Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung und eine Ansteuerschaltung für einen Schalter einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung (Power Factor Controller, PFC).The present invention relates to a method of driving and a drive circuit for a switch of a power factor correction circuit (PFC).
Eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung ist üblicherweise als Hochsetzsteller (Boost Converter) ausgebildet und umfasst ein induktives Speicherelement, eine an das induktive Speicherelement angeschlossene Gleichrichteranordnung zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung und einen an das induktive Speicherelement angeschlossenen Schalter. Der Schalter regelt die Stromaufnahme des induktiven Speicherelements abhängig von der Ausgangsspannung und ist so verschaltet, dass das Speicherelement bei geschlossenem Schalter Energie über Eingangsklemmen aufnimmt, und dadurch magnetisiert wird, und die aufgenommene Energie bei anschließend geöffnetem Schalter an die Gleichrichteranordnung abgibt, und dadurch entmagnetisiert wird.A power factor correction circuit is usually designed as a boost converter (boost converter) and comprises an inductive storage element, a rectifier arrangement connected to the inductive storage element for providing an output voltage and a switch connected to the inductive storage element. The switch regulates the current consumption of the inductive storage element depending on the output voltage and is connected so that the memory element with closed switch receives energy via input terminals, and is magnetized, and the recorded energy at subsequently opened switch to the rectifier arrangement emits, and is thereby demagnetized ,
Zur Regelung der Leistungsaufnahme, und damit der Ausgangsspannung, wird bei einem solchen Power Factor Controller ein Regelsignal erzeugt, das abhängig von der Ausgangsspannung ist und das insbesondere die Zeitdauern der Magnetisierungsphasen des induktiven Speicherelements bestimmt. Derartige Power Factor Controller sind beispielsweise beschrieben in US 6 043 633 A , DE 100 32 846 A1 , US 6 388 429 B1 , EP 1 387 476 A1 .To regulate the power consumption, and thus the output voltage, a control signal is generated in such a power factor controller, which is dependent on the output voltage and in particular determines the durations of the magnetization phases of the inductive storage element. Such power factor controllers are described, for example, in US Pat US 6 043 633 A . DE 100 32 846 A1 . US Pat. No. 6,388,429 B1 . EP 1 387 476 A1 ,
Die Eingangsspannung eines Power Factor Controllers ist üblicherweise eine gleichgerichtete Netzspannung und besitzt damit einen sinusbetragförmigen Spannungsverlauf. Die Regelung der Stromaufnahme soll bei einem Power Factor Controller idealerweise so erfolgen, dass ein Mittelwert eines Eingangsstromes proportional ist zu der anliegenden Eingangsspannung. Bei einer idealen Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der die bei geschlossenem Schalter von dem induktiven Speicherelement aufgenommene Energie bei geöffnetem Schalter vollständig an die Gleichrichteranordnung abgegeben wird, kann dies erreicht werden, wenn die Einschaltdauer bei gleichbleibender Last auf einen von der Ausgangsspannung abhängigen Wert eingestellt wird und wenn der Schalter nach dem Öffnen dann wieder eingeschaltet wird, wenn das induktive Speicherelement energiefrei bzw. entmagnetisiert ist. Die Leistungsaufnahme ist dann proportional zum Quadrat der Eingangsspannung und besitzt einen sinusförmigen Verlauf mit einer Frequenz, die der doppelten Netzfrequenz entspricht.The input voltage of a power factor controller is usually a rectified mains voltage and thus has a sinusoidal-shaped voltage curve. In the case of a power factor controller, the regulation of the current consumption should ideally be such that an average value of an input current is proportional to the applied input voltage. In an ideal power factor correction circuit, in which the energy absorbed by the inductive storage element with the switch closed is completely delivered to the rectifier arrangement when the switch is open, this can be achieved if the duty cycle is set to a value dependent on the output voltage while the load remains the same Switch after opening is then turned on again when the inductive storage element is energy-free or demagnetized. The power consumption is then proportional to the square of the input voltage and has a sinusoidal profile with a frequency that corresponds to twice the mains frequency.
Bei einer realen Leistungsfaktorkorrekturschaltung treten allerdings Verluste auf, die beispielsweise bedingt sind durch eine parallel zu dem Schalter vorhandene parasitäre Kapazität. Solche Verluste machen sich um so stärker bemerkbar, je kleiner der Momentanwert der Leistungsaufnahme ist und führen zu einer Verzerrung des Stromverlaufs des Eingangsstroms gegenüber dem sinusförmigen Verlauf der Netzspannung. Ein Klirrfaktor des Eingangsstromes ist dadurch deutlich größer als Null.In a real power factor correction circuit, however, losses occur, which are caused, for example, by a parallel to the switch existing parasitic capacitance. Such losses are more noticeable the smaller the instantaneous value of the power consumption and lead to a distortion of the current profile of the input current compared to the sinusoidal course of the mains voltage. A harmonic distortion of the input current is thus significantly greater than zero.
Um solche den Stromverlauf verzerrenden Verluste zu kompensieren, ist es bekannt, die Einschaltdauer gegenüber einer durch das Regelsignal eingestellten Einschaltdauer zu verlängern. Leistungsfaktorkorrekturschaltungen mit einer solchen Funktionalität sind beispielsweise beschrieben in der EP 1 189 485 B1 , der US 20040012347 A1 oder der US 6 956 336 B2 .In order to compensate for such losses distorting the current profile, it is known to extend the switch-on duration in relation to a switch-on duration set by the control signal. Power factor correction circuits having such a functionality are described, for example, in US Pat EP 1 189 485 B1 , of the US 20040012347 A1 or the US Pat. No. 6,956,336 B2 ,
Die US 2005/0270814 A1 beschreibt ein Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einer festgetaktet betriebenen Leistungsfaktorkorrekturschaltung. Bei diesem Verfahren wird ein von einer Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal mit einem von einer Eingangsspannung abhängigen Signal multipliziert, um ein modifiziertes Regelsignal zu erhalten. Dieses modifizierte Regelsignal wird durch eine Pulsweitenmodulator zur Einstellung der Einschaltdauer des Schalters verwendet.The US 2005/0270814 A1 describes a method for driving a switch in a fixed-duty power factor correction circuit. In this method, an output voltage dependent control signal is multiplied by an input voltage dependent signal to obtain a modified control signal. This modified control signal is used by a pulse width modulator to adjust the on-time of the switch.
Die EP 0 991 169 A2 beschreibt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der ein von einer Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal mit einem von einer Eingangsspannung abhängigen Signal multipliziert wird, um ein modifiziertes Regelsignal zu erhalten. Dieses modifizierte Regelsignal wird durch einen Pulsweitenmodulator zur Einstellung der Einschaltdauer eines Schalters verwendet.The EP 0 991 169 A2 describes a power factor correction circuit in which an output voltage dependent control signal is multiplied by an input voltage dependent signal to obtain a modified control signal. This modified control signal is used by a pulse width modulator to adjust the on-time of a switch.
Die US 2006/0158912 A1 beschreibt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der ein von einer Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal mit einem von einem Sinussignalgenerator erzeugten Signal multipliziert wird, das der Sinussignalgenerator auf Basis der Eingangsspannung erzeugt. Das durch diese Multiplikation erhaltene Signal wird durch einen Pulsweitenmodulator zur Einstellung der Einschaltdauer eines Schalters verwendet.The US 2006/0158912 A1 describes a power factor correction circuit in which an output voltage dependent control signal is multiplied by a signal generated by a sine signal generator that the sine signal generator generates based on the input voltage. The signal obtained by this multiplication is used by a pulse width modulator to adjust the on-time of a switch.
Die US 5 367 247 A beschreibt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die eine Eingangsspannung erhält und eine Ausgangsspannung erzeugt. Bei dieser Leistungsfaktorkorrekturschaltung umfasst eine Einschaltdauer eines Schalters eine von einer Ausgangsspannung abhängige Dauer und eine Korrekturdauer. Die Korrekturdauer ist hierbei abhängig von einem Quotienten, der das Produkt einer Konstanten und der Ausgangsspannung im Zähler und einen Momentanwert der Eingangsspannung im Nenner hat. The US 5,367,247 A describes a power factor correction circuit which receives an input voltage and generates an output voltage. In this power factor correction circuit, a duty ratio of a switch includes a duration dependent on an output voltage and a correction duration. The correction period is dependent on a quotient, which has the product of a constant and the output voltage in the numerator and an instantaneous value of the input voltage in the denominator.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung zu stellen, das einfach realisierbar ist und das eine effiziente Reduktion des Klirrfaktors der Stromaufnahme bewirkt, und eine ein solches Verfahren realisierende Ansteuerschaltung für einen Schalter in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verfügung zu stellen.The object of the present invention is to provide a method for driving a switch in a power factor correction circuit which is easy to implement and which effects an efficient reduction of the distortion factor of the current consumption, and a drive circuit for such a method for a switch in a power factor correction circuit To make available.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 6 gelöst. Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.This object is achieved by a method according to claim 1 and by a drive circuit according to claim 6. Embodiments of the invention are the subject of the dependent claims.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung aufweist, bei dem der Schalter zyklisch jeweils für eine Einschaltdauer eingeschaltet und eine Ausschaltdauer ausgeschaltet wird, bei dem ein von der Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal erzeugt wird, und bei dem die Einschaltdauer einen ersten Einschaltdauerabschnitt und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt unmittelbar anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt aufweist. Eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts ist hierbei von dem Regelsignal abhängig, und eine Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts ist wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung proportional zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten Grades dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion ersten Grades dieses Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte der ersten Funktion mit steigendem Momentanwert zunehmen.An embodiment of the invention relates to a method for driving a power consumption regulating switch in a power factor correction circuit having input terminals for applying an input voltage and output terminals for providing an output voltage, in which the switch is cyclically switched on for a duty cycle and a switch-off is switched off, in the an output voltage dependent control signal is generated, and wherein the duty cycle has a first duty cycle and a second duty cycle immediately following the first duty cycle. A length of the first duty cycle is in this case dependent on the control signal, and a length of the second duty cycle is at least for a predetermined value range of an instantaneous value of the input voltage proportional to a quotient with a first function of the first degree of this instantaneous value in the denominator and a second function of the first degree of this instantaneous value in the counter, where function values of the first function increase with increasing instantaneous value.
Eine Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme regelnden Schalter in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung aufweist, umfasst bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung einen Regelsignaleingang zum Zuführen eines Regelsignals, einen Eingangsspannungssignaleingang zum Zuführen eines von der Eingangsspannung abhängigen Signals und einen Ausgang zum Bereitstellen eines Ansteuersignals für den Schalter. Die Ansteuerschaltung umfasst außerdem Mittel zum zyklischen Erzeugen eines Einschaltpegels eines den Schalter ansteuernden Signals für eine Einschaltdauer, die einen ersten Einschaltdauerabschnitt und einen sich an den ersten Einschaltdauerabschnitt unmittelbar anschließenden zweiten Einschaltdauerabschnitt aufweist, wobei eine Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts von dem Regelsignal abhängig ist und wobei eine Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich eines Momentanwertes der Eingangsspannung proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion ersten Grades dieses Momentanwertes im Nenner und einer zweiten Funktion ersten Grades des Momentanwertes im Zähler, wobei Funktionswerte der ersten Funktion mit steigendem Momentanwert zunehmen.A power control circuit driver in a power factor correction circuit having input terminals for applying an input voltage and output terminals for providing an output voltage in one embodiment of the invention comprises a control signal input for supplying a control signal, an input voltage signal input for supplying an input voltage dependent signal, and an output for providing a drive signal for the switch. The drive circuit further comprises means for cyclically generating an on-level of a switch-on signal for a duty cycle having a first duty period and a second duty cycle immediately adjacent the first duty cycle, wherein a length of the first duty cycle is dependent upon the control signal and wherein a Length of the second duty cycle is at least for a predetermined range of an instantaneous value of the input voltage proportional to a quotient with a first function of the first degree of this instantaneous value in the denominator and a second function of the first degree of the instantaneous value in the counter, wherein function values of the first function increase with increasing instantaneous value.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.Embodiments of the present invention will be explained in more detail with reference to figures.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit einem Schalter, einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung des Schalters und einer Regelanordnung zur Bereitstellung eines der Ansteuerschaltung zugeführten Regelsignals. 1 shows an embodiment of a power factor correction circuit with a switch, a drive circuit for driving the switch and a control arrangement for providing a control circuit supplied to the control signal.
2 zeigt ein Realisierungsbeispiel der Regelanordnung. 2 shows an implementation example of the rule arrangement.
3 veranschaulicht zeitliche Verläufe einer Netzspannung und eines Eingangsstromes einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, bei der keine Schaltungsmaßnahmen zur Reduktion eines Klirrfaktors des Eingangsstroms vorhanden sind. 3 FIG. 10 illustrates time histories of a line voltage and an input current of a power factor correction circuit in which there are no circuit measures for reducing a harmonic distortion of the input current.
4 veranschaulicht den zeitlichen Verlauf eines durch eine Ansteuerschaltung nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugten Ansteuersignals sowie daraus resultierende zeitliche Verläufe des Eingangsstroms und eines Magnetisierungssignals. 4 FIG. 2 illustrates the time profile of a drive signal generated by a drive circuit according to an exemplary embodiment of the invention and resulting time profiles of the input current and of a magnetization signal.
5 veranschaulicht die Erzeugung eines Einschaltdauerabschnitts des Ansteuersignals abhängig von einer Eingangsspannung der Leistungsfaktorkorrekturschaltung (5A) und Verläufe einer Zählerfunktion und einer Nennerfunktion, von denen die Einschaltdauer abhängig ist, abhängig von einer Eingangsspannung (5B). 5 illustrates the generation of a duty ratio portion of the drive signal depending on an input voltage of the power factor correction circuit (FIG. 5A ) and curves of a counter function and a denominator function, on which the duty cycle depends, depending on an input voltage ( 5B ).
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung mit einer ersten Signalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines ersten Einschaltdauerabschnitts und einer zweiten Signalerzeugungsschaltung zur Erzeugung eines zweiten Einschaltdauerabschnitts des Ansteuersignals. 6 shows an embodiment of the drive circuit with a first signal generating circuit for generating a first duty cycle and a second signal generating circuit for generating a second duty cycle of the drive signal.
7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der ersten Signalerzeugungsschaltung. 7 shows an embodiment of the first signal generating circuit.
8 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 8th shows a first embodiment of the second signal generating circuit.
9 veranschaulicht die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 8 anhand von zeitlichen Signalverläufen. 9 illustrates the operation of the second signal generating circuit according to 8th based on temporal signal curves.
10 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 10 shows a second embodiment of the second signal generating circuit.
11 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 11 shows a third embodiment of the second signal generating circuit.
12 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 12 shows a fourth embodiment of the second signal generating circuit.
13 veranschaulicht die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 12 anhand von zeitlichen Signalverläufen. 13 illustrates the operation of the second signal generating circuit according to 12 based on temporal signal curves.
14 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung. 14 shows a further embodiment of a drive circuit according to the invention.
15 zeigt eine Abwandlung der in 12 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung. 15 shows a modification of the in 12 illustrated second signal generating circuit.
16 veranschaulicht die Funktionsweise der zweiten Signalerzeugungsschaltung gemäß 15 anhand von zeitlichen Signalverläufen. 16 illustrates the operation of the second signal generating circuit according to 15 based on temporal signal curves.
17 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung. 17 shows a further embodiment of a drive circuit according to the invention.
18 veranschaulicht die Funktionsweise der in 17 dargestellten Ansteuerschaltung anhand von Signalverläufen. 18 illustrates the operation of in 17 shown drive circuit based on signal waveforms.
19 veranschaulicht den Verlauf der Zählerfunktion abhängig von der Eingangsspannung für ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei dem die Zählerfunktion zwei linear verlaufende Abschnitte unterschiedlicher Steigung aufweist. 19 illustrates the course of the counter function depending on the input voltage for a further embodiment in which the counter function has two linearly extending sections of different pitch.
20 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der zweiten Signalerzeugungsschaltung. 20 shows another embodiment of the second signal generating circuit.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.In the figures, unless otherwise stated, like reference numerals designate like circuit components and signals having the same meaning.
1 zeigt ein Beispiel einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung (Power Factor Controller, PFC). Der dargestellte Power Factor Controller ist als Hochsetzsteller ausgebildet und weist Eingangsklemmen 101, 102 zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin, ein induktives Speicherelement 11 und eine an das induktive Speicherelement 11 angeschlossene Gleichrichteranordnung 20 auf. Das induktive Speicherelement 11 und die Gleichrichteranordnung 20 sind hierbei in Reihe zueinander zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 geschaltet. Die Gleichrichteranordnung 20 weist in dem dargestellten Beispiel eine Reihenschaltung mit einem Gleichrichterelement 21, beispielsweise einer Diode, und einem kapazitiven Speicherelement 22, beispielsweise einem Kondensator, auf. Eine Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers zur Versorgung einer Last 2 (gestrichelt dargestellt) ist an Ausgangsklemmen 103, 104 der Gleichrichteranordnung 20 abgreifbar. Diese Ausgangsspannung Vout entspricht in dem dargestellten Beispiel einer Spannung über dem kapazitiven Speicherelement 22 der Gleichrichteranordnung 20. 1 shows an example of a Power Factor Controller (PFC). The Power Factor Controller shown is designed as a boost converter and has input terminals 101 . 102 for applying an input voltage Vin, an inductive storage element 11 and one to the inductive storage element 11 connected rectifier arrangement 20 on. The inductive storage element 11 and the rectifier assembly 20 are here in series with each other between the input terminals 101 . 102 connected. The rectifier arrangement 20 has in the illustrated example a series circuit with a rectifier element 21 , for example, a diode, and a capacitive storage element 22 , For example, a capacitor on. An output voltage Vout of the switching converter for supplying a load 2 (shown in dashed lines) is at output terminals 103 . 104 the rectifier arrangement 20 tapped. In the example shown, this output voltage Vout corresponds to a voltage across the capacitive storage element 22 the rectifier arrangement 20 ,
Zur Regelung einer Stromaufnahme des induktiven Speicherelements 10, und damit zur Regelung der Leistungsaufnahme über die Eingangsklemmen 101, 102, und damit zur Regelung der Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers ist eine Schaltanordnung mit einem Schalter 12 und einer Ansteuerschaltung 40 für den Schalter 12 vorhanden. Diese Schaltanordnung dient dazu, das induktive Speicherelement 11, das beispielsweise als Speicherdrossel realisiert ist, zyklisch jeweils während einer Magnetisierungsdauer zu magnetisieren und anschließend für eine Entmagnetisierungsdauer zu entmagnetisieren. Der Schalter 12 ist hierzu in Reihe zu dem induktiven Speicherelement 11 zwischen die Eingangsklemmen 101, 102 und parallel zu der Gleichrichteranordnung 20 geschaltet. Bei leitend angesteuertem bzw. geschlossenem Schalter 12 liegt annähernd die gesamte die Eingangsspannung Vin über dem induktiven Speicherelement 11 an, das induktive Speicherelement nimmt dabei Energie über die Eingangsklemmen 101, 102 auf und wird dadurch magnetisiert. Bei anschließend sperrend angesteuertem bzw. geöffnetem Schalter 12 gibt das induktive Speicherelement 11 die zuvor aufgenommene Energie an die Gleichrichteranordnung 20 ab und wird dadurch entmagnetisiert.For controlling a current consumption of the inductive storage element 10 , and thus to regulate the power consumption via the input terminals 101 . 102 , and thus to control the output voltage Vout of the switching converter is a switching arrangement with a switch 12 and a drive circuit 40 for the switch 12 available. This switching arrangement serves to the inductive storage element 11 , which is realized, for example, as a storage choke to cyclize each time during a magnetization time and then to demagnetize for a demagnetization. The desk 12 this is in series with the inductive storage element 11 between the input terminals 101 . 102 and in parallel with the rectifier arrangement 20 connected. With conductive activated or closed switch 12 approximately all of the input voltage Vin is above the inductive storage element 11 on, the inductive storage element takes energy through the input terminals 101 . 102 and is magnetized by it. In the event of a blocking or open switch 12 gives the inductive storage element 11 the previously absorbed energy to the rectifier arrangement 20 and is thereby demagnetized.
Die Ansteuerschaltung 40 erzeugt ein Ansteuersignal S12 für den Schalter 12, nach dessen Maßgabe der Schalter 12 leitend und sperrend angesteuert ist. Dieser Schalter 12 kann insbesondere als MOS-Transistor, beispielsweise als MOSFET oder IGBT realisiert sein. Eine Laststrecke bzw. Drain-Source-Strecke eines solchen MOS-Transistors ist hierbei in Reihe zu dem induktiven Speicherelement 11 geschaltet, einem Steueranschluss bzw. Gate-Anschluss eines solchen MOS-Transistors ist das Ansteuersignal S12 zur leitenden und sperrenden Ansteuerung zugeführt. Optional kann dem Steueranschluss des Schaltelements 31 eine Treiberschaltung (nicht dargestellt) vorgeschaltet sein, die dazu dient, Signalpegel des Ansteuersignals S40 auf zur Ansteuerung des Schaltelements geeignete Signalpegel umzusetzen.The drive circuit 40 generates a drive signal S12 for the switch 12 , according to the switch 12 is controlled conductive and blocking. This switch 12 can be realized in particular as a MOS transistor, for example as a MOSFET or IGBT. A load path or drain-source path of such a MOS transistor is in this case in series with the inductive storage element 11 connected, a control terminal or gate terminal of such a MOS transistor, the drive signal S12 is supplied to the conductive and blocking control. Optionally, the control terminal of the switching element 31 a driver circuit (not shown), which serves to convert signal levels of the drive signal S40 to suitable signal levels for driving the switching element.
Die dargestellte Ansteuerschaltung 40 ist zur Regelung der Ausgangsspannung Vout ein Regelsignal S30 zugeführt, das durch eine Regelanordnung 30 erzeugt wird, der die Ausgangsspannung Vout als Eingangssignal zugeführt ist. Dieses Regelsignal S30 enthält eine Information über eine momentan über das Tastverhältnis des Schalters einzustellende Leistungsaufnahme, mit dem Ziel die Ausgangsspannung Vout konstant zu halten. Das Regelsignal wird beispielsweise aus einer Information über eine momentane Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber einem Sollwert und/oder aus einer Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber einem Sollwert innerhalb eines zurückliegenden Zeitfensters ermittelt.The illustrated drive circuit 40 is for regulating the output voltage Vout a control signal S30 supplied by a control arrangement 30 is generated, which is supplied with the output voltage Vout as an input signal. This control signal S30 contains information about a current to be set via the duty cycle of the switch power consumption, with the aim of keeping the output voltage Vout constant. The control signal is determined, for example, from information about a momentary deviation of the output voltage Vout from a setpoint value and / or from a deviation of the output voltage Vout from a setpoint value within a past time window.
Die Regelanordnung 30 umfasst Bezug nehmend auf 2 zur Erzeugung des Regelsignals S30 beispielsweise einen Spannungsteiler 31, 32 zum Herunterteilen der Ausgangsspannung Vout, eine Referenzspannungsquelle 33 zur Bereitstellung einer Referenzspannung V33 sowie einen Regelverstärker 34, dem die heruntergeteilte Ausgangsspannung sowie die Referenzspannung V33 zugeführt sind. Die Referenzspannung V33 repräsentiert hierbei einen Sollwert der Ausgangsspannung Vout. Dieser Referenzspannung und die heruntergeteilte Ausgangsspannung Vout sind einem Regelverstärker 34 zugeführt, an dessen Ausgang das Regelsignal S30 zur Verfügung steht. Dieser Regelverstärker kann abhängig von dem gewünschten Regelverhalten zur Regelung der Ausgangsspannung ein Proportionalverhalten, ein Integralverhalten oder ein Proportional-Integral-Verhalten besitzen.The rule arrangement 30 includes reference to FIG 2 for generating the control signal S30, for example, a voltage divider 31 . 32 for dividing down the output voltage Vout, a reference voltage source 33 for providing a reference voltage V33 and a variable gain amplifier 34 to which the divided-down output voltage and the reference voltage V33 are supplied. The reference voltage V33 in this case represents a desired value of the output voltage Vout. This reference voltage and the divided output voltage Vout are a variable gain amplifier 34 fed to the output of the control signal S30 is available. This control amplifier may have a proportional behavior, an integral behavior or a proportional-integral behavior depending on the desired control behavior for regulating the output voltage.
Die Ansteuerschaltung 40 ist dazu ausgebildet, den Schalter 12 derart anzusteuern, dass der Power Factor Controller im nicht-löckenden Dreieckstrombetrieb, der auch als Critical Conduction Mode (CritCM) bezeichnet wird, betrieben wird. Bei dieser Betriebsart wird der Schalter 12 jeweils dann eingeschaltet, wenn die Speicherdrossel 11 vollständig entmagnetisiert ist, wenn also ein Eingangsstrom I des Power Factor Controllers auf Null abgesunken ist. Die Ansteuerschaltung 40 benötigt bei dieser Betriebsart eine Information über den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel 11. Diese Magnetisierungsinformation kann Bezug nehmend auf 1 beispielsweise durch eine Hilfsspule 13 bereitgestellt werden, die induktiv mit der Speicherdrossel 11 gekoppelt ist. Eine über dieser Hilfsspule 13 anliegende Spannung V13, die der Ansteuerschaltung 40 in dem dargestellten Beispiel als Magnetisierungssignal S13 zugeführt ist, enthält in noch zu erläuternder Weise eine Information über den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel 11.The drive circuit 40 is designed to be the switch 12 to operate such that the power factor controller in non-löckenden triangular current operation, which is also referred to as Critical Conduction Mode (CritCM) is operated. In this mode, the switch 12 each then turned on when the storage choke 11 is completely demagnetized, so if an input current I of the power factor controller has dropped to zero. The drive circuit 40 requires in this mode information about the magnetization state of the storage inductor 11 , This magnetization information can be referenced 1 for example, by an auxiliary coil 13 be provided, which is inductive with the storage choke 11 is coupled. One over this auxiliary coil 13 applied voltage V13, that of the drive circuit 40 in the example shown, is supplied as magnetization signal S13, contains information about the magnetization state of the storage inductor in a manner to be explained 11 ,
Während des Betriebs des Power Factor Controllers soll die Ausgangsspannung Vout einerseits annähernd lastunabhängig auf einen Sollwert eingestellt werden. Andererseits soll ein Mittelwert des Eingangsstroms I proportional sein zu der angelegten Eingangsspannung Vin. Diese Eingangsspannung Vin wird beispielsweise mittels eines Brückengleichrichters 70 aus einer sinusförmigen Netzspannung Vn erzeugt. Durch die Proportionalität zwischen Eingangsstrom I und Eingangsspannung Vin bzw. zwischen der Netzspannung Vn und dem aus dem Netz aufgenommenen Strom In wird die Blindleistungsaufnahme aus dem Netz minimiert. Bei einem idealen Power Factor Controller wird die von der Speicherdrossel 11 während der Einschaltdauer des Schalters 12 aufgenommene Energie bei anschließend geöffnetem Schalter 12 vollständig an die Gleichrichteranordnung 20 und dadurch an die Last Z abgegeben. Bei einem realen Power Factor Controller sind allerdings parasitäre Bauelemente, insbesondere eine parasitäre Kapazität C12 des Schalters 12 zu beachten. Bei Verwendung eines MOS-Transistors als Schalter 12 setzt sich diese parasitäre Kapazität aus der Drain-Source-Kapazität sowie der Drain-Gate-Kapazität zusammen. Diese parasitäre Kapazität C12 wird bei jedem Schaltvorgang des Schalters 12 umgeladen, wofür ein Teil der jeweils in der Speicherdrossel 11 gespeicherten Energie benötigt wird. Die dadurch entstehenden Verluste wirken sich umso stärker auf den Verlauf des Eingangsstroms I aus, je kleiner die aufgenommene magnetische Energie und damit je kleiner ein Momentanwert der Eingangsspannung Vin bzw. der Netzspannung Vn ist. Weitere parasitäre Kapazitäten sind eine Sperrschichtkapazität des Gleichrichterelements 21 und eine Wicklungskapazität der Speicherdrossel.During operation of the Power Factor Controller, the output voltage Vout should be set to a setpoint value virtually independent of the load. On the other hand, an average value of the input current I should be proportional to the applied input voltage Vin. This input voltage Vin is for example by means of a bridge rectifier 70 generated from a sinusoidal mains voltage Vn. Due to the proportionality between input current I and input voltage Vin or between the mains voltage Vn and the current In picked up from the grid, the reactive power consumption from the grid is minimized. For an ideal power factor controller, that of the storage choke 11 during the switch-on time of the switch 12 absorbed energy with subsequently opened switch 12 completely to the rectifier arrangement 20 and thereby delivered to the load Z. In a real power factor controller, however, parasitic components, in particular a parasitic capacitance C12 of the switch 12 to be observed. When using a MOS transistor as a switch 12 is this parasitic capacitance from the drain Source capacitance and the drain-gate capacitance together. This parasitic capacitance C12 occurs every time the switch is switched 12 reloaded, for which part of each in the storage choke 11 stored energy is needed. The resulting losses have an even greater effect on the course of the input current I, the smaller the magnetic energy absorbed and hence the smaller the instantaneous value of the input voltage Vin or the line voltage Vn. Other parasitic capacitances are a junction capacitance of the rectifier element 21 and a winding capacity of the storage choke.
3 zeigt den zeitlichen Verlauf der sinusförmigen Netzspannung Vn und den zeitlichen Verlauf des aus dem Netz aufgenommenen Stromes In für einen herkömmlichen Power Factor Controller, bei dem keine Maßnahmen zur Kompensation der zuvor erläuterten Schaltverluste getroffen sind. Der Netzstrom In ist hierbei insbesondere im Bereich kleiner Amplituden der Netzspannung Vn gegenüber einem sinusförmigen Verlauf verzerrt. Ein Klirrfaktor dieses Netzstromes In, der das Verhältnis zwischen dem Energieinhalt der Oberschwingungen und der Gesamtenergie angibt, ist hierbei deutlich größer als Null. 3 shows the time course of the sinusoidal mains voltage Vn and the time course of the recorded from the mains current In for a conventional power factor controller, in which no measures to compensate for the aforementioned switching losses are made. In this case, the mains current In is distorted with respect to a sinusoidal profile, in particular in the region of small amplitudes of the mains voltage Vn. A distortion factor of this mains current In, which indicates the ratio between the energy content of the harmonics and the total energy, is significantly greater than zero in this case.
Zur Kompensation der Schaltverluste, und damit zur Verringerung des Klirrfaktors, ist bei einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens vorgesehen, die Einschaltdauer so einzustellen, dass sie zwei Einschaltdauerabschnitte aufweist, einen ersten Einschaltdauerabschnitt, der von dem Regelsignal S30 abhängig ist, und einen zweiten Einschaltdauerabschnitt, der von der Eingangsspannung Vin abhängig ist und der für einen vorgegebenen Amplitudenbereich der Eingangsspannung Vin abhängig ist vom Kehrwert der Eingangsspannung Vin. Dies wird nachfolgend anhand der 4 und 5 erläutert.In order to compensate the switching losses, and thus to reduce the distortion factor, it is provided in one embodiment of the method according to the invention to set the duty cycle so that it has two Einschaltdauerabschnitte, a first duty cycle, which is dependent on the control signal S30, and a second duty cycle, the is dependent on the input voltage Vin and which is dependent on the reciprocal of the input voltage Vin for a given amplitude range of the input voltage Vin. This will be explained below with reference to 4 and 5 explained.
4 zeigt zeitliche Verläufe des Eingangsstroms I bzw. des Netzstroms In, des Ansteuersignals S12 sowie des Magnetisierungssignals S13 für eine Ansteuerperiode des Schalters 12. Diese Ansteuerperiode umfasst eine Einschaltdauer Ton, während der das Ansteuersignal S12 einen Einschaltpegel aufweist, so dass der Schalter 12 leitend angesteuert ist. Der Eingangsstrom I steigt während dieser Einschaltdauer linear an, wobei für eine zeitliche Änderung dI/dt des Eingangsstromes I gilt: dI / dt = Vin / L (1) wobei L hierbei die Induktivität der Speicherdrossel 11 bezeichnet. Während der sich an die Einschaltdauer Ton anschließenden Ausschaltdauer Toff nimmt das Ansteuersignal S12 einen Ausschaltpegel an, so dass der Schalter 12 sperrt. Die Speicherdrossel 11 wird während dieser Ausschaltdauer Toff entmagnetisiert, der Eingangsstrom I sinkt dadurch linear absinkt. Die Steigung ist hierbei proportional zu der Differenz zwischen der Eingangsspannung Vin und der Ausgangsspannung Vout. Die Ausschaltdauer Toff endet, und der Schalter 12 wird erneut eingeschaltet, wenn die Speicherdrossel 11 vollständig entmagnetisiert ist, bzw. wenn der Eingangsstrom I auf Null abgesunken ist. Um diesen entmagnetisierten Zustand der Speicherdrossel 11 zu detektieren, können Nulldurchgänge des Magnetisierungssignals S13 ausgewertet werden. Bei der in 1 dargestellten Verschaltung der Hilfsspule 13 ist die Spannung V13 über der Hilfsspule 13 während der Einschaltdauer Ton negativ, ändert ihre Polarität während der Ausschaltdauer und sinkt bei vollständiger Entmagnetisierung der Speicherdrossel 11 auf Null ab. Ein entmagnetisierter Zustand der Speicherdrossel 11 liegt in diesem Fall dann vor, wenn der erste Nulldurchgang des Magnetisierungssignals S13 bei einer fallenden Flanke dieses Magnetisierungssignals S13 auftritt. 4 shows time profiles of the input current I and the mains current In, the drive signal S12 and the magnetization signal S13 for a drive period of the switch 12 , This drive period comprises a duty cycle Ton during which the drive signal S12 has a turn-on level, so that the switch 12 is controlled conductive. The input current I increases linearly during this duty cycle, wherein for a temporal change dI / dt of the input current I, the following applies: dI / dt = Vin / L (1) where L is the inductance of the storage choke 11 designated. During the switch-off duration Toff following the switch-on duration Ton, the drive signal S12 assumes a switch-off level, so that the switch 12 locks. The storage throttle 11 is demagnetized during this off period Toff, the input current I decreases linearly decreases. The slope is proportional to the difference between the input voltage Vin and the output voltage Vout. The off period Toff ends, and the switch 12 will be turned on again when the storage choke 11 is completely demagnetized, or when the input current I has dropped to zero. To this demagnetized state of the storage throttle 11 to detect zero crossings of the magnetization signal S13 can be evaluated. At the in 1 shown interconnection of the auxiliary coil 13 is the voltage V13 across the auxiliary coil 13 During the switch-on period tone negative, its polarity changes during the switch-off period and decreases with complete demagnetization of the storage choke 11 to zero. A demagnetized state of the storage throttle 11 is in this case when the first zero crossing of the magnetization signal S13 occurs at a falling edge of this magnetization signal S13.
Die Einschaltdauer Ton setzt sich aus zwei Einschaltdauerabschnitten zusammen, einem ersten Einschaltdauerabschnitt T1, der von dem ausgangsspannungsabhängigen Regelsignal S30 abhängig ist und einem zweiten Einschaltdauerabschnitt T2, der von der Eingangsspannung Vin abhängig ist. Die Summe aus dem ersten und dem zweiten Einschaltdauerabschnitt T1, T2, die nachfolgend auch als erste und zweite Einschaltdauer bezeichnet werden, ergibt hierbei die Einschaltdauer Ton. Allgemein gilt: T1 = f1(S30) (2a) T2 = f2(Vin) (2b). f1 und f2 bezeichnen hierbei noch zu erläuternde Funktionen.The duty cycle Ton is composed of two duty cycle sections, a first duty cycle section T1, which is dependent on the output voltage dependent control signal S30, and a second duty cycle section T2, which is dependent on the input voltage Vin. The sum of the first and the second duty cycle T1, T2, which are also referred to below as the first and second duty cycle, this results in the duty cycle Ton. In general: T1 = f1 (S30) (2a) T2 = f2 (Vin) (2b). f1 and f2 here are still to be explained functions.
Die erste Einschaltdauer T1 dient zur Regelung der Leistungsaufnahme des Power Factor Controllers mit dem Ziel die Ausgangsspannung Vout auf den gewünschten Sollwert einzustellen. Allgemein gilt hierbei, dass die erste Einschaltdauer T1 umso größer ist, je größer die Leistungsaufnahme der an der Ausgangsklemme 103, 104 angeschlossenen Last Z ist. Bei Verwendung einer Regelanordnung 30, die ein Regelsignal S30 erzeugt, das mit steigender Leistungsaufnahme der Last Z zunimmt, kann die Länge des ersten Einschaltdauerabschnitts T1 proportional zu dem Regelsignal S30 eingestellt werden. Bei gleichbleibender Leistungsaufnahme der Last Z und gleichbleibender Effektivwert der Netzspannung Vn bleibt die Länge dieses ersten Einschaltdauerabschnitts T1 über mehrere Ansteuerperioden jeweils unabhängig vom Momentanwert der Eingangspannung Vin bzw. Netzspannung Vn konstant.The first duty cycle T1 is used to control the power consumption of the power factor controller with the aim of setting the output voltage Vout to the desired setpoint. The general rule here is that the greater the power consumption at the output terminal, the greater the first switch-on duration T1 103 . 104 connected load Z is. When using a control arrangement 30 , which generates a control signal S30, which increases with increasing power consumption of the load Z, the length of the first ON period T1 can be set proportional to the control signal S30. With constant power consumption of the load Z and constant effective value of the mains voltage Vn, the length of this first duty cycle T1 remains constant over several drive periods, regardless of the instantaneous value of the input voltage Vin or mains voltage Vn.
Die während des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 aufgenommene Energie dient zur Kompensation der zuvor erläuterten, durch parasitäre Effekte bedingten geringeren Leistungsaufnahme. Die Länge dieses zweiten Einschaltdauerabschnitts ändert sich hierbei mit dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin, wobei dieser Momentanwert jeweils für die Länge einer Ansteuerperiode als konstant angenommen werden kann. Die Lange des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 nimmt mit kleiner werdendem Momentanwert der Eingangsspannung Vin zu. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist hierbei vorgesehen, dass die zweite Einschaltdauer T2 proportional ist zum Kehrwert der Eingangsspannung Vin, es gilt also: T2 ~ 1 / Vin (3). The energy consumed during the second switch-on duration section T2 serves to compensate for the previously described lower power consumption caused by parasitic effects. In this case, the length of this second duty cycle section changes with the instantaneous value of the input voltage Vin, and this instantaneous value can be assumed to be constant for the length of one drive cycle in each case. The length of the second duty cycle section T2 increases with decreasing instantaneous value of the input voltage Vin. In one embodiment of the invention, it is provided here that the second switch-on duration T2 is proportional to the reciprocal value of the input voltage Vin, that is to say: T2 ~ 1 / Vin (3).
Ein derart ermittelter zweiter Einschaltdauerabschnitt T2 abhängig vom Momentanwert der Eingangsspannung Vin ist in 5A strichpunktiert dargestellt.Such a determined second duty cycle section T2 depending on the instantaneous value of the input voltage Vin is in 5A shown in phantom.
Um zu vermeiden, dass die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 gegen Unendlich geht, wenn die Eingangsspannung einen Momentanwert von Null annimmt, ist bei einer weiteren Ausführungsform vorgesehen, die zweite Einschaltdauer T2 so einzustellen, dass diese proportional ist zum Kehrwert einer um einen Offset d vergrößerten Eingangsspannung Vin. Es gilt also: T2 ~ 1 / Vin (4) d bezeichnet hierbei einen Offset, der für Vin = 0 die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 und damit die maximal mögliche Länge dieses zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 vorgibt.In order to prevent the length of the second duty cycle section T2 from going to infinity when the input voltage assumes an instantaneous value of zero, it is provided in another embodiment to set the second duty cycle T2 to be proportional to the reciprocal of an offset d increased Input voltage Vin. It therefore applies: T2 ~ 1 / Vin (4) In this case, d denotes an offset which specifies the length of the second duty cycle section T2 and thus the maximum possible length of this second duty cycle section T2 for Vin = 0.
Bei einer Variante des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, die anhand der Gleichungen (3) und (4) erläuterte Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer T2 von der Eingangsspannung Vin nur für einen Wertebereich der Eingangsspannung Vin einzustellen, der Momentanwerte umfasst, die kleiner sind als ein vorgegebener Schwellenwert Vin0, und für Momentanwerte größer als dieser Schwellenwert die zweite Einschaltdauer unabhängig vom jeweiligen Momentanwert auf einen konstanten T20 Wert einzustellen, der insbesondere Null sein kann. Es gilt also: T2 ~ 1 / Vin + d für 0 ≤ In ≤ Vin0 (5a) T2 = T20 für Vin > Vin0 (5b). In a variant of the method according to the invention, it is provided that the dependence of the second switch-on duration T2 on the input voltage Vin, which is explained with reference to equations (3) and (4), is set only for a value range of the input voltage Vin which comprises instantaneous values which are smaller than a predefined threshold value Vin 0 , and for instantaneous values greater than this threshold to set the second duty cycle regardless of the instantaneous value to a constant T2 0 value, which may be zero in particular. It therefore applies: T2 ~ 1 / Vin + d for 0 ≤ In ≤ Vin 0 (5a) T2 = T2 0 for Vin> Vin 0 (5b).
Vs bezeichnet hierbei den Schwellenwert, T20 die Einschaltdauer für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin, die größer sind als der Schwellenwert Vin0.In this case, Vs denotes the threshold value, T2 0 the switch-on duration for instantaneous values of the input voltage Vin, which are greater than the threshold value Vin 0 .
Bei einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, die Länge der zweiten Einschaltdauer T2 so einzustellen, dass diese proportional ist zum Quotienten zweier Funktionen Z(Vin), N(Vin), die jeweils Funktionen ersten Grades der Einschaltdauer Vin sind, wobei die Zählerfunktion Z(Vin) linear mit steigender Eingangsspannung Vin abnimmt und die Nennerfunktion N(Vin) linear mit steigender Eingangsspannung Vin zunimmt. Beispiele zweier solcher Funktionen sind in 5B dargestellt. Eine unter Verwendung dieser Funktionen eingestellte zweite Einschaltdauer T2 ist in 5A als durchgezogene Linie eingezeichnet. Für die Zählerfunktion und die Nennerfunktion gilt hierbei allgemein: Z(Vin) = a – b·Vin (6a) N(Vin) = c·Vin + d (6b) In a further embodiment of the method according to the invention, it is provided to set the length of the second switch-on duration T2 so that it is proportional to the quotient of two functions Z (Vin), N (Vin), which are in each case functions of the first degree of the switch-on time Vin, the counter function Z (Vin) decreases linearly with increasing input voltage Vin and the denominator function N (Vin) increases linearly with increasing input voltage Vin. Examples of two such functions are in 5B shown. A second duty T2 set using these functions is in 5A drawn as a solid line. For the counter function and the denominator function, the general rule is: Z (Vin) = a - b · Vin (6a) N (Vin) = c * Vin + d (6b)
Die durchgezogene Linie für die Funktion N(Vin) in 5B veranschaulicht hierbei den Spezialfall für d = 0. Die punktierte Linie veranschaulicht den Spezialfall für d # 0, bei dem verhindert wird, dass sich für Vin = 0 eine zu (unendlich) lange zweite Einschaltdauer T2 einstellt. Für d # 0 ergibt sich die maximale zweite Einschaltdauer T2max zu: T2max = T2(Vin = 0) = Z(Vin = 0) / N(Vin = 0) = a / d (7)The solid line for the function N (Vin) in 5B illustrates the special case for d = 0. The dotted line illustrates the special case for d # 0, which prevents that for Vin = 0 an (infinitely) long second duty cycle T2 occurs. For d # 0, the maximum second switch-on duration T2 max results: T2 max = T2 (Vin = 0) = Z (Vin = 0) / N (Vin = 0) = a / d (7)
Die Koeffizienten a und d bestimmen somit die maximale zweite Einschaltdauer T2. Die Koeffizienten b und c bestimmen die Verringerung der zweiten Einschaltdauer T2 bei steigendem Momentanwert der Eingangsspannung Vin. The coefficients a and d thus determine the maximum second duty cycle T2. The coefficients b and c determine the reduction of the second duty cycle T2 as the instantaneous value of the input voltage Vin increases.
Die zweite Einschaltdauer T2 ist wenigstens für einen vorgegebenen Wertebereich der Momentanwerte der Eingangsspannung abhängig von dem Quotienten der zuvor erläuterten Funktionen ersten Grades.The second switch-on duration T2 is dependent on the quotient of the first-degree functions explained above, at least for a predetermined value range of the instantaneous values of the input voltage.
5B zeigt den Spezialfall, bei dem die zweite Einschaltdauer T2 für einen Wertebereich [0, Vin0] des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin proportional ist zu dem Quotienten der Zähler- und Kennerfunktionen Z(Vin), N(Vin) gemäß der Gleichungen (6a) und (6b). Für Momentanwerte größer als dem Schwellenwert Vin0 ist die Zählerfunktion in dem dargestellten Beispiel konstant, so dass die zweite Einschaltdauer T2 proportional ist zum Kehrwert der Nennerfunktion, d. h. proportional ist zum Kehrwert einer linear ansteigenden Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin. Es gilt also: T2 ~ Z(Vin) / N(Vin) für 0 ≤ Vin ≤ Vin0 (8a) T2 ~ Z₀N / (Vin) für Vin > Vin0 (8b). 5B shows the special case in which the second duty T2 for a range of values [0, Vin 0 ] of the instantaneous value of the input voltage Vin is proportional to the quotient of the counter and Kennerfunktionen Z (Vin), N (Vin) according to the equations (6a) and (6b). For instantaneous values greater than the threshold Vin 0 , the counter function is constant in the illustrated example, so that the second duty T2 is proportional to the inverse of the denominator function, ie proportional to the reciprocal of a linearly increasing first degree function of the input voltage Vin. It therefore applies: T2 ~ Z (Vin) / N (Vin) for 0 ≤ Vin ≤ Vin 0 (8a) T2 ~ Z₀N / (Vin) for Vin> Vin 0 (8b).
Der Grenzwert Vin0 ist beispielsweise von der Ausgangsspannung abhängig. Für diesen Grenzwert Vin0 gilt beispielsweise 0,3·Vout < Vin0 < 0,7·Vout und insbesondere Vin0 ~ 0,5·Vout. Die Zählerfunktion Z ist in dem dargestellten Beispiel stetig, so dass Z0 = a – b·Vin0 gilt.The limit value Vin 0 is dependent, for example, on the output voltage. For this limit value Vin 0 , for example, 0.3 · Vout <Vin 0 <0.7 · Vout and, in particular, Vin 0 ~ 0.5 · Vout. The counter function Z is continuous in the illustrated example, so that Z 0 = a-b * Vin 0 .
Für Momentanwerte der Eingangsspannung, für die c·Vin >> d gilt, lässt sich die Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer T2 von der Eingangsspannung Vin wie folgt darstellen: T2 = a – b·Vin / c·Vin = a / c·Vin – b / c (9) For instantaneous values of the input voltage for which c · Vin >> d, the dependence of the second on-time T2 on the input voltage Vin can be represented as follows: T2 = a-b Vin / c Vin = a / c Vin-b / c (9)
Die zweite Einschaltdauer T2 setzt sich somit zusammen aus einem zu der Eingangsspannung Vin proportionalen Anteil und einem konstanten (negativen) Offset-Anteil.The second duty cycle T2 is thus composed of a proportion proportional to the input voltage Vin and a constant (negative) offset component.
Die anhand der Gleichungen (3) und (4) erläuterten Beziehungen zwischen dem zweiten Einscihaltdauerabschnitt T2 und der Eingangsspannung Vin sind Spezialfälle der anhand der Gleichungen (6a) und (6b) erläuterten Abhängigkeit der zweiten Einschaltdauer T2 vom Quotienten zweier Funktionen ersten Grades für b = 0 und d = 0 bzw. b = 0. Allgemein gilt, dass die zweite Einschaltdauer T2 proportional ist zu einem Quotienten mit einer ersten Funktion N(Vin) ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin im Nenner und einer zweiten Funktion Z(Vin) höchstens ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung Vin im Zähler.The relationships between the second calibration period T2 and the input voltage Vin explained with reference to equations (3) and (4) are special cases of the dependence of the second duty T2 on the quotient of two first-order functions for b =, explained by equations (6a) and (6b) 0 and d = 0 and b = 0, respectively. In general, the second duty ratio T2 is proportional to a quotient with a first function N (Vin) of the first degree of the instantaneous value of the input voltage Vin in the denominator and a second function Z (Vin) at most first degree of the instantaneous value of the input voltage Vin in the counter.
Für die Spezialfälle der Gleichungen (3) und (4) ist die Zählerfunktion Z(Vin) eine Funktion nullter Ordnung, d. h. ein konstanter Wert.For the special cases of equations (3) and (4), the counter function Z (Vin) is a zero-order function, i. H. a constant value.
Ausführungsbeispiele einer Ansteuerschaltung 40, die das Ansteuersignal S12 mit einer von dem Regelsignal S30 abhängigen ersten Einschaltdauer T1 und mit einer Einschaltdauer T2, die proportional ist zu einem Quotienten einer Funktion höchstens ersten Grades im Zähler und einer Funktion ersten Grades im Nenner, werden nachfolgend erläutert.Embodiments of a drive circuit 40 which controls the drive signal S12 with a first duty T1 dependent on the control signal S30 and with a duty T2 proportional to a quotient of a function of at most first degree in the numerator and a first degree function in the denominator, are explained below.
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung 40, die zur Erzeugung des Ansteuersignals S12 eine erste und eine zweite Signalerzeugungsschaltung 41, 50 und ein Logik-Gatter 42, in dem dargestellten Beispiel ein ODER-Gatter, aufweist. Die erste Signalerzeugungsschaltung 41 erzeugt bei dieser Ansteuerschaltung 40 ein erstes pulsweitenmoduliertes Signal S41, das den Beginn der Einschaltdauer Ton und die Länge der ersten Einschaltdauerabschnitts T1 vorgibt. Ein durch die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 erzeugtes zweites pulsweitenmoduliertes Signal S50 gibt die Länge des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 vor. Die beiden pulsweitenmodulierten Signale S41, S50 sind dem ODER-Gatter 42 zugeführt, an dessen Ausgang das Ansteuersignal S12 anliegt. Die Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 kann insbesondere derart erfolgen, dass das zweite Signal S50 bereits einen Einschaltpegel annimmt, noch bevor das erste pulsweitenmodulierte Signal S541 einen Ausschaltpegel annimmt. Hierdurch wird erreicht, dass der Schalter T1 während der gesamten Einschaltdauer Ton sicher eingeschaltet bleibt. Ein Übergang des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 von einem Einschaltpegel zu einem Ausschaltpegel erfolgt jedoch erst zeitverzögert mit der zweiten Einschaltdauer T2 nach einem Übergang des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 von einem Einschaltpegel zu einem Ausschaltpegel. Die beiden Signalerzeugungsschaltungen 41, 50 erfüllen bei dieser Ansteuerschaltung die Funktion von Verzögerungsgliedern mit einstellbarer verzögerungsdauer. 6 shows an embodiment of the drive circuit 40 for generating the drive signal S12, a first and a second signal generating circuit 41 . 50 and a logic gate 42 , in the illustrated example an OR gate. The first signal generation circuit 41 generated in this drive circuit 40 a first pulse width modulated signal S41, which specifies the beginning of the duty cycle Ton and the length of the first duty cycle section T1. A through the second signal generating circuit 50 generated second pulse width modulated signal S50 specifies the length of the second duty cycle section T2. The two pulse width modulated signals S41, S50 are the OR gate 42 fed to the output of which the drive signal S12 is applied. The generation of the second pulse-width-modulated signal S50 can in particular occur such that the second signal S50 already assumes a switch-on level, even before the first pulse-width-modulated signal S541 assumes a switch-off level. This ensures that the switch T1 remains switched on safely during the entire duty cycle sound. However, a transition of the second pulse width modulated signal S50 from a switch-on level to a switch-off level occurs only after a time delay with the second switch-on duration T2 after a transition of the first pulse-width-modulated signal S41 from a switch-on level to a switch-off level. The two signal generation circuits 41 . 50 meet in this drive circuit, the function of delay elements with adjustable delay time.
Der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 ist zur Erzeugung des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 das Regelsignal S30 sowie das Magnetisierungssignal S13 zugeführt. Optional kann dieser ersten Signalerzeugungsschaltung 41 ein Strommesssignal S14 zugeführt sein, das Bezug nehmend auf 1 von einer in Reihe zu dem Schalter 12 geschalteten Strommessanordnung 14 bereitgestellt wird. Dieses Strommesssignal S14 ist proportional zu einem den Schalter 12 während der Einschaltdauer durchfließenden Strom.The first signal generation circuit 41 For generating the first pulse width modulated signal S41, the control signal S30 and the magnetization signal S13 are supplied. Optionally, this first signal generating circuit 41 a current measurement signal S14 be supplied, the reference to 1 from one in series to the switch 12 switched current measuring arrangement 14 provided. This current measurement signal S14 is proportional to the switch 12 during the switch-on current flowing through.
Ein Realisierungsbeispiel einer ersten Signalerzeugungsschaltung ist in 7 dargestellt. Diese Signalerzeugungsschaltung 41 weist ein Flipflop 411 auf, das in dem Beispiel als RS-Flipflop realisiert ist und an dessen Ausgang das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 zur Verfügung steht. Für die nachfolgende Erläuterung wird davon ausgegangen, dass dieses Flipflop 411 in gesetztem Zustand einen Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 und in rückgesetztem Zustand einen Ausschaltpegel dieses Signals S41 erzeugt. Ein Setzsignal zum Setzen dieses Flipflops 411 wird durch einen Nulldurchgangsdetektor 412 erzeugt, dem das Magnetisierungssignal S13 zugeführt ist. Dieser Nulldurchgangsdetektor 412 ist dazu ausgebildet, einen Nulldurchgang des Magnetisierungssignals S13 bei einer vorgegebenen Flanke das Magnetisierungssignal zu detektieren und bei Detektion eines solchen Nulldurchgangs das Flipflop 411 zu setzen, um einen Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 und damit einen Einschaltpegel des Ansteuersignals S12 zu erzeugen. Die detektierte Flanke des Magnetisierungssignals S13 ist bezugnehmend auf 3 beispielsweise die fallende Flanke.An implementation example of a first signal generation circuit is shown in FIG 7 shown. This signal generation circuit 41 has a flip-flop 411 on, which is realized in the example as an RS flip-flop and at whose output the first pulse width modulated signal S41 is available. For the following explanation, it is assumed that this flip-flop 411 in the set state generates a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41 and in the reset state an off level of this signal S41. A set signal for setting this flip-flop 411 is through a zero crossing detector 412 generated to which the magnetization signal S13 is supplied. This zero crossing detector 412 is designed to detect a zero crossing of the magnetization signal S13 at a predetermined edge of the magnetization signal and upon detection of such a zero crossing the flip-flop 411 to set a turn-on level of the first pulse width modulated signal S41 and thus a turn-on level of the drive signal S12. The detected edge of the magnetization signal S13 is referencing 3 for example, the falling edge.
Die Ansteuerschaltung 41 weist außerdem ein steuerbares Verzögerungsglied 413 auf, dem das Regelsignal S13 zur Einstellung der Verzögerungsdauer zugeführt ist. Dieses Verzögerungsglied 413 bestimmt die Dauer eines Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 und damit die Länge des ersten Einschaltdauerabschnitt T1. Das Verzögerungsglied 413 setzt das Flipflop 411 nach Ablauf der durch das Regelsignal S30 eingestellten Verzögerungsdauer zurück. Das Verzögerungsglied 413 leitet hierzu das am Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 412 anliegende Setzsignal des Flipflops 411 zeitverzögert an den Rücksetzeingang R dieses Flipflops 411.The drive circuit 41 also has a controllable delay element 413 on which the control signal S13 is supplied for setting the delay time. This delay element 413 determines the duration of a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41 and thus the length of the first duty cycle T1. The delay element 413 sets the flip flop 411 after the delay time set by the control signal S30 has elapsed. The delay element 413 For this purpose, conduct this at the output of the zero-crossing detector 412 applied set signal of the flip-flop 411 with a time delay to the reset input R of this flip-flop 411 ,
Optional weist die Signalerzeugungsschaltung 41 einen Überstromdetektor 410 (gestrichelt dargestellt) auf, der dazu dient, das Flipflop 411 vorzeitig zurückzusetzen, wenn der Eingangsstrom I einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt. Der Überstromdetektor 410 weist hierzu einen Komparator 415 auf, der das Strommesssignal S14 mit einem durch eine Referenzspannungsquelle 416 bereitgestellten Referenzwert Vref vergleicht. Übersteigt das Strommesssignal S14 den Referenzwert Vref so wird das Flipflop 411 über ein ODER-Gatter 414, dem das Ausgangssignal des Verzögerungsglieds 413 sowie das Ausgangssignal des Komparators 415 zugeführt sind, vorzeitig, d. h. noch vor Ablauf der Verzögerungsdauer des Verzögerungsglieds 413 zurückgesetzt. Hierdurch wird eine Beschädigung des Power Factor Controllers durch zu hohe Eingangsströme vermieden. Ursächlich für einen zu hohen Eingangsstrom kann beispielsweise ein großer Momentanwert der Eingangsspannung Vin bei einer über das Regelsignal S30 eingestellten langen ersten Einschaltdauer T1 sein. Bei großen Eingangsspannungen Vin ist die zweite Einschaltdauer T2 wie bereits erläutert, sehr klein oder gar Null, so dass ein vorzeitiges Beenden der ersten Einschaltdauer einem vorzeitigen Beenden der Einschaltdauer gleich kommt.Optionally, the signal generating circuit 41 an overcurrent detector 410 (shown in dashed lines), which serves the flip-flop 411 reset in advance if the input current I exceeds a predetermined threshold. The overcurrent detector 410 has a comparator for this purpose 415 on which the current measurement signal S14 with a through a reference voltage source 416 provided reference value Vref. If the current measurement signal S14 exceeds the reference value Vref, the flip-flop becomes 411 via an OR gate 414 to which the output signal of the delay element 413 as well as the output signal of the comparator 415 are supplied, prematurely, ie, before the expiration of the delay period of the delay element 413 reset. This avoids damage to the Power Factor Controller due to excessive input currents. The reason for an excessively high input current can be, for example, a large instantaneous value of the input voltage Vin at a long first switch-on duration T1 set via the control signal S30. For large input voltages Vin, the second switch-on duration T2 is very small or even zero, as already explained, so that a premature termination of the first switch-on duration equals a premature termination of the switch-on duration.
In nicht näher dargestellter Weise kann der Überstromdetektor 410 außer der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 auch die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 zurücksetzen oder sperren. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass bei Detektion eines Überstroms die Einschaltdauer, und damit die leitende Ansteuerung des Schalters 12, sicher beendet wird.In a manner not shown, the overcurrent detector 410 except the first signal generation circuit 41 also the second signal generation circuit 50 reset or lock. In this way, it is ensured that upon detection of an overcurrent, the duty cycle, and thus the conductive control of the switch 12 , is finished safely.
Die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 benötigt für die Ermittlung des zweiten Einschaltdauerabschnitts T2 in bereits erläuterter Weise eine Information über den Momentanwert der Eingangsspannung Vin. Dieser Momentanwert der Eingangsspannung Vin kann aus dem Magnetisierungssignal S13 oder aus dem Strommesssignal S14 abgeleitet werden. Der zweiten Signalerzeugungsschaltung 50 sind daher beispielsweise das Magnetisierungssignal S13 oder alternativ das Strommesssignal S14 zugeführt.The second signal generation circuit 50 requires for the determination of the second duty cycle section T2 in the manner already explained an information about the instantaneous value of the input voltage Vin. This instantaneous value of the input voltage Vin can be derived from the magnetization signal S13 or from the current measurement signal S14. The second signal generation circuit 50 Therefore, for example, the magnetization signal S13 or alternatively the current measurement signal S14 are supplied.
8 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50 die zur Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 eine Information über den Momentanwert der Eingangsspannung Vin aus dem Magnetisierungssignal S13 ermittelt. Man macht sicher hierbei zu Nutze, dass während der Einschaltdauer des Schalters 12 die über der Speicherdrossel 11 anliegende Spannung V13 – unter Vernachlässigung eines Spannungsabfalls über dem Schalter 12 – der Eingangsspannung Vin entspricht. Diese Eingangsspannung Vin entspricht unter Vernachlässigung eines Spannungsabfalls über dem Brückengleichrichter 70 dem Betrag der Netzspannung Vn. Die über der Hilfswicklung 13 anliegende Spannung V13 ist hierbei proportional zu der Spannung über der Speicherdrossel 11 und damit proportional zu der Eingangsspannung Vin. 8th shows an embodiment of a second signal generating circuit 50 for determining the second pulse width modulated signal S50 information about the instantaneous value of the input voltage Vin from the magnetization signal S13 determined. It is safe to take advantage of this, that during the switch-on of the switch 12 the over the storage choke 11 applied voltage V13 - neglecting a voltage drop across the switch 12 - The input voltage Vin corresponds. These Input voltage Vin corresponds to neglecting a voltage drop across the bridge rectifier 70 the amount of mains voltage Vn. The above the auxiliary winding 13 applied voltage V13 is in this case proportional to the voltage across the storage throttle 11 and thus proportional to the input voltage Vin.
Es sei darauf hingewiesen, dass die zuvor beschriebene Reihenfolge, in der die erste und zweite Einschaltdauer T1, T2 ermittelt werden, lediglich als Beispiel zu verstehen und damit nicht zwingend ist.It should be noted that the above-described sequence in which the first and second duty cycles T1, T2 are determined is to be understood as an example only and is therefore not mandatory.
Die beschriebene Reihenfolge, dass zuerst die Einschaltdauer T1 und dann die Einschaltdauer T2 erzeugt wird, hat allerdings den Vorteil, dass am Ende der ersten Einschaltdauer T1 die Spannung V13, die zur Erzeugung der zweiten Einschaltdauer T2 benötigt wird, bereits eingeschwungen ist, so dass Fehler bei der Ermittlung der zweiten Einschaltdauer T2 vermieden werden können.However, the described sequence of first generating the on-time T1 and then the on-time T2 has the advantage that at the end of the first on-time T1, the voltage V13 required to produce the second on-time T2 is already settled, so that errors can be avoided in determining the second duty T2.
Die dargestellte zweite Signalerzeugungsschaltung 50 weist eine kapazitive Speicheranordnung mit einem kapazitiven Speicherelement 57, beispielsweise einem Kondensator auf, der gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 mit einem zu der Spannung V13 über der Hilfswicklung 13 proportionalen Strom I13 aufgeladen wird. Eine über dem Kondensator 57 anliegende, während des Ladevorgangs ansteigende Spannung V57 wird mit einer Referenzspannung V59 verglichen. Eine Zeitdauer zwischen dem Beginn des Aufladens des Kondensators 57 und dem Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung V57 die Referenzspannung V59 erreicht, bestimmt hierbei die zweite Einschaltdauer T2. Zum Vergleich der Kondensatorspannung V57 und der Referenzspannung V59 ist ein Komparator 60 vorhanden, an dessen einen Eingang der Kondensator 57 und an dessen anderen Eingang eine die Referenzspannung V59 bereitstellende Referenzspannungsquelle 59 angeschlossen ist. Am Ausgang dieses Komparators 60 steht das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 zur Verfügung.The illustrated second signal generation circuit 50 has a capacitive storage arrangement with a capacitive storage element 57 , For example, a capacitor controlled by the first pulse width modulated signal S41 with a voltage V13 to the auxiliary winding 13 proportional current I13 is charged. One over the capacitor 57 applied, increasing during charging voltage V57 is compared with a reference voltage V59. A period of time between the beginning of the charging of the capacitor 57 and the time at which the capacitor voltage V57 reaches the reference voltage V59, determines the second duty T2. For comparison, the capacitor voltage V57 and the reference voltage V59 is a comparator 60 present, at whose one input the capacitor 57 and at its other input a reference voltage source providing the reference voltage V59 59 connected. At the output of this comparator 60 is the second pulse width modulated signal S50 available.
Zur Steuerung des Ladevorgangs des Kondensators 57 ist ein Schalter 56 vorhanden, der durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuert ist und der parallel zu dem Kondensator 57 geschaltet ist. In Reihe zu der Parallelschaltung mit dem Kondensator 57 und dem Schalter 56 ist eine durch die Hilfsspannung V13 gesteuerte Stromquellenanordnung 51–55 geschaltet, die den zu der Hilfsspannung V13 proportionalen Strom I13 erzeugt. Der Schalter 56 ist hierbei so angesteuert, dass er bei einem Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 geschlossen ist und dadurch den Kondensator 57 kurzschließt. Nimmt das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 am Ende der ersten Einschaltdauer T1 einen Ausschaltpegel an, so wird der Schalter 56 geöffnet, um den Kondensator 57 dadurch mit dem zu der Eingangsspannung Vin proportionalen Strom I13 aufzuladen. Die Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 ist in dem dargestellten Beispiel zwischen eine Klemme für (positives) Versorgungspotential Vcc und die Stromquellenanordnung 51–55 geschaltet. Bei dieser Schaltungsanordnung wird der Kondensator V57 bei geöffnetem Schalter 56 durch den Strom I13 auf eine bezogen auf das Versorgungspotential Vcc negative Spannung aufgeladen. Entsprechend ist die Referenzspannung v59 eine bezogen auf das Versorgungspotential Vcc negative Spannung. Ein nicht-invertierender Eingang (Plus-Eingang) des Komparators 60 ist hierbei an den Kondensator 57, ein invertierender Eingang (Minus-Eingang) ist an die Referenzspannungsquelle V59 angeschlossen.For controlling the charging process of the capacitor 57 is a switch 56 present, which is driven by the first pulse width modulated signal S41 and which is parallel to the capacitor 57 is switched. In series with the parallel connection with the capacitor 57 and the switch 56 is a current source arrangement controlled by the auxiliary voltage V13 51 - 55 connected, which generates the proportional to the auxiliary voltage V13 current I13. The desk 56 is here controlled so that it is closed at a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41 and thereby the capacitor 57 shorts. If the first pulse width modulated signal S41 assumes a switch-off level at the end of the first switch-on duration T1, then the switch is activated 56 opened to the condenser 57 thereby charging with the current I13 proportional to the input voltage Vin. The parallel connection with the switch 56 and the capacitor 57 is in the illustrated example between a terminal for (positive) supply potential Vcc and the current source arrangement 51 - 55 connected. In this circuit arrangement, the capacitor V57 becomes open with the switch 56 charged by the current I13 to a negative voltage relative to the supply potential Vcc. Accordingly, the reference voltage v59 is a negative voltage with respect to the supply potential Vcc. A non-inverting input (plus input) of the comparator 60 is here to the capacitor 57 , an inverting input (minus input) is connected to the reference voltage source V59.
Die Funktionsweise der in 8 erläuterten Schaltung wird nachfolgend anhand zeitlicher Verläufe eines Potentials V+ an dem Plus-Eingang des Komparators 60, des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 sowie des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 erläutert, die in 9 dargestellt sind. Für die Darstellung wird davon ausgegangen, dass das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 zunächst einen Einschaltpegel aufweist. Der Schalter 56 ist dadurch geschlossen, wodurch der Plus-Eingang des Komparators 60 auf dem Versorgungspotential Vcc liegt, das höher ist als das Potential am Minus-Eingang des Komparators 60. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 nimmt damit bereits während der Zeitdauer eines Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 ebenfalls einen Einschaltpegel, im vorliegenden Fall einen High-Pegel, an. Mit Ende des Einschaltpegels des ersten Signals S41 zu einem Zeitpunkt t1 wird der Kondensator über den Strom I13 aufgeladen. Das elektrische Potential V+ an dem Plus-Eingang des Komparators 60 sinkt dadurch ausgehend von dem Versorgungspotential Vcc linear über der Zeit ab, was in 9 als gepunktete Linie dargestellt ist. Mit t2 ist in 9 ein Zeitpunkt bezeichnet, zu dem die Kondensatorspannung V57 bis auf die Referenzspannung V59 angestiegen ist, wodurch das Potential V+ am Plus-Eingang unter das Potential V– am Minus-Eingang des Komparators 60 absinkt und das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 einen Ausschaltpegel annimmt. Die Zeitdauer zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 entspricht hierbei der zweiten Einschaltdauer T2, die in dem dargestellten Beispiel umgekehrt proportional ist zu der Eingangsspannung Vin, wie nachfolgend kurz erläutert wird.The functioning of in 8th explained circuit is described below with reference to time courses of a potential V + at the plus input of the comparator 60 , the first pulse width modulated signal S41 and the second pulse width modulated signal S50 explained in 9 are shown. For the illustration, it is assumed that the first pulse-width-modulated signal S41 initially has a switch-on level. The desk 56 is closed thereby, reducing the plus input of the comparator 60 is at the supply potential Vcc, which is higher than the potential at the minus input of the comparator 60 , The second pulse-width-modulated signal S50 thus already assumes a switch-on level, in the present case a high level, during the period of a switch-on level of the first pulse-width-modulated signal S41. At the end of the turn-on level of the first signal S41 at a time t1, the capacitor is charged via the current I13. The electrical potential V + at the plus input of the comparator 60 decreases thereby starting from the supply potential Vcc linearly over time, which in 9 is shown as a dotted line. With t2 is in 9 denotes a time at which the capacitor voltage V57 has risen to the reference voltage V59, whereby the potential V + at the positive input below the potential V- at the minus input of the comparator 60 decreases and the second pulse width modulated signal S50 assumes a turn-off level. The time duration between times t1 and t2 corresponds to the second switch-on duration T2, which in the example shown is inversely proportional to the input voltage Vin, as will be briefly explained below.
Die Kondensatorspannung V57 wird innerhalb der Zeitdauer t2 durch den Strom I13 von Null auf den Wert der Referenzspannung V59 aufgeladen. Für die Spannung V57 zum Zeitpunkt t2 gilt also: V57 = I13·T2 / C (10), wobei C den Kapazitätswert des Kondensators 57 bezeichnet. Für die zweite Einschaltdauer T2 folgt hieraus unmittelbar: T2 = V59·C / I13 (11) The capacitor voltage V57 is charged by the current I13 from zero to the value of the reference voltage V59 within the time period t2. For the voltage V57 at time t2, the following applies: V57 = I13 * T2 / C (10), where C is the capacitance value of the capacitor 57 designated. For the second switch-on duration T2 follows directly from this: T2 = V59 * C / I13 (11)
Die Referenzspannung V59 und der Kapazitätswert C des Kondensators sind konstant. Der Strom I13 ist in zuvor bereits erläuterter Weise unmittelbar proportional zu der Eingangsspannung Vin, so dass die zweite Einschaltdauer T2 umgekehrt proportional ist zu der Eingangsspannung Vin.The reference voltage V59 and the capacitance value C of the capacitor are constant. The current I13 is directly proportional to the input voltage Vin in a manner already explained above, so that the second switch-on duration T2 is inversely proportional to the input voltage Vin.
Optional besteht die Möglichkeit, in der kapazitiven Speicheranordnung einen ohmschen Widerstand 58 in Reihe zu dem Kondensator 57 zu schalten und eine über der Reihenschaltung des Kondensators 57 und des Widerstandes 58 anliegende Spannung, die nachfolgend als V57' bezeichnet ist, mit der Referenzspannung V59 zu vergleichen. Die Spannung V57' setzt sich bei dieser Schaltungsanordnung zusammen aus der Spannung über dem ohmschen Widerstand 58, die betrachtet über die zweite Einschaltdauer T2 zeitlich konstant ist, und einer über der Zeit ansteigenden Spannung V57 über dem Kondensator 57. Zeitliche Verläufe des elektrischen Potentials am Plus-Eingang des Komparators 60 für eine solche Reihenschaltung eines Kondensators und eines ohmschen Widerstands 58 sind in 9 für unterschiedlich große Ströme I13 strichpunktiert, durchgezogen, gestrichelt oder strichdoppelpunktiert dargestellt. Das elektrische Potential V+ nimmt hierbei zum Zeitpunkt t1 zunächst sprunghaft ab, um dann über der Zeit linear weiter abzusinken. Die sprunghafte Abnahme des elektrischen Potentials ist bedingt durch den Spannungsabfall an dem ohmschen Widerstand 58, der proportional ist zu dem Strom I13, und der damit umso größer ist, je größer dieser Strom I13 ist. Die zweite Einschaltdauer T2 ist bei einer Signalerzeugungsschaltung 50 mit einer Reihenschaltung eines Kondensators 57 und eines ohmschen Widerstandes 58 umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin, wie nachfolgend erläutert wird.Optionally, there is the possibility of an ohmic resistance in the capacitive storage arrangement 58 in series with the capacitor 57 to switch and one over the series connection of the capacitor 57 and the resistance 58 applied voltage, which is hereinafter referred to as V57 'to compare with the reference voltage V59. The voltage V57 'is composed in this circuit arrangement together from the voltage across the ohmic resistance 58 which is considered to be temporally constant over the second on-time T2 and a time-increasing voltage V57 across the capacitor 57 , Timing of the electrical potential at the plus input of the comparator 60 for such a series connection of a capacitor and an ohmic resistance 58 are in 9 for streams of different sizes I13 dash-dotted, solid, dashed or dash-dotted lines shown. The electrical potential V + initially decreases abruptly at time t1, and then continues to decrease linearly over time. The sudden decrease in the electrical potential is due to the voltage drop across the ohmic resistance 58 , which is proportional to the current I13, and which is greater, the greater this current I13. The second duty T2 is in a signal generating circuit 50 with a series connection of a capacitor 57 and an ohmic resistance 58 inversely proportional to the input voltage Vin and proportional to a first degree function of the input voltage Vin, as will be explained below.
Zum Zeitpunkt t2, zu dem das Ende der zweiten Einschaltdauer T2 erreicht ist, gilt bei dieser Anordnung: V57' = V57 + V58 = V59. Mit V58 = R·I13, wobei R der Widerstandswert des ohmschen Widerstands 58 ist, und mit V57 = I13·T2/C gilt: T2 = C·(V59 – R·I13) / I13 (12). At time t2, when the end of the second duty T2 is reached, this arrangement is: V57 '= V57 + V58 = V59. With V58 = R · I13, where R is the resistance value of the ohmic resistance 58 and with V57 = I13 · T2 / C the following applies: T2 = C * (V59-R * I13) / I13 (12).
Da der Strom I13 in bereits erläuterter Weise proportional ist zu der Eingangsspannung Vin, ist die zweite Einschaltdauer T2 bei dieser Anordnung umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin.Since the current I13 is proportional to the input voltage Vin as already explained, the second duty T2 in this arrangement is inversely proportional to the input voltage Vin and proportional to a first degree function of the input voltage Vin.
Die Referenzspannung V59 und der ohmsche Widerstand 58 können bei dieser Schaltungsanordnung so aufeinander abgestimmt werden, dass Gleichung (12) nur für einen vorgegebenen Wertebereich der Eingangsspannung Vin gilt und dass die zweite Einschaltdauer T2 für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin, die größer sind als ein vorgegebener Schwellenwert, Null ist oder annähernd Null ist. Der ohmsche Widerstand 58 ist hierbei so auf die Referenzspannung V59 abgestimmt, dass der Spannungsabfall V58 für Eingangsspannungswerte Vin, die größer sind als der Schwellenwert Vin, größer ist als die Referenzspannung V59. Hierbei gilt: R·I130 = V59 / I13 (13) The reference voltage V59 and the ohmic resistance 58 can be coordinated with each other in this circuit arrangement that equation (12) applies only to a predetermined range of the input voltage Vin and that the second duty cycle T2 for instantaneous values of the input voltage Vin, which are greater than a predetermined threshold value, zero or approximately zero. The ohmic resistance 58 is here tuned to the reference voltage V59 that the voltage drop V58 for input voltage values Vin, which are greater than the threshold value Vin, greater than the reference voltage V59. Where: R · I13 0 = V59 / I13 (13)
I130 bezeichnet hierbei den Wert des Stromes I13, der sich für den dem Grenzwert Vin0 entsprechenden Momentanwert der Eingangsspannung Vin einstellt.In this case, I13 0 denotes the value of the current I13, which adjusts for the instantaneous value of the input voltage Vin corresponding to the limit value Vin 0 .
Ein solcher Fall, bei dem die Kondensatorspannung V57 bereits zu Beginn des Ladevorgangs die Referenzspannung übersteigt, ist in 9 durch die strichdoppelpunktierte Linie dargestellt. Unabhängig von der Aufladung des Kondensators 57 übersteigt die Spannung V57' bereits zum Zeitpunkt t1 die Referenzspannung V59, wodurch das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 bereits zum Zeitpunkt t1, bzw. unter Berücksichtigung von Signallaufzeiten kurz nach dem Zeitpunkt t1 auf einen Ausschaltpegel gesetzt wird.Such a case, in which the capacitor voltage V57 already exceeds the reference voltage at the beginning of the charging process, is in 9 represented by the double-dashed line. Regardless of the charging of the capacitor 57 exceeds the voltage V57 'already at time t1, the reference voltage V59, whereby the second pulse width modulated signal S50 already at time t1, or taking into account signal propagation times shortly after the time t1 is set to a switch-off.
Alternativ oder zusätzlich zum Vorsehen eines ohmschen Widerstandes 58 in Reihe zu dem Kondensator 57 besteht die Möglichkeit, die Referenzspannungsquelle 59 als gesteuerte Spannungsquelle zu realisieren, die eine von dem Strom I13, und damit von der Eingangsspannung Vin, abhängige Referenzspannung V59 erzeugt. Diese Referenzspannung V59 ist hierbei linear abfallend von der Eingangsspannung Vin abhängig, und sinkt damit bei steigendem Momentanwert der Eingangsspannung Vin.Alternatively or additionally, to provide an ohmic resistance 58 in series with the capacitor 57 there is the possibility of the reference voltage source 59 realized as a controlled voltage source, one of the current I13, and thus of the input voltage Vin, dependent reference voltage V59 generated. This reference voltage V59 in this case is linearly decreasing dependent on the input voltage Vin, and thus decreases with increasing instantaneous value of the input voltage Vin.
Alternativ besteht bei Vorsehen einer Reihenschaltung mit einem Kondensator 57 und einem ohmschen Widerstand 58 die Möglichkeit, den Schalter 56 lediglich parallel zu dem Kondensator 57 zu schalten. Das Potential an dem Plus-Eingang des Komparators 60 liegt dadurch immer wenigstens um den Spannungsabfall über dem ohmschen Widerstand 58 unterhalb des Versorgungspotentials Vcc. Dies hat zur Folge, dass bei Eingangsspannungen Vin, die größer sind als der vorgegebene Schwellenwert Vin0 das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 zu keinem Zeitpunkt während der Ansteuerperiode einen Einschaltpegel annimmt, so dass das Steuersignal S12 ausschließlich durch das von der ersten Signalerzeugungsschaltung 41 erzeugte pulsweitenmodulierte Signal S41 bestimmt ist. Die zweite Einschaltdauer ist dadurch sicher Null.Alternatively, there is provision of a series connection with a capacitor 57 and an ohmic resistance 58 the possibility of the switch 56 only parallel to the capacitor 57 to switch. The potential at the plus input of the comparator 60 This is always at least about the voltage drop across the ohmic resistance 58 below the supply potential Vcc. As a result, at input voltages Vin greater than the predetermined threshold Vin 0, the second pulse width modulated signal S50 does not assume a switch-on level at any time during the drive period, so that the control signal S12 is exclusive of that from the first signal generation circuit 41 generated pulse width modulated signal S41 is determined. The second duty cycle is therefore safely zero.
Optional besteht die Möglichkeit, den Schalter 56 parallel zu der Reihenschaltung und einen zusätzlichen Schalter 61 lediglich parallel zu dem Kondensator 57 zu schalten. Der Vorteil ist, dass erstens auch bei kurzen Ausschaltdauern und kurzen anschließenden ersten Einschaltdauern T1 der Kondensator 57 sicher entladen ist und zweitens, dass die zweite Einschaltdauer T2 mindestens die Komparatorlaufzeit des Komparators 60 beträgt und damit am Übergangspunkt Vin0 stetig verläuft. Bei dem oben erwähnten Ausführungsbeispiel, bei dem ein Schalter nur parallel zu dem Kondensator 57 geschaltet ist, entsteht an dem Übergang bei dem Schwellenwert Vin0 (siehe 5) ein Sprung in der Funktion in Höhe der Dauer der Komparatorlaufzeit, weil der Komparator für Momentanwerte Vin < Vin0 zu Beginn der zweiten Einschaltdauer T2 am Ausgang einen High-Pegel annimmt und erst wechseln muss, wenn das Potential V+ am nicht invertierenden Eingangs unmittelbar danach das Potential V– am invertierenden Eingang unterschreitet, während er für Momentanwerte Vin > Vin0 von Anfang an einen Low-Pegel an seinem Ausgang annimmt.Optionally there is the option of the switch 56 parallel to the series connection and an additional switch 61 only parallel to the capacitor 57 to switch. The advantage is that, first, even with short turn-off periods and short subsequent first turn-on T1, the capacitor 57 is safely discharged and secondly, that the second duty T2 at least the comparator run time of the comparator 60 is thus continuous at the transition point Vin 0 . In the above-mentioned embodiment, in which a switch is only parallel to the capacitor 57 is switched on, arises at the transition at the threshold Vin 0 (see 5 ) a jump in the function in the amount of the duration of the comparator runtime, because the comparator for instantaneous values Vin <Vin0 at the beginning of the second on-time T2 at the output takes a high level and must change only when the potential V + at the non-inverting input immediately thereafter Potential V- at the inverting input falls below, while for instantaneous values Vin> Vin0 from the beginning assumes a low level at its output.
Die Funktionsweise der in 8 dargestellten, spannungsgesteuerten Stromquellenanordnung 51–55, die den zu der Hilfsspannung V13 bzw. der Eingangsspannung Vin proportionalen Strom I13 erzeugt, wird nachfolgend erläutert. Diese Stromquellenanordnung umfasst einen ohmschen Widerstand 51, der in Reihe zu der Hilfswicklung 13 geschaltet ist und eine Regelschaltung 52–55, die ein elektrisches Potential an einem der Hilfswicklung 13 abgewandten Anschluss des Widerstandes 51 auf den Wert eines Bezugspotentials einstellt, an das der dem Widerstand 51 abgewandte Anschluss der Hilfswicklung 13 angeschlossen ist. Ein Spannungsabfall über dem Widerstand 51 entspricht dadurch der Hilfsspannung V13. Der Widerstand 51 wird hierbei von dem Strom I13 durchflossen, der über den Widerstandswert des Widerstandes 51 proportional ist zu der Hilfsspannung V13.The functioning of in 8th represented, voltage-controlled current source arrangement 51 - 55 which generates the current I13 proportional to the auxiliary voltage V13 and the input voltage Vin is explained below. This current source arrangement comprises an ohmic resistance 51 in line with the auxiliary winding 13 is switched and a control circuit 52 - 55 that has an electrical potential on one of the auxiliary windings 13 remote connection of the resistor 51 to the value of a reference potential adjusts to that of the resistor 51 remote connection of the auxiliary winding 13 connected. A voltage drop across the resistor 51 This corresponds to the auxiliary voltage V13. The resistance 51 is traversed by the current I13, which exceeds the resistance of the resistor 51 is proportional to the auxiliary voltage V13.
Die Regelanordnung umfasst eine Reihenschaltung mit einer Stromquelle 52 und einer Diode 53, die zwischen eine Klemme für ein Versorgungspotential Vcc und das Bezugspotential geschaltet ist, sowie einen Bipolartransistor 55 mit einem Basisanschluss, einem Kollektor- und einem Emitteranschluss. Der Basisanschluss ist an einen der Stromquelle 52 und der Diode 53 gemeinsamen Knoten angeschlossen, die Kollektor-Emitter-Strecke ist in Reihe zu der Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 zwischen diese Parallelschaltung und den in Reihe zu der Hilfswicklung 13 geschalteten Widerstand 51 geschaltet.The control arrangement comprises a series connection with a current source 52 and a diode 53 , which is connected between a terminal for a supply potential Vcc and the reference potential, and a bipolar transistor 55 with a base terminal, a collector and an emitter terminal. The base connection is to one of the power sources 52 and the diode 53 common collector node, the collector-emitter path is in series with the parallel connection with the switch 56 and the capacitor 57 between this parallel circuit and in series with the auxiliary winding 13 switched resistance 51 connected.
Während der Einschaltdauer des die Leistungsaufnahme des Power Factor Controllers regelnden Schalters 12 ist die Spannung V13 über der Hilfswicklung 13 negativ, der Strom I13 fließt dadurch von dem Widerstand 51 in Richtung der Hilfswicklung 13. Dieser Strom I13 wird über den Bipolartransistor 55 und die Parallelschaltung mit dem Schalter 56 und dem Kondensator 57 von der Klemme für Versorgungspotential Vcc geliefert. Eine Ansteuerspannung des Bipolartransistors 55 entspricht bei dieser Schaltungsanordnung einem Spannungsabfall V53 über der in Durchlassrichtung gepolten Diode 53. Da die zum Einschalten des Bipolartransistors 55 erforderliche Basis-Emitter-Spannung wenigstens annähernd dieser Durchlassspannung der Diode 53 entspricht, liegt der Emitteranschluss des Bipolartransistors 55 und damit der der Hilfswicklung 13 abgewandte Anschluss des ohmschen Widerstandes 51 auf Bezugspotential.During the on-time of the power factor of the power factor controller controlling switch 12 is the voltage V13 across the auxiliary winding 13 negative, the current I13 thereby flows from the resistor 51 in the direction of the auxiliary winding 13 , This current I13 is via the bipolar transistor 55 and the parallel connection with the switch 56 and the capacitor 57 supplied by the supply potential Vcc terminal. A drive voltage of the bipolar transistor 55 in this circuit corresponds to a voltage drop V53 across the forward biased diode 53 , As for turning on the bipolar transistor 55 required base-emitter voltage at least approximately this forward voltage of the diode 53 corresponds, is the emitter terminal of the bipolar transistor 55 and thus that of the auxiliary winding 13 remote connection of the ohmic resistance 51 on reference potential.
Optional kann zwischen den dem, Bipolartransistor 55 und dem ohmschen Widerstand 51 gemeinsamen Knoten und Bezugspotential ein Spannungsbegrenzungselement, beispielsweise in Form einer Zenerdiode 54, geschaltet sein. Dieses Spannungsbegrenzungselement dient dazu, bei einer positiven Spannung der Hilfsspule 13 die über der Hilfsspule 13 anliegende Spannung zu begrenzen.Optionally, between the bipolar transistor 55 and the ohmic resistance 51 common node and reference potential, a voltage limiting element, for example in the form of a Zener diode 54 , be connected. This voltage limiting element serves, at a positive voltage of the auxiliary coil 13 over the auxiliary coil 13 limiting applied voltage.
Bei der in 8 dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 sind die Kondensatorspannung V57 und die Spannung V58 über dem Widerstand 58 über den Kapazitätswert C und den Widerstandswert R bei einem gegebenen Strom I13 aufeinander abstimmbar. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Signalerzeugungsschaltung 50, bei der diese Spannungen V57, V58 unabhängig von dem ohmschen Widerstandswert und dem Kapazitätswert 57 in Bezug aufeinander einstellbar sind. Bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 umfasst die Stromquellenanordnung einen Stromspiegel mit einem Eingangstransistor 62, der von dem Strom I13 durchflossen ist, und einen ersten und einen zweiten Ausgangstransistor 64, 63. Am ersten Ausgangstransistor 64 steht hier ein erster Strom I64 zur Verfügung, der über ein erstes Stromspiegelverhältnis (m:p) zu dem Strom I13 in Beziehung steht. Dieser erste Strom I64 durchfließt die Reihenschaltung mit dem Kondensator 57 und dem Widerstand 58. Am zweiten Ausgangstransistor 63 steht ein zweiter Strom I63 zur Verfügung, der über ein zweites Stromspiegelverhältnis (m:n) zu dem Strom I13 in Beziehung steht. Dieser zweite Strom I63 ist in einen dem Kondensator 57 und dem Widerstand 58 gemeinsamen Knoten eingespeist und durchfließt nur den Widerstand 58. Der ohmsche Widerstand 58 wird somit von einem Strom I58 durchflossen, der sich aus dem ersten Strom I64 und dem zweiten Strom I63 zusammensetzt. Der Kondensator 57 wird lediglich von dem zweiten Strom I64 durchflossen. Bei der dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 ist ein erster Schalter 65 parallel zu dem Kondensator 57 und ein zweiter Schalter 66 parallel zu dem ohmschen Widerstand 58 geschaltet, die jeweils durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuert sind. Der zweite Schalter 66 ist hierbei optional vorhanden. Wird auf diesen Schalter verzichtet, so entspricht die Spannung V57', die der Summe der Kondensatorspannung V57 und der Widerstandsspannung V58 entspricht, immer wenigstens der über dem Widerstand 58 anliegenden Spannung V58.At the in 8th shown signal generating circuit 50 are the capacitor voltage V57 and the voltage V58 across the resistor 58 via the capacitance value C and the resistance value R at a given current I13 tunable to each other. 10 shows an embodiment of a signal generating circuit 50 in which these voltages V57, V58 are independent of the ohmic resistance and the capacitance value 57 are adjustable with respect to each other. In this signal generation circuit 50 For example, the current source arrangement includes a current mirror with an input transistor 62 , which is traversed by the current I13, and a first and a second output transistor 64 . 63 , At the first output transistor 64 Here, a first current I64 is available, which is related to the current I13 via a first current mirror ratio (m: p). This first current I64 flows through the series connection with the capacitor 57 and the resistance 58 , At the second output transistor 63 a second current I63 is available which is related to the current I13 via a second current mirror ratio (m: n). This second current I63 is in a capacitor 57 and the resistance 58 fed common node and flows through only the resistance 58 , The ohmic resistance 58 is thus traversed by a current I58, which is composed of the first current I64 and the second current I63. The capacitor 57 only the second current I64 flows through it. In the illustrated signal generating circuit 50 is a first switch 65 parallel to the capacitor 57 and a second switch 66 parallel to the ohmic resistance 58 connected, which are each driven by the first pulse width modulated signal S41. The second switch 66 is optional here. If this switch is dispensed with, then the voltage V57 ', which corresponds to the sum of the capacitor voltage V57 and the resistance voltage V58, always corresponds at least to that across the resistor 58 applied voltage V58.
Ein Vorteil dieses Ausführungsbeispiels ist, dass vergleichsweise kleine Kapazitäts- und Widerstandswerte verwendet werden können, was einer monolithisch integrierten Realisierung entgegen kommt, wenn der die Kapazität durchfließende Strom über den Stromspiegel so eingestellt wird, dass er wesentlich kleiner als der Strom I13 ist, wenn also p << n gilt. Außerdem können der den Widerstand 58 zusätzlich durchfließende Strom I63 und der Kondensatorstrom I64 unabhängig voneinander eingestellt werden.An advantage of this embodiment is that comparatively small capacitance and resistance values can be used, which accommodates a monolithically integrated implementation, if the current flowing through the capacitance across the current mirror is set to be substantially smaller than the current I13, that is p << n applies. In addition, the resistance 58 additionally flowing current I63 and the capacitor current I64 are set independently of each other.
Die Spannungen V57' und eine durch die Referenzspannungsquelle 59 bereitgestellte Referenzspannung V59 sind bei der in 10 dargestellten Schaltungsanordnung auf Bezugspotential bezogen.The voltages V57 'and one through the reference voltage source 59 provided reference voltage V59 are in the in 10 shown circuit arrangement based on reference potential.
Um einen Offset-Wert bzw. Koeffizienten nullter Ordnung d der Nennerfunktion ungleich Null zu realisieren, kann beispielsweise der Stromquellenanordnung 51–55 eine Konstantstromquelle 67 parallel geschaltet sein. Alternativ oder zusätzlich besteht die Möglichkeit, den Strom I13 nicht proportional zu der Hilfsspannung V13 sondern proportional zu einer um einen Offset verringerten Hilfsspannung zu erzeugen. Dies kann bezugnehmend auf 10 erreicht werden, indem die Kathode der Diode 53 der Regelanordnung nicht direkt an Bezugspotential, sondern über eine positive Referenzspannungsquelle 68 an Bezugspotential angeschlossen wird.In order to realize an offset value or coefficient of zero order d of the denominator function not equal to zero, for example, the current source arrangement 51 - 55 a constant current source 67 be connected in parallel. Alternatively or additionally, it is possible to generate the current I13 not in proportion to the auxiliary voltage V13 but in proportion to an auxiliary voltage reduced by an offset. This can be referred to 10 be achieved by the cathode of the diode 53 the control arrangement not directly to reference potential, but via a positive reference voltage source 68 connected to reference potential.
11 zeigt eine Abwandlung der in 10 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung. Bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 gemäß 11 ist anstelle eines in Reihe zu dem Kondensator 57 geschalteten ohmschen Widerstandes eine gesteuerte Referenzspannungsquelle 59 vorhanden, die eine von dem Strom I13 abhängige Referenzspannung V59 erzeugt. Diese Referenzspannungsquelle 59 ist eine stromgesteuerte Spannungsquelle, der in dem Beispiel der Strom I63 des ersten Ausgangstransistors 63 des Stromspiegels zugeführt ist. 11 shows a modification of the in 10 illustrated second signal generating circuit. In this signal generation circuit 50 according to 11 is instead of one in series with the capacitor 57 switched ohmic resistance, a controlled reference voltage source 59 present, which generates a current I13 dependent on the reference voltage V59. This reference voltage source 59 is a current-controlled voltage source, which in the example is the current I63 of the first output transistor 63 the current mirror is supplied.
12 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50, bei der eine Information über den Momentanwert der Eingangsspannung Vin aus dem Strommesssignal S14 bei geschlossenem Schalter 12 abgeleitet wird. Man macht sich hierbei zu Nutze, dass der Strom I, und damit die Messspannung V14 über der Zeit proportional zu dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin ansteigen. Die in Reihe zu diesem Schalter 12 geschaltete Strommessanordnung 14 ist bei diesem Ausführungsbeispiel als ohmscher Widerstand mit einem Widerstandswert R14 realisiert. Das Strommesssignal S14 entspricht hierbei einer Spannung V14 über dem Messwiderstand 14. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 steht bei dieser Signalerzeugungsschaltung 50 am Ausgang eines Komparators 74 zur Verfügung, dessen einer Eingang, in dem Beispiel der invertierende Eingang, kapazitiv an den dem Schalter 12 und dem Strommesswiderstand 14 gemeinsamen Knoten gekoppelt ist. Zur kapazitiven Kopplung ist ein kapazitives Speicherelement 71, beispielsweise ein Kondensator, vorhanden. An einem anderen Eingang des Komparators 74, in dem Beispiel dem nichtinvertierenden Eingang, liegt eine von einer Referenzspannungsquelle 75 bereitgestellte Referenzspannung V75 an. Diese Referenzspannungsquelle 75 ist in dem Beispiel zwischen den Komparatoreingang und Bezugspotential geschaltet. 12 shows an embodiment of a second signal generating circuit 50 in which information about the instantaneous value of the input voltage Vin is obtained from the current measurement signal S14 when the switch is closed 12 is derived. It makes use of the fact that the current I, and thus the measuring voltage V14 increase over time in proportion to the instantaneous value of the input voltage Vin. The in series to this switch 12 switched current measuring arrangement 14 is realized in this embodiment as an ohmic resistance with a resistance R14. The current measurement signal S14 in this case corresponds to a voltage V14 across the measuring resistor 14 , The second pulse width modulated signal S50 is in this signal generating circuit 50 at the output of a comparator 74 available, whose one input, in the example of the inverting input capacitively connected to the switch 12 and the current sense resistor 14 coupled to common node. For capacitive coupling is a capacitive storage element 71 , For example, a capacitor, available. At another input of the comparator 74 In the example of the noninverting input, one is from a reference voltage source 75 supplied reference voltage V75. This reference voltage source 75 is in the example connected between the comparator input and reference potential.
Die Signalerzeugungsschaltung 50 weist außerdem einen durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuerten Schalter 73 auf, der zwischen einen der Koppelkapazität 71 und den Komparatoreingang gemeinsamen Knoten und Bezugspotential geschaltet ist. Dieser Schalter ist bei einem Einschaltpegel des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 geschlossen, wodurch der invertierende Komparatoreingang auf Bezugspotential liegt. Das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 nimmt während dieser Zeitdauer einen Einschaltpegel an. Eine Spannung V71 über dem Koppelkondensator 71 folgt während dieser Zeitdauer der Spannung V14 über dem Strommesswiderstand 14, die über der Zeit proportional zu der Eingangsspannung Vin ansteigt.The signal generation circuit 50 also has a switch driven by the first pulse width modulated signal S41 73 on that between one of the coupling capacity 71 and the comparator input common node and reference potential is switched. This switch is closed at a switch-on level of the first pulse width modulated signal S41, whereby the inverting comparator input on Reference potential is. The second pulse width modulated signal S50 assumes a switch-on level during this period. A voltage V71 across the coupling capacitor 71 follows the voltage V14 across the current measuring resistor during this period 14 which increases over time in proportion to the input voltage Vin.
Der Schalter 73 wird gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte Signal 41 geöffnet, wenn dieses Signal einen Ausschaltpegel annimmt. Ist der Schalter 73 geöffnet, wenn der die Leistungsaufnahme regelnde Schalter 12 des Power Factor Controllers noch geschlossen ist, so steigt die Messspannung V14 proportional zu Eingangsspannung Vin weiter an. Ab Öffnen des Schalters 73 steigt das elektrische Potential V76 an dem invertierenden Komparatoreingang ausgehend von Null mit der gleichen Steigung an, mit der die Messspannung V14 ansteigt, d. h. proportional zu der Eingangsspannung Vin. Der zeitliche Verlauf des Anstiegs dieser Spannung V76 ist in 13 punktiert dargestellt. t1 bezeichnet hierbei den Zeitpunkt, zu dem das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 einen Ausschaltpegel annimmt und zu dem der Schalter 73 geöffnet wird. Das ansteigende elektrische Potential V76 erreicht zu einem Zeitpunkt t2 den Wert der Referenzspannung V75. Zu diesem Zeitpunkt nimmt das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 einen Ausschaltpegel an. Die zweite Einschaltdauer T2 ist bei dieser Signalerzeugungsschaltung bestimmt durch die Zeitdauer, innerhalb der das Potential V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 von Bezugspotential auf den Wert der Referenzspannung V75 ansteigt. Die Anstiegsgeschwindigkeit dieser Spannung V76 ist hierbei entsprechend der Anstiegsgeschwindigkeit der Messspannung V14 proportional zu der Eingangsspannung Vin. Es gilt also: d(V76) / dt = Vin / L·R14 (14), wobei L die Induktivität der Speicherdrossel 11 bezeichnet. Für die Zeitdauer T2 gilt hierbei: T2 = V75·L / Vin·R14 (15). The desk 73 is controlled by the first pulse width modulated signal 41 opened when this signal assumes a switch-off level. Is the switch 73 open when the power-regulating switch 12 of the power factor controller is still closed, the measuring voltage V14 continues to increase in proportion to the input voltage Vin. From opening the switch 73 The electrical potential V76 at the inverting comparator input rises from zero at the same slope as the measurement voltage V14 rises, ie, in proportion to the input voltage Vin. The time course of the rise of this voltage V76 is in 13 shown dotted. In this case, t1 designates the time at which the first pulse-width-modulated signal S41 assumes a switch-off level and to which the switch 73 is opened. The rising electric potential V76 reaches the value of the reference voltage V75 at a time t2. At this time, the second pulse width modulated signal S50 assumes a turn-off level. The second duty T2 is determined in this signal generating circuit by the time duration within which the potential V76 at the inverting input of the comparator 74 from reference potential to the value of the reference voltage V75. In this case, the slew rate of this voltage V76 is proportional to the input voltage Vin in accordance with the slew rate of the sense voltage V14. It therefore applies: d (V76) / dt = Vin / L * R14 (14), where L is the inductance of the storage choke 11 designated. For the period T2, the following applies: T2 = V75 * L / Vin * R14 (15).
Die durch diese Signalerzeugungsschaltung 50 bewirkte zweite Einschaltdauer T2 ist somit umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu der Referenzspannung V75 und der Induktivität L der Speicherdrossel, wobei die zuletzt genannten Größen konstant sind.The signals generated by this signal generation circuit 50 caused second duty cycle T2 is thus inversely proportional to the input voltage Vin and proportional to the reference voltage V75 and the inductance L of the storage choke, wherein the last-mentioned quantities are constant.
Optional besteht die Möglichkeit, in Reihe zu dem Schalter 73 einen ohmschen Widerstand 72 zu schalten. Bezug nehmend auf 13 steigt das elektrische Potential V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 bedingt durch den bei eingeschaltetem Schalter 73 fließendem Strom bereits während des Einschaltpegels des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 an. Dieser Spannungsanstieg erfolgt mit Einschalten des Schalters 73 exponentiell abhängig von einer RC-Zeitkonstanten des durch die Koppelkapazität 71 und den ohmschen Widerstand 72 gebildeten RC-Glieds. Davon ausgehend, dass diese RC-Zeitkonstante sehr klein ist im Vergleich zu der Zeitdauer, während der der Schalter 73 gesteuert durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 eingeschaltet bleibt, erreicht diese Spannung V76 zum Zeitpunkt t1 einen Spannungswert, der proportional ist zu der Eingangsspannung Vin und für den gilt: V76(t1) = Vin·R·C·R14/L (16), wobei R den Widerstandswert des ohmschen Widerstandes 72 und C den Kapazitätswert der Koppelkapazität 71 bezeichnet. Mit Öffnen des Schalters 73 steigt diese Spannung V76 linear mit einer zu der Eingangsspannung Vin proportionalen Steigung weiter an. In 13 ist der zeitliche Verlauf dieses elektrischen Potentials V76 am invertierenden Eingang des Komparators 74 für verschiedene zeitliche Verläufe der Messspannung V14 und damit für verschiedene Momentanwerte der Eingangsspannung Vin dargestellt. Die gestrichelte Kurve, die durchgezogene Kurve, die strichpunktierte und die strichdoppelpunktierte Linie zeigen hierbei den Verlauf des elektrischen Potentials V76 für eine zunehmende Eingangsspannung Vin.Optionally, it is possible to connect in series with the switch 73 an ohmic resistance 72 to switch. Referring to 13 the electrical potential V76 at the inverting input of the comparator increases 74 conditioned by the switch on 73 flowing current already during the turn-on of the first pulse width modulated signal S41. This voltage increase takes place when the switch is switched on 73 exponentially dependent on an RC time constant by the coupling capacitance 71 and the ohmic resistance 72 formed RC member. Assuming that this RC time constant is very small compared to the time during which the switch 73 controlled by the first pulse width modulated signal S41 remains turned on, this voltage V76 reaches a voltage value at time t1, which is proportional to the input voltage Vin and for which applies: V76 (t1) = Vin * R * C * R14 / L (16), where R is the resistance of the ohmic resistor 72 and C the capacity value of the coupling capacity 71 designated. With opening the switch 73 For example, this voltage V76 continues to increase linearly with a slope proportional to the input voltage Vin. In 13 is the time course of this electrical potential V76 at the inverting input of the comparator 74 for different temporal courses of the measuring voltage V14 and thus for different instantaneous values of the input voltage Vin. The dashed curve, the solid curve, the dot-dash line and the double-dashed line show the course of the electrical potential V76 for an increasing input voltage Vin.
Für die zweite Einschaltdauer T2 gilt hierbei: T2 = L·V75/R14 – Vin·R·C / Vin (17). For the second switch-on duration T2, the following applies: T2 = L * V75 / R14 - Vin * R * C / Vin (17).
Die Einschaltdauer T2 ist somit umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung Vin und proportional zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung Vin, die linear mit der Eingangsspannung abnimmt.The duty T2 is thus inversely proportional to the input voltage Vin and proportional to a first degree function of the input voltage Vin, which decreases linearly with the input voltage.
Über die RC-Zeitkonstante und die Referenzspannung V75 kann hierbei insbesondere ein Schwellenwert für die Eingangsspannung Vin eingestellt werden, ab der die zweite Einschaltdauer T2 gleich Null oder zumindest annähernd gleich Null ist. Für Eingangsspannungen oberhalb dieses Schwellenwertes ist die während der Einschaltdauer des Schalters 73 über dem ohmschen Widerstand 72 anliegende Spannung bereits größer als die Referenzspannung V75, so dass das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 bereits während dieser Zeitdauer auf einen Ausschaltpegel absinkt. Der zeitliche Verlauf des elektrischen Potentials am invertierenden Eingang des Komparators 74 und der daraus resultierende zeitliche Verlauf des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 ist in 13 strichdoppelpunktiert dargestellt.In this case, in particular, a threshold value for the input voltage Vin can be set via the RC time constant and the reference voltage V75, as of which the second switch-on duration T2 is equal to zero or at least approximately equal to zero. For input voltages above this threshold, the during the switch-on time of the switch 73 above the ohmic resistance 72 applied voltage already greater than the reference voltage V75, so that the second pulse width modulated signal S50 already drops during this period to a switch-off. The time course of the electrical potential at the inverting input of the comparator 74 and the resulting time profile of the second pulse width modulated signal S50 is in 13 dash-dotted lines shown.
Es sei darauf hingewiesen, dass die zeitlichen Verläufe der Messspannung V14 sowie des elektrischen Potentials V76 an dem invertierenden Eingang des Komparators 74 in 13 idealisiert und unter Vernachlässigung möglicher Einschwingvorgänge dargestellt sind. Diese Einschwingvorgänge wirken sich insbesondere kurz nach Einschalten des Schalters 12, also kurz nachdem das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 einen Einschaltpegel annimmt, aus. Die realen Zeitverläufe nähern sich jedoch mit zunehmender Einschaltdauer an die in 13 dargestellten idealisierten Zeitverläufe an, so dass insbesondere die zuvor gemachten Ausführungen zum Anstieg der Spannung V76 nach Öffnen des Schalters 73 korrekt sind.It should be noted that the time profiles of the measuring voltage V14 and the electrical potential V76 at the inverting input of the comparator 74 in 13 idealized and neglecting possible transient phenomena. This transient effects in particular affect shortly after switching on the switch 12 , ie shortly after the first pulse width modulated signal S41 assumes a switch-on level. The real time courses approach however with increasing duty cycle to the in 13 shown idealized time courses, so that in particular the previously made comments on the increase of the voltage V76 after opening the switch 73 are correct.
15 zeigt eine Variante zu der in 12 dargestellten Verzögerungsschaltung 50. Der Widerstand 72 ist hierbei nicht in Reihe mit dem Schalter 73 zwischen die Eingänge des Komparators 74 geschaltet, sondern ist zwischen den Messwiderstand 14 und das kapazitive Speicherelement 71 in der Signalleitung für das Messsignal S14 geschaltet. Bei geschlossenem Schalter 73 liegt die Reihenschaltung mit dem Widerstand 72 und dem kapazitiven Speicherelement 71 parallel zu dem Messwiderstand 14, so dass das kapazitive Speicherelement 71 entsprechend dem rampenförmigen Verlauf der Spannung V14 über dem Messwiderstand 14 und verzögert um die Zeitkonstante des durch den Widerstand 72 und das kapazitive Speicherelement 71 gebildeten RC-Glieds aufgeladen wird. Wird der Schalter 73 nach dem Ende von T1 geöffnet, fließt kein Strom mehr über den Widerstand 72, und die Eingangsspannung V77 springt auf einen positiven Spannungswert, der dem Spannungsabfall an dem Widerstand 72 vor öffnen des Schalters 73 entspricht. Dieser positive Spannungswert ist um so größer, je steiler die Messspannung V14 während der ersten Einschaltdauer T1 angestiegen ist. Von diesem positiven Spannungswert aus steigt die an einem Eingang des Komparators anliegende Spannung V76 rampenförmig weiter an und erreicht die Vergleichsspannung V75 um so eher, je steiler die Messspannung V14 und damit die Spannung V76 am Komparatoreingang während der zweiten Einschaltdauer T2 ansteigen und je höher der Spannungssprung der Komparatorspannung V76 beim Öffnen des Schalters 73 ist. 15 shows a variant of the in 12 illustrated delay circuit 50 , The resistance 72 This is not in series with the switch 73 between the inputs of the comparator 74 switched, but is between the measuring resistor 14 and the capacitive storage element 71 switched in the signal line for the measurement signal S14. With the switch closed 73 is the series connection with the resistor 72 and the capacitive storage element 71 parallel to the measuring resistor 14 so that the capacitive storage element 71 in accordance with the ramp of the voltage V14 across the measuring resistor 14 and delayed by the time constant of the resistor 72 and the capacitive storage element 71 is charged charged RC element. Will the switch 73 after the end of T1 open, no current flows through the resistor 72 , and the input voltage V77 jumps to a positive voltage value corresponding to the voltage drop across the resistor 72 before opening the switch 73 equivalent. This positive voltage value is the greater, the steeper the measuring voltage V14 has risen during the first switch-on time T1. From this positive voltage value, the voltage V76 applied to an input of the comparator ramps up and reaches the comparison voltage V75 the more steeply the measurement voltage V14 and thus the voltage V76 at the comparator input increase during the second on-time T2 and the higher the voltage jump the comparator voltage V76 when opening the switch 73 is.
Optional ist bei der in 15 dargestellten Schaltung eine schaltbare Stromquelle vorgesehen, die in dem Beispiel als Reihenschaltung mit einer Stromquelle 79 und einem Schalter 78 dargestellt ist. Diese Stromquelle 78, 79 ist durch das erste pulsweitenmodulierte Signal S41 angesteuert und dient zur Einspeisung eines Stromes in einen dem Widerstand 72 und dem kapazitiven Speicherelement 71 gemeinsamen Knoten während der ersten Einschaltdauer T1.Optional is at the in 15 illustrated circuit, a switchable current source provided, which in the example as a series circuit with a power source 79 and a switch 78 is shown. This power source 78 . 79 is driven by the first pulse width modulated signal S41 and is used to feed a current into the resistor 72 and the capacitive storage element 71 common node during the first turn-on T1.
Während der ersten Einschaltdauer T1 fließt der Strom der Stromquelle 78, 79 über den Widerstand 72 und den Messwiderstand 14. Während der hierdurch hervorgerufene Spannungsabfall an dem Messwiderstand 14 vernachlässigbar ist, entsteht durch den Stromfluss ein Spannungsabfall am Widerstand 72, der die Spannung V71 erhöht, auf die der Kondensator 71 aufgeladen wird. Am Ende der ersten Einschaltdauer T1 wird die Stromquelle 78, 79 abgeschaltet. Dem zuvor beschriebenen positiven Spannungssprung an V77 wird dadurch ein negativer Spannungssprung überlagert, dessen Höhe dem Spannungsabfall des Stromes der Stromquelle 79 an dem Widerstand 72 entspricht. Die Höhe des überlagerten negativen Spannungssprunges hängt hierbei nicht von der Anstiegsgeschwindigkeit der Messspannung V14 während der ersten Einschaltdauer T1, und damit nicht von der Eingangsspannung Vin, ab.During the first turn-on time T1, the current of the current source flows 78 . 79 about the resistance 72 and the measuring resistor 14 , During the caused thereby voltage drop across the measuring resistor 14 is negligible, caused by the current flow, a voltage drop across the resistor 72 that raises the voltage V71 to which the capacitor 71 is charged. At the end of the first duty cycle T1, the power source becomes 78 . 79 off. The above-described positive voltage jump at V77 is thereby superimposed on a negative voltage jump whose magnitude is the voltage drop of the current of the current source 79 at the resistance 72 equivalent. The height of the superimposed negative voltage jump does not depend on the rate of rise of the measuring voltage V14 during the first switch-on duration T1, and thus not on the input voltage Vin.
Signalverläufe der Schaltung gemäß 15 sind in 16 dargestellt. Mit V80 ist hierbei eine Spannung über der Reihenschaltung mit dem kapazitiven Speicherelement 71 und dem Schalter 73 bzw. ein elektrisches Potential an dem dem kapazitiven Speicherelement 71 und dem Widerstand 72 gemeinsamen Knoten gegen Bezugspotential bezeichnet. Unter der Annahme, dass die Stromquelle 78, 79 bereits vor Beginn der ersten Einschaltdauer T1 angesteuert ist, beginnt diese Spannung V80 mit Beginn der ersten Einschaltdauer T1 ausgehend von einem Anfangswert rampenförmig anzusteigen, wobei sie entsprechend der RC-Zeitkonstante des RC-Glieds 71, 72 zu Beginn verrundet und dann verzögert ist. Der Anfangswert der Spannung V80 entspricht hierbei dem Spannungsabfall über dem Widerstand 72 bedingt durch den Strom der Stromquelle 78, 79.Signal curves of the circuit according to 15 are in 16 shown. With V80, this is a voltage across the series circuit with the capacitive storage element 71 and the switch 73 or an electrical potential at the capacitive storage element 71 and the resistance 72 common node referred to reference potential. Assuming that the power source 78 . 79 is already driven before the start of the first turn-on T1, this voltage V80 begins to rise ramp-shaped starting from an initial value at the beginning of the first turn-on time T1, wherein it corresponds to the RC time constant of the RC element 71 . 72 rounded at the beginning and then delayed. The initial value of the voltage V80 corresponds to the voltage drop across the resistor 72 conditioned by the current of the power source 78 . 79 ,
Am Ende der ersten Einschaltdauer T1 springt die Spannung V80 auf den Wert der Messspannung V14, weil ab diesem Zeitpunkt der Widerstand 72 stromlos ist. Der Spannungssprung ist für die in 16 gestrichelte, durchgezogene und strichpunktierte Linie negativ, weil der Strom zum Aufladen des Kondensators 71 entsprechend der Rampensteilheit von V14 kleiner ist als der Strom der Quelle 79 und dementsprechend die Spannung V80 vor dem Öffnen der Schalter 73 und 78 größer als V14 war. Für die doppelt strichpunktierte Linie hat der Spannungsabfall an dem Widerstand 72 während T1 ein umgekehrtes Vorzeichen, deshalb entsteht am Ende von T1 ein positiver Spannungssprung an V80.At the end of the first turn-on time T1, the voltage V80 jumps to the value of the measuring voltage V14, because from this point on the resistance 72 is de-energized. The voltage jump is for the in 16 dashed, solid and dash-dot line negative, because the current to charge the capacitor 71 corresponding to the ramp slope of V14 is less than the current of the source 79 and, accordingly, the voltage V80 before opening the switches 73 and 78 was larger than V14. For the double-dashed line, the voltage drop across the resistor 72 during T1 an inverse sign, therefore, at the end of T1 there is a positive voltage jump at V80.
Ein Spannungssprung gleicher Höhe und Polarität entsteht auch für die Spannung V76 an dem Eingang des Komparators 74 mit dem Unterschied, dass diese Spannung V76 mit dem Ende der ersten Einschaltdauer T1 bei Null beginnt. Nach dem Deaktivieren der Stromquelle 78, 79 und dem Öffnen des Schalters 73 steigen die Spannung V80 und die Spannung V76 am Komparator parallel mit der Messspannung V14 rampenförmig weiter an und erreichen die Schwellspannung V75 um so eher, je steiler diese Spannungen V14, V80 und V77 ansteigen und je höher in positiver Richtung der Spannungssprung zu Beginn der zweiten Einschaltdauer T2 ist. Die Schwellspannung V75 ist in dem Ausführungsbeispiel der 15 und 16 gegenüber dem Ausführungsbeispiel in 12 niedriger gewählt, und zwar um den Wert der Spannung, die während der ersten Einschaltdauer T1 aufgrund des Stromes aus der Stromquelle 78, 79 am Widerstand 72 abfällt.A voltage jump of the same magnitude and polarity also occurs for the voltage V76 at the input of the comparator 74 with the difference that this voltage V76 starts at zero with the end of the first duty T1. After disabling the power source 78 . 79 and opening the switch 73 If the voltage V80 and the voltage V76 at the comparator continue to ramp up in parallel with the measuring voltage V14, the more steeply these voltages V14, V80 and V77 increase and the higher in the positive direction is the voltage jump at the beginning of the second switching-on period T2 is. The threshold voltage V75 is in the embodiment of 15 and 16 compared to the embodiment in 12 chosen lower, by the value of the voltage during the first turn-on T1 due to the current from the power source 78 . 79 at the resistance 72 drops.
Die Ansteuerschaltung kann als integrierte Schaltung realisiert sein, an die der Messwiderstand 14 und der Widerstand 72 als externe Bauelemente angeschlossen sind. Die Nennerfunktion N(Vin) ist bei einer solchen Schaltung über den Wert des Widerstandes 72 skalierbar, ohne dass ein weiterer IC-Anschluss benötigt wird.The drive circuit can be realized as an integrated circuit to which the measuring resistor 14 and the resistance 72 are connected as external components. The denominator function N (Vin) in such a circuit is above the value of the resistor 72 scalable without the need for another IC connection.
Bei einem weiteren in 14 dargestellten Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung ist vorgesehen, dass die zweite Signalerzeugungsschaltung 50 eine Information über die Eingangsspannung Vin aus dem Tastverhältnis (Duty-Cycle) des Ansteuersignals S12 ableitet und ein zweites pulsweitenmoduliertes Signal S50 erzeugt, dessen fallende Flanke um die zweite Zeitdauer T2 versetzt zu der fallenden Flanke des ersten pulsweitenmodulierten Signals S41 liegt. Bei dem anhand von 4 erläuterten nicht-lückenden Dreieckstrombetrieb gilt für die Eingangsspannung Vin abhängig von der Ausgangsspannung Vout, der Einschaltdauer Ton und der Ausschaltdauer Toff: At another in 14 illustrated embodiment of the drive circuit is provided that the second signal generating circuit 50 derives information about the input voltage Vin from the duty cycle of the drive signal S12 and generates a second pulse width modulated signal S50 whose falling edge is offset by the second time duration T2 offset to the falling edge of the first pulse width modulated signal S41. In the case of 4 explained non-lopsided triangular current operation applies to the input voltage Vin depending on the output voltage Vout, the duty cycle Ton and the switch-off Toff:
Ausgehend von einer auf einen konstanten Wert geregelten Ausgangsspannung lässt sich die Eingangsspannung Vin somit unmittelbar aus dem Verhältnis von Ausschaltdauer Tot zu Einschaltdauer Ton ableiten. Die Erzeugung des zweiten pulsweitenmodulierten Signals S50 erfolgt hierbei beispielsweise mit digitalen Mitteln, die die zweite Einschaltdauer T2 in erläuterter Weise in Beziehung zu der Eingangsspannung Vin setzen und die das zweite pulsweitenmodulierte Signal S50 entsprechend erzeugen.Starting from an output voltage regulated to a constant value, the input voltage Vin can thus be derived directly from the ratio of switch-off duration Tot to duty cycle Ton. In this case, the generation of the second pulse-width-modulated signal S50 takes place, for example, with digital means which set the second switch-on duration T2 in the manner explained in relation to the input voltage Vin and which generate the second pulse-width-modulated signal S50 accordingly.
17 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung 40 zur Erzeugung des Ansteuersignals S12 für den Schalter (12 in 1). Diese Ansteuerschaltung 40 weist neben der ersten und zweiten Signalerzeugungsschaltung bzw. dem ersten und zweiten Verzögerungsglied 41, 50 eine dritte Verzögerungsschaltung bzw. ein drittes Verzögerungsglied 90 auf. Ausgangssignale S41, S50, S90 dieser drei Verzögerungsglieder sind einem ODER-Gatter 42 zugeführt, an dessen Ausgang das Ansteuersignal S12 zur Verfügung steht. Das zweite und dritte Verzögerungsglied 50, 90 sind bei dieser Ansteuerschaltung 40 durch das erste Verzögerungsglied angesteuert. Eine zweite und eine dritte Einschaltdauer T2', T3 des zweiten und dritten Verzögerungsglieds 50, 90 beginnt bei dieser Anordnung mit dem Ende einer durch das erste Verzögerungsglied erzeugten ersten Einschaltdauer T1' zu laufen. Eine Einschaltdauer Ton des Ansteuersignals S12 entspricht bei dieser Anordnung der Summe aus der ersten Verzögerungszeit T1' und der größeren der zweiten und dritten Verzögerungszeit T2', T3. Es gilt also: Ton = T1' + max(T2', T3) (19) wobei max(T2', T3) das Maximum der zweiten und der dritten Einschaltdauer bezeichnet. 17 shows a further embodiment of a drive circuit 40 for generating the drive signal S12 for the switch ( 12 in 1 ). This drive circuit 40 has in addition to the first and second signal generating circuit and the first and second delay element 41 . 50 a third delay circuit and a third delay element, respectively 90 on. Output signals S41, S50, S90 of these three delay elements are an OR gate 42 fed to the output of the drive signal S12 is available. The second and third delay element 50 . 90 are in this drive circuit 40 triggered by the first delay element. A second and a third duty cycle T2 ', T3 of the second and third delay elements 50 . 90 in this arrangement begins to run with the end of a first duty cycle T1 'generated by the first delay element. A duty cycle Ton of the drive signal S12 in this arrangement corresponds to the sum of the first delay time T1 'and the larger of the second and third delay time T2', T3. It therefore applies: Tone = T1 '+ max (T2', T3) (19) where max (T2 ', T3) denotes the maximum of the second and the third duty cycle.
Das erste Verzögerungsglied 41 erzeugt die erste Einschaltdauer T1' bei dieser Anordnung abhängig von dem Regelsignal S30 und reduziert um einen konstanten Offset b/c, so dass gilt: T1' = f(S30) – b / c (20). The first delay element 41 generates the first duty T1 'in this arrangement depending on the control signal S30 and reduced by a constant offset b / c, so that: T1 '= f (S30) - b / c (20).
Das dritte Verzögerungsglied erzeugt 90 erzeugt eine konstante Einschaltdauer T3, deren Wert dem Offset der ersten Einschaltdauer entspricht, und das zweite Verzögerungsglied 50 erzeugt eine zweite Einschaltdauer, die umgekehrt proportional ist zu einer Funktion ersten Grades des Momentanwertes der Eingangsspannung. Es gilt also: T2' = ac· / Vin + d (21) T3 = b / c (22) The third delay generates 90 generates a constant duty cycle T3, whose value corresponds to the offset of the first duty cycle, and the second delay element 50 generates a second duty cycle that is inversely proportional to a first degree function of the instantaneous value of the input voltage. It therefore applies: T2 '= ac · / Vin + d (21) T3 = b / c (22)
Diese beiden Verzögerungsdauern T2', T3 sind in 18 abhängig von der Eingangsspannung Vin aufgetragen.These two delay periods T2 ', T3 are in 18 applied depending on the input voltage Vin.
Das zweite und dritte Verzögerungsglied sind bei dieser Anordnung so aufeinander abgestimmt, dass für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin die kleiner sind als Vin0 die zweite Einschaltdauer T2' größer ist als die dritte Einschaltdauer T3, während für Momentanwerte der Eingangsspannung Vin, die größer sind als Vin0, die dritte Einschaltdauer T3 größer ist, wobei für Vin = Vin0 T2' = T3 gilt. Die gesamte Einschaltdauer Ton lässt sich hierbei wie folgt darstellen: Ton = T1' + T2' = f(S30) – b / c + a / c·Vin + d für Vin ≤ Vin0 (23a) Ton = T1' + T3 = f(S30) – b / c + b / c = f(S30) für Vin > Vin0 (23b) In this arrangement, the second and third delay elements are matched to one another such that for instantaneous values of the input voltage Vin, which are smaller than Vin 0, the second switch-on duration T2 'is greater than the third switch-on duration T3, while for instantaneous values of the input voltage Vin, which are greater than Vin 0 , the third duty cycle T3 is greater, where for Vin = Vin 0 T2 '= T3. The total duty cycle tone can be represented as follows: Ton = T1 '+ T2' = f (S30) - b / c + a / c * Vin + d for Vin ≤ Vin 0 (23a) Ton = T1 '+ T3 = f (S30) - b / c + b / c = f (S30) for Vin> Vin 0 (23b)
Die Anordnung mit dem ersten und zweiten Verzögerungsglied 50, 90 bewirkt bei dieser Anordnung für Vin ≤ Vin0 eine Verzögerung bzw. eine Einschaltdauer, die umgekehrt proportional ist zu einer Funktion ersten Grades der Eingangsspannung und die mit einem konstanten Offset b/c behaftet ist. Für Vin > Vin0 entspricht die Verzögerung dem Offset b/c. Zum Ausgleich dieses Offset ist die durch das erste Verzögerungsglied 41 erzeugte Einschaltdauer um diesen Offset verkürzt.The arrangement with the first and second delay element 50 . 90 in this arrangement, for Vin ≦ Vin 0, causes a delay which is inversely proportional to a first degree function of the input voltage and which has a constant offset b / c. For Vin> Vin 0 , the delay is equal to the offset b / c. To compensate for this offset is the through the first delay element 41 generated duty cycle shortened by this offset.
Insgesamt ergibt sich für Vin > Vin0 eine Einschaltdauer Ton, die eine Funktion des Regelsignals S30 ist und die insbesondere proportional zu dem Regelsignal S30 sein kann. Für Vin ≤ Vin0 weist die Einschaltdauer Ton einen ersten Einschaltdauerabschnitt, der eine Funktion des Regelsignals S30 ist und der insbesondere proportional zu dem Regelsignal S30 sein kann, und einen zweiten Einschaltdauerabschnitt auf, der proportional ist zu einem Quotienten zweier Funktionen ersten Grades der Eingangsspannung. Letzteres folgt für d = 0 unter Berücksichtigung der Gleichung (9) unmittelbar aus Gleichung (23a).Overall, Vin> Vin 0 results in a switch-on duration Ton, which is a function of the control signal S30 and which can in particular be proportional to the control signal S30. For Vin ≦ Vin 0 , the duty cycle Ton has a first duty cycle portion that is a function of the control signal S30, and which may be particularly proportional to the control signal S30, and a second duty cycle portion that is proportional to a quotient of two first order functions of the input voltage. The latter follows for d = 0 taking equation (9) directly from equation (23a).
19 veranschaulicht den Verlauf der Zählerfunktion Z(Vin) für ein weiteres Ausführungsbeispiel. Die Zählerfunktion Z(Vin) weist bei diesem Ausführungsbeispiel zwei linear verlaufende Abschnitte auf, innerhalb derer die Zählerfunktion Z(Vin) mit zunehmender Eingangsspannung Vin absinkt. Eine erste Steigung b gilt hierbei für Eingangsspannungswerte zwischen 0 und einem ersten Schwellenwert Vin1 der Eingangsspannung, eine zweite Steigung b' gilt für Eingangsspannungswerte zwischen dem ersten Schwellenwert Vin1 und einem zweiten Schwellenwert Vin0. Für Eingangsspannungswerte größer als der zweite Schwellenwert Vin0, ist die Zählerfunktion entsprechend dem in 5B dargestellten Beispiel konstant. Für die in 19 abhängig von der Eingangsspannung Vin dargestellte Zählerfunktion Z(Vin) gilt: Z(Vin) = a – b·Vin für 0 ≤ Vin ≤ Vin1 (24a) Z(Vin) = Z1 – b'·Vin für Vin1 < Vin ≤ Vin0 (24b) Z(Vin) = Z0 für Vin > Vin0 (24c) 19 illustrates the course of the counter function Z (Vin) for a further embodiment. The counter function Z (Vin) has in this embodiment, two linearly extending portions within which the counter function Z (Vin) decreases with increasing input voltage Vin. A first slope b applies here to input voltage values between 0 and a first threshold value Vin 1 of the input voltage, a second gradient b 'applies to input voltage values between the first threshold value Vin 1 and a second threshold value Vin 0 . For input voltage values greater than the second threshold Vin 0 , the counter function is the same as in 5B constant example. For the in 19 depending on the input voltage Vin counter function shown Z (Vin) applies: Z (Vin) = a - b · Vin for 0 ≦ Vin ≦ Vin 1 (24a) Z (Vin) = Z 1 -b '* Vin for Vin 1 <Vin ≤ Vin 0 (24b) Z (Vin) = Z 0 for Vin> Vin 0 (24c)
Mit den Funktionen gemäß der Gleichungen (24a) und (24b) umfasst die Zählerfunktion damit zwei Teilfunktionen ersten Grades, von denen eine erste Teilfunktion (24a) für einen ersten Wertebereich, in dem Beispiel von 0 bis zu dem ersten Schwellenwert Vin1, und von denen eine zweite Teilfunktion (24a) für einen zweiten Wertebereich, in dem Beispiel von dem ersten Vin1 bis zu dem zweiten Schwellenwert Vin0, gilt und von denen die zweite Teilfunktion einen im Vergleich zu der ersten Teilfunktion betragsmäßig kleineren Koeffizienten ersten Grades aufweist.With the functions according to Equations (24a) and (24b), the counter function thus comprises two first-order sub-functions, of which a first sub-function (24a) for a first range of values, in the example from 0 to the first threshold Vin 1 , and of a second subfunction (24a) applies to a second value range, in the example from the first Vin 1 to the second threshold value Vin 0 , and of which the second subfunction has a first degree coefficient which is smaller in absolute value than the first subfunction.
Für den ersten Schwellenwert Vin1 der Eingangsspannung Vin nimmt die Zählerfunktion einen ersten Zwischenwert Z1 an, Für Eingangsspannungswerte größer als der zweite Schwellenwert Vin0 ist die Zählerfunktion gemäß Gleichung (24c) konstant. Der Verlauf der Zählerfunktion ist dabei stetig, so dass für den ersten Zwischenwert Z1 und den Wert Z0 gilt: Z1 = a – b·Vin1 (25a) Z0 = Z1 – b'·Vin0 = a – b·Vin1 – e·Vin0 (25b) For the first threshold Vin 1 of the input voltage Vin, the counter function assumes a first intermediate value Z1. For input voltage values greater than the second threshold Vin 0 , the Counter function according to equation (24c) constant. The course of the counter function is continuous, so that for the first intermediate value Z 1 and the value Z 0 : Z 1 = a - b · Vin 1 (25a) Z 0 = Z 1 -b '* Vin 0 = a-b * Vin 1 -e * Vin 0 (25b)
Die erste Steigung b kann zwischen zweimal und viermal so groß sein wie die zweite Steigung b', d. h. b = 2...4·b. Der zweite Schwellenwert Vin0 ist beispielsweise so gewählt, dass er dem Spitzenwert einer maximal zulässigen, bzw. maximal zu erwartenden Eingangs- oder Netzspannung (Vin und Vn in 1) entspricht, für die ein niedriger Klirrfaktor angestrebt wird. Der zweite Schwellenwert Vin0 kann auch der Ausgangsspannung (Vout in 1) der Leistungsfaktorkorrekturschaltung entsprechen oder kann zwischen dem Spitzenwert der maximalen Netzspannung, für die ein niedriger Klirrfaktor angestrebt wird, und der Ausgangsspannung liegen. Der erste Zwischenwert Vin1 liegt beispielsweise zwischen dem 0,3- und 0,7-fachen der Ausgangsspannung, d. h. 0,3·Vout < Vin1 < 0,7 < Vout, und kann insbesondere etwa die Hälfte der Ausgangsspannung Vout betragen, d. h. Vin1 ~ 0,5·Vout.The first slope b can be between twice and four times as large as the second slope b ', ie b = 2 ... 4 · b. By way of example, the second threshold Vin 0 is selected such that it corresponds to the peak value of a maximum permissible or maximum expected input or mains voltage (Vin and Vn in FIG 1 ), for which a low harmonic distortion is sought. The second threshold Vin 0 may also be the output voltage (Vout in 1 ) of the power factor correction circuit or may be between the peak of the maximum mains voltage for which a low harmonic distortion is desired and the output voltage. The first intermediate value Vin 1 is, for example, between 0.3 and 0.7 times the output voltage, ie 0.3 · Vout <Vin 1 <0.7 <Vout, and may in particular be approximately half of the output voltage Vout, ie Vin 1 ~ 0.5 · Vout.
Die der Zählerfunktion Z(Vin) gemäß 19 zugehörige Nennerfunktion entspricht der bisher erläuterten Nennerfunktion N(Vin) und ist daher in Figur nicht nochmals dargestellt.The counter function Z (Vin) according to 19 associated denominator function corresponds to the previously explained denominator function N (Vin) and is therefore not shown again in FIG.
Die Verwendung einer Zählerfunktion gemäß 19 für die Ermittlung des zweiten Einschaltdauerabschnitts bewirkt im Vergleich zu einer Zählerfunktion gemäß 5B eine weitere Verringerung des Klirrfaktors, indem die Einschaltdauer für kleine Momentanwerte der Eingangsspannung, d. h. für Eingangsspannungswerte kleiner als der erste Schwellenwert Vin1 deutlich starker verlängert wird, als für Eingangsspannungswerte des Intervalls [Vin1, Vin0] zwischen dem ersten und zweiten Schwellenwert mit größeren Momentanwerten.The use of a counter function according to 19 for the determination of the second duty cycle section effected in comparison to a counter function according to 5B a further reduction of the harmonic distortion by significantly increasing the duty cycle for small instantaneous values of the input voltage, ie for input voltage values less than the first threshold Vin 1 , than for input voltage values of the interval [Vin 1 , Vin 0 ] between the first and second thresholds with larger ones instantaneous values.
Ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Signalerzeugungsschaltung 50, die einen zweiten Einschaltdauerabschnitt mit einer Zählerfunktion gemäß 19 bewirkt, ist in 20 dargestellt. Die dargestellte Signalerzeugungsschaltung basiert auf der in 10 dargestellten zweiten Signalerzeugungsschaltung, wobei nachfolgend lediglich die Unterschiede zu dieser Schaltung gemäß 10 erläutert werden, um Wiederholungen zu vermeiden.An embodiment of a second signal generating circuit 50 , which has a second duty cycle section with a counter function according to 19 causes is in 20 shown. The illustrated signal generation circuit is based on the in 10 shown second signal generating circuit, wherein hereinafter only the differences from this circuit according to 10 be explained in order to avoid repetition.
Bei der in 10 dargestellten Schaltung bestimmt der Widerstandswert des in Reihe zu der Kapazität 57 geschalteten Widerstands 58 den konstanten Anteil V58 und der Kapazitätswert der Kapazität 57 den zeitlich über der Zeit ansteigenden Anteil V57 der mit der Referenzspannung V59 verglichenen Spannung V57 + V58. Der Gleichanteil V58 und die Steigung des zeitlich veränderlichen Anteils V57 sind dabei proportional zu dem Strom I13 und damit proportional zu dem Momentanwert der Eingangsspannung Vin. Je größer der Widerstandswert des Widerstandes 58 bei einem gegebenen Kapazitätswert der Kapazität 57 ist, um so stärker nimmt die Einschaltdauer des zweiten Einschaltdauerabschnitts mit steigender Eingangsspannung Vin ab, um so steiler ist also der Verlauf der Zählerfunktion Z(Vin).At the in 10 The circuit shown determines the resistance value of the capacitor in series with the capacitor 57 switched resistance 58 the constant part V58 and the capacity value of the capacity 57 the time-increasing proportion V57 of the voltage V57 + V58 compared with the reference voltage V59. The DC component V58 and the slope of the time-varying component V57 are proportional to the current I13 and thus proportional to the instantaneous value of the input voltage Vin. The greater the resistance of the resistor 58 for a given capacity value of the capacity 57 is, the stronger decreases the turn-on of the second duty cycle with increasing input voltage Vin, so the steeper is the course of the counter function Z (Vin).
Bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung 50 sind anstelle des Widerstandes 58 ein erster und ein zweiter Teilwiderstand 58a, 58b vorhanden, die in Reihe zu der Kapazität 57 und parallel zu dem optionalen Schalter 66 geschaltet sind. An einen den beiden Teilwiderständen 58a, 58b gemeinsamen Schaltungsknoten ist eine Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 angeschlossen, die dazu dient, ein elektrisches Potential an diesem Schaltungsknoten bzw. eine Spannung über dem Teilwiderstand 58b auf einen vorgegebenen Wert zu begrenzen. Die Spannungsbegrenzungsschaltung weist in dem dargestellten Beispiel zwei Transistoren 81, 82 auf. Für die nachfolgende Erläuterung wird davon ausgegangen, dass diese beiden Transistoren p-Kanal-MOSFET sind. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass anstelle von MOSFET auch Bipolartransistoren in entsprechender Weise eingesetzt werden könnten.At the in 20 shown signal generating circuit 50 are in place of the resistance 58 a first and a second partial resistance 58a . 58b available in series to the capacity 57 and parallel to the optional switch 66 are switched. To one of the two partial resistors 58a . 58b common circuit node is a voltage limiting circuit 81 - 84 connected, which serves, an electrical potential at this circuit node or a voltage across the partial resistance 58b to limit to a predetermined value. The voltage limiting circuit has two transistors in the illustrated example 81 . 82 on. For the following explanation, it is assumed that these two transistors are p-channel MOSFETs. It should be noted, however, that bipolar transistors could be used in a corresponding manner instead of MOSFET.
Die beiden MOSFET weisen jeweils einen Gate-Anschluss als Steueranschluss und Drain-Source-Strecken als Laststrecken auf. Die beiden Gate-Anschlüsse der MOSFET 81, 82 sind hierbei leitend miteinander verbunden. Die Drain-Source-Strecke eines ersten 81 dieser beiden MOSFET 81, 82 ist parallel zu dem zweiten Teilwiderstand 58b geschaltet. Der zweite 82 der beiden MOSFET 81, 82 ist als Diode verschaltet, indem dessen Gateanschluss mit dessen Drainanschluss kurzgeschlossen ist. Die Laststrecke des zweiten MOSFET 82 ist in Reihe zu einem Widerstand 83 und einer Stromquelle 84 zwischen Klemmen für ein Versorgungspotential und ein Bezugspotential geschaltet. Das Versorgungspotential ist in dem dargestellten Beispiel das durch die Referenzspannungsquelle 59 bereitgestellte Referenzpotential V59. Ein Gatepotential des ersten MOSFET 81 ist bei der dargestellten Spannungsbegrenzungsschaltung bestimmt durch das Gate- und Sourcepotential des zweiten MOSFET 82. Dieses Sourcepotential entspricht in etwa dem Referenzpotential V59 abzüglich einem Spannungsabfall V83 über dem Widerstand 83. Dieser Spannungsabfall ist dabei abhängig vom Widerstandswert des Widerstandes 83 und einem von der Stromquelle 84 gelieferten Strom I84.The two MOSFETs each have a gate terminal as a control terminal and drain-source paths as load paths. The two gate terminals of the mosfet 81 . 82 are conductively connected with each other. The drain-source path of a first 81 this two mosfet 81 . 82 is parallel to the second partial resistance 58b connected. The second 82 the two mosfets 81 . 82 is connected as a diode by its gate terminal is shorted to the drain terminal. The load path of the second MOSFET 82 is in series with a resistor 83 and a power source 84 connected between terminals for a supply potential and a reference potential. The supply potential is in the example shown by the reference voltage source 59 provided reference potential V59. A gate potential of the first MOSFET 81 is determined in the illustrated voltage limiting circuit by the gate and source potential of the second MOSFET 82 , This source potential corresponds approximately to the reference potential V59 minus a voltage drop V83 across the resistor 83 , This voltage drop is dependent on the resistance of the resistor 83 and one from the power source 84 supplied current I84.
Der erste MOSFET 81 sperrt, wenn das elektrische Potential an dessen Source-Anschluss, also das elektrische Potential an dem den beiden Teilwiderständen 58a, 58b gemeinsamen Knoten kleiner ist als das durch die Reihenschaltung mit dem Widerstand 83, dem zweiten Transistor 82 und der Stromquelle 84 bereitgestellte Gatepotential zuzüglich einer Einsatzspannung des ersten MOSFET 81. Übersteigt das elektrische Potential an dem gemeinsamen Schaltungsknoten der Teilwiderstände 58a, 58b das durch die Reihenschaltung mit dem Widerstand 83, dem zweiten Transistor 82 und der Stromquelle 84 bereitgestellte Gatepotential um den Wert der Einsatzspannung des ersten MOSFET 81, so leitet der erste MOSFET 81 und begrenzt das elektrische Potential an diesem Schaltungsknoten auf einen Spannungsbegrenzungswert, der näherungsweise dem Wert der Referenzspannung V59 abzüglich dem Spannungsabfall V83 an dem Widerstand R83 entspricht.The first MOSFET 81 locks when the electrical potential at its source terminal, so the electrical potential at the two partial resistors 58a . 58b common node is smaller than that through the series connection with the resistor 83 , the second transistor 82 and the power source 84 provided gate potential plus a threshold voltage of the first MOSFET 81 , Exceeds the electrical potential at the common circuit node of the partial resistors 58a . 58b that through the series connection with the resistor 83 , the second transistor 82 and the power source 84 provided gate potential by the value of the threshold voltage of the first MOSFET 81 so the first mosfet conducts 81 and limits the electrical potential at this circuit node to a voltage limiting value which approximately corresponds to the value of the reference voltage V59 minus the voltage drop V83 at the resistor R83.
Bedingt durch die Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 besitzt die in 20 dargestellte Signalerzeugungsschaltung 50 zwei unterschiedliche Betriebszustände, einen ersten Betriebszustand, bei dem die Spannungsbegrenzungsschaltung nicht aktiv ist, und einen zweiten Betriebszustand, bei dem die Spannungsbegrenzungsschaltung aktiv ist. In einem ersten Betriebszustand, bei dem bei kleinen Eingangsspannungen Vin der von der Eingangsspannung Vin abhängige Strom I13, und damit der Strom I63, so klein ist dass ein Spannungsabfall V58b über dem zweiten Teilwiderstand kleiner ist als der Spannungsbegrenzungswert, funktioniert die in 20 dargestellte Signalerzeugungsschaltung entsprechend der in 10 dargestellten Signalerzeugungsschaltung. Mit zunehmender Eingangsspannung Vin reduziert sich bei der in 10 dargestellten Signalerzeugungsschaltung der zweite Einschaltdauerabschnitt abhängig von der Eingangsspannung Vin und dem Widerstandswert des Widerstandes 85, und bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung abhängig von der Eingangsspannung Vin und abhängig von der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b. Während dieses Betriebszustandes ist bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung die Steigung der Zählerfunktion Z(Vin) somit abhängig von der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b. Für größere Eingangsspannungen Vin, bei denen der durch den Strom I63 über dem zweiten Teilwiderstand 58b hervorgerufene Spannungsabfall V58b größer ist als der Spannungsbegrenzungswert steigt der Spannungsabfall V58 über den beiden Teilwiderständen nur noch proportional zum Widerstandswert des ersten Teilwiderstandes 58a anstatt proportional zu der Summe der Widerstandswerte der beiden Teilwiderstände 58a, 58b an. Für größere Eingangsspannungen Vin reduziert sich damit die Verkürzung des zweiten Einschaltdauerabschnittes mit zunehmender Eingangsspannung Vin, was einer Verringerung der Steigung der Zählerfunktion entspricht.Due to the voltage limiting circuit 81 - 84 owns the in 20 illustrated signal generating circuit 50 two different operating states, a first operating state in which the voltage limiting circuit is not active, and a second operating state in which the voltage limiting circuit is active. In a first operating state in which, at low input voltages Vin, the current I13 dependent on the input voltage Vin, and thus the current I63, is so small that a voltage drop V58b across the second partial resistance is smaller than the voltage limiting value, the function in FIG 20 illustrated signal generating circuit according to the in 10 shown signal generating circuit. With increasing input voltage Vin reduces at the in 10 The signal generating circuit shown, the second duty cycle depending on the input voltage Vin and the resistance value of the resistor 85 , and at the in 20 shown signal generating circuit depending on the input voltage Vin and dependent on the sum of the two partial resistors 58a . 58b , During this operating state is in the in 20 represented signal generation circuit, the slope of the counter function Z (Vin) thus dependent on the sum of the two partial resistors 58a . 58b , For larger input voltages Vin, the current through the I63 over the second partial resistance 58b caused voltage drop V58b is greater than the voltage limiting value, the voltage drop V58 across the two partial resistors only increases in proportion to the resistance value of the first partial resistance 58a instead of being proportional to the sum of the resistance values of the two partial resistors 58a . 58b at. For larger input voltages Vin thus reduces the shortening of the second duty cycle portion with increasing input voltage Vin, which corresponds to a reduction in the slope of the counter function.
Der in 19 dargestellte erste Schwellenwert Vin1, bei dem die Steigung der Zählerfunktion abflacht ist bei der in 20 dargestellten Signalerzeugungsschaltung über die Spannungsbegrenzungsschaltung 81–84 einstellbar. Vin1 entspricht dabei dem Wert der Eingangsspannung Vin, bei dem der Spannungsabfall über den zweiten Teilwiderständen 58b dem Spannungsbegrenzungswert entspricht. Die Steilheit der Zählerfunktion ist über die Widerstandswerte der beiden Teilwiderstände 58a, 58b einstellbar. Die größere Steilheit im ersten Intervall [0, Vinl] ergibt sich hierbei aus der Summe der beiden Teilwiderstände 58a, 58b. Die kleinere Steigung im zweiten Intervall [Vin1, Vin0] ergibt sich aus dem Widerstandswert des zweiten Teilwiderstandes 58b.The in 19 shown first threshold Vin 1 , in which the slope of the counter function is flattened at the in 20 shown signal generating circuit via the voltage limiting circuit 81 - 84 adjustable. Vin 1 corresponds to the value of the input voltage Vin, in which the voltage drop across the second partial resistors 58b corresponds to the voltage limiting value. The steepness of the counter function is above the resistance values of the two partial resistors 58a . 58b adjustable. The greater steepness in the first interval [0, Vin l ] results here from the sum of the two partial resistances 58a . 58b , The smaller slope in the second interval [Vin 1 , Vin 0 ] results from the resistance value of the second partial resistance 58b ,
