DE1762869B2 - Verfahren und schaltungsanordnungen zur digitalen halbwellen-demodulation frequenzgetasteter signale - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur digitalen Halbwellen-Demodulation frequenzgetasteter Signale, bei denen jeweils eine von zwei gegebenen Frequenzen, die niedrigere für einen ersten Binärwert und die höhere für einen zweiten Binärwert, übertragen wird, wobei auf der Empfangsseite die aufgenommenen Sinussignale mittels eines begrenzenden Verstärkers in Rechteckwellensignale mit den Sinussignalen gleicher Periodendauer umgefoi mt werden.

Zur Übertragung digitaler Signale ist das Verfahren der Frequenztastung bekannt. Sendeseitig wird eine Trägerwelle durch Veränderung ihrer Frequenz zwischen zwei oder mehr festgegebenen Frequenzwerten in Abhängigkeit von den zu übertragenden Informationen moduliert. Beim binären Digitalsignalcodierverfahren erfolgt die Übertragung des Trägers entweder mit einer ersten gegebenen Frequenz, die üblicherweise als Zeichen-Frequenz bezeichnet wird, oder mit e^;ner zweiten gegebenen Frequenz, die als Trenn-Frequenz bezeichnet wird. Somit wird bei der Datenübermittlung der Träger immer mit entweder der einen oder der anderen Frequenz gesendet, jenachdem, ob »1«-Bits oder »O«-Bits übertragen werden sollen.

Zur Demodulation einer frequenzgetasteten Welle verwenden dem Stande der Technik entsprechende Geräte frequenzselektive Filter, deren je eines auf eine der übertragenen Frequenzen abgestimmt ist. Um ein hohes Signal/Rauschverhältnis des Gesamtsystems zu erreichen, ist es zweckmäßig, die Bandbreite der verwendeten Empfangsfilter möglichst schmal zu halten. Dementsprechend werden hochselektive Filter bcnuti-i. Mit solchen hochsclekliven Filtern werden jedoch die Linschwingzciten relativ lang. Bei scharf .ihgesiimmtcn Kreisen können einige Zyklen der empfangenen .Signalwelle erforderlich sein, um am entsprechenden Filter ein Mindestausgangssignal zu erreichen. Dies bedeutet, daß bei einer frequenzgetasle-

ten Welle die innerhalb einer gegebenen Zeit übertragbare Informationsmenge durch die Trennschärfe der verwendeten Demodulationsfilter eingeschränkt ist.

Wenn der Informationsdurchsatz über die durch die Einschwingzeiten der abgestimmten Filter im Empfangsdemodulator gegebenen Grenzen hinaus erhöht wird, gehen Informationen auf Grund des Versagens der Filter verloren, entsprechend schnell mitzuarbeiten und Ausgangssignale während jedes einzelnen der relativ kurzen Zeitabschnitte abzugeben, in denen jeweils eine der beiden gegebenen Frequenz übertragen wird. Andererseits kann die Selektivität der Filter in herkömmlichen Systemen verringert werden, um einen höheren Informationsdurchsatz zu erlauben, jedoch mit einer einhergehenden Verschlechterung des Signal/ Rauschverhältnisses des betrachteten Systems auf Grund der Tatsache, daß eine Verringerung der Selektivität der Filter die Bandbreiten vergrößert und wiederum ein größerer Anteil von Rauschsignalen empfangen wird.

Durch das USA.-Patent 32 33 181 ist ein Frequenzmodulationsdemodulator bekanntgeworden, der für die Wiedergewinnung der Informationen aus einer frequenzmodulierten Welle digitale Techniken anwendet. Bei einem solchen Demodulator sollte, wie in der Patentschrift angegeben, der Übertragungsgang innerhalb des Durchlaßbereichs möglichst dem Faktor 1 und außerhalb des Durchlaßbereichs dem Faktor 0 entsprechen. Nach dem genannten Patent werden die empfangenen Trägersignale einem Bandfilter und einem begrenzenden Verstärker zugeführt, um mit diesem binäre Signale für die Darstellung der Daten zu erzeugen. Polaritätswechsel dieser binären Signale in der einen Richtung starten einen Zeitgeber, und Polaritätswechsel in der umgekehrten Richtung legen innerhalb der Laufzeit dieses Zeitgebers eine Prüfzeit fest, wobei der zeitliche Abstand zwischen Startzeit und Prüfzeit, somit also der zeitliche Abstand zweier aufeinanderfolgender Polaritätswechsel bestimmt wird. Die angegebene Lösung ermöglicht eine zuverlässige Rückgewinnung der übertragenen Daten. Zur einwandfreien Demodulation ist jedoch immer zumindest eine ganze oder noch besser sind mehrere Vollwellen des Trägersignals erforderlich.

In ähnlicher Weise betrifft die britische Patentschrift 9 60 976 einen frequenzdiskriminierenden Frequenztastungsdetektor mit Schaltgliedern zur Bestimmung, ob die Zeitperiode eines ganzen Zyklus des zu analysierenden Signals größer oder kleiner ist als die Länge einer vollen Periode einer fiktiven Mittenfrequenz, die zwischen den beiden, Binärelemente charakterisierenden Frequenzen des zu prüfenden Signals liegt Es wird dabei das eine oder das andere binäre Ausgangssignal davon abhängig abgegeben, ob eine volle Periode des empfangenen Signals größer oder kleiner als die vorgenannte fiktive Zeit ist. Diese Lösung ermöglicht wiederum eine Rückgewinnung der übertragenen Daten nur aus der Analyse ganzer Signalperioden.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist gegenüber den beiden vorgenannten älteren Erfindungsgegenständen eine Weiterverbesserung, wobei jeder einzelnen Halbwelle des Trägersignals ein Datenbit zugeordnet werden kann und der entsprechende Demodulator bereits aus der Frequenz jeder einzelnen Halbwelle einwandfrei die übertragene Information bestimmen kann.

Wenn pro Bit mehrere Halbwellen übertragen werden, ergibt sich entsprechend der Lehn: der vorliegenden Anmeldung eine größere Zuverlässigkeit die gegenüber dem US- und dem GB-Patent etwa verdoppelt ist.

Die Aufgabe der Erfindung wird dadurch gelöst, daC das Ende einer Prüf-Verzögerung Δ, die mit jederr Polaritätswechsel der empfangsseitig erzeugten Recht eckwellensignale beginnt und größer als die Dauer einei Halbperiode der höheren Frequenz, jedoch kleiner ali die Dauer einer Halbperiode der niedrigeren Frequens

ίο ist, als zeitliches Kriterium für die Durchführung einei Prüfung gewertet wird, ob sich die Polarität dei Rechteckwellensignale seit dem letzten Polaritätswechsel geändert hat und eine Halbperiode der höherer Frequenz empfangen wurde oder ob sich die Polaritäi seit dem letzten Wechsel noch nicht geändert hat unc eine Halbperiode der niedrigeren Frequenz eingelaufer ist.

Vorteilhafterweise wird die Prüf-Verzögerung Δ gleich einem Viertel aus der Summe der Periodendauei der höheren plus der Periodendauer der niedrigerer Frequenz gemacht. Die Prüf-Verzögerung Δ kann mii Hilfe eines Prüfimpulsgenerators bemessen werden, dei nach Ablauf der vorgegebenen Prüf-Verzögerung L nach jedem Polaritätswechsel der Rechteckwellensi gnale einen Spannungssprung erzeugt, welcher al; zeitliches Kriterium für die Durchführung der Prüfung dient. Eine weitere verbesserte Möglichkeit ist dadurch gekennzeichnet, daß die Prüf-Verzögerung Δ mit Hilf« zweier monostabiler Schaltungen bemessen wird, derer erste bei jedem Polaritätswechsel der Rechteckwellen signale einen ersten Prüfimpuls erzeugt, der kürzer al; die Dauer einer Halbperiode der höheren Frequenz ist daß mittels dieses ersten Prüfimpulses die zweite monostabile Schaltung angestoßen wird, die irr Anschluß an den ersten Prüfimpuls einen zweiter Prüfimpuls folgen läßt, wobei die Summe der Dauer dei ersten plus des zweiten Prüfimpulses größer als die Dauer einer Halbperiode der höheren Frequenz unc kleiner als die Dauer einer Halbperiode der niedrigerer

4u Frequenz ist und 2's "ruf-Verzögerung Δ dient, und dat das Ende des zweiten Prüfimpulses als zeitliche· Kriterium für die Durchführung der Prüfung gewerte wird. Eine Verbesserung dieses Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß beim frühen Auftreten eines neuer Polaritätswechsels der Rechteckwellensignale vor derr Erreichen der kritischen Prüfzeit am Ende einei laufenden Prüf-Verzögerung Δ diese sofort unterbro chen und eine neue Prüf-Verzögerung id begonnen wird Des weiteren sind Lösungsmöglichkeiten für Prüfim

so pulsgeneratoren, eine Anordnung zweier monostabilei Schaltungen sowie Prüfkreisanordnungen zur Durch führung der erfindungsgemäßen Verfahren angegeben.

Der verbesserte Digital-Demodulator gemäß des

vorliegenden Erfindung läßt einen beträchtlich höherei

ss Informationsdurchsatz zu als der gegebene Stand dei Technik. Jeder Halbwelle des Trägers kann ein Datenbi zugeordnet werden. Weil dieser Demodulator dif Frequenz jeder einzelnen Halbwelle bestimmen kann ergibt er zusätzlich eine größere Zuverlässigkeit, went

ho eine geringere als die höchst mögliche Datenübertra gungsgeschwindigkeit benutzt wird, wobei verzerrt« Trägersignale mit seiner Hilfe leichter verarbeite werden können. Wenn z. B. angenommen wird, dal mindestens eine Vollweile des Trägers für jede;

hu einzelne Datenbit übertragen werden soll, ist statistisch zu erwarten, daß innerhalb einer gegebenen Zeitspann< des öfteren nur eine Halbwelle des übertragenen Signa!: richtig empfangen wird. Der erfindungsgemäße Demo

dulator kann diese einzelnen Halbwelten»·zuverlässig verarbeiten, wohingegen dem Stande der Technik entsprechende Geräte dies nicht unbedingt mit Sicherheit tun.

Zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels,

F i g. 2 Wellenzüge, die die Funktion des Ausführungsbeispiels gemäß F i g. 1 erklären,

Fig.3 das Schaltbild des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 1,

F i g. 4 Wellenzüge, die das Schaltbild gemäß F i g. 3 erklären,

Fig.5 das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels,

F i g. 6 das Schaltbild dieses zweiten Ausführungsbeispiels gemäß F i g. 5 und

F i g. 7 Wellenzüge, die die Funktion des Schaltbildes gemäß F i g. 6 erklären.

Gemäß F i g. 1 liefert eine Datenquelle 1 binäre Ausgangssignale, die den zu übertragenden Daten entsprechen. Diese binären Signale werden einem getasteten Oszillator 2 zugeführt, welcher Trägersignale mit einer ersten Frequenz f\ oder mit einer zweiten Frequenz /"2 entsprechend dem binären Ausgangspegel der Datenquelle 1 abgibt. Der Ausgang des Oszillators 2 ist über einen Übertragungskanal 4 mit einem begrenzenden Verstärker 3 verbunden. Der Ausgang des begrenzenden Verstärkers 3 ist mit einem Prüfimpulsgenerator 5 und mit Prüfkreisen 6 verbunden. Die Ausgangssignale SI und S2 des Prüfimpulsgenerators sind ebenfalls mit Eingängen der Prüfkreise 6 verbunden. Die Ausgänge der Prüfkreise 6 führen zu einer bistabilen Schaltung 7, deren Ausgangspegel die binären Werte »i« oder »0« der empfangener. Signale wiedergibt.

Fig.2 erläutert die Funktion des Ausführungsbeispieis gemäß Fig. t. Das AusgaugiSigfiäl des Osziilators 2 hat die Form einer Sinuswelle mit der ersten Frequenz f\ oder mit der zweiten Frequenz /2. Zur Erhöhung der Verständlichkeit soll angenommen werden, daß diese Signale durch den begrenzenden Verstärker 3 unverzerrt empfangen werden. Der begrenzende Verstärker 3, der dem Stand der Technik entspricht, erzeugt ein Rechteckwellensignal, dessen Frequenz der des empfangenen Sinussignais gleich ist. Siehe dazu die erste Zeile in Fig. 2. Zur Erleichterung der Erklärung soll die höhere Frequenz /i gemäß F i g. 2 zweimal so groß sein wie die niedere Frequenz /"2.

Aufgabe des Prüfimpulsgenerators 5 ist es, ein« Folge von Prüfimpuisen 51 zu erzeugen, deren jeder einzelne in einem gegebenen Zeitabstand Δ nach jedem positiven Polaritätswechsel des Ausganges des begrenzenden Verstärkers 3 folgt. Weiter ist es Aufgabe des Prüfimpulsgencrators 5, eine Folge von Prüfimpulsen S 2 zu erzeugen, deren jeder einzelne im gegebenen Zeitabstand Δ auf die negativen Polaritätswechsel des Ausganges des begrenzenden Verstärkers folgt Die Größe dieser Zeitabsiände Δ wird noch ins einzelne gehend beschrieben werden.

in den Prüfkreisen δ prüft jeder Impuls der Felge S! das Ausgangssignal des begrenzenden Verstärkers 3. Wenn das Ausgangssignal dabei negativ ist, wurde die höhere Trägerfrequenz empfangen; wenn das Ausgangssignal positiv ist, wurde die niedrigere empfangen.

Ähnlich prüft auch jeder Impuls der Folge 52 den Ausgang des begrenzenden Verstärkers 3. Wenn dessen Ausgangssignal positiv ist, wurde die höhere Trägerfrequenz empfangen, und wenn es negativ ist, wurde die ^s niedrigere empfangen. Die Prüfkreise 6 bestimmen die Stellung der bistabilen Schaltung 7 in Abhängigkeit von den Prüfergebnissen, wie in F ι g. 2 zu erkennen ist, um damit ein binäres Ausgangssignal aus zwei diskreten Spannungspegeln abzugeben. Der eine Spannungspegel

!'3 stellt eine logische »1« dar und der andere Pegel entsprechend eine logische »0«.

Es ist wohl einzusehen, daß eine Anordnung gemäß Fig. 1, wie in Fig.2 dargestellt, bei verschiedenen Datengeschwindigkeiten zuverlässig arbeitet. Ein Bit kann durch eine oder mehrere Perioden der Frequenzen /1 oder/2 dargestellt werden.

Die Zeitabstände Δ in den beiden Folgen Sl und S2 müssen nicht unbedingt genau gleich sein. Vorzugsweise werden sie jedoch gleich ausgeführt. Auf jeden Fa" rnuß Δ kürzer als die halbe Periode der Frequenz f\ und langer als die halbe Periode der Frequenz fl sein. Vorzugsweise werden die Abstände Δ nach der folgenden Gleichung bemessen:

Al! 21

/ I

I
/2

Bei einer typischen Verwendung werden die beiden Frequenzen /1 und (2 in Hz und der Abstand Δ in Sekunden angegeben. Eine typische Arbeitsfrequenz /2 kann bei etwa 1200Hz liegen und f\ in der Größenordnung von 2400 Hz. Mit diesen Frequenzen ist es möglich, maximal 2400 Bits pro Sekunde, jedes mit einer Halbwelle des Trägers, zu übertragen.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig.3 soll nun im einzelnen beschrieben werden. Ausgangssignale des begrenzenden Verstärkers 3 gemäß F i g. 1 werden der tingangskiemme D gemäß F i g. 3 zugeführt. Diese A.usgangssignale gelangen zu einem Differentialverstär-

Hebende Si°rsie U^¹T **ΐπρ ϊ .ρ

il und gegenphasige Signale über eine Leitung 12 abgibt.

Die Signale über die Leitung 11 werden dem Eingang einer monostabilen Schaltung 13 zugeführt Die monostabile Schaltung 13 enthält einen ersten und einen zweiten Transistor 14 und 15. Das Ausgangssignal des Transistors 14 wird zur Basis des Transistors 15 über einen Kopplungskondensator 16 geführt. Das Ausgangssignai des Transistors 15 ist zur Basis des Transistors 14 über einen Widerstand 17 rückgekoppelt Der Transistor 14 ist so vorgespannt, daß er normalerweise mittels eines Widerstandes 18 in seiner Ausstellung gehalten wird. Der Transistor IS dagegen ist so vorgespannt, daß er mittels eines Widerstandes 19 normalerweise im Ein-Zustand gehalten wird.

jeder ins Negative führende Polaritätswechsel auf der Leitung 11 vom Differentialverstärker 10 schaltet den Transistor 14 ein. Damit wird der Transistor 15 ausgeschaltet Der Transistor 15 bleibt während der durch die ÄC-Zeitkonstante der monostabilen Schaltung bestimmten Zeit Δ im Aus-Zustand. Am Ende dieser Zeit Δ wird die Basis des Transistors 15 geringfügig negativ und schaltet den Transistor 15 wieder ein. Sein Ausgang wird positiv und schaltet den Transistor 14 wieder aus. Damit kehrt die monostabil· Schaltung 13 in ihren ursprünglichen stabilen Zustand zurück. Der Kollektorwiderstand 20 des Transistors 15 sorgt für die Rückkopplung vom Transistor 15, um den

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Transistor 14 im Sättigungsbereich zu halten, bis die Zeit Δ verstrichen ist.

Fig.4 zeigt in der obersten Zeile die positiven und negativen Polaritätswechsel an der Eingangsklemme D. Da das Signal auf der Leitung 11 in Phase mit dem Eingangssignal an der Eingangsklemme D ist, weist es auch jedesmal einen negativen Polariiätswechsel auf, wenn ein negativer Polaritätswechsel an der Eingangsklemme D auf tritt.

Die zweite Ausgangsleitung des Differentialverstärkers 10, die Leitung 12, ist mit dem Eingang einer !weiten monostabilen Schaltung 25 verbunden, die im Aufbau der monostabilen Schaltung 13 gleicht. Da die Signale auf der Leitung 12 gegenphasig zu den Eingangssignalen an der Eingangsklemme D verlaufen, wird die monostabile Schaltung 25 jedesmal aus ihrem «tabilen in den instabilen Zustand umgeschaltet, wenn ein ins Positive führender Polaritätswechsel an der Eingangsklemme D auftritt. Die Ausgangssignale der beiden monostabilen Schaltungen 13 und 25 sind in den Zeilen A und B der F i g. 4 dargestellt. Es ist zu sehen, daß ein ins Positive gehender Polaritätswechsel an der Klemme A die vorgegebene Zeit A später als ein ins Positive gehender Polaritätswechsel an der Eingangsklemme D auftritt. Ein ins Positive gehender Polaritäts- wechsel erscheint an der Klemme ßdie gegebene Zeit Δ später als ein ins Negative gehender Polaritätswechsel •n der Eingangsklemme D. Diese positive Polaritätswechsel an den Klemmen A und B werden differenziert dazu benutzt, die Ausgangssignale des begrenzenden Verstärkers 3, die zur Eingangsklemme D geführt werden, zu prüfen.

Die beiden monostabilen Schaltungen 13 und 25 entsprechen dem Prüfimpulsgenerator 5 gemäß Fig. 1. Die Prüfkreise 6 gemäß F i g. 1 werden durch vier Harpur-Schaltungen 30, 31, 32 und 33 gemäß Fig.3 verkörpert. Diese Schaltungen sind untereinander gleichartig aufgebaut und enthalten Kondensatoren 34, 35,36 und 37, Widerstände 38,39,40 und 41 und Dioden 42,43,44 und 45. ^₀

Die Harpur-Schaltung ist ein dem Stande der Technik entsprechender Schaltkreis, mittels dessen ein ins Positive gehender Impuls am Ausgang der entsprechenden Diode, z. B. der Diode 42, erzeugt wird, wenn ein ins Positive gehender Impuls dem Eingang des Kondensators 34 gleichzeitig mit einem entsprechenden positiven Potential am anderen Pol des Kondensators 34 zugeführt wird. Die Diode 42 blockiert jedoch positive Impulse, die dem Eingang des Kondensators 34 zugeführt werden, solange über den zweiten Eingang mit dem Widerstand 38 ein negativer Pegel zugeführt wird. Der positive Pegel über den Widerstand 38 allein reicht andererseits nicht aus, um bereits die Diode 42 zu öffnen.

Um mit den positiven Prüfimpulsen, die an der Klemme A erscheinen, die Signale der Eingangsklemme D prüfen zu können, ist es erforderlich, in Phase liegende und komplementäre Signale zu den Eingangssignalen an der Eingangsklemme D zu erzeugen. Aus diesem.Grunde wird die Eingangsklemme D zusätzlich mit einem herkömmlichen Transistor-Inverter 50 verbunden, der an seiner Ausgangsklemme C komplementär zu den Signalen an der Eingangsklemme D verlaufende Signale abgibt.

An Hand der Fig.4 ist zu erkennen, daß beim Auftreten eines positiven Pegelwechsels an der Klemme A ein positiver Ausgangsimpuls am Ausgang A ■ D der Schaltung 30 abgegeben wird, wenn das Eingangssignal an der Eingangsklemme D positiv ist, oder daß umgekehrt am Ausgang A ■ C der Schaltung 33 ein Impuls abgegeben wird, wenn der Ausgangspegtl des Punktes C positiv ist. Somit erzeugt jeder positive Polaritätswechsel an der Klemme A entweder an der einen oder an der anderen Schaltung 30 oder 33 ein Ausgangssignal in Abhängigkeit vom weiteren Verlauf des Signals, das die Auslösung der zugehörigen monostabilen Schaltfunktion bewirkte.

Ähnlich bewirkt jeder positive Polaritätswechsel an der Klemme B einen Ausgangsimpuls entweder am Ausgang B ■ D der Schaltung 32 oder am Ausgang B ■ Cder Schaltung 31, abhängig davon, ob der Pegel an der Eingangsklemme D oder an der Klemme C positiv ist.

Die bistabile Schaltung 7 gemäß F i g. 1 ist in F i g. 3 durch ein Paar in üblicher Weise kreuzgekoppelter Transistoreninverter 51 und 52 verwirklicht. In jedem der beiden möglichen stabilen Zustande ist nur einer der beiden Transistoren 51 oder 52 eingeschaltet; der andere Transistor ist dabei gesperrt. Positive Impulse die am Ausgang entweder der Schaltung 30 oder 31 abgegeben werden, schalten den Transistor 51 aus wenn er vorher leitend war. Das Ausschalten des Transistors 51 zwingt den Transistor 52 ein. Entsprechend blockieren positive Ausgangsimpulse von entweder der Schaltung 32 oder 33 den Transistor 52, wenn er vorher leitete. Das Ausschalten des Transistors 52 zwingt den Transistor 51 ein. Binärwertige Ausgangssignale werden vom Kollektor des Transistors 52 über die Ausgangsklemme Fabgegeben.

Es läßt sich erkennen, daß empfangene Daten mil dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig.3 sehr zuverlässig in weniger als einer Periode der niedrigeren Frequenz wiedergewonnen werden können. Somit ist es hinreichend, für jedes Datenbit nur eine einzige Periode der zugehörigen Frequenz zu übertragen.

Bei solchen Datenübertragungssystemen, bei denen ein Empfängeroszillator zur Festlegung der Prüfzeit für -:ε empfangenen Da.enbks verwendet wird, ist eine fesi vorgegebene Datendurchsatzgeschwindigkeit gegeben nämhch die Durchsatzgeschwindigkeit, die der niedrigeren der beiden Frequenzen entspricht. Im Ausführungsbeispiel gemäß Fig.3 ist ein Datenbitintervall gleich oder größer als eine halbe Periode der niedrigeren Frequenz. V/enn die höchstmögliche Datendurchsatzgeschwindigkeit zur Anwendung kommen soll, wird eine volle Periode der höheren Frequenz oder eine halbe Penode der niedrigeren Frequenz für jedes Datenbi! übertragen, wenn, wie dargestellt, die niedrigere Frequenz halb so groß ist wie die höhere.

^F'g·⁵ stellt das Blockschaltbild und Fig.6 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels dar, bei dem eine maximale Datendurchsatzgeschwindigkeit erreichbar ist. In diesem Beispiel ist es möglich, ein Datenbit einer Halbperiode der höheren frequenz und einer Halbperiode der niedrigeren Frequenz zuzuordnen.

Wie beim Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 1 wird die frequenz eines sendeseitigen Oszillators 2 durch eine binare Datenquelle 1 so getastet, daß entweder die eine oder die andere von zwei Frequenzen über einen Ubertragungskanal 4 zu einem Empfänger übertragen A'ird, uer unter anderem wieder einen begrenzenden Verstarker 3 enthält. Die Ausgangsklemme G des begrenzenden Verstärkers 3; ist mit dem Eingang einer ersten monostabilen Schaltung 70 verbunden. Der Ausgang dieser ersten monostabilen Schaltung 70 ist mit

einer zweiten monostabilen Schaltung 90 und mit Prüfkreisen 109 verbunden. Der Ausgang der Prüfkreise 109 ist zu den Eingängen einer bistabilen Schaltung 119 geführt.

Die erste monostabile Schaltung 70 erzeugt einen A.usgangsimpuls festgegebener Dauer bei jedem positiven und bei jedem negativen Polaritätswechsel des Ausgangssignals an der Klemme C. Die Länge des Ausgangsimpulses der ersten monostabilen Schaltung 70 ist kleiner als eine Halbperiode der höheren Frequenz. Jeder Ausgangsimpuls der monostabilen Schaltung 70 läßt d>c zweite monostabile Schaltung 90 ebenfalls einen Ausgangsimpuls gegebener Dauer erzeugen. Die Summe der Länge dieser beiden Ausgangsimpulse der beiden monostabilen Schaltungen 30 und 90 ist kleiner als eine Halbwelle der niedrigeren Frequenz und größer als eine Halbwelle der höheren Frequenz. Die optimale Dauer der aufeinanderfolgenden Impulse ist gleich einem Viertel der Summe der Perioden der höheren und der niedrigeren Frequenz.

Mit dem Auftreten jedes Polaritätswechsels am Ausgang des begrenzenden Verstärkers 3, gleich welcher Polarität, bestimmen die Prüfkreise 109 das gleichzeitige Vorhandensein oder NichtVorhandensein eines Ausgangsimpulses der zweiten monostabilen Schaltung 90. Die Prüfkreise 109 bringen davon abhängig die bistabile Schaltung 119 in den einen oder den anderen stabilen Zustand.

lrn Ausführungsbeispiel gemäß Fig.6 enthält die erste monostabile Schaltung 70 ein Paar geerdeter Transistoren 71 und 72 in Emitterschaltung. Der Kollektor des Transistors 71 ist mit der Basis des Transistors 72 über einen Kondensator 73 verbunden. Der Kollektor des Transistors 72 ist mit der Basis des Transistors 71 über die Parallelschaltung eines Wider-Standes 74 und eines Kondensators 75 rückgekoppelt. Die Basen der beiden Transistoren 71 und 72 sind mittels zweier Widerstände 77 und 76 so vorgespannt, daß der Transistor 71 i<n Ruhezustand der monostabilen Schaltung 70 aus und der Transistors 72 ein sind. Die Koliektorausgangsklemmen H und / der beiden Transistoren 71 und 72 sind über Arbeitswiderstände 78 und 79 mit einer negativen Speisespannung verbunden.

Die Ausgangsklemme G des begrenzenden Verstärkers 3 ist mit den Basen der beiden Transistoren 71 und 72 über Gatterschallungen 80 und 8ί verbunden. Die Gatterschaltung 80 enthält einen Kondensator 82 und eine Diode 86, die in Reihe geschaltet zwiscnen der Ausgangsklemme G des begrenzenden Verstärkers 3 und der Basis des Transistors 71 liegen. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 82 und der Diode 86 ist über einen Widerstand 84 mit Erde verbunden.

Die Gatterschaltung 81 umfaßt einen Kondensator 83 und eine Diode 87, die in Reihe zwischen der Ausgangsklemme G des begrenzenden Verstärkers 3 und der Basis des Transistors 72 angeordnet sind. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 83 und der Diode 87 ist über einen Widerstand 85 ebenfalls mit Erde verbunden.

Die Gatterschaltungen 80 und 81 sind so etwas ähnliches wie die Harpur-Schaltungen des vorbeschriebenen ersten Ausfühningsbeispiels. Jeder negative Polaritätswechsel an der Ausgangsklemme G des begrenzenden Verstärkers 3 (Zeile G in F i g. 7) wird der Basis des Transistors 71 über den Kondensator 82 und die Diode 86 zugeführt, womit der Transistor 71 eingeschaltet wird und seinerseits den Transistor 72 blockiert. Jeder positive Polaritätswechsel an der Klemme G wird dagegen der Basis des Transistors 72 über den Kondensator 83 und die Diode 87 zugeführt, wodurch der Transistor 72 ausgeschaltet wird und seinerseits den Transistor 71 kurzzeitig öffnet. Somit schalten sowohl positive als auch negative Polaritätswechsel an der Ausgangsklemme G des begrenzenden Verstärkers 3 gleichermaßen die monostabile Schaltung 70 vom stabilen in den instabilen Zustand um. Nach

:o einer festgelegten Zeit, die im wesentlichen durch die ÄC-Zeilkonstante des Kondensators 73 und des Widerstandes 76 gegeben ist, geht die monostabiie Schaltung 70 wieder in ihren Ausgangsruhezustand zurück.

Die zweite monostabile Schaltung 90 umfaßt ein Paar von Transistoren 91 und 92, die ebenfalls emitterseitig geerdet sind. Die Kollektorausgangsklemme J des Transistors 91 ist mit der Basis des Transistors 92 über einen Kondensator 93 und die KolieKtorausgangskiemme K des Transistors 92 mit der Basis des Transistors 91 über die Parallelschaltung eines Widerstandes 94 und eines Kondensators 95 kreuzgekoppelt. Der Transistor 92 wird im Ruhezustand der zweiten monostabilen Schaltung 90 über einen Widerstand 96 im Einzustand gehalten und der Transistor 91 über einen Widerstand 97 im Auszustand. Die Kollektoren sind mit der negativen Speisespannung über Arbeitswiderstände 98 und 99 verbunden. Die Basen der Transistoren 91 und 92 werden über die Ausgangsklemmen f/und /der ersten monostabilen Schaltung 70 über Gatterschaltungen 100 und 101 gesteuert.

Die Gatterschaltung 100 umfaßt einen Kondensator 102 und eine Diode 106, die in Reihe zwischen die Klemme H der ersten monostabilen Schaltung 70 und die Basis des Transistors 91 der zweiten monostabilen Schaltung 90 gelegt sind. Die Gatterschaltung 101 mit einem Kondensator 103 und einer Diode 107 in Reihe liegt zwischen dem Klemmpunkt /der ersten monostabilen Schaltung 70 und der Basis des Transistors 92 der zweiten monostabilen Schaltung 90. Ein Widerstand 104 oder 105 führt vom Verbindungspunkt zwischen Kondensator und Diode wiederum nach Erdpotential.

An Hand der gemäß F i g. 7 dargestellten Wellenformen, die den Datenbits 1100101101 entsprechen, läßt sich erkennen, daß jeder positive Polaritätswechsel an der Klemme /der ersten monostabilen Schaltung 70 der im Ruhezustand leitenden Transistor 92 in der zweiter monostabilen Schaltung 90 ausschaltet, der seinerseit; dabei aus dem Ruhezustand in den instabilen Zustanc

so übergeht. Wenn Signale mit der niedrigeren Frequen; empfangen werden, kehrt die zweite monostabil« Schaltung 90 innerhalb einer vorgegebenen Zeit in der Ruhezustand zurück, welche im wesentlichen durch dei Kondensator 93 und den Widerstand 96 bestimmt isi Wenn jedoch die höhere Frequenz empfangen wird, se wird an der Ausgangsklemme H bereits ein positive Polaritätswechsel abgegeben, bevor die zweite mono stabile Schaltung 90 genügend Zeit hatte, in ihrei Ruhezustand zurückzukehren. Dieser positive Polari

ho tätswechsel an der Klemme H wird der Basis de Transistors 91 über den Kondensator 102 und die Diod 106 zugeführt, um damit den Transistor 91 auszuschal ten. wodurch wiederum der Transistor 92 seine Einzustand einnimmt. Somit prüfen positive Polarität?

Ui, wechsel am Klemmpunkt H nicht nur den Zustand de /weiten monostabilen Schaltung 90, um damit festzi stellen, ob die niedrigere oder die höhere Frequen empfangen wird, sondern stellen vorzeitig die zweit

monostabile Schaltung 9»> in ihren Ruhezustand zurück, wenn die höhere Frequenz empfangen wird.

Die Ausgangsklemmen / und K der zweiten monostabilen Schaltung 90 sind mit den Eingängen der bistabilen Schaltung 119 über Gatterschaltungen 110 und 111 verbunden. Diese letztgenannten Gatterschaltungen 110 und 111 verkörpern die Prüfkreise 109.

Die Gatterschaltung 110 umfaßt einen Kondensator 112 und eine Diode 116, welche beide in Reihe zwischen der Ausgangsklemme H der ersten monostabilen Schaltung 70 und der Basis des Transistors 120 der bistabilen Schaltung 119 liegen. Die Gatterschaltung 110 enthält des weiteren einen Widerstand 114, welcher die Ausgangsklemme K der zweiten monostabilen Schaltung 90 mit dem Verbindungspunkt des Kondensators

112 und der Diode 116 verbindet.

Die Gatterschaltung 111 umfaßt in Reihe einen Kondensator 113 und eine Diode 117, weiche die Ausgangsklemme H der ersten monostabilen Schaltung 70 mit der Basis des Transistors 121 in der bistabilen Schaltung 119 verbinden. Die Gatterschaltung 111 enthält ebenfalls einen Widerstand 115, welcher die Ausgangsklemme /der zweiten monostabilen Schaltung 90 mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 113 und der Diode 117 verbindet.

Die Transistoren 120 und 121 sind in üblicher Weise mit Widerständen 122 und 123 kreuzgekoppeit, um die bistabile Funktion zu gewährleisten. Die Emitter der Transistoren 120 und 121 sind geerdet. Die Basen sind über Widerstände 124 und 125 positiv vorgespannt. Die Kollektorausgangsklemmen X und Y der Transistoren 120 und 121 sind über die beiden Arbeitswiderstände 126 und 127 mit negativer Speisespannung verbunden.

Jeweils eine der beiden Gatterschaltungen 110 oder 111 erzeugt einen positiven Impuls über ihre Diode 116 oder 117 in Abhängigkeit davon, ob ein positiver Potentialwechsel über den Kondensator 112 oder über

113 gleichzeitig mit einer Vorladung des betreffenden Kondensators über den zugehörigen Widerstand 114 oder 115 erfolgt ist. Die Kondensatoren 112 und 113 werden durch die gleiche Quelle gespeist, nämlich die Ausgangsklemme //der ersten monostabilen Schaltung 70, wenn ein Potenlialwechsel an der Klemme G erfolgt.

Somit prüfen positive Potentialwechsel an der Ausgangsklemme //der ersten monostabilen Schaltung 70 die Pegel an den Ausgangsklemmen / u:id A. der zweiten monostabilen Schaltung 90, um daraus zu bestimmen, welche von beiden gerade positiv ist. Wenn das Ausgangssignal der Klemme /positiv ist, dann führt die Gatterschaltung 111 der Basis des Transistors 12 S einen positiven Impuls zu und zwingt diesen damit in den Auszustand, wenn er vorhe. leitend war. Ähnlich führt die Gatterschaltung HO, wenn die Ausgangsklem me K der zweiten monostabilen Schaltung 90 zur Zeit des positiven Polaritätswechsels an der Ausgangsklemme //der ersten monostabilen Schaltung 70 positiv ist, der Basis des Transistors 120 einen positiven Impuls zu, um damit diesen Transistor in seinen Auszussaiui zu zwingen, wenn er vorher leitend war,

Wenn der Transistor 120 leitet, ist die Ausgangsspai. nung zwischen den Klemmen X und Y der bistabilen Schaltung 119 positiv von A'nach K gerichtet. VvUiH₁ umgekehrt der Transistor 121 leitet, ist die A.i '-.g;.;¹,;^ spannung positiv von Fnach ,Y gerichtet.

Bei Betrachtung der Wellenformen gemäß F i g. 7 ^; iu erkennen, daß jeder positive Potentialwechsel an der Klemme // gleichzeitig mit einem positiven odei legativen Potenlialwechsel an der Ausgangsklemme C des begrenzenden Verstärkers 3 einhergeht. Am Ende jedes positiven Impulses, der durch die erste monostabile Schaltung 70 an ihrer Klemme //erzeugt wird, sendet der positive Pegelwechsel an seiner anderen Ausgangsklemme / einen positiven Impuls auf die zweite monostabile Schaltung 90 über die Gatterschaltung iOi und zwingt damit die zweite monostabile Schaltung % in ihren inkonstanten Zustand, bei dem wiederum die Ausgangsklemme K negativ gegenüber der Ausgangs-

klemme /wird. Der nächstfolgende positive Potentialwechsel an der Ausgangsklemme //prüft den Pegel der Klemmen K und /, um daraus zu bestimmen, welcher von beiden gegenüber dem andern positiv ist Aus F i g. 7 ist zu erkennen, daß, wenn die niedrigere

Frequenz empfangen wird, die zweite monostabile Schaltung 90 in ihren Ruhezustand mit positiver Ausgangsklemme K versetzt und die Ausgangsklemme / negativ wird. Wenn diese Schaltbedingung besteht. bewirkt der positive Potentialwechsel an der Klemne H einen positiven Impuls auf den Transistor 420 der bistabilen Schaltung 119 über die Gatterschaltung Uo. womit der Transistor 120 ausgeschaltet wird, wenn er vorher geleitet hat. Damit wird ein positiver Ausgangspegel an der Ausgangsklemme Y gegenüber der

Ausgangsklemme ,Yabgegeben.

Wenn andererseits die hohe Frequenz empfangen wird, erfolgt der nächste positive Potentialwechsel an der Ausgangsklemme H früher und versetzt dabei die zweite monostabile Schaltung !X) in ihren Ruhezustand.

jo Das Ergebnis hiervon ist, daß der positive Potentialwechsel an der Klemme H erfolgt, wenn die Klemme / positiv und die Klemme K negativ ist. Unter diesen Schaltbedingungen verursacht der positive Potentiaiwechsel an der Klemme H einen positiven Impuls auf

.15 den Transistor 121 der bistabilen Schaltung 119 über die Gatterschaltung 111, womit der Transistor 121 in seinen Auszustand gezwungen wird, wenn er vorher leitend gewesen sein sollte. Mit dem Transistor 121 im Auszustand ist die Ausgangsklemme X positiv gegen

4Q über der Ausgangsklemme Y.

Es ist hinzuzufügen, daß positive Poientialwecnsel s_;i der Ausgangsklemme //gleichzeitig mit positiven oder negativen Potentialwechseln an der KJemme υ einhergehen. Somit löst jeder Potentialwechsei des Ausgangssignals des begrenzenden Verstärkers 3 eine Prüfung des Schaitzustandes der zweiten monostabilen Schaltung 90 aus, um daraus zu bestimmen, welche der beiden Frequenzen gerade empfangen wird. Infolgedessen kann die Frequenz jeder einzelnen Haibweiit

so zuverlässig durch die Schaltungsanordnung gerne,,;. F1 g. 6 erfaßt werden.

Da die übertragenen Daten zuverlässig innerhalb jeder einzelnen Halbwelle wiedergewonnen weraei, können, ganz gleich ob die höhere oder die niedrigere

ys Frequenz übertragen wird, ist es somit möglich, pro Datenbit nur jeweils eine Halbperiode zu übertragen, womit ein Maximum an Übertragungsdurchsatz erreicht WHU.
Bei solchen Systemen, die einen Empfangsosziliau..,

tH, ;ur Festlegung der Prüfungszeit der empfangend Datenbus verwenden, iü eine festgelegte Periode iui jedes einzelne zu überlegende Daieribii ηυι,,^^ά,^, L-hne Rücksicht auf cie *civ. eadeie Frcquti.,. ,'.;i :>i)«-Bits oder »Iw-BiIs. In einem solchen System iai ■■..-■

H₁ möglich, mit Hilfe der Schaltungsanordnung geniäJ Fig.6 eine Periodendauc/ für jedes einzelne DaitnL,, festzulegen, welche der Zeit einer Halbpenuüe Jc, niedrigeren Frequenz entspricht Bei solchen Svüeiiiiii.

bei denen mit ins Gewicht fallenden Leitungsverzerrungen zu rechnen ist, sollte eine Datenbitperiodendauer gewählt werden, die gleich der Dauer einer vollen Periode der niedrigeren Frequenz ist, um die Fehlerhäufigkeit gering zu halten.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur digitalen Halbwellen-Demodula tion frequenzgetasteter Signale, bei dem jeweils eine von zwei gegebenen Frequenzen, die niedrigere für einen ersten Binärwert und die höhere für einen zweiten Binärwert, übertragen wird, wobei auf der Empfangsseite die aufgenommenen Sinussignale mittels eines begrenzenden Verstärkers in Recht- '° eckwellensignale mit den Sinussignalen gleicher Periodendauer umgeformt werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Ende einer Prüf-Verzögerung A (F i g. 2,7), die mit jedem Polaritätswechsel der Rechteckwellensignale beginnt und '5 größer als die Dauer einer Halbperiode der höheren Frequenz (ft), jedoch kleiner als die Dauer einer Halbperiode der niedrigeren Frequenz (f2) ist, als zeitliches Kriterium für die Durchführung einer Prüfung gewertet wird, ob sich die Polarität der Rechteckwellensignale seit dem letzten Polaritätswechsel geändert hat und eine Halbperiode der höheren Frequenz (f\) empfangen wurde oder ob sich die Polarität seit dem letzten Wechsel noch nicht geändert hat und eine Halbperiode der js niedrigeren Frequenz ((2) eingelaufen ist.

2 Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Prüf-Verzögerung A gleich einem Viertel aus der Summe der Periodendauer der höheren plus der Periodendauer der niedrigeren Frequenz ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Prüf-Verzögerung A (Fig. 2) mit Hilfe eines Prüfimpulsgenerators (5) bemessen wird, der nach Ablauf der vorgegebenen Prüf-Verzögerung A nach jedtm Polaritätswechsel der Rechteckwellensignale einen Spannungssprung erzeugt, welcher als zeitliches Kriterium für die Durchführung der Prüfung dient.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Prüf-Verzögerung A (F i g. 7) mit Hilfe zweier monostabiler Schaltungen (70, 90) bemessen wird, deren erste (70) bei jedem Polaritätswechsel der Rechteckwellensignale (G in F i g. 7) einen ersten Prüfimpuls (H, /in F i g. 7) erzeugt, der kürzer als die Dauer einer Halbperiode der höheren Frequenz (f\) ist, daß mittels dieses ersten Prüfimpulses (H, /in Fig.7) die zweite monostabil Schaltung (90) angestoßen wird, die im Anschluß an den ersten Prüfimpuls (H, /in Fig. 7) einen zweiten Prüfimpuls (J Kin Fig. 7) folgen läßt, wobei die Summe der Dauer des ersten plus des »weiten Prüfimpulses größer als die Dauer einer Halbperiode der höheren Frequenz (f\) und kleiner als die Dauer einer Halbperiode der niedrigeren Frequenz (f2) ist und als Prüf-Verzögerung A dient, und daß das Ende des zweiten Prüfimpulses (J, K in F i g. 7) als zeitliches Kriterium für die Durchführung der Prüfung gewertet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 4, dadurch ho gekennzeichnet, daß beim frühen Auftreten eines neuen Polaritätswechsels der Rechteckwellensignale vor dem Erreichen der kritischen Prüfzeit am Ende einer laufenden Prüf-Verzögerung A diese sofort unterbrochen und eine neue Prüf-Verzöge- (\s rung/1 begonnen wird.

6. Prüfimpulsgeneraior zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch. 3, gekennzeichnet durch zwei parallel angeordnete monostabile Schaltungen (13, 25 in Fig.3), deren ersteren Eingang (Leitung 11) die Rechteckwellensignale zwecks Erzeugung eines Prüfkriteriums (über B) mit der Prüf-Verzögerung A nach jedem Polaritätswechsel in erster (positiver) Richtung und deren zweiten Eingang (Leitung 12) die Rechteckwellensignale komplementiert zwecks Erzeugung eines Prüfkriteriums (über A) mit der Prüf-Verzögerung A nach jedem Polaritätswechsel in zweiter (negativer) Richtung zugeführt werden.

7. Prüfimpulsgenerator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Komplementierung der Rechteckwellensignale ein Differentialverstärker (10) vorgesehen ist, von dessen erstem Ausgang (Leitung 11) die Rechteckwellensignale nicht komplementiert dem Eingang der ersten monostabilen Schaltung (13) und von dessem zweiten Ausgang (Leitung 12) die komplementierten Rechteckwellensignale dem Eingang der zweiten monostabilen Schaltung (25) zugeführt werden.

8. Anordnung zweier monostabiler Schaltungen zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 4 oder 5, die beide in dem Stande der Technik entsprechender Bauweise je zwei T"_ransj_storen umfassen, die jeweils miteinander über mindestens ein schaltzeitbestimmendes ÄC-Glied vorwärts und/oder rückwärts gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Eingang der ersten monostabilen Schaltung (70) aus einer Serienschaltung eines Kondensators (82) und einer Diode (86) gegebener Polaritätsrichtung gebildet wird und für Polaritätswechsel-Impulse entsprechender Richtung zum ersten der beiden Transistoren (71) der ersten monostabilen Schaltung (70) führt und daß der zweite Eingang der ersten monostabilen Schaltung (70) aus einer Serienschaltung eines Kondensators (83) und einer Diode (87) entgegengesetzter Polaritätsrichtung gebildet wird und für Polaritätswechsel-Impulse der entgegengesetzten Richtung zum zweiten der beiden Transistoren (72) der ersten monostabilen Schaltung (70) führt, daß der erste und zweite Eingang der ersten monostabilen Schaltung (70) miteinander verbunden sin& und vom Ausgang des begrenzenden Verstärkers (3) mit empfangsseitig erzeugten Rechteckwellensignalen gespeist werden, wodurch sowohl positive als auch negative Polaritätswechsel der Rechteckwellensignale die Schaltfunktion der ersten monostabilen Schaltung

(70) einleiten, daß die beiden Eingänge der zweiten monostabilen Schaltung (90) aus je einer Serienschaltung eines Kondensators (102, 103) und einer Diode (106, 107) gleichsinniger Polaritätsrichtung gebildet werden, daß der erste Transistor (91) der zweiten monostabilen Schaltung (90) über deren ersten Eingang vom Ausgang des ersten Transistors

(71) der ersten monostabilen Schaltung (70) und der zweite Transistor (92) der zweiten monostabilen Schaltung (90) über deren zweiten Eingang vom Ausgang des zweiten Transistors (72) der ersten monostabilen Schaltung (70) gespeist wird, daß die beiden Dioden (106, 107) in den beiden Eingängen der zweiten monostabilen Schaltung (90) so gerichtet sind, daß ihr von der ersten monostabilen Schaltung (70) jeweils ein Einschaltkriterium zugeführt wird, wenn diese wieder in ihren Ruhezustand zurückkehrt und daß die sich daran anschließende Schaltzeit der zweiten monostabilen Schaltung (90)

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mit ihrem Ende als zeitliches Kriterium für die Durchführung der Prüfung dient.

9. Prüfkreisanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3, mit einem Prüfimpulsgenerator nach Anspruch 6 oder 7, einer bistabilen Schaltung und vier Prüfkreisen nach dem Prinzip der Harpur-Schaltung aus je einer untereinander einseitig verbundenen Kombination je eines Kondensators, eines Widerstands und einer Diode, wobei die Diode über den Widerstand so vorgespannt ist, daß sie dicht vor dem Einsatz ihrer Leitfähigkeit steht, aber eben noch nicht leitet, solange nicht gleichzeitig ein gleichsinniger Impuls über den freien Anschluß des Kondensators zugeführt wird, wobei wiederum der Impuls über den Kondensator ohne gleichsinnige Vorspannung über den Widerstand ebenfalls allein die Diode nicht öffnet, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Eingang des ersten Harpur-Prüfkreises (30) über seinen Kondensator (34) mit dem Ausgang (A) der zweiten monostabilen Schaltung (25) des Prüfimpulsgenerators (5), und der zweite Eingang des ersten Harpur-Prüfkreises (30) über seinen Widerstand (38) mit den zu analysierenden Rechteckwellensignalen verbunden ist, daß der erste Eingang des zweiten Harpur-Prüfkreises (31) über seinen Kondensator (35) mit dem Ausgang (B) der ersten monostabilen Schaltung (13) und der zweite Eingang des zweiten Harpur-Prüfkreises (31) über seinen Widerstand (39) und einen Inverter (50; Ausgang C) mit den zu analysierenden Rechteckwellensignalen komplementär gespeist wird, daß der erste Eingang des dritten Harpur-Prüfkreises (32) über seinen Kondensator (36) mit dem Ausgang (B) der ersten monostabilen Schaltung (13) des Prüfimpulsgenerators (5) und der zweite Eingang des dritten Harpur-Prüfkreises (32) über seinen Widerstand (40) mit den zu analysierenden Rechteckwellensignalen verbunden ist, daß der erste Eingang des vierten Harpur-Prüfkreises (33) über seinen Kondensator (37) mit dem Ausgang (A) der zweiten monostabilen Schaltung (25) des Prüfimpulsgenerators (5) und der zweite Eingang des vierten Harpur-Prüfkreises (33) über seinen Widerstand (41) und einen Inverter (50, Ausgang C)mit den zu analysierender Rechteckwellensignaler» komplementär gespeist wird, daß die zusammengefaßten Ausgänge (A ■ D und B ■ C) des ersten und zweiten Harpur-Prüfkreises (30, 31) zwecks Schaltung der nachgeschalteten bistabilen Schaltung (7) in deren ersten Binärzustand zu deren ersten Eingang geführt sind, daß die zusammengefaßten Ausgänge (B ■ D und A ■ C) des dritten und vierten Harpur-Prüfkreises (32, 33) zwecks Schaltung der nachgeschalteten bistabilen Schaltung (7) in deren zweiten Binärzustand zu deren zweiten Eingang geführt sind und daß vom Ausgang der bistabilen Schaltung (7) eine Signalpegelfolge abgegeben wird, die den wiedergewonnenen Binärwerten der empfangenen Sinussignale entspricht.

10. Prüfkreisanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1, 2, 4 oder 5 mit zwei monostabilen Schaltungen nach Anspruch 8, einer bistabilen Schaltung und zwei Prüfkreisen nach dem Prinzip der Harpur-Schaltung aus je einei untereinander einseitig verbundenen Kombinat)'mi je eines Kondensators, eines Widerstands und eine; Diode, wobei die Diode über den Widerstand so voreesna.nnt ist. daß sie dicht vor dem Einsatz ihrer

Leitfähigkeit steht, aber eben noch nicht leitet, solange nicht gleichzeitig ein gleichsinniger Impuls über den freien Anschluß des Kondensators zugeführt wird, wobei wiederum der Impuls über den Kondensator ohne gleichsinnige Vorspannung über den Widerstand ebenfalls allein die Diode nicht öffnet, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Eingang des ersten und des zweiten Harpur-Prüfkreises (110,111) über die zugehörigen Kondensatoren (112,113) mit dem ersten Ausgang (H)der ersten monostabilen Schaltung (70) verbunden ist, daß der zweite Eingang des ersten Harpur-Prüfkreises (110) über seinen Widerstand (114) mit dem zweiten Ausgang (K) der zweiten monostabilen Schaltung (90) und der zweite Eingang des zweiten Harpur-Prüfkreises (111) über seinen Widerstand (115) mit dem ersten Ausgang (J) der zweiten monostabilen Schaltung (90) verbunden ist, daß der Ausgang des ersten Harpur-Prüfkreises (110) über seine Diode

(116) zum ersten Eingang und der Ausgang des zweiten Harpur-Prüfkreises (111) über seine Diode

(117) zum zweiten Eingang der bistabilen Schaltung (119) geführt ist und daß vom Ausgang der bistabilen Schaltung (119) eine Signalpegelfolge abgegeben wird, die den wiedergewonnenen Binärwenen der empfangenen Sinussignale entspricht.