DE1566866B2 - Verfahren und vorrichtung zur vergroesserung der reichweite einer unterwasserlotung - Google Patents

Description

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Die Erfindung geht aus von einem Verfahren und matisch an die Größe der einfallenden Echoamplieiner Vorrichtung zur Vergrößerung der Reichweite tuden anzupassen, so daß selbsttätig ein Ausgleich einer Unterwasserlotung. Bei diesen Lotungen wird für die mit der Entfernung abnehmende Echoampliein impulsförmiger Schallwellenzug ins Wasser ge- tude vorgenommen wird. Aus dem deutschen Patent sandt, zum Teil von Unterwasserobjekten als Echo 5 872 470 ist es ferner bekannt, den Verstärkungsgrad reflektiert, in elektrische, impulsförmige Wechsel- rein zeitabhängig zu regeln, derart, daß die Empfindspannungssignale umgesetzt und selektiv verstärkt. lichkeit, von der Impulsaussendung beginnend, bis

Die Reichweite dieser Echolotungen ist relativ zur Echoankunft allmählich gesteigert wird. Diese kurz. Dies liegt darin begründet, daß der Raumwin- Maßnahmen verhindern zwar eine Übersteuerung kel, unter dem ein Nutzobjekt angestrahlt wird, mit io des Empfangsverstärkers, aber sie sind nicht geeigder Entfernung abnimmt, dies dagegen bei der Ge- net, den Störabstand (Verhältnis von Nutz- und Störsamtheit der Störobjekte nicht der Fall ist. Dadurch amplitude) zu verbessern, wie dies durch die Erfinnimmt das Amplitudenverhältnis der Nutzechosignale dung erzielt wird.

zu den Störsignalen, das Nutz-Stör-Verhältnis, sehr Zur Verbesserung des Störabstandes ist es auch

schnell ab, und die Reichweite wird dadurch be- 15 bereits bekannt (deutsches Patent 959 355), beim grenzt, daß das Nutzechosignal nicht mehr in den Loten auf große Entfernungen die Bandbreite von Störsignalen erkennbar ist. vornherein außergewöhnlich klein zu bemessen. Dies

Die Erfindung stellt sich deshalb die Aufgabe, die hat jedoch den Nachteil einer unnötigen Verschlech-Reichweite der Echolotung mit möglichst einfachen terung des Auflösungsvermögens im Nahbereich. Mitteln zu vergrößern. An sich ist es für eine Reich- 20 Durch die erfindungsgemäße zeitabhängige, selbstweitenvergrößerung bekannt, die Bündelung der tätige Regelung der Bandbreite werden zwei an sich Richtcharakteristik der benutzten Wandler zu ver- gegensinnige Forderungen für die ganze Lotperiode größern, d. h. den Raumwinkel zu verkleinern, unter optimal erfüllt. Zur Erzielung einer optimalen Aufdem Schall unter Wasser abgestrahlt und empfangen lösung der Aufzeichnung der impulsförmigen Echos wird. Eine schärfere Bündelung durch Heraufsetzen 25 ist eine möglichst große Bandbreite anzustreben, dader Schallfrequenz muß hierbei ausscheiden, weil mit die Einschwingungsvorgänge nicht zu einer Verdurch Umwandlung der Schallenergie in Wärme und fälschung führen. Bisher war mit einer festen niittledurch Streuung für die Schallausbreitung im Wasser ren Bandbreite gearbeitet worden, durch die ein Teil eine Dämpfung resultiert, die mit steigender Fre- der Information verlorenging und trotzdem nicht die quenz schnell wächst. Es gibt weiter die Möglichkeit, 30 größtmögliche Reichweite erzielt wurde. Bei der Erdurch größere Wandler die Bündelung zu verbessern. findung dagegen steht die für eine sehr gute Auflö-Große Wandler sind aber teuer, auch dadurch, daß sung benötigte große Bandbreite für Echosignale aus sie große schwenk- und neigbare Halterungen und geringeren Entfernungen voll zur Verfügung. Diese Hüllkörper benötigen. Ferner muß ein scharf gebün- für die Auflösung optimale Bandbreite wird erst für delter Schallstrahl durch Kreisel zum Ausgleich der 35 Echosignale aus zunehmender Entfernung verlassen, Roll- und Stampfbewegungen des Schiffes nachge- ' und für die schwachen Echosignale aus großen Entsteuert werden, damit das Ziel nicht aus dem Schall- fernungen ist die Bandbreite selbsttätig so schmal wie strahl auswandert. Zwar läßt sich die Reichweite möglich geworden. Dadurch geht zwar die Auflösung durch Erniedrigung der Schallfrequenz erhöhen, aber zurück, aber das Nutz-Stör-Verhältnis wird angehierin liegt kein Ausweg, weil dadurch für eine aus- 40 hoben und damit die Reichweite, verbessert. Bewußt reichende Bündelung noch größere, schwerere und wird davon ausgegangen, in großen Entfernungen teurere Schallwandler benötigt werden, wächst doch Heber überhaupt ein Signal zu empfangen, wenn es das Gewicht eines Schallwandlers bei gegebener Bün- auch einen geringeren Aussagewert hat, als gar keidelung annähernd umgekehrt mit der dritten Potenz _nes. Darüber hinaus wird durch die Automatik sicherder Frequenz. 45 gestellt, daß die Verringerung der Auflösung nur so

Demgegenüber besteht das Verfahren zur Reich- weit getrieben wird, wie es für die Reichweitenverweitenverbesserung gemäß der Erfindung darin, daß besserang unbedingt notwendig ist. Es stellt sich die Bandbreite des selektiven Verstärkers während selbsttätig für jede Entfernung ein optimales Verhältder Laufzeit der Schallimpulse im Wasser durch _nis zwischen Auflösung und Reichweite her. Als weiselbsttätig wirkende' Schaltmittel stetig oder wenig- 50 terer Vorteil ist noch die Ausnutzung der Beziehung stens in mehreren Stufen verringert wird. (Pentoden-) Verstärkung X Bandbreite = constant

Hierdurch wird erreicht, daß ein Nutzecho jenseits bei einem selektiven Verstärker zu werten, durch die der normalen Reichweite durch die selbsttätig ver- eine mit wachsender Entfernung zunehmende Empringerte Bandbreite bei seiner Ankunft immer einen findlichkeit des Verstärkers bei Anwendung der ErVerstärker vorfindet,' der das normalerweise nicht 55 findung resultiert. Dadurch wird die eingangs gemehr auswertbare Nutzecho gegenüber den Störechos schilderte Regelung des Verstärkungsgrades (Dynabevorzugt verstärkt, dadurch noch etwas von den mikregelung) nach einer Zeitfunktion durch andere Störechos abhebt und somit die Reichweite vergrö- Mittel ersetzt oder unterstützt.

ßert. Die Durchführung solcher selbsttätigen Rege- Zweckmäßig^! erfolgt die. selbsttätige Bandbreitenlungen erfolgt in Anlehnung an die Lehren der elek- 60 regelung mittels einer Steuerspannung, die in Abtrischen Regelschaltungen mittels Regelspannungen, hängigkeit von einem der Lotperiode'zugeordneten die je nach Beginn und Form ihres zeitlichen Ver- Zeitprogramm in ihrer Amplitude veränderlich ist laufes innerhalb der Lotperiode unterschiedliche Vor- und die während der Laufzeit der Schallimpulse im teile ergeben. Wasser die selbsttätige Verringerung der Bandbreite

Es ist bekannt (deutsche Auslegeschrift 1 019 939), 65 der selektiven Verstärkung bewirkt. Eine zusätzliche zur Verbesserung des Echoempfanges den Verstär- Steuerspannung kann vorteilhaft aus den elektrischen kungsgrad des Empfangsverstärkers durch eine aus Echosignalen gewonnen werden, der Echospannung abgeleitete Regelspannung auto- Diese Maßnahme bewirkt bereits für sich allein

eine Vergrößerung der Reichweite. Es wird die für eine maximale Reichweite vorteilhafte, für die Echoauflösung nachteilige minimale Bandbreite selbsttätig • immer nur so viel verlassen, wie ein für die Wiedergabe ausreichendes Echo zur Verfügung steht. Dadurch ergibt sich eine dem Lotobjekt selbst zugeordnete Bandbreite, so daß gut reflektierende Objekte in großen Entfernungen mit einer für die Erkennung von Details vorteilhaften großen Bandbreite wiedergegeben werden, benachbarte, schlecht reflektierende Objekte trotzdem nicht im Störpegel untergehen. Diese Vorteile ergeben sich in verstärktem Maße in Verbindung mit der der Schall-Laufzeit zugeordneten selbsttätigen Bandbreitenregelung.

Zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens benötigt man einen auf die Frequenz von unter Wasser ausgesandten Schallwellen abgestimmten selektiven Echolot-Empfangsverstärker, bei dem ein durch die Taktimpulse des zur Auslösung der, Lotimpulse dienenden Taktgebers beaufschlagter Impulsformer vorgesehen und derart ausgebildet ist, daß er eine nach einem der Lotperiode zugeordneten Zeitprogramm sich ändernde Steuerspannung abgibt, und bei dem ein mit dieser Steuerspannung beaufschlagbares elektrisches oder elektronisches Steuer- oder Schaltglied mit einem Schwingkreis oder einem Schwingkreisteil in Serie oder zu diesem parallel geschaltet ist.

Ausführungsbeispiele sollen an Hand der Zeichnungen erläutert werden. Es zeigen

Fig. 1 und 2 eine Zuordnung von Bandbreite und Lotperiode,

Fig. 3 und 4 Resonanzkurven veränderlicher Bandbreite von Schwingkreisen des Selektivverstärkers, .

Fig. 5 eine Echoloteinrichtung nach der Erfindung, .

Fig. 6 eine Kupplung der Bandbreite mit dem ' Bereichsumschalter,

Fig. 7 und 8a ein schwingkreisverstimmendes Ausführungsbeispiel,

Fi g. 8 b und 8 c ein bedämpfendes und F i g. 9 ein entdämpfendes Ausführungsbeispiel mit F i g. 10 als Abwandlung zu F i g. 9, Fig. 11 eine bedämpfende Ausführung mit Doppelweggleichrichtung,

F i g. 12 eine bedämpfende Ausführung mit Photozelle und

Fig. 13 Charakteristiken zur Ausführung der Fig. 12;

In der Fig. 1 ist zunächst der zeitliche Ablauf einer Lotung dargestellt. Diese Darstellung ist aus zeichnerischen Gründen nicht maßstäblich. Insbesondere ist der Abstand der Impulse gerafft und der Sendeimpuls 1 im Verhältnis zu den beiden Echoimpulsen 2 und 3 zu klein dargestellt. Die Lotperiode rechnet vom Beginn des Sendeimpulses 1 bis zum Beginn des nächsten Sendeimpulses 4.

Außer den erwünschten Echosignalen 2 und 3 fallen aber laufend die Störsignale 5 ein. Letztere setzen sich aus vielen Anteilen zusammen. Einmal sind es ebenfalls Echosignale, die aber von den vielen, über den ganzen Lotkegel verteilten kleinen Störobjekten herrühren, wie Inhomogenitäten des Wassers, Algen, Plankton u. dgl. m. Auch diese Störechos nehmen mit. der Zeit bzw. der Entfernung ab, aber da sie den Lotkegel immer vollständig ausfüllen — bei größerer Breite des Lotkegels in größeren Entfernungen werden weitere Störobjekte erfaßt —, nimmt ihre Amplitude relativ zur Amplitude der Nutzechos langsamer ab; denn ein Nutzobjekt nimmt im Schallkegel mit der Entfernung einen immer kleineren Raumwinkel ein.

Ferner kommen als Quellen für Störsignale noch weitere »Geräuscherzeuger« in Frage, die einen etwa konstanten, d. h. zeitunabhängigen Anteil am Störpegel 5 liefern:

a) Schraubengeräusche,

b) Motorengeräusche, die als Körperschall an das Wasser übertragen werden,

c) Hilfsmaschinen des — ortenden — Schiffes, die ähnlich an das Wasser über den Schiffskörper übertragen werden,

d) Geräusche, die durch nicht laminare Strömung des Schiffes besonders an den aktiven Schall- und Empfangsflächen der Wandler entstehen bzw. an ihren Trägern und Hüllkörpern,

e) allgemeine Geräusche, welche durch die Bewegung des Schiffes im Wasser besonders bei höherer Fahrt oder/und stärkerem Seegang entstehen,

f) Geräusche, die zusätzlich zu denen von e) beim Schleppen des Fanggeschirres (Netzes) hervorgerufen werden,

g) allgemeine Meeresgeräusche durch Seegang, Brandung und Eigengeräusche von maritimem Lebewesen.

Es liegt auf der Hand, daß so viele und starke Geräuscherzeuger zu einer erheblichen Beeinträchtigung beim Empfang der aus großen Entfernungen zurückkommenden schwachen Schallechos .führen. Dadurch kommt es, daß sich das zunächst noch gut aus dem Störpegel 5 heraushebende Echo 2 dies nicht mehr tut, wenn dasselbe Objekt sich in größerer Entfernung befindet, beispielsweise das Echo 3 ergebend. Hierdurch wird aber die Reichweite bestimmt. Es wird deutlich, daß trotz Gegenregeln mittels des Verstärkungsgrades der Verstärker das Echo 3 nicht mehr befriedigend wiederzugeben vermag.

Wird aber der Lotperiode eine automatische Bandbreitenregelung zugeordnet, so wird das Echo 3 noch erkennbar, die Reichweite ist vergrößert. In der F i g. 2 ist die Bandbreite b in Abhängigkeit von der Schallauf zeit t aufgetragen. Sie besitzt zu Beginn i₀ der Lotperiode ihr Maximum und am Ende bzw. kurz vor Beginn i₀ der neuen Lotperiode ihr Minimum. Der dazwischenliegende Verlauf ist durchaus in weiten Grenzen wählbar, der Einfachheit halber ist eine Gerade 6 gezeichnet. Durch diese feste Zuordnung einer bestimmten Bandbreite zu einer bestimmten Lotentfernung, wobei die Bandbreite mit der Schallaufzeit bzw. der Lotentfernung abnimmt, wird das Echo 3 noch erkennbar.

Dabei wird die Tatsache ausgenutzt, daß sich die Frequenz der Störsignale mehr oder weniger kontinuierlich statistisch auf das ganze Schallfrequenzband verteilt. Hierdurch geht mit einer Verringerung der Bandbreite eine Verringerung der Amplitude der Störsignale einher. War die Bandbreite für das Nutzechosignal reichlich bemessen, so bleibt eine Verringerung der Bandbreite zunächst ohne jeden Einfluß auf das impulsförmige Nutzechosignal, um dann in

eine zunehmende Verformung des Nutzechoimpulses überzugehen; hierbei bleibt die maximale Amplitude erhalten. Es verbessert sich also das elektrische Nutz-Stör-Verhältnis, und die Reichweite vergrößert sich. Durch die zwangläufige Zuordnung wird außerdem erreicht, daß eine auch für das Nutzecho einhergehende Einengung der Bandbreite nur gerade eben so weit getrieben wird, wie es zur Komprimierung des Störpegels 5 erforderlich ist, ohne die Wiedergabe des Nutzsignals unnötig einzuengen.

Hinzu kommt noch, daß normalerweise bei einem Selektivverstärker mit abnehmender Bandbreite die Empfindlichkeit wächst. Dadurch wird zugleich eine Mitwirkung bei der üblichen Regeleinrichtung zum

vität L₁ und der in zwei Kondensatoren C₁ und C₂ aufgespaltenen Kapazität. C₃ und C₄ sind Koppelkondensatoren, die je nach Ein- und Ausgangswiderstand in die Abstimmung eingehen. Zu dem Kon-5 densator C₂ ist der npn-Transistor T₁ mit der Kollektor-Emitter-Strecke parallel geschaltet; diese Strecke stellt sowohl einen variablen Widerstand als auch eine variable Kapazität dar. Beim Anliegen einer Spannung entstehen nämlich in den pn-Übergängen ίο Verarmungen, die Ladungsträger erhalten einen größeren Abstand, was mit einer Kapazitätsverringerung gleichzusetzen ist.

Ist der Transistor T₁ geöffnet (positive Spannung zwischen der Basis und Emitter), so wird C, prak-Ausgleich der mit der Entfernung abnehmenden 15 tisch kurzgeschlossen, so daß nur die Kapazität C₁ Amplitude erreicht. In den Fig. 3 und 4 sind die wirkt. Hierbei ist der Widerstand der Kollektor-Spannungen U über einem oder mehreren Schwing- "Emitter-Strecke so klein, daß er praktisch die Güte kreisen des Selektivverstärkers in Abhängigkeit von des LC-Kreises nicht beeinflußt. Die Resonanzfreder Frequenz /, die Resonanzkurven, aufgetragen. quenz erreicht ihren tiefsten Wert und die Kreisgüte /₀ ist die Resonanzfrequenz. Als Bandbreite ist die 20 ihren höchsten. Mit zunehmender Sperrung von T₁ Kurvenbreite in einer Höhe von l/γΊ, des Maxi- wird der Serienwiderstand zu C₁ größer, so daß die mums, die sogenannte 3-db-Bandbreite, genommen. Güte des Kreises abnimmt bzw. dieser stärker ge-Die Resonanzkurven der F i g. 3 ergeben sich bei- dämpft wird. Gleichzeitig wird die Kapazität der spielsweise durch Bedämpfung eines Schwingkreises Kollektor-Emitter-Strecke und damit die Gesamtmittels eines Ohmschen Widerstandes oder Entdämp- 25 kapazität des Kreises kleiner; die Resonanzfrequenz fung durch Rückkopplung. Zu Beginn der Lotperi- wird höher. Ist der Transistor vollkommen gesperrt, ode ist die Resonanzkurve 7 mit geringer Kreisgüte
und ihrer großen Bandbreite O₁ vorteilhaft, die dann
durch Entdämpfung bzw. Verkleinerung des Ohmschen Dämpfungswiderstandes im Laufe der Lotperi- 30
ode über die Kurve 7 α mit der mittleren Bandbreite
b₂ in die schmale Bandbreite b_z der Kurve 9 am Ende
der Lotperiode übergeht. Gleichzeitig nimmt die
Maximalspannung am Schwingkreis von U₁ nach U_A

zu, so daß die Verstärkung zum Ende der Lotperiode 35 chend sperrenden Basis-Vorspannung dient das in willkommener Weise ebenfalls zunimmt. Potentiometer P₁ mit dem Basiswiderstand R₁. Zur

In der Fig. 4 ist die Verstellung der Bandbreite Begrenzung des Einstellbereiches dient derVorwiderin verstärktem Maße durchgeführt. Sie wird-bei- standR₃ für das Potentiometer P₁. Eine weitere Steispielsweise durch gegensinnige Verstimmung zweier gerung der positiven Spannung an der Basis des Schwingkreise erhalten. Zusätzlich läßt sich eine Be- 40 Transistors öffnet diesen entsprechend. Diese Öffdämpfung gemäß F i g. 3 durchführen. Die Bandbrei- nung kann einmal von Hand mittels des Potentioten b₅ und £>₆ sind in die F i g. 2 eingezeichnet. meters P₂ vorgenommen werden, wobei der Vorwi-

In der F i g. 5 ist eine Echoloteinrichtung schema- derstand"i?₂ für P₂ dessen Einstellbereich begrenzt, tisch dargestellt. Von einem Taktgeber 11 — Multi- Zum anderen läßt sich diese Öffnungsspannung vibrator oder Schaltkontakte am umlaufenden Rie- 45 anderweitig erzeugen und in den Schaltpunkt A einmen oder entsprechend angetriebener Scheibe oder speisen, so daß eine automatische Änderung der Re-Arm mit Schreibfeder — gelangt ein elektrischer Im- sonanzfrequenz des Schwingkreises ermöglicht wird, puls 12 an den Generator 13, der einen elektrischen i?₄ist ein relativ sehr hochohmiger Basisvorwiderstand. Sendeimpuls 14 auslöst. Der damit beaufschlagte Wie experimentelle Messungen zeigten, wird durch

Sendewandler 15 sendet einen Schallimpuls in das 50 die Parallelschaltung von C₉ zu T₁ unter den oben umgebende Wasser. Die zurückkommenden Schall- angegebenen Bedingungen mit dem relativ sehr hochechos werden mit dem Empfangswandler 16 in elek- ohmigen Widerstand i?₄ in der Größenordnung von trische Signale verwandelt, die in 17, 18 spannungs- 10⁷ Ohm während der Öffnung eine gute lineare Abverstärkt und in 19 leistungsverstärkt werden. 20 ist hängigkeit der Frequenzverschiebung von der Steuereine Anzeigevorrichtung, rotierende Glimmlampe, 55 spannung erzielt.

Kathodenstrahlröhre oder Schreiber. Der Empfangs- Die Resonanzfrequenz verschiebt sich fast exakt

verstärker wird durch Einfügen von Schwingkreisen linear mit zunehmender Steuerspannung nach unten, selektiv, so daß die vom Generator 13 ausgesandte Die Bandbreite nimmt ebenfalls ab, jedoch nicht Frequenz bevorzugt verstärkt wird. Hierbei ist eine exakt linear, sondern etwas weniger als bei strenger Verschiebung der Echofrequenz gegenüber der Gene- 60 Linearität. Das liegt daran, daß auch die obere Freratorfrequenz um die »Doppler-Frequenz« zu be- quenz für den Abfall um 3 db etwas langsamer abrücksichtigen, die durch die Relativbewegung zwischen Schiff und Objekt entsteht.

Die Bandbreitenänderung wird hierbei durch gegensinnige Verstimmung der Schwingkreise 21 und 65 22 erzielt. Die in F i g. 5 nur schematisch eingetragenen Mittel sind in der F i g. 7 detaillierter gezeichnet. Der Schwingkreis wird gebildet aus der Indukti-

so wirkt im wesentlichen nur noch die Serienkapazität C₁ + C.„ und die Resonanz hat die höchste Frequenz erreicht.

Da bereits eine sehr kleine Änderung der Steuerspannung (etwa 0,5 Volt an der Basis von T₁ ausreicht, um den Transistor auszusteuern, ist ein Widerstandsnetzwerk R₁ bis R_i zur Spannungsteilung vorgesehen. Zur Einstellung der gerade noch ausrei-

fällt, als es bei strenger Linearität zu erwarten ist. Die untere Frequenz für den Abfall um 3 db verläuft dagegen praktisch linear.

Werden zwei Schaltungsanordnungen nach Art »frequenzversetzter« Schwingkreise, wie sie in der F i g. 7 dargestellt sind, im Empfangsverstärker vorgesehen, so ergibt sich bei einem relativ geringen

Unterschied der Resonanzfrequenzen eine Wirkung ähnlich einem Bandfilter und Resonanzkurven entsprechend F i g. 4. In der F i g. 5 sind die Anordnungen als 21 und 22 eingezeichnet, wobei sie durch eine Verstärkerstufe 18 getrennt sein können. Damit die Bandbreitenvariation der F i g. 4 eintritt, sind die beiden Kreise gegensinnig zu steuern. Wird in dem einen Kreis die Resonanzfrequenz durch die Steuerspannung erhöht — steigende positive Steuerspannung 23 (F i g. 5) —, so muß in dem anderen Kreis gleichzeitig die Resonanzfrequenz durch eine fallende positive Steuerspannung 24 erniedrigt werden.

Die beiden Steuerspannungen 23 und 24 werden in dem Impulsformer 25 gewonnen. Sie sind aus dem Rechteckimpuls 12 des Taktgebers 11 umgeformt worden und getrennt über die Leitungen 26, 27 den zugehörigen steuerbaren Kreisen 21, 22 zugeleitet. Es treten selbsttätig die bereits im Zusammenhang mit der F i g. 4 erläuterten Wirkungen und Vor-· teile ein.

Die Resonanzkurven der F i g. 4 lassen sich naturgemäß auf sehr vielfältige Weise erzeugen. Je nach Schaltung wird die dazu passende Spannungsform der Steuerspannung zu wählen sein. Für die Ausführung der F i g. 7 bzw. 21, 22 der F i g. 5 ist zur Erzielung der Resonanzkurve 8 der F i g. 4 der eine Kreis, z, B. 21, auf die Sendefrequenz /₀ abgestimmt und durch den vollen Betrag der Steuerspannung 24 maximal nach rechts verstimmt und wird mit abnehmender Steuerspannung 24 auf die Sendefrequenz /₀ gebracht. Der zweite Kreis 22 ist von vornherein maximal nach links verstimmt und wird mit zunehmender Steuerspannung 23 in der Frequenz nach rechts auf die Sendefrequenz/₀ verschoben. Mit zunehmender Zeit laufen also die Resonanzfrequenzen beider Kreise 21, 22 aufeinander zu und decken sich schließlich beide mit der Sendefrequenz /₀, wodurch sich die resultie-. rende Resonanzkurve 8 b ergibt.

Durch die Form der Steuerspannung in Abhängigkeit von der Zeit lassen sich sehr vielfältige Randbreitenkurven in Abhängigkeit von der Zeit erzielen. Sind die Kurven 23, 24 beispielsweise lineare Sägezähne, so ergibt sich die lineare Bandbreitenkurve 6 der F i g. 2. Ferner braucht der Beginn der Bandbreitenverringerung keineswegs bereits zu der Zeit t₀ unmittelbar am Anfang der Periode vor sich zu gehen, sondern es ist durchaus vorteilhaft, die Herabregelung zu einem späteren Zeitpunkt einsetzen zu lassen, da anfänglich das Nutz-Stör-Verhältnis noch nicht kritisch ist und so die große Bandbreite möglichst lange erhalten bleibt. Das verzögerte Einsetzen der Schaltoder Steuerspannung erfolgt durch einen verzögerten Beginn der Kurven 23, 24, beispielsweise mittels eines durch den Taktimpuls 12 getriggerten monostabilen Multivibrators, der einen zeitlich versetzten Rechteckimpuls liefert, der noch in die gewünschte Form umzuformen ist. Eine weitere Möglichkeit besteht in der Verwendung räumlich versetzter und zeitlich unterschiedlich wirksam werdender Kontakte bei einem Schreiber als Taktgeber. Weiterhin vermag auch eine zunächst waagerecht verbleibende Kurvenform der Steuerspannung einen verzögerten Einsatz zu liefern. Auch liegt eine einfache Möglichkeit in der Einstellung der Basisvorspannung mittels P₁ (Fig. 7). Wird diese nämlich nicht gerade eben vor der beginnenden Öffnung des gesperrten Transistors T₁ eingestellt, sondern tiefer, im Ausführungsbeispiel mehr negativere Vorspannung, so muß die Steuerspannung erst einen der Vorspannung entsprechenden Teil für die Erreichung der Öffnungsspannung aufwenden, was wegen der schrägen Kurvenform einer zeitlichen Verschiebung entspricht.

Der Impulsformer 25 läßt sich in einfachster Weise durch wenigstens ein jRC-Glied realisieren. Derartige Impulsformer sind für die Gewinnung einer sich über die Lotperiode erstreckenden Steuerspannung aus dem Taktimpuls 12 für die eingangs geschilderte zeitliche Regelung des Verstärkungsgrades an sich bekannt. In F i g. 6 ist schematisch ein aus dem hochohmigen Widerstand R₅ und dem Parallelkondensator C₅ bestehendes integrierendes .RC-Glied gezeichnet. Der Kondensator wird von dem Taktimpuls 12 — eventuell unter Zwischenschaltung eines Emitterfolgers bzw. Kathodenfolgers — niederohmig und deshalb kurzzeitig über die Klemme 28 aufgeladen, wobei die Diode D eine Entladung über die speisende Stufe verhindert. Es ergibt sich an der Ausgangsklemme 29 ein kurzer Spannungsanstieg 30, dessen Zeitdauer gegenüber der Lotperiode zu vernachlässigen ist. Die Entladung des Kondensators C₅ erfolgt dann hochohmig über den Widerstand R₅, wodurch sich die Entladekurve 31 ergibt, wobei die Entladezeitkonstante so groß gewählt ist, daß sich die als Steuerspannung zu verwendende Entladespannung 31 bis zum Ende der Lotperiode erstreckt. Durch die Verwendung einer nicht gezeichneten, bekannten Umkehrstufe gewinnt man die zweite Steuerspannung 32 zur Realisierung der F i g. 4. Für die F i g. 3 wird aber jedoch nur die Steuerspannung 31 benötigt.

Mittels des Widerstandes R₅, wozu dieser schaltbar oder einstellbar auszubilden ist, ist es in einfacher Weise möglich, die Zeitdauer der Bandbreitenregelung zu variieren. Insbesondere wird für eine Darstellung der Echos in einem möglichst großen Abbildungsmaßstab in dem Anzeigegerät 20 bei näherliegenden Objekten die Aufzeichnungsdauer mittels eines Bereichsumschalters 33 verkürzt und die Lotfolge entsprechend erhöht. Bei einer mechanischen Kupplung 34 mit der Einstellung des Widerstandes R₅ oder/und des Kondensators C₅ ergibt sich eine zwangläufige Anpassung der Länge der Steuerspannung 31 bzw. 32 an die verkürzte Lotperiode, so daß immer erst am Ende der Lotperiode die minimale Bandbreite zur Verfügung steht. Ferner ist es möglich, mittels des Bereichsumschalters direkt auch eine Umschaltung von frequenzbestimmenden Bauelementen wenigstens eines Schwingkreises vorzunehmen. Beispielsweise ist statt des Transistors T₁ ein Schalter zu verwenden, der mit dem Bereichsumschalter mechanisch zu kuppeln ist. Bei Echoloten für geringe Wassertiefen ist es vorteilhaft, wenn mittels des Bereichsumschalters die in der Bandbreite automatisch geregelten Schwingkreise nur für die größeren Bereiche zwangläufig auf schmale Bandbreite umgeschaltet werden, während in den kleineren Meßbereichen die minimale geregelte Bandbreite begrenzt wird.

Solche Umschaltung kann naturgemäß auch mittels des Potentiometers P₂ in der F i g. 7 erfolgen. Ebenso ist auch eine Umschaltung der Bandbreite von Hand zweckmäßig, und zwar zusätzlich zur automatischen Regelung, da bekanntlich die Lotbedingungen von vielen Faktoren abhängen und deshalb eine optimale Anpassung an die jeweiligen örtlichen Bedingungen das Auflösungsvermögen verbessert. Hierfür ist in der F i g. 5 die von Hand einstellbare Steuerspannungsquelle 35 vorgesehen. Diese enthält beispiesweise für

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jeden Steuertransistor einen Potentiometer entsprechend P₂ der Fig. 7.

Ferner ist" es vorteilhaft, die Bandbreite selbsttätig von dem Echosignal selbst zu steuern. Hierzu dient in der Fig. 5 der Reglerteil 36. Dieser erhält die Echowechselspannung aus der Endstufe 19 oder einer der Vorstufen. Die Echowechselspannung wird gleichgerichtet und als Steuerspannung den beiden steuerbaren Kreisen 21, 22 zugeführt. In dem Beispiel der F i g. 5 ist für den einen Kreis die positive Hüllkurvenhälfte und für den anderen Kreis die negative Hüllkurvenhälfte zu verwenden, wobei die letztere invers zur erstgenannten arbeitet, weshalb die Dioden D₁ bis D₆ mit unterschiedlicher Polarität zu verwenden sind. Diese beiden Regelungen arbeiten an sich selbständig. Sie sind über eine logische »oder«-Verknüpfung oder Konjunktion miteinander verbunden. Die Regelung hängt von der jeweils größten positiven/ negativen Regelspannung ab.

Durch die Verwendung der Trenndioden D₁ bis D₀ ist es auf einfache Weise möglich, sämtliche Ausführungen zur Regelung und/oder Einstellung der Bandbreite gleichzeitig und in bezug auf die Maximalwirkung trotzdem unabhängig voneinander wirkend vorzusehen, da sie als »oder«-Verknüpfung wirken.

Eine Regelung der Bandbreite mittels der Echospannung ist besonders zum besseren Erkennen von Schichtungen und Einschlüssen im Meeresboden geeignet. Einerseits wird im Sinne einer Dynamikkompression einer Übersteuerung des Verstärkers und/ oder der Anzeigevorrichtung 20 entgegengewirkt, und zum anderen steht die volle Bandbreite auch in größeren Entfernungen für die Auflösung der Details dieses relativ starken Echos selbsttätig zur Verfügung, während für die über dem Boden stehenden, schwach •reflektierenden Fische bei größeren Wassertiefen dagegen automatisch auf die vorteilhaftere schmalere Bandbreite umgeschaltet wird.

Bei einer Regelung der Bandbreite mittels der Echospannung ergibt sich noch eine weitere vereinfachte Ausführung. Die Bandbreite ist von Hand oder bei der Endjustierung im Verlauf der Fertigung auf einen für große Entfernungen ausreichenden minimalen Wert fest eingestellt, die bei stärkeren Echospannungen automatisch durch die zuvor beschriebenen oder ähnlich wirkenden Schaltungen zu einer selbsttätigen Verbreiterung dieser minimalen Bandbreite führt. Dadurch vergrößert jedes Echosignal die Bandbreite in dem Maße, wie seine Amplitude oberhalb des Störpegels liegt. Zwar nimmt das Nutz-Stör-Verhältnis aus den oben angegebenen Gründen mit der Schall-Laufzeit ab, so daß optimale Bedingungen dann erhalten werden, wenn zur Anpassung an den Störpegel eine mit der Schall-Laufzeit abnehmende Bandbreite durch das Echosignal selbst auf einen seiner den Störpegel überschießenden Amplitude angepaßten Wert wieder verbreitert wird, aber eine zusätzliche Handeinstellung bietet die Möglichkeit einer individuellen Anpassung an die unterschiedlichen Bedingungen verschiedener »Unterwasser-Landschaften« bzw. Lotorte.

Selbstverständlich ist die Bandbreitenregelung gemäß F i g. 4 nicht an die Ausführung der F i g. 5 gebunden. Beispielsweise können die beiden steuerbaren Kreise 21, 22 auch in einer Stufe zusammengefaßt werden. F i g. 8 a zeigt eine Ausführung. Die Vorstufen des Verstärkers sind durch den Generator 40 mit dem Innenwiderstand R_t veranschaulicht. Die beiden Regelspannungen 23, 24 (Fig. 5) sind an die Klemmen41, 42 zu legen.

Diese räumlich zusammengezogene Bauform der beiden zu regelnden Schwingkreise, die sogenannte Bandfilteranordnung, bietet auch noch die Möglichkeit, die Bandbreite über die Kupplung K zu regeln. Beispielsweise ist K eine einstellbare Kapazität, die entsprechend der Schwingkreiskapazität C₂ (F i g. 7) steuerbar auszubilden ist. Weiterhin kann für K auch eine Induktivität oder ein Widerstand genommen werden, deren Werte durch die zeitabhängige Steuerspannung steuerbar oder schaltbar sind.

Eine weitere Möglichkeit, die Bandbreite des Empfangsverstärkers durch eine Steuerspannung zu beeinflussen, die aus einem der Lotperiode zugeordneten Zeitprogramm und/oder aus der verstärkten Echospannung gewonnen wird, liegt in einer Gleichstromvormagnetisierung der Schwingkreisspulen. Durch die Verwendung von modernen Keramikmassen als Spulenkerne ist es möglich, den Wert der Induktivität durch eine mehr oder weniger große Gleichstromvormagnetisierung relativ stark zu ändern. Hierbei müssen für eine geringste Bandbreite beide Induktivitäten mit einem mittleren Gleichstrom vorbelastet werden. Für zunehmende Bandbreite wird bei der einen Schwingkreisspule die Induktivität durch geringere Gleichstromvorbelastung erhöht und bei der anderen sinngemäß die Induktivität durch größere Gleichstromvorbelastung erniedrigt. Die Steuerung der Vorbelastung erfolgt also wieder gegensinnig und wieder in Abhängigkeit von einem der Lotperiode zugeordneten Programm und/oder von der Echospannung. Schaltungen der Schwingkreise sind von modernen Wobbel-Meßsendern an sich bekannt.

In weiterer Durchführung gemäß Fig. 3 sind in den Fig. 8b und 8c steuerbare Bedämpfungswiderstände parallel zu Resonanzschwingkreisen gelegt. Im einfachsten Fall ist dies ein Ohmscher Widerstand, dessen Widerstandswert keine Konstante ist, sondern nach einer vorgegebenen Funktion von der anliegenden Spannung abhängt, beispielsweise ein unter dem Handelsnamen VDR-Widerstand bekanntes Bauelement. Die Widerstandänderung derartiger Widerstände ist zwar relativ groß, verlangt jedoch relativ große Spannungen und ist deshalb vorzugsweise für die Endstufe zu verwenden.

Dagegen ist die Anordnung eines Transistors mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke parallel zu einem gleichspannungsfreien Resonanzschwingkreis auch für Vorverstärkerstufen geeignet. Modernere Silizium-Transistoren benötigen wegen ihrer hohen Stromverstärkung nur eine sehr kleine Steuerspannung, so daß diese Anordnung auch für die Dämpfung kleiner Signalspannungen mit relativ geringen Steuerspannungen geeignet ist. In der F i g. 8 b ist ein Transistor Γ, direkt parallel zu einem Schwingkreis gelegt und in der Fig. 8c ein Transistor T₃ parallel zu einem gesonderten, festen Dämpfungswiderstand R₅. Der zum Transistor in Serie liegende feste Widerstand R₆ begrenzt den Steuerbereich und damit die maximale Dämpfung. 43 bzw. 44 sind die Klemmen, an die die Steuerspannung zu legen ist. Selbstverständlich ist der Innenwiderstand /?, des Generators 40 groß genug zu wählen —Ä,->>>/?₅ + R₆ —, damit eine wirkungsvolle Dämpfung resultiert. Wird an die Stelle des Transistors T₂ in der F i g. 8 b bzw. T_s in der F i g. 8 c eine Kapazitätsdiode verwandt, so ändert der Schwingkreis seine Frequenz mit der Echospannung. Es sind

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dies nämlich Dioden, deren Kapazität sich mit der ten Emitterfolger mit T₅. Zur weiteren Verstärkung

angelegten Spannung bzw. mit dem Strom ändert. wird die Echospannung über den Koppelkonden-

Weitere Schaltungsmöglichkeiten liegen in der Ver- sator C₈ ausgekoppelt.

wendung von an sich bekannten Anordnungen zur Die Entdämpfung erfolgt durch Zurückführen automatischen Sendereinstellung bei Rundfunk- und 5 eines Teiles der Echospannung über die zweite InFernsehgeräten, duktivität L₃. Bei gleichphasiger Wicklungszuord-Da der Innenwiderstand der Transistoren relativ nung wird dadurch die Spannung über L, erhöht, klein sein kann, ist zur richtigen Dimensionierung der es resultiert ein entdämpfter Schwingkreis C₆, L„ mit Bedämpfungsanpassung eine — niederohmige — Se- einer Resonanzkurve geringer Bandbreite und großer kundärwicklung zweckmäßig. Da ein Transistor nur in io Maximalamplitude zur Verwendung für große Loteiner Stromrichtung arbeitet, die Bedämpfung bei entfernungen. Wird keine Spannung zurückgeführt, Verwendung eines Transistors aber strenggenommen ist der Kreis durch R₈ und R_g stark bedämpft, und nur für eine der beiden Halbwellen gilt, ist eine es ergibt sich eine Resonanzkurve großer Bandbreite Doppelung gemäß F i g. 11 zweckmäßig. und niedriger Maximalamplitude für geringe Lot-Die Dioden D₈ und D₉ bewirken eine Doppelweg- 15 entfernungen. Zur zwangläufigen Zuordnung dieser gleichrichtung, so daß für beide Halbwellen die gleiche Bandbreiten wie auch der Zwischenwerte zu der Lot-Dämpfung einsetzt. Der Emitterwiderstand ,R₁₇ trägt periode und/oder der Echolotamplitude ist der zu einer Linearisierung der Dämpfung in Abhängig- Steuertransistor T₆ mit seiner Kollektor-Emitterkeit der an der Klemme 43" liegenden Steuerspan- Strecke in Serie mit der Rückkopplungsspule L₃ vornung bei, verringert den Einfluß der Exemplarstreir- 20 gesehen. Die Steuerung erfolgt an der Basis. Der ungen und gestattet die individuelle Einstellung der Transistor T₆ ist durch R₁₀ zweckmäßigerweise so Maximaldämpfung. Die Anlaufspannung der Dioden stark gegenzukoppeln, daß die Anordnung nicht gegebenenfalls in Verbindung, insbesondere in Serie, selbst schwingt. Die Widerstände R₁₁, R₁₂ sind ein mit Zenerdioden bewirkt bei Kreisen geringer Ampli- Spannungsteiler. Durch den Parallelwiderstand R₁₃, tuden (Vorverstärker), daß die Dämpfung erst nach 25 der gleichzeitig Emitterwiderstand von T₅ ist, bleibt Überschreiten einer gewissen — durch Zenerdioden das Wechselspannungspotential unabhängig davon, in relativ weiter bestimmbarer — Grenze einsetzt. ob der Steuertransistor T₆ gesperrt oder geöffnet ist. Damit ist zu erreichen, daß die Vergrößerung der Für die automatische Zuordnung der Kreisgüte Bandbreite des selektiven Verstärkers erst nach Über- und damit der Bandbreite zur Lotperiode bzw. der schreiten eines einstellbaren Schwellwertes einsetzt 30 Echospannung wird eine Steuerspannung zweck- und dann — infolge des Wertes von R₁₇ — stetig und mäßig in den Schaltungspunkt B eingespeist,
nahezu linear ansteigt. Werden die Dioden in be- Fig. 10 zeigt eine Abwandlung der Basisseite des kannter Weise durch Anlegen einer elektrischen Steuertransistors T₆ der F i g. 9. Zur Vergrößerung Gegenspannung vorgespannt oder — wie zuvor er- des erfaßbaren Steuerbereichs ist ein Widerstandswähnt — die Basisvorspannung erhöht (in Sperrich- 35 .netzwerk ähnlich der Fig. 7 vorgesehen. Mit P₃ wird tung), ist der Regelbeginn in weiten Grenzen zu ver- die Basis-Grundspannung eingestellt. Die Begrenändern und den örtlichen Gegebenheiten optimal an- zungswiderstände R₁₅, R₁₆ dienen zur leichteren zupassen. . Potentiometereinstellung. Die Diode D₇ verhindert Eine große Bandbreitenänderung bei Steuerung die Rückübertragung des positiven Potentials auf nur eines Kreises mittels der der Lotperiode bzw. 40 den Geber der im Punkt B" einzuspeisenden Steuerdem Echosignal zugeordneten Steuerspannung ergibt spannung.

die Steuerung oder Schaltung entdämpfender Bau- In beiden Schaltungen (F i g. 9 und 10) kann eine elemente. Dadurch läßt sich die Bandbreite über Erhöhung der Kreisgüte nur dann erfolgen, wenn einen sonst durch die »natürliche« Dämpfung ge- vom Transistor T₅ eine — gleichphasige — Wechselgebenen Grenzwert hinaus weiter verringern und die 45 spannung in L₂ induziert wird. Wenn T₆ gesperrt Reichweite der Echolotung vergrößern. Wird als ist, kann aber kein Strom durch L₃ fließen, so daß Ausgang ein relativ stark bedampfter Kreis verwen- keine Entdämpfung des Kreises C₆, L₂ eintritt. Mit det, so läßt sich zusätzlich zu dem Steuerbereich, wie zunehmender Öffnung von T₆ durch eine positive er bei den bedämpfenden Maßnahmen erhalten wird, Steuerspannung, die im Punkt B bzw. B" eingespeist ein weiterer Steuerbereich jenseits der »natürlichen« 50 wird, nimmt der Strom durch L₃ und damit auch Dämpfung gewinnen: Zusammengefaßt wird ein sehr die Entdämpfung des Kreises C₆, L₂ zu. Mit wechgroßer Steuerbereich der Bandbreite verfügbar. Ein selnder —■ positiver —■ Steuerspannung nimmt des-Ausführungsbeispiel ist in der F i g. 9 in Form eines halb wegen der zunehmenden Entdämpfung, also sogenannten ß-Amplifiers dargestellt. Mit Q wird der Erhöhung der Güte Q, die Bandbreite ab.
die Kreisgüte bezeichnet. 55 Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Aus-Die Echospannung wird dem als Emitterfolger ge- führungsbeispiele beschränkt; insbesondere braucht schalteten Transistor T₄ über den Kopplungskonden- eine Zuordnung von Bandbreite und Lotperiode sator C₉ zugeführt. R₇ dient als Basiswiderstand. Am nicht mittels einer zeitabhängigen Steuerspannung zu Emitterwiderstand R₈ entsteht die niederohmige Aus- erfolgen, sondern läßt sich auch mittels einer zeitgangsspannung, die über C₆ an die Schwingkreis- 60 abhängigen Widerstandsänderung durchführen. Beispule L₂ gelangt. Die Kapazität und die Induktivi- spielsweise läßt sich in der Fig. 9 der Widertät L₂ stellen den stark gedämpften, durch die Steue- stand R_u durch eine CdS-Widerstandszelle ersetzen, rung zu entdämpfenden Schwingkreis dar. Die die mit dem Licht einer Glühlampe zu beaufschlagen Dämpfung erfolgt durch den Emitterwiderstand R₈, ist (optoelektrischer Wandler). Der zeitliche Stromden Basiswiderstand R₉ eines zweiten Transistors T₅, 65 verlauf der Glühlampe ist hierbei der Lotperiode dessen Eingangswiderstand sowie durch die Verluste bzw. der Echospannung zuzuordnen. Das gilt auch, von Spule und Kondensator, der »natürlichen« wenn an Stelle des Transistors T₆ eine CdS-ZeIIe Dämpfung. C₇ ist Koppelkondensator für den zwei- benutzt wird, die infolge der gesteuerten Beleuchtung

ihren Widerstand zwischen mehr als IO Megohm (Dunkelwiderstand) und wenig mehr als 100 Ohm (volle Beleuchtung) ändert.

In der Fig. 12 ist als weiteres Ausführungsbeispiel in Anlehnung an Fig. 8b der dortige elektronisch steuerbare Widerstand, Transistor T.-,, durch einen durch Licht steuerbaren Widerstand, Photozelle bzw. Kadmiumsulfidzelle (CdS-ZeIIe) Z ersetzt. Es empfiehlt sich, wie in Fig. 11, die Bedämpfung über eine zweite Wicklung des Schwingkreises vorzunehmen, um sich besser den Widerstandsbedingungen anzupassen.

Die CdS-ZeIIe Z ist zusammen mit der steuernden Glühbirne 6 in einem lichtdichten Behälter 45 angeordnet. Ein derartiges Bauelement ist handelsüblich und sehr preiswert. Die Steuerung der Glühbirne erfolgt zweckmäßigerweise unter Zwischenschaltung eines Impedanzwandlers. Als Beispiel ist ein Emitterfolger mit dem Transistor T. gezeichnet. Dann ist die Steuerspannung an die Klemme 46 zu führen.

Die Ausführung mit CdS-ZeIIe bietet erhebliche Vorteile. Einmal ist eine vollständige Entkopplung des Steuerkreises vom Schwingkreis gegeben. Ferner steht ein sehr großer Aussteuerbereich zur Verfügung. Der Widerstand der CdS-ZeIIe Z ist in Abhängigkeit von der Beleuchtung zwischen einigen hundert Ohm und mehr als 10 Megohm änderbar. Dadurch läßt sich ein großer Regelbereich realisieren. Ferner verschiebt sich die Resonanzfrequenz nur äußerst geringfügig.

Auch ist die Verwendung der Photozellensteuerung nicht auf die Bedämpfung allein beschränkt, sondern auch im Zusammenhang mit entdämpfenden Schaltungen verwendbar. Beispielsweise kann sie an die Stelle des Transistors T₀ in der Fig. 9 oder der beiden Widerstände R₁₂ und R_u treten. Letzteres bietet die Möglichkeit einer Widerstandsanpassung, wenn der CdS-Widerstand für die Spule L₃ zu groß sein sollte.

Es soll noch einmal ein Vorteil der' Erfindung hervorgehoben werden, der für die Echolotung von besonderer Bedeutung ist. Bei der Bandbreitenänderung durch Bedämpfung erfolgt nämlich gleichzeitig eine Schwächung des Übertragungsmaßes (Ausgangsspannung des Vierpols bezogen auf die Eingangsspannung). Der Erfindung liegt nämlich die weitere Erkenntnis zugrunde, daß sich eine Zuordnung von großer Bandbreite, kleinem Übertragungsmaß und kurzen Entfernungen ergibt, die mit zunehmender Entfernung in kleine Bandbreite und großes Übertragungsmaß übergeht. Hierdurch werden Maßnahmen eingespart oder verbessert, die den Verstärkungsgrad der Anlage den Ausbreitungsbedingungen anpassen. Für kleine Entfernungen wird bekanntlich ein kleiner Verstärkungsgrad und für große Entfernungen ein großer Verstärkungsgrad benötigt.

Eine Veranschaulichung der Änderung des Übertragungsmaßes, wie sie durch die Regelung der Bandbreite mittels Bedämpfung bewirkt wird, liefert die F i g. 13. Auf der Abszisse sind die Lampenspannung V und die Bandbreite Δ j aufgetragen, während die Ordinate die Ausgangsspannung bei der mehr oder weniger hellen Lampe im Verhältnis zur Ausgangsspannung bei dunkler Lampe des Vierpols der F i g. 12, also das Übertragungsmaß Ü, in Prozenten angibt.

Die obere Kurve zeigt das Übertragungsmaß Ü als Funktion der Lampenspannung V, u = Ü (V) und die untere Kurve als Funktion der Bandbreite Δ f, ν = Ü (Δ /). An dieser Stelle interessiert besonders die Variationsbreite des Übertragungsmaßes. In einer Versuchsschaltung fällt das Übertragungsmaß bei der größten Bandbreite auf etwa 4% des Übertragungsmaßes bei geringster Bandbreite. Im gleichen Maße wird der Verstärker unempfindlicher. Es ist also bei der Erfindung möglich, die Maßnahme zur Vergrößerung der Reichweite mit der Maßnahme zur Vermeidung von Übersteuerungen bei Echos aus kurzen Entfernungen zu vereinigen. Neben der Ersparnis ergibt sich aber auch noch eine größere Funktionstüchtigkeit.

Bei den bisher bekannten Methoden zur Regelung des Verstärkungsgrades (eben zur Anpassung an die Ausbreitungsbedingungen) gibt es bekanntlich die Schwierigkeit, daß zwar bei modernen Röhren die minimale und maximale Verstärkung garantiert wird, so daß ein Röhrenwec'hsel keine wesentlichen Änderungen des Verstärkers ergibt, was für die Übergänge dazwischen aber nicht gilt. Die Wirksamkeit deartiger Programmregelungen (in Abhängigkeit von der Zeit wird die Verstärkung geändert) hängt deshalb mehr oder weniger stark von den Exemplarstreuungen der aktiven Elemente (das gilt auch für Transistoren) ab, was bei der zuvor genannten Abhängigkeit des Übertragungsmaßes von der Dämpfung nicht der Fall ist. Außerdem bereitet es auch heute noch gewisse Schwierigkeiten, gute und reproduzierbare Verstärkungsregelungen bei Transistoren besonders im Hinblick auf Temperatureinflüsse zu realisieren. Auch hier hat die Erfindung durch die grundsätzlich andere Wirkung erhebliche Vorteile.

Ferner ist die Erfindung auch vorteilhaft bei meeresseismischen Messungen verwendbar. Insbesondere bewältigt die Erfindung die Erschwernis, die sich aus der Forderung einer niedrigen Grenzfrequenz für den Verstärker ergibt. Aber auch hier ist eine Verstärkungsregelung nach einem Zeitprogramm erforderlich. Das übliche Verfahren, durch eine negative Gittervorspannung die Steilheit von Regelpentoden zu steuern, muß hier versagen, weil mit einer negativen Steuerspannung der Anodenstrom sinkt und am Anodenwiderstand ein positiver Spannungsanstieg entsteht, der über den nachfolgenden Koppelkondensator eine unerwünschte Verschiebung des Arbeitspunktes der nächsten Röhre in das Positive bewirkt. Deshalb muß hier auf eine »spannungssprungfreie« Regelung übergegangen werden, wie sie durch die Verwendung des Übertragungsmaßes für die Regelung, insbesondere in Verbindung mit der CdS-Zelle, gegeben ist.

Ferner vermag die Erfindung die Reichweite nicht nur nach großen Entfernungen hin auszudehnen, sondern auch nach geringster Tiefe hin. Lotung geringster Entfernungen ist ebenfalls begrenzt und wird auch stark von den Einschwingvorgängen der Kreise des selektiven Empfangsverstärkers mitbestimmt. Deshalb ist für die Lotung geringster Tiefen eine möglichst große Bandbreite anzustreben, was mit dem vorgeschlagenen Verfahren ohne Einschränkung der Reichweite für große Entfernungen möglich ist. Hierbei ist jedoch selbstverständlich vorauszusetzen, daß die Bandbreite im wesentlichen durch den selektiven Verstärker bestimmt wird, also als elektroakustische Wandler nur Systeme mit geringer Güte, sogenannte LOW-Q-Transducer, verwendet werden. Die magnetostriktiven Wandler auf Nickelbasis sind hierfür im allgemeinen weniger geeignet, und man

greift deshalb besser auf Keramikwandler aus Bariumtitanat, Bleizirkonat oder Natriumdihydrophosphat zurück.

Claims (22)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Vergrößerung der Reichweite einer Unterwasserlotung, bei der nach dem Aussenden eines impulsförmigen Schallwellenzuges von Unterwasserobjekten als Echo reflektierte Schallwellen in elektrische impulsförmige Wechselspannungssignale umgesetzt und selektiv verstärkt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite des selektiven Verstärkers während der Laufzeit der Schallimpulse im Wasser durch selbsttätig wirkende Schaltmittel stetig oder wenigstens in mehreren Stufen verringert wird.

2. Verfahren nadh Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung einer Steuerspannung, die in Abhängigkeit von einem der Lotperiode zugeordneten Zeitprogramm in ihrer Amplitude veränderlich ist und die während der Laufzeit der Schallimpulse im Wasser die selbsttätige Verringerung der Bandbreite der selektiven Verstärkung bewirkt.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Steuerspannung aus den elektrischen Echosignalen gewonnen wird.

4. Selektiver Echolot-Empfangsverstärker, der auf die Frequenz von unter Wasser ausgesandten Schallwellen abgestimmt ist, zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein durch die Taktimpulse des zur Auslösung der Lotimpulse dienenden Taktgebers beaufschlagter Impulsformer vorgesehen und derart ausgebildet ist, daß er eine nach einem der Lotperiode zugeordneten Zeitprogramm sidh ändernde Steuerspannung abgibt, und daß ein mit dieser Steuerspannung beaufsc'hlagbares elektrisches oder elektronisches Steuer- oder Schaltglied mit einem Schwingkreis oder einem Schwingkreisteil in Serie oder zu diesem parallel geschaltet ist.

5. Selektiver Echolot-Empfangsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß an einem Schwingkreis elektrisch steuerbare, entdämpfend wirkende Bauelemente vorgesehen und mit der Steuerspannung beaufschlagt sind.

6. Selektiver Echolot-Empfangsverstärker nach Anspruch 5, dadurdh gekennzeichnet, daß zur Entdämpfung eines mittels Widerständen (R_s, R₉) stark bedämpften Schwingkreises steuerbare Rückkopplungsmittel vorgesehen sind.

7. Selektiver Echolot-Empfangsverstärker nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch die Verwendung einer Q-Amplifier-Stufe in dem Verstärker, deren g-Wert (Schwingkreisgüte) während der Schall-Laufzeit zu steuern ist.

8. Selektiver Echolot-Empfangsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine selbsttätige Steuerung oder Schaltung von bedampfenden Parallel- oder Serienwiderständen wenigstens eines Schwingkreises während der Schall-Laufzeit.

9. Selektiver Echolot-Empfangsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine selbsttätige Steuerung oder Schaltung von koppelnden elektrischen Bauelementen zwischen zwei Schwingkreisen während der Schall-Laufzeit.

10. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine gegensinnige selbsttätige Steuerung oder Schaltung von frequenzbestimmenden Bauelementen zweier Schwingkreise während der Schall-Laufzeit.

11. Selektiver Echolot-Empfangsverstärker nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch die Verwendung einer Kapazitätsdiode in einem Schwingkreis, die während der Schall - Laufzeit von der Steuerspannung oder dem Echosignal zu beaufschlagen ist.

12. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach einem der Ansprüche 4 bis 10, gekennzeichnet durch die Verwendung eines mit Kollektor und Emitter parallel (T₁) oder in Serie (T₆) zu einem bandbreitenbestimmenden Bauelement gelegten Transistors, der an seiner Basis während der Schall-Laufzeit mit der Steuerspannung oder dem Echosignal zu beaufschlagen ist.

13. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch die Verwendung der der Lotperiode zugeordneten Steuerspannung oder des Echosignals für die gegensinnige Steuerung einer Gleichstrom-Vormagnetisierung zweier mit Keramikkern versehener Schwingkreisspulen.

14. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine mechanische Kopplung eines elektrischen Einstellgliedes des Impulsformers für die Impulsform und/oder Impulslänge mit dem Bereichsumschalter der Echoloteinrichtung.

15. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine mechanische Kopplung des Bereichsumschalters der Echoloteinrichtung mit einem Schalter für die Wahl eines bandbreitenbestimmenden Bauelementes wenigstens eines Schwingkreises.

16. Selektiver . Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen gegenüber dem Anfang der Lotperiode zeitlich verschobenen Beginn der selbsttätigen Bandbreitenregelung.

17. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine zusätzliche Handeinstellung der Bandbreite.

18. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch die Parallelanordnung eines Widerstandes (/?,₃) zur Rückkopplungsspule (L₃) und der damit in Serie liegenden Kollektor-Emitter-Strecke eines Steuertransistors (T₆), wobei der Parallelwiderstand zugleich Emitterwiderstand eines im Rückkopplungsweg liegenden weiteren Transistors (T₅) ist.

19. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch die Verwendung eines CdS-Widerstandes (Z) als bedämpfender Parallel- oder Serienwiderstand wenigstens eines Schwingkreises sowie durch die benachbarte lichtdichte Anordnung (45) einer den CdS-Widerstand steuernden Lampe (G), deren Strom während der Schall-Laufzeit von der

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Steuerspannung oder dem Echosignal zu steuern ist.

20. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch die Anordnung der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors (T₂) parallel zu einem Schwingkreis, der an seiner Basis während der Schall-Laufzeit mit der Steuerspannung oder dem Echosignal zu beaufschlagen ist.

21. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch die Zwischenschaltung eines Übertragers mit Doppel-

weggleichrichtung (D₈, D₉) zwischen Transistor (T₂) und Schwingkreis.

22. Selektiver Echolot - Empfangsverstärker mit wenigstens einer Einrichtung zur Verbesserung der Anzeige, insbesondere nach einem der Ansprüche 5 bis 8 oder 19 bis 21, gekennzeichnet durch die Verwendung der wenigstens einen Schwingkreis bedämpfenden oder entdämpfenden, das Übertragungsmaß ändernden selbsttätigen Regeleinrichtung für eine in Abhängigkeit von der Schall-Laufzeit abnehmende Bandbreite.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen