DE102014107249A1

DE102014107249A1 - Verfahren zur Überwachung der Funktionstüchtigkeit einer Radarvorrichtung

Info

Publication number: DE102014107249A1
Application number: DE102014107249.9A
Authority: DE
Inventors: Winfried Mayer; Werner Meier; Bernhard Michalski
Original assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Current assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date: 2014-05-22
Filing date: 2014-05-22
Publication date: 2015-11-26
Also published as: WO2015176889A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Überwachung der Funktionstüchtigkeit einer mit Mikrowellen arbeitenden Radarvorrichtung, wobei die Radarvorrichtung eine sendeseitige Schaltungsanordnung (1), ein Koppelelement (3), eine Sende-/Empfangseinheit (4) und eine empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) aufweist, sowie eine mit Mikrowellen arbeitende Radarvorrichtung mit einer Selbstüberwachungsfunktion, dadurch gekennzeichnet, dass ein Koppelelement (3) in einem zweiten Betriebsmodus (B2) der Radarvorrichtung das Sendesignal (STX) direkt an die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) ankoppelt, und dass die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) eine Information über die Funktionstüchtigkeit der Radarvorrichtung anhand des abgetasteten Sendesignals (STX) liefert.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Überwachung der Funktionstüchtigkeit einer mit Mikrowellen arbeitenden Radarvorrichtung sowie eine mit Mikrowellen arbeitende Radarvorrichtung mit einer Selbstüberwachungsfunktion, wobei die Radarvorrichtung eine sendeseitige Schaltungsanordnung, ein Koppelelement, eine Sende-/Empfangseinheit und eine empfangsseitige Schaltungsanordnung aufweist, umfassend die folgende Schritte:

– ein elektromagnetisches Sendesignal wird von der sendeseitigen Schaltungsanordnung generiert,
– in einem ersten Betriebsmodus wird das Sendesignal vermittels des Koppelelements an die Sende-/Empfangseinheit gekoppelt,
– das Sendesignal wird von der Sende-/Empfangseinheit abgestrahlt,
– in dem Fall, dass zumindest ein Teil des Sendesignals reflektiert wird und an der Sende-/Empfangseinheit einfällt, wird dieses reflektierte Empfangssignal von der Sende-/Empfangseinheit empfangen,
– das Empfangssignal wird vermittels des Koppelelements an die empfangsseitige Schaltungsanordnung gekoppelt, und
– eine in dem Empfangssignal enthaltene Entfernungsinformation wird von der empfangsseitigen Schaltungsanordnung erfasst

Zur Bestimmung einer Distanz bei der Verwendung einer mit Mikrowellen arbeitenden Radarvorrichtung, werden Mikrowellen mittels einer Sendeeinheit in Richtung eines Gegenstands gesendet und die an der Oberfläche des Gegenstandes reflektierten Echowellen werden von einer Empfangsinheit empfangen. Es wird eine die Echoamplituden als Funktion der Entfernung darstellende Echofunktion gebildet, aus der ein sogenanntes Nutzechosignal und dessen Laufzeit bestimmt werden. Aus der Laufzeit wird der Abstand zwischen der Gegenstandsoberfläche und der Radarvorrichtung bestimmt. Dabei entspricht das Nutzechosignal reflektierten Mikrowellen, die direkt von der Gegenstandsoberfläche reflektiert wurden.
Insbesondere beim Pulsradar für Füllstandsmessung werden periodisch Mikrowellen-Sendeimpulse, im Folgenden als Wellenpakete bezeichnet, gesendet, die von der Füllgut-Oberfläche reflektiert und nach einer abstandsabhängigen Laufzeit wieder empfangen werden. Die empfangene Signalamplitude als Funktion der Zeit stellt eine Echofunktion dar. Jeder Wert dieser Echofunktion entspricht der Intensität der reflecktierten Mikrowellen, die von einem bestimmten Abstand zu einem vorgegebenen Referenzpunkt reflektiert wurden.
In der DE 31 07 444 A1 wird ein hochauflösendes Impulsradarverfahren beschrieben. Ein Generator erzeugt erste Mikrowellenpulse und strahlt sie über eine Antenne mit einer vorgegebenen Sende-Pulswiederholfrequenz in Richtung der Oberfläche des Füllguts aus. Ein weiterer Generator erzeugt Referenz-Mikrowellenpulse, die gleich den ersten Mikrowellenpulsen sind. Die ersten Mikrowellenpulse werden mit einer bestimmten Sende-Pulswiederholfrequenz generiert, wobei sich diese jedoch von der Empfangs-Pulswiederholfrequenz der Referenz-Mikrowellenpulse geringfügig unterscheidet. Das aus mehreren Mikrowellenpulsen entstehende Echosignal und das aus mehreren Referenz-Mikrowellenpulse entstehende Referenzsignal werden gemischt. Am Ausgang des Mischers steht ein Zwischenfrequenzsignal an. Das Zwischenfrequenzsignal hat den gleichen Verlauf wie das Echosignal, ist gegenüber diesem jedoch um einen Zeitdehnungsfaktor gestreckt, der gleich einem Quotienten aus der Sende-Pulswiederholfrequenz und dem Betrag der Differenz aus der Sende- und der Empfangs-Pulswiederholfrequenzen ist. Bei einer Sende-Pulswiederholfrequenz von einigen Megahertz, einer Frequenzdifferenz der Pulswiederholfrequenzen von wenigen Hertz und einer Mikrowellenfrequenz von einigen Gigahertz liegt die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals unterhalb von 500 kHz. Der Vorteil der Transformation auf die Zwischenfrequenz ist, dass relativ langsame und damit kostengünstige elektronische Bauteile zur Signalerfassung und/oder Signalauswertung verwendet werden können.
Die Laufzeit-Messmethode ist eine von vielen Messmethoden zur Ermittlung des Füllstands in einem Behälter. Bei dieser Messmethode ist die Laufzeit des Messsignals ein Maß für den Abstand. Die Laufstrecke ist gleich dem Produkt aus Laufzeit und Ausbreitungsgeschwindigkeit. Aus der halben Laufzeit lässt sich demgemäß der Füllstand des Mediums in einem Behälter ermitteln. Die Echofunktion stellt hierbei den gesamten Signalverlauf als Funktion der Zeit dar, wobei jeder Messwert der Echofunktion der Amplitude eines in einem bestimmten Abstand an einer Oberfläche reflektierten Echosignals entspricht.
Bei der Zeitdifferenzmessung wird die Zeit, die ein breitbandiger Wellensignalimpuls für eine zurückgelegte Wegstrecke benötigt, ermittelt. Das eigentliche Nutzechosignal und dessen Laufzeit werden anhand der sog. Echofunktion bzw. der digitalen Hüllkurve bestimmt, wobei die Hüllkurve die Amplitude der Echosignale als Funktion des Abstandes ‘Antenne – Oberfläche des Füllguts‘ wiedergibt.
Die Hüllkurve selbst ist das Ergebnis einer Gleichrichtung, optional einer Logarithmierung und einer Digitalisierung der Zwischenfrequenz. Die Entfernungsbestimmung erfolgt über die Bestimmung des Abstandes des Nutzechosignals, das den Füllstand repräsentiert, zu einem Referenzsignal. Die Anzahl der Abtastpunkte zwischen den beiden Maxima bei konstanter Abtastzeit ist dann direkt proportional zum Abstand ‘Antenne – Oberfläche des Füllguts‘.
Mit Mikrowellen arbeitende Füllstandsmeßgeräte werden in sehr vielen Industriezweigen, z. B. in der Chemie oder in der Lebensmittelindustrie, eingesetzt. Typischerweise ist der Füllstand in einem Behälter zu messen. Diese Behälter weisen üblicherweise eine Öffnung auf, an der ein Stutzen oder ein Flansch zur Befestigung eines Messgerätes vorgesehen ist.
Eine Radarvorrichtung, die eingesetzt wird, um den Füllstand in einem Behälter zu bestimmen, weist viele verschiedene Baugruppen auf, die zum Erzeugen der Messfunktionalität und zur Verarbeitung der Messsignale notwendig sind. Durch Fehlfunktionen einzelner oder mehrerer dieser Baugruppen können Fehlmessungen entstehen, die unter Umständen nicht von gültigen Messungen unterscheidbar sind.
Veränderungen der Differenz der Pulswiederholfrequenzen, der Pulsdauer, der Schwingungsfrequenz des Sende- und/oder Empfangsoszillators führen beispielsweise zu Fehlern in der Messdistanz. Solche Fehler können beim Überschreiten zulässiger Grenzwerte schwerwiegende und möglicherweise sicherheitsrelevante Risiken darstellen. Aus diesem Grund ist es erstrebenswert, die ordnungsgemäße Funktionalität der Radarvorrichtung in kurzen Zeitintervallen zu überprüfen oder sogar im Betrieb permanent zu überwachen.
In der Druckschrift (D1) – Kissinger, Lämmle, Wiegel: „Integrated Test for Silicon Front Ends", IEEE microwave magazine, Mai 2010 – sind verschiedene Ansätze zum Überprüfen der elektronischen Teile eines Radarsystems offenbart. Insbesondere ist eine Rückkopplung zwischen Sende- und Empfangspfad beschrieben, wobei das Sendesignal als Testsignal benutzt wird. Allerdings lassen sich die Möglichkeiten von D1 nicht auf das Pulsradarprinzip für die Füllstandsmessung übertragen.
Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zur Überprüfung der Baugruppen einer Radarvorrichtung vorzuschlagen, sowie eine mit Mikrowellen arbeitende Radarvorrichtung mit einer Selbstüberwachungsfunktion anzugeben, die die Funktionstüchtigkeit möglichst aller Baugruppen eines Pulsradars für Füllstandsmessung überprüfen kann.
Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

– in einem zweiten Betriebsmodus (B2) wird das Sendesignal (S_TX) von der Sende-/Empfangseinheit (4) entkoppelt und vermittels des Koppelelements (3) direkt an die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) gekoppelt,
– das Sendesignal (S_TX) wird von der empfangsseitigen Schaltungsanordnung (2) abgetastet, und
– eine in dem abgetasteten Sendesignal (S_TX) enthaltene Information über die Funktionstüchtigkeit der Radarvorrichtung wird mittels der Auswerteeinheit erfasst.

In einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das Sendesignal um eine vorgegebene Zeitdauer verzögert ausgelöst. Hierfür weist die sendeseitige Schaltungsanordnung zumindest ein Zeitverzögerungselement auf.
In einer zweiten Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens weist die empfangsseitige Schaltungsanordnung zumindest ein Zeitverzögerungselement auf, und das empfangsseitig generierte Signal wird um eine vorgegebene Zeitdauer verzögert ausgelöst.
Gemäß einer Weiterentwicklung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das Sendesignal mindestens einmal so geteilt und umgeleitet, dass die mindestens zwei daraus entstehende Sendesignale zeitverzögert einander gegenüber sind.
Die Aufgabe wird weiterhin gelöst durch eine mit Mikrowellen arbeitende Radarvorrichtung mit einer Selbstüberwachungsfunktion gemäß dem Oberbegriff in Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass
das Koppelelement in einem zweiten Betriebsmodus der Radarvorrichtung das Sendesignal direkt an der empfangsseitigen Schaltungsanordnung ankoppelt, und
dass die empfangsseitige Schaltungsanordnung eine Information über die Funktionstüchtigkeit der Radarvorrichtung anhand des abgetasteten Sendesignals liefert.
In einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung weist die sendeseitige Schaltungsanordnung mindestens ein Zeitverzögerungselement auf, das dazu dient, das Sendesignal um eine vorgegebenen Zeitdauer verzögert auszulösen.
In einer weiteren Ausgestaltung weist die empfangsseitige Schaltungsanordnung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung mindestens ein Zeitverzögerungselement auf, das dazu dient, das empfangsseitig generierte Signal um eine vorgegebene Zeitdauer verzögert auszulösen.
Bei einer vorteilhaften Weiterentwicklung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung ist das Koppelelement ein Hybridkoppler.
In einer weiteren Ausgestaltung sind die sendeseitige Schaltungsanordnung, das Koppelelement und die empfangsseitige Schaltungsanordnung auf einer monolithischen Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert.
In einer weiteren Ausgestaltung ist die Sende-/Empfangseinheit auf der monolithischen Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung weist die sendeseitige Schaltungsanordnung mindestens ein Dämpfungsglied auf, das in dem zweiten Betriebsmodus dazu dient, das direkt an die empfangsseitige Schaltungsanordnung gekoppelte Sendesignal so in seiner Intensität abzuschwächen, dass die empfangsseitige Schaltungsanordnung nicht übersteuert wird.
Alternativ zum Dämpfungsglied kann im zweiten Betriebsmodus durch eine Eingriffsmöglichkeit auf den Sendeverstärker dessen Verstärkung so reduziert werden, dass die empfangsseitige Schaltungsanordnung nicht durch das Sendesignal übersteuert wird.
Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Figuren näher erläutert. Gleiche Elemente sind in den Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Es zeigt:
1: ein Blockschaltbild einer Radarvorrichtung gemäß dem Stand der Technik;
2: ein Blockschaltbild einer ersten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung;
3: ein Blockschaltbild einer zweiten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung;
4: ein Blockschaltbild einer dritten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung;
5a, b: zwei dem Fachmann bekannte Varianten eines Koppelelements;
6a–c: die Funktion des Koppelelement am Beispiel eines mit Leitungstechnik realisierten Hybridkopplers,
7a, b: Schalterstellungen eines ersten Schalters S1.
Die Verwendungen der erfindungsgemäßen Idee, die in der nachfolgenden Beschreibung näher im Zusammenhang mit jeweils einer nach dem Pulskorrelationsprinzip arbeitenden Radarvorrichtung erläutert sind, sind nicht auf die jeweiligen Augestaltungen beschränkt. Insbesondere würde ein Fachmann erkennen, dass die von der Radarvorrichtung ausgeführte Funktionen, die hier im Zusammenhang mit einem der verschiedenen hier beschriebenen Ausgestaltungen der Radarvorrichtung erläutert werden, an andere Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung leicht übertragbar sind.
Die in 1 gemäß dem Stand der Technik gezeigte Radarvorrichtung weist eine sendeseitige Schaltungsanordnung 1 und eine empfangsseitige Schaltungsanordnung 2 sowie ein Koppelelement 3 auf, das sowohl die sendeseitige Schaltungsanordnung 1 an eine Sende-/Empfangseinheit 4 ankoppelt als auch die Sende-/Empfangseinheit 4 an der empfangsseitigen Schaltungsanordnung 2 ankoppelt.
Sowohl die sendeseitige Schaltungsanordnung 1 als auch die empfangsseitige Schaltungsanordnungen 2 weisen jeweils einen PRF-Generator 5, 6 und einen Pulsverkürzer 7, 8 auf, wobei PRF für Pulswiederholfrequenz steht (aus dem Englischen „Pulse Repetion Frequency“). Die jeweiligen PRF-Generatoren 5, 6 dienen dazu, jeweils ein regelmäßiges und hochgenau getaktetes Rechtecksignal in Form eines gepulsten rechteckigen elektrischen Signals zu erzeugen. Die Frequenzen der auf diese Weise in den PRF-Generatoren 5, 6 erzeugten Rechtecksignale liegen im unteren MHz-Bereich und unterscheiden sich geringfügig um eine festeingestellte Differenzfrequenz. Die Messgenauigkeit einer Radarvorrichtung, die nach dem Pulskorrelationsprinzip arbeitet, hängt im Wesentlichem von der Frequenzgenauigkeit dieser PRF-Generatoren 5, 6 ab. Aus diesem Grund werden typischerweise Quarzoszillatoren hierfür eingesetzt.
Die sendeseitigen-/ und empfangsseitigen Ausgangssignale S_AX, S_ALO werden an jeweils nach den PRF-Generatoren 5, 6 nachgeschaltete Pulsverkürzer 7, 8 geleitet. Die Pulsverkürzer 7, 8 dienen dazu, die Zeitdauer der Pulse des jeweiligen Signals auf eine vorgegebenen Breite zu verkürzen. Die Breite der Pulse kann auch im Sinne einer räumlichen Ausbreitung beschrieben werden. Gemäß Lichtgeschwindigkeit entspricht die Zeitdauer eines Pulses einer räumliche Ausbreitung des Pulses, indem die Zeit mit der Lichtgeschwindigkeit multipliziert wird. Die räumliche Ausbreitung eines Pulses kann, muss aber nicht, einer physikalischen Realität entsprechen, beispielsweise nachdem der Puls in ein freistrahlendes elektromagnetisches Signal umgesetzt wird. Eine typische Zeitdauer eines Pulses beträgt wenige Nanosekunden, insb. weniger als 10 Nanosekunde, bspw. 1 Nanosekunde. Wenn die Ausbreitungsgeschwindigkeit bzw. Lichtgeschwindigkeit 3·10^8 Meter pro Sekunde beträgt, entspricht eine 1ns Puls einer räumlichen Ausbreitung von 0,3 Meter.
Die sendeseitigen Pulse werden weiterhin zu einem Sendeoszillator 9 geführt. Dieser Sendeoszillator 9 erzeugt als Sendesignal S_TX hochfrequente Wellenpakete, die die Pulslänge der Pulse aufweisen. Die Anzahl der im Schwingungspaket enthaltenen Schwingungen richtet sich nach der Pulslänge und der Oszillatorfrequenz F9 des Sendeoszillators 9. Beispielsweise ergibt sich bei einer Oszillatorfrequenz F9 von 30 GHz und einer Pulsdauer, die 1ns beträgt, ein Sendepuls, der 30 Schwingungen enthält. In anderen Worten hat dann eine Schwingung eine Länge von einem Zentimeter. Ein Sendesignal, das solche regelmäßigen Sendepulse aufweist, wird verstärkt 11 und mittels der Koppeleinheit 3 an eine Sende-/Empfangseinheit 4, wie beispielsweise eine Antenne, gekoppelt und mittels der Sende-/Empfangseinheit 4 abgestrahlt.
Die empfangsseitigen Pulse werden einem Oszillator 10, in diesem Fall einem sogenannten Lokaloszillator (LO), zugeführt. Es wird dabei ein aus hochfrequenten Pulsen gebildetes empfangsseitiges Signal S_LO generiert.
In dem Fall, dass zumindest ein Teil des abgestrahlten Sendesignals S_TX von einem Gegenstand, wie beispielsweise einem Medium in einem Behälter, zurückreflektiert wird und auf der Sende-/Empfangseinheit 4 einfällt, wird dieses einfallende Signal S_RX von der Sende-/Empfangseinheit 4 empfangen und von der Koppeleinheit 3 an einen Verstärker 12 weitergeleitet. Sowohl das daraus resultierende Empfangssignal S_RX als auch das empfangsseitig generierte Signal S_LO werden einem Empfangsmischer 13 zugeführt. Der Empfangsmischer 13 dient dazu, ein zeitgedehntes Zwischenfrequenzsignal S_ZF zu erzeugen, das den Informationsinhalt des Empfangssignals S_RX beinhaltet, aber mit einer vorgegebenen niedrigen Frequenz F_ZF oszilliert, so dass das Zwischenfrequenzsignal S_ZF ohne hohem Aufwand mit einem Analog zu Digital (A/D) Wandler 15 abgetastet werden kann. Die auf diese Weise digitalisierte Information wird dann an eine Recheneinheit 16, wie beispielsweise einen Mikrocontroller 16, weitergeleitet.
Anhand der digitalisierten Information wird meist eine sogenannte Hüllkurve gebildet. Die Hüllkurve entspricht einer graphischen Darstellung der Amplitude des einfallenden Empfangssignals S_RX in Abhängigkeit der Zeit. Somit ist es möglich ein Echosignal, welches einem reflektierten Anteil S_RX des Sendesignals S_TX entspricht, zu erkennen. Aus der Laufzeit wird dann eine Laufdistanz ermittelt.
2 stellt ein Blockschaltbild einer ersten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung dar. Um eine Überwachung der verschiedenen Baugruppen 1–15 bei einer aus den Stand der Technik bekannten Radarvorrichtung durchzuführen, wird in der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1 ein Schalter S1 dem Sendeoszillator 9 und/oder dem Sendeverstärker 11 nachgeschaltet. In einem ersten Betriebsmodus B1 befindet sich der Schalter S1 bereits in einer ersten Schalterstellung 1 und das Sendesignal S_TX wird auf die herkömmliche Art und Weise an einen ersten Anschluss S des Koppelelements 3 angekoppelt und mittels des Koppelelements 3 über einen zweiten Anschluss A an die Sende-/Empfangseinheit 4 angekoppelt. Das in 2 gezeigte Koppelelement 3 weist insgesamt vier Anschlüsse S, T, A, E auf. Im ersten Betriebsmodus B1 werden weiterhin reflektierte Empfangssignalen S_RX, die mittels der Sende-/Empfangseinheit 4 empfangen werden, dem zweiten Anschluss A des Koppelelements zugeführt und über einen dritten Anschluss E an den Empfangsverstärker 12 und Empfangsmischer 13 weitergeleitet.
In einem zweiten erfindungsgemäßen Betriebsmodus B2 wird der Schalter S1 beispielsweise von einem Mikrocontroller 16 in eine zweite Schalterstellung 2 geschaltet, und das Sendesignal S_TX wird so umgeleitet, dass das Sendesignal S_TX einem vierten Anschluss T des Koppelelements 3 zugeführt wird. Das Koppelelement 3 ist so ausgestaltet, dass Signale S_TX, die an dem vierten Anschluss T angekoppelt werden, bei dem dritten Anschluss E ausgegeben werden. Dies ist eine einfache Möglichkeit, Sendesignale S_TX direkt an den Empfangsverstärker 12 und Empfangsmischer 13 anzukoppeln.
In 2 ist weiterhin ein Dämpfungselement α gezeigt. Das Dämpfungselement α und der Sendeverstärker 11 bestimmen die Leistung des Sendesignals S_TX. In dem ersten Betriebsmodus B1 wird die Sendeleistung erhöht, so dass die reflektierten Anteile des Sendesignals, die als Empfangssignale S_RX zurückkehren, ausreichend Energie haben, so dass die Empfangssignale S_RX von der Sende-/Empfangseinheit 4 registriert und ausgewertet werden können. In dem zweiten Betriebsmodus B2 ist jedoch die für den ersten Betriebsmodus B1 eingestellte Sendeleistung zu hoch. Aus diesem Grund wird die Sendeleistung mittels des Dämpfungselements α und/oder des Sendeverstärkers 11 reduziert. Der Sendeverstärker 11 kann beispielsweise mittels eines Steuersignals von dem Mikrocontroller 16 auf eine minimale Sendeleistungsabgabe eingestellt werden.
Nachdem das Sendesignal S_TX direkt an den Empfangsverstärker 12 gekoppelt wird, wird es weitergeleitet zum Empfangsmischer 13. In dem Empfangsmischer 13 wird das Signal S_RX mit dem empfangsseitig generierten gepulsten Signal S_LO gemischt. Der niederfrequente Anteil des Zwischenfrequenzsignals S_ZF, das vom Empfangsmischer 13 ausgegeben wird, wird durch einen dem Ausgang des Empfangsmischers 13 nachgeschalteten Filter 14 durchgelassen und an einen Analog/ Digital Wandler 15 weitergeleitet. Der Ausgang des A/D Wandlers 15 führt zu dem Mikrocontroller 16.
Aus dem oben beschriebenen Verfahren zur Abtastung des an die empfangsseitige Schaltungsanordnung 2 angekoppelten Signals S_RX wird eine Information erfasst, die meistens in Form einer Hüllkurve dargestellt wird. Eine Hüllkurve, die auf diese Weise gebildet ist, weist ein Test-Echosignal auf, das dem Sendesignal S_TX entspricht. In dem zweiten Betriebsmodus B2 weist das Test-Echosignal der Hüllkurve nach Vorgabe der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1 eine bestimmte Form auf. Beispielsweise weist bei einer vorgegebenen eingestellten Sendeleistung des Sendesignals S_TX das Test-Echosignal eine bestimmte Amplitude auf. Bei einer Erhöhung der Sendeleistung wird die Amplitude des Test-Echosignals größer. Es ist somit möglich, die Funktionstüchtigkeit der Radarvorrichtung zu überprüfen, indem überprüft wird, ob das Test-Echosignal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereichs entsprechend den Vorgaben der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1 liegt.
3 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung. Die Komponenten der in 3 gezeigten Ausgestaltung funktionieren im Wesentlichen auf die gleiche Weise wie die in 2 gezeigten Komponenten. In 3 ist ein Zeitverzögerungselement T1 gezeigt, das dem PRF-Generator 5 der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1 nachgeschaltet ist. Ebenso wie die in 2 gezeigte Ausgestaltung funktioniert die in 3 gezeigte Ausgestaltung in einem ersten Betriebsmodus B1 und einem zweiten Betriebsmodus B2. In dem zweiten Betriebsmodus B2 wird das Zeitverzögerungselement T1 von dem Mikrocontroller 16 aktiviert. Beim Aktivieren kann es sich hierbei beispielsweise um das Schalten eines zweiten Schalters S2 handeln, wobei dieser zweite Schalter S2, wie in 3 gezeigt, aufgrund eines Steuersignals des Mikrocontrollers 16 geschaltet wird, sodass das Ausgangssignal S_AX des PRF-Generators 5 an das Zeitverzögerungselement T1 umgeleitet wird. Das Zeitverzögerungselement T1 dient dazu, eine vorgegebene Verzögerung in das Ausgangssignal S_AX des PRF-Generators einzuschleusen. Dadaurch wird nach Durchlaufen der Pulsverkürzerstufe 7 vom Sendeoszillator ein zeit verzögertes Sendesignal S_TX erzeugt, das dann, wie oben beschrieben, auf die gleiche Weise wie ein reflektiertes Empfangssignal S_RX über das Koppelelement 3 an der empfangsseitigen Schaltungsanordnung 2 angekoppelt und ausgewertet wird.
Aufgrund der Verzögerung wird das Test-Echosignal, das in der Hüllkurve gezeigt wird, an einer Stelle in der Hüllkurve erscheinen, die einen späteren Zeitpunkt bzw. einer größeren Distanz entspricht. Die Verzögerung kann so eingestellt sein, dass das Test-Echosignal an einer vorgegebenen Stelle der Hüllkurve erscheint. Beispielsweise ist es möglich, ein Verzögerungselement zu verwenden, das eine Verzögerung von 33ns einschleust. Eine 33ns Verzögerung der Laufzeit eines Pulses entspricht einer 10 Meter Laufdistanz. Bei einem Sendesignal S_TX, das ausgesendet wird, teilweise von einem Gegenstand reflektiert wird und nach insgesamt 10 Meter Laufdistanz von der Empfangseinheit 4 empfangen wird, handelt es um einen Gegenstand, der 5 Meter von der Radarvorrichtung entfernt ist. Ein Sendesignal S_TX, das um 33ns verzögert wird, erscheint dann als Test-Echosignal an einer Stelle in der Hüllkurve, die einer 5 Meter Entfernung entspricht. Es ist somit möglich, das Test-Echosignal in einen Bereich der Hüllkurve, in dem wenig Störsignale vorhanden sind, zu verlagern. Bei hochfrequenten Radarvorrichtungen gibt es im Nahbereich einen sogenannten Klingelbereich, in dem Störsignale auftreten, die u.a. durch Übergänge zwischen verschieden Komponente der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1 erzeugt werden. Das Sendesignal S_TX kann außerhalb dieses Klingelbereichs platziert werden, indem es verzögert wird. Vorteilhaft wird die Verzögerungszeit so gewählt, dass sie der Signallaufzeit eines Empfangssignals S_RX aus dem unteren bis mittleren Reichweitenbereich der Radarvorrichtung entspricht, wobei der Reichweitenbereich der Distanzbereich ist, den die Radarvorrichtung eindeutig erfassen kann.
Das Verzögerungselement T1 ist eine digitale Komponente, die mit einer vorgegebenen Genauigkeit eine vorgegebene Verzögerung einstellt. Das Verzögerungselement T1 kann beispielsweise durch ein Laufzeitgatter oder eine Monoflopschaltung realisiert werden. Das Verzögerungselement T1 wird durch ein Steuersignal immer dann aktiviert, wenn die Radarvorrichtung in einen zweiten Betriebsmodus B2 eingeschaltet werden soll.
4 zeigt eine dritte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung. 4 zeigt ein Verzögerungselement T2, das in der empfangsseitigen Schaltungsanordnung 2 integriert ist. Weiterhin sind verschieden Schalter S1, S3, S4, E1, E2 dargestellt, die von der Recheneinheit 16 aus gesteuert werden können. Steuersignale können von dem Mikrocontroller 16 über die als Strichlinien dargestellten Pfade an die verschiedenen Schalter und an den Sendeverstärker 11 übertragen werden.
Wenn die Radarvorrichtung in den zweiten Betriebsmodus B2 eingeschaltet wird, indem der erste Schalter S1 über ein Steuersignal betätigt wird, kann ein Diagnoseverfahren durchgeführt werden. Die verschiedenen möglichen Kombinationen der Schalterstellungen der übrige Schalter S3, S4, E1, E2 ermöglichen verschiedene Diagnoseverfahren und unterschiedliche Auswerteergebnisse. Wenn beispielsweise alle Schalter S3, S4, E1, E2 offen sind, soll kein Signal von dem A/D Wandler 15 abgetastet werden. In dem Fall, dass ein Signal beim Mikrocontroller 16 ankommt, obwohl die Schalter S3, S4, E1, E2 alle in einer offenen Schalterstellung sind, ist das ein Beweis dafür, dass ein externes Störsignal vorliegt.
Die Schalterstellung dieser Schalter S3, S4, E1, E2 kann der Schalterstellung des zweiten Schalters S2 aus 3 entsprechen, indem der dritte Schalter S3 und der sechste Schalter E2 geschlossen und der vierte Schalter S4 und der fünfte Schalter E1 offen gelassen sind. In dieser Schalterstellung kann ein Diagnoseverfahren durchgeführt werden, indem die Recheneinheit 16 das Test-Echosignal in einer aus dem Sendesignal S_TX gebildeten Hüllkurve mit einer Vorgabe der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1 und/oder Recheneinheit 16 vergleicht, insb. in Bezug auf die Form des Test-Echosignals. Bei der Form des Test-Echosignals handelt es sich neben der Amplitude um solche Eigenschaften wie z.B. die Breite oder die Steigung der vorderen oder hinteren Flanke des Test-Echosignals die in einem vorgegebenen Toleranzbereich mit der zuvor genannten Vorgabe übereinstimmen sollen.
Es besteht eine weitere Möglichkeit zur Diagnose in dem Fall, dass die zwei Schalter S3, S4, die in der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1 angeordnet sind, beide geschlossen sind. Wenn beide Schalter S3, S4 geschlossen sind, werden zwei Pulse generiert. Es wird in diesem Fall bei jeder auslösenden Flanke des sendeseitigen PRF-Signals S_TX der sendeseitige Pulsverkürzer 7 und der Sendeoszillator 9 zweimal ausgelöst, wobei der zweite Auslösepunkt um die eingestellte Verzögerung gegenüber dem ersten verschoben ist. Die beiden im folgenden Testsignal S_TEST genannten Sendesignale S_TX werden über den ersten Schalter S1 in der Schalterstellung, die dem zweiten Betriebsmodus B2 entspricht, über das Dämpfungselement α in das Koppelelement 3 eingespeist.
Auf die übliche Weise wird ein Zwischenfrequenzsignal S_ZF am Ausgang des Mischers 13 ausgegeben, das dem Aufeinandertreffen des empfangsseitig generierten Signals S_LO und des Testsignals S_TEST entspricht. Wie oben beschrieben, können aus dem zeitlichen Auftreten der Zwischenfrequenz-Signale S_ZF zwei Distanzen bestimmt werden, wobei das erste Zwischenfrequenzsignal S_ZF einer Nulldistanz der Radarvorrichtung entspricht und das zweite Zwischenfrequenzsignal S_ZF einer der gewählten Verzögerung entsprechenden Referenzdistanz. Die Funktionsfähigkeit der Radarvorrichtung kann vorwiegend durch die Referenzdistanz überprüft werden. Durch die Vorgabe der sendeseitigen Schaltungsanordnung 1, und insbesondere des Dämpfungselements α und des als bekannt anzunehmenden Koppelfaktors des Koppelelements 3, sind auch die Amplituden der Zwischenfrequenzsignale S_ZF zur Überprüfung der Funktionsfähigkeit der Messkette bzw. der Funktionstüchtigkeit der Radarvorrichtung nutzbar. Eine nicht vorgesehene Änderung in wenigstens einer der Baugruppen 1–15 der Radarvorrichtung kann eine Distanz- und/oder Amplitudenabweichungen verursachen. Mittels eines Vergleichs zwischen dieser Abweichung und zumindest einem Referenzwert, bspw. einem Grenzwert, kann die ordnungsgemäße Funktion der Radarvorrichtung bestimmt und/oder überwacht werden.
Eigenschaften des Zwischenfrequenzsignals S_ZF, die für die zuvor beschriebene Diagnose nutzbar sind, sind beispielsweise das Einbrechen der Amplitude des Test-Echosignals eine Veränderung der Referenzposition des Test-Echosignals eine Änderung der Breite des Test-Echosignalmaximums, eine Veränderung der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals S_ZF im Test-Echosignalmaximum und/oder eine Veränderung der Position oder Form des Test-Echosignalmaximums. Verschiedene Ursachen können diese gelisteten Fehler einleiten. Beispielsweise kann es beim Einbrechen der Amplitude des Test-Echosignals sein, dass ein Abfall der Verstärkung vom Empfangsverstärker 12 oder Empfangsmischer 13 dahinter steht. Verändert sich die Referenzposition des Test-Echosignals kann das auf eine Frequenzveränderung F5, F6 in den PRF Generatoren 5, 6 hinweisen. Ändert sich die Breite des Test-Echosignalmaximums, gibt es eine mögliche Pulsbreitenveränderung der Pulsverkürzer 7, 8. Bei einer Veränderung der Frequenz F_ZF des Zwischenfrequenzsignals S_ZF im Test-Echosignalmaximum, deutet dies auf eine Frequenzänderung des Sendeoszillators 9 und/oder des Lokaloszillators 10 hin. Bei einer sehr großen Änderung in der Frequenz F9, F10 des Sendeoszillators 9 und/oder des Lokaloszillators 10 kann dies auch als Amplitudenabfall des Test-Echosignals auftreten, da die Frequenz F_ZF des Zwischenfrequenzsignals S_ZF in diesem Fall eventuell nicht mehr den dem Empfangsmischer 13 nachgeschalteten Filter 14 passieren kann. Bei einer Veränderung der Position oder Form des Test-Echosignalmaximums ist es möglich, dass eine fehlerhafte Datenaufzeichnung durch den Analog/Digital Wandler 15 auftritt.
Durch die Entkopplung der Sende-/Empfangseinheit 4 im zweiten Betriebsmodus B2 wird gewährleistet, dass sich keine nennenswerten reflexionsbedingten Echosignalen S_RX aus der Szenerie dem Test-Echosignal überlagern und so eine genaue Auswertung des Test-Echosignals stören.
Es sind weitere Schalterstellungen möglich, womit noch mehr Diagnoseinformationen gewonnen werden können. Beispielsweise, wenn der dritte Schalter S3 und der sechste Schalter E2 offen sind, und der vierte Schalter S4 und der fünfte Schalter E1 geschlossen sind, wird nur das empfangsseitig generierte Signal S_LO verzögert, während das sendeseitige Sendesignal S_TX ohne Verzögerung generiert wird. Im zweiten Betriebsmodus B2 werden diese zwei Signale S_TX, S_LO auf den Empfangsmischer 13 treffen und ein Zwischenfrequenzsignal S_ZF generieren, wobei das Test-Echosignal, das aus dem Zwischenfrequenzsignal S_ZF abgeleitet wird, an einer Stelle der Hüllkurve erscheint, die einer negativen Distanz entspricht.
Wenn alle Schalter S3, S4, E1, E2 geschlossen sind, bilden sich insgesamt vier Test-Echosignale. In dem Fall, dass das sendeseitige Verzögerungselement T1 und das empfangsseitige Verzögerungselement T2 so eingestellt sind, dass sie die gleiche Verzögerung einschleusen, sollen zwei von diesen vier Test-Echosignalen an Nulldistanz erscheinen, und die anderen zwei Test-Echosignale sollen auf eine jeweils positive oder negative der Verzögerung entsprechende Laufdistanz von der Nulldistanz erscheinen. In dem Fall, dass eine oder mehrere dieser Erwartungen nicht erfüllt werden, gibt es einen Hinweis darauf, dass mindestens eines der Verzögerungselemente T1, T2 eine nicht vorgegebene Verzögerung einstellt.
Mit der Verwendung von verschiedenen Schalterstellungen in einem Diagnoseverfahren ist es möglich, eine Temperaturabhängigkeit der Verzögerungselemente T1, T2 zu kompensieren. Andererseits ist es selbstverständlich auch möglich, in dem Fall, dass eine Temperaturabhängigkeit der Verzögerungselemente T1, T2 bekannt ist, eine Temperaturbestimmung durchzuführen, indem eine Verschiebung der Position eines Test-Echosignals nach dem Einsatz der Verzögerungselemente T1, T2 mit der vorhandenen Temperatur korreliert wird.
5 zeigt zwei dem Fachmann bekannte Varianten eines Koppelelements 3, die die von der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung geforderten Funktionsweise erfüllen. In 5a ist eine Realisierung des Koppelelements 3 als Leitungsschaltung dargestellt, und in 5b wird eine Möglichkeit mit konzentrierten Bauelementen vorgeschlagen. Diese Beispiele sind unter dem Oberbegriff Hybridkoppler einzuordnen. Durch die geeignete Realisierung des Koppelelements 3 als Hybridkoppler ist im ersten Betriebsmodus B1 beim Empfang von Empfangssignalen S_RX der vierte Anschluss T entkoppelt. Im zweiten Betriebsmodus B2 ist dagegen der zweite Anschluss A entkoppelt, so dass der Großteil des Sendesignals S_TX über den Empfangsverstärker 12 an den Empfangsmischer 13 gelangt und nur ein vernachlässigbar kleiner Anteil über Sende-/Empfangseinheit 4 abgestrahlt wird. 6 zeigt diesen Zusammenhang am Beispiel eines in Leitungstechnik realisierten Hybridkopplers 3.
In 6a ist der Hybridkoppler 3 im ersten Betriebsmodus B1 beim Sendefall gezeigt. Hierbei werden Sendesignale S_TX, die an dem ersten Anschluss S anliegen, an den zweiten Anschluss A und vierten Anschluss T ausgesendet. Nahezu kein Signalanteil des Sendesignals S_TX gelangt an den dritten Anschluss E, der zu der empfangsseitigen Schaltungsanordnung 2 führt. Durch die Schalterstellung des ersten Schalters S1 im ersten Betriebsmodus B1 und des schon vorhandenen Dämpfungselement α ist eine für die gewünschte Funktion des Hybridkopplers 3 nötige Wellenimpedanz am vierten Anschluss T des Hybridkopplers 3 gegeben.
In 6b ist ein Empfangsfall gezeigt. Reflektierte Signale S_RX, die auf der Sende-/Empfangseinheit 4 einfallen, werden von der Sende-/Empfangseinheit 4 zum zweiten Anschluss A des Hybridkopplers 3 geführt. Wie schon im Zusammenhang mit 5 erwähnt, ist der vierte Anschluss T in diesem Fall entkoppelt.
6c zeigt die Funktionsweise des Hybridkopplers 3 im zweiten Betriebsmodus B2. Im zweiten Betriebsmodus B2 werden die Testsignale S_TEST dem vierten Anschluss T zugeführt. Wie anhand der gezeichneten Pfeile gezeigt wird, gelangt ein beim Anschluss T anliegendes Signal S_TEST sowohl zum ersten Anschluss S als auch zum, dritten Anschluss E. Bei der Realisierung als Hybridkoppler 3 ist die Funktion des Koppelelements 3 auf die zuvor beschriebene Weise nur gegeben, wenn die Wellenimpedanz des Kopplers an den Anschlüssen abgestimmt ist. Daher muss der erste Anschluss S des Koppelelements 3 bezüglich der Wellenimpedanz, insb. wenn der erste Schalter S1 in der Schalterstellung für den zweiten Betriebsmodus B2 geschaltet ist, reflexionsfrei ausgestaltet sein. Eine mögliche Lösung dazu ist in 7 gezeigt.
7a zeigt eine Schalterstellung des ersten Schalters S1, die einen reflexionsfreien Abschluss des ersten Anschlusses S des Koppelelements 3 im zweiten Betriebsmodus B2 ermöglicht. Im zweiten Betriebsmodus B2 wird der erste Anschluss S zusätzlich über einen Widerstand R an Masse angeschlossen. Bei der Schalterstellung für den ersten Betriebsmodus B1 dagegen ist dieser Widerstand R nicht zu beachten. Dies ist in 7b gezeigt.
Bezugszeichenliste

1: sendeseitige Schaltungsanordnung
2: empfangsseitige Schaltungsanordnung
3: Koppelelement/ Hybridkoppler
4: Sende-/Empfangseinheit
5: sendeseitiger PRF-Generator
6: empfangsseitiger PRF-Generator
7: sendeseitiger Pulsverkürzer
8: empfangsseitiger Pulsverkürzer
9: Sendeoszillator
10: Lokaloszillator
11: sendeseitiger Verstärker
12: empfangsseitiger Verstärker
13: Empfangsmischer
14: Filter
15: A/D Wandler
16: Recheneinheit/Controller
B1: erster Betriebsmodus
B2: zweiter Betriebsmodus
S, Α, E, T: Anschlüsse des Koppelelements
S_AX: Ausgangssignal
S_TX: Sendesignal
S_RX: Empfangssignal
S_LO: Lokaloszillator
S_TEST: Testsignale

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

DE 3107444 A1 [0004]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

Kissinger, Lämmle, Wiegel: „Integrated Test for Silicon Front Ends“, IEEE microwave magazine, Mai 2010 [0011]

Claims

Verfahren zur Überwachung der Funktionstüchtigkeit einer mit Mikrowellen arbeitenden Radarvorrichtung, wobei die Radarvorrichtung eine sendeseitige Schaltungsanordnung (1), ein Koppelelement (3), eine Sende-/Empfangseinheit (4) und eine empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) aufweist, umfassend die folgenden Schritte: – ein elektromagnetisches Sendesignal (S_TX) wird von der sendeseitigen Schaltungsanordnung (1) generiert, – in einem ersten Betriebsmodus (B1) wird das Sendesignal (S_TX) vermittels des Koppelelements (3) an die Sende-/Empfangseinheit (4) gekoppelt, – das Sendesignal (S_TX) wird von der Sende-/Empfangseinheit (4) abgestrahlt, – in dem Fall, dass zumindest ein Teil des Sendesignals (S_TX) reflektiert wird und an der Sende-/Empfangseinheit einfällt, wird dieses reflektierte Empfangssignal (S_RX) von der Sende-/Empfangseinheit (4) empfangen, – das Empfangssignal (S_RX) wird vermittels des Koppelelements (3) an die empfangsseitig Schaltungsanordnung (2) gekoppelt, und – eine in dem Empfangssignal (S_RX) enthaltene Entfernungsinformation wird von der empfangsseitigen Schaltungsanordnung (2) erfasst. gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: – in einem zweiten Betriebsmodus (B2) wird das Sendesignal (S_TX) von der Sende-/Empfangseinheit (4) entkoppelt und vermittels des Koppelelements (3) direkt an die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) gekoppelt, – eine Information über die Funktionstüchtigkeit der Radarvorrichtung wird von der empfangsseitigen Schaltungsanordnung (2) erfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die sendeseitige Schaltungsanordnung (1) zumindest ein Zeitverzögerungselement (T1) aufweist, gekennzeichnet durch den Schritt: -das Sendesignal (S_TX) wird um eine vorgegebene Zeitdauer verzögert ausgelöst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) zumindest ein Zeitverzögerungselement (T2) aufweist, gekennzeichnet durch den Schritt: – das empfangsseitig generierte Signal (S_LO) wird um eine vorgegebene Zeitdauer verzögert ausgelöst.
Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch den Schritt: – das Sendesignal (S_TX) wird mindestens einmal so geteilt und umgeleitet, dass die mindestens zwei daraus entstehenden Sendesignale (S_TX, S_TEST) zeitverzögert einander gegenüber sind.
Eine mit Mikrowellen arbeitende Radarvorrichtung mit einer Selbstüberwachungsfunktion, wobei die Radarvorrichtung – eine sendeseitige Schaltungsanordnung (1) aufweist, die dazu dient, ein Sendesignal (S_TX) zu generieren, – eine Sende-/Empfangseinheit (4) aufweist, die dazu dient Sendesignale (S_TX) zu senden und Empfangssignale (S_RX) zu empfangen, – eine empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) aufweist, die dazu dient, ein Empfangssignal (S_RX) abzutasten, und – ein Koppelelement (3) aufweist, das in einem ersten Betriebsmodus (B1) der Radarvorrichtung dazu dient, das Sendesignal (S_TX) an die Sende-/Empfangseinheit (4) anzukoppeln, und das Empfangssignal (S_RX) an die empfangsseitigen Schaltungsanordnung (2) anzukoppeln, dadurch gekennzeichnet, dass das Koppelelement (3) in einem zweiten Betriebsmodus (B2) der Radarvorrichtung das Sendesignal (S_TX) direkt an der empfangsseitigen Schaltungsanordnung (2) ankoppelt, und dass die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) eine Information über die Funktionstüchtigkeit der Radarvorrichtung anhand des abgetasteten Sendesignals (S_TX) liefert.
Radarvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die sendeseitige Schaltungsanordnung (1) mindestens ein Zeitverzögerungselement (T1) aufweist, das dazu dient, das Sendesignal (S_TX) um eine vorgegebenen Zeitdauer verzögert auszulösen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) mindestens ein Zeitverzögerungselement (T2) aufweist, das dazu dient, das empfangsseitig generierte Signal (S_LO) um eine vorgegebene Zeitdauer verzögert auszulösen.
Radarvorrichtung nach zumindest einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Koppelelement (3) ein Hybridkoppler (3) ist.
Radarvorrichtung nach zumindest einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die sendeseitige Schaltungsanordnung (1), das Koppelelement (3) und die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) auf einer monolithischen Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert sind.
Radarvorrichtung nach zumindest einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Sende-/Empfangseinheit (4) auf der monolithischen Mikrowellenschaltung (MMIC) integriert ist.
Radarvorrichtung nach zumindest einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die sendeseitige Schaltungsanordnung (1) mindestens ein Dämpfungsglied (α) aufweist, das in dem zweiten Betriebsmodus (B2) dazu dient, das direkt an die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) gekoppelte Sendesignal (S_TX) so in seiner Intensität abzuschwächen, dass die empfangsseitige Schaltungsanordnung (2) nicht übersteuert wird.