DE19530900C2 - Vorrichtung und Verfahren zum Abgleich von integrierten Schaltungen - Google Patents
Vorrichtung und Verfahren zum Abgleich von integrierten SchaltungenInfo
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Description
Die Erfindung geht aus von einer Vorrichtung bzw. einem
Verfahren nach der Gattung der unabhängigen Patentansprüche.
Aus dem Lehrbuch "Elektronik, Horst Völz, Akademieverlage
Berlin 1986, S. 751 ff." ist es bekannt, Brennstrecken,
sogenannte fusable links, durch einen kurzen Stromstoß
festgelegter Stärke und Dauer durchzubrennen. Stärke und
Dauer des Stromstoßes müssen dabei so gewählt werden, daß
ein sicheres Durchbrennen der Brennstrecken gewährleistet
wird, d. h. es wird mehr Leistung zugeführt als in der Regel
für das Durchbrennen der Brennstrecken erforderlich ist.
Wenn dann dabei Zuleitungen mit großer Induktivität
verwendet werden, treten beim Durchbrennen der Brennstrecken
große Spannungsüberhöhungen auf. Um derartige
Spannungsüberhöhungen zu vermeiden, werden in der Regel
Zuleitungen mit geringen Induktivitäten verwendet, was in
der Praxis bedeutet, daß die Abgleichsvorrichtung in
unmittelbarer Nähe des abzugleichenden Siliziumchips
angeordnet werden muß.
Aus der Druckschrift EP 563 852 ist eine spezielle Struktur
einer schmelzbaren Verbindungsleitung bekannt und es wird
beispielhaft eine Einbindung einer solchen speziellen
schmelzbaren Verbindungsleitung in eine Detektionseinheit
beschrieben.
Aus der Druckschrift EP 438 074 ist eine spezielle, als
"trimming code setting circuit" bezeichnete Detektionseinheit
bekannt, die eine Information "Brennstrecke
durchgebrannt/Brennstrecke nicht durchgebrannt" umsetzt in einen
niedrigen bzw. hohen Spannungswert.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße
Verfahren weist den Vorteil auf, daß das Durchbrennen der
Brennstrecke erkannt wird und daraufhin der Brennstrom
abgeschaltet wird. Es wird so vermieden, daß auch nach dem
Durchbrennen noch Ströme fließen können, die eine
Beschädigung der Halbleiterschaltung hervorrufen können.
Dadurch können zwischen der Abgleichsvorrichtung und der
abzugleichenden Schaltung Leitungen mit höheren
Induktivitäten verwendet werden.
Durch die in den abhängigen Ansprüchen aufgeführten
Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und
Verbesserungen der in den unabhängigen Ansprüchen
angegebenen Vorrichtungen bzw. des Verfahrens möglich.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen
dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert. Es zeigen Fig. 1 die prinzipielle Anordnung von
Halbleiterschaltung und Abgleichsvorrichtung, Fig. 2 und 3
zwei Ausführungsbeispiele für Abgleichsvorrichtungen, Fig.
4 den Strom- und Spannungsverlauf beim Verfahren nach dem
Stand der Technik, Fig. 5 den Strom- und Spannungsverlauf
nach der Erfindung, Fig. 6 den Spannungsverlauf an einen
Meßpunkt der Vorrichtung nach Fig. 3, Fig. 7 den
Spannungsverlauf an Meßpunkten der Vorrichtung nach der
Fig. 2 und Fig. 8 eine weitere Abgleichsvorrichtung.
In der Fig. 1 wird eine integrierte Schaltung 51 gezeigt,
die Brennstrecken 52 aufweist. Die Brennstrecken 52 dienen
zum Abgleich einer Teilschaltung 53. Die Brennstrecken 52
sind mit Leiterbahnen 55 mit der Teilschaltung 53 verbunden.
Weiterhin sind die Brennstrecken 52 mit externen
Leiterbahnen 56 verbunden, die von der integrierten
Schaltung 51 herausführen und durch die Signale,
Versorgungsspannungen und dergleichen zwischen der
integrierten Schaltung 51 und der Umwelt ausgetauscht
werden. Durch diese externen Leiterbahnen 56 sind die
Brennstrecken 52 an eine Abgleichvorrichtung 1 anschließbar.
Dazu sind Zuleitungen 54 vorgesehen. Die Zuleitungen 54
weisen eine Induktivität auf. Das Verbinden der
Abgleichsvorrichtung mit verschiedenen Brennstrecken kann
auch über auf dem Chip integrierte Schalter erfolgen. Die
Leiterbahnen 56 entfallen dann zum Teil.
Die Abgleichvorrichtung 1 beaufschlagt durch die Zuleitungen
54 die Brennstrecken 52 mit einem Strom. Durch diesen
Stromfluß durch die Brennstrecken 52 hindurch wird die
Leitfähigkeit der Brennstrecken 52 irreversibel verändert.
Beispielsweise können die Brennstrecken 52 aus dünnen
aufgedampften Metallwiderständen bestehen, die durch einen
Stromfluß derart erhitzt werden, daß das metallische
Material verdampft. Die Brennstrecken sind dann
durchgebrannt, d. h. irreversibel zum Nichtleiten
geschaltet. Wenn es zum Durchbrennen der Brennstrecken 52
kommt, so wird der Stromfluß durch die Leiterbahn 54
schlagartig unterbrochen. Aufgrund der Induktivität der
Zuleitungen 54 kann es dann zu plötzlichen Spannungsspitzen
kommen, die durch die externen Leiterbahnen 56 und die
Leiterbahnen 55 auch an der integrierten Teilschaltung 53
anliegen. Aufgrund der steilen Schaltflanke dieser
induktiven Spannungsspitzen kann es dabei zur Ansteuerung
von parasitären Thyristoren der Teilschaltung 53 kommen.
Wenn diese parasitären Thyristoren angesteuert sind, erfolgt
somit der Stromfluß der zuvor über die Brennstrecken 52
geleitet wurde, über einen Teil der Teilschaltung 53. Dabei
kann es zur Zerstörung einzelner Bauelemente der
Teilschaltung 53 kommen. Um diese Beeinträchtigung der
Teilschaltung 53 zu verhindern, können beispielsweise
Klammerelemente parallel zu den Brennstrecken 52 geschaltet
werden, die beim Überschreiten einer bestimmten Spannung
durchschalten. Diese haben jedoch den Nachteil, daß sie
relativ großzügig ausgelegt werden müssen, um den großen
Stromfluß tragen zu können. Es muß somit relativ viel
Chipfläche für diese Klammerelemente aufgewandt werden. Eine
andere Möglichkeit besteht darin, die Induktivität der
Zuleitungen 54 gering zu halten. Dies läßt sich jedoch nur
erreichen, wenn die Abgleichvorrichtung 1 in unmittelbarer
Nähe der integrierten Schaltung 51 angeordnet wird. Dies ist
jedoch mit unverhältnismäßig hohem Aufwand verbunden, wenn
der Abgleich der Chips unter Betriebsbedingungen, d. h. bei
erhöhter Temperatur, Druckbeaufschlagung oder unter
Beschleunigung des Chips 51 vorgenommen wird. Ein derartiger
Funktionsabgleich ist die Regel, wenn der Chip 51 zur
Auswertung eines Sensorsignals benötigt wird.
In der Fig. 4 wird der typische Spannungs- und Stromverlauf
beim herkömmlichen Verfahren gezeigt. Durch die
Abgleichvorrichtung 1 wird ein Impuls zum Durchbrennen der
Brennstrecken 52 an die Zuleitungen 54 angelegt. Dabei wird
von einer festgelegten Impulslänge beispielsweise einer Zeit
t0 ausgegangen. In einer Anstiegsphase des zum Zeitpunkt t1
wird die Leistung hochgefahren, d. h. sowohl Spannung und
Strom steigen in diesem Bereich linear an. Zu einem
Zeitpunkt t1 wird dann eine vorgegebene Maximalspannung
erreicht. Ab dem Zeitpunkt t1 fließt ein konstanter Strom
durch die Brennstrecke 52 und erwärmt diese. Wenn die
Brennstrecke zum Zeitpunkt t2 durchbrennt, so wird zunächst
der Stromfluß verringert, da der Widerstand der Brennstrecke
52 schlagartig ansteigt. Gleichzeitig kommt es
induktionsbedingt zu einem steilen Anstieg der Spannung.
Dieser steile Spannungsanstieg zündet dann parasitäre
Thyristoren der Teilschaltung 53, so daß der Stromfluß
fortgesetzt wird, jedoch durch die Teilschaltung 53 hindurch
erfolgt. Zwischen dem Zeitpunkt t2 und t0 erfolgt somit ein
Stromfluß durch die Teilschaltung 53. Dieser Stromfluß kann
zu einer Zerstörung der integrierten Schaltung führen.
In der Fig. 2 wird ein erstes Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Abgleichsvorrichtung 1 gezeigt. Durch eine
Impulsquelle 2 wird das Gate eines Leistungstransistors 3
angesteuert. Die Impulsquelle 2 liefert ein Spannungssignal,
welches in einem ersten Zeitintervall bis zum Zeitpunkt t1
linear von 0 auf einen vorgegebenen Spannungswert hochläuft.
Zu einem zweiten späteren Zeitpunkt t0 wird dann das Signal
wieder auf 0 zurückgefahren. Das Spannungssignal der
Impulsquelle 2 wird an das Gate eines MOS-Transistors 3
gelegt. Der Drainanschluß des Transistors 3 ist über einen
einstellbaren Widerstand mit einer Versorgungsspannung VCC
verbunden. Der Sourceanschluß des Transistors 3 ist über
einen einstellbaren Widerstand 5 mit dem Ausgang 6
verbunden. Weiterhin ist ein Transistor 7 vorgesehen, dessen
Kollektor mit dem Gateanschluß des MOS-Transistors 3, dessen
Basis mit einem Abgriff zwischen dem Sourceanschluß des
Transistors 3 und dem Widerstand 5 und dessen Emitter mit
dem Ausgang 6 verbunden ist. Der Transistor 7 ist hier als
npn-Transistor vorgesehen. Zwischen dem Drain des
MOS-Transistors 3 und dem Widerstand 4 ist ein Knoten 8
vorgesehen, der über eine Kapazität 9 und einen
einstellbaren Widerstand 10 mit einem zweiten Ausgang 11
verbunden ist. Zwischen dem Gate des MOS-Transistors 3 und
dem zweiten Ausgang 11 (Masse) ist weiterhin ein Thyristor
12 geschaltet, dessen Steuereingang mit einem Abgriff
zwischen der Kapazität 9 und dem Widerstand 10 verbunden
ist.
Der Transistor 7 bildet zusammen mit dem Widerstand 5 eine
Strombegrenzung. Es wird so der maximale Brennstrom, der
durch den Transistor 3 fließen kann, begrenzt. Am Widerstand
5 fällt in Abhängigkeit vom durch den Transistor 3
fließenden Strom eine Spannung ab. Wenn diese abfallende
Spannung so groß wird, daß der Transistor 7 angesteuert
wird, so wird die am Gate des MOS-Transistors 3 anliegende
Spannung verringert und so der Stromfluß durch den
Transistor 3 ebenfalls verringert. Durch Einstellung des
Wertes des Widerstandes 5 kann so ein maximaler Strom durch
den Transistor 3 eingestellt werden.
Die Kapazitäten 9 und der Widerstand 10 dienen als
Differenzierglied, durch das die Spannung am Knoten 8
differenziert wird. Wenn es am Knoten 8 zu einem plötzlichen
Anstieg der Spannung kommt, so wird am Abgriff zwischen der
Kapazität 9 und dem Widerstand 10 ein Steuersignal erzeugt,
welches den Thyristor 12 zündet. Wenn es zu einem
plötzlichen Spannungsabfall kommt, so wird zwar am Abgriff
zwischen der Kapazität 9 und dem Widerstand 10 auch ein
Signal erzeugt, dieses ist jedoch aufgrund seiner Polarität
nicht geeignet, den Thyristor 12 zu zünden. Wenn der
Thyristor 12 gezündet wird, so wird die Gatespannung des
MOS-Transistors 3 verringert und so die Abgleichsvorrichtung
abgeschaltet. Durch die Größe des Widerstandes 4 wird die
Höhe der am Knoten 8 auftretenden Spannungen eingestellt.
In der Fig. 7 wird in der durchgezogenen Kurve V der
Spannungsverlauf am Knoten 8 dargestellt. Wenn der
MOS-Transistor 3 bis zum Zeitpunkt t1 durch die
Spannungsrampe der Impulsquelle 2 aufgesteuert wird, so geht
das Potential am Knoten 8 von der ursprünglich anliegenden
Versorgungsspannung VCC auf einen geringeren Wert zurück.
Der Spannungsabfall am Knoten 8 ergibt sich durch den über
die Strombegrenzung 5,7 eingestellten Strom multipiziert mit
dem Widerstandswert von R4. Zwischen dem Zeitpunkt t1 und
dem Durchbrennen der Brennstrecke zum Zeitpunkt t2 bleibt
die Spannung am Knoten 8 konstant. Beim Durchbrennen der
Brennstrecke zum Zeitpunkt t2 wird dann die Spannung am
Knoten 8 schlagartig wieder auf einen höheren Wert
angehoben. Dies führt am Abgriff zwischen der Kapazität 9
und dem Widerstand 10 zu einem plötzlichen Impuls, durch den
der Thyristor 12 angesteuert wird. Wie in der gestrichelten
Kurve, die die Spannung am Abgriff zwischen der Kapazität 9
und dem Widerstand 10 wiedergibt, wird durch die fallende
Spannung bis zum Zeitpunkt t1 nur ein geringes negatives
Signal erzeugt. Zum Zeitpunkt t2, in dem am Knoten 8 ein
plötzlicher Anstieg der Spannung auftritt, wird dann ein
positives Steuersignal erzeugt, welches den Thyristor 12
aufsteuert (gestrichelte Kurve Fig. 7).
In der Fig. 5 wird die zwischen Ein- und Ausgang anliegende
Spannung (durchgezogene Kurve V) bzw. der durch die Leitung
fließende Strom I gezeigt. Wie zu erkennen ist, kommt es zum
Zeitpunkt t2 nur zu einer kurzen Überhöhung der Spannung,
die noch nicht zu einem konstanten Stromfluß durch die
Teilschaltung 53 führen kann, da der MOS-Transistor 3 durch
den Thyristor 12 abgeschaltet wird. Zum Zeitpunkt t2 wird
somit jeder weitere Stromfluß durch die integrierte
Schaltung 51 unterbrochen und eine Schädigung von
Schaltungsteilen wird so zuverlässig verhindert.
In der Fig. 3 wird ein zweites Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Abgleichschaltung gezeigt. Die Anordnung
der Impulsquelle 2, des Thyristors 12, des MOS-Transistors 3
und der durch Widerstand 5 und Transistor 7 gebildeten
Strombegrenzung ist bereits aus der Fig. 2 bekannt. Der
Ausgang 6 ist mit dem Widerstand 10, der Widerstand mit der
Kapazität 9 und die Kapazität 9 mit dem zweiten Ausgang 11
(Masse) verbunden. Die Kapazität 9 und der Widerstand 10
bilden so wieder ein Differenzierglied, welches zwischen dem
ersten Ausgang 6 und dem zweiten Ausgang 11 (Masse)
angeordnet ist. Weiterhin ist der Ausgang 6 über eine
Schottkydiode 22 mit dem Widerstand 5 bzw. dem Emitter des
Transistors 7 der Strombegrenzung verbunden. Weiterhin ist
ein pnp-Transistor 20 vorgesehen, dessen Emitter mit dem
Emitter des Transistors 7 verbunden ist, dessen Basis mit
einem zwischen dem Widerstand 10 und der Kapazitäten 9
liegenden Abgriff verbunden ist und dessen Kollektor über
einen Widerstand 21 mit dem zweiten Ausgang 11 (Masse)
verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 20 ist mit dem
Steueranschluß des Thyristors 12 verbunden.
Durch den Widerstand 10 und die Kapazität 9 wird wiederum
ein Differenzierglied geschaffen, welches hier die Ableitung
der zwischen dem ersten Ausgang 6 und dem Ausgang 11 (Masse)
anliegenden Spannung bildet. Der Spannungsverlauf zwischen
den beiden Ausgängen ist sowohl in der Fig. 4 wie auch in
der Fig. 5 bis zum Zeitpunkt t2 identisch. Bis zum
Zeitpunkt t1 steigt die Spannung zwischen den beiden
Anschlüssen linear. Zwischen dem Zeitpunkt t1 bis zum Öffnen
der Brennstrecke bis zum Zeitpunkt t2 bleibt die Spannung
konstant. Beim Öffnen der Brennstrecke kommt es dann zu
einem kurzen steilen Spannungsanstieg.
In der Fig. 6 wird der Spannungsverlauf am Steueranschluß
des Thyristors 12 gezeigt. Wie zu erkennen ist, kommt es in
der Anstiegsphase bis zum Zeitpunkt t1 aufgrund der
Spannungsrampe nur zu einem geringen positiven Steuersignal
am Steueranschluß des Thyristors 12. Dieses Signal ist zu
gering, um den Thyristor 12 zu zünden. Erst zum Zeitpunkt
t2, bei dem es zu einem starken Signal kommt, wird der
Thyristor 12 gezündet. Der Transistor 20 und der zur
Arbeitspunkteinstellung dienende Widerstand 21 bewirken eine
Verstärkung des am Abgriff zwischen dem Widerstand 10 und
der Kapazität 9 auftretenden Signals. Es kann so ein
sicheres Ansteuern des Transistors 12 erreicht werden. Durch
die Schottkydiode 22 wird eine gewisse Vorspannung des
Transistors 20 bewirkt. Durch diese Maßnahme wird die
Empfindlichkeit der Anordnung für das Erkennen des Öffnens
der Brennstrecke erhöht. Es ist jedoch auch möglich, die
Diode 22 wegzulassen und den Emitter des Transistors 20
direkt mit dem Ausgang 6 und der Strombegrenzungsschaltung
zu verbinden. Durch geeignete Wahl der Bauelemente,
insbesondere 3 und 12, lassen sich Schaltzeiten in der
Größenordnung von 100 Nanosekunden erreichen.
Für den Fachmann sind eine Reihe von Variationen der
erfindungsgemäßen Schaltung offensichtlich, ohne dabei das
erfinderische Konzept zu verlassen. So können statt eines
MOS-Transistors 3 auch alle anderen steuerbaren Elemente,
wie beispielsweise Bipolartransistoren, verwendet werden.
Ebenso können auch die Transistoren 7 und 20 und der
Thyristor 12 durch andere in der Funktion gleichwirkende
Elemente ersetzt werden. So kann beispielsweise statt dem
Thyristor 12 auch ein entsprechend ausgelegter Transistor
evtuelle mit einem Speicherelement wie einen Flipflop
verwendet werden. Weiterhin muß die hier exemplarisch durch
den Transistor 7 und den Widerstand 5 angegebene
Strombegrenzungsschaltung nicht in dieser Form realisiert
werden. Es sind auch andere Formen von
Strombegrenzungsschaltungen vorstellbar bzw. es kann ggf.
auch vollständig auf diese Strombegrenzungsschaltung
verzichtet werden. Weiterhin lassen sich auch andere
Differenzierglieder als die hier gezeigten verwenden.
Bei der in der Fig. 2 gezeigten Schaltung wird zum
Zeitpunkt t2 ein Signal erzeugt, welches sich von dem Signal
während der Anstiegszeit bis zum Zeitpunkt t1 in seinem
Vorzeichen unterscheidet. Die Zeitkonstante des
Differenzierglieds, die durch Wahl eines entsprechenden
Widerstandes 10 eingestellt werden kann, ist daher
vergleichsweise unkritisch. Da jedoch der Widerstand 4 für
die Funktion der Schaltung erforderlich ist, ist jedoch eine
höhere Versorgungsspannung VCC erforderlich, als dies bei
der Schaltung nach der Fig. 3 notwendig ist. Bei der
Schaltung nach der Fig. 3 muß der Widerstand 10
vergleichsweise genau eingestellt werden, da hier in erster
Linie die Steilheit der auftretenden Spannungen ausgewertet
wird. Durch die richtige Wahl des Widerstandes 10 muß so
gewährleistet werden, daß während der Anstiegsphase bis zum
Zeitpunkt t1 kein Steuerimpuls für den Thyristor 12
auftritt, während hingegen zum Zeitpunkt t2 der steile
Anstieg zu einem Steuerimpuls für den Thyristor 12 führt.
In der Fig. 8 wird eine weitere Abgleichsvorrichtung 1 ge
zeigt, die durch Zuleitungen 54 mit der integrierten Schal
tung 51 verbunden ist. Der innere Aufbau der integrierten
Schaltung entspricht dem aus der Fig. 1 bekannten Aufbau.
Weiterhin ist eine Antenne 100 mit einer Signalvorverarbei
tung 101 vorgesehen. Die Antenne 100 ist in unmittelbarer
Nähe der integrierten Schaltung 51 angeordnet. Wenn es zum
Durchbrennen der Brennstrecken kommt, so wird durch die
plötzliche Änderung des Stromflusses eine große elektro
magnetische Störung in der Nähe der integrierten Schaltung
51 erzeugt. Dieses Signal wird von der Antenne 100 aufgefan
gen und nach einer entsprechenden Verstärkung und Filterung
durch die Signalvorverarbeitung 101 an die Abgleichsvorrich
tung 1 weitergeleitet. Dort kann das Signal unmittelbar zur
Zündung eines Thyristors verwendet werden, wie er aus den
Fig. 2 und 3 bekannt ist. Es brauchen daher keine
Differenzierglieder mehr verwendet werden. Besonders einfach
wird die Antenne 100 als dünne Metallfolie ausgebildet, die
in unmittelbarer Nähe der Brennstrecken angeordnet wird.
Claims (10)
1. Vorrichtung zum Abgleichen einer integrierten Schaltung (51) mit
schmelzbaren Verbindungsleitungen (52), mit der ein Brennstrom an
die schmelzbaren Verbindungsleitungen (52) anlegbar ist, dadurch
gekennzeichnet, dass Mittel vorhanden sind, während der Zeit in
der der Brennstrom angelegt ist, das Durchbrennen der
schmelzbaren Verbindungsleitungen (52) zu erkennen und danach den
Brennstrom abzuschalten, bevor eine Schädigung der integrierten
Schaltung (51) erfolgt.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
ein Ausgang (6) über ein Schaltelement (3) mit einer
Versorgungsspannung (VCC) verbindbar ist, daß ein zweiter
Ausgang (11) vorgesehen ist, und daß zwischen der
Versorgungsspannung (VCC) und der schmelzbaren Verbindungsleitung (52) ein Knoten
vorgesehen ist, und daß zwischen dem Knoten und dem zweiten
Ausgang (11) ein Differenzierglied vorgesehen ist, durch das
ein Signal zum Abschalten des Schaltelements (3) erzeugbar
ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
das Schaltelement (3) als Transistor ausgebildet ist, dessen
Steueranschluß mit einer Impulsquelle verbunden ist und daß
weiterhin ein Schalter (12), insbesondere ein Thyristor,
vorgesehen ist, mit dem der Steueranschluß mit dem zweiten
Ausgang (11) verbindbar ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
das Differenzierglied einen Widerstand (10) und eine
Kapazität (9) aufweist, daß zwischen dem Widerstand (10) und
der Kapazität (9) ein Abgriff vorgesehen ist, und daß durch
ein am Abgriff des Differenzierglied vorliegendes Signal der
Schalter (12) leitend geschaltet werden kann.
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Schaltelement (3)
und der Versorgungsspannung ein Widerstand (4) vorgesehen
ist, daß zwischen dem Widerstand (4) und dem Schaltelement
(3) ein Knoten (8) vorgesehen ist, daß der Knoten (8) über
die Kapazität (9) und dem Widerstand (10) des
Differenzierglieds mit dem zweiten Ausgang (11) verbunden
ist, und daß zwischen der Kapazität (9) und dem Widerstand
(10) ein Abgriff für das Signal des Schalters (12)
vorgesehen ist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der Ausgang (6) über einen Widerstand
(10) und einer Kapazität (9) des Differenzierglieds mit dem
Ausgang (11) verbunden ist und daß zwischen dem Widerstand
(10) und der Kapazität (9) ein Abgriff vorgesehen ist, an
dem ein Steuersignal für den Schalter (12) abgreifbar ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
der Abgriff zwischen dem Widerstand (10) und der Kapazität
(9) mit der Basis eines pnp-Transistors (20) verbunden ist,
daß der Kollektor des Transistors (20) mit dem
Steueranschluß des Schalters (12) und über einen Widerstand
(21) mit dem zweiten Ausgang (11) verbunden ist, und daß der
Emitter des Transistors (20) entweder unmittelbar oder über
eine Schottkydiode (22) mit dem Ausgang (6) verbunden ist.
8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß für das Schaltelement (3) eine
Strombegrenzungsvorrichtung vorgesehen.
9. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
eine Antenne (100) in unmittelbarer Nähe der integrierten
Schaltung (51) angeordnet ist, und daß durch die Antenne ein
Signal zum Abschalten der Abgleichsvorrichtung (1) erzeugbar
ist.
10. Verfahren zum Abgleichen einer integrierten Schaltung (51),
bei der schmelzbare Verbindungsleitungen (52) vorgesehen sind, die durch einen
Stromfluß durchgebrannt werden,
dadurch gekennzeichnet, daß eine schmelzbare Verbindungsleitung (52) während des
Brennvorgangs überwacht wird und daß, sobald das Durchbrennen
der schmelzbaren Verbindungsleitung (52) festgestellt wird, der Brennstrom
abgeschaltet wird.
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