DE1563311C - Steueranordnung für zwei steuerbare Gleichrichter - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Steueranordnung für zwei abwechselnd zu zündende steuerbare Gleichrichter, deren Zündzeitpunkt mit Hilfe einer Steuergleichspannung festgelegt ist, wobei die Steuergleichspannung einen die Steuerimpulse erzeugenden Oszillator steuert und hierzu einer pulsierenden Gleichspannung überlagert ist, die von der an den zu steuernden Gleichrichtern liegenden Wechselspannung abgeleitet ist.

Eine solche Anordnung ist aus der französischen Patentschrift 1305 062 bekannt.

Bei den meisten Anwendungen werden steuerbare Gleichrichter, wie Thyratrons, Ignitrons, Thyristoren, mit Wechselspannung zwischen Anode und Kathode gespeist. Solange nicht eine positive Anodenspannung und zugleich ein Steuersignal ausreichender Amplitude und Dauer am Gleichrichter liegen, kann kein Strom durch den Gleichrichter fließen. Um den mittleren Strom zu steuern, wird, während eine positive Anodenspannung anliegt, der Steuerelektrode ein bezüglich der Phase der Anodenspannung verschiebbares Signal zugeführt. Der Gleichrichter zündet in dem Zeitpunkt, in dem das Signal die Zündkennlinie des Gleichrichters durchstößt, d. h., wenn ein besummier, vielfach auch von der Anodenspannung abhängiger Schwellwert der Steuerelektrodenspannung oder des Steuerelektrodenstromes überschritten wird. Danach wird der Anodenstrom des Gleichrichters erst unterbrochen—der Gleichrichter »löscht« —,

ίο wenn er einen bestimmten sehr niedrigen Wert unterschreitet, z. B. wenn die Anodenwechselspannung durch Null geht. Da die Zeit, in der der Gleichrichter gezündet ist, ein Maß sowohl für den mittleren Strom als auch für die Spannung über dem Verbraucherwiderstand ist, läßt sich der Ausgangsstrom bzw. die Ausgangspannung des Gleichrichters steuern, indem die Phase des Zündeinsatzes gesteuert wird (Phasenanschnitt).
Neben anderen bekannten Arten der Steuerung wird für die Änderung der Zündphase eines steuerbaren Gleichrichters häufig die Vertikalsteuerung angewendet, da sie bei einem geringen Aufwand verhältnismäßig genau den Zündzeitpunkt einzustellen gestattet. Bei einer Vertikalsteuerung, die in dem Buch »Thyratrons« von C. M. Swenne, Philips Technische Bibliothek, 1961, S. 28, beschrieben ist, wird die Steuerelektrode des Gleichrichters mit einer um 90° der Anodenwechselspannung nacheilenden Sinuswellenspannung gleicher Frequenz gespeist, die einer veränderbaren Steuergleichspannung überlagert ist. Durch Änderung der Steuergleichspannung kann die innerhalb der Anodenspannungshalbwelle ständig nach einer Cosinusfunktion ansteigende Steuerelektroden-Wechselspannung, bezogen auf die Zündspannung des Gleichrichters, »vertikal« verschoben werden, wodurch die Zündphase sich zwischen 0° und annähernd 180° einstellen läßt.

Die bekannte Anordnung zur Vertikalsteuerung mit einer um 90° nacheilenden Wechselspannung, die einer Gleichspannung überlagert ist, kann zur gleichzeitigen Steuerung mehrerer Thyratrons angewendet werden, wenn diese dasselbe Kathodenpotential haben. In diesem Falle müssen jedoch, wenn die Anodenwechselspannungen der Thyratrons gegenphasig sind, getrennte Phasenschieber für die phasenverschobenen Steuerwechselspannungen vorhanden sein; nur die Steuergleichspannung ist gemeinsam. Die Vertikalsteuerung der beschriebenen Art läßt sich jedoch nicht anwenden, wenn der steuerbare Gleichrichter an seiner Anode mit einer in zwei Halbwellen pulsierenden Gleichspannung gespeist ist, wie sie z. B. durch Zweiweggleichrichtung entsteht. Für eine solche Anodenspannung wird in der zweiten Halbwelle eine zur Steuerspannung in der ersten Halbwelle kongruente Steuerspännung benötigt, die jedoch nicht bei der bekannten Vertikalsteuerung vorhanden ist. Weiter sind Anordnungen zur Impulssteuerung steuerbarer Gleichrichter mit einem Impulsgeber bekannt, dessen Pulsfrequenz bezüglich der Frequenz

der Anodenspannung hoch ist. Ein solcher Impulsgeber ist in dem Datenblatt »Thyristor-Zündbaustein

. TTM« vom 21. Oktober 1965 der Valvo GmbH beschrieben. Der Impulsgeber kann durch eine Steuerwechselspannung aufgesteuert werden, die den An-

fang und das Ende von Impulsreihen bestimmt, mit denen der steuerbare Gleichrichter gezündet wird. Eine solche Impulssteuerung wird, da der Einsatz der Impulse über der Zeit (in der Phase) geändert

wird, Horizontalsteuerung genannt. Solche Impulsgeneratoren können mit mehreren voneinander unabhängigen Ausgängen versehen sein. Sollen sie zur Steuerung von steuerbaren Gleichrichtern verwendet werden, die in ihren Betriebsspannungen voneinander unabhängig sind und gegenphasige Anodenspannungen haben, oder von Gleichrichtern, die mit zwei Halbwellen je Periode betrieben werden, so müssen sie, wie bei der beschriebenen Vertikalsteuerung, durch eine Steuerspannung aufgesteuert werden, deren Form in jeder Halbwelle kongruent ist. Soll der gesamte Steuerbereich von 0 bis 180° bzw. 180 bis 360° erfaßt werden, so muß die Impulsreihe in jeder Halbwelle annähernd bei 180 bzw. 360° beendet sein, ihr Einsatz jedoch zwischen 0 und 180° bzw. 180 und 360° verschiebbar sein.

Die Erfindung zielt darauf ab, eine Steueranordnung anzugeben, die die Nachteile der bekannten Steueranordnungen vermeidet und eine Steuerspannung liefert, die die genannten Bedingungen erfüllt.

Dieses Ziel wird mit einer Steueranordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die pulsierende Gleichspannung aus zwei aus jeder Phase der Wechselspannung über je einen +90°-Phasenschieber abgeleiteten Einzelspannungen erzeugt ist, daß diese Einzelspannungen mit aus der Wechselspannung abgeleiteten, mit dieser gleichphasigen und über je eine erste Diode gewonnenen Halbwellenspannungen über für die sich ergebenden Summenspannungen in Sperrichtung geschalteten zweiten Dioden verknüpft sind, daß eine hieraus resultierende Verknüpfungsspannung der Steuergleichspannung überlagert ist und daß eine hieraus resultierende Überlagerungsspannung am Eingang des Oszillators ansteht.

Eine Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Einzelspannungen und die Halbwellenspannungen der Sekundärwicklung eines Transformators entnommen sind.

Bei anderen Ausgestaltungen der Erfindung mit jRC-Gliedern als +90°-Phasenschiebern sind die beiden i?C-Glieder jeweils zwischen einem Mittelabgriff und den äußersten Abgriffen oder zwischen den äußersten Abgriffen der Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen. In diesen Ausführungen werden zwei Abgriffe des Transformators nicht benötigt.

An Hand der Zeichnung sei ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Steueranordnung für Thyristoren mit einem in den Intervallen 0 bis annähernd 180° und 180 bis annähernd 360° mittels eines Phasenschieber-Netzwerkes aufsteuerbaren Oszillator,

Fig. 2 ein Vektorenbild des im linken Teil der F i g. 1 dargestellten Phasenschieber-Netzwerkes und

F i g. 3 die Spannungen zwischen verschiedenen Punkten dieses Netzwerkes.

Die Fig. 2 und 3 sind nicht maßstabgerecht.

Die Eingangswechselspannung R 0 eines Transformators Tr eines Phasenschieber-Netzwerkes in F i g. 1 wird aus derselben Phase R des Netzes entnommen wie die Speisespannung für zwei zu steuernden Thyristoren ThI und Th2, die, antiparallel geschaltet, in Reihe mit einer Last RL liegen.

Die Sekundärwicklung des Transformators Tr besteht aus zwei zu einem Mittelabgriff Λ symmetrischen Sekundärwicklungsteilen D-C-B und B'-C'-D'. Die Spannungen in dem einen Teil liegen jeweils in Gegenphase zu den Spannungen in dem anderen Teil. Die Spannung DB ist z. B. in Phase mit der Anodenspannung des Thyristors Th 1, deren Anfangsphase mit 0° angenommen sei. Die Spannung'D'B' ist in Phase mit der des Thyristors Th 2, deren Anfangsphase mit 180° angenommen sei.

Die Wicklungsteile D-C-B und D'-C'-B' bilden mit ÄC-Gliedern 2, 1 und 2', 1' Phasenbrücken PB und P'B', deren Einzelspannungen EC und E'C in der im

ίο Vektorenbild der Fig. 2 dargestellten Weise jeweils um 90° den Ursprungsspannungen DB und D'B' voreilen. Die Spannung EC hat die Phase 90° und die Spannung E'C die Phase 270° (s. auch Fig. 3 a und 3 c). Die Nullpunkte C und C dieser Spannungen liegen im Spannungsbereich der Ursprungsspannungen DB und D'B'.

Mit den Einzelspannungen EC und E'C werden jeweils Halbwellenspannungen verknüpft, die zwischen den Abgriffen C und C und dem Verbindungspunkt F zweier zwischen diesen Abgriffen in Gegenrichtung zueinander geschalteter Dioden 3 und 3' abgenommen werden. Die Dioden 3 und 3' sind so geschaltet, daß jeweils die positiven Halbwellen an den Punkten C und C stehenbleiben. Der Punkt F hat kein festes Potential. Ist der Punkt C positiv, so fällt der Punkt F bis auf die Restspannung der leitenden Diode mit dem Punkt C zusammen, und umgekehrt (vgl. Fig. 2). Ein ,Widerstand 5 stellt die Stromverbindung zwischen dem Verbindungspunkt F und dem Mittelabgriff A her.

Die Phasenbeziehungen und Spannungsrichtungen der Halbwellenspannungen CF und CF' sind in Fig. 3b dargestellt: Die Halbwellenspannung CF bzw. CF hat dies'elbe Phase und dieselbe Spannungsrichtung wie die Ursprungsspannung DB bzw. D'B'. F i g. 3 d zeigt die jeweiligen Summenspannungen EF und E'F aus den Überlagerungen der Spannungen EC und CF bzw. E'C und CF.

Die Summenspannungen EF und E'F werden über zwei Dioden 4 bzw. 4', die für die jeweilige Summenspannung in Sperrichtung geschaltet sind, miteinander verknüpft. Die resultierende Verknüpfungsspannung GF ist in F i g. 3 e wiedergegeben.

Die Spannung GF wird der zum Einstellen des Zündwinkels nötigen Steuergleichspannung FH überlagert, wodurch in der Darstellungsform der F i g. 3 e die Spannung GF gegenüber der Nullinie verschiebbar wird.

Aus dem Vektorenbild der F i g. 2 läßt sich entnehmen, daß die Ursprungsspannungen auch zwischen den Punkten D und A oder D und D' bzw. D' und A oder D' und D abgenommen werden können. Die Abgriffe B und B' fallen dann weg. Hierbei müssen die Widerstände 2 und 2' der Phasenbrücken PB und P'B' entsprechend größere Werte bekommen. Da diese Widerstände den Innenwiderstand des Phasenschieber-Netzwerkes mitbestimmen, kann es daher zweckmäßig sein, die in Fig. 1 und 2 dargestellte Schaltung zu wählen.

Die Ausgangsspannung GH des Phasenschieber-Netzwerkes verläuft in jeder Halbwelle der Netzspannung kongruent nach einer ansteigenden Cosinusfunktion und ist infolgedessen dafür geeignet, steuerbare Gleichrichter, z. B. Thyratrons oder Thyristoren,

in einem Zündwinkelbereich von 0 bis annähernd 180° bzw. 180 bis annähernd 360° in beiden Halbwellen zu zünden. Die Zündphase kann durch Änderung der Steuergleichspannung FH verschoben wer-

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den. Wird eine Zündspannung in negativer Richtung Änderung der Steuergleichspannung FH die Kurve

benötigt, brauchen nur die Anschlüsse G und H ver- GF bezüglich der Nullinie nach negativen Werten,

tauscht zu werden. d. h. in der Figur nach unten, verschoben, wird Tl

Die Annäherung der Zündphase an 180 bzw. 360° erst bei einem größeren Phasenwinkel gesperrt und

ist mit dem Winkel γ (F i g. 3 e) begrenzt, der durch 5 die Vorderflanken V bzw. V dementsprechend in der

geeignete Dimensionierung jedoch klein gehalten Fig. 3f nach rechts verschoben. Damit werden die

werden kann. negativen Impulse kürzer. Eine entsprechende Ver-

Im rechten Teil der F i g. 1 ist ein Oszillator für Schiebung der Vorderflanken V bzw. V nach kleinedie Horizontalsteuerung der Thyristoren ThI und ren Phasenwinkeln kommt bei Verschiebung der TIi2 dargestellt, die, antiparallelgeschaltet, in Reihe io Kurve GF zu positiveren Werten zustande,
zu der Last RL liegen. Der Oszillator hat eine Vor- Mit der Rechteckspannung JK wird eine mit Transtufe mit einem durch einen Spannungsteiler R 8, R 9, sistoren Γ 2 und Γ 3 bestückte Impulsstufe des Oszil- RlQ vorgespannten Transistor Tl. In dieser Stufe lators derart gesteuert, daß sie während der negativen wird die Spannung GH übersteuert und in eine Recht- Rechteckiinpulse der Spannung JK geöffnet ist. Die eckspannung JK umgewandelt, bei der die Vorder- 15 Impulsstufe gibt an zwei galvanisch voneinander geflanken V und V der negativen Impulse durch Ände- trennten Ausgangswicklungen W 3 und W 4 eines rung der Steuergleichspannung FH in der Phase von 0 Ausgangsübertragers Ü Steuerimpulse S bzw. S" für bis annähernd 180° verschoben werden können. die Thyristoren ThI und ThI ab. Die Pulsfrequenz

Für die Rechteckspannung JK in F i g. 3 f ist eine der Steuerimpulse ist wesentlich höher als die der

solche SteuergleichspannungFH angenommen, daß 20 Netzfrequenz, z. B. 2 kHz (vgl. Fig. 3g). Die Impuls-

die Vorderflanken V bzw. V bei den Nulldurchgän- dauer ist so groß, daß eine sichere Zündung der

gen der Spannung GF (F i g. 3 e) liegen. Wird durch Thyristoren gewährleistet ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Steueranordnung für zwei abwechselnd zu zündende steuerbare Gleichrichter, deren Zündzeitpunkt mit Hilfe einer Steuergleichspannung festgelegt ist, wobei die Steuergleichspannung einen die Steuerimpulse erzeugenden Oszillator steuert und hierzu einer pulsierenden Gleichspannung überlagert ist, die von der an den zu steuernden Gleichrichtern liegenden Wechselspannung abgeleitet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die pulsierende Gleichspannung aus zwei aus jeder Phase der Wechselspannung (R 0) über je einen + ^-Phasenschieber (1, 2; V, 2') abgeleiteten Einzelspannungen (EC, E'C) erzeugt ist, daß diese Einzelspannungen (EC; E'C) mit aus der Wechselspannung (R 0) abgeleiteten, mit dieser gleichphasigen und über je eine erste Diode (3, 3') gewonnenen Halbwellenspannungeu (CF, CF') über für die sich ergebenden Summenspannungen (EF, E'F') in Sperrichtung geschalteten zweiten Dioden (4, 4') verknüpft sind, daß eine hieraus resultierende Verknüpfungsspannung (GF) der Steuergleichspannung (FH) überlagert ist und daß eine hieraus resultierende Überlagerungsspannung (GH) am Eingang des Oszillators (Tl, Tl, T3) ansteht.

2. Steueranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einzelspannungen (EC, E'C) und die Halbwellenspannungen (CF, CF') der Sekundärwicklung eines primärseitig an der Wechselspannung (R O) liegenden Transformators (Tr) entnommen sind.

3. Steueranordnung nach Anspruch 2 mit RC-Gliedern als + 90°-Phasenschieber, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden i?C-Glieder (2; 1. 2'; V) jeweils zwischen einem Mittelabgriff (A) der Sekundärwicklung und deren äußersten Abgriffen (D bzw. D') angeschlossen sind.

4. Steueranordnung nach Anspruch 2 mit RC-Gliedern als + 90°-Phasenschieber, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden /?C-GIieder (2; 1, 2'; V) zwischen den äußersten Abgriffen (D', D bzw. D, D') angeschlossen sind.