum Erhalten eines amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals (SAI1, SAI2) auf der Basis eines emp­ fangenen amplitudenmodulierten Sendesignals (SA),
einem zweiten Bandpaßfilter (41), um zu bewirken, daß das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal (SAI2) durch dieses läuft,
einem zweiten Demodulator (43) zur Amplitudendemodula­ tion des amplitudenmodulierten Zwischenfrequenzsignals (SAI2), welches vom zweiten Bandpaßfilter (41) hergeleitet wird, um ein zweites Demodulationsausgangssignal (SOA) zu erhalten,
einer Ausgabeeinrichtung (30, 45, 19, 32), um ein re­ produziertes Informationsausgangssignal auf der Basis des er­ sten Demodulationsausgangssignals (SOF) oder des zweiten Demo­ dulationsausgangssignals (SOA) zu erhalten,
einer Signalliefereinrichtung (18, 27) zum Beliefern des ersten Demodulators (28) mit dem amplitudenmodulierten Zwi­ schenfrequenzsignal (SAI2), welches vom zweiten Bandpaßfilter (41) hergeleitet wird, wenn das reproduzierte Informationsaus­ gangssignal auf der Basis des zweiten Demodulationsausgangs­ signals (SOA) von der Ausgabeeinrichtung erhalten werden kann, und
einer Betriebsteuereinrichtung (13, 33, 46), um ein De­ modulationsausgangssignal (SOF), welches vom ersten Demodulator (28) erhalten wird, in einem Zustand zu verwenden, bei dem das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal (SAI2), welches vom zweiten Bandpaßfilter (41) hergeleitet wird, zum ersten Demodu­ lator (28) durch die Signalliefereinrichtung (18, 27) geliefert wird, um den Auswahl-Empfang der amplitudenmodulierten Sendesi­ gnale in der zweiten Signalempfangseinrichtung (12, 35, 36, 38, 39, 40) zu steuern.
2. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiter ein Begrenzungsverstärker (27) vor­ gesehen ist, um das frequenzdemodulierte Zwischenfrequenzsignal (SFI2), welches vom ersten Bandpaßfilter (26) erhalten wird, mit einem konstanten Verstärkungsfaktor zu verstärken, um zum ersten Demodulator (28) geliefert zu werden, und daß die Si­ gnalliefereinrichtung (18, 27) den ersten Demodulator (28) mit dem amplitudendemodulierten Zwischenfrequenzsignal (SAI2) be­ liefern kann, welches vom zweiten Bandpaßfilter (41) über den Begrenzungsverstärker (27) erhalten wird.
3. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsteuereinrichtung (13, 33, 46) eine signalempfangszustands-Ermittlungseinrichtung (34, 46) um­ faßt, um einen Amplitudenmodulations-Sendesignalempfangszustand auf der Basis des Demodulationsausgangssignals (SOF) zu ermit­ teln, welches vom ersten Demodulator (28) erhalten wird, zu dem das amplitudendemodulierte Zwischenfrequenzsignal (SAI2), wel­ ches vom zweiten Bandpaßfilter (41) erhalten wird, geliefert wird, und des zweiten Demodulationsausgangssignals (SOA), wel­ ches vom zweiten Demodulator (43) erhalten wird, zu ermitteln, und um ein Ermittlungsausgangssignal (SAD) in einem Zustand zu erzeugen, bei dem das reproduzierte Informationsausgangssignal auf der Basis des zweiten Demodulationsausgangssignals (SOA) von der Ausgabeeinrichtung (30, 45, 19, 32) erhalten wird, und eine Signalempfangssteuereinrichtung (16), um den Auswahl-Emp­ fang der amplitudenmodulierten Sendesignale (SA) in der zweiten Signalempfangseinrichtung (12, 35, 36, 38, 39, 40) als Antwort auf das Ermittlungsausgangssignal (SAD) zu steuern, welches von der Empfangszustandsermittlungseinrichtung (34, 46 erhalten wird.
4. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß weiter ein Begrenzungsverstärker (27) vor­ gesehen ist, um das frequenzdemodulierte Zwischenfrequenzsignal (SFI2), welches vom ersten Bandpaßfilter (26) erhalten wird, mit einem konstanten Verstärkungsfaktor zu verstärken, um zum ersten Demodulator (28) geliefert zu werden, und daß die Si­ gnalliefereinrichtung (18) den ersten Demodulator (28) mit dem amplitudendemodulierten Zwischenfrequenzsignal (SAI2) beliefern kann, welches vom zweiten Bandpaßfilter (41) über den Begren­ zungsverstärker (27) erhalten wird.
5. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsteuereinrichtung (13, 33, 46) umfaßt
eine zusätzliche Empfangszustandsermittlungseinrichtung (33, 46) zum Ermitteln eines Frequenzmodulations-Sendesignal­ empfangszustandes auf der Basis des frequenzmodulierten Zwi­ schenfrequenzsignals (SFI2), welches durch den Begrenzungsver­ stärker (27) erhalten wird, und des ersten Demodulationsaus­ gangssignals (SOF), welches vom ersten Demodulator (28) erhal­ ten wird, und zum Erzeugen eines zusätzlichen Ermittlungsaus­ gangssignals (SFD) in einem Zustand, bei dem das reproduzierte Informationsausgangssignal auf der Basis des ersten Demodulati­ onsausgangssignals (SOF) von der Ausgabeeinrichtung (30, 45, 19, 32) erhalten wird, und
eine zusätzliche Signalempfangssteuereinrichtung, um den Auswahl-Empfang der frequenzmodulierten Sendesignale (SF) in der ersten Signalempfangseinrichtung (20, 21, 23, 25, 24) als Antwort auf das zusätzliche Ermittlungsausgangssignal (SFD) zu steuern, welches von der zusätzlichen Empfangszustandser­ mittlungseinrichtung (34, 46) erhalten wird.
6. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalempfangssteuereinrichtung eine Abstimmfrequenz in einem Abstimmbereich (35) und eine Oszilla­ torfrequenz in einem Überlagerungsoszillator (36), der in der zweiten Signalempfangseinrichtung (12, 35, 36, 38, 39, 40) vor­ gesehen ist, als Antwort auf das Ermittlungsausgangssignal (SAD), welches von der Empfangszustandsermittlungseinrichtung (34, 46) erhalten wird, steuern kann, und die zusätzliche Signalempfangssteuereinrichtung (33, 46) eine Abstimmfrequenz in einem Abstimmbereich (20) und eine Oszillatorfrequenz in einem Überlagerungsoszillator (21), der in der ersten Signalempfangseinrichtung (11, 20, 21, 23, 25) vorgesehen ist, als Antwort auf das zusätzliche Ermittlungsaus­ gangssignal (SFD), welches von der zusätzlichen Empfangszu­ standsermittlungseinrichtung (33, 34) erhalten wird, steuern kann.
7. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Demodulator (28) eine Frequenzde­ modulationskennlinie (Lf, La) hat, die verschieden voneinander ist in dem Zustand, bei dem das reproduzierte Informationsaus­ gangssignal auf der Basis des ersten Demodulationsausgangs­ signals (SOF) von der Ausgabeeinrichtung erhalten wird bzw. in dem Zustand, bei dem das reproduzierte Informationsausgangs­ signal auf der Basis des zweiten Demodulationsausgangssignals (SOA) von der Ausgabeeinrichtung erhalten wird.
8. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Demodulator (28) in einer inte­ grierten Schaltung untergebracht ist, und eine Frequenzdemodu­ lationskennlinie im ersten Demodulator (28) durch ein Steuersi­ gnal (VFA + VX) gesteuert werden kann, welches von der Außen­ seite der integrierten Schaltung eingestellt werden kann.
9. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignalerzeugungseinrichtung (48) zur Belieferung des ersten Demodulators (28) mit dem Steuersi­ gnal (VFA + VX), um die Frequenzdemodulationskennlinie im er­ sten Demodulator (28) zu steuern, in Verbindung mit einer Ein­ stelleinrichtung (50) vorgesehen ist, um das Steuersignal (VFA + VX) einzustellen.
10. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Bandpaßfilter (41) in einer in­ tegrierten Schaltung angeordnet ist, und eine Frequenzauswahl­ kennlinie im zweiten Bandpaßfilter (41) durch ein Steuersignal (VX) gesteuert werden kann, welches von der Außenseite der in­ tegrierten Schaltung eingestellt werden kann.
11. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignalerzeugungseinrichtung zur Belieferung des ersten Demodulators (28) mit dem Steuersignal (VFA + VX), um die Frequenzdemodulationskennlinie im ersten De­ modulator (28) zu steuern und um außerdem das zweite Bandpaß­ filter (41) mit dem Steuersignal zu beliefern, um die Fre­ quenzauswahlkennlinie im zweiten Bandpaßfilter (41) zu steuern, in Verbindung mit der Einstelleinrichtung (50) vorgesehen ist, um die Steuersignale einzustellen.
12. Sendesignal-Empfangsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Demodulator (28) durch einen Im­ pulszähldemodulator gebildet ist.
13. Impulszähldemodulator, mit
einer Eingangsdifferenziereinrichtung (155, 160) zur Differenzierung eines frequenzmodulierten Eingangssignals (SFI2), um ein differenziertes Impulssignal (Pn, Pp) auf der Basis des frequenzmodulierten Eingangssignals (SFI2) zu erzeu­ gen,
einem monostabilen Multivibrator (171, 172), der ein kapazitives Element (170) umfaßt, um einen Ausgangspegelinver­ tierungsbetrieb mit einem Laden und Entladen des kapazitiven Elements (170) als Antwort auf ein Triggersignal zu leiten, welches zum monostabilen Multivibrator auf Antwort auf das dif­ ferenzierte Impulssignal (Pn, Pp), welches von der Eingangsdif­ ferenziereinrichtung (155, 160) erhalten wird, geliefert wird,
einer variablen Stromquelle, um das kapazitive Element (170) mit einem Ladestrom zu beliefern und um den Ladestrom als Antwort auf eine Steuerspannung (VX), die von außerhalb gelie­ fert wird, zu verändern, und
einer Ausgabeeinrichtung (180, 181 bis 186, 187) zum Erzielen eines Demodulationsausgangssignals, welches einen Pe­ gel hat, der dem Ausgangspegelinvertierungsbetrieb im monosta­ bilen Multivibrator entspricht.
14. Impulszähldemodulator nach Anspruch 13, dadurch ge­ kennzeichnet, daß dieser außerdem eine Triggersignalerzeugungs­ einrichtung (161, 162, 168, 169) umfaßt, um ein Impulssignal auf der Basis des differenzierten Impulssignals zu erzeugen, welches von der Eingangsdifferenziereinrichtung (155, 160) er­ halten wird, und um den monostabilen Multivibrator (171, 172) mit dem Impulssignal als Triggersignal zu beliefern.
15. Impulszähldemodulator nach Anspruch 13, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Ausgabeeinrichtung eine Impulsstromerzeu­ gungseinrichtung (180, 181 bis 186, 187) umfaßt, um einen Im­ pulsstrom zu erzeugen, der dem Ausgangspegelinvertierungsbe­ trieb im monostabilen Multivibrator entspricht, und eine Strom-Spannungs-Umsetzungseinrichtung, um ein Spannungssignal als Antwort auf einen Impulsstrom (IP0) zu erzeugen, der von der Impulsstromerzeugungseinrichtung erhalten wird, der das Demodu­ lationsausgangssignal ist.
16. Impulszähldemodulator nach Anspruch 13, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die variable Stromquelle umfaßt
eine Konstantstromquelle zur Erzeugung eines Stroms, der im wesentlichen konstant ist
eine variable Stromquelle, um einen Strom zu erzeugen, der als Antwort auf eine Steuerspannung, die von außerhalb ge­ liefert wird, variabel ist, und
eine Stromliefereinrichtung zum Beliefern des kapaziti­ ven Elementes (170) mit einem Ladestrom, der der Summe des Stroms entspricht, der im wesentlichen konstant ist, und des Stroms, der als Antwort auf die Steuerspannung variabel ist.
17. Impulszähldemodulator nach Anspruch 14, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Eingangsdifferenziereinrichtung (155, 160), die Triggersignalerzeugungseinrichtung (161, 162, 168, 169), der monostabile Multivibrator (171, 172), die variable Stromquelle und die Ausgabeeinrichtung in einer integrierten Schaltung eingebaut sind, und ein Steuerspannungsanschluß, über den die Steuerspannung (VX) zur variablen Stromquelle geliefert wird, auf der Außenseite der integrierten Schaltung vorgesehen ist.
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