DE1413496B2 - Schaltungsanordnung zur umformung einer gleichspannung in eine wechselspannung beliebiger kurvenform und veraender barer frequenz - Google Patents

Description

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Schnittsteuerung an den einzelnen gleichgerichteten Zwecke eignen, schwer und kostspielig. Auf der an-

Halbwellen der Wechselspannung hoher Frequenz deren Seite kann man auch einen Sinuswellenwech-

vornehmen und somit auf die Kurvenform der Wech- selrichter verwenden, jedoch sind bei derartigen

selspannung direkt einwirken. Dadurch kommt man Wechselrichtern die Drosselspulen und die Konden-

auf der Starkstromseite mit weniger aufwendigen Sieb- 5 satoren für die Resonanzkreise, die in solchen Sinus-

mitteln aus, da die gewünschte Kurvenform durch Wellenwechselrichtern verwendet werden müssen,

entsprechende Steuerung der steuerbaren Halbleiter- ebenfalls sehr kostspielig und schwer,

gleichrichter bereits sehr gut angenähert werden kann. Ferner treten sowohl bei den bekannten Recht-

Es sind zwar noch weitere Wechselrichter- und eckwellen- als auch Sinuswellenwechselrichtern zahl-Umrichterschaltungen bekannt, die jedoch nach einem io reiche Schwierigkeiten auf, wenn die Ausgangsspananderen Wechselrichter- oder Umrichterprinzip arbei- nung geregelt werden soll. In Rechteckwellenwechselten und auch nicht die Vorteile der Schaltungsanord- richtern wird die Regelung der Ausgangsspannung im nung nach der Erfindung aufweisen. allgemeinen über irgendeine Impulsbreitenmodulation

So ist bereits in der deutschen Patentschrift 632 717 durchgeführt. Diese Pulsbreitenmodulation erfordert eine Schaltungsanordnung zur Umformung einer 15 aber zusätzliche, recht verwickelte Schaltkreise. Auch Gleichspannung in eine Wechselspannung hoher Fre- bei Sinuswellenwechselrichtern sind zur Spannungsquenz beschrieben. Es sind aber keinerlei Hinweise regelung zusätzliche komplizierte Schaltkreise sowie gegeben, wie die Wechselspannung hoher Frequenz Sättigungsdrosselspulen und ähnliche Bauelemente in eine Wechselspannung beliebiger Kurvenform und notwendig. Ferner ist es bei den bekannten Schalmit einer niedrigeren wählbaren Frequenz umgeformt 20 tungsanordnungen schwierig, Schutzmaßnahmen gewerden soll. Ferner wird in diesem Zusammenhang genüber Kurzschlüssen zu treffen und die bekannten auf die französische Patentschrift 1 281 153 verwie- Wechselrichter im Leerlauf zu betreiben,
sen, in der eine Schaltungsanordnung beschrieben ist, Bei einer erfindungsgemäßen Weiterbildung ist bei der antiparallel geschaltete Thyristoren durch diese Regelung auf einfache Weise dadurch möglich, Vollwegumrichtung von rechteckigen Impulsen eine 25 daß ihre auf einen vorgegebenen Wert zu regelnde etwa sinusförmige Spannung abgeben. In der deut- Ausgangsspannung einer der Signalquelle vorgeschalschen Auslegeschrift 1 065 080 ist zwar auch eine teten Verzögerungssteuerschaltung zuführbar ist.
Einrichtung zur Umformung von Spannungen belie- Die Erfindung wird im folgenden an Hand von biger Art und Kurvenform beschrieben, jedoch wer- Ausführungsbeispielen in Verbindung mit Zeichnunden hierzu im Gegensatz zum Erfindungsgegenstand 30 gen im einzelnen beschrieben.

andere Lösungsmittel benutzt. So wird beispielsweise F i g. 1 zeigt schematisch ein Ausführungsbeispiel

bei der Umformung von Gleichstrom in sinusförmi- der Erfindung;

gen Wechselstrom während jeder zu bildenden Halb- F i g. 2 bis 5 zeigen den Verlauf von Ausgangswelle die Gleichspannung mehrmals zerhackt und das spannungen, die sich mit der Schaltung nach der Verhältnis von Ein- und Ausschaltzeit so geändert, 35 Fig. 1 ergeben;

daß der Mittelwert entsprechend einer Sinushalb- F i g. 6 und 7 zeigen den Verlauf von Ausgangswelle verläuft und nach jeder Halbwelle eine Um- spannungen, die sich mit einer abgeänderten Schalpolung stattfindet. Zum Zerhacken der Gleichspan- tung nach der F i g. 1 ergeben,
nung und zum anschließenden Zusammensetzen der In der F i g. 1 ist eine Gleichspannungsquelle, beiausgangsseitigen Wechselspannung werden schnell- 40 spielsweise eine Batterie 10 gezeigt, deren Ausgangsschaltende Halbleiterschalter benutzt, die im Gegen- strom in Wechselstrom umgewandelt werden soll. Die satz zu steuerbaren Halbleitergleichrichtern jederzeit Batterie 10 ist an zwei in Reihe geschaltete Kondenabgeschaltet werden können und nicht erst beim satoren 12 und 14 angeschlossen. Ferner ist die Bat-Nulldurchgang des Stroms sperren. Diese bekannte terie 10 an eine Reihenschaltung angeschlossen, die Einrichtung ist viel größer, schwerer und unhand- 45 von der Anode zur Katode eines steuerbaren Halblicher als der Erfindungsgegenstand. Man benötigt leitergleichrichters 16, über eine Drosselspule 18 sobeispielsweise beim Verschalten eine sehr große An- wie über die Anode zur Katode eines steuerbaren zahl von Leitungen zwischen den einzelnen Schal- Halbleitergleichrichters 20 verläuft. Der Knotenpunkt tungseinheiten. Diese umfangreiche Verdrahtung ist 13 zwischen den beiden Kondensatoren 12 und 14 darauf zurückzuführen, daß als Schalter magnetisch 50 ist über die Primärwicklung 24 eines Transformators gesteuerte Halbleiterelemente vorgesehen sind. Außer- 22 mit der Mittelanzapfung 19 der Drosselspule 18 dem erfordert die notwendige Impulsbreitenmodula- verbunden. Der Primärwicklung 24 ist ein Kondention recht verwickelte Steuerschaltungen. sator 32 parallel geschaltet. Die Anschlüsse der einen

Es sind auch bereits mit steuerbaren Halbleiter- Sekundärwicklung 26 des Transformators 22 sind gleichrichtern (Thyristoren) arbeitende Wechselrich- 55 über die Anoden-Katoden-Strecken zugeordneter Diter bekannt, die an ihrem Ausgang rechteckförmige öden 34 und 36 an den negativen Anschluß der Bat-Spannungen abgeben (»AIEE-Transactions«, Part I, terie 10 geführt, während die Mittelanzapfung der November 1961, S. 531 bis 542). Diese Schaltungs- Sekundärwicklung 26 an den positiven Pol der Batanordnungen sind zwar sehr einfach aufgebaut, haben terie gelegt ist. Die Ausgangsleistung der Schaltung aber den Nachteil, daß sie zahlreiche höhere harmo- ⁶<> wird einer zweiten Sekundärwicklung 28 des Transnische Frequenzkomponenten enthalten, die bei vie- formators 22 entnommen und einem Verbraucher zulen Anwendungen zu Erwärmungen führen können, geführt.

beispielsweise dann, wenn sie in Verbindung mit Mo- Mit der Drosselspule 18 ist eine Wicklung 30 matoren, Transformatoren oder ähnlichen Baueinheiten gnetisch gekoppelt, die mit der Drosselspule zusambenutzt werden. Diese höheren Harmonischen kön- 65 men wie ein Transformator wirkt. Der eine Anschluß nen zwar herausgefiltert werden, um eine Leistungs- der Wicklung 30 führt über die Anoden-Katodenabgabe in einer verhältnismäßig sauberen Sinusform Strecke einer Diode 38 zum positiven Pol der Batte-ZU erzielen, jedoch sind Filter, die sich für diese rie 10, während der andere Anschluß der Wicklung

30 mit dem negativen Pol der Batterie verbunden ist. Eine Zündsignalquelle 40 gibt an zwei steuerbare Halbleitergleichrichter 16 und 20 Zündimpulse ab, die die beiden steuerbaren Gleichrichter abwechselnd in den leitenden Zustand bringen. Die Zündsignalquelle kann irgendein Impulsgenerator, beispielsweise ein Sägezahngenerator mit einem Unijunction-Transistor, ein Multivibrator oder ein ähnlicher Schaltkreis sein. Eine Primärwicklung 44 sowie Sekundärwicldungen 46 und 48 sind Wicklungen eines Transformators 42, über den die steuerbaren Halbleitergleichrichter 16 und 20 durch die Ausgangsimpulse der Zündsignalquelle 40 in den leitenden Zustand gesteuert werden. Die Punkte an den Sekundärwicklungen 46 und 48 in der F i g. 1 geben den Wicklungssinn der Sekundärwicklungen 46 und 48 an. Wie man sieht, werden die steuerbaren Halbleitergleichrichter immer abwechselnd in den leitenden Zustand gebracht.

Nun soll die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 erörtert werden, soweit sie bereits beschrieben worden ist. Wenn ein Impuls aus der Zündsignalquelle 40 den steuerbaren Halbleitergleichrichter 16 in den leitenden Zustand bringt, erniedrigt der Strom Z₁ die Spannung an der Anode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 20 auf einen Wert, der unterhalb des Nullpotentials liegt. Dadurch wird der steuerbare Halbleitergleichrichter 20 in Sperrichtung vorgespannt. Wenn dagegen ein Impuls aus der Zündsignalquelle 40 den steuerbaren Halbleitergleichrichter 20 in den leitenden Zustand schaltet, bringt der Strom /₂ die Katode des steuerbaren Halbleitergleichrichters auf eine Spannung, die höher als die positive Spannung der Batterie 10 ist. Der Steuerbare Halbleitergleichrichter 16 ist dann in Sperrrichtung vorgespannt.

Unter der Annahme, daß zu Beginn der Knotenpunkt 13 zwischen den beiden Kondensatoren 12 und 14 auf Nullpotential liegt und die Zündsignalquelle 40 den steuerbaren Halbleitergleichrichter 16 in den leitenden Zustand schaltet, werden die Kondensateren 12 und 14 auf eine Spannung aufgeladen, die etwas niedriger als die doppelte Batteriespannung ist. Dadurch wird der steuerbare Halbleitergleichrichter 20 in Sperrichtung vorgespannt und schaltet dadurch in seinen gesperrten Zustand zurück. Nach einer vorgegebenen Zeit, die durch die Impulsfolgefrequenz der Zündsignalquelle 40 bestimmt ist, wird der steuerbare Halbleitergleichrichter 20 in den leitenden Zustand geschaltet. Dann entladen sich die Kondensatoren 12 und 14 so lange über die Drosselspule 18, bis die Spannung am Knotenpunkt 13 auf einen Wert abgesunken ist, der unter dem Nullpotential liegt. Der steuerbare Halbleitergleichrichter 20 wird demzufolge wieder in Sperrichtung vorgespannt. Wenn der steuerbare Halbleitergleichrichter 16 wieder in den leitenden Zustand geschaltet wird, ist der Strom in dem Resonanzkreis, der die Drosselspule 18 und die beiden Kondensatoren 12 und 14 enthält, größer, da die Kondensatorspannung nun anfänglich unter Nullpotential liegt. Am Ende dieser Halbwelle ist die Spannung am Knotenpunkt 13 daher höher als am Ende der unmittelbar vorhergegangenen Halbwelle. Diese Wirkung dauert so lange an, bis sich ein Gleichgewichtszustand eingestellt hat und maximale und minimale Spannungen auftreten.

Die Resonanzfrequenz des bisher beschriebenen Schaltungsteiles, der normalerweise mit einem Verbraucher betrieben wird, beträgt etwa 1/(2.τ'
Dabei bedeutet L die Induktivität einer Hälfte der Drosselspule 18 und C ist die Summe der Kapazitäten der Kondensatoren 12 und 14. Wenn kein Verbraucher angeschlossen ist, beträgt diese Resonanzfrequenz etwa 1/(2.-TlZEC₁). Dabei hat L die gleiche Bedeutung wie vorher, während C₁ die Kapazität des Kondensators 32 in Reihe mit der Kombination aus den Kondensatoren 12 und 14 ist. Demzufolge ist es

ίο auf Grund des Kondensators 32 möglich, daß die Schaltung auch ohne einen Verbraucher kommutieren kann. Bei einer solchen Leerlaufbedingung fließen kürzere Stromimpulse durch die Primärwicklung 24 als bei einem Betrieb mit einem Verbraucher.

Wenn die Ausgangsspannungen am Transformator 22 ansteigen, weil sich der ß-Wert des Resonanzkreises erhöht, wird dieser Spannungsüberschuß von den Dioden 34 und 36 weggeschnitten bzw. geklippt. Die Dioden 34 und 36 führen der Batterie 10 Leistung zu, wenn die Ausgangsspannung der Schaltung über einen bestimmten Wert ansteigt, der vom Windungsverhältnis des Transformators 22 abhängt.

Um an jedem der beiden steuerbaren Halbleiter- , gleichrichter 16 oder 20 den Spannungsabfall zu begrenzen, der bei zu hoher Stromentnahme oder Kurzschluß auftreten kann, ist an die Drosselspule 18 mit Mittelanzapfung eine Wicklung 30 induktiv angekoppelt. Wenn der Spannungsabfall an der Drosselspule 18 über einen Wert ansteigt, der durch das Windungsverhältnis des Transformators 22 bestimmt ist, beginnt die Diode 38 Strom zu führen und begrenzt dadurch die Spannung.

Aus der oben gegebenen Erörterung kann man sehen, daß das Einfügen des Kondensators 32 in die Schaltung ein Kommutieren der Schaltung auch im Leerlauf möglich macht und daß die Verwendung der Wicklung 30, die an die Drosselspule 18 induktiv angekoppelt ist, in Verbindung mit der Diode 38 die Schaltung gegenüber Kurzschluß- und Leerlaufbedingungen schützt.

Der Ausgangswechselstrom der bis jetzt beschriebenen Schaltung, der in der Sekundärwicklung 28 entsteht, wird steuerbaren Halbleitergleichrichtern 52, 54, 56 und 58 zugeführt. Der Anschluß 29 der ,

Sekundärwicklung 28 ist mit der Anode des Steuer- ( baren Halbleitergleichrichters 52 und mit der Katode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 54 verbunden. Der Anschluß 27 der Sekundärwicklung ist an die Anode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 56 und an die Katode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 58 angeschlossen.

Nun soll die Wirkungsweise desjenigen Schaltungsteiles erörtert werden, der die Sekundärwicklung 28 sowie die steuerbaren Halbleitergleichrichter 52, 54, 56 und 58 enthält. An die Steuerelektroden der steuerbaren Halbleitergleichrichter 52 und 56 wird ein Impulszug angelegt, dessen Impulse während abwechselnd aufeinanderfolgender Halbwellen einer Polarität auftreten, die die Zündsignalquelle zum Zünden der steuerbaren Halbleitergleichrichter 16 und 20 abgibt. An die Steuerelektroden der steuerbaren Halbleitergleichrichter 54 und 58 wird dagegen ein Impulszug angelegt, dessen Impulse während derjenigen Zeit erzeugt werden, zu der die Zündsignal-

quelle Halbwellen der anderen Polarität abgibt. Die Wicklungen 62 und 66 sind die Sekundärwicklungen eines Transformators 60, der den steuerbaren Halbleitergleichrichtern 52 und 56 ihren Steuerimpulszug

zuführt. Die Sekundärwicklungen 64 und 68 gehören zu einem Transformator 63, der an die steuerbaren Halbleitergleichrichter 54 und 58 den anderen Steuerimpulszug anlegt. Die mit Polaritätspunkten ausgezeichneten Wicklungsenden eines Transformators haben die gleiche Momentanpolarität.

Der steuerbare Halbleitergleichrichter 52 kann nur dann leitend gemacht werden, wenn die Spannung am Anschluß 29 der Sekundärwicklung 28 positiv ist und wenn gleichzeitig an der Steuerelektrode des steuerbaren Halbleitergleichrichters 52 ein Steuerimpuls anliegt. Der steuerbare Halbleitergleichrichter 54 kann nur dann leitend gemacht werden, wenn die Spannung am Anschluß 29 negativ ist und gleichzeitig an der Steuerelektrode des Halbleitergleichrichters 54 ein Steuerimpuls anliegt. Der steuerbare Halbleitergleichrichter 56 kann nur dann in den leitenden Zustand übergehen, wenn an seiner Steuerelektrode ein Steuerimpuls anliegt und gleichzeitig die Spannung am Anschluß 27 der Sekundärwicklung 28 positiv ist. Schließlich kann der steuerbare Halbleitergleichrichter 58 nur dann in den leitenden Zustand gebracht werden, wenn an seiner Steuerelektrode ein Steuersignal anliegt und die Spannung am Anschluß 27 der Sekundärwicklung 28 negativ ist. Demzufolge muß die Frequenz der Zündinipulse zum Steuern der Halbleitergleichrichter 16 und 20 merklich niedriger als die Frequenz der Spannung sein, die an der Sekundärwicklung 28 erscheint.

Wenn also der erste Impulszug auftritt, der während der einen Halbwelle der Zündsignale aus der Zündsignalquelle 40 erzeugt wird, erscheinen an den Steuerelektroden der steuerbaren Halbleitergleichrichter 52 und 56 positive Steuersignale. Daraufhin erscheinen am Verbindungspunkt 55 aufeinanderfolgende Halbwellen positiver Polarität, deren Frequenz das Zweifache der Frequenz der Spannung an der Sekundärwicklung 28 ist und die abwechselnd von den steuerbaren Halbleitergleichrichtern 52 und 56 erzeugt werden. Während der anderen Halbwelle der Zündsignale aus der Zündsignalquelle wird der andere Impulszug erzeugt. Am Verbindungspunkt 55 treten daher nacheinander Halbwellen negativer Polarität auf, die abwechselnd von den steuerbaren Halbleitergleichrichtern 54 und 58 erzeugt werden. Wenn das Signal der Zündsignalquelle eine Rechteckwelle ist, hat die Ausgangsgröße am Verbindungspunkt 55 einen Verlauf, wie er in der F i g. 2 gezeigt ist. Wenn man diese Ausgangsgröße mit einem Kondensator 70 filtert, entsteht eine Rechteckwelle, wie sie in der F i g. 3 gezeigt ist. Wenn man in das Zündsignal noch eine variable Verzögerung einführt (wie es in Verbindung mit der Verzögerungssteuerschaltung 150 weiter unten noch beschrieben wird), hat die Ausgangsgröße am. Verbindungspunkt 55 einen Verlauf, der in der F i g. 4 gezeigt ist. Nach Filterung durch den Kondensator 70 ergibt sich daraus eine Spannung, deren Verlauf in der F i g. 5 dargestellt ist. Mit dieser Anordnung kann also die Frequenz der Ausgangsgröße erniedrigt werden, die einen rechteckförmigen, einen sinusförmigen oder auch irgendeinen anderen, Verlauf haben kann. Das hängt davon ab, zu welchen Zeitpunkten den steuerbaren Halbleitergleichrichtern 52, 54, 56 und 58 die Steuersignale zugeführt werden.

Der restliche Teil der Schaltung nach F i g. 1 weist einen Signalgenerator auf, der die Steuersignale für die steuerbaren Halbleitergleichrichter 52, 54, 56 und 58 erzeugt. Dieser Schaltungsteil wird mit einer positiven Betriebsspannung versorgt, die durch eine Vollweggleichrichtung der Spannung an der Sekundärwicklung 28 mittels Dioden 72 und 74 hergestellt wird. Diese gleichgerichtete Spannung wird noch einer Durchbruchdiode 76 zugeführt, die zweckmäßigerweise eine Zenerdiode ist. Die Katodenspannung der Zenerdiode 76 wird über die Anoden-Katoden-Strecke zweier Spannungsschutzdioden 81 und 101

ίο den Emittern 82 und 102 von Transistoren 80 und 100 als Arbeitsvorspannung zugeführt. Die Basis 84 des Transistors 80 liegt an der Katode der Zenerdiode 76, d. h., vom Verbindungspunkt 75 führt ein Widerstand 90 zur Basis 84. Außerdem ist die Basis 84 über einen Widerstand 92 geerdet. Die Basis 104 des Transistors 100 ist über einen Widerstand 110 mit dem Verbindungspunkt 75 verbunden und über einen Widerstand 112 geerdet.

Eine Signalquelle 95 gibt ihre Ausgangssignale an

so die Primärwicklung 96 eines Transformators 94 ab, dessen Sekundärwicklung 98 mit ihrem Anschluß 99 mit dem Verbindungspunkt 91 zwischen den Widerständen 90 und 92 verbunden ist, während der Anschluß 97 der Sekundärwicklung 98 an dem Verbindungspunkt 111 zwischen den Widerständen 110 und 112 liegt. Die Frequenz und der Verlauf dieser Ausgangssignale sind so gewählt, daß sich die gewünschten Wechselrichterausgangsgrößen ergeben.

Der Kollektor 86 des Transistors 80 ist über einen Kondensator 88 geerdet. Der Transistor 80 stellt zusammen mit dem Kondensator 88 ein zeitbestimmendes RC-GYiQd (Widerstands-Kondensator-Netzwerk) dar, das den Schaltzeitpunkt eines Unijunction-Transistors 114 bestimmt. Dabei ist der Emitter 116 des Unijunction-Transistors 114 mit dem Verbindungspunkt 87 zwischen dem Kollektor 86 und dem Kondensator 88 verbunden. Die eine Basis 118 des Transistors 114 ist über einen Widerstand 122 mit dem Verbindungspunkt 75 verbunden, während die andere Basis 120 über die Primärwicklung 65 des Transformators 63 geerdet ist. Der Kollektor 106 des Transistors 100 ist über einen Kondensator 108 geerdet. Der Transistor 100 stellt zusammen mit dem Kondensator 108 ein zeitbestimmendes .RC-Glied dar, das den Schaltzeitpunkt für einen Unijunction-Transistor 124 bestimmt. Der Emitter 126 des Unijunction-Transistors 124 ist mit dem Verbindungspunkt

107 zwischen dem Kollektor 106 und dem Kondensator 108 verbunden, seine eine Basis 128 ist über einen Widerstand 132 an den Verbindungspunkt 75 gelegt, während seine andere Basis 130 über die Primärwicklung 61 des Transformators 60 geerdet ist.

Nimmt man den Signalgenerator in Betrieb, so wird der normalerweise gesperrte Transistor 80 dann leitend gemacht, wenn die Spannung am Anschluß 99 der Wicklung 98 negativ wird. Zu diesem Zeitpunkt lädt sich der Kondensator 88 so lange in Richtung auf die Spannung am Verbindungspunkt 75 auf, bis am Emitter 116 eine Spannung auftritt, die den Unijunction-Transistor 114 zündet. Der Transistor 114 gibt dann an die Primärwicklung 65 und damit auch an die Sekundärwicklungen 64 und 68 einen Impuls ab. Der Transistor 100 wird leitend, wenn die Spannung am Anschluß 97 der Wicklung 98 negativ wird. Zur gleichen Zeit lädt sich der Kondensator

108 in Richtung auf die Spannung am Verbindungspunkt 75 auf, bis der Emitter 126 diejenige Spannung erhält, die zum Zünden des Unijunction-Transistors

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124 ausreicht. Damit erscheint an der Primärwicklung 61 ein Impuls und demzufolge auch an den Sekundärwicklungen 62 und 66.

Wenn an der Primärwicklung 96 des Transformators 94 kein Signal anliegt, kann keiner der steuerbaren Halbleitergleichrichter 52, 54, 56 und 58 in den stromführenden Zustand umgeschaltet werden. Demzufolge kann auch die gesamte Schaltung keine Ausgangsgrößen abgeben. Oder anders ausgedrückt: Die Zeitverzögerungen, die zwischen dem Leitendwerden der Transistoren 80 oder 100 und dem Zünden der zugeordneten Unijunction-Transistoren 114 und 124 vergehen und die durch die zeitbestimmenden /?C-Glieder hervorgerufen werden, übersteigen, sofern kein Eingangssignal anliegt, 180° einer Periode. Liegt nun an der Primärwicklung 96 ein positives Signal an, wird die Verzögerung, beispielsweise die Verzögerung zwischen dem Leitendwerden des Transistors 80 und dem anschließenden Zünden des zugeordneten Unijunction-Transistors 114, kleiner. Von einem bestimmten Wert der Leitfähigkeit des Transistors 80 ab beträgt diese Verzögerung höchstens noch 180°, da der Kondensator 88 dann schneller auf die Zündspannung des Unijunction-Transistors 114 aufgeladen wird. Wächst also die Amplitude des positiven Signals an der Primärwicklung 96 an, so nimmt der Verzögerungswinkel zwischen dem Leitendwerden eines Transistors 80, 100 und dem Zünden des zugeordneten Unijunction-Transistors 114, 124 ab. Nimmt diese Amplitude dagegen ab, wird der Verzögerungswinkel größer. Die Größe der Verzögerung zwischen dem Leitendwerden eines Transistors 80, 100 und dem Zünden des zugeordneten Unijunction-Transistors 114, 124 ist demzufolge der Signalamplitude umgekehrt proportional, die an der Primärwicklung 96 anliegt.

In der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 sind Maßnahmen vorgesehen, die die Ausgangsspannung am Verbindungspunkt 55 automatisch regulieren. Diese automatische Spannungsregulierung wird durch eine Änderung der Spannung erreicht, die an der Primärwicklung 96 erscheint; das bedeutet, daß das Ausgangssignal der Signalquelle 95 geändert wird. Zu diesem Zweck wird die Spannung, die am Abgriff eines veränderbaren Widerstandes 138 liegt, einer Verzögerungssteuerschaltung 150 zugeführt. Die Schaltung 150 kann eine Vergleichsspannungsquelle enthalten, deren Spannung mit einer der Ausgangsspannung der gesamten Anordnung proportionalen Spannung verglichen wird. Diese proportionale Spannung wird am Widerstand 138 abgenommen und dem Eingang der Schaltung 150 zugeführt. Die Vergleichsspannung wird dazu verwendet, die Treiberspannung für die aktiven Bauelemente in der Signalquelle 95 zu beeinflussen. Wenn die aktiven Bauelemente in der Signalquelle 95 Transistoren sind, kann der veränderbare Widerstand 138 in die Schaltung 150 als Bezugsbrückenschaltung für die Signalquelle 95 aufgenommen werden. Die Bezugsbrücke ist so gepolt, daß bei einem Absinken der Ausgangsspannung am Verbindungspunkt 55 unter einen vorbestimmten Wert das Ausgangssignal der Bezugsbrücke die Treibersignale für die Basen der Transistoren innerhalb der Signalquelle 95 erhöht und dadurch auch die Amplitude der Ausgangssignale der Signalquelle 95 vergrößert. Wenn dagegen die Ausgangsspannung am Verbindungspunkt 55 über einen vorbestimmten Wert ansteigt, dann erniedrigt das Ausgangssignal der Bezugsbrücke die Treibersignale für die Basen der Transistoren in der Signalquelle 95 und vermindert damit die Amplituden der Ausgangssignale der Signalquelle 95 um einen entsprechenden Wert. Bezugsbrückenschaltungen sind bekannt, so daß auf

ίο diese Schaltungen nicht näher eingegangen zu werden braucht.

Es soll bemerkt werden, daß die Ausgangsspannung der Schaltung nach F i g. 1, wenn sie als Wechselrichter betrieben wird, auch durch eine Frequenzänderung am Transformator 22 geregelt werden kann. Die Breite der Ausgangsimpulse des Wechselrichters kann auch durch eine entsprechende Wahl der Werte von L und C beeinflußt werden. Man kann daher als Ausgangsgröße eine fast sinusförmige Schwingung erzeugen, wie es in der F i g. 6 gezeigt ist, deren Frequenz mit der Frequenz der Steuersignale übereinstimmt, die an die Steuerelektroden der steuerbaren Halbleitergleichrichter 16 und 20 angelegt werden. Man kann aber auch eine quasi-sinusförmige Ausgangsgröße von niedrigerer Frequenz erzeugen, wie es beispielsweise in der F i g. 7 zu sehen ist. In diesen Beispielen sind die Impulsbreiten durch diejenigen Werte bestimmt, die für L und C ausgewählt wurden. Die Ausgangsleistung der Schaltung nach F i g. 1 nimmt proportional mit einer Verringerung der Frequenz der Steuerimpulse ab, die den Steuerelektroden der steuerbaren Halbleitergleichrichter 16 und 20 zugeführt werden. Man kann die Ausgangsspannung der Schaltung also nicht nur mit Hilfe des veränderbaren Widerstandes 138 und der Verzögerungssteuerschaltung 150, sondern auch mit Hilfe des veränderbaren Widerstandes 136 regulieren. In diesem Falle kann die Zündsignalquelle 40 ein magnetisch gekoppelter Multivibrator sein, dessen Ausgangsspannung innerhalb gewisser Grenzen seiner Arbeitsspannung konstant ist, dessen Frequenz aber von seiner Arbeitsspannung abhängt.

Die vom Widerstand 136 abgefühlte Ausgangsspannung kann einer Bezugsbrückenschaltung in der Zündsignalquelle 40 zugeführt werden, die so gepolt ist, daß eine zu große Ausgangsspannung eine Verminderung der Arbeitsspannung für die Zündsignalquelle 40 und eine zu niedrige Ausgangsspannung eine Erhöhung der Arbeitsspannung für die Zündsignalquelle 40 hervorruft.

Die Anordnung nach F i g. 1 kann auch als Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler arbeiten. In diesem Fall brauchen nur die steuerbaren Halbleitergleichrichter 52 und 56 verwendet zu werden. In diesem Fall tritt am Verbindungspunkt 55 eine Spannung auf, die durch Vollweggleichrichtung der Spannung an der Sekundärwicklung 28 gewonnen wird. In diesem Fall kann man die Spannung mit Hilfe des Kondensators 70 filtern, so daß man einen Gleichstrom mit einem verhältnismäßig niedrigen Wechselstromanteil erhält. Um die Steuersignale mit der Spannung an der Sekundärwicklung 28 zu synchronisieren, kann die Signalquelle 95 von einem Teil der Spannung an der Sekundärwicklung 28 angesteuert werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

1 2 schlossenen Kommutators derart gesteuert, daß die Patentansprüche: beiden Quecksilberdampfgleichrichter abwechselnd Halbwellenfolgen gleicher Polarität des Wechsel-

1. Schaltungsanordnung zur Umformung einer Stroms hoher Frequenz durchlassen. Diese Halbwel-Gleichspannung in eine Wechselspannung beliebi- 5 lengruppen gleicher Polarität durchfließen auch die ger Kurvenform und veränderbarer Frequenz, mit den Quecksilberdampfgleichrichtern in Reihe Heeinschließlich der Frequenz Null, bei der an die genden Primärwicklungen des Ausgangstransforma-Gleichspannungsquelle Gleichrichter in Verbin- tors, an dessen Sekundärwicklung infolge des gegendung mit Resonanzkreisen angeschlossen sind, sinnigen Wicklungssinns der Primärwicklungen eine denen ein Transformator nachgeschaltet ist, an io Wechselspannung niedriger Frequenz auftritt, deren dessen Sekundärwicklung steuerbare Gleichrichter Halbwellen jeweils von einer Halbwellenfolge gleicher angeschlossen sind, d ad u rc h gekennzeich- Polarität der Wechselspannung hoher Frequenz genet, daß an die Gleichspannungsquelle (10) an- bildet werden. Um auch die Halbwellen entgegengegeschlossene steuerbare Halbleitergleichrichter setzter Polarität des Wechselstroms hoher Frequenz (16, 20) durch eine Zündsignalquelle (40) abwech- 15 auszunutzen, kann dieser bekannten Anordnung eine selnd in den stromführenden Zustand schaltbar gleichartig aufgebaute Schaltung parallelgeschaltet sind, daß die Sekundärwicklung (22) an eine als werden, die dann eine zweite Wechselspannung nied-Antiparallelschaltung ausgebildete Vollweggleich- riger Frequenz liefert.

richterschaltung aus steuerbaren Halbleitergleich- Durch diese bekannte Schaltungsanordnung ist es richtern (52, 54, 56, 58) angeschlossen ist und daß 20 zwar bereits bekannt, einen Gleichstrom in einen eine mit der doppelten Frequenz der Wechsel- Wechselstrom beliebiger Frequenz dadurch umzuspannung hoher Frequenz gespeiste und durch formen, daß der Gleichstrom zunächst in eine Wechdas Steuersignal einer Signalquelle (95) gesteuerte selspannung hoher Frequenz und anschließend diese Zündimpulsverzögerungsanordnung mit den zu- Wechselspannung hoher Frequenz in eine Wechselletzt genannten steuerbaren Halbleitergleichrich- 25 spannung niedriger Frequenz umgeformt wird, jedoch tern (52, 54, 56, 58) verbunden ist. ist diese Schaltungsanordnung wegen ihres hohen Ge-

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, da- wichts und Aufwands für zahlreiche Anwendungsfälle durch gekennzeichnet, daß ihre auf einen vorge- unbrauchbar.

gebenen Wert zu regelnde Ausgangsspannung Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zu-

einer der Signalquelle (95) vorgeschalteten Ver- 30 gründe, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, durch zögerungssteuerschaltung (150) zuführbar ist. die der Bau von Wechselrichtern möglich ist, die bei

regelbarer Ausgangsspannung und beliebiger Kurven-

form der erzeugten Wechselspannung bedeutend

leichter an Gewicht und weniger aufwendig sind und 35 weniger komplizierte Schaltkreise erfordern als bisher

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsan- bekannte Ausführungen.

Ordnung zur Umformung einer Gleichspannung in Ausgehend von der eingangs beschriebenen Schaleine Wechselspannung beliebiger Kurvenform und tungsanordnung wird diese Aufgabe nach der Erfinveränderbarer Frequenz, einschließlich der Frequenz dung dadurch gelöst, daß an die Gleichspannungs-Null, bei der an die Gleichspannungsquelle Gleich- 40 quelle angeschlossene steuerbare Halbleitergleichrichter in Verbindung mit Resonanzkreisen ange- richter durch eine Zündsignalquelle abwechselnd in schlossen sind, denen ein Transformator nachgeschal- den stromführenden Zustand schaltbar sind, daß die tet ist, an dessen Sekundärwicklung steuerbare Gleich- Sekundärwicklung an eine als Antiparallelschaltung richter angeschlossen sind. ausgebildete Vollweggleichrichterschaltung aus steuer-

Eine derartige Schaltungsanordnung ist grundsätz- 45 baren Halbleitergleichrichtern angeschlossen ist und lieh bekannt. So ist in der deutschen Patentschrift daß eine mit der doppelten Frequenz der Wechsel-426 946 eine Schaltungsanordnung beschrieben, bei spannung hoher Frequenz gespeiste und durch das der zur Erzeugung des Wechselstroms hoher Frequenz Steuersignal einer Signalquelle gesteuerte Zündimpulsaus dem Gleichstrom ein gitterloses Quecksilber- verzögerungsanordnung mit den zuletzt genannten dampfentladungsgefäß über eine zur Strombegren- 5° steuerbaren Halbleitergleichrichtern verbunden ist.
zung dienende Drosselspule an die Gleichspannungs- Der besondere Vorteil der anmeldungsgemäßen

quelle angeschlossen ist. Parallel zum Gleichrichter Lösung besteht darin, daß erstens an Stelle eines liegt eine Reihenschaltung, bestehend aus einem gitterlosen Quecksilberdampfentladungsgefäßes bei Schwingkreis und der Primärwicklung eines Trans- der bekannten Anordnung zur Umformung der formators. Die an der Sekundärwicklung des Trans- 55 Gleichspannung in die Wechselspannung hoher Freformators auftretende Wechselspannung hängt von quenz Thyristoren verwendet werden, die ihre Zündder Resonanzfrequenz des Schwingkreises ab. Zur impulse von einer Zündsignalquelle erhalten, wodurch Umformung des Wechselstroms hoher Frequenz in die Frequenz der weiter umzuformenden Wechseiden Wechselstrom niedriger Frequenz sind zwei spannung verändert werden kann und eine Gleichgleichsinnig parallelgeschaltete gittergesteuerte Queck- 60 spannung bestimmter Höhe zur Zündung des gittersilberdampfgleichrichter über je eine Primärwicklung losen Entladungsgefäßes nicht erforderlich ist. Zweieines Ausgangstransformators mit der Sekundärwick- tens werden im Gegensatz zu der bekannten Schallung des den Wechselstrom hoher Frequenz liefern- tung beide Halbwellen der Wechselspannung hoher den Transformators verbunden. Die beiden Primär- Frequenz zur Bildung der Wechselspannung niedriwicklungen sind dabei mit entgegengesetztem Wick- 65 ger Frequenz ausgenutzt. Durch die Maßnahmen zur lungssinn geschaltet. Die beiden gittergesteuerten Zündung der Halbleitergleichrichter kann die erfin-Quecksilberdampfgleichrichter werden über ihre Git- dungsgemäße Schaltung außerdem entsprechend dem ter mittels eines an eine Gleichspannungsquelle ange- Momentanwert einer Steuersignalspannung eine An-