Schaltungsanordnung mit einer Schaltvorrichtung Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer Schaltvorrichtung, bei welcher Anordnung in einem Leistungsstromkreis eine Stromquelle, eine Bela stungsimpedanz und die Leistungsanschlüsse der Schaltvorrichtung in Reihe geschaltet sind.
Zweck der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung, der vorstehend genannten Art, bei welcher die bei sol chen bekannten Schaltungsanordnungen auftretenden Kommutierungsverluste während des Schaltbetriebes wesentlich herabgesetzt sind.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, dass in den Leistungsstrom- kreis mindestens ein RC-Glied geschaltet ist, dessen eine Klemme an einen Pol der Stromquelle angeschlos sen und dessen andere Klemme mit der gemeinsamen Klemme der Schaltvorrichtung und der Belastungsim pedanz verbunden ist, und der Widerstand des RC-Gliedes mit einer Diode überbrückt ist.
Nachfolgend wird die Erfindung mit Hilfe von be kannten Schaltungsanordnungen anhand von Ausfüh rungsbeispielen und der beiliegenden Zeichnung aus führlich erläutert.
In der Zeichnung zeigen: Fig. 1 die prinzipielle Schaltung eines mit einer in duktiven Belastung betriebenen Verstärkers im Schalt betrieb, Fig.2 ein Strom-Spannungsdiagramm für die Schaltung der Fig. 1, Fig.3 eine ähnliche Schaltungsanordnung mit einem am Transistor angeschlossenen Kondensator, welche zur Erläuterung der Erfindung dient, Fig.4 ein Strom-Spannungsdiagramm für die Schaltung der Fig. 3, Fig. 5 eine weitere zur Erläuterung der Erfindung dienende Schaltungsanordnung,
Fig.6 ein Strom-Spannungsdiagramm für die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 5, Fig.7 ein Ausführungsbeispiel für die Schaltungs anordnung nach der Erfindung, Fig.8 ein anderes Ausführungsbeispiel für die Schaltungsanordnung nach der Erfindung, Fig. 9 ein Ersatzschaltbild für die Schaltungsanord nung gemäss Fig. 8 für den Fall, dass die innere Impe danz der Stromquelle vernachlässigbar klein ist,
Fig.10 ein weiteres Strom-Spannungsdiagramm und die Fig.11 bis 14 noch andere Ausführungsbeispiele für die Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung.
Die prinzipielle Schaltung des mit einer induktiven Belastung betriebenen Verstärkers bekannten Typs im Schaltbetrieb ist in Fig. 1 dargestellt. In dem als Bei spiel gewählten, transistorisierten Verstärker besorgt die Diode D den Schaltüberspannungsschutz des Tran sistors Tr. Den zeitlichen Verlauf der Spannungen und der Ströme, sowie der auf den Transistor entfallenden Leistung zeigt Fig. 2, wobei vorausgesetzt ist, dass der Kollektorstrom J,,
sich in der für die Kommutierung nötigen Zeit r1 bzw. r2 linear ändert. Sobald nämlich der Wert des Kollektorstromes den Wert des durch die Impedanz Z fliessenden Stromes J unterschreitet, muss der Strom J-J, über die Diode D fliessen. Dies ist jedoch bloss dann möglich, wenn die Spannung an der Diode die Durchgangsrichtung hat.
Während der Zei ten r1 bzw. r2 spielt sich daher eine aus dem Be trieb der Zweiweggleichrichter her bekannte - kommu- tierungsähnliche - Erscheinung ab, jedoch mit dem Unterschied, dass während dieses Kommutierungsvor- ganges zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors die volle Ul, Spannung auftritt..
Ist die innere Impedanz Zb der speisenden Strom quelle Ub nicht vernachlässigbar klein, dann addieren sich die bei der Verminderung, bzw. Erhöhung des Stromes entstehenden induktiven Spannungen DUbI bzw.<B>AU",</B> zu einer Ruhespannung, und die beim Sperren den Transistor belastende Spannung Ub' übersteigt sogar die Spannung Ub (Fig.2, unterbro chener Linienzug).
Der während der Zeit r1 bzw. z2 an dem Tran sistor auftretende Kommutierungsverlust ist:
EMI0002.0001
Bemerkenswert ist, dass der Höchstwert der Kol- lektorleistung, der am Anfang der Zeit r, bzw, am Ende der Zeit r2 auftritt, pe mag = Ub J1 bzw.
Pe mag = (Ub + A Ub) J1 ist; diese ist somit der vollen Regelleistung gleich, und kann sogar wegen des an der Induktivität der Strom quelle auftretenden Spannungsstosses auch bedeutend grösser sein.
Die Ausgangsleistung eines im Schaltbetrieb arbei tenden Verstärkers wird durch die, durch den Kollek- torverlust verursachte Erwärmung begrenzt. Für die Verminderung der Restspannung während der Zeit T, bzw. des Reststromes während der Zeit T2 stehen wirksame Mittel zur Verfügung, so dass den Grossteil, wenigstens jedoch einen bedeutenden Teil des Kollek- torverlustes die während der Zeiten r, bzw. r2 entstan denen Verluste ausmachen.
Für die Verminderung dieser Verluste scheint es am naheliegendsten, die Zeiten r, bzw. r2 zu ver kleinern; diesem wird aber einerseits durch die Eigen zeit des Transistors, andererseits durch die Schwierig keiten, die wegen der viel zu steilen Signalfront im Steuerstromkreis auftreten, eine Grenze gesetzt. Aus- serdem wird die Verkürzung der Zeit r, im Fall einer zu raschen Entlastung auch durch den Anstieg der an der inneren Impedanz auftretenden Spannungserhö hung Ub, begrenzt.
Eine andere Grenze der Belastbarkeit der Verstär ker im Schaltbetrieb während der Kommutierung, vor nehmlich während der Sperrperiode, wird durch den an dem Transistor, bzw. anderen aktiven Elementen des Stromkreises auftretenden Höchstwert der Leistung gesetzt. Entsteht nämlich an den Klemmen des noch einen beträchtlichen Strom führenden, also mit Ladungsträgern vollbesetzten Transistors plötzlich ein grosser Spannungssprung, bzw. eine grosse Spannungs erhöhung, so kann dieser zufolge der ungleichmässigen Verteilung der Ladungsträger zu einer vorübergehen den örtlichen Erwärmung und zu einem Kollektor Emitter Kurzschluss führen.
Ähnliche Erscheinungen spielen sich auch in sol chen Schaltungsanordnungen ab, in welchen anstatt des Transistors andere Schaltvorrichtungen, z. B. Elektro nenröhren, Thyratrons und Thyristoren zur Verwen dung gelangen.
Das Wesentliche der Erfindung besteht nun darin, dass durch die Verwendung einer entsprechend ge schalteten kapazitiven Impedanz in dem die aktiven Elemente enthaltenden Stromkreis durch die zeitlich zueinander günstige Verschiebung der auf die aktiven Stromkreiselemente entfallenden Spannungs- und Strombelastungen, der an den aktiven Stromkreisele- menten auftretende Kommutierungsverlust in hohem Masse verringert,
und dass durch die Ergänzung der kapaziiiven Impedanz mit einem nicht linearen Ele ment auch die den schädlichen Stromstoss verursa- chende Wirkung der Kapazität in der Durchlassperiode behoben wird.
Durch die Verwendung einer Reihenimpedanz in dem die aktiven Elemente enthaltenden Stromkreis können ferner auch die öffnungsverluste bedeutend er- mässigt und gleichzeitig kann durch die Ergänzung der induktiven Impedanz mit einem nichtlinearen Element der Spannungssprung an der Reihenimpedanz in der Sperrperiode erheblich herabgesetzt werden.
Schliess- lich kann durch eine gleichzeitige Verwendung der in duktiven Reihenimpedanz und der kapazitiven Parallel- impedanz die schädliche Wirkung des durch die Reihen impedanz verursachten Spannungssprunges beseitigt wer den.
Dies soll anhand einer erläuternden Schaltungsan ordnung näher ausgeführt werden.
In der Schaltung nach fig. 3 ist an die Ausgangs klemmen des Transistors die Kapazität Cl geschaltet. Zufolge des Vorhandenseins der Kapazität kann sich die Kollektorspannung U, nicht sprungweise ändern., da zur Aufladung des Kondensators eine gewisse Zeit erforderlich ist.
Vorausgesetzt dass die Zeitkonstante der durch die Diode D abgeschlossenen Impedanz Z viel grösser ist, als die Zeiten T, bzw. T2, so ist die Welligkeit des Stromes J vernachlässigbar klein, und es ist anzunehmen, dass J=konst ist.
Wird ferner voraus gesetzt, dass die innere Impedanz Zb der Stromquelle vernachlässigbar klein, also Zb=0 ist, so besteht beim Absperren des Transistors, solange die Kollektorspan- nung U, die Spannung Ub nicht übersteigt und die Diode D nicht leitet, die Gleichung:
<B>je</B> +Jci=J Da
EMI0002.0102
ist, ist der den Kondensator C, während der Zeit r, auf ladende Strom
EMI0002.0105
Die Spannung an dem Kondensator C, - die der Kollektorspannung U, gleich ist, - beträgt nach dem Zusammenhang
EMI0002.0109
ändert sich also quadratisch.
Den Verlauf des Stromes und der Spannung veran schaulicht Fig. 4, und zwar für verschiedene Kapazi tätswerte. Wird die Kapazität so bemessen, dass die Kollektorspannung gerade während der Zeit r, den Wert der Spannung Ub erreicht, dann ändert sich die Spannung nach der Kurve a. Der an dem Transistor auftretende Kommutie- rungsverlust ist in diesem Fall offensichtlich kleiner als in dem Fall der Fig. 2.
Es kann gezeigt werden, dass der während der Zeit r1 entstehende Verlust
EMI0003.0005
ist, also bloss ein sechstel des ohne der Verwendung der Kapazität auftretenden Verlustes. Der Höchstwert der Kollektorleistung P, ist
EMI0003.0008
also kaum grösser als ein siebentel des ohne der Kapa zität Cl auftretenden Leistungshöchtwertes. Ist die ver wendete Kapazität kleiner, so ändert sich die Spannung nach der Kurve b, ist die Kapazität grösser, dann nach der Kurve c. Selbstredend ist der Verlust im Fall der Kurve b grösser, im Fall der Kurve c jedoch noch klei ner als im Fall der Kurve a.
Die Wirkung der Kapazität Cl ist ebenfalls günstig in dem Fall, wenn die innere Impedanz Zb der Strom quelle nicht vernachlässigbar ist. Den Verlauf der Spannung veranschaulicht auch in diesem Fall Fig.4. Solange nämlich die Kollektorspannung U, den Wert der Spannung Ub nicht erreicht und die Diode nicht zu leiten beginnt, ändert sich der die Stromquelle bela stende Strom Jb nicht, es entsteht also keine Span nungsänderung an der inneren Impedanz Zb. Nach dem der Diodenstrom JD anläuft,
vollführt die Span nung Ub und damit auch die Kollektorspannung U,, eine auf die Spannung Ub überlagerte gedämpfte Schwingung, deren Dämpfung und Frequenz von den Werten der Kapazität Cl und von der inneren Impedanz Zb abhängt. Jedoch erfolgt bei richtig bemessener Kapazität die Spannungsschwingung, wie aus der Kurve a' ersichtlich, bereits im stromlosen Zustand des Transistors, so dass die Kommutierungsverluste nicht erhöht werden.
Während der Zeit r2 bzw. während der für die Entladung der Kapazität Cl nötigen Zeit Ar. - wie dies aus der Fig. 4 ersichtlich ist - vermindert der an der inneren Impedanz der Stromquelle auftretende in duktive Spannungsabfall die Kollektorspannung und damit auch den Verlust.
Die Schaltung nach Fig.3 ist in dieser einfachen Form jedoch nur in einigen Ausnahmsfällen zu ver wenden. Bei der Sperrung des Transistors verbleibt nämlich der Kondensator während der Zeit r2 unver ändert im aufgeladenen Zustand und entlädt sich über den Transistor während der Zeit<B>Ar,</B> Der an dem Transistor während der Entladung entstehende zusätz liche Verlust hängt in erster Reihe von der Steilheit der Änderung des Kollektorstromes J, ab und dieser Verlust ist bloss dann kleiner als der während der Zeit r1 ersparte Verlust, wenn die Steilheit der Änderung des Kollektorstromes J,
während der Zeit r2 ein Vielfaches der Steilheit während der Zeit r1 aus macht, oder wenn die Spannungsquelle eine erhebliche innere Induktivität besitzt.
Der beim Öffnen während der Zeit Are entste hende Zusatzverlust wird erheblich durch einen, nach Fig. 5 der Kapazität Cl in Reihe geschalteten Wider- stand R1 vermindert. In diesem Fall verschwindet die Kollektorspannung bereits nach der Zeit Az2R, da der Höchstwert des Entladestromes J' der Kapazität Cl bedeutend kleiner ist und bei einem entsprechend be messenen Widerstand ist dieser Zusatzverlust bloss ein Bruchteil des in der Schaltung nach Fig. 3 entstehen den zusätzlichen Verlustes.
Diesen Vorgang veran schaulichen die strichpunktierten Kurven der Fig.4 und Fig. 5.
Der nach der Zeit Ar2R exponentiell abfallende Entladestrom J' der in den Fig. 4 und Fig. 5 mit strich punktierten Kurven dargestellt ist, verursacht an dem Transistor bereits keinen nennenswerten Verlust, nach dem die Kollektorspannung in diesem Zeitraum bereits nahezu Null ist.
Je grösser der Widerstand R1, um so kleiner wird die Zeit Arz1, und der Entladestrom J'. Der Erhö hung des Widerstandes R1 wird dadurch eine Grenze gesetzt, als sich die Kapazität Cl während der Zeit z1 entladen muss.
Fig.7 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die erfin dungsgemässe Schaltungsanordnung.
Diese Schaltung vereinigt in sich die Vorteile der Schaltungen nach Fig. 3 und Fig. 6. In dieser Schal tung nach Fig. 7 ist dem Widerstand R1 eine Diode Dl mit entsprechender Polarität parallel geschaltet.
Hier durch wird der Widerstand R1 während der Zeit r1 durch die Diode kurzgeschlossen und die die Spannung und den Verlust vermindernde Wirkung der Kapazität Cl kommt voll zur Wirkung, während der Entlade strom der Kapazität Cl in der Zeit 7, bzw. Are durch den Widerstand R1 entsprechend begrenzt ist.
Der durch die Diode Dl überbrückte Widerstand R1 beeinflusst günstig auch den Verlauf der Kommutie- rungsüberspannung, die zufolge der inneren Impedanz der Stromquelle entsteht, da der Widerstand nach der ersten Viertelperiode eine wirksame Dämpfung verur sacht (Fig. 5, Kurve aR').
Eine andere Ausführungsform der Erfindung ist in Fig.8 dargestellt. Wesentlich in dieser Schaltung ist, dass das mit der Diode Dl ergänzte R-C Glied RiCi statt an die Ausgangsklammern des Transistors Tr, an die Klemmen der Impedanz Z angeschlossen ist. Ist die innere Impedanz Zb vernachlässigbar klein, d. h. Zb=0, so ist diese Schaltung mit der der Fig. 7 gleich wertig.
Der aufgeladene Kondensator Ci ist nämlich bezüglich der transienten Vorgänge durch einen entla denen Kondensator und mit demselben in Reihe ge schalteten Spannungsquelle Ubl mit der inneren Impe danz Null zu ersetzen (Fig. 9). Nachdem die Spannun gen U,, und UI" einander gleich sind, gelangt man durch Parallelschaltung der Spannungsquellen zu der Schaltung nach Fig. 7. Der Unterschied zwischen den Schaltungen ist bloss der, dass der Lade- und Entlade strom der Kapazität Cl in der Rolle vertauscht sind.
Ist die innere Impedanz Zb der Stromquelle nicht ver- nachlässigbar klein, so sind die zwei Schaltungen nicht mehr gleichwertig. Die in der Schaltung nach Fig. 8, an der inneren Impedanz während der Zeiten a1 und r2+Or, entstehenden induktiven Spannungen rUbl und AU," addieren sich nämlich zu der Span nung U,,. Dadurch steigt während der Zeit z1 der Kommutierungsverlust und fällt während der Zeit 2,+0r2 ab.
Die Schaltungen nach Fig. 7 und Fig. 8 sind natür lich auch kombiniert verwendbar. Bei vernachlässigbar kleiner inneren Impedanz Zb hängt der Spannungsver- lauf in diesem Fall während der Zeit a allein von der Summe der Kapazitäten, während der Zeit x2 ausser- dem von den Werten der Widerstände R1 und R2 ab.
Im Falle einer nennenswerten inneren Impedanz Zb hängt der Spannungsverlauf und damit auch der Kom- mutierungsverlust, sowie der Höchstwert der Span nungsinanspruchnahme des Transistors (Höchstwert der Kurve ä) von dem Verhältnis der Teilkapazitäten ab.
Im allgemeinen Fall enthält die Schaltungsanord nung eine Anzahl, in Fig. 11 mit gestrichelten Linien gezeichneter Schaltelemente mit verschiedenen Wider standswerten Rll ... Rln bzw. Rli ... Rlk' und Kapazitätswerten<B>Cl,</B> . . C" bzw. C,' . . . Clk , wobei in speziellen Schaltungsanordnungen solche Schaltelemente für sich gesondert, oder in einer belie bigen Kombination zu verwenden sind.
Durch eine ge eignete Wahl der Kombination dieser Elemente können die für die Erfüllung der verschiedensten Forderungen, bzw. für die unterschiedlichsten Betriebsbedingungen sieh am besten eignenden Schaltungsanordnungen auf gebaut werden.
Wie aus der Fig. 10 ersichtlich, vermindert die an der inneren Impedanz Zb der Stromquelle entstehende induktive Spannung während der Zeit a2+@z2 den. Kommutierungsverlust, dabei kann jedoch ihre verlust erhöhende Wirkung während der Zeit a1 durch die erfindungsgemässe Schaltung praktisch voll beseitigt werden. In einer weiteren Ausführungsform der Erfin dung ist diese verlustmindernde Wirkung der Reihen impedanz dadurch nutzbar gemacht, dass an entspre chender Stelle der Schaltung eine weitere Reiheninduk- tivität ZZ bzw.
Z2 in, den Stromkreis eingefügt ist, (Fig. 12 und Fig. 13). Durch geeignete Wahl der indukti- von Impedanzen Z4 bzw. Zsowie durch geeignete Anpassung des dazugehörigen R-C-Gliedes, kann der während der Zeit z2 entstehende Verlust erheblich - un ter gewissen Umständen sogar zu Null - herabgesetzt werden.
Selbstverständlich können die Impedanzen Z2 und Zr' auch gleichzeitig verwendet werden.
Die Anwendung der Impedanzen Z2 bzw. Z2' kann unter gewissen Bedingungen den bei der Spannung ent stehenden induktiven Spannungsstoss auch erhöhen. Werden jedoch parallel zu den Impedanzen Z2 bzw. Z.2 je ein mit einer Diode D2 bzw. D2 in Reihe ge schalteter Widerstand R, bzw. R2 angeschlossen (Fig. 14), so kann der induktive Spannungsstoss bedeu tend gedämpft werden, ohne dass hierdurch die verlust vermindernde Wirkung sich ändern würde.
Die Span nungsspitzen sind umso kleiner, je kleiner der Wider stand R. ist. Der Verminderung des Widerstandes R, wird durch die Erhöhung der Zeitkonstante des Strom kreises R. <U>,-Z,</U> eine Grenze gesetzt, da der durch die Impedanzen Z., bzw. Z2' fliessende Strom während der Zeit T. entsprechend abfallen muss. Fig. 12, Fig. 13 und Fig.14 zeigen die Möglichkeit der Verwendung der Impedanzen Z2 bzw.
Z2 mit den als je Beispiele herausgegriffenen R-C Kombinationen.
Die Bedingung der linearen Veränderung des Stro mes während der Zeiten cl und a2 diente bloss der Vereinfachung der Beschreibung. Im Wesen kann die gleiche Wirkung durch Verwendung der Erfindung auch dann erreicht werden, wenn die Änderung des Stromes nicht linear erfolgt.
Die erfindungsgemässen Schaltungen können natur- gemäss auch in dem Fall verwendet werden, wenn in der Schaltungsanordnung nicht ein Transistor, sondern eine andere, für einen Schaltbetrieb geeignete Schalt vorrichtung, wie z. B. Elektronenröhren, Thyratrons, steuerbare Quecksilberdampfgleichrichter oder Halblei tergleichrichter verwendet werden.
Ebenfalls günstig können die erfindungsgemässen Schaltungen zum Schutz der Kontakte mechanisch be tätigter Schalter oder Stromunterbrecher, wie z. B. Schütze, Relais, Vibratoren, Quecksilberstrahlunterbre- cher und mechanisch betätigter Regler verwendet wer den. Für diesen Zweck sind die Schaltungen nach Fig.7. Fig. 8 und Fig. 11 besonders günstig, da bei diesen das spannungslose Unterbrechen gesichert wird, ohne dass beim Einschalten der Entladestromimpuls der Kapazität eine nennenswerte Inanspruchnahme der Kontakte verursachen würde.
Circuit arrangement with a switching device The invention relates to a circuit arrangement with a switching device, in which arrangement a current source, a load impedance and the power connections of the switching device are connected in series in a power circuit.
The purpose of the invention is a circuit arrangement of the type mentioned above, in which the commutation losses occurring in such known circuit arrangements are significantly reduced during switching operation.
The circuit arrangement according to the invention is characterized in that at least one RC element is connected to the power circuit, one terminal of which is connected to one pole of the power source and the other terminal of which is connected to the common terminal of the switching device and the load impedance, and the Resistance of the RC element is bridged with a diode.
The invention is explained in detail with the help of known circuit arrangements with reference to Ausfüh approximately examples and the accompanying drawings.
In the drawing: Fig. 1 shows the basic circuit of an amplifier operated with a ductile load in switching operation, Fig. 2 shows a current-voltage diagram for the circuit of Fig. 1, Fig. 3 shows a similar circuit arrangement with a capacitor connected to the transistor which serves to explain the invention, FIG. 4 shows a current-voltage diagram for the circuit of FIG. 3, FIG. 5 shows another circuit arrangement used to explain the invention,
6 shows a current-voltage diagram for the circuit arrangement according to FIG. 5, FIG. 7 shows an exemplary embodiment for the circuit arrangement according to the invention, FIG. 8 shows another exemplary embodiment for the circuit arrangement according to the invention, FIG. 9 shows an equivalent circuit diagram for the circuit arrangement 8 for the case that the internal impedance of the current source is negligibly small,
10 shows a further current-voltage diagram and FIGS. 11 to 14 show still other exemplary embodiments for the circuit arrangement according to the invention.
The basic circuit of the known type of amplifier operated with an inductive load in switching mode is shown in FIG. In the case of selected transistorized amplifier, the diode D worries the switching overvoltage protection of the Tran sistor Tr. The time course of the voltages and currents, as well as the power allotted to the transistor is shown in Fig. 2, whereby it is assumed that the collector current J ,,
changes linearly in the time r1 or r2 required for commutation. As soon as the value of the collector current falls below the value of the current J flowing through the impedance Z, the current J-J must flow through the diode D. However, this is only possible if the voltage across the diode is in the forward direction.
During times r1 and r2, a phenomenon known from the operation of the full-wave rectifier - similar to commutation - takes place, but with the difference that during this commutation process between the emitter and the collector of the transistor the full U1 , Tension occurs ..
If the internal impedance Zb of the feeding current source Ub is not negligibly small, then the inductive voltages DUbI or AU ", </B> resulting from the decrease or increase in the current add up to a no-load voltage, and those at Block the transistor loading voltage Ub 'even exceeds the voltage Ub (Fig.2, interrupted line).
The commutation loss occurring at the transistor during the time r1 or z2 is:
EMI0002.0001
It is noteworthy that the maximum value of the collector output, which occurs at the beginning of time r and at the end of time r2, pe mag = Ub J1 or
Pe mag = (Ub + A Ub) J1; this is therefore equal to the full control power, and can even be significantly greater because of the voltage surge occurring at the inductance of the power source.
The output power of an amplifier operating in switching mode is limited by the heating caused by the collector loss. Effective means are available for reducing the residual voltage during time T, or the residual current during time T2, so that the majority, but at least a significant part of the collector loss is the losses that occurred during times r or r2 turn off.
In order to reduce these losses, it seems most obvious to reduce the times r or r2; However, this is set a limit on the one hand by the intrinsic time of the transistor and on the other hand by the difficulties that occur because of the much too steep signal front in the control circuit. In addition, the shortening of the time r, in the case of a too rapid discharge, is also limited by the increase in the voltage increase Ub occurring at the internal impedance.
Another limit of the load capacity of the amplifiers in switching operation during commutation, especially during the blocking period, is set by the maximum value of the power occurring on the transistor or other active elements of the circuit. If a large voltage jump or a large voltage increase suddenly occurs at the terminals of the transistor still carrying a considerable current, i.e. full of charge carriers, this can lead to temporary local heating and a collector-emitter short circuit due to the uneven distribution of the charge carriers to lead.
Similar phenomena also play out in sol chen circuit arrangements in which, instead of the transistor, other switching devices, e.g. B. Electron tubes, thyratrons and thyristors for use.
The essence of the invention is that through the use of a correspondingly switched capacitive impedance in the circuit containing the active elements, due to the mutually beneficial shift of the voltage and current loads on the active circuit elements that occur on the active circuit elements Commutation loss greatly reduced,
and that by supplementing the capacitive impedance with a non-linear element, the effect of the capacitance which causes the damaging current surge is eliminated in the on-state period.
By using a series impedance in the circuit containing the active elements, the opening losses can also be significantly reduced and, at the same time, by supplementing the inductive impedance with a nonlinear element, the voltage jump at the series impedance in the blocking period can be reduced considerably.
Finally, by using the inductive series impedance and the capacitive parallel impedance at the same time, the harmful effect of the voltage jump caused by the series impedance can be eliminated.
This will be explained in more detail using an explanatory circuit arrangement.
In the circuit according to fig. 3 is connected to the output terminals of the transistor, the capacitance Cl. As a result of the presence of the capacitance, the collector voltage U, cannot change suddenly, since a certain time is required to charge the capacitor.
Assuming that the time constant of the impedance Z terminated by the diode D is much greater than the times T or T2, the ripple of the current J is negligibly small and it can be assumed that J = const.
If it is also assumed that the internal impedance Zb of the current source is negligibly small, i.e. Zb = 0, then when the transistor is shut off, as long as the collector voltage U does not exceed the voltage Ub and the diode D does not conduct, the equation:
<B> each </B> + Jci = J Da
EMI0002.0102
is the current charging the capacitor C during the time r
EMI0002.0105
The voltage across the capacitor C, - which is equal to the collector voltage U, - is according to the relationship
EMI0002.0109
thus changes quadratically.
The course of the current and the voltage is illustrated in FIG. 4, namely for different capacitance values. If the capacitance is dimensioned so that the collector voltage reaches the value of the voltage Ub just during the time r, then the voltage changes according to curve a. The commutation loss occurring at the transistor is obviously smaller in this case than in the case of FIG. 2.
It can be shown that the loss occurring during time r1
EMI0003.0005
is, i.e. only a sixth of the loss that occurs without using the capacity. The maximum value of the collector power P, is
EMI0003.0008
thus hardly greater than a seventh of the maximum power value occurring without the capacity Cl. If the capacitance used is smaller, the voltage changes according to curve b, if the capacitance is greater, then according to curve c. It goes without saying that the loss is greater in the case of curve b, but even smaller in the case of curve c than in the case of curve a.
The effect of the capacitance Cl is also beneficial in the case when the internal impedance Zb of the current source is not negligible. In this case, too, the course of the voltage is illustrated in FIG. As long as the collector voltage U does not reach the value of the voltage Ub and the diode does not begin to conduct, the current Jb loading the current source does not change, so there is no voltage change at the internal impedance Zb. After the diode current JD starts up,
the voltage Ub and thus also the collector voltage U ,, performs a damped oscillation superimposed on the voltage Ub, the damping and frequency of which depends on the values of the capacitance Cl and on the internal impedance Zb. However, if the capacitance is correctly dimensioned, the voltage oscillation already takes place when the transistor is de-energized, as can be seen from curve a ', so that the commutation losses are not increased.
During the time r2 or during the time Ar necessary for discharging the capacity Cl. - as can be seen from FIG. 4 - the inductive voltage drop occurring at the internal impedance of the current source reduces the collector voltage and thus also the loss.
The circuit according to Figure 3 is to be used in this simple form only in a few exceptional cases. When the transistor is blocked, the capacitor remains in the charged state unchanged during the time r2 and discharges via the transistor during the time Ar, The additional loss occurring on the transistor during the discharge depends primarily on it Series depends on the steepness of the change in the collector current J, and this loss is only smaller than the loss saved during the time r1 if the steepness of the change in the collector current J,
during the time r2 makes a multiple of the slope during the time r1, or if the voltage source has a considerable internal inductance.
The additional loss occurring when opening during the time Are is considerably reduced by a resistor R1 connected in series with the capacitance C1 according to FIG. In this case, the collector voltage disappears after the time Az2R, since the maximum value of the discharge current J 'of the capacitance Cl is significantly smaller and with a correspondingly measured resistance, this additional loss is only a fraction of the additional loss in the circuit according to FIG .
This process is illustrated by the dash-dotted curves in FIGS. 4 and 5.
The discharge current J ', which decreases exponentially after the time Ar2R and which is shown in dash-dotted curves in FIGS. 4 and 5, does not cause any appreciable loss in the transistor after the collector voltage is almost zero in this period.
The greater the resistance R1, the shorter the time Arz1 and the discharge current J '. The increase in resistance R1 is thereby set a limit when the capacitance Cl has to discharge during the time z1.
7 shows an embodiment for the circuit arrangement according to the invention.
This circuit combines the advantages of the circuits according to FIG. 3 and FIG. 6. In this scarf device according to FIG. 7, a diode Dl is connected in parallel with the resistor R1 with the corresponding polarity.
Here by the resistor R1 is short-circuited by the diode during the time r1 and the voltage and loss-reducing effect of the capacitance Cl comes into full effect, while the discharge current of the capacitance Cl in time 7, or Are through the resistor R1 is limited accordingly.
The resistor R1 bridged by the diode Dl also has a favorable effect on the course of the commutation overvoltage, which arises as a result of the internal impedance of the current source, since the resistor causes effective damping after the first quarter period (FIG. 5, curve aR ').
Another embodiment of the invention is shown in FIG. It is essential in this circuit that the R-C element RiCi supplemented with the diode Dl is connected to the terminals of the impedance Z instead of the output terminals of the transistor Tr. If the internal impedance Zb is negligibly small, i.e. H. Zb = 0, this circuit is equivalent to that of FIG.
The charged capacitor Ci is to be replaced with respect to the transient processes by a discharged capacitor and with the same voltage source Ubl connected in series with the internal impedance zero (FIG. 9). After the voltages U "and UI" are equal to each other, the circuit according to FIG. 7 is obtained by connecting the voltage sources in parallel. The only difference between the circuits is that the charging and discharging currents of the capacitance C1 are involved are swapped.
If the internal impedance Zb of the current source is not negligibly small, the two circuits are no longer equivalent. The inductive voltages rUbl and AU which arise in the circuit according to FIG. 8 at the internal impedance during the times a1 and r2 + Or "add up to the voltage U". As a result, the commutation loss and increases during the time z1 falls during time 2, + 0r2.
The circuits of Fig. 7 and Fig. 8 are of course also used in combination. In the case of negligibly small internal impedance Zb, the voltage curve in this case depends solely on the sum of the capacitances during time a and also on the values of resistors R1 and R2 during time x2.
In the case of an appreciable internal impedance Zb, the voltage curve and thus also the commutation loss, as well as the maximum value of the voltage consumption of the transistor (maximum value of curve ä) depend on the ratio of the partial capacitances.
In the general case, the circuit arrangement contains a number of switching elements, shown with dashed lines in FIG. 11, with different resistance values Rll ... Rln or Rli ... Rlk 'and capacitance values <B> Cl, </B>. . C "or C, '... Clk, such switching elements being used separately or in any combination in special circuit arrangements.
Through a suitable choice of the combination of these elements, the circuit arrangements that are most suitable for meeting the most diverse requirements or for the most varied of operating conditions can be built.
As can be seen from FIG. 10, the inductive voltage produced at the internal impedance Zb of the power source decreases during the time a2 + @ z2. Commutation loss, but its loss-increasing effect during time a1 can be practically completely eliminated by the circuit according to the invention. In a further embodiment of the invention, this loss-reducing effect of the series impedance can be used by adding a further series inductance ZZ or ZZ at the corresponding point in the circuit.
Z2 is inserted into the circuit (Fig. 12 and Fig. 13). By suitable selection of the inductive impedances Z4 or Z as well as by suitable adaptation of the associated R-C element, the loss occurring during the time z2 can be reduced considerably - under certain circumstances even to zero.
Of course, the impedances Z2 and Zr 'can also be used simultaneously.
The use of the impedances Z2 or Z2 'can, under certain conditions, also increase the inductive voltage surge arising from the voltage. However, if a resistor R or R2 connected in series with a diode D2 or D2 is connected in parallel to the impedances Z2 and Z.2 (FIG. 14), the inductive voltage surge can be significantly attenuated without this would change the loss-reducing effect.
The voltage peaks are smaller, the smaller the resistance R. is. The reduction in resistance R is set by increasing the time constant of the circuit R. <U>, -Z, </U>, since the current flowing through the impedances Z. or Z2 'during the time T. . must drop accordingly. Fig. 12, Fig. 13 and Fig. 14 show the possibility of using the impedances Z2 or
Z2 with the R-C combinations selected as examples.
The condition of the linear change in the current during times c1 and a2 merely served to simplify the description. In essence, the same effect can be achieved by using the invention even if the change in the current is not linear.
The circuits according to the invention can, of course, also be used in the event that the circuit arrangement is not a transistor, but another switching device suitable for switching operation, such as e.g. B. electron tubes, thyratrons, controllable mercury vapor rectifiers or semiconductors are used.
The circuits according to the invention for protecting the contacts can also be used favorably for mechanical switches or circuit breakers such as. B. contactors, relays, vibrators, mercury beam interrupters and mechanically operated controllers are used. For this purpose the circuits according to Fig.7. FIGS. 8 and 11 are particularly advantageous, since in these, the voltage-free interruption is ensured without the contacts being used to a significant extent when the discharge current pulse of the capacitance is switched on.