DE10303435A1

DE10303435A1 - Method for energising semiconductor switch in switching converter, e.g. power MOSFET in bulk converter, with load path of switch in series to energy storage element in converter, providing output voltage from input voltage

Info

Publication number: DE10303435A1
Application number: DE2003103435
Authority: DE
Inventors: Jens Ejury
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-01-29
Filing date: 2003-01-29
Publication date: 2004-10-14

Abstract

Energising terminal of first semiconductor switch (T1), i.e. MOSFET, whose load path is in series to energy storage element (L1,C1), is energised in switching converter, which provides output voltage (Vout) from input voltage (Vin).MOSFET is energised in clocked manner by energising signal (S1), containing sequence of energising pulses. Amplitude of energising pulses depends on power intake of switching converter. Preferably power intake is determined by output voltage of switching converter, or load current (1) through MOSFET. Independent claims are included for switching converter and operation of MOSFET driver circuit.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines in Reihe zu einem Energiespeicherelement geschalteten Halbleiterschalters in einem Schaltwandler.The The present invention relates to a method for controlling a in series with an energy storage element connected semiconductor switch in a switching converter.

Schaltwandler unterschiedlichster Bauart sind bekannt und beispielsweise in Stengl, Tihanyi: "Leistungs-MOS-FET-Praxis", Pflaum Verlag, München, 1994, Seite 173 bis 187 oder in Köstner, Möschwitzer: "Elektronische Schaltungen", Hanser Verlag, München, 1993, Seite 281 bis 291, erläutert.switching converters different designs are known and for example in Stengl, Tihanyi: "Power MOS FET Practice", Pflaum Verlag, Munich, 1994, pages 173 to 187 or in Köstner, Möschwitzer: "Electronic circuits", Hanser Verlag, Munich, 1993, pages 281 to 291.

Allen Schaltwandlern ist gemeinsam, dass sie eine geregelte Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung bereitstellen. Hierzu weisen Schaltwandler wenigstens einen getaktet angesteuerten Schalter auf, der in Reihe zu einem Energiespeicherelement geschaltet ist. Die Leistungsaufnahme des Wandlers, und damit die Ausgangsspannung, wird dabei über das Tastverhältnis des Halbleiterschalters, bzw. eines den Halbleiterschalter ansteuernden Signals, eingestellt.all Switching converters have in common that they have a regulated output voltage provide from an input voltage. To this end, switch converters at least one clocked switch on, in series is connected to an energy storage element. The power consumption of the converter, and thus the output voltage, is thereby via the duty cycle the semiconductor switch, or a signal controlling the semiconductor switch, set.

Es ist hinlänglich bekannt, als Halbleiterschalter in Schaltwandlern Transistoren, insbesondere Leistungs-MOSFET, zu verwenden. Die Effizienz eines Schaltwandlers, also das Verhältnis zwischen abgegebener Leistung und der aufgenommenen Leistung, ist dabei unter anderem von den in dem Halbleiterschalter auftretenden Schaltverlusten abhängig, wie nachfolgend beispielhaft anhand eines als Tiefsetzsteller (Buck-Converter) ausgebildeten Schaltwandlers erläutert ist.It is sufficient known as a semiconductor switch in switching converters, transistors, especially power MOSFET to use. The efficiency of a Switching converter, so the ratio between the power delivered and the power consumed among other things, those occurring in the semiconductor switch Switching losses dependent, as below, for example, using a switching converter designed as a buck converter explained is.

Der dargestellte Schaltwandler dient zur Wandlung einer an Eingangsklemmen K1, K2 anliegenden Eingangsspannung Vin in eine an Ausgangsklemmen K3, K4 anliegende Ausgangsspannung Vout. Der Wandler umfasst einen n-Kanal-MOSFET als Halbleiterschalter und ein als LC-Glied ausgebildetes Energiespeicherelement, das in Reihe zu dem Halbleiterschalter T geschaltet ist. Parallel zu dem LC-Glied ist ein als Diode D1 ausgebildetes Freilaufelement geschaltet. Der MOSFET ist durch eine Ansteuerschaltung 10 abhängig von der Ausgangsspannung Vout mittels eines pulsweitenmodulierten Signals S1 getaktet angesteuert. Die Spule nimmt bei leitend angesteuertem MOSFET T1 Energie über die Eingangsklemmen K1, K2 auf und gibt diese bei anschließend sperrendem MOSFET T1 über den Glättungskondensator C1 an die Ausgangsklemmen K3, K4, bzw. eine angeschlossene Last, ab. Die Leistungsaufnahme ist dabei um so größer je länger der Halbleiterschalter T1 pro Einschaltperiode eingeschaltet bleibt bzw. je größer das Tastverhältnis (Duty-Cycle) des Schalters T ist.The switching converter shown is used to convert an input voltage Vin present at input terminals K1, K2 into an output voltage Vout present at output terminals K3, K4. The converter comprises an n-channel MOSFET as a semiconductor switch and an energy storage element which is in the form of an LC element and is connected in series with the semiconductor switch T. A freewheel element designed as a diode D1 is connected in parallel with the LC element. The MOSFET is through a drive circuit 10 controlled in a clocked manner depending on the output voltage Vout by means of a pulse width modulated signal S1. The coil absorbs energy via the input terminals K1, K2 when the MOSFET T1 is turned on, and outputs it to the output terminals K3, K4, or a connected load, via the smoothing capacitor C1 when the MOSFET T1 is subsequently blocked. The power consumption is greater the longer the semiconductor switch T1 remains switched on per switch-on period or the greater the duty cycle of the switch T.

Die auftretenden Schaltverluste setzen sich aus einem statischen und einem dynamischen Verlustanteil zusammen. Der statische Verlustanteil entspricht dem Produkt aus einem Laststrom durch den MOSFET und einem Spannungsabfall über der Laststrecke (Drain-Source-Strecke), wobei dieser Spannungsabfall durch einen unvermeidlichen Einschaltwiderstand des MOSFET bedingt ist. Dieser Einschaltwiderstand ist in hinlänglich bekannter Weise von der Gate-Source-Spannung abhängig und sinkt bis zum Erreichen eines Minimalwertes mit zunehmender Gate-Source-Spannung ab. Der dynamische Verlustanteil resultiert anteilig aus den Verlusten die durch das Laden und Entladen der Eingangskapazität des MOSFET, die sich aus der in 1 eingezeichneten Gate-Source-Kapazität Cgs und der ebenfalls eingezeichneten Gate-Drain-Kapazität Cgd zusammen setzt, bei getakteter Ansteuerung des MOSFET entstehen. Dieser dynamische Verlustanteil nimmt mit zunehmender Taktfrequenz und mit zunehmender Gate-Source-Spannung zu.The switching losses that occur are made up of a static and a dynamic loss component. The static loss component corresponds to the product of a load current through the MOSFET and a voltage drop across the load path (drain-source path), this voltage drop being caused by an inevitable switch-on resistance of the MOSFET. This on-resistance is dependent on the gate-source voltage in a well-known manner and decreases with increasing gate-source voltage until a minimum value is reached. The dynamic loss component results partly from the losses caused by the charging and discharging of the input capacitance of the MOSFET, which results from the in 1 drawn gate-source capacitance Cgs and the gate-drain capacitance Cgd also shown, arise with clocked activation of the MOSFET. This dynamic loss component increases with increasing clock frequency and with increasing gate-source voltage.

In 2 veranschaulicht die Kurve 1 schematisch den Verlauf der statischen Verluste abhängig von der Gate-Source-Spannung Vgs, mit der der MOSFET angesteuert wird. Wie erläutert, nehmen diese Verluste mit zunehmender Gate-Source-Spannung Vgs, wegen des dadurch sinkenden Einschaltwiderstandes, bis zum Erreichen eines Minimalwertes ab. Kurve 2 veranschaulicht diesen dynamischen Verlustanteil, der zum Einen mit zunehmender Schaltfrequenz fsw des MOSFET und zum Anderen mit zunehmender Gate-Source-Spannung, wegen des dadurch größeren Spannungshubs beim Ein- und Ausschalten des MOSFET, zunimmt.In 2 illustrates the curve 1 schematically the course of the static losses depending on the gate-source voltage Vgs with which the MOSFET is driven. As explained, these losses decrease with increasing gate-source voltage Vgs, due to the resulting drop in on-resistance, until a minimum value is reached. Curve 2 illustrates this dynamic loss component, which increases on the one hand with increasing switching frequency fsw of the MOSFET and on the other hand with increasing gate-source voltage, because of the larger voltage swing when switching the MOSFET on and off.

2 zeigt die Verluste lediglich schematisch abhängig von der Gate-Source-Spannung bzw. der Schaltfrequenz. Hinsichtlich ihres absoluten Wertes können sich die dynamischen Verluste und die statischen Verluste abhängig von der Lastsituation des Schaltwandlers erheblich unterscheiden. Während bei großen Lasten, die eine große Leistungsaufnahme erfordern, große Lastströme fließen, so dass die statischen Verluste deutlich überwiegen, überwiegen bei kleinen Lasten mit kleiner Stromaufnahme und daraus resultierenden kurzen Einschaltimpulsen besonders die vorgenannten dynamischen Verlustanteile. 2 shows the losses only schematically depending on the gate-source voltage or the switching frequency. With regard to their absolute value, the dynamic losses and the static losses can differ considerably depending on the load situation of the switching converter. While large load currents flow with large loads that require a large power consumption, so that the static losses predominate significantly, with small loads with a small current consumption and the resulting short switch-on impulses, the aforementioned dynamic loss components predominate.

Herkömmliche Schaltwandler sind so ausgebildet, dass die zur Ansteuerung des MOSFET verwendete Gate-Source-Spannung so groß ausgelegt ist, dass die statischen Verluste bei großer Leistungsaufnahme möglichst gering sind. Dies wirkt sich allerdings negativ bezüglich der dynamischen Verluste aus, was bei kleiner Leistungsaufnahme die Effizienz des Wandlers bei kleiner Leistungsaufnahme die Effizienz des Wandlers stark abnehmen lässt. 6 zeigt anhand der durchgezogenen Linie die Effizienz eines herkömmlichen Schaltwandlers abhängig vom Laststrom I bei fester Gate-Source-Spannung, woraus deutlich wird, dass die Effizienz zu kleinen Strömen hin deutlich abnimmt.Conventional switching converters are designed in such a way that the gate-source voltage used to control the MOSFET is so large that the static losses are as low as possible with high power consumption. However, this has a negative effect on the dynamic losses, which can reduce the efficiency of the converter with low power consumption and the efficiency of the converter with low power consumption. 6 shows the efficiency with the solid line of a conventional switching converter depending on the load current I at a fixed gate-source voltage, from which it becomes clear that the efficiency decreases significantly towards small currents.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters zur Verfügung zu stellen, das eine verbesserte Effizienz bei kleinen Lasten gewährleistet. Ziel der Erfindung ist es weiterhin, einen Schaltwandler mit einer verbesserten Effektivität bei kleinen Lasten zur Verfügung zu stellen.aim The present invention is a method for control to provide a semiconductor switch that improved Efficiency guaranteed with small loads. The aim of the invention is also to provide a switching converter with an improved effectiveness available for small loads to deliver.

Dieses Ziel wird durch ein Verfahren gemäß der Merkmale des Anspruchs 1 und durch einen Schaltwandler gemäß der Merkmale des Anspruchs 7 gelöst. Gegenstand der Anmeldung ist des weiteren ein Verfahren zum Betreiben einer Treiberschaltung für einen Halbleiterschalter in einem Schaltwandler gemäß Anspruch 13 mit dem Ziel die Effizienz des Schaltwandlers bei geringer Leistungsaufnahme zu verbessern.This Aim is achieved by a method according to the features of the claim 1 and by a switching converter according to the features of claim 7 solved. The subject of the registration is also a procedure for operation a driver circuit for a semiconductor switch in a switching converter according to claim 13 with the goal of efficiency of the switching converter with low power consumption to improve.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Ansteuerung eines einen Ansteueranschluss und eine Laststrecke aufweisenden ersten Halbleiterschalters, dessen Laststrecke in Reihe zu einem Energiespeicherelement in einem Schaltwandler, geschaltet ist wird der Halbleiterschalter mittels eines eine Folge von Ansteuerimpulsen aufweisenden Ansteuersignals getaktet angesteuert. Zur Steigerung der Effizienz des Schaltwandlers bei kleiner Leistungsaufnahme wird die Amplitude der Ansteuerimpulse abhängig von einer Leistungsaufnahme des Schaltwandlers eingestellt, wobei die Amplitude der Ansteuerimpulse mit abnehmender Leistungsaufnahme des Schaltwandlers abnimmt.at the inventive method to control a control connection and a load path having the first semiconductor switch, the load path in series to an energy storage element in a switching converter is the semiconductor switch by means of a sequence of drive pulses having control signal controlled clocked. To increase the Efficiency of the switching converter with low power consumption the amplitude of the control pulses depending on the power consumption of the switching converter set, the amplitude of the drive pulses decreases with decreasing power consumption of the switching converter.

Die Amplitude der Ansteuerimpulse bestimmt die Amplitude der Ansteuerspannung des Halbleiterschalters, die bei einem MOSFET dessen Gate-Source-Spannung ist. Wird bei einer geringen Leistungsaufnahme des Schaltwandlers die Amplitude der Ansteuerimpulse verringert, so erhöht sich zwar der Einschaltwiderstand des Halbleiterschalters und die statischen Verluste werden erhöht. Allerdings überwiegen bei kleinen Leistungsaufnahmen und den daraus resultierenden geringen Tastverhältnissen des Ansteuersignals die dynamischen Verluste, die durch eine Reduzierung der Amplitude der Ansteuerimpulse so reduziert werden können, dass trotz eines Anstiegs der statischen Verluste die Effizienz des Wandlers bei geringer Leistungsaufnahme ansteigt.The Amplitude of the control pulses determines the amplitude of the control voltage of the semiconductor switch, the gate-source voltage of a MOSFET is. Will with a low power consumption of the switching converter the amplitude of the control pulses is reduced, so increases the on-resistance of the semiconductor switch and the static Losses are increased. However, predominate with small power consumption and the resulting low duty cycles of the control signal the dynamic losses caused by a reduction the amplitude of the control pulses can be reduced so that despite an increase in static losses increases the efficiency of the converter increases with low power consumption.

Die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers kann über den Laststrom durch den Halbleiterschalter oder über die Ausgangsspannung, bzw. ein von der Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal, ermittelt werden. Dabei gilt für den Strom, dass das Mittel des Stromes durch den Halbleiterschalter mit zunehmender Leistungsaufnahme des Schaltwandlers zunimmt. Für die Ausgangsspannung eines Schaltwandlers gilt, dass die Ausgangsspannung bei zunehmender Leistungsaufnahme einer angeschlossenen Last zumindest kurzfristig absinkt. Zur Nachregelung der Ausgangsspannung bzw. der Leistungsaufnahme ist die Ausgangsspannung bekanntlich über einen Regler an die Ansteuerschaltung zurückgekoppelt. Je nach Art des verwendeten Reglers weist die Ausgangsspannung stets eine Regelabweichung auf (bei einem Proportionalregler), wobei dann die Ausgangsspannung selbst ein Maß für die Leistungsaufnahme darstellt, oder Schwankungen der Ausgangsspannung werden teilweise oder vollständig ausgeregelt (bei einem Proportional- oder einem Proportional-Integral-Regler), wobei dann das an die Ansteu ereinheit zur Einstellung des Tastverhältnisses des Ansteuersignals zurückgekoppelte Regelsignal ein Maß für die Leistungsaufnahme darstellt.The Power consumption of the switching converter can be determined by the load current through the Semiconductor switch or over the output voltage or a control signal dependent on the output voltage, be determined. The following applies to the current that the mean of the current through the semiconductor switch increases with increasing power consumption of the switching converter. For the output voltage of a switching converter, the output voltage increases with increasing Power consumption of a connected load, at least for a short time decreases. For readjustment of the output voltage or power consumption the output voltage is known to be via a regulator to the control circuit fed back. Depending on the type of regulator used, the output voltage always shows a control deviation on (in the case of a proportional controller), in which case the Output voltage itself a measure of the power consumption represents, or fluctuations in the output voltage are partial or completely equalized (with a proportional or a proportional-integral controller), then to the control unit for setting the duty cycle of the control signal Control signal a measure of the power consumption represents.

Bei einer Ausführungsform ist vorgesehen, die Amplitude der Ansteuerimpulse erst dann zu verringern, wenn die Leistungsaufnahme bzw. der Strom durch den Halbleiterschalter unter einen vorgegebenen Schwellenwert abgesunken ist.at one embodiment it is intended to reduce the amplitude of the control pulses only when the power consumption or the current through the semiconductor switch has dropped below a predetermined threshold.

Bei einer weiteren Ausführungsform ist vorgesehen, zur Ermittlung der Leistungsaufnahme den Laststrom durch den ersten Halbleiterschalter zur Einstellung der Amplitude der Ansteuerimpulse nur während vorgegebener Zeitdauern zu ermitteln, beispielsweise nur während solcher Zeitdauern, während der Halbleiterschalter leitet, wobei dann der den Halbleiterschalter direkt durchfließende Strom erfasst wird.at a further embodiment is intended to determine the power consumption the load current by the first semiconductor switch for adjusting the amplitude the control pulses only during to determine predetermined periods of time, for example only during those Time periods during the semiconductor switch conducts, the semiconductor switch then directly flowing Electricity is detected.

Bei einer anderen Ausführungsform ist vorgesehen, dass das Energiespeicherelement ein induktives Energiespeicherelement umfasst, wobei parallel zu dem induktiven Energiespeicherelement und in Reihe zu dem ersten Halbleiterschalter ein Freilaufelement geschaltet ist und wobei zu einer Ermittlung des Laststromes durch den ersten Halbleiterschalter der Strom durch das Freilaufelement während solcher Zeitdauern ermittelt wird, während der erste Halbleiterschalter sperrt. Diese Ausführungsform ist insbesondere bei Tiefsetzstellern anwendbar, wenngleich die Erfindung selbstverständlich nicht auf Tiefsetzsteller beschränkt ist.at another embodiment it is provided that the energy storage element is an inductive energy storage element comprises, parallel to the inductive energy storage element and a freewheel element in series with the first semiconductor switch is switched and to determine the load current through the first semiconductor switch the current through the freewheel element while such periods of time is determined while the first semiconductor switch locks. This embodiment is particularly applicable to step-down converters, although the Invention of course not limited to buck converter is.

Außerdem besteht die Möglichkeit, zur Ermittlung einer Leistungsaufnahme des Schaltwandlers einen Mittelwert des Laststromes durch den ersten Halbleiterschalter über wenigstens eine Ansteuerperiode zu bestimmen.There is also the possibility, to determine a power consumption of the switching converter Average value of the load current through the first semiconductor switch over at least to determine a drive period.

Bei einer anderen Ausführungsform ist vorgesehen, die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers anhand einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers bzw. anhand eines von der Ausgangsspannung abgeleiteten Regelsignals zu ermitteln. Hierfür kann auch das Regelsignal verwendet werden, das in hinlänglich bekannter Weise zur Einstellung des Tastverhältnisses bzw. der Einschaltdauern der Ansteuerimpulse für den Halbleiterschalter verwendet wird, wobei die Amplitude der Ansteuerimpulse insbesondere proportional zu der Dauer der Einschaltimpulse sein kann.In another embodiment is before seen to determine the power consumption of the switching converter based on an output voltage of the switching converter or on the basis of a control signal derived from the output voltage. For this purpose, the control signal can also be used, which is used in a well-known manner for setting the pulse duty factor or the switch-on times of the control pulses for the semiconductor switch, the amplitude of the control pulses being particularly proportional to the duration of the switch-on pulses.

Die Amplitude der Ansteuerimpulse kann über den gesamten Bereich der Leistungsaufnahme oder nur über einen Teilbereich der Leistungsaufnahme variiert werden. So ist bei einer Ausführungsform der Erfindung vorgesehen, die Amplitude der Ansteuerimpulse konstant zu lassen, wenn die Leistungsaufnahme oberhalb einer vorgegebenen Schwelle liegt, und die Amplitude der Ansteuerimpulse abhängig von der aufgenommenen Leistung einzustellen, wenn die Leistungsaufnahme unterhalb der Schwelle liegt, wobei die Schwelle vorzugsweise so gewählt ist, dass bei Leistungsaufnahmen unterhalb dieser Schwelle die dynamischen Schaltverluste stark zunehmen.The Amplitude of the drive pulses can be over the entire range of Power consumption or just about part of the power consumption can be varied. So is in one embodiment of the Invention provided, the amplitude of the drive pulses constant to let when the power consumption is above a predetermined Threshold lies, and the amplitude of the drive pulses depends on set the power consumed when the power consumption is below the threshold, the threshold preferably so is chosen that when power consumption is below this threshold, the dynamic Switching losses increase sharply.

Der erfindungsgemäße Schaltwandler umfasst Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung, Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung, eine zwischen die Eingangsklemmen und die Ausgangsklemmen geschaltete Wandlereinheit mit wenigstens einem Halbleiterschaltelement, das einen Steueranschluss und eine Laststrecke aufweist und dessen Laststrecke in Reihe zu einem Energiespeicherelement geschaltet ist, eine Ansteuerschaltung mit einer Ausgangsklemme, die an den Steueranschluss des Halbleiterschaltelements gekoppelt ist und an der ein eine Folge von Ansteuerimpulsen aufweisendes Ansteuersignal anliegt, sowie eine Messanordnung, die ein von einer Leistungsaufnahme des Schaltwandlers abhängiges Messsignal bereitstellt, des der Ansteuerschaltung zugeführt ist, wobei die Ansteuerschaltung die Amplitude der Ansteuerimpulse abhängig von dem Messsignal einstellt.The Switching converter according to the invention includes input terminals for applying an input voltage, output terminals to provide an output voltage, one between the input terminals and the output terminals switched converter unit with at least a semiconductor switching element that has a control connection and a load path has and the load path in series to an energy storage element is connected, a control circuit with an output terminal, the is coupled to the control connection of the semiconductor switching element and on the drive signal having a sequence of drive pulses is present, as well as a measuring arrangement, one of a power consumption measurement signal dependent on the switching converter provides, which is supplied to the drive circuit, the drive circuit sets the amplitude of the control pulses depending on the measurement signal.

Die Messanordnung ist bei einer Ausführungsform als Strommessanordnung zur Erfassung der Leistungsaufnahme anhand eines Laststromes durch den Halbleiterschalter und bei einer anderen Ausführungsform als Spannungsmessanordnung zur Erfassung der Leistungsaufnahme anhand einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers ausgebildet.The Measuring arrangement is in one embodiment as a current measuring arrangement for recording power consumption a load current through the semiconductor switch and in another embodiment as a voltage measuring arrangement for recording the power consumption an output voltage of the switching converter.

Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zum Betreiben einer Treiberschaltung für einen Halbleiterschalter in einem Schaltwandler. Es sind Treiberschaltungen zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters in einem Schaltwandler bekannt, die ein Ansteuersignal nach Maßgabe eines pulsweitenmodulierten Signals und eines Einstellsignals erzeugen, wobei das pulsweitenmodulierte Signal zur Einstellung des Duty Cycle des Ansteuersignals und das Einstellsignal zur Einstellung der Amplitude des Ansteuersignals. Derartige Treiberschaltungen sind beispielsweise Treiberschaltungen des Typs TDA21101 der Infineon Technologies AG. Zur Steigerung der Effizienz eines Schaltwandlers bei kleinen Lasten ist vorgesehen, dass das die Amplitude der Ansteuerimpulse festlegende Einstellsignal ein veränderliches, von einer Leistungsaufnahme des Schaltwandlers abhängiges Signal ist.The The invention further relates to a method for operating a driver circuit for one Semiconductor switch in a switching converter. They are driver circuits for controlling a semiconductor switch in a switching converter known that a control signal in accordance with a pulse width modulated Generate signal and a setting signal, the pulse width modulated Signal for setting the duty cycle of the control signal and the setting signal for setting the amplitude of the control signal. Such driver circuits are, for example, driver circuits of the TDA21101 type from Infineon Technologies AG. To increase the efficiency of a switching converter with small loads it is provided that the amplitude of the control pulses setting signal a variable, from a power consumption dependent on the switching converter Signal is.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. In den Figuren zeigtThe The present invention is described below in exemplary embodiments with reference to Figures explained in more detail. In shows the figures

1 einen als Tiefsetzsteller (Buck Converter) ausgebildeten Schaltwandler nach dem Stand der Technik mit einem MOSFET als Halbleiterschalter, 1 a switching converter designed as a buck converter according to the prior art with a MOSFET as a semiconductor switch,

2 den Verlauf der statischen Verlustanteile (Kurve 1) und der dynamischen Verlustanteile (Kurve 2) eines Tiefsetzsteller gemäß 1 abhängig von der Gate-Source-Spannung des MOSFET, 2 the course of the static losses (curve 1 ) and the dynamic loss components (curve 2 ) of a buck converter according to 1 depending on the gate-source voltage of the MOSFET,

3 einen erfindungsgemäßen Schaltwandler mit einer Ansteuerschaltung, die die Amplitude eines Ansteuersignals für einen Halbleiterschalter abhängig von einem Strom durch den Halbleiterschalter einstellt, 3 a switching converter according to the invention with a control circuit which adjusts the amplitude of a control signal for a semiconductor switch as a function of a current through the semiconductor switch,

4 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers mit einer Ansteuerschaltung, die die Amplitude eines Ansteuersignals für einen Halbleiterschalter abhängig von einem Strom durch den Halbleiterschalter einstellt, 4 1 a further exemplary embodiment of a switching converter according to the invention with a control circuit which sets the amplitude of a control signal for a semiconductor switch as a function of a current through the semiconductor switch,

5 eine Abwandlung des in 4 dargestellten Schaltwandlers mit einer Ansteuerschaltung, die die Amplitude eines Ansteuersignals für einen Halbleiterschalter abhängig von einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers einstellt, 5 a modification of the in 4 Switching converter shown with a control circuit that adjusts the amplitude of a control signal for a semiconductor switch depending on an output voltage of the switching converter,

6 die Effizienz eines Schaltwandlers über dem Laststrom bei konstanter Gate-Source-Spannung (durchgezogene Linie) und der erzielbaren Verbesserung bei variierender Gate-Source-Spannung (gestrichelte Linie). 6 the efficiency of a switching converter over the load current with constant gate-source voltage (solid line) and the achievable improvement with varying gate-source voltage (dashed line).

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.In the figures denote the same reference numerals, unless stated otherwise same parts with the same meaning.

3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers, der in dem Beispiel als Tiefsetzsteller mit einer bekannten Schaltungstopologie ausgebildet ist. Der Schaltwandler umfasst Eingangsklemmen K1, K2, an denen als Eingangsspannung Vin eine Gleichspannung anlegbar ist, wobei ein Eingangskondensator C3 zur Glättung von Schwankungen der Eingangsspannung Vin dient. Parallel zu den Eingangsklemmen K1, K2 ist eine Reihenschaltung eines ersten und zweiten Halbleiterschalters T1, T2 geschaltet, die in dem Beispiel als n-Kanal-MOSFET ausgebildet sind. Die beiden MOSFET T1, T2 sind durch eine Ansteuerschaltung 20 mittels Ansteuersignalen S1, S2 getaktet und komplementär angesteuert, so dass jeweils nur einer der beiden MOSFET T1, T2 leitet. Der MOSFET T1 dient dabei zur Regelung der Leistungsaufnahme des Schaltwandlers, während der MOSFET T2, zu dessen Drain-Source-Strecke einer Zenerdiode Z1 parallel geschaltet ist, als Freilaufelement dient. Parallel zu dem MOSFET T2 und der Zenerdiode Z1 ist ein LC-Glied mit einer Induktivität L1 und einen Kondensator C1 geschaltet, wobei der Kondensator C1 parallel zu Ausgangsklemmen K3, K4 liegt, an denen eine Last anschließbar ist und über denen eine Ausgangsspannung Vout für eine Last abgreifbar ist. 3 shows an embodiment of a switching converter according to the invention, which in the case game is designed as a buck converter with a known circuit topology. The switching converter comprises input terminals K1, K2, to which a DC voltage can be applied as the input voltage Vin, an input capacitor C3 being used to smooth fluctuations in the input voltage Vin. In parallel with the input terminals K1, K2, a series connection of a first and second semiconductor switch T1, T2 is connected, which in the example are designed as an n-channel MOSFET. The two MOSFET T1, T2 are by a control circuit 20 clocked by means of control signals S1, S2 and driven in a complementary manner, so that only one of the two MOSFETs T1, T2 conducts in each case. The MOSFET T1 serves to regulate the power consumption of the switching converter, while the MOSFET T2, to the drain-source path of which a Zener diode Z1 is connected in parallel, serves as a freewheeling element. An LC element with an inductance L1 and a capacitor C1 is connected in parallel with the MOSFET T2 and the Zener diode Z1, the capacitor C1 being connected in parallel with output terminals K3, K4, to which a load can be connected and via which an output voltage Vout for a Load can be tapped.

Die Induktivität L1 nimmt bei leitend angesteuertem ersten MOSFET T1 Energie über die Eingangsklemmen K1, K2 auf und speichert diese in Form von magnetischer Energie. Bei anschließend geöffnetem Schalter T1 und geschlossenem Schalter T2 wird die in der Induktivität L1 gespeicherte magnetische Energie wenigstens teilweise in elektrische Energie umgewandelt und in dem Ausgangskondensator C1 gespeichert bzw. an die Ausgangsklemmen K3, K4 abgegeben. Die Ansteuerung der beiden MOSFET T1, T2 erfolgt vorzugsweise derart, dass der MOSFET T1 getaktet nach Maßgabe eines in der Ansteuerschaltung 22 erzeugten Taktsignals leitend angesteuert wird, wobei die Zeitdauer, für welche der MOSFET T1 leitend bleibt, von der Leistungsaufnahme der Last bzw. von der Ausgangsspannung Vout abhängig ist. Zur Regelung der Ausgangsspannung Vout ist die Ausgangsspannung Vout als Ausgangsspannungssignal S4 an die Ansteuerschaltung 20 zurückgekoppelt. Sinkt die Ausgangsspannung Vout infolge eines Lastwechsels, so ändert sich das Ansteuersignal S1 für den ersten MOSFET T1 derart, dass die Dauer der Ansteuerimpulse verlängert wird, um dadurch die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers zu erhöhen und einem weiteren Absinken der Ausgangsspannung Vout entgegenzuwirken bzw. die Ausgangsspannung Vout auf einen vorgegebenen Sollwert zu regeln. Entsprechend werden die Ansteuerimpulse des Signals S1 verkürzt, um die Leistungsaufnahme zu reduzieren, wenn die Ausgangsspannung Vout infolge eines Lastwechsels einer an die Ausgangsklemmen K3, K4 angeschlossenen Last ansteigt.When the first MOSFET T1 is driven in a conductive manner, the inductance L1 absorbs energy via the input terminals K1, K2 and stores it in the form of magnetic energy. When switch T1 is subsequently opened and switch T2 is closed, the magnetic energy stored in inductance L1 is at least partially converted into electrical energy and stored in output capacitor C1 or delivered to output terminals K3, K4. The control of the two MOSFET T1, T2 is preferably carried out in such a way that the MOSFET T1 is clocked in accordance with one in the control circuit 22 generated clock signal is driven conductive, the period of time for which the MOSFET T1 remains conductive depends on the power consumption of the load or on the output voltage Vout. To regulate the output voltage Vout, the output voltage Vout is output signal S4 to the control circuit 20 fed back. If the output voltage Vout drops as a result of a load change, the drive signal S1 for the first MOSFET T1 changes in such a way that the duration of the drive pulses is extended, thereby increasing the power consumption of the switching converter and counteracting a further drop in the output voltage Vout or the output voltage Vout to regulate to a predetermined setpoint. The drive pulses of the signal S1 are correspondingly shortened in order to reduce the power consumption when the output voltage Vout increases as a result of a load change in a load connected to the output terminals K3, K4.

Die Effizienz des in 3 dargestellten Schaltwandlers ergibt sich aus dem Quotienten einer an die Last abgegebenen elektrischen Leistung und der über die Eingangsklemmen K1, K2 aufgenommenen elektrischen Leistung. Die Differenz aus dieser aufgenommenen elektrischen Leistung und der abgegebenen elektrischen Leistung sind die in dem Schaltwandler anfallenden Verluste. Diese Verluste sind maßgeblich bestimmt durch die Schaltverluste in dem die Leistungsaufnahme bestimmenden ersten MOSFET T1. Diese Schaltverluste umfassen einen statischen Anteil, der von dem Einschaltwiderstand des MOSFET T1 abhängig ist, sowie einen dynamischen Verlustanteil, der aus den Verlusten beim Laden und Entladen der Gate-Source- Kapazität des MOSFET T1 resultiert. Der Einschaltwiderstand des MOSFET T1 ist dabei abhängig von dessen Gate-Source-Spannung Vgs zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Source-Anschluss S des MOSFET T1. Die Gate-Source-Spannung Vgs entspricht dabei der Amplitude des Ansteuersignals S1 bezogen auf den Source-Anschluss des MOSFET T1. Diese Gate-Source-Spannung Vgs bestimmt auch die dynamischen Verluste, die im Gegensatz zu den statischen Verlusten mit zunehmender Gate-Source-Spannung, wegen des erhöhten Spannungshubs beim Laden und Entladen der Gate-Source-Kapazität, zunehmen.The efficiency of the in 3 Switching converter shown results from the quotient of an electrical power delivered to the load and the electrical power consumed via the input terminals K1, K2. The difference between this electrical power consumed and the electrical power output is the losses incurred in the switching converter. These losses are largely determined by the switching losses in the first MOSFET T1 which determines the power consumption. These switching losses include a static component, which is dependent on the on-resistance of the MOSFET T1, and a dynamic loss component, which results from the losses during charging and discharging of the gate-source capacitance of the MOSFET T1. The on-resistance of the MOSFET T1 is dependent on its gate-source voltage Vgs between the gate terminal G and the source terminal S of the MOSFET T1. The gate-source voltage Vgs corresponds to the amplitude of the drive signal S1 based on the source terminal of the MOSFET T1. This gate-source voltage Vgs also determines the dynamic losses which, in contrast to the static losses, increase with increasing gate-source voltage because of the increased voltage swing during charging and discharging of the gate-source capacitance.

Zur Reduzierung der Schaltverluste ist bei dem erfindungsgemäßen Schaltwandler vorgesehen, die Amplitude des Ansteuersignals S1 abhängig von der Leistungsaufnahme des Schaltwandlers einzustellen. Man macht sich dabei insbesondere zu Nutze, dass bei geringer Leistungsaufnahme des Schaltwandlers und einem damit einhergehenden kleinen Laststrom I durch den MOSFET T1 die dynamischen Schaltverluste die statischen Schaltverluste überwiegen, wobei diese dynamischen Schaltverluste durch eine Reduktion der Gate-Source-Spannung Vgs derart reduziert werden können, dass die Gesamtschaltverluste trotz der bei Verringerung der Gate-Source-Spannung Vgs steigenden statischen Schaltverluste reduziert werden.to Switching losses are reduced in the switching converter according to the invention provided the amplitude of the control signal S1 depending on the Setting the power consumption of the switching converter. You make yourself it is particularly useful that with low power consumption of the switching converter and an associated small load current I through the MOSFET T1 the dynamic switching losses the static Switching losses predominate, these dynamic switching losses by reducing the Gate-source voltage Vgs can be reduced such that the total switching losses despite that when the gate-source voltage is reduced Vgs increasing static switching losses can be reduced.

Zur Erfassung der Leistungsaufnahme des Schaltwandlers ist in dem Ausführungsbeispiel gemäß 3 eine Strom- und Messanordnung 30 vorgesehen, die zwischen die Induktivität L1 und die beiden MOSFET T1, T2 geschaltet ist und die eine Stromaufnahme des Schaltwandlers ermittelt und ein von der Stromaufnahme abhängiges Strommesssignal S3 an die Ansteuerschaltung 20 zurückkoppelt, wobei die Ansteuerschaltung 20 abhängig von diesem Strommesssignal S3 die Amplitude des Ansteuersignals S1 des MOSFET T1 einstellt.To detect the power consumption of the switching converter is according to the embodiment 3 a current and measurement arrangement 30 provided, which is connected between the inductor L1 and the two MOSFET T1, T2 and which determines a current consumption of the switching converter and a current measurement signal S3 dependent on the current consumption to the drive circuit 20 feeds back, the drive circuit 20 depending on this current measurement signal S3 sets the amplitude of the drive signal S1 of the MOSFET T1.

Der durch die Strommessanordnung 30 ermittelte Verlauf des Eingangsstromes I des Schaltwandlers unterliegt innerhalb einer Ansteuerperiode Schwankungen, weil der Stromverlauf bei eingeschaltetem ersten MOSFET T1 ansteigt und bei sperrendem MOSFET T1 und leitendem MOSFET T2 absinkt. Deshalb wird in der Ansteuerschaltung 20 vorzugsweise der Mittelwert des Strommesssignals S3 über wenigstens eine Ansteuerperiode gebildet und abhängig von diesem Mittelwert die Amplitude des Ansteuersignals S2 eingestellt.The one through the current measuring arrangement 30 determined course of the input current I of the switching converter is subject to fluctuations within a control period because the current course at on switched first MOSFET T1 increases and decreases with blocking MOSFET T1 and conductive MOSFET T2. That is why in the control circuit 20 preferably the mean value of the current measurement signal S3 is formed over at least one activation period and the amplitude of the activation signal S2 is set as a function of this mean value.

Die Einstellung der Amplitude der Impulse des Ansteuersignals S1 durch die Ansteuerschaltung erfolgt beispielsweise derart, dass bei sinkender mittlerer Stromaufnahme die Amplitude der Ansteuerimpulse S1 kleiner wird.The Setting the amplitude of the pulses of the control signal S1 by the control circuit is carried out, for example, in such a way that when the average current consumption, the amplitude of the control pulses S1 smaller becomes.

Vorzugsweise wird neben dem Ansteuersignal S1 auch die Amplitude des zur Ansteuerung des zweiten MOSFET T2 dienenden Ansteuersignals S2 abhängig von der Leistungsaufnahme, und in dem Ausführungsbeispiel damit abhängig von dem Strommesssignal S3 eingestellt.Preferably in addition to the control signal S1, the amplitude of the control of the second MOSFET T2 serving control signal S2 depending on the power consumption, and thus in the exemplary embodiment depends on the current measurement signal S3 set.

4 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers mit einer gegenüber dem Ausführungsbeispiel in 3 abgewandelten Strommessanordnung 32 zur Erzeugung eines Strommesssignals. 4 zeigt des Weiteren eine mögliche Realisierung einer Ansteuerschaltung 20 zur Bereitstellung der Ansteuersignale S1, S2 für die beiden Halbleiterschalter T1, T2. Der Schaltwandler gemäß 4 unterscheidet sich von dem in 3 dargestellten außerdem dadurch, dass ein weiteres LC-Glied vorgesehen ist, das eine zwischen die Eingangsklemme K1 und den ersten MOSFET T1 geschaltete Induktivität L2 sowie eine parallel zu der Reihenschaltung des ersten und zweiten MOSFET T1, T2 geschalteten Kondensator C2 aufweist. Dieses LC-Filter L2, C2 dient als Eingangsfilter zur Integration des Eingangsstromes. 4 shows an embodiment of a switching converter according to the invention with a compared to the embodiment in 3 modified current measuring arrangement 32 to generate a current measurement signal. 4 furthermore shows a possible implementation of a control circuit 20 to provide the control signals S1, S2 for the two semiconductor switches T1, T2. The switching converter according to 4 differs from that in 3 also shown in that a further LC element is provided which has an inductor L2 connected between the input terminal K1 and the first MOSFET T1 and a capacitor C2 connected in parallel with the series connection of the first and second MOSFET T1, T2. This LC filter L2, C2 serves as an input filter for integrating the input current.

Die Strommessanordnung 32 zur Erfassung eines Eingangsstromes I des Schaltwandlers umfasst in dem Ausführungsbeispiel eine Eingangsklemme, die an einem dem ersten MOSFET T1 und dem zweiten MOSFET T2 bzw. der Zenerdiode Z1 gemeinsamen Knoten angeschlossen ist. Die Stromerfassungseinheit 32 ist ferner an die Ausgangsklemme K4 angeschlossen, die, wie die Eingangsklemme K2, in dem Ausführungsbeispiel Bezugspotential entspricht. Die Strommesseinheit 32 erfasst den Spannungsabfall über der Parallelschaltung aus dem MOSFET T2 und der Zenerdiode Z1 gegen Bezugspotential, wobei dieser Spannungsabfall bei sperrendem MOSFET T1 und leitendem MOSFET T2 gegen Bezugspotential negativ ist. Der Betrag dieses Spannungsabfalls ist ein Maß für den Eingangsstrom I, wobei bei diesem Ausführungsbeispiel eine Ansteuerung des zweiten MOSFET T2 derart erfolgt, dass die Amplitude des zur Ansteuerung des zweiten MOSFET T2 verwendeten Signals S2 nicht variiert, um im eingeschalteten Zustand des zweiten MOSFET T2 stets den selben Einschaltwiderstand zu erhalten, so dass der Strom I über den Einschaltwiderstand als Proportionalitätsfaktor unmittelbar proportional zu dem durch die Messeinrichtung 32 ermittelten Spannungsabfall über dem MOSFET T2 bzw. der Zenerdiode Z1 ist.The current measuring arrangement 32 To detect an input current I of the switching converter, in the exemplary embodiment comprises an input terminal which is connected to a node common to the first MOSFET T1 and the second MOSFET T2 or the Zener diode Z1. The current detection unit 32 is also connected to the output terminal K4, which, like the input terminal K2, corresponds to the reference potential in the exemplary embodiment. The current measuring unit 32 detects the voltage drop across the parallel circuit comprising the MOSFET T2 and the Zener diode Z1 against the reference potential, this voltage drop being negative for the blocking MOSFET T1 and the conductive MOSFET T2 against the reference potential. The amount of this voltage drop is a measure of the input current I, with the second MOSFET T2 being driven in this exemplary embodiment in such a way that the amplitude of the signal S2 used to drive the second MOSFET T2 does not vary so that the second MOSFET T2 is always on when it is switched on to obtain the same on-resistance, so that the current I across the on-resistance as a proportionality factor is directly proportional to that through the measuring device 32 determined voltage drop across the MOSFET T2 or the Zener diode Z1.

Um den Eingangsstrom I nur während solcher Zeitperioden zu erfassen, während der erste MOSFET T1 sperrt und der als Freilaufdiode dienende zweite MOSFET T2 und/oder die Zenerdiode Z1 leiten, weist die Strommesseinrichtung 32 vorzugsweise einen Fensterdiskriminator auf, der nur negative Potentiale an dem den beiden Transistoren T1, T2 gemeinsamen Knoten gegen Bezugspotential erfasst.In order to detect the input current I only during periods of time during which the first MOSFET T1 is blocking and the second MOSFET T2 and / or the Zener diode Z1, which is used as a freewheeling diode, are conducting, the current measuring device has 32 preferably a window discriminator which only detects negative potentials at the node common to the two transistors T1, T2 against reference potential.

Vorzugsweise umfasst die Strommesseinrichtung 32 eine Mittelwertbildungseinheit, die einen Mittelwert der über dem MOSFET T1 und der Zenerdiode Z1 erfassten Spannung für eine Einschaltperiode des MOSFET T2 ermittelt, um Schwankungen des Stromes I auszugleichen und ein von solchen kurzfristigen Schwankungen befreites Strommesssignal S3 bereitzustellen, das von dem Eingangsstrom I des Schaltwandlers abhängig ist.The current measuring device preferably comprises 32 an averaging unit which determines an average value of the voltage detected across the MOSFET T1 and the Zener diode Z1 for a switch-on period of the MOSFET T2 in order to compensate for fluctuations in the current I and to provide a current measurement signal S3 which is free of such short-term fluctuations and which is dependent on the input current I of the switching converter is.

Anstelle einer Mittelwertbildungseinheit kann in der Strommesseinrichtung 32 auch ein anderer Regler mit Integral- oder Proportional-Verhalten vorhanden sein, der aus der erfassten Spannung über dem zweiten MOSFET T2 und der Zenerdiode Z1 das Strommesssignal 53 bereitstellt.Instead of an averaging unit, in the current measuring device 32 there may also be another controller with integral or proportional behavior, which generates the current measurement signal from the detected voltage across the second MOSFET T2 and the Zener diode Z1 53 provides.

Die Ansteuerschaltung 20 umfasst in dem Ausführungsbeispiel gemäß 4 einen Pulsweitenmodulator 24, dem das von der Ausgangsspannung Vout abhängige Spannungsmesssignal S4 zugeführt ist und der abhängig von diesem Spannungsmesssignal S4 ein pulsweitenmoduliertes Signal S bereitstellt, dessen Tastverhältnis von der Ausgangsspannung Vout abhängig ist. Der Pulsweitenmodulator 24 kann ein herkömmlicher Pulsweitenmodulator für einen Schaltwandler sein. Derartige Pulsweitenmodulatoren umfassen in hinlänglich bekannter Weise eine Regleranordnung mit Proportionalverhalten, Integralverhalten oder Proportions-Integral-Verhalten, um aus dem Ausgangsspannungssignal S4 ein Regelsignal bereitzustellen, von dessen Amplitude das Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Signals S5 abhängt. Das pulweitenmodulierte Signal S wird beispielsweise unter Verwendung eines intern erzeugten Sägezahnsignals und des intern aus dem Ausgangsspannungssignal erzeugten Regel signals erzeugt, indem ein Impuls des pulsweitenmodulierten Signals S5 jeweils mit einer steigenden Flanke des Sägezahnsignals beginnt und jeweils dann endet, wenn das pulsweitenmodulierte Signal das Regelsignal schneidet. Das Regelsignal wird in diesem Beispiel aus dem Ausgangsspannungssignal S4 derart erzeugt, dass die Amplitude des Regelsignals ansteigt, um die Dauer der Impulse des pulweitenmodulierten Signals S5 zu verlängern, wenn die Ausgangsspannung Vout infolge eines Lastwechsels am Ausgang absinkt.The control circuit 20 includes in the embodiment according to 4 a pulse width modulator 24 , which is supplied with the voltage measurement signal S4, which is dependent on the output voltage Vout, and which, depending on this voltage measurement signal S4, provides a pulse-width-modulated signal S, the pulse duty factor of which is dependent on the output voltage Vout. The pulse width modulator 24 can be a conventional pulse width modulator for a switching converter. Such pulse-width modulators comprise, in a well-known manner, a controller arrangement with proportional behavior, integral behavior or proportional-integral behavior in order to provide a control signal from the output voltage signal S4, the amplitude of which depends on the pulse duty factor of the pulse-width-modulated signal S5. The pulse-width-modulated signal S is generated, for example, using an internally generated sawtooth signal and the control signal generated internally from the output voltage signal, in that a pulse of the pulse-width modulated signal S5 begins with a rising edge of the sawtooth signal and ends when the pulse-width modulated signal intersects the control signal , In this example, the control signal becomes such from the output voltage signal S4 generates that the amplitude of the control signal increases to extend the duration of the pulses of the pulse-width-modulated signal S5 when the output voltage Vout decreases due to a load change at the output.

Das Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Signals S bestimmt die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers, wobei der pulsweitenmodulierte Signal S5 mittels einer Treiberschaltung 22 in die Ansteuersignals S1, S2 des MOSFET T1, T2 umgesetzt wird, wobei das Tastverhältnis des ersten Ansteuersignals S1 des ersten MOSFET T1 dem Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Signals S5 entspricht. Das zweite Ansteuersignal S2 ist dabei derart komplementär zu dem ersten Ansteuersignal S1, dass der zweite MOSFET T2 sperrt, wenn der erste MOSFET T1 leitet, und umgekehrt. Im Übrigen sind die Pegel des ersten und zweiten Ansteuersignals S1, S2 so gegeneinander verschoben, dass das erste Ansteuersignal S1 zur Ansteuerung des als High-Side-Schalter dienenden MOSFET T1 geeignete Pegel aufweist und das andere Signal S2 zur Ansteuerung des als Low-Side-Schalter dienenden MOSFETT2 geeignete Pegel aufweist.The pulse duty factor of the pulse width modulated signal S determines the power consumption of the switching converter, the pulse width modulated signal S5 using a driver circuit 22 is converted into the control signal S1, S2 of the MOSFET T1, T2, the pulse duty factor of the first drive signal S1 of the first MOSFET T1 corresponding to the pulse duty factor of the pulse-width-modulated signal S5. The second control signal S2 is so complementary to the first control signal S1 that the second MOSFET T2 blocks when the first MOSFET T1 conducts, and vice versa. Otherwise, the levels of the first and second control signals S1, S2 are shifted relative to one another such that the first control signal S1 has a suitable level for controlling the MOSFET T1 serving as a high-side switch and the other signal S2 for controlling the low-side Switch serving MOSFETT2 has suitable levels.

Das pulsweitenmodulierte Signal S5 ist einem Anschluss 3 der Treiberschaltung 23 zugeführt. Das erste Ansteuersignal S1 steht an einem Anschluss 1 und das zweite Ansteuersignal S2 an einem Anschluss 5 zur Verfügung. Die Treiberschaltung umfasst weitere Anschlüsse, deren Bedeutung im Folgenden kurz erläutert ist:
Anschlüsse 2 und 8 der vorzugsweise als integrierte Schaltung ausgebildeten Treiberschaltung 22 dienen zum Anschließen eines externen Kondensators C3, der als Bootstrap-Kondensator dient, dessen einer Anschluss über den Anschluss 8 an den den beiden MOSFET T1, T2 gemeinsamen Knoten bzw. den Source-Anschluss S des MOSFET T1 angeschlossen ist. Über den Bootstrap-Kondensator C3 kann zwischen den Gate-Anschluss und den Source-Anschluss des MOSFET T1 eine geeignete Gate-Source-Spannung Vgs angelegt werden, wobei gewährleistet ist, dass das Gate-Potential stets oberhalb des Source-Potentials liegt.The pulse width modulated signal S5 is a connection 3 the driver circuit 23 fed. The first control signal S1 is at a connection 1 and the second drive signal S2 at a connection 5 to disposal. The driver circuit includes further connections, the meaning of which is briefly explained below:
connections 2 and 8th the driver circuit, which is preferably in the form of an integrated circuit 22 are used to connect an external capacitor C3, which serves as a bootstrap capacitor, one connection via the connection 8th is connected to the node common to the two MOSFET T1, T2 or the source connection S of the MOSFET T1. A suitable gate-source voltage Vgs can be applied between the gate connection and the source connection of the MOSFET T1 via the bootstrap capacitor C3, it being ensured that the gate potential is always above the source potential.

Anschlüsse 4 und 6 dienen zum Anlegen einer Versorgungsspannung an die Treiberschaltung 22, wobei diese Versorgungsspannung über den Eingangskondensator C3 und die Induktivität L2 aus der Eingangsspannung Vin abgeleitet ist.connections 4 and 6 are used to apply a supply voltage to the driver circuit 22 , wherein this supply voltage is derived from the input voltage Vin via the input capacitor C3 and the inductance L2.

Schließlich dient ein Anschluss 7 zur Zuführung des von der Leistungsaufnahme des Schaltwandlers abhängigen Strommesssignals S3, um abhängig von diesem Strommesssignal S3 die Amplitude der Ansteuerimpulse S1 einzustellen. Dieses Strommesssignal S3 bestimmt dabei die Amplitude des Ansteuersignals. Dieses Strommesssignals bestimmt bei der dargestellten Treiberschaltung, auf welche Spannung der Bootstrap-Kondensator C3 bei leitendem MOSFET T2 und sperrendem MOSFET T1 aufgeladen wird, wobei dieser Kondensator C3 bei anschließend sperrendem MOSFET2 intern an den Gate-Anschluss G des ersten MOSFET T1 angeschlossen wird, um dessen Gate-Source-Spannung bereitzustellen. Die Spannung über dem Bootstrap-Kondensator C3 bestimmt dabei die Amplitude der Gate-Source-Spannung des MOSFET T1.Finally, a connection is used 7 for supplying the current measurement signal S3 which is dependent on the power consumption of the switching converter, in order to set the amplitude of the drive pulses S1 as a function of this current measurement signal S3. This current measurement signal S3 determines the amplitude of the control signal. In the driver circuit shown, this current measurement signal determines the voltage to which the bootstrap capacitor C3 is charged in the case of a conducting MOSFET T2 and a blocking MOSFET T1, this capacitor C3 being connected internally to the gate terminal G of the first MOSFET T1 in the event of a blocking MOSFET2 to provide its gate-source voltage. The voltage across the bootstrap capacitor C3 determines the amplitude of the gate-source voltage of the MOSFET T1.

Die Treiberschaltung 22 ist beispielsweise eine Treiberschaltung des Typs TDA21101 der Infineon Technologies AG, München. Derartige Treiberschaltungen des Typs TDA 21101 weisen Anschlüsse auf, die den zuvor erläuterten Anschlüssen 1 bis 8 der Treiberschaltung 22 entsprechen und die einen hochohmigen Eingang, der dem Anschluss 7 entspricht, zur Einstellung der Amplitude der Ansteuerimpulse des als High-Side-Schalter dienenden MOSFET T1 aufweisen.The driver circuit 22 is for example a driver circuit of the type TDA21101 from Infineon Technologies AG, Munich. Such driver circuits of the TDA 21101 type have connections that correspond to the connections explained above 1 to 8th the driver circuit 22 correspond and which have a high-impedance input that the connection 7 has, for setting the amplitude of the drive pulses of the MOSFET T1 serving as a high-side switch.

Der Pulsweitenmodulator 24 kann ein herkömmlicher Pulsweitenmodulator zum Einsatz in Schaltwandler sein, der abhängig von einem Ausgangsspannungssignal ein pulsweitenmoduliertes Signal S5 zur Regelung der Leistungsaufnahme des Schaltwandlers ist.The pulse width modulator 24 can be a conventional pulse width modulator for use in switching converters, which, depending on an output voltage signal, is a pulse width modulated signal S5 for regulating the power consumption of the switching converter.

5 zeigt eine Abwandlung des in 3 dargestellten Schaltwandlers, wobei bei dieser Abwandlung ein Regelsignal S34 zur Einstellung der Amplitude des ersten Ansteuersignals S1 für den ersten MOSFET T1 über eine die Ausgangsspannung Vout umfassende Regelanordnung 34 aus der Ausgangsspannung Vout ermittelt wird. Man macht sich hierbei zunutze, dass abhängig von dem durch den Pulsweitenmodulator 24 bewirkten Regelverhalten der Gesamtanordnung die Ausgangsspannung Vout ein Maß für die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers darstellt. Besitzt die Gesamtanordnung ein proportionales Regelverhalten, so besitzt die Ausgangsspannung Vout stets eine Regelabweichung, die proportional zu der Leistungsaufnahme des Schaltwandlers ist. Die Regelanordnung 34 ist dann entsprechend als proportionale Regelanordnung ausgebildet, die ein zu der Ausgangsspannung Vout proportionales Signal S34 bereitstellt, um über dieses Signal S34 die Amplitude des Ansteuersignals S1 für den ersten MOSFET T1 einzustellen, wobei die Amplitude des Ansteuersignals S1 bei niedriger Leistungs aufnahme, die sich in diesem Fall in einer größeren Ausgangsspannung Vout auswirkt, reduziert wird, um dadurch die dynamischen Verluste des Schaltwandlers zu reduzieren. 5 shows a modification of the in 3 Switching converter shown, with this modification a control signal S34 for setting the amplitude of the first drive signal S1 for the first MOSFET T1 via a control arrangement comprising the output voltage Vout 34 is determined from the output voltage Vout. One takes advantage of this, depending on that through the pulse width modulator 24 effected control behavior of the overall arrangement, the output voltage Vout represents a measure of the power consumption of the switching converter. If the overall arrangement has a proportional control behavior, the output voltage Vout always has a control deviation which is proportional to the power consumption of the switching converter. The rule arrangement 34 is then designed accordingly as a proportional control arrangement, which provides a signal S34 proportional to the output voltage Vout in order to use this signal S34 to set the amplitude of the drive signal S1 for the first MOSFET T1, the amplitude of the drive signal S1 being consumed at low power this case, in a larger output voltage Vout, is reduced, thereby reducing the dynamic losses of the switching converter.

Besitzt die Spannungsregelschleife mit dem Pulsweitenmodulator 24 insgesamt ein integrales Regelverhalten, so werden lastbedingte Schwankungen der Ausgangsspannung Vout über der Zeit vollständig ausgeregelt, wobei die Regelanordnung 34 in diesem Fall ebenfalls ein integrales Verhalten besitzt, um über den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung Vout in der Vergangenheit ein von der momentanen Leistungsaufnahme abhängiges Regelsignal S34 bereitzustellen.Has the voltage control loop with the pulse width modulator 24 overall an integral control behavior, load-related fluctuations in the output voltage Vout become full over time constantly corrected, the control arrangement 34 in this case also has an integral behavior in order to provide a control signal S34 which is dependent on the instantaneous power consumption in the past via the time profile of the output voltage Vout.

Besitzt die Spannungsregelschleife insgesamt ein Proportional-Integral-Verhalten, ist die Regelanordnung 34 so ausgebildet, dass sie ein entsprechendes Proportional-Integral-Verhalten zeigt.If the voltage control loop has a proportional-integral behavior overall, the control arrangement is 34 trained in such a way that it shows a corresponding proportional-integral behavior.

Bei einer nicht näher dargestellten Ausführungsform der Erfindung wird ein in dem Pulsweitenmodulator 24 erzeugtes Regelsignal, das zur Einstellung des Tastverhältnisses des pulsweitenmodulierten Signals S5 dient, aus dem Pulsweitenmodulator 24 herausgeführt und über den Anschluss 7 dazu verwendet, die Amplitude des Ansteuersignals S1 einzustellen. Auf die zusätzliche Regelanordnung 34 kann in diesem Ausführungsbeispiel verzichtet werden, wobei die Amplitude des Ansteuersignals S1 in diesem Fall stets proportional zu der Dauer der Ansteuerimpulse des pulsweitenmodulierten Signals S eingestellt wird.In one embodiment of the invention, not shown in detail, a pulse width modulator is used 24 generated control signal, which is used to adjust the duty cycle of the pulse width modulated signal S5, from the pulse width modulator 24 led out and over the connection 7 used to adjust the amplitude of the drive signal S1. On the additional rule arrangement 34 can be dispensed with in this exemplary embodiment, the amplitude of the control signal S1 in this case always being set in proportion to the duration of the control pulses of the pulse-width-modulated signal S.

Die gestrichelte Linie in 6 zeigt die Verbesserung der Effizienz eines Schaltwandlers, die bei einer erfindungsgemäßen Anpassung der Gate-Source-Spannung eines MOSFET in einem Schaltwandler an die Leistungsaufnahme erzielt werden kann. Die gestrichelte Linie macht deutlich, dass bei kleiner Leistungsaufnahme, die in dem Beispiel gemäß 6 dann vorliegt, wenn die Stromaufnahme kleiner ist als das 0,5-fache des Nennstromes In, gegenüber herkömmlichen Schaltwandlern deutlich gesteigert werden kann, wenn die Gate-Source-Spannung bei niedrigen Leistungsaufnahmen einer an den Schaltwandler angeschlossenen Last reduziert wird. Wie stark die Gate-Source-Spannung abgesenkt wird und ab welcher Strom- bzw. Leistungsaufnahme eine Absenkung der Gate-Source-Spannung vorgenommen wird, hängt von der speziellen Ausgestaltung des Schaltwandlers ab und des MOSFET ab. Den spezifischen Gate-Source-Spannungsbereich, innerhalb dessen der MOSFET betrieben werden kann und innerhalb dessen die Gate-Source-Spannung somit variiert werden kann, entnimmt ein Fachmann insbesondere dem Datenblatt des MOSFET. Liegt beispielsweise ein MOSFET, vor der mit einer Gate-Source-Spannung zwischen 5 V und 10 V betrieben werden kann, so liegt die tatsächliche eingestellte Gate-Source-Spannung bei einer großen Leistungsaufnahme im oberen Bereich dieses Intervalls, bei etwa 10 V, während sie bei einer kleinen Leistungsaufnahme im unteren Bereich des Intervalls, bei etwa 5 V liegt.The dashed line in 6 shows the improvement of the efficiency of a switching converter, which can be achieved with an inventive adaptation of the gate-source voltage of a MOSFET in a switching converter to the power consumption. The dashed line makes it clear that at low power consumption, which in the example according to 6 then, when the current consumption is less than 0.5 times the nominal current In, can be increased significantly compared to conventional switching converters if the gate-source voltage is reduced with low power consumption of a load connected to the switching converter. The extent to which the gate-source voltage is lowered and the current or power consumption from which the gate-source voltage is lowered depends on the special design of the switching converter and on the MOSFET. A person skilled in the art will in particular take the data sheet of the MOSFET to determine the specific gate-source voltage range within which the MOSFET can be operated and within which the gate-source voltage can thus be varied. For example, if there is a MOSFET in front of which a gate-source voltage of between 5 V and 10 V can be operated, the actual set gate-source voltage with a large power consumption is in the upper range of this interval, approximately 10 V, during it is about 5 V with a small power consumption in the lower range of the interval.

C1,C2C1, C2: Kondensatorencapacitors
C3C3: Eingangskondensatorinput capacitor
II: Stromelectricity
InIn: Nennstromcurrent
K1, K2K1, K2: Eingangsklemmeninput terminals
K3, K4K3, K4: Ausgangsklemmenoutput terminals
L1, L2L1, L2: Induktivitäteninductors
S1S1: erstes Ansteuersignalfirst control signal
S2S2: zweiten Ansteuersignalsecond control signal
S3S3: StrommesssignalCurrent measurement signal
S34S34: ausgangsspannungsmäßiges Regelsignaloutput voltage control signal
S4S4: ausgangsspannungsabhängiges Signaloutput voltage dependent signal
T1T1: erster MOSFET, High-Side-Schalterfirst MOSFET, high-side switch
T2T2: zweiter MOSFET, Low-Side-Schaltersecond MOSFET, low-side switch
VinVin: Eingangsspannunginput voltage
VoutVout: Ausgangsspannungoutput voltage
Z1Z1: ZenerdiodeZener diode
ηη: Effektivität des SchaltwandlersEffectiveness of the switching converter
2020: Ansteuerschaltungdrive circuit
3030: StrommessanordnungCurrent measuring arrangement
3434: Spannungsmessanordnung, RegelanordnungVoltage-measuring device, regulating arrangement
30, 3230 32: StrommessanordnungenCurrent measuring arrangements

Claims

Method for controlling a first semiconductor switch (T1) having a drive connection (G) and a load path (DS), the load path (DS) of which is connected in series with an energy storage element (L1, C1), in a switching converter which consists of an input voltage (Vin ) provides an output voltage (Vout), the semiconductor switch (T1) being driven in a clocked manner by means of a drive signal (S1) having a sequence of drive pulses, characterized in that an amplitude of the drive pulses ( 51 ) depends on the power consumption of the switching converter.

The method of claim 1, wherein the power consumption determined from an output voltage (Vout) of the switching converter becomes.

The method of claim 1, wherein the power consumption determined by means of a load current (I) through the semiconductor switch (T1) becomes.

The method of claim 3, wherein the power consumption is determined on the basis of an average value of the load current (I).

Method according to one of the preceding claims, which the amplitude of the control pulses (S1) with decreasing power consumption of the switching converter decreases.

Method according to one of the preceding claims, which the amplitude of the control pulses with decreasing load current decreases by the first semiconductor switch (T1).

The method of claim 5, wherein the amplitude the control pulse (S1) is at least approximately constant, if the load current (I) is greater than is a predetermined threshold, and at which the amplitude of the Control pulses (S1) with decreasing load current (I) through the first Semiconductor switch (T1) decreases when the load current (I) is smaller than the threshold.

Method according to one of the preceding claims, which the load current (I) through the first semiconductor switch for adjustment the amplitude of the control pulses (S1) only during specified periods of time determined.

The method of claim 8, wherein the load current (I) by the first semiconductor switch (T1) for setting the The amplitude of the control pulses (S1) is only taken into account during such periods will while which the first semiconductor switch (T1) conducts.

Method according to one of the preceding claims, which the energy storage element (L1, C1) is an inductive energy storage element comprises, parallel to the inductive energy storage element and a freewheel element in series with the first semiconductor switch (D1; T2, Z1) is connected, with a determination of the load current through the first semiconductor switch (T1) the current through the freewheel element (D1; T2, Z1) during such periods of time is determined during which the first semiconductor switch (T1) locks.

The method of claim 1, wherein the amplitude of the control pulses (S1) is set by the duration of the control pulses.

The method of claim 11, wherein the amplitude of the control pulses (S1) proportional to the duration of the control pulses (S1) is.

Switching converter, which has the following features: - input terminals (K1, K2) for applying an input voltage (Vin), - output terminals (K3, K4) for providing an output voltage (Vout), - one between the input terminals (K1, K2) and the output terminals (K3, K4) connected converter unit with at least one semiconductor switching element (T1), which has a control connection (G) and a load path (DS), and whose load path (DS) is connected in series to an energy storage element (L1, C1), - Control circuit ( 20 ) with an output terminal which is coupled to the control connection (G) of the semiconductor switching element (T1) and to which a drive signal (S1) having a sequence of drive pulses is present, - a measuring arrangement ( 30 ; 32 ), which provides a measurement signal dependent on the power consumption of the switching converter, which is sent to the control circuit ( 20 ) is fed via an input terminal, the control circuit ( 20 ) the amplitude of the control pulses ( 20 ) depending on the measurement signal (S3).

Switching converter according to claim 13, wherein the measuring arrangement ( 30 . 32 ) is a current measuring arrangement which provides a measurement signal (S3) dependent on a current through the semiconductor switch (T1).

Switching converter according to claim 13, wherein the measuring arrangement comprises a voltage measuring arrangement ( 34 ), which provides a measurement signal dependent on an output voltage (Vout) of the switching converter.

Switching converter according to claim 13, in which the drive circuit ( 20 ) sets the duty cycle of the control signal depending on a signal (S4) dependent on the output voltage (Vout).

Switching converter according to one of Claims 13 to 16, in which the current measuring arrangement ( 30 ) is connected in series with the first semiconductor switch (T1).

Switching converter according to one of Claims 13 to 17, in which the energy storage element (L1) comprises an inductive energy storage element and in which a freewheel element (D1; T2, Z1) in parallel with the inductive energy storage element (L1) and in series with the first semiconductor switch (T1) is switched, the current measuring arrangement ( 32 ) detects a voltage across the freewheel element (T2, Z1) or the current through the freewheel element (T2, Z1) and derives the current measurement signal (S3) therefrom.

Switching converter according to claim 18, wherein the current measuring arrangement ( 32 ) to provide the current measurement signal (S3), the voltage across the freewheel element (T2, Z1) or the current through the freewheel element (T2, Z1) is only detected during predetermined periods of time.

Switching converter according to claim 19, wherein the predetermined Periods of time are periods of time in which the first semiconductor switch (T1) locks.

Switching converter according to one of claims 13 to 20, in which the control circuit ( 20 ) a pulse width modulator ( 24 ), which generates a pulse width modulated signal (S5) depending on the output voltage signal (S4), and a driver circuit ( 22 ) to which the pulse width modulated signal (S5) and the current measurement signal (S3) are supplied and which provides the control signal.

Method for operating a driver circuit ( 22 ) for a semiconductor switch (T1) in a switching converter, the driver circuit ( 22 ) an output terminal ( 1 ) to provide a drive signal (S1) having a sequence of drive pulses for driving the semiconductor switch (T1), a first input terminal ( 3 ) for supplying a signal (S5) which specifies the pulse duty factor of the control signal (S1) and a second input terminal ( 7 ) for supplying a signal (S3) defining the amplitude of the control pulses (S1), characterized in that the signal (S1) determining the amplitude of the control pulses (S1) is a variable signal which is dependent on the power consumption of the switching converter.