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Schaltungsanordnung zur Bestimmung von Frequenz-bzw. Phasenabweichungen
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Bestimmung der Frequenzabweichung
bzw. der Phasenabweichung einer Eingangsspannung gegenüber einer Bezugsspannung.
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Die allgemein üblichen Schaltungen zur Bestimmung von Frequenzabweichungen
bestehen aus gekoppelten Resonanzkreisen mit einer nachfolgenden Detektorstufe,
und es äußert sich eine Änderung der Frequenz in der Größe der Gleichspannung, wobei
das Vorzeichen der Gleichspannung dafür maßgeblich ist, ob die Frequenzverschiebung
oberhalb oder unterhalb der Bezugsfrequenz liegt. Solche Schaltungen, die nur wenig
kostspielig sind, haben jedoch Mängel, wenn es sich darum handelt, große Frequenzverschiebungen
festzustellen. Es macht sich dann bemerkbar, daß die Charakteristik einer solchen
Diskriminatorschaltung die Form einer S-Kurve hat, so daß die Ausgangsspannung als
Funktion der Frequenzabweichung wieder dem WertO zustrebt, wenn es sich um große
Abweichungen von der mittleren Frequenz handelt. Wählt man andererseits den ausnutzbaren
Teil dieser S-förmigen Charakteristik hinreichend groß, so ergibt sich eine nur
geringe Empfindlichkeit der Schaltung.
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Es ist zur Bestimmung von Frequenzabweichungen bzw. Phasenabweichungen,
die beträchtlich groß sein können, bereits eine kompliziertere Schaltung bekannt,
bei der in zwei Parallelkanälen durch Uberlagerungje eineMischspannung zwischen
derEingangsspannung und der Bezugsspannung gebildet werden, die eine gegenseitige
Phasenverschiebung von 90° haben ; diese Mischspannungen werden über je einen Phasenschieber
einer gemeinsamen Mischstufe zugeführt, an deren Ausgang eine Gleichspannung entnehmbar
ist, die ein Maß für die Frequenzabweichung bzw. Phasenabweichung ist.
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Die Anordnung ist so getroffen, daß die Ausgangsgleichspannung zu
Null wird, wenn der Frequenzunterschied zwischen der Eingangsspannung und der BezugsspannungO
ist bzw. der PhasenunterschiedO ist.
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Die bekannte Schaltung sieht dabei vor, daß die Phasenschieber, welche
in den beiden Zweigen nach erfolgter Schwebungswellenbildung vorgesehen sind, eine
Phasenverschiebung in der entgegengesetzten Richtung bewirken.
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Demgegenüber kennzeichnet sich die Erfindung dadurch, daß die beiden
vorstehend erörterten Phasenschieber eine Phasenverschiebung in der gleichen Richtung
bewirken, der eine Phasenschieber jedoch eine mit der Frequenz steigende und der
andere eine mit der Frequenz fallende Phasenverschiebungscharakteristik besitzt.
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Durch diesen Aufbau der phasenverschiebenden Netzwerke ergibt sich,
daß der Unterschied der von den Netzwerken bewirkten Phasenverschiebungen bei einer
von Null verschiedenen Frequenz der Schwebungswelle verschwindet, d. h., es wird
der Sollzustand bei einem bestimmten Frequenzunterschied zwischen Eingangsspannung.
und Bezugsspannung erreicht, was fur viele Zwecke einen ausgesprochenen Vorteil
bedeutet.
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Die Erfindung wird in den nachstehenden Figuren und der Beschreibung
näher erörtert. Von den Figuren zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild einerAnordnung,
welche einen Frequenzdiskriminator darstellt, Fig. 2 A in Blockschaltbildform ein
gemäß der Erfindung zur Anwendung gelangendes Phasenverschiebungsnetzwerk, Fig.
2 B und 2C die Amplituden-und Phasencharakteristiken der in Fig. l dargestellten
Anordnung, Fig. 3 ein ausführlicheres Schaltbild einer Anordnung gemäß Fig. 2 A.
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In Fig. 1 wird der Eingangsklemme 11 eine Schwingung cos co t zugeftihrt.
Dieselbe durchsetzt das die Phase verschiebende Netzwerk 12 und erfährt eine Phasenverschiebung
p2, die eine Funktion der Frequenz fv ist ; man erhält daher den Ausdruck cos (t
+ w2)-Die an der Klemme 11 zugeführte Schwingung cos t durchsetzt das um den Winkel
2 drehende Phasendrehnetzwerk 13 und wird dadurch
in die Schwingung
sin sv t übergeführt. Beim Eintreten in das phasenverschiebende Netzwerk 14 erhält
die Schwingung sin cv t eine Phasenverschiebung +l, die von der Frequenz es abhängt
; auf diese Weise erhält man die Schwingung sin (#t + #1).
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Die Ausgangsschwingungen der Netzwerke 14 und 12 werden miteinander
multipliziert in dem multiplizierenden Modulator 15 und liefern ein Produkt, dessen
Wechselstromanteil gegeben ist durch die Beziehung sin (2 #t + #1 + #2). Diese Komponente
wird mittels des Tiefpaßfilters 16 ausgefiltert, und es wird ein Gleichstromglied
sin (#1 - #2) erhalten, das in Anbetracht der Frequenzabhängigkeit der Netzwerke
12 und 14 wiederum eine Funktion der Frequenz co ist.
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Es ist verhältnismäßig einfach, das Netzwerk 14 so zu bemessen, daß
es eine Phasenverschiebung von 90° bei niedrigen Frequenzen besitzt und eine Phasenverschiebung
von 45° bei einer bestimmten Frequenz eoO liefert und dann auf Null bei höheren
Frequenzen abfällt. Ein phasenverschiebendes Netzwerk 12 ist dann so zu bemessen,
daß es bei einer niedrigen Frequenz die Phasenverschiebung Null liefert, dann bei
der vorgenannten Frequenz w0 di Phasenverschiebung 45° liefert und bei hohen Frequenzen
eine Phasenverschiebung von 90° liefert.
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Es wäre dann sin (#1-#2) gleich 1 bei der niedrigen Frequenz und gleich
0 bei der Frequenz 00 und würde bei hohen Frequenzen gleich-1 sein.
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Es ist darauf hinzuweisen, daß eine solche Diskriminatorkurve, die
sich unter Anwendung derartiger phasenverschiebender Netzwerke erzielen läßt, den
Richtungssinn der Frequenzabweichung auch bei Frequenzen richtig wiedergibt, die
weit entfernt von der Frequenz 0 liegen.
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In Fig. 2A ist das Grundprinzip der die Phasenverschiebung bewirkenden
Netzwerke, welche für die Netzwerke 12 und 14 der Fig. 1 verwendet werden, dargelegt.
In der anschließenden Erörterung wird gezeigt, daß das komplexe Spannungsverhältnis
e0/ei des Phasendrehnetzwerkes 12 eine Amplitudencharakteristik besitzt, die unabhängig
von der Frequenz ist, wie dies in Fig. 2B gezeigt ist ; die Phasencharakteristik
indessen ist eine Funktion der Frequenz, wie dies Fig. 2C zeigt.
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Um die Betrachtung zu erleichtern, wird die Kapazitat C als unendlich
klein zunächst angenommen, und es wird das Superpositionsprinzip angewendet, indem
zunächst die Ausgangsspannung eo an der Klemme J berechnet wird, wenn el = 0, es
= 0 ist. Es wird dann anschließend el = 0 und ei = 0 gesetzt.
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Wie sich aus Fig. 2 A ergibt, kann e2, die zweite dem Dinerenzverstärker
zugeführte Spannung bei der Annahme, daß el = 0 gilt, wie folgt ausgedrückt werden
:
Hierbei ist G die Verstärkung des Differenzverstärkers.
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Aus der vorstehenden Gleichung folgt R2R3ei e2 = .
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(1 + G)R1R2 + R1R3 + R2R3 Die Ausgangsspannung ist daher -GeiR2R3
e01 = -Ge2 = .
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(1 + G)R1R2 + R1R3 + R2R3 Wenn jetzt R1 # R2 und GR1 # R3 ist, dann
ergibt sich die Ausgangspannung e01 # -ei # R3/R1, 1 wobei eal die Ausgangsspannung
für den ersten Fall ist.
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In dem zweiten Fall, in welchem es = 0 und el + 0 gesetzt wird und
daher R1 parallel zu R2 anzusetzen ist, ergibt sich
oder e2 [RIR2 (1 + G) + R1R3 + R2R3] = Ge1R1R2 oder Ge1R1R2 e2 = .
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(R1R2) (1 + G) + R1R3 + R2R3 Daraus ergibt sich
wobei eo2 die Ausgangsspannung im zweiten Falle ist.
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Verwendet man die gleiche Näherung wie zuvor, indem R1 Æ R2 und GRl
> R3 gesetzt wird, so ergibt sich
gesetzt wird, ergibt sich durch Addition von eol und 602 die kombinierte Ausgangsspannung
Die Voraussetzung hierfür ist, daß erfüllt ist R1 + R2 R3 1 + R3
= 2 oder R1R2 + R1R3 = R2R3.
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R1R2 R1 Bezeichnet man hier R3/R1 als H, so ergibt sich R2 - R1 1
H = , d.h. R2 = R1.
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R2 H H - 1 Wenn jetzt die Klemme H von einer spannungsquelle ei niedriger
Impedanz erregt wird, so gilt
Es gilt dann
was die in Fig. 2 B und 2 C wiedergegebene, für alle Frequenzen geltende Charakteristik
gibt.
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Wenn nun an Stelle von C irgendeine beliebige Impedanz, Z} (/co),
Anwendung findet und statt R die Impedanz Z2 (i oi) gesetzt wird, so erhält man
-Lo-H Z2-ZI es Z20) + ZI Hier ergibt sich die sämtliche Frequenzen übertragende
Charakteristik, vorausgesetzt, daß der zur Anwendung gelangende Stromkreis geeignet
bemessene Impedanzen Z und Zl enthält. Verfahren, um diese Impedanzen in geeigneter
Weise zu wählen, sind bekannt.
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Die vorangegangene Erörterung erleichtert das Verständnis des entsprechenden
Schaltbildes der Fig. 3, wobei in Fig. 3 dieselben Symbole wie in Fig. 2 A benutzt
sind.
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Wie sich aus der Erörterung der Fig. 2 C ergibt, beeinflussen die
Kapazität C und der Widerstand R in Fig. 3 die Form der die Phasenverschiebung wiedergebenden
Charakteristik.
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Der in Fig. 2 A mit 71 bezeichnete Verstärker umfaßt die Röhren V
7, V 8, V 9, V 10 und V 11.
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Die Röhren V10 und V9 sind die Anodenkreiswiderstände der Röhren V7
und V8 und tragen dazu bei, eine stabile Gleichstromverstärkung zu erzielen. Vll
ist ein Kathodenverstärker, der an der Klemme J das Ausgangssignal mit niedriger
Impedanz liefert. Die Kapazität 72 bietet für den Wechselstrom eine negative Rückkopplung,
welche dazu dient, die Verstärkung stabil zu halten und Ver-
zerrungen zu reduzieren.
Das Potentiometer 73 dient dem Abgleich des Verstärkers und wird so eingestellt,
daß eo = 0 ist, wenn ei = 0 ist. Der Widerstand R kann ein variabler Widerstand
sein, so daß die Phasenverschiebungscharakteristik eingestellt werden kann und dementsprechend
die Diskriminatorkurve gewählt werden kann.
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Der in dieser Weise aufgebaute, die Phasenverschiebung liefernde
Verstärker bietet eine Charakteristik eines sämtliche Frequenzen durchlassenden
Netzwerkes bei einer in hohem Maße stabilisierten Verstärkung bis zu der Frequenz
Null herab.