DE1936244C - Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines zwischen zwei Schwingungsfrequenzen wechselnden Eingangssignals in ein zwischen zwei Spannungsniveaus wechselndes Signal - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines zwischen einer ersten und einer zweiten Schwingungsfrequenz wechselnden Eingangssignals in ein zwischen einem ersten und einem zweiten Spannungsniveau wechselndes Signal S mit einem Detektor zur Erzeugung von mindestens je einem eine vorgegebene Pulslänge und eine vorgegebene Pulshöhe aufweisenden Signalimpulses für jede Schwingungsperiode des genannter. Eingangssignals.

Bei einer bekannten Schaltungsanordnung dieser Art (deutsche Auslegeschrift 1 262 332) wird bei jedem zweiten Nulldurchgang des Eingangssignals ein Signalimpuls vorgegebener Pulslänge und vorgegebener Pulshöhe erzeugt, so daß sich genau ein Signal- impuls für jede Schwingungsperiode des Eingangssignals ergibt. Diese Signalimpulse werden einer Serienschaltung von Zeitgliedern sowie den Eingängen von Torschaltungen zugeführt, wobei die Tor-Schaltungen durch von den Zeitgliedern erzeugte " Steuersignale gesteuert werden. Mit den Ausgängen der Torschaltung ist eine bistabile Kippschaltung verbunden, und die Schaltungsanordnung ist so getroffen und die Zeitkonstanten der Zeitglieder sind so dimensioniert, daß je nach zeitlichem Abstand der as Signalimpulse voneinander, also je nach Frequenz des Eingangssignals, die Kippschaltung in ihren einen oder in ihren anderen Zustand geschaltet wird. Zum Umschalten der Kippschaltung genügt dabei bereits ein einzelner mit geändertem zeitlichen Ab-Stand eintreffender Signalimpuls, ± h. der Zustand der Kippstufe kann bereits drrch eine einzelne Wech-Selstromperiode bestimmt werden.

Es ist ferner bekannt (deutsche Patentschrift 854 371), hochfrequente Telegraphiesignale mittels einer integrierenden Schaltung abzutasten. Die hochfrequenten Telegraphiesignale, die aus Stromstoß oder aus Strompause bestehen können, werden dabei gleichgerichtet, und die entstehenden Gleichstrom-Signale mittels Integrationskondensatoren integriert, Und die Ladung der Integrationskondensatoten wird Zur Steuerung von Relais verwendet. Eine derartige Abtastschaltung kann jedoch nicht dazu verwendet Werden, Eingangssignale verschiedener Frequenz, wie Sie auf dem Gebiet der Datenverarbeitung zur bi-Hären Darstellung von Daten verwendet werden, Voneinander zu unterscheiden.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß deren Zuverlässigkeit erhöht so wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daS eine mit dem Detektorausgang verbundene Impulsakkumulationseinrichtung zur Erzeugung eines der Auftrittsgeschwindigkeit der Signalimpulse im Wesentlichen proportionalen Ausgangssignals und durch eine mit der Impulsakkumulationseinrichtung verbundene Kippschaltung zur Erzeugung einer Spannung des ersten Niveaus solange das Ausgangs* signal der Impulsakkumulationseinriehtung unter βο einem ersten vorbestimmten Wert liegt, und zur Erzeugung einer Spannung des zweiten Niveaus, solange das genannte Ausgangssignal oberhalb eines zweiten vorbestimmten Wertes, der größer ist als der erste vorbestimmte Wert, liegt.

Dadurch, daß die Umschaltung der Kippschaltung ent erfolgt, wenn das Ausgangssignal der Impuls* akkumulationseinrichtung sich über einen Bereich hinaus ändert, der zwischen den beiden genannten vorbestimmten Werten liegt, wird sichergestellt, daß die Kippschaltung nicht auf kurzzeitige Schwankungen des Eingangssignals anspricht, sondern ausschließlich auf die über einen längeren Zeitraum, etwa über eine Bitperiode, integrierten Signalimpulse.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen näher beschrieben. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, teilweise als Blockschaltbild, die in Analogtechnik arbeitet; und

F i g. 2 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erlmdungsgemäßen Schaltungsanordnung, teilweise als Blockschaltbild, die in Digitaltechnik arbeitet.

F i g. 1 zeigt ein Analogsystem zur Umwandlung von durch zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz wechselnde Signale dargestellte Datenbits in eine zwischen einem ersten und einem zweiten Pegel wechselnde Spannung. Aus Gründen der Klarheit werden die folgenden beispielhaften Parameter benutzt. Es ist jedoch zu beachten, daß im Rahmen der Erfindung auch andere Parameter zur Anwendung kommen können. Di^; maßgebende Bitgeschwindigkeit ist 600 Biti pro Sekunde. Ein Zeichenbit wird durch ein Signal dargestellt, das eine Frequenz von 1200Hz hat; ein Zwfrchenraumbit wird durch ein Signal mit einer Frequenz von 2200 Hz dargestellt. Demgemäß ergeben sich während jeder Bitperiode vier Halbzyklen der 1200 Hz-Wellenform und 7 Halbzyklen der 2200 Hz-Wellenform. Mit anderen Worten ergeben sich vier Nulldurchgänge der 1200 Hz-Wellenform und sieben Nulldurchgänge der 2200 Hz-Wellenform in jeder Bitperiode.

Es hat sich gezeigt, daß der Nachweis der Nulldurchgänge die zuverlässigste Al des Datennachweises darstellt. Daher werden die Datenbits in Form von im wesentlichen sinusförmigen, zwischen zwei Frequenzen wechselnden Signalen von einer Datenquelle 8 dem Nulldurchgangsdetektor 10 zugeführt. Die Sinuswellenform wird vom Verstärker Ϊ0 A verstärkt und dem Begrenzungsverstärker 1OB zugeführt zur Bildung einer im wesentlichen rechteckigen Wellenform. Die Rechteckwellenform wird von dem Differenziergerät tOC differenziert und über den Gegentaktverstärker IOD dem Vollweggleichrichter 1OE zugeführt. Der Ausgang des Gleichrichters 10 £ wird durch den Verstärker 10 F verstärkt, dessen Ausgang daher in einer Serie von Gleichstromimpulsen besteht, wobei jeder Impuls einen Nulldurchgang darstellt. Für jeden Halbzyklus des Signals von der Datenquelle 8 gibt es einen Impuls. Da jedes der Elemente des Nulldurchgangdetektors 10 bekannt ist, wird dieser nicht weiter beschrieben.

Die Impulse werden einem monostabilen Multivibrator 12 zugeführt, der für jeden vom Nulldurchgangsdetektor 10 eingehenden Impuls einen Impuls von 50 μ8β)( liefert. Die Vorderflanke jedes Impulses von dem monostabilen Multivibrator 12 löst den monostabilen Multivibrator 14 aus, der einen Impuls von 25 μsek liefert. Da derartige Multivibratoren gemäß dem Stande der Technik bekannt sind, werden sie nicht näher beschrieben. Die Impulse vom mono* stabilen Multivibrator 14 werden der LeitungLl und dem Phasenumkehrverstärker 16 zugeführt. Die invertierten Impulse werden der Leitung L 2 und dem monostabilen Präzisionsmultivibrator 18 zugeführt.

Die Multivibratoren 12 und 14 wirken zusammen zur Flankenbegrenzung, d, h, sie stellen sicher, daß für jeden Nulldurchgang ein einzelner Impuls erzeugt wird, selbst wenn die ursprüngliche Wellenform eine Welligkeit aufweist. Der Multivibrator 14 und der Phasenumkehrverstärker 16 wirken zusammen zur Erzeugung von zwei phasenverschobenen Übertragungsimpulsen zur Betätigung der Übertragungsstufe 28 für jeden Nulldurchgang, wie noch nachstehend beschrieben wird.

Der monostabile Präzisionsmultivibrator 18 überträgt für jeden empfangenen Impuls einen an der Ablaufseite des empfangenen Impulses beginnenden Impuls einer Dauer von 136 μβε^ Obwohl der Multivibrator 18 von herkömmlicher Bauart ist, sollten seine Komponenten so gewählt werden, daß genaue Zeitfolgeimpulse erzeugt werden, die in bezug auf Temperatur unempfindlich sind. Insbesondere sollten 1% Abweichung aufweisende Widerstände mit niedriger Temperaturabweichung benutzt werden. Weiterhin kann es wünschenswert sein, andere bekannte Temperatur- und Spannungsstabilisierungstechniken anzuwenden. Die vom Multivibrator 18 erzeugten Impulse genauer Zeitdauer, die eine negative Polarität haben, werden über den Verstärker 20 und die Leitung L3 der Präzisionsstromquelle 22 zugeführt. Die Präzisionsstromquelle 22 weist einen gemeinsamen Emitterverstärker 22 A und einen Konstantstromverstärker 22JJ auf. Wenn der gemeinsame Emitterverstärker 22A einen negativen Impuls erhält, wird für die Dauer des negativen Impulses Strom einer konstanten Amplitude von dem Konstantstromverstärker 22 B übertragen.

Der gemeinsame Emitterverstärker 22 A weist einen NPN-Transistor Π auf mit einem Emitter, der mit einer negativen Spannungsquelle von — 6 V verbunden ist, .iner Basis, die über den Widerstand R1 mit der Leitung L3 und über den Widerstand R2 mit einer negativen Spannungsquelle von — 6 V verbunden ist, und mit einem Kollektor, der über die hintereinandergeschalteten Widerstände R 3 und R 4 mit einer positiven Spannungsquelle von 20 V verbunden ist.

Der Konstantstromverstärker 22 B weist die PNP-Transistoren T 2 und 73 auf, deren Kollektoren mit der Leitung L 4 verbunden sind. Die Basis des Transistors T 2 ist mit dem Emitter des Transistors 7 3 verbunden. Die Basis des Transistors Γ 3 ist an eine leicht positive Spannung (etwa 1 V) festgeklemmt mittels ihrer Verbindung mit dem Verbindungspunkt y des Widerstandes R 21 (der mit der positiven Spannungsquelle von 20 V verbunden ist) mit der Anode der Diode D1, deren Kathode mit der positiven Spannungsquelle von 1 V verbunden ist. Der Emitter des Transistors Tl ist mit dem Widerstand R S verbunden, dessen anderes Ende mit der Kathode der Diode D 2 verbunden ist. Die Anode der Diode D 2 ist an den Verbindungspunkt der Widerstände R 3 und R 4 angeschaltet, Die Kathode einer Zenerdiode Zi ist mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes RS mit der Diode D 2 verbunden, und die Anode der Zenerdiode ZX ist mit dem Verbindungspunkt der Diode D1 und¹ dem Widerstand R 21 verbunden. Die Transistoren T2 und T3 sind so miteinander verbunden, daß ale als ein einziger Transistor mit einem sehr hohen 0-Wert wirken. Die Zenerdiode Z1 bewirkt einen festen Spannungsabfall zwischen der Basis des Transistor« Γ 3 und dem Verbindungspunkt

idet>2r

der Diode £>2 mit dem Widerstand R 5. Daher ist die Spannung am Widerstand R S konstant, solange die Kollektoren der Transistoren Tl und Ti weniger positiv sind als die Spannung an der Basis des Transistors Ti,

Während des Betriebes, in Abwesenheit eines negativen Impulses auf der Leitung L3, ist der Transistor Tl leitend, wobei er die Spannung seines Kollektors auf im wesentlichen die Spannung seines Emitters herabsetzt. Die Diode D 2 ist rückgespannt und nichtleitend. In Gegenwart eines negativen Impulses auf der Leitung L 3 wird der Transistor Tl abgeschaltet, und seine Kollektorspannung ist hoch. Die Diode D 2 ist leitend, und Strom fließt von der 20 V-Stromquelle über die Diode D 2, den Widerstand« 5, die Transistoren T 2 und T 3 und die Leitung L 4 zum Integrationskondensator C 2. In diesem Zeitpunkt ist der Stromfluß konstant wegen der festen Spannung an der ^wasis des Transistors 73, wie bereits beschrieben wuvde. Da die Dauer des negativen Impulses festgelegt ist, wird dem Integrationskondensator C 2 eine festgelegte Ladung zugeführt. Demgemäß steigt die Spannung am Kondensator 12 und am Verbindungspunkt / 2. Immer, wenn diese Spannung dazu neigt, die Spannung an der Basis des Transistors T3 zu übersteigen, fließt Strom vom Kollektor zur Basis des Transistors T3. Ein Festlegen der Spannung der Basis des Transistors T3 auf einen Wert, der der Spannung am Verbindungspunkt /2 äquivalent ist, wenn die korrekte Periodenzahl von Hochfrequenzsignalen in einer Bitperiode empfangen wird, stellt sicher, daß die Spannung am Verbindungspunkt J 2 niemals eine obere Grenze überschreitet, so daß der Endausgang nur vom ersten vorausgehenden Bit beeinflußt wird.

Die konstante Präzisionsstrcmentnahmestufe 24 weist NPN-Transistoren 74 und 75 auf, deren Kollektoren über die Leitung LS mit dem Verbindungspunkt/2 verbunden sind. Die Basis des Transistors 75 ist mit einer negativen - 6 V-Spannungsquelle verbunden. Der Emitter des Transistors 75 ist mit der Basis des Transistors 74 "erbunden. Der Emitter des Transistors 74 ist über den Widerstand Λ 6 mit dem Verbindungspunkt /1 verbunden, welcher über den Widerstand R 7 mit einer - 26 V-Spannungsquelle verbunden ist. Die Anode einer Zenerdiode Z 2 ist mit dem Verbindungspunkt 71 verbunden, und ihre Kathode ist mit der Basis des Transistors 7'5 verbunden, wodurch die Spannung zwischen der Basis des Transistors 75 und dem Verbindungspunkt /1 festgelegt wird. Demgemäß liegt am Widerstand R 6 eine feste Spannung an, solange die Spannung an den Kollektoren höher ist als die Spannung der Basis des Transistors 75. Daher fließt ein konstanter Strom von dem Integrationskondensator C 2 über die Leitung LS, die Transistoren 74 und 75, den Widerstand R 6 und den Widerstand R 7 zur negativen — 26 V-Spannungsquelle; dabei ergibt sich nur die im folgenden beschriebene Ausnahme.

Es ist zu beachten, daß, wenn die Spannung am Verbindunfeivpunkt/2 dazu neigt, unter den Wert der Basisspannung des Transistors 75 abzufallen, Strom von der Basis zum Kollektor dieses Transistors fließt. Daher wird der kleinste Spannungsausbruch der am Verbindungspunkt/2 anliegenden Spannung an die Spannung an der Basis des Transistors Γ5 geklemmt. Indem die Spannung an der Basis im wesentlichen gleich der Spannung am Verbindungs-

pufiki/2 gewählt wird, wenn die korrekte Perioden* Der Emüterfoigeverstarker 32, der nur vorgesehen

zahl von Nlederfrequefßslgnalen in einer BHperiode wird, wenn der Ausgäflgswidersiand des Doppel·

empfangen wird, wird sichergestellt, daß die Span* emittertolgeversiä'rke» 30 zu hoch ist, weist einen

flung am Verbindungsptinki/i niemals unterhalb PNP«transistor f 8 auf, dessen Basis mit dem Emit*

eine untere Grenze abfällt, so daß der Endausgang S ter des transistors Tl verbunden ist und dessen

nur vom ersten vorausgehenden Bit beeinflußt wird. Kollektor über den Widerstand R12 mit der nega«

Der Integrationskondensator C2 ist zwischen dem tiven - 20 V-Spannungscjuelle verbunden ist und Verbindungspunkt/2 und Erde angeschaltet und dessen Emitter über den Widerstand Ä13 mit der

wird dazu benutzt, Darstellungen in Form von La- positiven liV'Spannungsquelle verbunden ist. Der

dungsquanten der aus den Nulldurdigängen sieh er* to Emitterfolgeverstärker 32 ist mit dem Schmitt-Trig*

gebenden Impulse /u speichern. Die Spannung am ger 34 verbunden.

Kondensator C 2 ist sägezahnförmig und steigt wah- Der Schmitt-Trigger 34 ist umschaltbar und er-

rend der Zeit, in der die Quelle 22 auf einen Impuls zeugt eine zwischen einem ersten und einem zweiten

vom Verstärker 20 anspricht und ein Ladungsquan- Niveau wechselnde Spannung. Dabei ist insbesondere

turn liefert, und sinkt während der Intervalle zwi- 15 die Spannung an seinem Ausgang hoch, wenn die

sehen diesen Impulsen. Da die Stromentnahme kon- Spannung am F.ingang des Schmitt-Triggers 34 hoch

Slant ist. ist es offensichtlich, daß die Spitzenampli- ist. und wenn die Spannung an seinem Eingang niedrig

tude der Sägezahnwellenfnrm eine Funktion der ist. ist seine Ausgangsspannung niedrig.

Impulsabgabegeschwindigkeil des Verstärkers 20 Der Schmitt-Trigger 34 weist NPN-Transistoren Γ9

oder der Frequenz von Nulldurchgängen ist. Daher *e und / 10 auf. Die Basis des Transistors 79 ist mit

steigt während einer Zwischenraumbitperiode der dem Emitter des Transistors Tl verbunden, sein

Pegel der .Spannung am Verbindungspunkt / 2. und Kollektor ist über den Widerstand R14 mit der posi-

während einer Zeichenbitperiode fällt er ab. tiven 20 V-Spannungsquelle verbunden, und sein

Der Doppelemitterfolgeverstärker 26 hat einen mit Emitter ist über den Widerstand R15 mit der nega-

dem Verbindungspunkt J 1 verbundenen Eingang as tiven 26 V-Spannungscuelle verbunden. Die Basis

hohen Widerstandes und einen mit der Übertragung*- des Transistors 710 ist über den Widerstand R 16

stufe 28 verbundenen Ausgang. mit der negativen 26 V-Spannungsquelle verbun-

Die Übertragungsstufe 28 hat einen Informations- den, sein Emitter ist mit dem Emitter des Transistors eingang, der mit dem Ausgang des Doppelemitter- T9 verbunden, und sein Kollektor ist mit einer Nutzfolgeverstärkers 26 verbunden ist. sowie Steuerein- 30 vorrichtung 36 und über den Widerstand R17 mit gänge. die mit den Leitungen /. 1 und Ll verbunden einer positiven 20 V-Spannungsquelle verbunden. Die sind, und einen mit dem Kondensator C 3 verbünde- Parallelkombination des Widerstandes R 18 und des nen Ausgang. Immer, wenn die Stufe durch Signale Kondensators Γ4 koppelt den Kollektor des Tranauf Leitungen M und Ll geöffnet wird, wird die sistors 79 an die Basis des Transistors T10. Die Spannung am Verbindungspunkt Jl /um Konden- 35 Anode einer oberen Spannungsklemmdiode Π 3 iM satorC3 übertragen. Zu allen anderen Zeiten ist die mit den Emittern der Transistoren Γ9 und 7"10 ver-Verbindung stromlos. F.ine geeignete übertragung- bunden. und ihre Kathode ist mit der negativen stufe ist in Fig 14 bis 21 und in Abschnitt 14-12 der - 1.5 V-Spannungsquele verbunden. Die Kathode Veröffentlichung «Pulse and Digital Circuits« >on der unteren Spannungsklemmdiode D4 ist mit den Millman und Taub. McGraw-Hill Book Company. 40 Emittern der Transistoren 79 und 710 verbunden. Inc.. 1956 gezeigt und beschrieben. und ihre Anode ist mit der negativen - 4.5 V-Span-

Da die Übertragungsstufe 28 nur während eines nungsquelle verbunden. Die Klemmdioden bewirken.

25 iisek-lntervalls unmittelbar vor der Zuführung daß der Stromkreis eine beachtliche magnetische

jedes Ladungsquantums zum Integrationskondensa- Rücktrift aufweist.

tor C 2 in Betrieb ist und da. wie noch beschrieben 45 Beispielsweise wird angenommen, daß der Tranwird, hohe Widerstände mit dem Verbindungspunkt sistor 79 leitend ist. In diesem Fall ist seine Kollek-/3 verbunden sind, entwickelt sich am Kondensator torspannung niedrig, wodurch der Transistor 710 C 3 eine Treppenspannung. Daher wird eine Hoch- abgeschaltet wird. Der Emitter des Transistors 79 frequenzfiltening nicht notwendig. weist ein Spannungspotenttal von etwa - - 4,5 V auf.

Der Kondensator C 3 ist an den Doppelemitter- so und zwar wegen der Klemmwirkung der Diode D 4. folgeverstärker 30 angeschaltet, der eine hohe Ein- Wenn die an die Basis des Transistors 79 angelegte gangsimpedanz aufweist und NPN-Transistoren 76 Spannung unter — 4.5 V abfällt, schaltet der Tran- und 77 aufweist, deren Kollektoren über den Wider- sistor 79 ab. Seine Kollektorspannung steigt, wostand R 8 mit einer positiven 20 V-Spannungsquelle durch eine ansteigende Spannung an die Basis des verbunden sind. Die Basis des Transistors 76 ist 55 Transistors 710 geführt wird, welcher leitend wird, mit dem Verbindungspunkt /3 verbunden, der mit Wegen der Rückkopplung, die sich aus der Verbinden mit Erde bzw. mit der negativen — 6V-Span- dung der beiden Emitter mit dem Widerstand ΛIS nungsquelle verbundenen Widerständen Λ 8 und Ä9 und der Verbindung der Basis des Transistors 710 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 76 ist mit dem Kollektor des Transistors 79 ergibt, ergibt über den Widersland R10 mit der negativen —26 V- 60 sich ein fast sofortiges Anschalten des Transistors Spannungsquelle verbunden: der Emitter des Tran- 710. Der Kollektor dieses Transistors beginnt, eine sistors 77 ist über den Widerstand R11 mit der Spannung niedrigen Niveaus an die Nutzvorrichtung negativen - 26 V-Spannungsquelle verbunden. Der 36 abzugeben. Der Emitter des Transistors 710 ist Emitter des Transistors 76 ist mit der Basis des durch die Diode D 3 an eine Spannung vm — 1.5 V Transistors 77 verbunden. Der Emitter des Tran- 65 geklemmt. Dieser Zustand besteht, bis die der Basis sistors 77 ist mit dem Emitterfolgcverstärker 32 des Transistors 79 zugeführte Spannung auf minvcrbundcn. Ms ist zu beachten, daß der Doppcl- dcstcns 1.5 V ansteigt. In diesem Zeitpunkt beemittcrfolpcvcrstärkcr 26 ähnlich aufgebaut ist. ginnt der Transistor 79 wieder lcilcnd zu werden.

-i 2379

Die Rttekkopplungswlrkung tritt nun ein und resultiert darin, daß der Transistor T9 voll leitend Ist und der Transistor TlO abgeschaltet ist Nunmehr übertragt der Transistor TlO eine Spannung hohen Pegels an die Nutzungsvorrichtung 36, und der Emitter des Transistors T9 ist art eine Spannung von -4,5 V geklemmt, Daraus sieht man, daß in der Spannungsabweiehung an der Basis des Transistors T9 ein tlfitefschied von 3 V notwendig ist, um zu bewirken, daß der Schmitt-Tripger 34 umschaltet. Da die der Basis des Transistors T9 zugeführten Signale Von der Spannung am Integrationskondensator C1 abgeleitet werden, und da diese Spannung eine Funktion der Auftrittsgeschwindigkeit von Nulldurchgängen des Fingangssignals ist, ergibt sich das Vorliegen einer F.rhöhung der Anzahl von Nulldurchgängen ,. zur Umschaltung des Pegels der Ausgangsspannung. / In dem hier gegebenen Beispiel bedeutet dies, daß. wenn sechs Nulldurchgänge in einer Bitperiode auftreten, die Ausgangsspannung auf einen hohen Pegel umschaltet, wodurch ein Zwischenraumbit dargestellt wird, und auf diesem Pegel bleibt, bis nur vier Nulldurchgänge in einer Bitperiodenzeitfolge erj scheinen. In diesem Zeitpunkt schaltet die Ausgangsspanming auf einen niedrigen Pegel um, wo- ^; durch ein Zeichenbit dargestellt wird, und verbleibt auf diesem Pegel, bis sechs Nulldurchgänge in einer Bitpe-odenzeitfolge auftreten. Daher wird die Unbestimmtheit /wischen Zeichen- und Zwischenraumbits auf ein Mindestmaß herabgesetzt.

Obwohl das bisher beschriebene System zuverlässig ist. ist es möglich, die Zuverlässigkeit weiter zu verbessern.

Fs sei ein Fall angenommen, wobei wegen der Verzerrung des Fingangssienals der Kondensator C2 geradc nur einen der Schwellenwerte erreicht, um einen Übergang des Spannungspegels anzuzeigen, und die Frequenz des Fingangssignals wechselt. Der Integrationskondensator C 2 hat das Beharmngsniveau nicht erreicht. Dadurch, daß dieser Pegel nicht erreicht wurde, wird die Untersuchung für den nächsten übergang (in umgekehrter Richtung) einseitig eingestellt, indem ein nicht der Norm entsprechender (d. h. vom Klemmpegel verschiedener) Anfangszustand verbleibt. Daher ergibt sich eine weitere Verschlechterung der Verzcrrungszustände und ein mögliches Schmalerwcrden der Ausgangsimpulse.

Um eine derartige Möglichkeit auf das Mindestmaß zu verringern, weist das Gerät Mittel auf, die beim Auftreten des Übergangs des Spannungsniveaus unmittelbar die Spannung des Integrationskondensators auf das dazugehörige Spannungsniveau treiben. Auf diese Weise geht die weitere Integration oder Überprüfung von festen oder Standardniveaus aus zur Bestimmung des nächsten empfangenen Bits.

Um diese Funktion auszuführen, sind zwei Schalter in Form von Transistoren TIl und T12 über d^:e Leitung L 6 mit dem Schmitt-Trigger 34 verbunden. Insbesondere ist der Kollektor des Transistors T11 mit der Leitung L4 verbunden, sein Emitter ist mit einer positiven 1 V-Spannungsquelle verbunden, und seine Basis ist über den Kondensator C 5 mit der Leitung L 6 verbunden. Der Transistor 7" 11 ist normalerweise abgeschaltet wegen des mit der positiven 2 V-Spannungsquelle verbundenen Vorspannwiderstandes Λ18. Die Zeitkonstante des Kondensators CS und ues Widerstandes /?18 wird so gewählt, daß sie als DifTerenziergcrät wirken und bei Ansprechen auf einen Spannurtgssprung einen sehmalen Impuls liefern. Der Kollektor des NPN-Translstors T12 ist mit der Leitung LS verbunden, sein Emitter Ist mit der negativen - 6 V-Spannungsquelle verbunden, und seine

s Basis ist über den Kondensator C6 mit der Leltuflg L6 verbunden. Der Transistor if 12 ist normalerweise abgeschaltet wegen des mit der negativen — 7 V* Spannungsquelle verbundenen Vorspannwiderstandes #19. Die Zeifkonstante des Kondensators CO und

ίο des Widerstandes R 19 wird so gewählt, daß sie ebenfalls als Differenziergerät wirken.

Es wurde bereits erwähnt, daß immer dann, wenn der Integrationskondensator Cl den oberen Schwellenwert erreicht, ein positives Signal die Basis des

IS Transistors T9 des Schmitt-Triggers 34 erreicht. Wenn dieses Signal hoch genug ist, um den Schmitt-Trigger zu zünden, emittiert dieser einen positiven Übergang zum Nutzungsgerät 36. In diesem Zeitpunkt emittiert der Kollektor des Transistors T9 einen negativen Spannungssprung, der über die Leitung /.6 und den Kondensator C 5 als negativer Impuls der Basis des Transistors TH zugeführt wird. Der Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors TH wird geschlossen, und die von der 1 V-Spannungs-

»5 quelle abgeleitete Klemmspannung wird dem Kondensator Cl zugeführt. Der Kondensator Cl wird zum oberen Klemmniveau getrieben. Demgemäß ergibt sich kein zweifelhaftes einseitiges Einstellen, wenn das nächste Bit einen umgekehrten Übergang verlangt.

Immer dann, wenn der Integrationskondensator C 2 den unteren Schwellenwert erreicht, erreicht ein negatives Signal die Basis des Transistors T9. Wenn das Sign..l niedrig genug ist. um ein Kippen des Schmitt-Triggers zu bewirken, schaltet der Transistor T9 ab. Dann wird ein positiver Spannungssprung vom Kollektor der Transistors T9 über die Leitung /.6 und den Kondensator C" 6 zur Basis des Transistors T12 als positiver Impuls übertragen. Während der Anwesenheit des Impulses ist der Transistor T12 leitend, und die untere Klemmspannung wird von der negativen ft V-Spannungsquelle über den Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors T12 und die Leitung L 5 dem Kondensator C 2 zugeführt. Der KondensatorC2 wird auf das untere Klemmniveau entladen.

In Fig. 2 ist ein Digitalsystem zur Umwandlung

von durch zwischen ersten und zweiten Frequenzen

wechselnde Signale dargestellte Datenbits in eine zwischen einem ersten und einem zweiten Pegel

5" wechselnde Spannung gezeigt. Aus Gründen der Klarheit werden die folgenden typischen Parameter benutzt. Es ist jedoch zu beachten, daß im Rahmen der Erfindung auch andere Parameter zur Anwendung kommen können. Die Grundbitrate beträgt 600 Bits pro Sekunde. Ein Zeichenbit- wird durch em Signal dargestellt, das eine Frequenz von 1200Hz hat; ein Zwischenraumbit wird durch ein Sienal mit einer Frequenz von 2200 Hz dargestellt. Daher ergeben sich in jeder Bitperiode vier Halbzvklen der 1200 Hz-Wellenform und sieben Halbzyklen der 2200 Hz-Wellenform. In anderen Worten, es ergeben -ich vier NuUdurchgängc der 1200Hz-We!lenform oder sieben NuUdurchgängc der 2200 Hz-Wellenform in jeder Bitperiode.

Es hat sich gezeigt, daß die zuverlässigste Art des Nachweises der Daten im Nachweis der Nulldiirchgänge besteht. Daher werden die Datenbits in Form von im wesentlichen sinusförmigen Signalen, die

209 625/268

2379

zwischen zwei Frequenzen wechseln, von einer Datenquelle 108 dem Nulldurchgangsdetektor 110 züge« führt. Die Sinuswellenform wird durch den Verstärker 110/4 verstärkt und dem Begrenzungsverstärker llOß zugeführt zur Bildung einer im wesentlichen rechteckigen Wellenfurm. Die ReGhteekwellenform wird durch das DifrV.renziergerät HOC differenziert und über den Oegeotaktverstärker 110 D dem Vollweggleichrichter 110 E zugeführt. Der Ausgang des Oleichrichters 110£ wird durch den Verstärker 110 F verstärkt, dessen Ausgang daher in einer Serie gleichgerichteter Impulse besteht, wobei jeder Impuls einen Nulldurchgang darstellt. Für jeden Halbzyklus des Signals von der Datenquelle 108 ist ein Impuls vorgesehen. Da jedes der Elemente des Nulldurchgangsdetektors 110 gemäß dem Stande der Technik bekannt ist, wird dieser nicht näher beschrieben.

Die Impulse werden einem Verschieberegister 112 zugeführt. Das Verschieberegister 112 weist eine Vielzahl von hintereinandergeschalteten Speicher- ao stufen aut. Eine typische Speicherstufe weist den Flip-Flop FFl und die UND-Stufen (711 und ΟΊ0 auf.

Der Flip-Flop FFl ist eine bistabile Vorrichtung mit einem eingestellten Eingang S, einem rückgestellten Eingang Ä, einem »!«-Ausgang und einem as »0«-Ausgang. Wenn eine positive Spannungsänderung am eingestellten Eingang S eingeht, wird der Flip-Flop, wenn er sich nicht bereits in einem erste 1 stabilen Zustand befindet, in den ersten stabilen Zustand gebracht, und der »1 «-Ausgang geht von einem hohen Spannungsniveau auf ein niedriges Spannungsniveau über, und der »Πα-Ausgang geht von einem niedrigen auf ein hohen Spannungsniveau über. Wenn ein positiver Spannungswechsel am rückgestellten Eingang R eingeht, wird der Flip-Flop, wenn er sich nicht bereits in einem zweiten stabi'en Zustand befindet, in diesen gebracht, und der »1 «-Ausgang geht von einem niedrigen Spannungsniveau auf ein hohes über, und der »(!«-Ausgang geht von einem hohen Spannungsniveau auf ein niedriges über. Weiterhin weist der Flip-Flop FFl einen eingestellten Treibeingang FS und einen rückgestellten Treibeingang FR auf. Wenn ein niedriges Spannungsniveau am eingestellten Treibeingang FS eingeht, wird der Flip-Flop in den obengenannten ersten stabilen Zustand getrieben. Wenn ein niedriges Spannungsniveau am rückgestellten Treibeingang FR auftritt, wird der Flip-Flop in den obengenannten zweiten stabilen Zustand getrieben.

Die typische UND-Stufe GIl überträgt von ihrem Ausgang eine Spannung, deren Niveau im wesentlichen gleich dem höchsten Spannungsniveau ist, das zu dieser Zeit an irgendeinem ih'er Eingänge vorliegt. Es ist zu beachten, daß, wenn ein Eingang ein hohes Spannungsniveau aufweist, der Ausgang dann ebenfalls ein hthes Spannungsniveau aufweisen wird, unbeachtet des Spannungsniveaus am anderen Eingang; und wenn ein Eingang ein niedriges Spannungsniveau aufweist und der zweite Eingang einen negativen Impuls erhält, dann wird der Ausgang einen negativen Impuls übertragen, dessen Ablaufseite ein positiver Spannungsübergang ist, der eine«* Flip-Flop auslösen kann.

Wie Fig. 2 zeigt, weist die UND-Stufe GIl einen ersten Eingang auf, der mit dem »1 «-Ausgang eines Flip-Flops FFO verbunden ist, sowie einen zweiten Eingang, der mit der Leitung SL verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem eingestellten Eingang S des Flip-Flops FFl verbunden ist. Die UND-Stufe GlO weist einen ersten Eingang auf, der mit dem »(!«-Ausgang des Flip-Flops FFO verbunden ist, und einen zweitea Eingang, der mit der Leitung SL verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem rück" gestellten Eingang R des Flip-Flops FFl verbunden ist. Der eine Ausgang des Flip-Flops FFl ist auch mit der Leitung Sl verbunden. Die verbleibenden, um die Flip-Flops FF 2 bis FFN herum angeordneten Speicherstufen sind in gleicher Weise aufgebaut. Die Leitung SL ist mit der Verschiebeimpulsquelle 112 A verbunden, die ein astabiler Sperroszillator sein kann, der negative Impulse erzeugt, deren Häufigkeit «-mal größer als die Bithäufigkeit ist (wobei /1 eine ganze Zahl ist). Die gan/e Zahl /1 sollte größer sein als die maximale Anzahl von Nujldurchgängen in einer Bitperiode. Für das hier angegebene Beispiel kann /1 16 sein. Es ist zu beachten, daß es in dem angegebenen Beispiel auch η ■- 1 ft Speicherstufen gibt.

Der eingestellte Eingang S des Eingangs-Flip-Flops FFO ist mit dem Ausgang des Verstärkers HOF des Nulldurchgangsdetektors UiO verbunden. Der rückgestellte Eingang R des Flip-Flops FFO ist mit der Leitung SL verbunden.

Das Verschieberegister 112 arbeitet wie folgt: Immer dann, wenn der Verstärker HOF einen negativen Impuls überträgt, stellt die Ablaufseite des Impulses den Flip-Flop FFO in seinen ersten stabilen Zustand ein. und sein »!«-Ausgang geht zu einem niedrigen Spannungsniveau über. Die Ablaufseite des ersten Verschiebeimpulses auf der leitung SL lüuit durch die UND-Stufe (711 und versetzt den Flip-Flop FF1 in seinen ersten stabilen Zustand, und eine Darstellung des Impulses wird in der ersten Speicherstufe gespeichert. Weiterhin vr;seui der Impuls auf der Leitung SL den Flip-ΓΊορ FFO in seinen zweiten stabilen Zustand.

Der nächste Impuls aaf der Leitung SL bewirkt, daß ein positiver Flankenübergar.g vurch die UND-Stufe G 21 läuft, um den Flip-Flop FF 2 in seinen ersten Zustand zu bringen. Der Flip-Flop FFl nimmt einen vom Zustand des Flip-Flops FFO abhängigen Zustand an. Wenn sich der Flip-Flop FF1 in seinem einen Zustand befindet, läuft ein positiver Flankenübergang durch die UND-Stufe GH. und der Flip-Flop FFl verbleibt in dem ersten Zustand. Wenn sich der Flip-Flop FFO in seinem zweiten Zustand befindet, läuft ein positiver Flankenübergang durch die UND-Stufe GlO, um den Flip-Flop FFl in seinen zweiten Zustand zu bringen. Auf diese Weise werden Darstellungen der Impulse vom Verstärker HOF in den Speicherstufen gespeichert und von einer Stufe zur anderen verschoben gemäß den Impulsen auf der Leitung SL. Jede Folgende Stufe nimmt den Zustand der vorhergehenden Stufe gemäß den Impulsen auf der Leitung SL an, und alle Stufen sind aufeinanderfolgend vom Zustand des Flip-Flops FFO abhängig. Der Zustand des Flip-Flops FFO hängt von der Eingangszeit der Impulse vom Verstärker HOF in bezug auf die Impulse auf der Leitung SL ab. Wenn ein Impuls vom Verstärker HOF einem Impuls auf der Leitung SL vorangeht, wird sich der Flip-Flop FFO in seinem ersten Zustand befinden, zumindest bis auf der Leitung SL ein Impuls auftritt. Dann wird der Flip-Flop FFO seinen zweiten Zustand annehmen und in diesem verbleiben, bis ein weiterer Impuls vom Verstärker HOF übertragen wird.

Es ist zu beachten, daß auf Grund der Häufigkeit

2379

f .

der impulse von def Quelle 112/1 und der Anzahl Widerstand 122 und der Verbindung der Basis des von Speieherstufen niemals weniger als vier und auch Transistors 118 mit dem Kollektor des Transistors niemals mehr als sieben der Flip-Flops FFi-FFN in 116 ergibt, schaltet der Transistor 118 beinahe ihrem ersten Zustand sein werden. augenblicklich an. Sein Kollektor beginnt, eine

Die Leitungen Sl 'SN, von denen jede mit dem »1«- 5 Spannung niedrigen Niveaus an die Nutzungs-Ausgang, eines der Flip-Flops FFi-FFN verbunden vorrichtung 126 zu übertragen. Der Emitter des ist, beliefern alle einen konventionellen Analogspan- Transistors 116 ist mittels der Diode 134 an eine nungsaddierer 114. Der Spannungsaddierer 114 weist Spannung von —1,5 V geklemmt. Dieser Zustand Widerstände 114-1- 114/V auf, deren eine Klemmen bleibt bestehen, bis die der Basis des Transistors 116 jeweils mit dem Verbindungspunkt 1147 und deren 10 zugeführte Spannung auf mindestens —1,5V anandere Klemmen mit einer der Leitungen Si-SN steigt. In diesem Zeitpunkt wird der Transistor 116 verbunden sind. Ein gemeinsamer Widerstand 114 C wieder leitend. Die Rückkopplungswirkung tritt ein. ist zwischen den Verbindungspunkt 1147 und Erde wodurch der Transistor 116 voll leitend wird und geschaltet. Der Verbindungspunkt 1147 ist mit dem der Transistor 118 abschaltet. Nunmehr über'rägt Eingang des Umkehrverstärkers 114/1 verbunden. Im 15 der Transistor 118 ein Spannung hohen Niveaus an Betrieb ist die Spannung am Verbindungspunki 1147 die Nutzungvorrichtung 126, und der Emitter des eine Funktion der Anzahl von Speicherstufen, die Transistors 116 ist an eine Spannung von 4,5 V Darstellungen von Nulldurchgängen speichern. Je angeklemmt. Man sieht daraus, daß in der Spangrößer die Anzahl, desto niedriger ist die Spannung nungsabweichung an der Basis des Transistors 116 am Verbindungspunkt 114/ und desto größer die ao eine Differenz von 3 V notwendig ist, um den Spannung am Ausgang des Umkehrverstärkers 114/1. Schmitt-Trigger 115 umzuschalten. Da die der Basis Der Ausgang des Umkehrverstarkers 114/1 ist mit des Transistors 116 zugeführten Signale von der an dem Eingang des Schmitt-Triggers 115 verbunden. dem Verbindungspunkt 114/ anliegenden Spannung

Der Schmitt-Trigger 115 ist eine umschaltbare abgeleitet werden und da diese Spannung eine Funk-Vorrichtung, die eine Spannung erzeugt, die zwischen 25 tion der Auftrittshäufigkeit der Nulldurchgänge des einem ersten und einem zweiten Niveau wechselt. Eingangssignals ist, folgt daraus, daß ein Anstieg Wenn die Spannung am Eingang des Schmitt-Triggers der Anzahl von Nulldurchgängen zum Umschalten 115 hoch ist, ist die Spannung an seinem Ausgang des Niveaus der Ausgangsspannung vorliegt. Wenn hoch, und wenn die Spannung an seinem Eingang im vorliegenden Beispiel sechs Nulldurchgänge in niedrig ist, ist die Ausgangsspannung niedrig. Der 30 einer Bitperiode vorliegen, wechselt die Ausgangs-Schmitt-Trigger 115 weist NPN-Transistoren 116 und spannung auf ein hohes Niveau, wodurch ein Zvvi-118 auf. Die Basis des Transistors 116 ist mit dem schenraumbit dargestellt wird, und verbleibt dort. Ausgang des Umkehrverstarkers 114/1 verbunden. bis nur fünf Nulldurchgänge in einer Bitperiodensein Kollektor ist über den Widerstand 120 mit der zeitfolge vorliegen. In diesem Zeitpunkt ändert sich positiven 2(1 V-Spannungsquelle verbunden, und ein 35 die Ausgangsspannung auf ein niedriges Niveau. Emitter ist über den Widerstand 122 mit der nega- wodurch ein Zeichenbit dargestellt wird, und vertiven 26 V-Spannungsquelle verbunden. Die Basis bleibt dort, bis sechs Nulldurchgänge in einer Bildes Transistors 118 ist über den Widerstand 124 mit periodenzeitfolge auftreten. Dadurch wird die Zweider negativen - 26 V-Spannungsquelle verbunden, deutigkeit zwischen Zeichen- und Zwischenraumbits sein Emitter ist mit dem Emitter des Transistors 116 40 auf ein Kleinstma3 herabgesetzt,
verbunden, und sein Kollektor ist mit der Nutzungs- Obwohl das bisher beschriebene System zuverlässig

vorrichtung 126 und über den Widerstand 128 mit ist, kann diese Zuverlässigkeit noch reiter ausgebaut der positiven 20 V-Spannungsquelle verbunden. Die werden.

Paialleikombination des Widerstandes 130 und des Es sei ein Fall angenommen, in dem auf Grund

Kondensators 132 koppelt den Kollektor des Transi- +5 der Eingangssignalverzerrung die Zählung im Verstors 116 an die Basis des Transistors 118. Die Anode schieberegister 112 noch keinen stabilen Zustand einer oberen Spannungsklemmdiode 134 ist mit den e*f-:'cht hat. Dadurch, daß dieser Zustand noc·¹ nicht Emittern der Transistoren 116 und 118 verbunden, erreicht wurde, würde die Überprüfung für den und ihre Kathode ist mit der negativen -1,5 V- nächsten Übergang (in umgekehrter Rirhtung) ein-Spannungsquellf verbunden. Die Kathode der unteren 50 seitig eingestellt, indem ein nicht der Norm ent-Spannungsklemmdiode 136 ist mit den Emittern der sprechender (d. h. von vier oder sieben Flip-Flops Transistoren 116 und 118 verbunden, und ihre in ihrem ersten stabilen Zustand verschiedener) Anode ist mit der negativen — 4,5 V-Spannungs- Anfangszustand verbleiben würde. Es würde sich quelle verbunden. Die Klemmdioden bewirken, daß daher eine weitere Verschlechterung der Verzerrungsder Stromkreis eine beträchtliche magnetische Rück- 55 zustände und ein mögliches Schmalerwerden von trift aufweist. Ausgangsimpulsen ergeben.

Es sei angenommen, daß der Transistor 116 lei- Um eine derartige Möglichkeit auf ein kleinstes

tend ist. In diesem Fall ist seine Kollektorspannung Maß herabzusetzen, kann das Gerät Mittel aufniedrig, so daß der Transistor 118 abgeschaltet wird. weisen, die, wenn ein Spannungsniveau-Übergang Der Emitter des Transistors 116 hat ein Spannungs- 60 auftritt, die Flip-Flops in dem Verschieberegister 112 potential von etwa —4,5 V auf Grund der Klemm- augenblicklich in die zugehörige Zählung stabilen wirkung der Diode 136. Wenn die an der Basis des Zustandes (d. h. vier oder sieben Flip-Flops im Transistors 116 anliegende Spannung unter -4,5 V ersten stabilen Zustand) bringen. Dadurch geht die abfällt, schaltet der Transistor 116 ab. Seine KoI- weitere Überprüfung von festgelegten oder Standardlektorspannung steigt, wodurch eine steigencie Span- 65 niveaus zur Bestimmung des nächsten empfangenen nung der Basis des Transistors 118 zugeführt wird, Bits aus.

welcher leitend wird. Durch die Rückkopplung, die Diese Verbesserung der Zuverlässigkeit wird durch

sich aus der Verbindung beider Emitter mit dem die folgenden Merkmale der Erfindung erreicht.

2379

Der Kollektor des Transistors 118 ist mit dem Eingang des UmJiehrverstiirkers 140 und mii dem Eingang des monostabilen Multivibrators 142 verbunden. Der Ausgang des Umkehrverstärkers 140 ist mit dem Eingang des monostabilen Multivibrators 141 verbunden. Die Ausgänge der monostabilen Multivibratorcn 141 und 142 sind über die ODER-Stufe 144 mit einem Nichtumkehrverstärker 145 verbunden. Der Ausgang des monostabilen Multivibrators 141 ist weiterhin mit dem eingestellten Treibeingang FS der Flip-Flops FF4, FFS und FFM verbunden. Der Ausgang des monostabilen Multivibrators 142 ist weiterhin mit dem rückgestellten TreibeingangFR der Flip-Flops FF4,FF8undFF12 verbunden. Der Ausgang des Nichtumkehrverstärkers 145 ist mit den eingestellten Treibeingängen FS der Flip-Flops FF2, FF6, FFlO und FF14 und den rückgestellten Tretbeingängen FR der Flip-Flops FFl. FF3, FF5, FF7, FF9, FFIl, FF13, FF15 und FF16 verbunden.

F.s sei angenommen, daß die Spannung am Kollektor des Transistors 118 hoch ist gemäß den sechs oder sieben Flip-Flops im Verschieberegister 112 in ihrem ersten Zustand, dann wird die Spannung am Kollektor des Transistors 118 auf das niedrige Niveau wechseln, wenn fünf Flip-Flops in dem Verschieberegister in ihrem ersten stabilen Zustand sind als Ergebnis weniger häufiger Nulldurchgänge von der Datenquelle 108. Die negative Flanke am Eingang des monostabilen Multivibrators 142 bewirkt einen negativen Impuls kurzer Dauer vom Ausgang des monostabilen Multivibrators 142. Dieser Impuls wird an den rückgestellten Treibeingang FR der Flip-Flops FF4, FF8 und FF12 angelegt und über einen Eingang der ODER-Stufe 144 und den Nichtumkehrverstärker 145 an den eingestellten Treibeingang FS der Flip-FlopsFF2, FF6. FFlO und FF14 und an den rückgestellten Treibeineane der Flip-Flops FFl, FF3. FF5, FF7. FF9, FFIl, FF13, FF15 und FF16. Die Flip-Flops in dem Verschieberegister 112 werden auf die Kombination von ersten und zweiten Zuständen (vier Flip-Flops im ersten stabilen Zustand) eingestellt werden, die einer gleichmäßigen Übertragung von Zeichenbits von der Datenquelle 108 entspricht.

Es sei angenommen, daß zu einem späteren Zeitpunkt die Datenquelle 108 auf Zwischenraumbits wechselt. Der Kollektor des Transistors 118 wird eine hohe Spannung aufweisen, wenn das Verschieberegister 112 sechs Flip-Flops im ersten stabilen Zustand enthält. Der positive Übergang von dem Kollektor des Transistors 118 wird an den Eingang des Umkehrverstärkers 140 angelegt, wodurch ein negativer Übergang vom Ausgang des Umkehrverstärkers 140 bewirkt wird. Der negative Übergang vom Umkehrverstärker 140 wird an den Eingang des monostabilen Multivibrators 141 angelegt und bewirkt einen negativen Impuls kurzer Dauer am Ausgang des monostabilen Multivibrators 141. Der negative Impuls vom monostabilen Multivibrator 141 wird an den eingestellten Treibeingang FS der Flip-Flop«» FF4. FF9, FFiI angelegt und Über den anderen Eingang der ODER-Slule 144 und den NlchtumkehrverstBrker 145 an den eingestellten Treibeingang FS der Flip-Flops FFl, FF 6, FFtO und FF14 und an den rttck gesellten Treibeinnan» FR der filp-Plintü FFi. FFX FFB, FFl, FF9, FFU, FF ti, FFtS und Wlfi. Die FHp-Flops im Verschieberegister 112 weiden auf eine solche Kombination von ersten und zweiten stabilen Zuständen eingestellt (sieben Flip-Flops im ersten stabilen Zustand), die einer gleichmäßigen Übertragung von

Zwischenrnumbits von der Datenquelle 108 entspricht.

Auf diese Weise ist sichergestellt, daß alle Überprüfungen bei Standardniveaus beginnen. Demgemäß gibt es kein zweifelhaftes einseitiges Einstellen, wenn

ίο das nächste Bit einen umgekehrten Überpang verlangt.

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines zwischen einer ersten und einer zweiten Schwingungsfrequenz wechselnden Eingangssignals in ein zwischen einem ersten und einem zweiten Spannungsniveau wechselndes Signal mit einem Detektor zur Erzeugung von mindestens je einem

ao eine vorgegebene Pulslänge und eine vorgegebene Pulshöhe aufweisenden Signalimpul? für jede Schwingungsperiode des genannten Eingang·, signals, gekennzeichnet durch eine ml· dem Detektorausgang verbundene Impulsakk;, mulationseinrichtung (18, 22, 24, C2; 112, 114. zur Erzeugung eines der Auftrittsgeschwindigke · der Signaliinpulse im wesentlichen proportionale!! Ausgangssignals und durch eine mit der Impuls akkumulationseinrichtung verbundene Kippschal tung (34; 115) zur Erzeugung einer Spannung des ersten Niveaus, solange das Ausgangssignal der Impulsakkumulationseinrichtung unter einem ersten vorbestimmten Wert liegt, und zur Erzeugung einer Spannung des zweiten Niveaus, solan£e

das genannte Ausgangssignal oberhalb eines zweiten vorbestimmten Wortes, der größer ist als der erste vorbestimmte Wert, liegt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsakkumtilationseinrichtung (18. 22, 24, C 2) einen Integrationskondensator (C 2) und eine mit dem Integrationskondensator verbundene durch die Signalimpulsc gesteuerte Aufladestufe (22) aufweist und daß die Aufiadestufe (22) dem Inte grationskondensator(C2). solange dessen Spannung sich unterhalb einer oberen Grenzspannung befindet, während der Dauer jedes Signalimpulses einen konstanten Aufladestrom zuführt, so daß eine Aufladung des Integrationskondensators über die genannte obere Grenzspannung vermieden wird.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsakkumulationseinrichtung (18, 22, 24, C2) eine Entladestufe (24) aufweist, die den Integrationskondensator (C2) mit konstantem Entladestrom entlädt, solange sich die Spannung des Integrationskondensators (C 2) oberhalb einer unteren Grenzspannung befindet, so daß eine Entladung des Integrations*

fe kondensator· (C 2) enter die genannte untere Grenzspannung vermieden wirdT

4. Anordnung nach Anspruch 3. dadurch ge* kennzeichnet, daß die obere und die untere Grenzspannung so gewählt sind, daß sie gleich der Integrationskondensatonpannung sind, die nach Akkumulation der der höheren Elngangsslgnalfrequen* bzw. der niedrigeren Eingangs· slgnatfrequenz entsprechenden korrekten Anzahl

von Signalimpulsen während einer Bitperiode erreicht wird,

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgang der Kippschaltung (34) über Steuerstufen (7'1I₁ CS und TU, Co) mit dem Speicherkondensator (C 2) verbunden ist und die Steuerstufen (TU, CS und T 12, C6) beim Umschalten der Kippschaltung (34) die Spannung des Integrationskondensators (CZ) auf die dem Zustand der Kippschaltung (34) ent- to sprechende Grenzspannung treiben.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine mit einer der _a Frequenz der Signalimpulse gleichen Frequenz gesteuerte Torstufe (28) zwischen die Impulsakkumulationseinrichtung (18. 22, 24, C2) und die Kippschaltung (34) geschaltet ist.

7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsakkumulationseinrichtung (112, 114) ein Verschieberegister (112) ao zur Aufnahme der Signalimpulse aufweist.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Verschiebefrequenz des

Verschieberegisters (112) so gewählt ist, daß sie das «-fache der Bitfrequenz ist, wobei η größer als die maximale Anzahl von pro Bitperiode erzeugten Impulssignalen und gleich der Anzahl der Stufen cH Verschieberegisters (112) ist,

9, Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Stufen des Verschieberegisters (112) und die Kippschaltung (115) ein Addiernetzwerk (114) geschaltet ist, dessen Ausgangsspannung jeweils der Anzahl der insgesamt gerade das Verschieberegister (112) durchlaufenden Impulssignale entspricht.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgang der Kippschaltung (115) über Steiierstufen (140, 141, 142, 144, 145) mit Einstell- bzw. Rückstelleingängen (FS bzw. FR) der Verschieberegisterstufen verbunden ist, um beim Umschalten der Kippschaltung (115) den Speicherinhalt des Verschieberegisters (112) so einzustellen, daß er einer korrekt in das Verschieberegister (112) eingelaufenen Signalimpulsserie des betreffenden Bits entspricht.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 309 635/200