DE112004001989T5

DE112004001989T5 - Unterschiedsfrequenzerfassung in einem Radarfüllstandsmessgerät

Info

Publication number: DE112004001989T5
Application number: DE112004001989T
Authority: DE
Inventors: Leif Nilsson
Original assignee: Saab Rosemount Tank Radar AB
Current assignee: Rosemount Tank Radar AB
Priority date: 2003-10-20
Filing date: 2004-10-18
Publication date: 2007-01-18
Also published as: WO2005038413A1

Abstract

Unterschiedsfrequenzdetektorschaltkreis für ein Radarfüllstandsmessgerät, der umfasst:
ein erstes Schaltkreiselement, das angeordnet ist, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen,
wobei das erste Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal pro Periode der zweiten Taktfrequenz zu dem ersten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements gehalten wird;
dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin umfasst:
ein zweits Schaltkreiselement, das angeordnet ist, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements zu dem zweiten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements gehalten wird, und
wobei das zweite Schaltkreiselement weiterhin angeordnet ist, um den vorbestimmten Wert des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen, wobei
der Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend...

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Patentanmeldung betrifft einen Unterschiedsfrequenzdetektorschaltkreis für ein Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Die vorliegende Patentanmeldung betrifft weiterhin ein Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz in einem Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit dem Oberbegriff des Anspruchs 6.
Hintergrund der Erfindung
Berührungsfreie Puls-Echo-Radarsysteme zur Abstandsmessung zur Flüssigkeitsfüllstandsmessung in Tanks und Wannen bestehen üblicherweise aus einem Sender, der angeordnet ist, um kurze Hochfrequenz-(HF)-Bursts zu der Oberfläche des in dem Tank oder der Wanne aufbewahrten Produkts durch eine Antenne mit einer stark ausgeprägten Richtcharakteristik zu senden. Nach einer Zeitverzögerung wird zu einem bestimmten Zeitpunkt ein Empfänger geöffnet (gated), um von der Oberfläche des Produktes reflektierte Energie zu empfangen. Die Zeitfolge des Öffnens des Empfängers wird üblicherweise in einem Bereich der Zeitverzögerungen in der Größenordnung von Millisekunden gewobbelt, so dass ein Videoausgang des Empfängers als eine Scan-ähnliche Wellenform bereitgestellt werden kann. Diese Wellenform gibt die auftretenden Echos auf einer Echtzeitskala wieder, entsprechend der physikalischen Abstände, welche durch die Echos als exakte Zeitverzögerung eines empfangenen Echoimpulses in Bezug auf den gesendeten Puls wiedergegeben werden, d.h. die Laufzeit des Pulses stellt eine Maßeinheit für die Distanz zu dem reflektierenden Objekt dar.
Eine sehr genaue Zeitsteuerung der gesendeten HF-Bursts und des Öffnens des Empfängers ist notwendig, um Entfernungsinformationen mit einer hohen Genauigkeit erhalten zu können.
Ein Präzisionsdigitalpulsphasengenerator-Zeitschaltkreis ist durch die US 6,300,897 B1 offenbart, die ein Radarmessgerät betrifft, das angepasst ist, um Flüssigkeitsfüllstände in einem Tank zu erfassen und das einen Radarmessschaltkreis enthält, in dem die Radaraussendung und die Füllstandsabtastung bei jeweils einer Sendefrequenz und einer Abtastfrequenz erfolgen. Eine erste Unterschiedsfrequenz zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz wird durch eine Kontrolleingabe kontrolliert. Die erste und die zweite Frequenz können getrennt werden, um die Sende- und die Abtast-Frequenz, getrennt durch eine zweite Unterschiedsfrequenz, zu erzeugen. Zumindest eine Unterschiedsfrequenz wird ausgewertet und die Auswertung wird verwendet, um die Kontrolleingabe zu erzeugen, um die erste Unterschiedsfrequenz zu stabilisieren und um die Messgerätausgabe zu korrigieren.
Dieser durch die 8 der US 6,300,897 vorbekannte Zeitschaltkreis umfasst einen Unterschiedsfrequenzschaltkreis, der die Sendetaktfrequenz und die Abtasttasttaktfrequenz empfängt und eine Unterschiedsfrequenzausgabe erzeugt. Ein Polaritätserfassungsschaltkreis erfasst die Polarität des Abtasttakts relativ zu dem Unterschiedsfrequenzausgang und erzeugt eine Polaritäts- oder Vorzeichen-Ausgabe. Es wird vorgeschlagen, diese beiden Funktionen unter Verwendung von preisgünstigen getakteten D-Flip-Flop-Schaltkreisen vom Typ 7474 auszuführen.
Unter Berücksichtigung der Zeitsteuerungs-Anforderungen in Bezug auf die Vorbereitungszeit und die Haltezeit für diese Art von D-Flip-Flop ist der obige Unterschiedsfrequenzdetektor jedoch nicht eine sehr stabile Lösung. Falls das Signal des D-Eingangs sich innerhalb des verbotenen Vorbereitungszeit- und Haltezeit-Fensters ändert, kann eine von zwei Reaktionen des Flip-Flops beobachtet werden:

1) Das Flip-Flop arbeitet perfekt ohne besonderes Verhalten;
2) Der Ausgang des Flip-Flops ist unstabil oder „metastabil".

Falls der Ausgang des Flip-Flops „metastabil" ist, ist die Ausgangsspannung höher als die Low-Grenze, jedoch niedriger als die High-Grenze, d.h. sie ist innerhalb des verbotenen Bereichs zwischen digitalem Low und High. Diese Situation kann für zumindest eine ns andauern, sie kann jedoch auch länger als 30 ns dauern. Auch ist der Zustand, in den das D-Flip-Flop übergeht, nachdem es metastabil war, zufällig. Das resultierende Verhalten bei dem Schaltkreis des Standes der Technik ist, dass während des Zeitrahmens, wenn die Phasenverschiebung zwischen dem TX- und dem RX-Takt so ist, dass die Vorbereitungs-/Halte-Bedingungen verletzt werden, das Ausgangssignal des D-Flip-Flops jedes Mal den Zustand ändern kann, wenn es getaktet wird. Dementsprechend kann jede Flanke des Delta-F-Signals mit der Frequenz des TX-Taktes während einer Zeitspanne entsprechend der Überstreich-/Phasenverschiebungs-(sweep/phase slip)-Zeit kippen oder „klappern", wenn die Vorbereitungs-/Halte-Zeiten verletzt werden.
Ein anderer Aspekt ist, dass der TX- und der RX-Takt immer ein gewisses Maß an Phasenrauschen aufweisen werden. Falls die Phasenverschiebung/Unterschiedsfrequenz langsam genug ist, kann der Ausgang einfach aufgrund des Phasenrauschens des Taktsignals kippen oder „klappern". Das D-Flip-Flop wird jedoch nur mit Sicherheit kippen, falls das maximale differenzielle Phasenrauschen zwischen den zwei Taktsignalen größer ist als die Summe der Vorbereitungs- und der Halte-Zeit für das Flip-Flop.
Zusammenfassung der Erfindung
Eine Aufgabe der Erfindung ist es, einen verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektorschaltkreis für ein Radar- oder Laser-Entfernungsmessgerät bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird in Übereinstimmung mit dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst.
Dank dem Bereitstellen eines ersten Schaltkreiselements, das angeordnet ist, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen, wobei das erste Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode der zweiten Taktfrequenz zu dem ersten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem ersten Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements gehalten wird, wobei ein zweites Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements ein vorbestimmter Wert an das zweite Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements gehalten wird, wobei das zweite Schaltkreiselement weiterhin angeordnet ist, um den vorbestimmten Wert des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es ge triggert wurde, zu löschen, wobei der Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend die Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst, wird die Information einen kurzen Puls mit einer führenden Flanke umfassen, die mit der ersten Änderung der ursprünglichen führenden ΔF-Signalflanke synchronisiert sein wird, wobei kein Kippen auftreten wird.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein verbessertes Verfahren zur Erfassung einer Unterschiedsfrequenz in einem Radar- oder Laser-Entfernungsmessgerät bereitzustellen.
Diese weitere Aufgabe wird in Übereinstimmung mit dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 6 gelöst.
Dank des Vorsehens der folgenden Schritte: Anordnen eines ersten Schaltkreiselements, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen, und Anordnen des ersten Schaltkreiselements, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal pro Periode der zweiten Taktfrequenz zu dem ersten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements gehalten wird, und Anordnen eines zweiten Schaltkreiselements, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements zu dem zweiten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements gehalten wird, und Anordnen des zweiten Schaltkreiselements, um den vorbestimmten Wert von dem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen, und an dem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements Erfassen eines Ausgangssignals, das eine Information betreffend die Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst, wird das Ausgangssignal einen kurzen Puls mit einer führenden Flanke umfassen, der mit der ersten Änderung der ursprünglichen führenden ΔF-Signalflanke synchronisiert sein wird, und es wird kein Kippen auftreten.
Bevorzugte Ausführungsformen werden in den abhängigen Ansprüchen aufgeführt.
Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden wird die Erfindung in weitergehenden Einzelheiten unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, die zeigen:
Die 1 zeigt eine übliche Signaldefinition in einem einfachen Blockdiagramm eines Schritttaktgenerators für ein Radarfüllstandsmessgerät.
Die 2 zeigt einen Unterschiedsfrequenzdetektor für ein Radarfüllstandsmessgerät nach dem Stand der Technik.
Die 3 zeigt den Unterschiedsfrequenzdetektor nach dem Stand der Technik der 2 mit einer erhöhten Funktionalität zum Bereitstellen eines Ausgangssignals, das die Polarität der Unterschiedsfrequenz wiedergibt.
Die 4 zeigt ein Ablaufdiagramm einer fehlerhaften Verwendung eines D-Flip-Flops.
Die 5 zeigt einen verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektor in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die 6 zeigt ein beispielhaftes Ablaufdiagramm des verbesserten Frequenzdetektors der 5.
Die 7 zeigt eine zweite Ausführungsform eines verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektors in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
Die 8 zeigt einen verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektor mit einem vollständig wiederhergestellten Unterschiedsfrequenzsignal in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die 9 zeigt die Hinzufügung einer ersten alternativen Implementierung eines Polaritätserfassungsschaltkreiselements bei dem verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektor der 8.
Die 10 zeigt die Hinzufügung einer zweiten alternativen Implementierung eines Polaritätserfassungsschaltkreiselements zu dem verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektor der 8.
Die 11 zeigt eine Beispielanwendung eines Radarfüllstandsmessgeräts, das Mikrowellen zum Messen eines Füllstands einer Oberfläche eines in einem Behälter aufbewahrten Produktes verwendet.
Weitere Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden genauen Beschreibung, betrachtet im Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen, hervor gehen. Es sollte jedoch klar sein, dass die Zeichnungen lediglich zum Zwecke der Illustration und nicht als eine Definition der Grenzen der Erfindung gezeigt werden, wofür auf die beigefügten Ansprüche Bezug genommen werden sollte. Es sollte weiterhin klar sein, dass die Zeichnungen nicht notwendigerweise skalentreu gezeichnet sind und dass, außer anderweitig angegeben, sie lediglich dazu vorgesehen sind, die hier beschriebenen Strukturen und Vorgänge konzeptionell zu illustrieren.
Beschreibung der Ausführungsformen
Bei einer Radarflüssigkeitsfüllstands-Erfassungsvorrichtung erzeugt ein Sender eine Pulsfolge, die in Richtung einer Flüssigkeitsoberfläche gerichtet ist, wobei der Sendersteuerausgangtaktpuls TX die gesendeten Pulse steuert. Ein gewobbelter Entfernungstor-Empfänger, der durch den Empfängersteuerausgangtaktpuls RX getriggert wird, empfängt reflektierte Signale von der Flüssigkeitsoberfläche, wobei der Flüssigkeitsfüllstand bestimmt werden kann.
Die vorliegende Erfindung ist eine Erweiterung des Standes der Technik in Bezug auf einen Unterschiedsfrequenzdetektor, der üblicherweise in Schritttaktgeneratoren basierend auf einem Kontrollieren einer fixierten Unterschiedsfrequenz zwischen zwei Oszillatoren verwendet wird. Die Erfindung kann in beliebigen Schritttaktschaltkreisen, die auf einem Kontrollieren/Messen der Unterschiedsfrequenz zwischen zwei Oszillatoren basieren, verwendet werden. Die 1 zeigt in einem einfachen Blockdiagramm eine übliche Signaldefinition eines solchen Schritttaktgenerators. Dieser Schritttaktgenerator weist einen SYS CLK-Eingang auf, welcher die Pulsfolgefrequenz (pulse repetition frequency, PRF, TX-Takt) erzeugt. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO CTRL-Eingang ist ein analoger Signaleingang, welcher die Frequenz des RX-Taktes steuert und dementsprechend auch die Unterschiedsfrequenz ΔF. Der DELTA F-Ausgang stellt die Unterschiedsfrequenz bereit. Die Frequenz dieses Signals wird durch einen Systemprozessor gemessen und durch entsprechendes Justieren des VCO CTRL-Signals stabil gehalten. Der PHASE-Ausgang zeigt die Polarität des DELTA F-Signals an, d.h. er zeigt an, ob die RX-Frequenz größer oder kleiner als die TX-Frequenz ist. Der TX-Ausgang ist der Sendertakt und der RX-Ausgang ist der Empfangs- oder Abtast-Takt.
Um den Schritttaktgenerator zu betreiben, wird eine Funktion, welche die Unterschiedsfrequenz ΔF, d.h. die Unterschiedsfrequenz zwischen den Oszillatorausgängen TX und RX, erfasst, benötigt. In Übereinstimmung mit der Anordnung des Standes der Technik der US 6,300,897 wird die Unterschiedsfrequenz unter Verwendung eines Standard-Logikschaltkreises erhalten, der als flankengesteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop bekannt ist.
Der Eingang des D-Flip-Flops wird ein Mal bei jeder Periode des TX-Taktes an den Ausgang übertragen, d.h. bei der steigenden oder fallenden Flanke des TX-Taktsignals in Abhängigkeit von dem Typ des Flip-Flops. Der Ausgang des D-Flip-Flops wird jedoch nur die Phase ändern, wenn die Phase des Eingangssignals an der triggernden Flanke des TX-Takteingangs sich um 180° ändert. Dementsprechend wird der Q-Ausgang des D-Flip-Flops ein Signal mit einer Frequenz sein, welche gleich der Differenz zwischen der TX- und der RX-Frequenz ist. Ein anderes Merkmal ist, dass die Phase des Ausgangs des Flip-Flops auch eng an die Phasenverschiebung/Differenz zwischen dem TX- und dem RX-Takt angebunden ist, d.h. das Unterschiedsfrequenzsignal ändert seinen Zustand, wenn die Phasen verschiebung zwischen dem TX- und dem RX-Takt entweder 0 oder 180° ist.
Die 2 zeigt einen Unterschiedsfrequenzdetektor 1 nach dem Stand der Technik basierend auf einem Standard-D-Flip-Flop (74HC74). Die /CLR- und/PRE-Eingänge werden auf logisch-High gehalten, während der TX-Takt (TX CLK) in den CLK-Eingang eingespeist wird. Der RX-Takt (RX CLK) wird in den D-Eingang eingespeist. Die Unterschiedsfrequenz ΔF (DELTA_F) wird durch den Q-Ausgang des D-Flip-Flops bereitgestellt.
Um die Funktionalität des Unterschiedsdetektors 1 nach dem Stand der Technik zu verbessern, kann er einfach durch Hinzufügen eines zusätzlichen D-Flip-Flops 2, wie durch die Anordnung des Standes der Technik in der 3 gezeigt wird, mit einem Ausgangssignal ausgerüstet werden, das die Polarität der Unterschiedsfrequenz ΔF wiedergibt. Der Abtastpolaritätsdetektor 2 wird als ein Flip-Flop verschaltet, das die Polarität des Abtasttaktes (RX CLOCK), nachdem die führende Flanke des Sendertaktes (TX CLOCK) den Q-Ausgang des Unterschiedsfrequenzdetektors 1 kippt, speichert. Der Ausgang des Senderabastpolaritätsdetektors 2 kann mit einem Mikroprozessor (nicht gezeigt) verbunden werden, um anzuzeigen, ob der Abtasttakt eine kleinere oder eine größere Frequenz als der Sendertakt aufweist. Der Polaritätsdetektor 2 löst jedwede Zweideutigkeit des absoluten Werts des Frequenzunterschieds auf.
Ein Standard-D-Flip-Flop (74HC74) kann auch für das zusätzliche D-Flip-Flop 2 verwendet werden. Der /CLR- und /PRE-Eingang werden auf einem logischen High gehalten, während die Unterschiedsfrequenz ΔF von dem Q-Ausgang des ersten D-Flip-Flops 1 in den CLK-Eingang des zusätzlichen D-Flip-Flops 2 eingespeist wird. Der RX-Takt wird in den D- Eingang des zusätzlichen D-Flip-Flops eingespeist. Das Polaritäts- oder PHASE-Signal wird durch den Q-Ausgang des zusätzlichen D-Flip-Flops 2 bereitgestellt.
Unter der Annahme, dass die TX-Frequenz höher ist als die RX-Frequenz, wird das PHASE-Signal immer Low sein, da jedes Mal, wenn das zusätzliche Flip-Flop 2 durch die steigende Flanke des ΔF-Signals getaktet wird, der RX-Takt immer aufgrund der Ausbreitungsverzögerung von der aktuellen Phasenverschiebung des RX-Taktes bis zu dem Zeitpunkt, wenn der Ausgang des ersten Flip-Flops 1 seinen Zustand ändert, High sein wird, und umgekehrt, wenn die TX-Frequenz kleiner ist als die RX-Frequenz.
In der Theorie und sogar bei manchen bestimmten Herstellern/Chargen von D-Flip-Flops kann ein Schaltkreis wie der Schaltkreis nach dem Stand der Technik der 3 gut arbeiten. Unter Berücksichtigung der Anforderungen der Vorbereitungs- und Haltezeiten für ein D-Flip-Flop in der Praxis, beispielsweise das Standard-D-Flip-Flop (74HC74), ist jedoch der Unterschiedsfrequenzdetektor nach dem Stand der Technik der 3 nicht eine sehr stabile Lösung. Falls sich das Signal an dem D-Eingang innerhalb des verbotenen Vorbereitungs- und Haltezeit-Fensters ändert, kann eine von zwei Reaktionen des Flip-Flops beobachtet werden:

Falls der Ausgang des Flip-Flops „metastabil" ist, ist die Ausgangsspannung höher als die Low-Grenze, jedoch niedriger als die High-Grenze, d.h. sie ist innerhalb des verbotenen Bereichs zwischen digitalem Low und High. Diese Situation kann für zumindest eine ns andauern, sie kann jedoch auch länger als 30 ns dauern. Auch ist der Zustand, in den das D-Flip-Flop übergeht, nachdem es metastabil war, zufällig. Das resultierende Verhalten bei dem Schaltkreis des Standes der Technik ist, dass während des Zeitrahmens, wenn die Phasenverschiebung zwischen dem TX- und dem RX-Takt so ist, dass die Vorbereitungs-/Halte-Bedingungen verletzt werden, das Ausgangssignal des D-Flip-Flops jedes Mal den Zustand ändern kann, wenn es getaktet wird. Dementsprechend kann jede Flanke des Delta-F-Signals mit der Frequenz des TX-Taktes während einer Zeitspanne entsprechend der Überstreich-/Phasenverschiebungs-Zeit kippen oder „klappern", wenn die Vorbereitungs-/Halte-Zeiten verletzt werden.
Ein anderer Aspekt ist, dass der TX- und der RX-Takt immer ein gewisses Maß an Phasenrauschen aufweisen werden. Falls die Phasenverschiebung/Unterschiedsfrequenz langsam genug ist, kann der Ausgang einfach aufgrund des Phasenrauschens des Taktsignals kippen oder „klappern". Das D-Flip-Flop wird jedoch nur mit Sicherheit kippen, falls das maximale differenzielle Phasenrauschen zwischen den zwei Taktsignalen größer ist als die Summe der Vorbereitungs- und der Halte-Zeit für das Flip-Flop.
Unter der Annahme der folgenden Bezeichnungen ΔF [Hz] = Unterschiedsfrequenz, t_S[s] = Vorbereitungszeit für das D-Flip-Flop, t_H[s] = Haltezeit für das D-Flip-Flop, PRF [Hz] = TX-Takt/Pulsfolgefrequenz (pulse repetition frequency), PRF), C [m/s] = 3E8 (Lichtgeschwindigkeit), wird die Zeit, während der das D-Flip-Flop außerhalb der Spezifikation verwendet wird, zu TPROBLEM = [PRF × (tS + tH)/ΔF. [1]
Ein beispielhaftes D-Flip-Flop (Fairchild 74AC74) weist üblicherweise ein t_S + t_H von 1,0 ns bei 25°C und ein garantiertes Minimum von 4,0 ns (–40 bis +85°C) auf. Dementsprechend führt die obige Gleichung [1] zu einer Anhaltezeit im schlimmsten Fall (worst case persistance) von etwa 230 μs (die bei jeder Phasenverschiebung des Unterschiedsfrequenzsignals auftritt) (ΔF = 8 Hz, PRF = 1,8432 MHz) bei Raumtemperatur, wobei dies wesentlich länger ist als eine gemessene Anhaltezeit. Dementsprechend ist die Zeit, während der das D-Flip-Flop „klappert", üblicherweise wesentlich kleiner als die theoretische Anhaltezeit im schlimmsten Fall. Die 4 zeigt ein Ablaufdiagramm der fehlerhaften D-Flip-Flop-Verwendung.
Die maximale Echtzeitverzögerung des RX-Taktes gegenüber dem TX-Takt entspricht 1/PRF (beispielsweise 542,5 ns, was zu einem maximalen Messbereich von 81,4 m für ein angeschlossenes Radarfüllstandsmessgerät führen würde). Die Zeit für die Phasenverschiebung, die maximale Echtzeitverzögerung abzudecken ist 1/ΔF. Dementsprechend würde das Klappern im schlimmsten Fall gleich T_PROBLEM zu einem maximalen Messfehler entsprechend Fehler [mm] = 1000 × [TPROBLEM × ΔF] × C/[2 × PRF] ≤ 150 mm [2]führen. Unter der Annahme, dass die maximale Klapperzeit gleich der Zeit von einer Periode des ΔF-Signals zu der nachfolgenden Periode ist, wird der Fehler jedoch ausgelöscht.
In der Praxis kann der durch die oben beschriebene mögliche Fehlfunktion hervorgerufene Messfehler leicht akzeptierbar sein, einige Umsetzungen der Erzeugung des PHASE-Signals und der Erfassung der Unterschiedsfrequenz tolerieren jedoch kein Klappern oder Einbrüche des Unterschiedsfrequenzsignals. Es sollte bemerkt werden, dass sogar ohne Klappern des ΔF-Signals die Übertragungsverzögerung des ersten Flip-Flops 1 (siehe 3) länger sein muss als die für das zweite Flip-Flop 2 benötigte Vorbereitungszeit.
Die 5 zeigt einen verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektor in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wie oben beschrieben. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird dementsprechend vorgeschlagen, das ursprüngliche ΔF-Signal von dem ersten D-Flip-Flop zu verwenden, um ein zweites Schaltkreiselement 3, wie beispielsweise ein zweites flankengesteuertes D-Flip-Flop mit einem vordefinierten logischen Eingangszustand zu takten, und eine verzögerte Version der ursprünglichen ΔF-Signalflanke zu verwenden, um den Ausgang des zweiten Flip-Flops 3 eine vorbestimmte Zeitspanne danach zurückzusetzen. Es sollte bemerkt werden, dass die /CLR und /SET-Kontrollpins des zweiten D-Flip-Flops 3 unabhängig von dem CLK-Eingang sind und dass sie nicht flankenempfindlich sind. Der Ausgang wird ein kurzer Puls mit einer führenden Flanke sein, welche mit der ersten Änderung der ursprünglichen führenden ΔF-Signalflanke synchronisiert sein wird, und es wird kein Kippen auftreten, solange die Verzögerung so ausgewählt ist, dass sie signifikant länger ist, als die durch die Gleichung [1] definierte Zeit.
Der Schaltkreis des Unterschiedsfrequenzdetektors für ein Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit der 5 umfasst ein erstes Schaltkreiselement 1, wie beispielsweise ein erstes flankensteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop, das angeordnet ist, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen. Das erste Schaltkreiselement 1 ist angeordnet, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal pro Periode der zweiten Taktfrequenz zu dem ersten Schaltkreiselement 1 übertragen wird und an einem Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements 1 gehalten wird. Ein zweites Schaltkreiselement 3, wie beispielsweise ein zweites flankengesteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop ist angeordnet, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements 1 zu dem zweiten Schaltkreiselement 3 übertragen wird und an einem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements 3 gehalten wird. Das zweite Schaltkreiselement 3 ist weiterhin angeordnet, um den vorbestimmten Wert des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements 3 eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen.
Vorzugsweise ist die erste Taktfrequenz eine Abtastfrequenz RX und die zweite Taktfrequenz eine Sendetaktfrequenz. Wie dem Fachmann jedoch klar sein wird, kann die erste Taktfrequenz auch eine Sendetaktfrequenz TX und die zweite Taktfrequenz eine Abtasttaktfrequenz RX sein, wobei dies zu einem entsprechenden Ausgangssignal mit einem invertierten Vorzeichen führen wird.
Die 6 zeigt ein beispielhaftes Ablaufdiagramm des verbesserten Frequenzdetektors der 5. Es sollte bemerkt werden, dass kein falscher Puls bei der fallenden Flanke des ursprünglichen ΔF-Signals auftreten wird, da das zweite Flip-Flop durch das verzögerte „/CLR"-Signal gelöscht gehalten wird. Das oberste Diagramm zeigt den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements 1 über der Zeit. Das mittlere Diagramm zeigt das durch das zweite Schaltkreiselement bereitgestellte CLR-Signal. Das unterste Diagramm zeigt den Q-Ausgang des zweiten Schaltkreiselements 3.
Wie in der 7 gezeigt, können bei einer zweiten Ausführungsform eines verbesserten Unterschiedsfrequenzdetektors durch Verwenden der im Wesentlichen gleichen Technik bei beiden Flanken, d.h. der steigenden und der fallenden Flanke des ursprünglichen ΔF-Signals zwei synchronisierte kurze Pulse erzeugt werden. Dies wird durch Anordnen eines dritten Schaltkreiselements 4 erreicht, so dass ein drittes flanken gesteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop mit einem vorbestimmten logischen Eingangszustand getriggert wird, so dass getriggert durch ein invertiertes Ausgangssignal /Q des ersten Schaltkreiselements 1 ein vorbestimmter Wert dorthin übertragen wird und an einem invertierten Ausgang /Q davon gehalten wird. Das dritte Schaltkreiselement 4 ist weiterhin angeordnet, um den vorbestimmten Wert des invertierten Ausgangs /Q des dritten Schaltkreiselements 4 nach einer vorbestimmten Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen. Demzufolge wird auf eine entsprechende Weise der Ausgang ein kurzer Puls mit einer führenden Flanke sein, die mit der ersten Änderung der ursprünglichen führenden Flanke des ΔF-Signals synchronisiert sein wird und es wird kein Kippen auftreten, solange die Verzögerung ausgewählt ist, um signifikant länger zu sein, als die durch die Gleichung [1] definierte Zeit.
Die zwei durch die Anordnung der 7 erzeugbaren synchronisierten Pulse können verwendet werden, um wiederum ein „wiederhergestelltes" ΔF-Signal zu erzeugen, das sogar das gleiche Pulsverhältnis wie des ursprüngliche ΔF-Signal aufweist. Ein verbesserter Unterschiedsfrequenzdetektor mit vollständig wiederhergestellten ΔF-Signalen in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in der 8 gezeigt. Hier ist ein viertes Schaltkreiselement 5, wie beispielsweise ein viertes flankengesteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop mit einem vordefinierten logischen Eingangszustand, angeordnet, so dass der Wert eines invertierten Ausgangssignals des zweiten Schaltkreiselements 3 dorthin übertragen wird und an einem Ausgang Q davon gehalten wird. Das vierte Schaltkreiselement 5 ist weiterhin angeordnet, um den Wert getriggert durch einen invertierten Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements 4 zu löschen.
Die 9 zeigt das Hinzufügen einer ersten alternativen Implementierung eines Flip-Flops 6, das die Polarität der ersten Taktfrequenz speichert, nachdem die führende Flanke der zweiten Taktfrequenz den Q-Ausgang des Unterschiedsfrequenzdetektors kippt. Ein fünftes Schaltkreiselement 6, wie beispielsweise ein fünftes flankengesteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop, ist angeordnet, um eine erste Taktfrequenz zu empfangen, wobei das fünfte Schaltkreiselement 6 angeordnet ist, so dass ein Mal bei jeder Periode des Ausgangssignals Q des zweiten Schaltkreiselements 3 ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz dorthin übertragen wird und an einem Ausgang Q davon gehalten wird.
In der 10 ist eine zweite alternative Implementierung eines Flip-Flops 7 gezeigt, das die Polarität der ersten Taktfrequenz speichert, nachdem die führende Flanke der zweiten Taktfrequenz den Q-Ausgang des Unterschiedsfrequenzdetektors kippt. Ein sechstes Schaltkreiselement 7, wie beispielsweise ein sechstes flankengesteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop ist angeordnet, um eine erste Taktfrequenz zu empfangen, wobei das sechste Schaltkreiselement 7 angeordnet ist, so dass ein Mal bei jeder Periode des Ausgangssignals Q des vierten Schaltkreiselements 5 ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz dorthin übertragen wird und an einem dem Ausgang Q davon gehalten wird.
Abhängig von dem Typ des verwendeten D-Flip-Flops kann die Haltezeit im schlimmsten Fall ziemlich lang sein und die verzögerten /CLR-Signale der verbesserten Schaltkreise müssen entsprechend justiert werden. Eine Verzögerung kann beispielsweise unter Verwendung einer Standardkombination eines Widerstands 9 und eines Kondensators 10 erreicht werden, wie in den 5, 7, 8, 9 und 10 gezeigt. Zu lange Verzögerungen werden/können jedoch ein Rauschen an dem Anstieg des verzögerten /CLR-Signals hervorrufen, wobei die entsprechenden Eingänge des zweiten 3 und des dritten 4 D-Flip-Flops falsch getriggert werden. Dies wird dazu führen, dass das nachfolgende PHASE-Signal eine Fehlfunktion des D-Flip-Flops 6 erzeugt. Die Lösung ist, entweder einen Puffer mit einer Hysterese 8, wie beispielsweise einen Schmitt-Trigger, vor die /CLR-Eingänge einzufügen, wie in den 5, 7, 8, 9 und 10 gezeigt, oder das „wiederhergestellte" ΔF-Signal zu verwenden, um das „PHASE"-D-Flip-Flop 7 zu takten, wie in der 10 gezeigt. Die letztere Lösung wird bevorzugt, da sie auch die Übertragungsverzögerung und dementsprechend die Vorbereitungslücke für das „PHASE"-D-Flip-Flop erhöht.
Ein Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz bei einem Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung umfasst die folgenden Schritte: Anordnen eines ersten Schaltkreiselements 1, wie beispielsweise eines ersten flankengesteuerten Flip-Flops oder D-Flip-Flops, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen; Anordnen des ersten Schaltkreiselements 1, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode der zweiten Taktfrequenz zu dem ersten Schaltkreiselement 1 übertragen wird und an einem Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements 1 gehalten wird; Anordnen eines zweiten Schaltkreiselements 3, wie beispielsweise eines zweiten flankengesteuerten Flip-Flops oder D-Flip-Flops, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements zu dem zweiten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements gehalten wird; und Anordnen des zweiten Schaltkreiselements 3, um den vorbestimmten Wert des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements 3 eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst das Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz für ein Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung den folgenden zusätzlichen Schritt: Anordnen eines dritten Schaltkreiselements 4, wie beispielsweise ein drittes flankengesteuertes Flip-Flop oder D-Flip-Flop, so dass getriggert durch ein invertiertes Ausgangssignal /Q des ersten Schaltkreiselements 1 ein vorbestimmter Wert dorthin übertragen wird und an einem invertierten Ausgang /Q davon gehalten wird, und Anordnen des dritten Schaltkreiselements 4, um den vorbestimmten Wert des invertierten Ausgangs /Q des dritten Schaltkreiselements 4 eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst das Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz für ein Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit der Erfindung die folgenden zusätzlichen Schritte: Anordnen eines vierten Schaltkreiselements 5, wie beispielsweise eines vierten flankengesteuerten Flip-Flops oder D-Flip-Flops, so dass der Wert eines invertierten Ausgangssignals von dem zweiten Schaltkreiselement 3 dorthin übertragen wird und an einem Ausgang Q davon gehalten wird, und Anordnen des vierten Schaltkreiselements 5, um den Wert getriggert durch einen invertierten Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements 4 zu löschen.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst das Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz für ein Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit der Erfindung die folgenden zusätzlichen Schritte: Anordnen eines fünften Schaltkreiselements 6, wie beispielsweise eines fünften flankengesteuerten Flip-Flops oder D-Flip-Flops, um eine erste Taktfrequenz zu empfangen; und Anordnen des fünften Schaltkreiselements 6, so dass ein Mal bei jeder Periode des Aus gangssignals Q des zweiten Schaltkreiselements 3 ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz dorthin übertragen wird und an einem Ausgang Q davon gehalten wird.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst das Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz für ein Radarfüllstandsmessgerät in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung die folgenden zusätzlichen Schritte: Anordnen eines sechsten Schaltkreiselements 7, wie beispielsweise eines sechsten flankengesteuerten Flip-Flops oder D-Flip-Flops, um eine erste Taktfrequenz zu empfangen; Anordnen des sechsten Schaltkreiselements 7, so dass ein Mal bei jeder Periode des Ausgangssignals Q des vierten Schaltkreiselements 5 ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz dorthin übertragen wird und an einem Ausgang Q davon gehalten wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft weiterhin ein Mikrowellen verwendendes Radarfüllstandsmessgerät zum Messen eines Füllstandes einer Oberfläche 16 eines Produktes 12 in einem Behälter 11, wobei eine Anwendung dieses Radarfüllstandsmessgeräts in der 11 gezeigt ist. Ein Behälter, wie beispielsweise ein Tank 11, wird zum Aufbewahren des Produkts 12 verwendet. Das Produkt kann beispielsweise Öl, Raffinatprodukte, Chemikalien und flüssige Gase sein oder es kann ein Material in Pulverform sein. Ein Radar 13 ist an der Decke 14 des Tanks 11 befestigt. Ein Mikrowellenstrahl wird von dem Radar durch eine Antenne 15 an der Innenseite des Tanks gesendet. Der gesendete Strahl wird von der Oberfläche 16 des Produkts reflektiert und durch die Antenne 15 empfangen. Mittels eines Vergleichs und einer Auswertung der Zeitspanne zwischen dem ausgesendeten und dem reflektierten Strahl in einer Mess- und Kontroll-Einheit, wird eine Bestimmung des Füllstandes der Produktoberfläche 16 auf eine bekannte Weise durchgeführt. Die Mikrowellen können von der Antenne als ein frei ausgestrahlter Strahl oder durch einen mit dem Produkt in Verbindung stehendem Wellenleiter (nicht gezeigt) ausgesendet werden. Das in der 11 gezeigte Radarfüllstandsmessgerät umfasst eine Antenne 15 zum Übertragen von Mikrowellen zu der Oberfläche und zum Empfangen von durch die Oberfläche 16 reflektierten Mikrowellen. Ein Mikrowellenübertragungsmedium, wie beispielsweise ein Wellenleiter oder ein Koaxialkabel ist mit einem ersten Ende an einem Messschaltkreis angeschlossen. Der Messschaltkreis ist angeordnet, um Mirkowellen durch die Antenne 15 zu senden und zu empfangen. Der Messschaltkreis ist weiterhin angeordnet, um den Füllstand des Produktes 12 in dem Tank 11 basierend auf der Beziehung zwischen den gesendeten und den empfangenen Mikrowellen zu bestimmen. Der Messschaltkreis ist angeordnet, um den Füllstand des Produkts 12 in dem Tank 11 basierend auf einer Analyse einer Beziehung zwischen den mit einer zweiten Taktfrequenz, beispielsweise einer Pulsfolgefrequenz (TX CLOCK), gesendeten Mikrowellen und den mit einer ersten Taktfrequenz, beispielsweise einer Tastfrequenz (RX CLOCK), empfangenen und abgetasteten Mikrowellen zu bestimmen. Zum Zwecke der Bestimmung enthält der Messschaltkreis einen Unterschiedsfrequenzdetektor, wie er genauer zuvor beschrieben wurde, um präzise die Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts, beispielsweise einen Unterschied (ΔF) zwischen der Pulsfolgefrequenz (TX CLOCK) und der Abtastfrequenz (RX CLOCK), zu bestimmen.
Bei einer zusätzlichen Ausführungsform umfasst das oben beschriebene Radarfüllstandsmessgerät weiterhin einen Stromversorgungsschaltkreis zum Bereistellen und Verteilen von elektrischer Leistung innerhalb des Radarfüllstandsmessgeräts und einen Kommunikationsschaltkreis zur Kommunikation von Informationen, einschließlich einer Wiedergabe des Füllstands der Oberfläche 16, und eine Schnittstelle mit zwei Verbindungen zur Aufnahme von elektrischer Leistung zu dem Stromversorgungsschaltkreis und zur Kommunikation, welche durch den Kommunikationsschaltkreis durchgeführt wird.
In einer weiteren Ausführungsform des oben beschriebenen Radarfüllstandsmessgeräts enthält der Stromversorgungsschaltkreis weiterhin einen Energiespeicherschaltkreis.
Die Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen begrenzt, sondern kann innerhalb des Umfang der beigefügten Ansprüche variiert werden.
Demzufolge wird, während grundlegende neue Merkmale der Erfindung, wie sie in einer bevorzugten Ausführungsform davon angewendet, gezeigt, beschrieben und herausgestellt wurden, klar sein, dass verschiedene Auslassungen und Ersetzungen und Änderungen in der Form und den Einzelheiten der gezeigten Vorrichtungen und in ihrem Betrieb durch den Fachmann ohne Verlassen der Idee der Erfindung ausgeführt werden können. Beispielsweise ist ausdrücklich vorgesehen, dass alle Kombinationen dieser Schaltkreiselemente und/oder Verfahrensschritte, welche im Wesentlichen die gleiche Funktion auf im Wesentlichen die gleiche Weise durchführen, um die gleichen Ergebnisse zu erzielen, innerhalb des Umfangs der Erfindung liegen. Außerdem sollte bemerkt werden, dass gezeigte und/oder in Verbindung mit einer offenbarten Form oder Ausführungsform der Erfindung gezeigte und/oder beschriebene Strukturen und/oder Elemente und/oder Verfahrensschritte in jedweder anderer offenbarter oder beschriebener oder vorgeschlagener Form oder Ausführungsform im Rahmen einer allgemeinen Konstruktionsauswahl verwendet werden können. Die Intention ist daher, dass die Erfindung lediglich wie durch den Umfang der hier beigefügten Ansprüche begrenzt wird.
Zusammenfassung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Unterschiedsfrequenzdetektorschaltkreis und ein Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz in einem Radarfüllstandsmessgerät. Ein erstes Schaltkreiselement (1) ist angeordnet, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen. Ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz wird an ein erstes Schaltkreiselement (1) ein Mal bei jeder Periode der zweiten Taktfrequenz übertragen und an einem Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements (1) gehalten. Ein vorbestimmter Wert wird getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements (1) zu einem zweiten Schaltkreiselement (3) übertragen und an einem Ausgang (Q) des zweiten Schaltkreiselements (3) gehalten und der vorbestimmte Wert wird von dem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements (3) eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, gelöscht. Eine Ausgabe ist als ein kurzer Puls mit einer führenden Flanke, welche mit der ersten Änderung der führenden Signalflanke des ersten Schaltkreiselements (1) synchronisiert sein wird, verfügbar.

Claims

Unterschiedsfrequenzdetektorschaltkreis für ein Radarfüllstandsmessgerät, der umfasst: ein erstes Schaltkreiselement, das angeordnet ist, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen, wobei das erste Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal pro Periode der zweiten Taktfrequenz zu dem ersten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements gehalten wird; dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin umfasst: ein zweits Schaltkreiselement, das angeordnet ist, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements zu dem zweiten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements gehalten wird, und wobei das zweite Schaltkreiselement weiterhin angeordnet ist, um den vorbestimmten Wert des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen, wobei der Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend die Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Schaltkreis (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin umfasst: ein drittes Schaltkreiselement, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch einen invertierten Ausgang /Q des ersten Schaltkreiselements zu dem dritten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem invertierten Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements gehalten wird, und wobei das dritte Schaltkreiselement weiterhin angeordnet ist, um den vorbestimmten Wert des invertierten Ausgangs /Q des dritten Schaltkreiselements eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen, wobei der invertierte Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Schaltkreis (1) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin umfasst: ein viertes Schaltkreiselement, das angeordnet ist, so dass ein Wert eines invertierten Ausgangs /Q des zweiten Schaltkreiselements zu dem vierten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des vierten Schaltkreiselements gehalten wird, und wobei das vierte Schaltkreiselement weiterhin angeordnet ist, um den Wert getriggert durch einen invertierten Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements zu löschen, wobei der Ausgang Q des vierten Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das im Wesentlichen der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts entspricht.
Schaltkreis (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin umfasst: ein fünftes Schaltkreiselement, das angeordnet ist, um die erste Taktfrequenz zu empfangen, wobei das fünfte Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements zu dem fünften Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des fünften Schaltkreiselements gehalten wird, wobei der Ausgang Q des fünften Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend der Phase der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Schaltkreis (1) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin umfasst: ein sechstes Schaltkreiselement, das angeordnet ist, um die erste Taktfrequenz zu empfangen, wobei das sechste Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode des Ausgangs Q des vierten Schaltkreiselements zu dem sechsten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des sechsten Schaltkreiselements gehalten wird, wobei der Ausgang Q des sechsten Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend der Phase der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Verfahren zum Erfassen einer Unterschiedsfrequenz in einem Radarfüllstandsmessgerät, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Anordnen eines ersten Schaltkreiselements, um eine erste Taktfrequenz und eine zweite Taktfrequenz zu empfangen, Anordnen des ersten Schaltkreiselements, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode der zweiten Taktfrequenz zu dem ersten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements gehalten wird; dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin die folgenden Schritte umfasst: Anordnen eines zweiten Schaltkreiselements, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch den Ausgang Q des ersten Schaltkreiselements zu dem zweiten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements gehalten wird, und Anordnen des zweiten Schaltkreiselements, um den vorbestimmten Wert des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen, und Erfassen an dem Ausgang Q des zweiten Schaltkreiselements eines Ausgangssignals, das eine Information betreffend die Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin die folgenden Schritte umfasst: Anordnen eines dritten Schaltkreiselements, so dass ein vorbestimmter Wert getriggert durch einen invertierten Ausgang /Q des ersten Schaltkreiselements zu dem dritten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem invertierten Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements gehalten wird, und Anordnen des dritten Schaltkreiselements, um den vorbestimmten Wert des invertierten Ausgangs /Q des dritten Schaltkreiselements eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem es getriggert wurde, zu löschen, und Erfassen an dem invertierten Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements eines Ausgangssignals, das eine Information betreffend die Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin die folgenden Schritte umfasst: Anordnen eines vierten Schaltkreiselements, so dass ein Wert eines invertierten Ausgangs /Q von dem zweiten Schaltkreiselement zu dem vierten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des vierten Schaltkreiselements gehalten wird, und Anordnen des vierten Schaltkreiselements, um den Wert getriggert durch einen invertierten Ausgang /Q des dritten Schaltkreiselements zu löschen, und Erfassen an dem Ausgang Q des vierten Schaltkreiselements eines Ausgangssignals, das im Wesentlichen der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin die folgenden Schritte umfasst: Anordnen eines fünften Schaltkreiselements, um die erste Taktfrequenz zu empfangen, Anordnen des fünften Schaltkreiselements, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements zu dem fünften Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des fünften Schaltkreiselements gehalten wird, und Erfassen an dem Ausgang Q des fünften Schaltkreiselements eines Ausgangssignals, das eine Information betreffend der Phase der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin die folgenden Schritte umfasst: Anordnen eines sechsten Schaltkreiselements, um die erste Taktfrequenz zu empfangen, Anordnen des sechsten Schaltkreiselements, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode des Ausgangs Q des vierten Schaltkreiselements an das sechste Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des sechsten Schaltkreiselements gehalten wird, und Erfassen an einem Ausgang Q des sechsten Schaltkreiselements eines Ausgangssignals, das eine Information betreffend der Phase der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Radarfüllstandsmessgerät, das angeordnet ist, um Mikrowellen zum Bestimmen eines Füllstandes einer Oberfläche eines in einem Behälter aufbewahrten Produktes zu verwenden, wobei das Radarfüllstandsmessgerät umfasst: eine Antenne, die geeignet ist zum Senden von Mikrowellen in Richtung der Oberfläche und zum Empfangen von durch die Oberfläche reflektierten Mikrowellen, und ein Mikrowellentransfermedium, von dem ein erstes Ende mit der Antenne verbunden ist, und einen Messschaltkreis, der mit einem zweiten Ende des Mikrowellentransfermediums verbunden ist, und wobei der Messschaltkreis angeordnet ist, um den Füllstand basierend auf einer Beziehung zwischen den gesendeten und den empfangenen Mikrowellen zu bestimmen, und der Messschaltkreis weiterhin angeordnet ist, um den Füllstand basierend auf einer Analyse einer Beziehung zwischen der mit einer zweiten Taktfrequenz gesendeten Mikrowellen und der mit einer ersten Taktfrequenz abgetasteten empfangenen Mikrowellen zu bestimmen, und dadurch gekennzeichnet, dass der Messschaltkreis zum Zweck der Analyse weiterhin einen Unterschiedsfrequenzdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 5 umfasst.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch: ein fünftes Schaltkreiselement, das angeordnet ist, um die erste Taktfrequenz zu empfangen, wobei das fünfte Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Peiode des Ausgangs Q des zweiten Schaltkreiselements zu dem fünften Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des fünften Schaltkreiselements gehalten wird, wobei der Ausgang Q des fünften Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend der Phase der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass ein sechstes Schaltkreiselement angeordnet ist, um die erste Taktfrequenz zu empfangen, wobei das sechste Schaltkreiselement angeordnet ist, so dass ein verzögerungsfreier Wert der ersten Taktfrequenz ein Mal bei jeder Periode des Ausgangs Q des vierten Schaltkreiselements zu dem sechsten Schaltkreiselement übertragen wird und an einem Ausgang Q des sechsten Schaltkreiselements gehalten wird, wobei der Ausgang Q des sechsten Schaltkreiselements angeordnet ist, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das eine Information betreffend der Phase der Unterschiedsfrequenz zwischen der ersten und der zweiten Taktfrequenz des Radarfüllstandsmessgeräts umfasst.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin umfasst: einen Stromversorgungsschaltkreis zum Bereitstellen und Verteilen von elektrischer Leistung in dem Radarfüllstandsmessgerät, und einen Kommunikationsschaltkreis zum Kommunizieren einer Information einschließlich einer Wiedergabe des Füllstands der Oberfläche, und eine Schnittstelle mit zwei Verbindungen zur Aufnahme von elektrischer Leistung zu dem Stromversorgungsschaltkreis und zur Kommunikation, die durch den Kommunikationsschaltkreis abgewickelt wird.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromversorgungsschaltkreis weiterhin einen Energiespeicherschaltkreis umfasst.