DE1196731B - Nichtreziproke Einrichtung fuer elektro-magnetische Wellenenergie - Google Patents
Nichtreziproke Einrichtung fuer elektro-magnetische WellenenergieInfo
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- H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
- H01P1/36—Isolators
- H01P1/365—Resonance absorption isolators
Description
BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. Cl.:
Nummer:
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Auslegetag:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:
HOIp
H03h
Deutsche Kl.: 21a4-74
W29293IXd/21a4
19. Januar 1961
15. Juli 1965
19. Januar 1961
15. Juli 1965
Die Erfindung bezieht sich auf breitbandige, nichtreziproke Einrichtungen für elektromagnetische
Wellenenergie.
Es ist bekannt, ein Element aus gyromagnetischem Material, wie Ferrit, im Fortpflanzungsweg elektromagnetischer
Wellenenergie asymmetrisch zu deren Feldbild anzuordnen und dieses Material so weit
vorzumagnetisieren, daß es bei der Frequenz der zugeführten Wellenenergie im gyromagnetischen
Sinne in Resonanz kommt. Wenn in der einen Richtung fortschreitende Mikrowellen einem solchen
Weg zugeführt werden, werden sie stark gedämpft. Wenn sie jedoch in der anderen Richtung fortschreiten,
wird keine oder nur eine geringe Dämpfung beobachtet. Derartige Einrichtungen sind in der
Technik als Isolatoren bekannt. Wenn andererseits das Element mit einer Feldstärke vormagnetisiert
wird, die von der für die Resonanz erforderlichen abweicht, bringt die Einrichtung eine nichtreziproke
Phasenverschiebung hervor. Bei Verwendung als Isolator oder als Phasenschieber ist es oftmals erwünscht,
daß die Wirkungen in jeder Richtung so groß wie möglich sind, daß sie so verschieden wie
möglich sind und daß sie möglichst unabhängig von der Frequenz sind.
Die nichtreziproken Eigenschaften der obigen Einrichtungen leiten sich von der Tatsache her, daß
in einem rechteckigen Wellenleiter eine zur schmalen Wand parallele Ebene vorhanden ist, in der das
hochfrequente magnetische Feld der im Leiter geführten Energie eine Querkomponente und eine
Längskomponente aufweist, die gleiche Amplituden haben. Die beiden Komponenten sind um 90° phasenverschoben,
so daß das Gesamtfeld zirkulär polarisiert ist und für die eine Fortpflanzungsrichtung entlang
des Leiters sich im einen Sinn und für die entgegengesetzte Fortpflanzungsrichtung sich im entgegengesetzten
Sinn dreht. In dieser Ebene angeordnetes gyromagnetisches Materials wirkt in verschiedener
Weise mit den Komponenten zusammen, die sich im entgegengesetzten Sinn drehen. Die Lage
dieser Ebene hängt jedoch von der Frequenz der Wellenenergie ab, so daß ein festes Element ein
frequenzabhängiges Verhältnis von Komponenten aufweist, die in gewünschtem Sinn rein zirkulär
polarisiert sind und einer Minderheit von Komponenten, die sich in einem zum bevorzugten und vorherrschenden
entgegengesetzten Sinn drehen. Da diese Minderheitskomponenten die nichtreziproke
Wirkung in der Einrichtung verschlechtem, indem sie die Varwärtsdämpfung in einem Isolator erhöhen
und das Isolationsverhältnis herabsetzen, macht ihr Nichtreziproke Einrichtung für elektromagnetische
Wellenenergie
Anmelder:
Western Electric Company Incorporated,
New York, N-Y. (V. St. A.)
Vertreter:
Dipl.-Ing. H. Fecht, Patentanwalt,
Wiesbaden, Hohenlohestr. 21
Wiesbaden, Hohenlohestr. 21
Als Erfinder benannt:
William Walter Anderson, Florham Park, N. J.;
Marion Ernest Hines, Summit, N. J. (V. St. A.)
Marion Ernest Hines, Summit, N. J. (V. St. A.)
ao Beanspruchte Priorität:
V. St.V.Amerika vom 3.Februar 1960 (6393) --
Vorhandensein die Einrichtung im hohen Maß frequenzempfindüch.
Es sind Versuche gemacht worden, die Frequenzunabhängigkeit zu verbessern, indem ein Element
aus nichtmagnetischem Material mit einer verhältnismäßig hohen Dielektrizitätskonstanten angrenzend
an das gyromagnetische Element angeordnet ist, um die magnetischen Feldkomponenten der durch das
Element gehenden Welle zu stören, so daß zusätzliche Komponenten entstehen, welche die sich im
vorherrschenden Sinn drehende zirkuläre Polarisation verstärken. Wenn somit das. gyromagnetische
Element richtig angeordnet wird, so daß die gewünschte zirkuläre Polarisation im gyromagnetischen
Element verstärkt wird, beobachtet man eine entsprechende Erhöhung der nichtreziproken Wirkung
und eine Herabsetzung der Frequenzempfindlichkeit.
Beispiele für diese Art der Verbesserung sind in
einem Aufsatz »A High Average Power Broad-Band Ferrite Load Isolator for S-Band« von E. W.
Skomal in dem IRE Transactions on Microwave
Theory and Techniques, Ianuar 1959, S. 174, beschrieben.
Das Ausmaß der durch den oben beschriebenen Effekt erzielbaren Verbesserung ist durch die Tatsache
begrenzt, daß die Störung ein örtlicher Effekt bleiben muß, der auf die unmittelbare Nachbarschaft
der kapazitiven Belastung begrenzt ist. Die Belastung
509 600/289
darf keine wesentliche Verlangsamung der Wellenfortpflanzung bewirken, die weiterhin eine Geschwindigkeit
aufweist, die nur wenig geringer als diejenige der unbelasteten Übertragungsanordnung ist. Wenn
die Belastung zu sehr erhöht wird, kann das Feldbild derart gestört werden, daß das Gebiet der zirkulären
Polarisation nicht mehr einfach definiert ist und die Orientierung der Polarisationsebene nicht gleichmäßig
ist.
Es ist eine Einrichtung der in Rede stehenden Art bekannt, bei der ein im Hohlleiter axial versetzt angeordneter
Ferrit selbst eine lokale Störung erzeugt, die davon abhängt, ob das Produkt der Permeabilität
und der Dielektrizitätskonstante von dem des den Ferritkörper umgebenden Medium verschieden oder
gleich ist. Zur Erhöhung der Belastung und damit zur Erhöhung der nichtreziproken Wirkung sind
hierbei mehrere parallel zum Ferrit und senkrecht zur Richtung der elektrischen Polarisation angeordnete
Flügel aus Widerstandsmaterial vorgesehen. Der Ferritkörper wird bei der bekannten Einrichtung
durch ein im wesentlichen homogenes Magnetfeld magnetisiert. Diese bekannte Einrichtung weist zwar
eine gute Richtungsabhängigkeit der Dämpfung bei gedrängter Bauart auf, sie ist aber recht frequenzabhängig.
Demgemäß ist es Aufgabe der Erfindung, die Bandbreite der nichtreziproken Wirkung von Einrichtungen,
die magnetisch polarisierte Elemente aus gyromagnetischem Material aufweisen, zu erhöhen.
Hierzu wird ausgegangen von einer nichtreziproken Einrichtung für elektromagnetische Wellenenergie
mit einer Wellenleiteranordnung mit wenigstens zwei gegenüberliegenden, flachen, leitenden Flächen zum
Aufnehmen einer elektromagnetischen Welle in einer Schwingungsart, bei der das elektrische Feld quer zu
Ebenen, die sich längs der Achse des Wellenleiters erstrecken, vorherrscht und bei der das magnetische
Feld Schleifen bildet, die in diesen Ebenen liegen, mit einem Element aus gyromagnetischem Material,
das sich in dem Wellenleiter längs der Richtung der Wellenausbreitung erstreckt, und mit einer kapazitiven
Belastung nahe diesem Element, und die Lösung der vorstehend beschriebenen Aufgabe besteht
gemäß der Erfindung darin, daß die kapazitive Belastung eine Dielektrizitätskonstante hat, die so hoch
ist, daß die Phasengeschwindigkeit der sich längs der Anordnung ausbreitenden Wellenenergie so weit
verringert wird, daß sie kleiner als die Phasengeschwindigkeit der Wellenenergie im freien Raum
ist, daß das magnetische Feld der Wellenenergie außerhalb der dielektrischen Belastung zirkulär
polarisiert ist und daß das gyromagnetische Element durch ein Feld inhomogen vorgespannt wird, das
nahe der kapazitiven Belastung intensiver als im Abstand von der kapazitiven Belastung ist.
Es wird also eine Übertragungsleitung so weit kapazitiv belastet, daß die Fortpflanzungsgeschwindigkeit
der Wellenenergie auf eine Geschwindigkeit verlangsamt wird, die mehrere Male geringer als die
Geschwindigkeit im freien Raum ist. Man hat festgestellt, daß eine derartige belastete Übertragungsleitung
eine neue Fortpflanzungsform führt, die ein hochfrequentes magnetisches Feld aufweist, das an
jeder Stelle außerhalb des Belastungsmittels in einem sehr breiten Band im wesentlichen zirkulär polarisiert
ist. In dieses Feld wird dann ein nichthomogenes vormagnetisiertes gyromagnetisches Material mit
einer großen Querabmessung eingebracht, wodurch breitbandige gyromagnetische Effekte erhalten
werden.
Als kapazitive Belastung kann ein dielektrisches Element hoher Dielektrizitätskonstante vorgesehen
werden. Bei anderen Ausführungen kann das kapazitive Belastungsmittel durch leitende Stifte oder
kapazitive Dioden, insbesondere Tunneldioden, gebildet sein. Ein Merkmal der letztgenannten Ausführung
besteht darin, daß sie sich für eine Verstärkung unter Ausnutzung des negativen Widerstandsbereiches
der Tunneldioden eignet. Mit Widerstand behaftete Seitenwände können bei einer Parallelplatten-Übertragungsleitung verwendet werden,
um die Einrichtung bei niedrigen Frequenzen zu stabilisieren.
Im folgenden sind Ausführungsbeispiele der Erfindung an Hand der Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 ist eine perspektivische Ansicht einer
Fig. 1 ist eine perspektivische Ansicht einer
ao bevorzugten Ausführung der Erfindung, welche die Anordnung des kapazitiv belasteten dielektrischen
Elements und der gyromagnetischen Elemente in einem rechteckigen Hohlleiter zeigt;
Fig. 2A und 2B stellen für die Erklärung die
magnetische Feldverteilung über die Breiteabmessung eines unbelasteten Leiters und des belasteten
Leiters der F i g. 1 dar;
Fig. 3 bis 5 zeigen Querschnittsansichten von Abänderungen der Ausführung der Fig. 1.
In Fig. 1 ist als Ausführungsbeispiel der Erfindung eine nichtreziproke Einrichtung dargestellt, die
entweder als Isolator oder als Phasenschieber betrieben werden kann. Zuerst sei angenommen, daß
sie als Isolator arbeitet. Die Anordnung besteht aus einem Teil 10 eines leitenden rechteckigen Hohlleiters,
der in den Weg einer linear polarisierten Wellenenergie gebracht wird, die eine Isolierung erfordert,
z. B. zwischen einer Quelle und einer Belastung. Der Leiter 10 weist leitende breite Wände
mit einer inneren Querabmessung auf, die wenigstens eine halbe Wellenlänge der zu leitenden Energie
beträgt, ferner eine schmale Abmessung, die merklich geringer als die Hälfte der breiten Abmessung
ist, wie es den üblichen Bemessungslehren entspricht.
Bei der dargestellten besonderen Ausführung ist der Leiter 10 dadurch kapazitiv belastet, daß im
Leiter ein axial angeordnetes langes Element 14 aus nichtmagnetischem, nichtleitendem, dämpfungsarmem
Material angebracht ist, das eine sehr hohe Dielektrizitätskonstante und so große Abmessungen
aufweist, daß die Fortpflanzungsgeschwindigkeit der Wellenenergie im Leiter mehrere Male kleiner als
diejenige eines unbelasteten Leiters ist. In der Praxis hat man festgestellt, daß ein Material, wie Titandioxyd,
mit Dielektrizitätskonstanten in der Größenordnung von 100 bis 160 besonders geeignet ist. Da
es erwünscht ist, daß die Konzentration der dielektrischen Belastung so groß wie möglich ist, soll das
Element 14 eine Höhe haben, die gleich der Höhe des Leiters 10 ist, ferner die kleinstmögliche Breite
für den erforderlichen Grad an Wellenverlangsamung. Die volle Höhe ist ferner vorzuziehen, weil ein
dielektrisches Element mit teilweise Höhe dazu neigt sich zu verbiegen und das Feldbild in einer Weise
zu stören, die für die Ausbildung der nachfolgend zu schildernden Feldverteilung schädlich ist.
Auf beiden Seiten des Elements 14 sind lange gyromagnetische Elemente 12 und 13 angeordnet,
die an der Bodenwand 11 des Leiters 10 entlanglaufen. Die Elemente 12 und 13 haben jeweils einen
dünnen Querschnitt von rechteckiger Form, mit einer großen Breite, die einen wesentlichen Teil der
Wellenleiterbreite parallel zur Wand 11 einnimmt. In Längsrichtung des Leiters 10 erstrecken sich die
Elemente 12 und 13 über mehrere Wellenlängen. Der übrige Teil des Leiters 10 ist mit einem dielektrischen
Mittel von niedriger Dielektrizitätskonstante angefüllt, die wesentlich kleiner als die Dielektrizitätskonstante
eines der Elemente 12 und 13 oder des Elements 14 ist, z. B. mit Luft.
Das Material der Elemente 12 und 13 weist derartig elektrische und magnetische Eigenschaften auf,
wie sie in der mathematischen Untersuchung von D. Polder im Philosophical Magazine, Januar 1949,
Bd. 40, S. 99 bis 115 beschrieben sind. Insbesondere
können die Elemente 12 und 13 aus einem nichtleitenden ferromagnetischen Material bestehen. Zum
Beispiel können sie aus Eisenoxyd mit einem der Oxyde eines oder mehrerer zweiwertiger Metalle
bestehen, z. B. Nickel, Magnesium, Zink, Mangan und Aluminium, die in einer Spinellkristallanordnung
kombiniert sind. Dieses Material ist als ferromagnetisches Spinell oder als Ferrit bekannt. Andererseits
können sie aus einem der ferromagnetischen Granatmaterialien bestehen. Manchmal werden diese
Materialien zunächst pulverisiert und dann mit einem kleinen Prozentsatz eines plastischen Bindematerials
geschmolzen. Nachfolgend soll für das Material ausschließlich der Ausdruck »Ferrit« verwendet werden,
doch können selbstverständlich gleichwertige Materialien mit ähnlichen gyromagnetischen Eigenschaften
zur Ausführung der Erfindung verwendet werden.
Die Elemente 12 und 13 sind ungleichmäßig vormagnetisiert oder durch ein außen angelegtes magnetisches
Querfeld in entgegengesetzten Richtungen polarisiert, das rechtwinklig zur Fortpflanzungsrichtung
der Wellenenergie liegt. Wie dargestellt, wird dieses Feld von einer C-förmigen Anordnung geliefert,
die aus einem magnetischen Kern 17 mit den Polen N und 5 besteht, welche an der Bodenwand
11 des Leiters 10 anliegen. Auf dem Kern 17 können Drahtwindungen aufgewickelt sein und mit einer
Potentialquelle verbunden werden, um ein Magnetisierungsfeld mit dieser Polarität zu erzeugen, oder
der Kern 17 kann permanent magnetisiert sein. Die Verteilung des durch derartige Pole hervorgebrachten
Feldes ist im Material der Elemente 12 und 13 nicht gleichmäßig, weil die Teile der Elemente in der Nähe
der Mitte des Leiters 10 infolge des kürzeren Weges 15' zwischen den Polen N und S eine viel größere
Feldstärke als die Teile in der Nähe der schmalen Wände des Leiters 10 infolge des längeren Wegs 15"
haben. Da die Elemente 12 und 13 dünn und auf der Wand 11 angrenzend an die Pole angeordnet
sind, ist das Feld innerhalb der Elemente im wesentlichen geradlinig und liegt senkrecht zur magnetischen
Ebene des Leiters 10. Das Feld kann auch durch Polanordnungen mit anderem geeignetem
physikalischem Aufbau hervorgebracht werden. In den nachfolgenden Figuren ist dieses Feld schematisch
durch einen mit HDC bezeichneten Vektor angedeutet.
Die Theorie und die Arbeitsweise der Ausführung der F i g. 1 lassen sich am besten unter Bezugnahme
auf Fig. 2A und 2B erklären. Fig. 2A zeigt das
herkömmliche hochfrequente magnetische Feldbild der Grundwellenform in einem unbelasteten rechteckigen
Hohlleiter. Das magnetische Feld bietet Schleifen, welche in Ebenen, parallel zur breiten
Abmessung des Leiters liegen. Die Amplitude der Querkomponente Hx des Feldes ist an den schmalen
Wänden Null und entlang der Mittelebene 16 parallel zu den schmalen Wänden ein Maximum. Die Amplitude
der Längskomponente Hy ist an den schmalen Wänden ein Maximum und entlang der Mittelebene
16 Null. In zwei besonderen Längsebenen 17 und 18, die auf jeder Seite einen Abstand χ von der Mittelebene
16 haben und sich parallel zu dieser erstrecken, haben Hx und Hy gleiche Amplituden. Da diese
Komponenten 90° gegeneinander phasenverschoben sind, erzeugt ihre Summe ein magnetisches Feld, das
zirkulär polarisiert ist und das sich im Raum in einem Sinn dreht, wenn sich die Welle in einer
Richtung entlang des Leiters fortpflanzt, und im entgegengesetzten Sinn, wenn sich die Welle in der entgegengesetzten
Richtung fortpflanzt. Die genaue Lage der Ebenen 17 und 18 ist eine Funktion der
Frequenz, wie es eingehend im Bell System Technical Journal, Januar 1955, auf Seite 50 an Hand der
Fig. 20 geschildert ist.
Insbesondere können die Gleichungen für die Querkomponente Hx und die Längskomponente H3,
dargestellt werden durch:
Hy = A sin β χ cos (co / — yy),
1
1
Hx= ±A
cos/9χ sin (ω ί — yy), (2)
— 1
wobei A eine willkürliche Konstante ist, die von der Energie in der Welle abhängt, ν die Phasengeschwindigkeit
der Welle, c die Geschwindigkeit im freien Raum, ω die Winkelfrequenz, t die Zeit, 7 die Fortpflanzungskonstante
in Längsrichtung und β die Fortpflanzungskonstante in Querrichtung. Für diese Fortpflanzungsform
ist es üblich, eine Phasengeschwindigkeit ν zu haben, die größer ist als die Geschwindigkeit
des freien Raums c. Eine zirkuläre Polarisation des magnetischen Feldes erfordert, daß
sin/?* =
cos β χ
-1
da dies nur für einen einzigen Wert für χ bei einer gegebenen Frequenz auftreten kann, ist die Lage des
Gebiets mit frequenzabhängiger reiner zirkularer Polarisation sehr eng begrenzt.
Fig. 2B zeigt das Feldbild derselben Wellenr
energie in einem Hohlleiter mit denselben Abmessungen wie in Fig. 2A, jedoch mit Ausnahme davon,
daß der Leiter der Fig. 2B durch ein dielektrisches
Element 14 kapazitiv belastet ist, so daß die Fortpflanzungsgeschwindigkeit etwa ein Drittel bis
ein Viertel derjenigen des unbelasteten Leiters der Fig. 2A ist.
Das magnetische Feld bildet immer noch Schleifen,
jedoch sind die Formen der Schleifen im Gebiet außerhalb der kapazitiven Belastung sehr stark verändert,
so daß nunmehr in jeder Ebene außerhalb der Mittelebene 16 bei allen Werten von χ die
Werte Hx und Hy im wesentlichen gleich sind. Diese
beiden Komponenten haben weiterhin die richtige
Phasenlage, um beim Fortschreiten der Welle eine zirkulare Polarisation zu erzeugen. Zum Beispiel ist
in einer willkürlichen Ebene 19 der Fig. 2B mit
einem Abstand x' von der Ebene 16 Hx nahezu gleich
H31', ebenso ist in einer anderen Ebene 20 mit einem
Abstand x" von der Mitte, der größer als x' ist, der
Wert Hx" nahezu gleich H3,", Die Intensität von Hx
und Hy nimmt exponentiell mit χ ab, so daß eine
maximale Intensität am Element 14 vorhanden ist, während sie sich an den schmalen Wänden des Leiters
10 dem Wert Null nähert. Dieser Zustand kann durch Gleichungen geschrieben werden, die den
Gleichungen (1) und (2) entsprechen:
Hκ = Ae~ ßx cos (o) tyy),
e-Pxsin((ot — yj). (5)
Es sei bemerkt, daß die Änderung mit χ nunmehr für die beiden Komponenten Hx und Hy die gleiche
ist. Für eine vollkommene zirkulare Polarisation ist daher nur erforderlich, daß
= 1
Offensichtlich ist es unmöglich, diese Bedingung bei jeder Frequenz genau zu erfüllen, jedoch wird
für alle Frequenzen, für die —durch die kapazitive
Belastung klein gemacht wird, z. B. etwa ein Drittel oder weniger, die Bedingung der zirkulären Polarisation
nahezu erfüllt. Eine wesentliche Elliptizität besteht nur bei kleineren Frequenzen, bei denen die
Differenz zwischen der Wellengeschwindigkeit und der Geschwindigkeit des freien Raums klein ist und
in der Nähe der äußeren leitenden Begrenzung. Damit ist das Gebiet der wichtigen zirkulären Polarisation
von einer verhältnismäßig schmalen Ebene im wesentlichen auf das gesamte Feldbild außerhalb
des Belastungsmittels ausgedehnt. Da die höheren Frequenzen in größerem Ausmaß in die Belastung
hineingezogen werden als die niederfrequenten Komponenten, werden die höheren Frequenzen mehr auf
Gebiete in der Nähe des Belastungsmittels konzentriert, während sich die niedrigen Frequenzen sich
mehr zu den leitenden Seitenwänden hin ausdehnen.
Infolgedessen erhalten bei der Ausführung der Fig. 1 die Ferritelemente 12 und 13 breite Querabmessungen
und werden durch ein Feld vormagnetisiert, das in der Mitte stärker ist, um eine gyromagnetische
Resonanz bei den dort konzentrierten höheren Frequenzen zu erzeugen, während es in den
äußeren Teilen weniger stark ist, um eine gyromagnetische Resonanz bei den tieferen Frequenzen
hervorzubringen. Da sich der Sinn der zirkulären
Polarisation für das gesamte Gebiet mit einer Umkehr der Richtung der Fortpflanzung umkehrt, erhält
man eine wirksame breitbandige nichtreziproke Isolatorwirkung.
Das oben definierte Feldbild kann in einem rechteckigen leitend begrenzten Hohlleiter in der durch
die Gleichungen (4) und (5) definierten genauen Form nur vorhanden sein, wenn die Breiteabmessung
in bezug auf den Grad der Belastung so groß ist, daß das gesamte Feldbild, wie es in Fig. 2B dargestellt
ist, sich auswirken kann, ohne daß die Form der magnetischen Feldlinien durch die Nähe der
schmalen leitenden Wände beeinflußt wird. In der Praxis ist jedoch die Arbeitsweise befriedigend, wenn
diese schmalen Wände nur dort auftreten, wo im Vergleich zu den Feldern in der Nähe der Mitte
Felder von geringer Intensität oder niedriger Frequenz vorhanden sind. Wenn diese beiden Bedingungen
erfüllt sind, werden die leitenden Seitenbegrenzungen unnötig, wenn man davon absieht, daß
sie eine Abschirmung gegen äußere Störungen darstellen, und sie können entfernt werden. Die Anord-
xs nung wird dann der üblichen Übertragungsleitung
mit parallelen Platten sehr ähnlich.
Jedoch kann die stark belastete Anordnung in zahlreichen unerwünschten schädlichen Wellenformen
erregt werden und diese weiterleiten, insbesondere
so bei niedrigeren Frequenzen. Daher ist es an Stelle
des gänzlichen Weglassens der Seitenbegrenzungen vorzuziehen, sie durch elektrisch dämpfende Begrenzungen
zu ersetzen, welche die schädlichen Wellenformen absorbieren oder ihre Fortpflanzung verhin-
s»5 dem. Diese Abänderung ist in Fig. 3 dargestellt,
in der elektrisch dämpfende oder mit Widerstand behaftete Teile 31 und 32, die aus irgendeinem geeigneten
Material, wie aus mit Kohle imprägniertem plastischem Material bestehen, die gegenüberliegenden
Längskanten der parallelen Platten 33 und 34 miteinander verbinden.
Fig. 3 zeigt auch eine andere Form der kapazitiven
Belastung, welche die elektrische Belastung der Fig. 1 ersetzen kann. Die dargestellte andere
Form besteht aus einer Vielzahl von dünnen, leitenden Stäben oder Fingern 35 mit geringem Abstand,
die sich über einen wesentlichen Teil des Zwischenraums zwischen den Platten 33 und 34 von der mittleren
Längslinie der Platte 33 aus erstrecken. Wenn sie richtig bemessen wird, ergibt diese Anordnung
eine kapazitive Belastung für die sich zwischen den Platten 33 und 34 fortpflanzende Wellenenergie und
setzt deren Fortpflanzungsgeschwindigkeit herab, wie es durch die Erfindung gefordert wird. Beim Aufbau
einer derartigen Anordnung soll dafür gesorgt werden, daß die entsprechende Reaktanz vorherrschend
kapazitiv ist. Ebenso können andere gleichwertige, Wellen verlangsamende Kreise benutzt werden,
von denen bekannt ist, daß sie eine kapazitive Belastung ergeben.
Ein weiterer Weg zur Erzielung einer großen kapazitiven Belastung ist in Fig. 4 dargestellt. Hier
ist eine Vielzahl von Halbleiterdioden von denen bekannt ist, daß sie eine hohe Kapazität am Übergang
aufweisen, in Längsrichtung zwischen den Mittellinien der Platten 33 und 34 verteilt. Das geeignete
halbleitende Material 39 kann in Punkten oder Vertiefungen 36 in der Platte 34 angeordnet
werden, wobei es von den leitenden Elementen 37 berührt wird. Da die Platten 33 und 34 durch die
Widerstandsteile 31 und 32 bereits elektrisch gegeneinander isoliert sind, kann die notwendige Gleichspannung
leicht an die Dioden 37 bis 39 angelegt werden, indem eine Spannungsquelle 38 zwischen
den Platten 33 und 34 angeschlossen wird.
An Stelle der diskreten Punktdioden der Fig. 4 kann eine fortlaufende Banddiode, wie sie in Fig. 5
dargestellt ist, die erforderliche kapazitive Belastung
i 196
ergeben. Ein dünnes, schmales Band 41 aus halbleitendeni
Material, das sich in der Nut 43 entlang der Mittellinie der Platte 34 erstreckt, kann durch
ein leitendes scharfkantiges Teil 42 berührt werden, das mit der Platte 33 entlang der Mittellinie verbunden
ist. Die Kapazität des Übergangs der Diode muß so groß sein, daß sie gegenüber der Induktivität
des Teils 42 vorherrschend ist.
Die erfindUrigsgemäßett Anordnungen eignen sich
in idealer Weise zur Verwendung mit den spannungsgeregelten Halbleiterdioden mit negativem Widerstand,
wie sie von L. Esaki in der Physical Review, Januar 15, 1958 auf Seite 603 beschrieben sind- Die
allgemeine Klasse von Einrichtungen mit negativem Widerstand dieser Art ist heute entweder als Esaki- ig
dioden oder als Tunneldioden bekannt. Sie bestehen au sstark dotiertem Halbleitermaterial, an dem sich
ein zur Hervorbringung eines p-n-Übergangs geeigneter Kontakt befindet. Somit können sämtliche
oder ein Teil der Dioden37 bis 39 der Fig. 4 oder ao
die Banddiode 41-42 der Fig. 5 durch Tunneldioden ersetzt werden. Diese Dioden haben nicht nur eine
Kapazität am Übergang, die zur Erzeugung der kapazitiven Belastung und der Feldverteilungen ausreicht,
ihre Kennlinie mit negativem Widerstand kann gleichzeitig auch dazu ausgenutzt werden, um
eine Verstärkung mit negativem Widerstand hervorzubringen. Die Isolatorwirkung der Ferritelemente
11 und 12 ergibt einen ausreichenden nichtreziproken positiven Widerstand, um sicherzustellen, daß
die Verstärkung diejenige nicht übersteigt, bei der sich ein unstabiler Zustand ergibt.
Ein spezielles Merkmal der Ausführungen der Fig. 4 und 5 besteht in der neuartigen und nützlichen
Funktion, welche durch die mit Widerstand behafteten Wände 31 und 32 in einer Verstärkerkombination
mit negativem Widerstand der oben beschriebenen Art durchgeführt wird. Es ist bekannt,
daß trotz der Einfachheit der Verstärker mit negativem Widerstand ihre Anwendung durch die niederfrequente
Instabilität begrenzt ist, welche bei Schaltungen mit hoher Verstärkung in Erscheinung tritt.
Die niedrigen Frequenzen umfassen auch diejenigen, welche unterhalb des Arbeitsbereichs der Einrichtung
liegen. Bei den vorliegenden Anordnungen nehmen jedoch die magnetischen und elektrischen Felder
quer zur kapazitiven Belastung in der Mitte der leitenden Anordnung exponentiell ab, wobei die
Felder mit hoher Frequenz schneller abnehmen als die Felder mit niedriger Frequenz. Daher sind die
mit Widerstand behafteten Wände 31 und 32 in den Fig. 4 oder 5 dort vorhanden, wo die Felder mit
hoher Frequenz sehr schwach sind, so daß diese Frequenzen unbedeutend geschwächt werden. Bei
niedrigen Frequenzen ergeben die Wände 31 und 32 jedoch eine wesentliche Dämpfung, so daß, wenn
der positive Leitwert je Längeneinheit den negativen Leitwert der Elemente mit negativem Widerstand
bei niedrigen Frequenzen übersteigt, kein Problem in bezug auf die Stabilität bei niedrigen Frequenzen
oder in bezug auf das Anschließen von Energieleitungen an die Anordnung vorhanden ist.
Eine Verstärkung wird erreicht, indem das zu verstärkende Signal an das eine Ende der Übertragungsleitung
angelegt wird, so daß es sich in der Richtung fortpflanzt, in der die Ferritelemente eine
niedrige Dämpfung ergeben. Das verstärkte Signal wird dann am anderen Ende abgenommen.
Wenn ein Betrieb als Oszillator gewünscht wird, hat die sich ergebende Instabilität Schwingungen mit
negativem Widerstand bei derjenigen Frequenz zur Folge, für die die Anordnung eine Länge von einer
halben Wellenlänge oder ein ungerades Vielfaches hiervon hat. Die mit Widerstand behafteten Seitenwände
wirken weiterhin in def oben geschilderten Weise.
Claims (9)
1. Breitbandige, nichtreziproke Einrichtung für elektromagnetische Wellenenergie mit einer
Wellenleiteranordnung mit wenigstens zwei gegenüberliegenden, flachen, leitenden Flächen
zum Aufnehmen einer elektromagnetischen Welle in einer Schwingungsart, bei der das elektrische
Feld quer zu Ebenen, die sich längs der Achse des Wellenleiters erstrecken, vorherrscht
und bei der das magnetische Feld Schleifen bildet, die in diesen Ebenen liegen, mit einem
Element aus gyromagnetischem Material, das sich in dem Wellenleiter längs der Richtung der
Wellenausbreitung erstreckt, und mit einer kapazitiven Belastung nahe diesem Element, dadurch
gekennzeichnet, daß die kapazitive Belastung (14) eine Dielektrizitätskonstante hat, die so hoch ist, daß die Phasengeschwindigkeit
der sich längs der Anordnung ausbreitenden Wellenenergie so weit verringert wird, daß sie kleiner als die Phasengeschwindigkeit
der Wellenenergie im freien Raum ist, daß das magnetische Feld der Wellenenergie außerhalb
der dielektrischen Belastung zirkulär polarisiert ist und daß das gyromagnetische Element
(12, 13) durch ein Feld inhomogen vorgespannt wird, das nahe der kapazitiven Belastung intensiver
als im Abstand von der kapazitiven Belastung ist.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Belastung (14)
zum Herabsetzen der Phasengeschwindigkeit der Energie wenigstens auf ein Drittel derjenigen
des freien Raumes ausgelegt ist.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Belastung
(14) durch ein Element aus einem Material mit einer hohen Dielektrizitätskonstante gebildet
ist, das sich vollständig zwischen den beiden gegenüberliegenden leitenden Begrenzungen
erstreckt.
4. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Belastung
durch eine Mehrzahl leitender Stifte gebildet ist, die sich von einer der gegenüberliegenden
leitenden Begrenzungen zur anderen erstrecken.
5. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Belastung
durch mindestens eine Diode (37, 39) gebildet ist.
6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vielzahl Halbleiterdioden
(37, 39) vorgesehen sind.
7. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Band (41) aus einem halbleitenden Material vorgesehen ist, das entlang
509 600/289
der Mittellinie einer leitenden Begrenzung angeordnet
ist, sowie ein langgestrecktes leitendes Kontaktteil (42) für das Band vorgesehen ist, das
sich entlang der Mittellinie der anderen leitenden Begrenzung erstreckt.
8. Einrichtung nach Ansprach 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß als Diode eine
Tunneldiode vorgesehen ist.
9. Einrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, gekennzeichnet durch weitere gegen-
überliegende Begrenzungen (31, 32) der Wellenleiteranordnung aus stark dämpfendem Material.
In Betracht gezogene Druckschriften: 5 Deutsche Auslegeschrift Nr. 1 038 622;
französische Patentschrift Nr. 1187 275; USA.-Patentschrift Nr. 2 922 964;
»IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques«, Oktober 1956, Vol. MTT 4, S. 241 bis
ίο 243.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US6393A US3051908A (en) | 1960-02-03 | 1960-02-03 | Slow-wave broadband nonreciprocal microwave devices |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1196731B true DE1196731B (de) | 1965-07-15 |
Family
ID=21720643
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DEW29293A Pending DE1196731B (de) | 1960-02-03 | 1961-01-19 | Nichtreziproke Einrichtung fuer elektro-magnetische Wellenenergie |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3051908A (de) |
BE (1) | BE599680A (de) |
DE (1) | DE1196731B (de) |
GB (1) | GB958270A (de) |
NL (1) | NL260120A (de) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3131358A (en) * | 1961-03-31 | 1964-04-28 | Ibm | Unidirectional traveling wave parametric circuits using resonant sections |
US3119074A (en) * | 1961-07-11 | 1964-01-21 | Rca Corp | Traveling wave semiconductor amplifier and converter |
US3221277A (en) * | 1961-08-17 | 1965-11-30 | Gen Telephone & Elect | Tunnel diode device |
US3252112A (en) * | 1962-03-01 | 1966-05-17 | Gen Telephone & Elect | Tunnel diode device |
GB1050721A (de) * | 1962-08-09 | |||
GB1136158A (en) * | 1966-06-10 | 1968-12-11 | Standard Telephones Cables Ltd | Improvements in or relating to waveguide filters |
US3761924A (en) * | 1972-09-14 | 1973-09-25 | Us Army | Isolimiter |
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US9385406B2 (en) | 2012-12-14 | 2016-07-05 | Apollo Microwaves, Ltd. | Non-reciprocal gyromagnetic phase shift devices using multiple ferrite-containing slabs |
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Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2899646A (en) * | 1959-08-11 | Tread | ||
US2540488A (en) * | 1948-04-30 | 1951-02-06 | Bell Telephone Labor Inc | Microwave filter |
US2924794A (en) * | 1957-12-19 | 1960-02-09 | Bell Telephone Labor Inc | Nonreciprocal attenuator |
US2777906A (en) * | 1953-06-26 | 1957-01-15 | Bell Telephone Labor Inc | Asymmetric wave guide structure |
BE542862A (de) * | 1954-11-19 | |||
US2903656A (en) * | 1955-12-22 | 1959-09-08 | Bell Telephone Labor Inc | Nonreciprocal circuit element |
-
0
- NL NL260120D patent/NL260120A/xx unknown
-
1960
- 1960-02-03 US US6393A patent/US3051908A/en not_active Expired - Lifetime
-
1961
- 1961-01-10 GB GB1011/60A patent/GB958270A/en not_active Expired
- 1961-01-19 DE DEW29293A patent/DE1196731B/de active Pending
- 1961-01-30 BE BE599680A patent/BE599680A/fr unknown
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
BE599680A (fr) | 1961-05-16 |
US3051908A (en) | 1962-08-28 |
GB958270A (en) | 1964-05-21 |
NL260120A (de) |
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