DE19616946C2 - Vorrichtung zum indirekten Messen von Wechselströmen und -spannungen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum indirekten Messen von Wechselströmen und -spannungen, die insbesondere zur Anwendung bei der induktiven Messung der elektrolytischen Leitfähigkeit von Probenlö­ sungen eingesetzt werden kann.

Die DE 41 16 468 C2 zeigt in diesem Zusammenhang eine induktive Leitfä­ higkeits-Meßzelle, die in der Meßvorrichtung einen Operationsverstärker aufweist, der eingangsseitig an die Empfangsspule der induktiven Leitfä­ higkeits-Meßzelle angeschlossen ist. Der Ausgang des Operationsverstär­ kers ist mit einem Synchrongleichrichter verbunden, der über eine Syn­ chronleitung mit dem die Meßzelle eingangsseitig beaufschlagenden Wech­ selstromsignal synchronisiert ist. Am Ausgang des Synchrongleichrichters erscheint ein Ausgangssignal U_A, das ein repräsentatives Maß für das von der Leitfähigkeit der in der Meßzelle untersuchten Probenlösung ab­ hängige Eingangssignal auf der Empfangsseite ist.

Da der Synchrongleichrichter nur diejenigen Anteile des Ausgangssignals des Operationsverstärkers ausfiltert, die in Frequenz und Phase mit dem anregenden Wechselstromsignal übereinstimmen, kann die Anordnung rela­ tiv kleine, in der Empfangsspule der Meßzelle induzierte Ströme detektie­ ren, also auch solche, die ansonsten im Rauschen der Anordnung unterge­ hen würden. Mit der in der DE 41 16 468 C2 gezeigten detektiven Leitfä­ higkeits-Meßzelle lassen sich daher auch sehr kleine Leitfähigkeiten mes­ sen.

Problematisch bei der gezeigten Meßschaltung ist die Tatsache, daß der invertierend geschaltete Operationsverstärker auf der Empfangsseite eine hohe Bandbreite z. B. für Rechtecksignale im Frequenzbereich von 2 bis 12 kHz besitzen muß. Zudem muß sein virtueller Eingangswiderstand auch dynamisch sehr klein bleiben, um auch die kritischen Rechteck-Flanken des Signals ohne Meßfehler verarbeiten zu können. Ferner müssen auch sehr kleine Wechselströme im nA-Bereich in ausreichend große Spannungen umgesetzt werden, so daß in der Regel (wie dem angegebenen Stand der Technik explizit jedoch nicht entnehmbar ist) eine Serienschaltung meh­ rerer Operationsverstärker erforderlich ist. Schließlich sind in der Praxis dem Meßsignal ein Verstärkerrauschen und äußere, meist asynchrone Stö­ rungen überlagert. Da solche Störungen im Nutzfrequenzbereich nicht un­ terdrückt werden können, müssen die verwendeten Operationsverstärker über eine möglichst große Übersteuerungsreserve verfügen.

Aufgrund der vorstehenden Punkte müssen die verwendeten Operationsver­ stärker hochgenau arbeiten, für den eigentlichen Meßzweck praktisch überdimensioniert ausgelegt sein und benötigen somit eine hohe Leistung.

Ausgehend von der geschilderten Problematik liegt der Erfindung die Auf­ gabe zugrunde, eine Vorrichtung zum indirekten Messen von Wechselströ­ men und -spannungen anzugeben, die bei hoher Meßgenauigkeit mit weni­ ger aufwendigen Verstärkern und einer niedrigeren Leistungsaufnahme auskommt. Insbesondere soll eine Schaltung angegeben werden, die eine induktive Leitfähigskeitsmessung in 3 V-Technik mit einer Leistungsauf­ nahme von nur 10 mW ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale ge­ löst. Demnach ist eine Schaltung vorgesehen, die einen auf Null-Spannung abgleichbaren Signaleingang aufweist. Dem Signaleingang ist ein phasen­ empfindlicher Wechselstrom-Null-Indikator nachgeschaltet, der ein Gleich­ signal bei einem vom Abgleichfall abweichenden Signalzustand am Signal­ eingang erzeugt. Der Abgleich erfolgt über einen das vorgenannte Gleich­ signal aufnehmenden Regelverstärker, dessen Ausgang über einen phasen­ empfindlichen Kompensationszweig auf den Signaleingang derart rückge­ koppelt ist, daß das Ausgangssignal des Regelverstärkers im Abgleichfall ein Maß für das am Signaleingang stehende zu messene Wechselsignal ist.

Im Unterschied zum angegebenen Stand der Technik wird das Meßsignal beim Erfindungsgegenstand praktisch indirekt ausgewertet. Aufgrund der Rückkopplung des Regelverstärkers auf den Signaleingang wird dort durch den vom Regelverstärker erzeugten Kompensationsstrom ein Null-Abgleich durchgeführt, wobei die Ausgangsspannung des Regelverstärkers proportio­ nal dem Kompensationsstrom ist. Letzterer ist wiederum proportional dem Eingangssignal, so daß die Ausgangsspannung des Regelverstärkers im Abgleichfall ein Maß für das am Signaleingang anstehende zu messende Wechselsignal ist. Da sich nun der Regelverstärker auf ein durch den Wechselstrom-Null-Indikator (vorzugsweise ein Synchrongleichrichter) gleichgerichtetes, geglättetes Signal bezieht, muß er keine hochfrequenten Störungen verarbeiten. Es kann ein langsamer Verstärker mit niedrigerem Spannungsniveau verwendet werden, da aufgrund der angesprochenen Gleichrichtung keine Übersteuerungsreserve für die Störungen im Nutzfre­ quenzbereich vorhanden sein muß. Ferner ist keine genaue Verstärkung im Nutzfrequenzbereich erforderlich, was hinsichtlich Leistungsaufnahme, Fre­ quenzgangproblemen und Störfestigkeit eine Rolle spielt. Auch zeichnet sich der Anmeldungsgegenstand durch eine gute Störsignalunterdrückung aus, da nur eine langsame Gleichspannungsverstärkung erforderlich ist. Durch das angewendete Kompensationsprinzip erfolgt auch kein Spannungs­ abfall am Meßobjekt.

Neben der bereits angesprochenen Einsetzbarkeit der Meßvorrichtung zur induktiven Leitfähigkeitsmessung liegen weitere Anwendungsmöglichkeiten in der Messung kleiner Wechselspannungen und in Messungen an wechsel­ stromgespeisten Widerstandsbrücken, wie sie z. B. bei Dehnungsmeßstreifen gegeben sind. Ganz allgemein kann davon gesprochen werden, daß mit Hilfe des Anmeldungsgegenstandes kleine, verrauschte Wechselsignale mit bekannter Phasenlage gemessen werden können.

Bevorzugte Ausführungsformen, weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung sind den Unteransprüchen sowie der nachfolgenden Be­ schreibung entnehmbar, in der mehrere Schaltungsbeispiele für die erfin­ dungsgemäße Meßvorrichtung anhand der beigefügten Zeichnungen näher erörtert werden. Es zeigen:

Fig. 1 die Schaltung einer Meßvorrichtung in einer ersten Ausführungs­ form,

Fig. 2 bis 5 weitere, auf der Schaltung gemäß Fig. 1 beruhende Ausfüh­ rungsformen der Meßvorrichtung, und

Fig. 6 eine Ausführungsform der Meßvorrichtung mit auf digitaler Basis realisierter Kompensation.

Alle Schaltungsbeispiele gemäß Fig. 1 bis 6 sind im Zusammenhang mit einer induktiven Leitfähigkeitsmeßzelle 1 gezeigt, die eine Sendespule 2 und eine Empfangsspule 3 aufweist. Die Sendespule 2 ist über eine Zulei­ tung 4 mit einer nicht näher dargestellten Sendeeinrichtung verbunden, die das in den Figuren angedeutete Rechtecksignal zur Beaufschlagung der Meßzelle 1 erzeugt. In bekannter Weise wird in der Empfangsspule 3 ein Wechselstromsignal i_e induziert, das für die Leitfähigkeit der in der Meß­ zelle untersuchten Probenlösung repräsentativ ist und einer der Emp­ fangsspule 3 nachgeschalteten, als Ganzes mit 5 bezeichneten Meßvorrich­ tung über deren Signaleingang E zugeführt wird. Im folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 eine bevorzugte Grundkonfiguration einer erfin­ dungsgemäßen Meßvorrichtung erläutert. So ist dem Signaleingang E ein Koppelkondensator C1 und diesem wiederum ein phasenempfindlicher Wechselstrom-Null-Indikator in Form eines als Analogschalter AS1 darge­ stellten Synchrongleichrichters nachgeschaltet. Der Analogschalter AS1 ist über eine Steuerleitung 6 mit der Zuleitung 4 zur Sendespule 2 verbunden, so daß der Synchrongleichrichter AS1 phasenempfindlich bezüglich des in die Sendespule 2 eingespeisten Rechtecksignals arbeitet. Der Ausgang des Synchrongleichrichters AS1, der mit einem relativ großen Glättungskon­ densator C2 gekoppelt ist, ist mit dem invertierenden Eingang des Regel­ verstärkers V1 verbunden. Dessen nicht invertierender Eingang liegt auf Masse.

Der Ausgang des Regelverstärkers V1 ist über einen phasenempfindlichen Kompensationszweig, der als Ganzes mit 7 bezeichnet ist, auf den Signal­ eingang E rückgekoppelt. Im Kompensationszweig ist ausgehend vom Sig­ naleingang E ein Koppelkondensator C4, ein als Zerhacker oder Impulsfor­ mer ausgebildeter Analogschalter AS2, ein Rückkoppelwiderstand R1 und ein Glättungskondensator C3 angeordnet. Der Analogschalter AS2 ist über eine Steuerleitung 8 ebenfalls mit der Zuleitung 4 der Sendespule 2 ge­ koppelt, wodurch der Analogschalter AS2 phasenrichtig arbeitet.

Der bei der Schaltung gemäß Fig. 1 stattfindende Null-Abgleich des Sig­ naleingangs E und die daraus abgeleitete indirekte Messung dieses Wech­ selstromsignals ist wie folgt zu erläutern:

Ist der Eingangswechselstrom i_e ungleich 0, wird dieses Signal über den Koppelkondensator C1 auf den Synchrongleichrichter AS1 gegeben, der ein entsprechendes, durch den Glättungskondensator C2 geglättetes Gleichspan­ nungssignal erzeugt. Dieses Gleichspannungssignal steuert den Regelver­ stärker V1. Dessen Ausgangsspannung U_A wird über den Kompensations­ zweig 7 auf den Signaleingang E zurückgeführt, wobei der Regelverstärker V1 aufgrund seiner Beschaltung den Signaleingang E auf Null-Spannung abgleicht. Über den Rückkoppelwiderstand R1 wird also ein der Ausgangs­ spannung U_A proportionaler Gleichstrom i_k erzeugt, der vom Analogschal­ ter AS2 phasenrichtig zerhackt zur Kompensation des von Null abweichen­ den Eingangsstromes i_e verwendet wird. Da der Gleichstrom i_k wiederum proportional dem Wechselstromsignal i_e ist, ist die mit diesen Größen ver­ knüpfte Ausgangsspannung U_A ein Maß für die das Wechselstromsignal i_e hervorrufende Leitfähigkeit der zu untersuchenden Probenflüssigkeit in der Meßzelle 1. Die Spannung U_A ist also proportional zu dem zu messenden Wechselstrom und kann direkt ausgewertet werden.

Da bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung über den zur Ausregelung ver­ wendeten Synchrongleichrichter AS1 im Abgleichfall kein Strom fließt, er­ zeugt der veränderliche Innenwiderstand des Synchrongleichrichters AS1 keinen Meßfehler.

Sollen mit dem Meßprinzip, mit dem die in Fig. 1 gezeigte Schaltung ar­ beitet, sehr kleine Wechselströme - also etwa im nA-Bereich - gemessen werden, sind folgende Fehlerquellen zu beachten:

Einerseits entstehen durch Ladungsinjektion und Leckströme in den Ana­ logschaltern beim Umschalten Wechselströme, die zu Meßfehlern führen. Andererseits müssen mit dem Synchrongleichrichter AS1 und dem Regelver­ stärker V 1 entsprechend kleine Differenzströme fehlerfrei ausgeregelt werden. Durch den Offset und die endliche Leerlaufverstärkung herkömm­ licher Operationsverstärker entstehen dabei zusätzliche Fehler.

Zur Vermeidung der vorstehenden Fehlerquellen wird die in Fig. 1 gezeig­ te Schaltung gemäß Fig. 2 erweitert. Demnach ist zwischen dem Signalein­ gang E und dem Kopplungskondensator C1 zum Synchrongleichrichter AS1 ein Wechselstromverstärker V2 mit Widerstand R2 zur Entkopplung des Synchrongleichrichters AS1 zwischengeschaltet. Durch den Vorverstärker V2 wird das Differenzsignal am Signaleingang soweit angehoben, daß die Ei­ genschaften des Regelverstärkers V1 sich nicht mehr nachteilig auswirken. Der Vorverstärker V2 kann dabei relativ ungenau arbeiten. Er muß nur ein phasenrichtiges Signal ausreichender Größe liefern.

Im übrigen verwendet die Schaltung nach Fig. 2 nicht mehr den ein­ gangsseitigen Glättungskondensator C2. Vielmehr ist der Regelverstärker V1 als Integrator mit einem Rückkopplungskondensator C5 auf den inver­ tierenden Eingang geschaltet. Dieser Rückkopplungskondensator C5 zeigt ebenfalls Glättungswirkung, er kann jedoch kleiner als der Kondensator C2 bei der Schaltung gemäß Fig. 1 ausgelegt sein, was einen praktischen Vorteil darstellt.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung unterscheidet sich von der Schaltung ge­ mäß Fig. 2 dadurch, daß zwischen dem Signaleingang E und dem Vorver­ stärker V2 ein Hilfsübertrager Tr1 zwischengeschaltet ist. Diese Maßnahme ist dann anzuwenden, wenn ein spannungsempfindlicher Vorverstärker V2 verwendet wird, wenn also die Wechselspannung, die durch eine Stromdif­ ferenz am Signaleingang E entsteht, ausgewertet wird. Mittels des Hilfs­ übertragers Tr1 kann diese Spannung noch zusätzlich hochtransformiert werden, was wiederum der Unterdrückung von Fehlereinflüssen der Schaltungsbauteile zugute kommt.

Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung entspricht bis auf Abänderungen im Kom­ pensationszweig 7 der Schaltung gemäß Fig. 2 und bedarf insofern hin­ sichtlich Aufbau und Beschaltung des Synchrongleichrichters AS1 und Re­ gelverstärkers V 1 keiner nochmaligen Erörterung. Im Kompensationszweig 7 allerdings ist der Analogschalter AS2 dem Ausgang des Regelverstärkers V1 direkt vorgeordnet, wodurch die Gleichspannung U_A direkt am nieder­ ohmigen Ausgang des Regelverstärkers V1 zerhackt wird. Dadurch wird der kompensierende Wechselstrom zum Null-Spannungsabgleich des Si­ gnaleinganges E bereits im Widerstand R3 erzeugt, der über einen Kopp­ lungskondensator C4 mit dem Analogschalter AS2 verbunden ist. Durch diese Maßnahme kommt der dem Analogschalter AS2 anhaftende Offset- Fehler nicht zum tragen und ein Teil der Schalterverluste kann kompensiert werden. Allerdings muß die Schaltcharakteristik des Analogschalters AS2 so ausgelegt sein, daß sich zum Wechselstromsignal i_e identische Kurven­ formen ergeben, da es sonst z. B. bei unterschiedlichen Flankensteilheiten der beiden Signale am Signaleingang E zu Überlagerungen kommt, die den Null-Spannungsabgleich und damit die Meßgenauigkeit beeinträchtigen.

Eine von der Schaltung gemäß Fig. 4 abweichende Maßnahme zur Redu­ zierung des vom Analogschalter AS2 herrührenden Offset-Fehlers ist in Fig. 5 dargestellt. Dort wird eine Stromübersetzung mit Hilfe des Hilfsübertragers Tr2 vorgenommen, über den der Kompensationszweig 7 auf den Signaleingang E rückgeführt ist. Durch die damit verbundene Stromübersetzung werden die durch den Analogschalter AS2 hervorgerufe­ nen Offset-Fehler entsprechend dem Übersetzungsverhältnis vermindert. Der Hilfsübertrager Tr2 kann ferner zur Bereichsanpassung verwendet werden.

Bei der in Fig. 6 gezeigten Schaltung wird das kompensierende Wechsel­ stromsignal zum Null-Abgleich des Signaleinganges E von einem Mikro­ prozessor 9 über einen multiplizierenden DA-Wandler 10 erzeugt. Es ar­ beitet die in Fig. 6 diagrammatisch angedeutete Null-Indikator-Einheit 11 mit Vorverstärker V2 und Synchrongleichrichter AS1 über einen 1 : 1-Spannungs­ teiler 12 auf den AD-Eingang 13 des Mikroprozessors 9. Der Spannungstei­ ler 12 dient im üblicher Weise dazu, ein bipolares Signal mit einem uni­ polaren AD-Wandler verarbeiten zu können. Der Mikroprozessor 9 berechnet aus dem vom AD-Wandler 14 bereitgestellten Digitalwert einen entsprechen­ den digitalen Wert für den kompensierenden Wechselstrom. Dieser digitale Einstellwert des DA-Wandlers 10 ist im Abgleichfall dann ein Maß für den zu messenden Wechselstrom i_e. Der DA-Wandler 10 schwächt dabei ein zur Verfügung stehendes, phasenrichtiges Wechselsignal, das über die Steuer­ leitung 8 herangeführt wird, phasenrichtig definiert ab, arbeitet also als multiplizierender DA-Wandler.

Von Vorteil bei dieser digitalen Realisierung der erfindungsgemäßen Meß­ vorrichtung ist die Tatsache, daß mit dem Originalsignal gearbeitet wird, dessen Amplitude über den Mikroprozessor 9 zum Null-Abgleich des Signal­ einganges E variiert wird.

Claims (9)

1. Vorrichtung zum indirekten Messen von Wechselströmen und -spannun­ gen, mit

• 1. einem auf Null-Spannung abgleichbaren Signaleingang (E),
• 2. einem dem Signaleingang (E) nachgeschalteten, phasenempfindlichen Wechselstrom-Null-Indikator (AS1) zur Erzeugung eines Gleichsignals bei einem vom Abgleichfall abweichenden Signalzustand am Signaleingang (E), und
• 3. einem das Gleichsignal aufnehmenden Regelverstärker (V1), dessen Aus­ gang zum Abgleich des Signaleinganges (E) über einen phasenempfindli­ chen Kompensationszweig (7) auf den Signaleingang (E) derart rückge­ koppelt ist, daß das Ausgangssignal (U_A) des Regelverstärkers (V1) im Abgleichfall ein Maß für das am Signaleingang (E) anstehende, zu mes­ sende Wechselsignal (i_e) ist.

2. Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom-Null-Indikator (AS1) als Synchrongleichrichter ausgebildet ist.

3. Meßvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Kompensationszweig ein Analogschalter (AS2) zur Erzeugung des kom­ pensierenden Wechselsignals angeordnet ist.

4. Meßvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Analogschalter (AS2) direkt mit dem Ausgang des Regelverstärkers (V1) gekoppelt ist.

5. Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Signaleingang (E) und der nachgeschaltete Wechsel­ strom-Null-Indikator (AS1) durch einen zwischengeschalteten Vorverstär­ ker (V2) entkoppelt sind.

6. Meßvorrichtung nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß bei Ein­ satz eines spannungsempfindlichen Vorverstärkers (V2) dessen Ein­ gangsspannung durch einen vorgeschalteten Hilfsübertrager (Tr1) hoch­ transformierbar ist.

7. Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch geken­ nzeichnet, daß der Kompensationszweig über einen Hilfsübertrager (Tr2) zur Stromübersetzung auf den Signaleingang (E) rückgeführt ist.

8. Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Regel­ verstärker (V1) und Kompensationszweig (7) in digitaler Bauweise reali­ siert sind, indem dem Wechselstrom-Null-Indikator (AS1) ein Mikropro­ zessorsystem (9) mit AD-Wandler (14) nachgeschaltet ist, wobei der Sig­ naleingang (E) über einen DA-Wandler (10) im Kompensationszweig (7) ab­ gleichbar ist und der vom Mikroprozessor (9) aus dem Eingangswert des AD-Wandlers (14) berechnete Einstellwert des DA-Wandlers (10) zur Erzeu­ gung des Kompensationssignales ein Maß für das am Signaleingang (E) anstehende, zu messende Wechselsignal (i_e) ist.

9. Meßvorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der DA- Wandler (10) ein multiplizierender DA-Wandler zur Amplituden-Steuerung eines Originalsignals ist.