DE1537604B1

DE1537604B1 - Circuit arrangement for reducing the power loss when switching switching transistors

Info

Publication number: DE1537604B1
Application number: DE19671537604D
Authority: DE
Inventors: Teby Dipl-Ing Lajos
Original assignee: Ganz Villamossagi Muevek
Current assignee: Ganz Villamossagi Muevek
Priority date: 1967-08-24
Filing date: 1967-08-24
Publication date: 1971-01-07

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für die Verminderung der Verlustleistung beim Umschalten von Schalttransistoren, wobei in dem eine Gleichspannungsquelle, einen induktiven Verbraucher mit Spannungsbegrenzerdiode und die Leistungselektroden eines Transistors in Reihenschaltung enthaltenden Stromkreis an die Klemmendes Transistors eine oder mehrere an sich bekannte RC-Reihenschaltungen angeschlossen und/oder eine oder mehrere induktive Impedanzen als Reihenschaltglied des Stromkreises eingefügt sind.The invention relates to a circuit arrangement for the reduction the power loss when switching switching transistors, in which a DC voltage source, an inductive consumer with voltage limiter diode and the power electrodes a circuit containing a transistor connected in series to the terminals of the transistor one or more known RC series circuits connected and / or one or several inductive impedances inserted as a series connection element of the circuit are.

Die Erfindung geht aus von einem Stand der Technik, wie er durch die deutsche Auslegeschrift 1114 224 gegeben ist. Danach ist eine impulsbetätigte Transistorschaltung zum An- und Abschalten eines Stromes an eine induktive Last bekannt, die eine Erhöhung des maximalen Belastungsstromes gestattet, indem eine Diode parallel zum Widerstand der bekannten RC-Belastungsbegrenzungsschaltung geschaltet wird, wobei sie so gepolt wird, daß sie während der Entladung des Kondensators leitend und während der Ladung nichtleitend ist.The invention is based on a state of the art, as given by the German Auslegeschrift 1 114 224. Thereafter, a pulse-operated transistor circuit for switching a current on and off to an inductive load is known, which allows an increase in the maximum load current by connecting a diode in parallel to the resistor of the known RC load limiting circuit, whereby it is polarized so that it during the Discharge of the capacitor is conductive and non-conductive during the charge.

Mit dieser bekannten Schaltung wird zwar erreicht, daß die durch die an der Belastunsimpedanz auftretenden, induktiven Spannungen verursachten Verluste vermindert werden, jedoch nicht auch jene Verluste, die durch den Spannungssprung an der Induktivität der Spannungsquelle entstehen.With this known circuit it is achieved that the through the Losses caused by inductive voltages occurring at the load impedance are reduced, but not also those losses caused by the voltage jump arise at the inductance of the voltage source.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs geschilderten Art zu schaffen; mit der sowohl die Verluste an der Belastungsimpedanz als an der Induktivität der Spannungsquelle vermindert werden.The invention is based on the object of a circuit arrangement to create of the type described at the beginning; with both the losses in the load impedance than can be reduced at the inductance of the voltage source.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß den Widerständen der RC-Reihenschaltungen je eine Diode prallel geschaltet und so gepolt ist, daß sie bei der Ladung der Kondensatoren leitend und bei der Entladung nichtleitend ist, und den induktiven Impedanzen je eine Reihenschaltung eines Widerstandes und einer Diode parallel geschaltet ist und die Dioden entgegen der Stromrichtung des durch die Gleichspannungsquelle erzeugten Gleichstromes gepolt sind.According to the invention, this object is achieved in that the resistors of the RC series circuits each have a diode connected in parallel and polarized so that they are conductive when the capacitors are charged and non-conductive when the capacitors are discharged is, and the inductive impedances each a series connection of a resistor and a diode is connected in parallel and the diodes counter to the current direction of the are polarized by the direct current generated by the DC voltage source.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden im Vergleich mit zum Stand der Technik gehörenden Schaltungsanordnungen näher erläutert.Embodiments of the invention are shown in the drawing and are in the following in comparison with circuit arrangements belonging to the prior art explained in more detail.

Es zeigt F i g. 1 die prinzipielle Schaltung eines mit einer induktiven Belastung betriebenen Verstärkers bekannten Typs im Schaltbetrieb; F i g. 2 den zeitlichen Verlauf der Spannungen und Ströme sowie der auf den Transistor entfallenden Leistung in der Schaltung gemäß F i g. 1, F i g. 3 eine Schaltung entsprechend F i g. 1 mit einer an die Ausgangsklemme des Transistors geschalteten Kapazität, F i g. 4 den zeitlichen Verlauf des Stromes und der Spannung für verschiedene Kapazitätswerte in der Schaltung gemäß F i g. 3, F i g. 5 ein Diagramm entsprechend F i g. 4, jedoch für eine Schaltung mit einem mit der Kapazität in Reihe geschalteten Widerstand, F i g: 6 eine Schaltung entsprechend F i g. 3; jedoch mit einem mit der Kapazität in Reihe geschalteten Widerstand, F i g. 7 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, F i g. 8 bis 11 weitere Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.It shows F i g. 1 the basic circuit of one with an inductive Load operated amplifier of known type in switching operation; F i g. 2 den Temporal progression of the voltages and currents as well as those attributable to the transistor Power in the circuit according to FIG. 1, Fig. 3 shows a circuit according to FIG i g. 1 with a capacitance connected to the output terminal of the transistor, F i g. 4 the temporal course of the current and the voltage for different capacitance values in the circuit according to FIG. 3, fig. 5 is a diagram corresponding to FIG. 4, however for a circuit with a resistor connected in series with the capacitance, FIG. 6 shows a circuit corresponding to FIG. 3; but with one with the capacity series connected resistor, FIG. 7 shows an embodiment of the invention Circuit arrangement, F i g. 8 to 11 further embodiments of the invention Circuit arrangement.

Die prinzipielle Schaltung des mit einer induktiven Belastung betriebenen Verstärkers bekannten Typs im Schaltbetrieb wird in der F i g. 1 veranschaulicht. In dem als Beispiel gewählten transistorisierten Verstärker besorgt die Diode D den Schaltüberspannungsschutz des Transistors. Den zeitlichen Verlauf der Spannungen und der Ströme sowie der auf den Transistor entfallenden Leistung zeigt F i g. 2, vorausgesetzt, daß der Kollektorstrom J, sich in der für die Umschaltung nötigen Zeit r1 bzw. r2 linear ändert. Sobald nämlich der Wert des Kollektorstromes den Wert des durch die Impedanz fließenden Stromes J unterschreitet, muß der Strom J-J, über die Diode fließen. Dies ist jedoch nur dann möglich, wenn die Spannung an der Diode die Durchgangsrichtung hat. Während der Zeiten t1 bzw. a2 spielt sich daher eine vom Betrieb der Zweiweggleichrichter her bekannte - kommutierungsähnliche - Erscheinung ab; jedoch mit dem Unterschied, daß während dieses Kommutierungsvorganges zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors die volle Spannung U6 auftritt.The basic circuit of the operated with an inductive load Amplifier of known type in switching mode is shown in FIG. 1 illustrates. In the transistorized amplifier chosen as an example, the diode D the switching overvoltage protection of the transistor. The course of the tensions over time and the currents and the power allotted to the transistor are shown in FIG. 2, provided that the collector current J, is necessary for the switchover Time r1 or r2 changes linearly. As soon as the value of the collector current is the Falls below the value of the current J flowing through the impedance, the current J-J, flow across the diode. However, this is only possible if the voltage is applied to the Diode has the direction of passage. During the times t1 and a2, therefore, it takes place one known from the operation of the full-wave rectifier - similar to commutation - Appearance from; but with the difference that during this commutation process the full voltage U6 occurs between the emitter and the collector of the transistor.

Ist die innere Impedanz Z6 der speisenden Stromquelle nicht vernachlässigbar klein, dann addieren sich die bei der Verminderung bzw. Erhöhung des Stromes entstehenden induktiven Spannungen d Ubl bzw. 4 U62 zu der Ruhespannung, und die beim Sperren den Transistor belastende Spannung U6 übersteigt sogar die Spannung U6 (F i g. 2, unterbrochener Linienzug).If the internal impedance Z6 of the supplying current source is not negligibly small, the inductive voltages d Ubl or 4 U62 that arise when the current is reduced or increased add up to the open-circuit voltage, and the voltage U6 that loads the transistor when it is blocked even exceeds the voltage U6 (Fig. 2, broken line).

Die während der Zeit -cl bzw. r2 an dem Transistor auftretende Verlustleistung ist: Bemerkenswert ist, daß der Höchstwert der am Transistor auftretenden Verlustleistung, die am Anfang der Zeit -cl bzw. am Ende der Zeit r2 auftritt, Pcnlax = Ubil ist bzw.The power loss occurring at the transistor during the time -cl or r2 is: It is noteworthy that the maximum value of the power loss occurring at the transistor, which occurs at the beginning of time -cl or at the end of time r2, is Pcnlax = Ubil or

P, ""x = (U6 + @J U6)Jl. Diese Leistung ist somit der vollen Regelleistung gleich und kann sogar wegen des an der Induktivität der Stromquelle auftretenden Spannungsstoßes auch bedeutend größer sein.P, "" x = (U6 + @J U6) Jl. This power is thus equal to the full control power and can even be significantly greater because of the voltage surge occurring at the inductance of the power source.

Die Ausgangsleistung der im Schaltbetrieb arbeitenden Verstärker wird durch die durch die Verlustleistung verursachte Erwärmung begrenzt. Für die Verminderung der Restspannung während der Zeit T bzw. des Reststromes während der Zeit T2' stehen wirksame Mittel zur Verfügung, so daß den Großteil der Verlustleistung die während der Zeiten -cl bzw. r., entstandenen Verluste ausmachen.The output power of the amplifier operating in switching mode is limited by the heating caused by the power loss. For the diminution the residual voltage during time T or the residual current during time T2 ' effective means available so that most of the power dissipated during the times -cl or r., make up losses incurred.

Für die Verminderung dieser Verluste scheint es am naheliegendsten, die Zeiten -cl bzw. r2 zu verringern; diesem Schritt wird aber einerseits durch die Eigenzeit des Transistors, andererseits durch die Schwierigkeiten, die wegen der viel zu steilen Signalfront im Steuerstromkreis auftreten, eine Grenze gesetzt. Außerdem wird die Ermäßigung der Zeit x1 im Fall einer zu raschen Abschaltung auch durch den Anstieg der an der inneren Impedanz auftretenden Spannungserhöhung Ubl begrenzt.In order to reduce these losses, it seems the most obvious to reduce the times -cl and r2; but this step is on the one hand by the proper time of the transistor, on the other hand by the difficulties that because of the much too steep signal front in the control circuit, a limit set. In addition, the reduction in time becomes x1 in the event of a too rapid shutdown also due to the increase in the voltage increase occurring at the internal impedance Ubl limited.

Eine andere Grenze der Belastbarkeit der Verstärker im Schaltbetrieb während des Schaltvorganges, vornehmlich während der Umschaltung in den Sperrzustand, wird durch den an dem Transistor bzw. anderen aktiven Elementen des Stromkreises auftretenden Höchstwert der Leistung gesetzt. Entsteht nämlich an den Klemmen des noch einen beträchtlichen Strom führenden, also mit Ladungsträgern vollbesetzten Transistors plötzlich ein großer Spannungssprung bzw. eine große Spannungserhöhung, so kann dies infolge der ungleichmäßigen Verteilung der Ladungsträger zu einer vorübergehenden örtlichen Erwärmung und zu einem Kollektor-Emitter-Kurzschluß führen.Another limit to the load capacity of the amplifier in switching mode during the switching process, primarily during the switchover to the locked state, is due to the on the transistor or other active elements of the circuit occurring maximum value of the performance is set. Namely arises at the terminals of the still carrying a considerable current, i.e. fully occupied with charge carriers Transistor suddenly has a large voltage jump or a large voltage increase, so this can be temporary as a result of the uneven distribution of the charge carriers local heating and lead to a collector-emitter short circuit.

In der Schaltung nach F i g. 3 ist an die Ausgangsklemmen des Transistors die Kapazität Cl geschaltet. Infolge des Vorhandenseins der Kapazität kann sich die Kollektorspannung U, nicht sprungsweise verändern, nachdem zur Aufladung des Kondensators eine gewisse Zeit erforderlich ist. Vorausgesetzt, daß die Zeitkonstante der durch die Diode D abgeschlossenen Impedanz Z viel größer ist als die Zeiten T bzw. T2, so ist die Welligkeit des Stromes J vernachlässigbar klein, und es ist anzunehmen, daß J = konst ist. Wird ferner vorausgesetzt, daß die innere Impedanz Z6 der Stromquelle vernachlässigbar klein, also Z6 = 0 ist. Damit besteht beim Sperren des Transistors, solange die Kollektorspannung U, die Spannung U6 nicht übersteigt und die Diode D nicht leitet, die Gleichung ist, ist der den Kondensator Cl während der Zeit z1 aufladende Strom Die Spannung an dem Kondensator Cl - die der Kollektorspannung U, gleich ist - beträgt nach dem Zusammenhang ändert sich also quadratisch.In the circuit according to FIG. 3, the capacitance C1 is connected to the output terminals of the transistor. As a result of the presence of the capacitance, the collector voltage U, cannot change suddenly after a certain time is required to charge the capacitor. Provided that the time constant of the impedance Z terminated by the diode D is much greater than the times T or T2, the ripple of the current J is negligibly small and it can be assumed that J = const. It is also assumed that the internal impedance Z6 of the current source is negligibly small, i.e. Z6 = 0. Thus, when the transistor is blocked, as long as the collector voltage U does not exceed the voltage U6 and the diode D does not conduct, the equation is the current charging the capacitor Cl during the time z1 The voltage across the capacitor Cl - which is equal to the collector voltage U i - is according to the relationship thus changes quadratically.

Den Verlauf des Stromes und der Spannung veranschaulicht F i g. 4 für verschiedene Kapazitätswerte. Wird die Kapazität so bemessen, daß die Kollektorspannung gerade während der Zeit z1 den Wert der Spannung U6 erreicht, dann ändert sich die Spannung nach der Kurve a.F i g illustrates the course of the current and the voltage. 4th for different capacitance values. If the capacity is dimensioned so that the collector voltage reaches the value of the voltage U6 just during the time z1, then the Tension according to curve a.

Die an dem Transistor auftretende Verlustleistung ist in diesem Fall offensichtlich kleiner als in dem Fall der F i g. 2: Es kann ;gezeigt werden, daß die während der Zeit t1 entstehende Verlustleistung ist, also nur ein Sechstel der ohne die Verwendung der Kapazität auftretenden Verlustleistung. Der Höchstwert der Kollektorleistung P, ist also kaum größer als ein Siebentel des ohne die Kapazität Cl auftretenden Leistungshöchstwertes. Ist die verwendete Kapazität kleiner, so ändert sich die Spannung nach der Kurve b, ist die Kapazität größer, dann nach der Kurve c. Selbstredend ist die Verlustleistung im Fall der Kurve b größer, im Fall der Kurven jedoch noch kleiner als im Fall der der Kurve a entsprechenden Kapazität.The power loss occurring at the transistor is obviously smaller in this case than in the case of FIG. 2: It can be shown that the power loss occurring during the time t1 is, i.e. only one sixth of the power loss that occurs without using the capacitance. The maximum value of the collector power P, is thus hardly greater than a seventh of the maximum power value occurring without the capacity C1. If the capacitance used is smaller, the voltage changes according to curve b, if the capacitance is greater, then according to curve c. It goes without saying that the power loss is greater in the case of curve b, but even smaller in the case of the curves than in the case of the capacitance corresponding to curve a.

Die Wirkung der Kapazität Cl ist ebenfalls günstig indem Fall, wenn die innere Impedanz Z6 der Stromquelle nicht vernachlässigbar ist. Den Verlauf der Spannung veranschaulicht in diesem Fall F i g. 5. Solange nämlich die Kollektorspannung U, den Wert der Spannung U6 nicht erreicht und die Diode nicht zu leiten beginnt, ändert sich der die Stromquelle belastende Strom J6 nicht, es entsteht also keine Spannungsänderung an der inneren Impedanz Z6. Nachdem der Diodenstrom JD anläuft, vollführt die Spannung U6 und damit auch die Kollektorspannung U, eine auf die Spannung U6 überlagerte gedämpfte Schwingung, deren Dämpfung und Frequenz von den Werten der Kapazität Cl und von der inneren Impedanz Z6 abhängt. Jedoch erfolgt bei richtig bemessener Kapazität die Spannungsschwingung, wie aus der Kurve a' ersichtlich, bereits im stromlosen Zustand des Transistors, so daß die Verlustleistung nicht erhöht wird.The effect of the capacitance C1 is also favorable if the internal impedance Z6 of the current source is not negligible. In this case, the course of the voltage is illustrated by FIG. 5. As long as the collector voltage U does not reach the value of the voltage U6 and the diode does not begin to conduct, the current J6 loading the current source does not change, so there is no change in voltage at the internal impedance Z6. After the diode current JD starts up, the voltage U6, and thus also the collector voltage U, performs a damped oscillation superimposed on the voltage U6, the damping and frequency of which depends on the values of the capacitance Cl and the internal impedance Z6. However, if the capacitance is correctly dimensioned, the voltage oscillation already occurs when the transistor is de-energized, as can be seen from curve a ', so that the power loss is not increased.

Während der Zeit -c2 bzw. während der für die Entladung der Kapazität Cl nötigen Zeit d z2 -, wie dies aus der F i g. 4 ersichtlich ist - vermindert der an der inneren Impedanz der Stromquelle auftretende induktive Spannungsabfall die Kollektorspannung und damit auch die Verlustleistung.During the time -c2 or during the discharge of the capacity Cl necessary time d z2 -, as shown in FIG. 4 can be seen - reduces the the inductive voltage drop occurring at the internal impedance of the power source Collector voltage and thus also the power loss.

Die Schaltung nach F i g. 3 ist in dieser einfachen Form nur in einigen Ausnahmefällen zu verwenden. Bei der Sperrung, des Transistors verbleibt nämlich die Kapazität während der Zeit a2 unverändert im aufgeladenen Zustand und entlädt sich über den Transistor während der Zeit d z2. Die an dem Transistor während der Entladung entstehende zusätzliche Verlustleistung hängt in erster Reihe von der Steilheit der Änderung: des Kollektorstromes J, ab, und diese Verlustleistung ist nur dann kleiner als die während der Zeit -cl ersparte Verlustleistung, wenn die Steilheit .der Änderung des Kollektorstromes J, während der Zeit r2 ein Vielfaches der Steilheit während der Zeit z1 ausmacht oder wenn die Spannungsquelle eine erhebliche innere Induktivität besitzt.The circuit according to FIG. 3 in this simple form is only available in a few To be used in exceptional cases. When the transistor is blocked, it remains the capacity remains unchanged during the time a2 in the charged state and discharges through the transistor during the time d z2. The on the transistor during the The resulting additional power loss depends primarily on the discharge Steepness of the change: of the collector current J, ab, and this power loss is only then less than the power loss saved during the time -cl if the Steepness of the change in the collector current J, a multiple during the time r2 the steepness during the time z1 or when the voltage source has a significant possesses internal inductance.

Die beim Offenen während der Zeit d z2 entstehende Zusatzverlustleistung wird erheblich durch einen gemäß F i .g. 6 der Kapazität in Reihe geschalteten Widerstand R1 vermindert. In diesem Fall verschwindet die Kollektorspannung bereits nach der Zeit d z2 R, da der Höchstwert des Entladestromes J' der Kapazität Cl bedeutend kleiner ist, und bei .einem entsprechend bemessenen Widerstand ist diese Zusatzverlustleistung nur ein Bruchteil der in der Schaltung nach F i g. 3 entstehenden zusätzlichen Verlustleistung. Diesen Vorgang veranschaulichen die strichpunktierten Kurven der F i g. 4 und 5.The additional power loss resulting from the open during the time d z2 is significantly by a according to F i .g. 6 of the capacitance in series resistor R1 decreased. In this case the collector voltage disappears after the Time d z2 R, since the maximum value of the discharge current J 'of the capacitance Cl is significant is smaller, and correspondingly for one measured resistance this additional power loss is only a fraction of that in the circuit according to F i G. 3 resulting additional power loss. Illustrate this process the dash-dotted curves in FIG. 4 and 5.

Der nach der Zeit d z2 R exponentiell abfallende Entladestrom J', der in den F i g: 4 und 5 mit strichpunktierten Kurven dargestellt ist, verursacht an dem Transistor bereits keine nennenswerte Verlustleistung, nachdem die Kollektorspannung in diesem Zeitraum bereits nahezu Null ist.The discharge current J ', which decreases exponentially after the time d z2 R, which is shown in FIGS. 4 and 5 with dash-dotted curves at the transistor already no significant power loss after the collector voltage is almost zero in this period.

Je größer der Widerstand R1, um so kleiner wird die Zeit d a2 R und der Entladestrom J'. Der Erhöhung des Widerstandes Rl wird dadurch eine Grenze gesetzt, daß sich die Kapazität Cl während der Zeit T entsprechend entladen muß: Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nach F i g. 7 vereinigt in sich die Vorteile der Schaltungen nach F i g. 3 und 6. Zu dem Widerstand R1 liegt eine Diode mit entsprechender Polarität parallel. Hierdurch wird der Widerstand Rl während der Zeit 7l. durch die Diode kurzgeschlossen, und die die Spannung und die Verlustleistung vermindernde Wirkung der Kapazität Cl kommt voll zur Wirkung, während der Entladestrom der Kapazität Cl in der Zeit z2 bzw. 4 -c2 durch den Widerstand R1 entsprechend begrenzt ist. Der durch die Diode ergänzte Widerstand R1 beeinflußt günstig auch den Verlauf der Kommutierungsüberspannung, die zufolge der inneren Impedanz der Stromquelle entsteht, da der Widerstand nach der ersten Viertelperiode eine wirksame Dämpfung verursacht (F i g. 5, Kurve aR').The greater the resistance R1, the shorter the time d a2 R and the discharge current J '. The increase in resistance Rl is thereby set a limit, that the capacity Cl must discharge accordingly during the time T: The inventive Circuit arrangement according to FIG. 7 combines the advantages of the circuits according to FIG. 3 and 6. A diode with the corresponding polarity is connected to the resistor R1 parallel. As a result, the resistance Rl during the time 7l. through the diode short-circuited, and the effect of reducing the voltage and power loss the capacity Cl is fully effective, while the discharge current of the capacity Cl is limited accordingly in the time z2 or 4 -c2 by the resistor R1. The resistor R1 supplemented by the diode also has a favorable effect on the course of the Commutation overvoltage, which arises as a result of the internal impedance of the current source, since the resistance causes effective damping after the first quarter period (Fig. 5, curve aR ').

In einem allgemeinen Fall, in der Schaltung nach F i g. 8 ist jeder der mit gestrichelten Linien gezeichneten Schaltelemente in sich gesondert oder in einer beliebigen Kombination mit verschiedenen Widerstandswerten Rll ... R1" bzw. Ril ... Rik und Kapazitätswerten Cll ... Cl" bzw. Cil ... Ck zu verwenden. Durch eine geeignete Wahl der Kombination dieser Elemente können die am meisten entsprechenden Schaltungen für die Erfüllung der verschiedensten Forderungen bzw. für die unterschiedlichsten Betriebsbedingungen aufgebaut werden.In a general case, in the circuit of FIG. 8, each of the switching elements drawn with dashed lines can be used separately or in any combination with different resistance values Rll ... R1 "or Ril ... Rik and capacitance values Cll ... Cl" or Cil ... Ck . By a suitable choice of the combination of these elements, the most appropriate circuits can be built for the fulfillment of the most diverse requirements or for the most varied of operating conditions.

Wie aus der F i g. 5 ersichtlich, vermindert die an der inneren Impedanz Zb der Stromquelle entstehende induktive Spannung während der Zeit z2 -f- z2 die Verlustleistung; dabei kann jedoch ihre verlusterhöhende Wirkung während der Zeit z1 durch die erfindungsgemäße Schaltung praktisch voll beseitigt werden. Eine weitere Ausführungsform der Erfindung macht diese verlustvermindernde Wirkung der Reihenimpedanz dadurch nutzbar" daß sie an entsprechender Stelle eine weitere Reiheninduktivität in den Stromkreis einfügt (F i g. 9 und 10). Durch geeignete Wahl der induktiven Impedanzen Z2 und ZZ sowie durch geeignete Anpassung des dazugehörigen RC-Gliedes kann der während der Zeit r2 entstehende Verlust erheblich - unter gewissen Umständen sogar zu Null - ermäßigt werden. Selbstverständlich können die Impedanzen Z2 und Z2 auch gleichzeitig verwendet werden.As shown in FIG. 5, decreases the internal impedance For example, the inductive voltage produced by the power source during the time z2 -f- z2 the Power dissipation; however, their loss-increasing effect can over time z1 can be practically completely eliminated by the circuit according to the invention. Another Embodiment of the invention makes this loss reducing effect of series impedance thereby usable "that they have a further series inductance at the appropriate point inserts into the circuit (Figs. 9 and 10). By suitable choice of inductive Impedances Z2 and ZZ as well as suitable adaptation of the associated RC element the loss occurring during time r2 can be considerable - under certain circumstances even to zero - to be discounted. Of course, the impedances Z2 and Z2 can also be used at the same time.

Die Anwendung der Impedanzen Z2 bzw. Z2 kann unter gewissen Bedingungen den bei der Spannung entstehenden induktiven Spannungsstoß auch erhöhen. Werden jedoch parallel zu den Impedanzen Z2 bzw. Z2 je ein mit einer Diode in Reihe geschalteter Widerstand R2 bzw. R2 angeschlossen (F i g. 11), so kann der induktive Spannungsstoß bedeutend gedämpft werden, ohne daß hierdurch die verlustvermindernde Wirkung sich ändern würde. Die Spannungsspitzen sind um so kleiner; je kleiner der Widerstand R2 ist. Der Verminderung des Widerstandes R2 wird durch die Erhöhung der Zeitkonstante des Stromkreises R2-Z2 eine Grenze gesetzt, da der durch die Impedanzen Z2 bzw. ZZ fließende Strom während der Zeit T entsprechend abfallen muß.The use of the impedances Z2 or Z2 can under certain conditions also increase the inductive voltage surge resulting from the voltage. Will however, parallel to the impedances Z2 and Z2 respectively, one connected in series with a diode Resistor R2 or R2 connected (Fig. 11), so the inductive voltage surge be significantly attenuated without the loss-reducing effect would change. The voltage peaks are all the smaller; the smaller the resistance R2 is. The decrease in resistance R2 is achieved by increasing the time constant of the circuit R2-Z2 a limit is set, since the impedance caused by the impedances Z2 resp. Currently flowing current must fall accordingly during time T.

F i g. 9, 10 und 11 zeigen die Möglichkeit der Verwendung der Impedanzen Z2 bzw. Z2 mit den jeweils als Beispiel herausgegriffenen RC-Kombinationen.F i g. 9, 10 and 11 show the possibility of using the impedances Z2 or Z2 with the RC combinations selected as examples.

Die Bedingung der linearen Veränderung des Stromes während der Zeiten -r1 und z2 diente hier lediglich der Vereinfachung der Beschreibung. Im Wesen kann die gleiche Wirkung durch Verwendung der Erfindung auch dann erreicht werden, wenn die Änderung des Stromes nicht linear erfolgt.The condition of the linear change of the current during the times -r1 and z2 were used here to simplify the description. In essence can the same effect can be achieved by using the invention even if the change in current is not linear.

Claims

Claim: Circuit arrangement for reducing the power loss when switching switching transistors, in which a DC voltage source, an inductive load with a voltage limiter diode and the power electrodes of a transistor in series circuit containing one or more known RC series circuits are connected to the terminals of the transistor and / or one or more inductive impedances are inserted as a series connection element of the circuit, characterized in that the resistors (Rh, R1. C ", Cl @ ... ) is conductive and non-conductive during discharge, and a series circuit of a resistor and a diode is connected in parallel to each inductive impedance (Z2, Z2) and the diodes counter to the current direction of the direct current generated by the direct voltage source are polarized.