DE10226619A1

DE10226619A1 - Rauschthermometer, Kalibrier-Thermometersystem, Thermometersystem und Sensor-Anordnung

Info

Publication number: DE10226619A1
Application number: DE2002126619
Authority: DE
Inventors: Ralf Dr. Brederlow; Roland Dr. Thewes; Jens Sauerbrey
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2002-06-14
Filing date: 2002-06-14
Publication date: 2004-01-15

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Rauschthermometer, ein Kalibrier-Thermometersystem, ein Thermometersystem und eine Sensor-Anordnung. Das Rauschthermometer enthält ein RC-Glied mit einem ohmschen Widerstand und einer Kapazität. Ferner hat das Rauschthermometer eine elektrische Ladungsquelle zum Bereitstellen von elektrischen Ladungsträgern zum Aufladen der Kapazität und eine Erfassungseinheit zum Erfassen des Werts eines temperaturabhängigen elektrischen Parameters des RC-Glieds. Das Rauschthermometer weist darüber hinaus eine mit der Erfassungseinheit gekoppelte Ermittlungseinheit zum Ermitteln der Temperatur des RC-Glieds aus dem Wert des erfassten Parameters auf und weist ein Schalter-Element auf, mittels dem die Kapazität selektiv mit der Ladungsquelle oder mit der Erfassungseinheit koppelbar ist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Rauschthermometer, ein Kalibrier-Thermometersystem, ein Thermometersystem und eine Sensor-Anordnung.

Aufgrund von statistischen Schwankungen von elektronischen Größen weist jedes elektronische Bauelemente elektronisches Rauschen auf. Im thermischen Gleichgewicht erzeugen statistische Schwankungen der Ladungsträger-Verteilung in einem elektrischen Leiter thermisches Rauschen. Fließt in einem System ein elektrischer Strom (insbesondere einer sehr kleinen Amplitude), so tritt das sogenannte Schrotrauschen auf. Ein weiteres Rausch-Phänomen ist das sogenannte 1/f-Rauschen (auch Flickerrauschen genannt), womit bei Halbleitern auftretendes Rauschen bezeichnet wird, bei dem die Rauschleistung pro Frequenzintervall annähernd proportional zu 1/f ist, wobei f die Frequenz ist.

Ursache des thermischen Rauschens sind thermisch bedingte statistische Schwankungen der Ladungsträger-Verteilung in einem elektrischen Leiter. Diese Schwankungen erzeugen an den Enden eines Leiters eine mittlere Rauschspannung V_R <VR 2> = 4 kB T R Δf (1)

Dabei ist k_B die Bolzmann-Konstante, T die absolute Temperatur in Kelvin, R der ohmsche Widerstand des Leiters und Δf die Frequenz-Bandbreite.

Gemäß [1] wird ein Rauschthermometer verwendet, bei dem eine Temperatur aus der thermischen Rauschleistung eines ohmschen Widerstands mittels einer Rauschspannungs- und Widerstands-Messung ermittelt wird. Das Sensorsignal ist im Gegensatz zu üblichen Thermometern, wie z.B. Thermoelementen, unabhängig vom Material des Sensors.

Bei einer Vielzahl von Analysen und Messverfahren (z.B. Höhenmessung, chemische Reaktionen, u.a.) wird für eine ausreichend gute Auflösung des zu analysierenden oder zu messenden Phänomens eine Information hinsichtlich der Umgebungs- bzw. Reaktionstemperatur während einer Messung benötigt. Bei vielen dieser Messverfahren ist es wichtig, Temperatureinflüsse zu berücksichtigen bzw. zu kompensieren. Dazu muss in vielen Fällen die Temperatur stabilisiert werden, was ein präzises Erfassen der Temperatur erfordert. Zur Temperatur-Stabilisierung wird ferner ein empfindliches Kühl- und Heizelement sowie eine häufig aufwändige Regelungstechnik benötigt.

Es ist schwierig, einen Temperatur-Sensor zum Erfassen der absoluten Temperatur zu entwickeln, der ohne eine vorherige Kalibrierung funktioniert. Eine Temperatur-Kalibrierung ist jedoch bei einem Massenprodukt ein wesentlicher Kostenfaktor.

Häufig wird zum Erfassen der Temperatur eine Leitfähigkeitsänderung eines temperaturempfindlichen Bauelements verwendet. Als ein solches Bauelement wird beispielsweise ein metallischer Widerstand oder ein Halbleiterwiderstand, ein pn-Übergang, eine Schottky-Barriere oder ein Bipolar-Transistor verwendet (vgl. [2], [3]). Da die Leitfähigkeits-Temperatur-Kurve solcher Bauelemente bzw. Schichten keine absolute Größe ist, sondern von den Herstellungstoleranzen des Bauelements bzw. den Schichten-Eigenschaften abhängt, ist eine Kalibrierungsroutine für eine ausreichend genaue Temperaturerfassung an jedem einzelnen Sensor erforderlich. Dies wird häufig realisiert, indem mit dem Sensor vorgebbare Temperaturzyklen durchfahren werden und die dabei erfassten Leitfähigkeits- bzw. Stromwerte abgespeichert werden. Diese Werte können später mit gemessenen Werten verglichen werden, um die Temperatur zu ermitteln.

In integrierten Schaltkreisen kann die Information in einem nichtflüchtigen Speicher wie z.B. einem Flash-Speicher, einem EEPROM ("electrically erasable and programmable read only memory") oder einem OTP ("one-time programmable") gespeichert werden und der Vergleich direkt auf dem Chip vorgenommen werden. Im Falle einer hochintegrierten Lösung kann die Information hinsichtlich der Temperatur, die der Sensor während der Messung und Analyse ausgibt, entweder zur Temperaturregelung und Stabilisierung der Messung oder als zusätzliche Information für die Messung verwendet werden, die separat an einen Benutzer ausgegeben wird.

Aus [4] ist bekannt, das thermische Rauschen eines SQUIDs ("superconducting quantum interference device") zum Erfassen tiefer Temperaturen zu verwenden.

Allerdings sind die aus dem Stand der Technik bekannten Möglichkeiten zum Erfassen einer Temperatur für viele industrielle Anwendungen, insbesondere für Massenprodukte, bei denen kostengünstige und dennoch genaue Temperaturmessungen erforderlich sind, nicht geeignet.

Der Erfindung liegt das Problem zugrunde, ein über einen großen Temperaturbereich und ohne aufwändige Kalibrierung betreibbares Thermometer bereitzustellen, das fehlerrobust arbeitet und mit geringem Aufwand herstellbar ist.

Das Problem wird durch Rauschthermometer, ein Kalibrier-Thermometersystem, ein Thermometersystem und eine Sensor-Anordnung mit den Merkmalen gemäß den unabhängigen Patentansprüchen gelöst.

Erfindungsgemäß ist ein Rauschthermometer mit einem RC-Glied bereitgestellt, welches einem ohmschen Widerstand R und eine Kapazität C aufweist. Ferner hat das Rauschthermometer eine elektrische Ladungsquelle zum Bereitstellen von elektrischen Ladungsträgern zum Aufladen der Kapazität sowie eine Erfassungseinheit zum Erfassen des Werts eines temperaturabhängigen elektrischen Parameters des RC-Glieds. Darüber hinaus hat das Rauschthermometer der Erfindung eine mit der Erfassungseinheit gekoppelte Ermittlungseinheit zum Ermitteln der Temperatur des RC-Glieds aus dem Wert des erfassten Parameters. Ferner weist das Rauschthermometer ein Schalt-Element auf, mittels dem die Kapazität selektiv mit der Ladungsquelle oder mit der Erfassungseinheit koppelbar ist.

Darüber hinaus ist erfindungsgemäß ein Kalibrier-Thermometersystem mit einem Rauschthermometer mit den beschriebenen Merkmalen bereitgestellt. Ferner hat das Kalibrier-Thermometersystem ein anderes Thermometer, das mit dem Rauschthermometer gekoppelt ist, wobei das Kalibrier-Thermometersystem derart eingerichtet ist, dass mittels des Rauschthermometers das andere Thermometer kalibrierbar ist.

Ferner ist erfindungsgemäß ein Thermometersystem mit einem Rauschthermometer mit den oben beschriebenen Merkmalen beschrieben. Ferner weist das Thermometersystem ein anderes Thermometer auf, wobei das Rauschthermometer ein von dem Zeitverhalten des anderen Thermometers unterschiedliches Zeitverhalten aufweist. Somit sind die Vorzüge eines Rauschthermometers, zwar langsam aber genau eine absolute Temperatur zu erfassen, mit denen eines eine Temperatur in kurzer Zeit erfassenden anderen Thermometers kombiniert.

Eine erfindungsgemäße Sensor-Anordnung zum Ermitteln des Werts eines Sensor-Parameters hat ein Rauschthermometer mit den oben beschriebenen Merkmalen zum Erfassen des Werts einer Temperatur der Sensor-Anordnung. Darüber hinaus hat die Sensor-Anordnung ein Sensor-Element zum Erfassen des Werts eines Mess-Parameters und eine Auswerteeinheit zum Ermitteln des Werts des Sensor-Parameters basierend auf dem Wert der Temperatur und dem Wert des Mess-Parameters.

Erfindungsgemäß ist eine Möglichkeit geschaffen, wie eine Messung einer Temperatur oder einer temperaturabhängigen Größe robust und billig in einer Umgebung mit einer stark schwankenden Temperatur durchgeführt werden kann, ohne dass die Temperatur allzu genau geregelt werden muss.

Eine Grundidee der Erfindung besteht darin, dass ein Rauschthermometer mit einem RC-Glied betrieben wird. Die Verwendung eines RC-Glieds hat anschaulich die Wirkung, dass die Rauschspannung aus Gleichung (1) unabhängig von dem Wert des ohmschen Widerstands R wird. Dies ist anschaulich dadurch zu erklären, dass das RC-Glied des erfindungsgemäßen Rauschthermometers die Funktionalität eines Tiefpasses erfüllt mit einer Grenzfrequenz, die proportional zum reziproken Produkt RC aus dem Wert des ohmschen Widerstandes R und dem Wert der Kapazität C ist. Wie aus Gleichung (1) ersichtlich, ist die Rauschspannung linear proportional zu dem Wert des ohmschen Widerstandes R, so dass das bei einem RC-Glied eines Rauschthermometers erhaltene Rauschsignal sowohl proportional zu R als auch proportional zu 1/(RC) ist, und somit effektiv unabhängig vom Wert des ohmschen Widerstands R. Anschaulich fungiert das RC-Glied sowohl als rauschendes Bauelement und als Tiefpass, so dass das Rauschspannungs-Signal k_BT/C wird, wobei k_B die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur und C der Wert der Kapazität ist. Daher ist bei Kenntnis des Werts der Kapazität C das erfindungsgemäße Rauschthermometer ohne Widerstands-Kalibrierung betreibbar, da der Wert des ohmschen Widerstandes bei der Verwendung eines RC-Glieds in einem Rauschthermometer in die Rauschspannung nicht eingeht. Dies ist vorteilhaft, da der Wert des ohmschen Widerstandes aufgrund von Parameterschwankungen beim Herstellungsprozess und aufgrund schwer erfassbarer Beiträge des ohmschen Widerstandes (beispielsweise von Zuleitungen) oft nicht genau bekannt oder nur mit hohem Aufwand ermittelbar ist. Dagegen ist eine Kapazität (auch CMOS kompatibel) mit vertretbarem Aufwand herstellbar, und deren Wert ist über eine einfache Strom- und Frequenzreferenz (beispielsweise Bandgap- und Quarzoszillator) mit geringem Aufwand ermittelbar. Da die thermische Rauschleistung eines RC-Bauelements eine Funktion der Temperatur ist, ist es daher möglich, über eine Rauschleistungsmessung bei Kenntnis des Werts der Kapazität die Temperatur unmittelbar zu ermitteln. Auf eine aufwendige Kalibrierung eines erfindungsgemäßen Rauschthermometers kann verzichtet werden.

Thermisches weißes Rauschen gemäß Gleichung (1) ist auch in jedem RC-System vorhanden. In einem RC-Glied ist allerdings zusätzlich zu beachten, dass das rauschende RC-Glied zusätzlich einen Tiefpass bildet. Wie aus [5] bekannt, lässt sich für ein RC-Glied Gleichung (1) umformen zu Vout 2 = kB T/C (2)

Aus Gleichung (2) ist ersichtlich, dass die thermische Rauschleistung V_out an einem RC-Glied von dem Wert des ohmschen Widerstands R unabhängig ist und neben dem Wert der Kapazität C nur noch von der Temperatur T abhängt. Erfindungsgemäß wird dieser Effekt ausgenützt, um bei einem Rauschthermometer ein Kalibrieren zum Ermitteln des Werts von R entbehrlich zu machen.

Bei dem erfindungsgemäßen Kalibrier-Thermometersystem wird ein erfindungsgemäßes Rauschthermometer insbesondere dazu verwendet, ein anderes, herkömmliches Thermometer, das mit dem Rauschthermometer gekoppelt ist, zu kalibrieren. Als anderes Thermometer, insbesondere für eine schnelle Erfassung der Temperatur nach Kalibrierung mittels des Rauschthermometers, kann beispielsweise das in [2] oder [3] beschriebene Thermometer verwendet werden. Aus [2] ist ein CMOS-Temperatur-Sensor bekannt, in [3] ist eine MOS- Tunneldiode als Temperatur-Sensor "On-Chip" offenbart. Ein aufwendiges Kalibrieren, wie bei einem herkömmlichen Temperatur-Sensor unter Verwendung von Temperaturzyklen, ist überflüssig. Besonders vorteilhaft ist dieses Vorgehen im Fall von in kurzen Zeitabständen erforderlichen Temperaturmessungen, wie sie zum Beispiel bei Anwendungen mit der Notwendigkeit zu einer genauen Temperaturregelung auftreten. Diese können mit Hilfe des Rauschthermometers nicht in jedem Fall mit ausreichend großer Präzision durchgeführt werden, da die Genauigkeit einer aus dem aus der Rauschleistung bestimmten Temperatur proportional zum Quadrat der Messzeit ist. Für das andere Thermometer reicht es jedoch aus, wenn die freien Parameter einer Temperaturkennlinie ungefähr bekannt sind, da er durch die vom Rauschthermometer vorgegebene Temperatur kalibriert wird und deswegen nur die Differenzen der gemessenen Sensorgröße zu dem Wert der Sensorgröße bei einem Referenz-Temperaturwert von Bedeutung sind.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Rauschthermometer gemeinsam mit einem anderen Thermometer gekoppelt, wodurch ein Thermometersystem gebildet wird, wobei das Rauschthermometer und das andere Thermometer ein unterschiedliches Zeitverhalten aufweisen. Da die mit einem Rauschthermometer erreichbare Messgenauigkeit quadratisch von der Messzeit abhängt, ist ein Rauschthermometer zwar ein hochgenaues Thermometer, das aber eine relativ geringe Messgeschwindigkeit aufweist. Kombiniert man dieses Rauschthermometer mit einem anderen Thermometer, das mit einer sehr guten Zeitauflösung eine weniger genaue Temperaturmessung ermöglicht, so kann durch Kombination der beiden Thermometer flexibel auf die Bedürfnisse des Einzelfalls reagiert werden und je nach aktuellen Anforderungen eine hohe Zeitauflösung bzw. eine hohe Messwertgenauigkeit erreicht werden.

Bei der erfindungsgemäßen Sensor-Anordnung wird ein Rauschthermometer gemeinsam mit einem Sensor-Element betrieben. Soll beispielweise ein Sensor-Parameter erfasst werden, der neben der Temperatur von einem (oder mehreren) weiteren Mess-Parameter(n) abhängt, so kann mittels des Rauschthermometers die Temperatur erfasst werden und mittels des Sensor-Elements der Wert des Mess-Parameters erfasst werden. Eine Auswerteeinheit kann aus den beiden erfassten Werten gemeinsam den Wert des Sensor-Parameters ermitteln. Als Beispiel sei ein DNA-Sensor zum Ermitteln einer DNA-Konzentration genannt, bei der eine erfasste Amplitude eines elektrischen Signals neben der Konzentration der DNA auch von der Umgebungstemperatur abhängig ist (da die Geschwindigkeit einer Hybridisierungs-Reaktion zwischen Fängermolekülen und DNA-Molekülen von der Temperatur abhängt). Hier kann ein Sensor zum Erfassen des Wertes der Sensor-Amplitude mit einem Rauschthermometer zum Erfassen der Temperatur kombiniert werden, um gemeinsam den Wert der gegenwärtigen Konzentration von DNA in einem Analyten zu bestimmen.

Mit anderen Worten können die Schwierigkeiten, die sich ergeben, wenn eine hohe Temperaturstabilität bzw. eine genaue Kenntnis der Temperatur während einer Messung oder Analyse erforderlich ist, unter Verwendung der erfindungsgemäßen Sensor-Anordnung kostengünstig gelöst werden, insbesondere wenn folgende Bedingungen erfüllt sind. Das Temperaturverhalten der zu messenden Größe sollte bekannt sein, beispielsweise in der Form von Temperaturkennlinien. Der Temperaturverlauf während einer Messung sollte bekannt sein bzw. mit dem erfindungsgemäßen Rauschthermometer ermittelbar sein. Ferner sollte das zur Analyse verwendete System einen Speicher (z.B. einen nichtflüchtigen Halbleiterspeicher) zum Speichern der Temperaturkennlinien sowie eine ausreichend gute Rechenleistung (beispielsweise einen Mikroprozessor oder eine programmierte Logik) aufweisen. In diesem Szenario kann das Temperaturverhalten der zu erfassenden Größen im nichtflüchtigen Speicher gespeichert werden. Die momentan von dem Rauschthermometer gemessene Temperatur und die von dem Sensor-Element gemessene Größe haben eine eindeutige Abbildung auf die gesuchte Größe bei der Zieltemperatur. Daher kann der Wert der zu ermittelnden Größe mittels der vorhandenen Rechenleistung aus dem Wert der Temperatur und dem Wert des Sensor-Parameters ermittelt werden.

Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

Das Rauschthermometer der Erfindung kann als integrierter Schaltkreis, insbesondere CMOS-kompatibel eingerichtet sein.

Da das erfindungsgemäße Rauschthermometer gut geeignet zum Integrieren in einen Schaltkreis ist, und insbesondere miniaturisiert ausbildbar ist, ist es geeignet, als Temperatur-Sensor mit hoher Genauigkeit eine lokale Temperatur zu ermitteln.

Das erfindungsgemäße Rauschthermometer kann in Switched-Capacitor-Schaltungstechnik eingerichtet sein.

Das Schalter-Element des Rauschthermometers kann insbesondere zwei im Wesentlichen gegenphasig getaktete Feldeffekt-Transistoren aufweisen, mittels derer die Kapazität selektiv mit der Ladungsquelle oder mit der Erfassungseinheit koppelbar ist.

Der ohmsche Widerstand des Rauschthermometers kann im Wesentlichen mittels des ohmschen Widerstandes eines leitenden Feldeffekt-Transistors bzw. mehrerer leitender Feldeffekt-Transistoren gebildet werden. Auch kann zum ohmschen Widerstand des Rauschthermometers der ohmsche Widerstand der Zuleitungen beitragen.

Die Erfassungseinheit weist vorzugsweise einen Analog-Digital-Wandler auf, der derart eingerichtet ist, dass er ein analoges Signal des RC-Glieds in ein digitales Signal umwandelt.

Bei dem Rauschthermometer kann die Kapazität in dem Analog-Digital-Wandler enthalten sein.

Der Analog-Digital-Wandler weist vorzugsweise einen Sigma-Delta-Modulator auf.

Bei dem Rauschthermometer ist die Ermittlungseinheit vorzugsweise derart eingerichtet, dass sie den Wert des elektrischen Parameters zu mindestens drei unterschiedlichen Zeitpunkten ermittelt und aus den ermittelten Werten die Temperatur ermittelt. Weiter vorzugsweise ermittelt die Ermittlungseinheit den Wert des elektrischen Parameters zu typischerweise tausend unterschiedlichen Zeitpunkten, da die Messgenauigkeit umso höher ist, je höher die Anzahl der Zeitpunkte ist, zu denen ein elektrischer Parameter (z.B. eine Rauschspannung) erfasst wird. Anschaulich ist die mittlere Abweichung zwischen den erfassten Rauschleistungen zu unterschiedlichen Zeitpunkten (z.B. die Standard-Abweichung) ein charakteristisches Maß für die Stärke des thermischen Rauschens und daher ein Maß für die zu ermittelnde Temperatur.

Die Ermittlungseinheit ist vorzugsweise ferner derart eingerichtet, dass sie den Wert der Standardabweichung des Werts des elektrischen Parameters zu den mindestens drei unterschiedlichen Zeitpunkten ermittelt und basierend auf der Standardabweichung den Wert der Temperatur ermittelt. Die Standardabweichung ist eine geeignete statistische Größe, um den Wert einer Rauschspannung zu charakterisieren.

Ferner kann das Rauschthermometer ein Frequenzfilter aufweisen, das derart eingerichtet ist, dass es Komponenten eines dem elektronischen Parameter zugehörigen elektrischen Signals herausfiltert, welche Komponenten elektromagnetische Frequenzen unterhalb einer vorgebbaren Grenzfrequenz aufweisen.

Insbesondere das dem thermische Rauschen überlagerte 1/f-Rauschen kann bei geringen Frequenzen dominant sein und ist zum Erreichen einer verbesserten Messgenauigkeit unter Verwendung eines erfindungsgemäßen Frequenzfilters eliminierbar.

Der elektrische Parameter kann eine elektrische Spannung, ein elektrischer Strom, eine elektrische Leistung oder eine elektrische Ladung sein, die für das thermische Rauschen charakteristisch ist.

Im Weiteren wird das erfindungsgemäße Thermometersystem, das ein erfindungsgemäßes Rauschthermometer aufweist, näher beschrieben. Ausgestaltungen des Rauschthermometers gelten auch für das Thermometersystem bzw. für das Kalibrier-Thermometersystem.

Das Rauschthermometer des Thermometersystems kann eine von der Messgenauigkeit des anderen Thermometers unterschiedliche, vorzugsweise bessere, Messgenauigkeit aufweisen.

Im Weiteren wird die erfindungsgemäße Sensor-Anordnung, die ein erfindungsgemäßes Rauschthermometer aufweist, näher beschrieben. Ausgestaltungen des Rauschthermometers gelten auch für die Sensor-Anordnung.

Vorzugsweise hat die Sensor-Anordnung eine mit der Auswerteeinheit gekoppelte Speicher-Einrichtung, in der Information hinsichtlich der Abhängigkeit des Werts des Sensor-Parameters von der Temperatur und/oder von dem Mess-Parameter speicherbar ist.

Die Information kann mindestens eine Temperaturkennlinie enthalten.

Die Auswerteeinheit kann insbesondere einen Mikroprozessor und/oder einen programmierbaren Logik-Schaltkreis aufweisen oder ein beliebiges anderes Element, das eine ausreichend hohe Rechenleistung aufweist.

Vorzugsweise kann die Sensor-Anordnung als Biosensor-Anordnung, weiter vorzugsweise als DNA-Biosensor-Anordnung, eingerichtet sein.

Zusammenfassend kann das erfindungsgemäße Rauschthermometer zum Bestimmen der Temperatur über eine Rauschleistungs-Messung verwendet werden und als integrierter Temperatur-Sensor verwendet werden. Das Rauschthermometer kann mit hoher Empfindlichkeit ohne externe Kalibrierung oder alternativ mit noch höherer Genauigkeit mit einer externen Kalibrierung bei nur einer Temperatur betrieben werden. In beiden Fällen wird ein außerordentlich hoher Temperatur-Einsatzbereich zwischen annähernd OK und dem oberen Einsatzbereich der verwendeten Materialien (bei Silizium-Technologie ungefähr 500K) erreicht. Ferner ist aufgrund der Verwendung eines RC-Glieds die bei einem herkömmlichen Rauschthermometer erforderliche Kenntnis des Werts des ohmschen Widerstands entbehrlich. Dadurch beeinflussen nur Prozessschwankungen in der Fertigung der verwendeten Kapazität die Funktionalität des Rauschthermometers, simultan ist eine aufwändige Nachkalibrierung vermieden.

Ferner ist erfindungsgemäß die Möglichkeit einer temperaturabhängigen Datenverarbeitung anstelle einer aufwändigen Temperaturstabilisierung ermöglicht, welche Stabilisierung gemäß dem Stand der Technik ein eigenes Regelungselement erfordert.

Ausführungsbeispiele sind in den Figuren dargestellt und werden im Weiteren näher erläutert.
Es zeigen:
1 ein Rauschthermometer gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
2 ein Rauschthermometer gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
3 eine Erfassungs-Ermittlungs-Einheit, wie sie bei dem in 2 gezeigten Rauschthermometer verwendet werden kann,
4 einen Modulator-Schaltkreis eines Rauschthermometers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
5A eine Sensor-Anordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
5B ein Diagramm, das Temperaturkennlinien der in 5A gezeigten Sensor-Anordnung zeigt,
6 ein anderes Ausführungsbeispiel eines Rauschthermometers,
7 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Rauschthermometers.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf l ein Rauschthermometer 100 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Das Rauschthermometer 100 enthält ein RC-Glied 103, gebildet aus einem ohmschen Widerstand 101 und einer Kapazität 102.
Ferner enthält das Rauschthermometer 100 eine Stromquelle 104 als elektrische Ladungsquelle zum Bereitstellen von elektrischen Ladungsträgern zum Aufladen der Kapazität 102. Ferner ist eine Erfassungseinheit 105 vorgesehen zum Erfassen des Werts einer elektrischen Rauschspannung des RC-Glieds 103. Mittels einer mit der Erfassungseinheit 105 gekoppelten Ermittlungseinheit 106 ist die Temperatur des RC-Glieds 103 aus dem Wert der Rauschspannung unter Verwendung von Gleichung (2) ermittelbar. Ferner ist ein Schalter-Element 107 vorgesehen, mittels dem die Kapazität 102 selektiv mit der Stromquelle 104 oder mit der Erfassungseinheit 105 koppelbar ist.
Gemäß der in 1 gezeigten Schalterstellung des Schalter-Elements 107 ist die Kapazität 102 sowie der Widerstand 101 mit der Stromquelle 104 gekoppelt, so dass in dem gemäß 1 gezeigten Betriebszustand die Kapazität 102 mit elektrischer Ladung aufgeladen wird.
Ist die Kapazität 102 auf eine vorgegebene Spannung aufgeladen, so kann das Schalter-Element 107 in die in 1 nicht gezeigte andere Schalterstellung umgelegt werden, wodurch das RC-Glied 103 mit der Erfassungseinheit 105 gekoppelt (z.B. entladen) wird. Mittels der Erfassungseinheit 105 kann eine Rauschspannung ermittelt werden.
Das Procedere des Aufladens/Entladens wird gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel zehnmal wiederholt, so dass die Erfasseinheit 105 zehn unterschiedliche Werte für die Rauschspannung des RC-Glieds 103, insbesondere des ohmschen Widerstands 101 ermittelt. Der Wert der Rauschspannung variiert zwischen unterschiedlichen Messdurchläufen, da thermisches Rauschen ein statistischer Effekt ist.
Die ermittelten Werte werden der Erfassungseinheit 106 bereitgestellt, die gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel einen Mittelwert und eine Standardabweichung der Rauschleistung ermittelt und daraus eine Temperatur des RC-Glieds ermittelt.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf 2 ein Rauschthermometer 200 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, eingerichtet in Switched-Capacitor-Schaltungstechnik, beschrieben. Gleiche oder ähnliche Elemente des Rauschthermometers 200 sind mit gleichen Bezugsziffern wie im Falle des Rauschthermometers 100 versehen.
Bei dem Rauschthermometer 200 wird das RC-Glied gebildet aus der Kapazität 102 und dem ohmschen Widerstand des Schalter-Elements 107. Das Schalter-Element 107 ist mittels zweier Feldeffekt-Transistoren 201, 202 realisiert, wobei an dem Gate-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 201 ein Clock-Signal CLK angelegt ist, wohingegen an den Gate-Anschluss des zweiten Feldeffekt-Transistors 202 ein zu dem Clock-Signal CLK inverses Clock-Signal CLK angelegt ist. Entsprechend dem aktuellen Wert des Clock-Signals ist die Kapazität 102 mit der Stromquelle 104 oder mit einem Analog-Digital-Wandler 203 als Erfassungseinheit gekoppelt. Ferner ist ein optionaler dritter Feldeffekt-Transistor 204 vorgesehen, mittels dem die Kapazität 102 mit dem Schalter-Element 107 koppelbar bzw. entkoppelbar ist. Die Ermittlungseinheit 106 weist einen ersten Rechenblock 205, einen zweiten Rechenblock 206, ein Subtrahierglied 207, ein digitales Filter 208 und eine Temperatur-Ermittlungseinheit 209 auf.
Ein erster Anschluss der Stromquelle 104 ist auf Massepotential 108, wohingegen ein zweiter Anschluss der Stromquelle 104 mit einen ersten Source-/Drain-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 201 gekoppelt ist. An den Gate-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 201 ist das Taktsignal CLK angelegt. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 201 ist mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss des dritten Feldeffekt-Transistors 204 gekoppelt, dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit einem ersten Anschluss der Kapazität 102 gekoppelt ist. Ein zweiter Anschluss der Kapazität 102 ist auf elektrischem Massepotential 108. Ferner ist ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 201 mit dem einem ersten Source-/Drain-Anschluss des zweiten Feldeffekt-Transistors 202 gekoppelt, an dessen Gate-Anschluss das inverse Taktsignal CLK angelegt ist. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des zweiten Feldeffekt-Transistors 202 ist mit einem Eingang des Analog-Digital-Wandlers 303 gekoppelt, dessen Ausgänge jeweils mit einem Eingang des ersten Rechenblocks 205 und des zweiten Rechenblocks 206 gekoppelt ist. Ein Ausgang des ersten Rechenblocks 205 ist mit einem Eingang des Subtrahierglieds 207 gekoppelt, und ein Ausgang des zweiten Rechenblocks 206 ist mit einem anderen Eingang des Subtrahierglieds 207 gekoppelt. An einem Ausgang des Subtrahierglieds 207 ist die Differenz zwischen den an den beiden Eingängen bereitgestellten Signalen bereitgestellt. Der Ausgang des Subtrahierglieds 207 ist mit dem Eingang eines digitalen Filters 208 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Eingang der Temperatur-Ermittlungseinheit 209 gekoppelt ist, an deren Ausgang der Wert der Temperatur bereitgestellt ist.
Es ist anzumerken, dass anstelle der Verwendung einer Stromquelle 104 auch eine Spannungsquelle verwendet werden kann.
Der Analog-Digital-Wandler (ADC) 203 kann ausgestaltet sein wie die bezugnehmend auf 3 beschriebenen Analog-Digital-Wandler oder kann zum Beispiel ein 10-Bit-ADC oder ein 12-Bit-ADC sein. Der erste Rechenblock 205 ist derart eingerichtet, dass er an den Eingängen des ersten Rechenblocks 205 bereitgestellte Signale u_i summiert, das Ergebnis quadriert und auf N normiert (N: Anzahl der nacheinander durchgeführten Messungen), wodurch ein erstes Ergebnis s₁ erhalten wird:
Dagegen ist der zweite Rechenblock 206 derart eingerichtet, dass er die an Eingängen des zweiten Rechenblocks 206 bereitgestellte Signale u_i quadriert, diese Quadrate aufsummiert und auf N normiert, wodurch ein zweites Ergebnis s₂ erhalten wird:
In dem Subtrahierglied 207 wird die Differenz s₃ zwischen dem Ergebnis s₁ des Rechenblocks 205 und dem Ergebnis s₂ des Rechenblocks 206 gebildet: s3 = s2 – s1 (5)
Die Temperatur-Ermittlungseinheit 209 ist derart eingerichtet, dass sie aus dem Wert der Standardabweichung √s₃ unter Verwendung von Gleichung (2) die Temperatur des RC-Glieds ermittelt.
Das thermische Rauschen einer Switched-Capacitor-Schaltung, wie der in 2 gezeigten, ist durch die Größe k_BT/C gegeben (vgl. Gleichung (2)). Bei geeigneter Dimensionierung und Auswahl der Bauelemente der Schaltung hängt das Rauschen nur von der Temperatur T und der Kapazität C des geschalteten Kondensators 102 ab. Daher lässt sich die Temperatur mit einer absoluten Genauigkeit feststellen, die durch die Herstellungstoleranz der verwendeten Kapazität gegeben ist. Kann diese Herstellungstoleranz nicht ausreichend klein gemacht werden, kann die Kapazität C auch über eine Spannungs- und Frequenz-Referenzmessung (beispielsweise Bandgap zum Ermitteln einer Referenz-Spannung U und Quarzoszillator zum Ermitteln einer Referenz-Frequenz f, wobei C=I/Uf, mit dem Strom I über denselben A/D-Wandler) ausgemessen werden.
Mittels des Analog-Digital-Wandlers 203 wird das k_BT/C-Rauschen in einen digitalen Code umgewandelt. Hierzu wird zunächst die Kapazität 102 in einem Zustand des Taktsignals CLK aufgeladen, bei dem der erste Feldeffekt-Transistor 201 leitet und der zweite Feldeffekt-Transistor sperrt. Dadurch ist die Stromquelle 104 über den leitenden ersten Feldeffekt-Transistor 201 und einen leitenden dritten Feldeffekt-Transistor 204 mit der Kapazität 102 gekoppelt, so dass die Kapazität 102 auf eine konstante elektrische Spannung aufgeladen wird. Zu einem späteren Zeitpunkt ist das Taktsignal CLK auf einem solchen Wert, dass der erste Feldeffekt-Transistor 201 sperrt, wohingegen nun der zweite Feldeffekt-Transistor 202 leitet. Mit anderen Worten ist die Kapazität 102 nun von der Stromquelle 104 entkoppelt. Die auf der Kapazität 102 befindliche elektrische Ladung wird von dem Analog-Digital-Wandler 203 in einen digitales Signal umgewandelt. Das Ergebnis ist ein digitales Wort, dessen einzelne Bits um einen Mittelwert des digitalen Codes herum schwanken. Das beschriebene Lade-/Entlade-Verfahren des Kondensators 102 wird mehrfach wiederholt (insgesamt mindestens dreimal). Aufgrund der für die zu erfassende Temperatur charakteristischen Stärke des thermischen Rauschens schwankt der Wert des von dem Analog-Digital-Wandler 203 erfassten Signals, da thermisches Rauschen einer statistischen Schwankung unterworfen ist. Die Standardabweichung des ermittelten Signals von einem Mittelwert ist daher ein Maß für die Stärke des thermischen Rauschens und daher ein unmittelbares Maß für die vorliegende Temperatur.
Es ist anzumerken, dass der dynamische Bereich und das Auflösungsvermögen des Analog-Digital-Wandlers 203 vorzugsweise derart gewählt wird, dass einerseits die Extremwerte der erfassten Spannungen gut erfasst werden können, und dass andererseits selbst kleine Schwankungen der Ladung der Kapazität 102 zu einer spürbaren Veränderung des digitalen Ausgangs-Worts führen. Eine mehrfache Wiederholung des Lade-Entlade-Zyklus ergibt, digital weiterverarbeitet, eine Standardabweichung des mittleren Signals. Dies entspricht dem Rauschen, sodass die erfasste Größe mittels Multiplizierens mit k_B/C mittels der Temperatur-Ermittlungseinheit 209 in eine Temperatur umrechenbar ist.
Mittels des digitalen Filters 208 kann das digitale Signal Hochpass-gefiltert werden, um das temperaturunabhängige 1/f-Rauschen zu unterdrücken.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf 3 eine Erfassungs-Ermittlungs-Einheit 300 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Die Erfassungs-Ermittlungs-Einheit 300 ist insbesondere eine geeignete Realisierung eines Vorverstärkers vor dem Analog-/Digital-Wandler 605 aus 6. Mittels des Schaltkreises 300 ist das Rauschen von Verstärkern von dem Rauschen der Widerstände getrennt, mit anderen Worten ist ein rauscharmer Vorverstärker bereitgestellt.
Die Erfassungs-Ermittlungs-Einheit 300 hat einen Eingabe-Anschluss 301, an dem ein elektrisches Potential V_in bereitstellbar ist. Der Eingabe-Anschluss 301 ist mit einer ersten Rauschspannung 302 und einer dazu parallel geschalteten zweiten Rauschspannung 303 gekoppelt. Die erste Rauschspannungsquelle 302 ist mit einem ersten Eingang 304a eines ersten Operationsverstärkers 304 mit einer Verstärkung "a" gekoppelt, welcher ein Eingangssignal um den Verstärkungsfaktor "a" verstärkt. Ein zweiter Eingang 304b des ersten Operationsverstärkers 304 ist auf elektrischem Massepotential 108. Die zweite Rauschspannungsquelle 303 ist mit einem ersten Eingang 305a eines zweiten Operationsverstärkers 305 mit der Verstärkung "a" gekoppelt, welcher ein Eingangssignal um den Verstärkungsfaktor "a" verstärkt. Ein zweiter Eingang 305b des zweiten Operationsverstärkers 305 ist auf Massepotential 108. Die Operationsverstärker 304, 305 sind als rauscharme Operationsverstärker ausgeführt. Ein Ausgang 304c des ersten Operationsverstärkers 304 ist mit einem ersten Eingang 306a eines dritten Operationsverstärkers 306 mit der Verstärkung "b" und mit einem ersten Eingang 307a eines vierten Operationsverstärkers 307 mit einer Verstärkung "b" gekoppelt. Der dritte und der vierte Operationsverstärker 306, 307 verstärken jeweils ein Eingangssignal um den Verstärkungsfaktor "b". Ferner ist ein Ausgang 305c des zweiten Operationsverstärkers 305 mit einem zweiten Eingang 307b des vierten Operationsverstärkers 307 und mit einem ersten Eingang 308a eines fünften Operationsverstärkers 305 mit der Verstärkung "b" gekoppelt, welcher ein Eingangssignal um den Verstärkungsfaktor "b" verstärkt. Ein zweiter Eingang 306b des dritten Operationsverstärkers 306 sowie ein zweiter Eingang 308b des fünften Operationsverstärkers 308 sind auf elektrischen Massepotential 108. Ein Ausgang 306c des dritten Operationsverstärkers 306 ist mit einem Eingang eines ersten Analog-Digital-Wandlers 309 gekoppelt. Ein Ausgang 307c des vierten Operationsverstärkers 307 ist mit einem Eingang eines zweiten Analog-Digital-Wandlers 310 gekoppelt. Ein Ausgang 308c des fünften Operationsverstärkers 308 ist mit einem Eingang eines vierten Analog-Digital-Wandlers 311 gekoppelt. An einem Ausgang des ersten Analog-Digital-Wandlers 309 ist ein erstes Ausgangssignal A bereitgestellt, an einem Ausgang des zweiten Analog-Digital-Wandlers 310 ist ein zweites Signal Σ bereitgestellt und an einem Ausgang des dritten Analog-Digital-Wandlers 311 ist ein drittes Signal B bereitgestellt. Unter Verwendung der Funktionalität des Digitalrechenwerks 312, dem die Signale A, Σ, B bereitgestellt sind, wird eine mittlere Ausgangsspannung V _out ermittelt. Hierzu wird, wie in 3 anhand der Formel in dem Digitalrechenwerk 312 schematisch gezeigt, das erste Signal A zu dem dritten Signal B addiert und von dem Ergebnis das doppelte zweite Signal Σ abgezogen. Das Ergebnis wird quadriert und über die Zeit t integriert. Das erhaltene Ergebnis wird durch das Produkt der Verstärkungsfaktoren der Operationsverstärker "ab" geteilt. Mittels dieser mathematischen Operation werden die korrelierten Rauschsignale der rauschenden Widerstände von den unkorrelierten Rauschsignalen der Verstärker getrennt.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf 4 ein ΣΔ-Modulator-Schaltkreis 400 beschrieben.
Das in 4 gezeigte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Rauschthermometers beruht darauf, dass die Kapazität des rauschenden RC-Glieds des Rauschthermometers in einen Analog-Digital-Wandler integriert ist. Mit anderen Worten wird eine Kapazität eines Analog-Digital-Wandlers dazu mitverwendet, einen Teil eines Rauschthermometers zu bilden. Anschaulich entspricht der Modulator-Schaltkreis 400 aus 4 im Wesentlichen denjenigen Komponenten des Rauschthermometers 200 aus 2, die der Ermittlungseinheit 106 vorgeschaltet sind.
Der Schaltkreis 400 ist ein erster Teil eines ΣΔ-A/D-Wandlers. Hierzu kommt als ein zweiter Teil noch ein digitaler Filter bzw. eines digitaler Signalverarbeitungseinheit. Mit anderen Worten ist das Ausgangssignal des Schaltkreises 400 in Thermometercode überzuführen.
Im Weiteren wird der Aufbau des Modulator-Schaltkreises 400 beschrieben.
Der Modulator-Schaltkreis 400 weist eine Mehrzahl erster Schalter 401 auf, die mit "1" gekennzeichnet sind, und weist eine Mehrzahl von zweiten Schaltern 402 auf, die mit "2" gekennzeichnet sind. Anschaulich entsprechen die ersten und zweiten Schalter 401, 402 funktionell den ersten bzw. zweiten Feldeffekttransistoren 201, 202 aus 2.
Ein erster Eingang 403 des Modulator-Schaltkreises 400 ist mit einem ersten Anschluss eines ersten der zweiten Schalter 402 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit einem ersten Anschluss der als Kapazität des erfindungsgemäßen RC-Glieds verwendeten Kapazität 102 und mit einem ersten Anschluss eines ersten der ersten Schalter 401 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des ersten der ersten Schalter 401 ist auf dem elektrischen Massepotential 108. Ein zweiter Anschluss der Kapazität 102 ist mit einem ersten Anschluss eines zweiten der zweiten Schalter 402 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss auf dem elektrischen Massepotential 108 ist. Ferner ist der zweite Anschluss des Kondensators 102 mit einem ersten Anschluss eines zweiten der ersten Schalter 401 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit einem invertierenden Eingang 404a eines ersten Operationsverstärkers 404 gekoppelt ist. Zwischen einem Ausgang 404b des ersten Operationsverstärkers 404 und dem Eingang 404a ist ein erster Rückkopplungs-Kondensator 405 geschaltet. Ferner ist der Ausgang 404b des ersten Operationsverstärkers 404 mit einem ersten Anschluss eines dritten der zweiten Schalter 402 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss auf dem Potential der Versorgungsspannung VDD 406 ist. Ferner ist der Ausgang 404b mit einem ersten Anschluss eines ersten Hilfs-Kondensators 407 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit einem ersten Anschluss eines zweiten Hilfs-Kondensators 408 gekoppelt ist. Der zweite Anschluss des zweiten Hilfs-Kondensators 408 ist mit einem ersten Anschluss eines vierten der zweiten Schalter 402 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss auf dem elektrischen Massepotential 108 ist. Ferner ist der zweite Anschluss des zweiten Hilfs-Kondensators 408 mit einem ersten Anschluss eines dritten der ersten Schalter 401 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit einem zweiten Eingang 409 gekoppelt ist. Ferner ist der zweite Anschluss des ersten Hilfs-Kondensators 407 mit einem ersten Anschluss eines vierten der ersten Schalter 401 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss auf dem elektrischen Massepotential 108 ist. Ferner ist der zweite Anschluss des ersten Hilfs-Kondensators 407 mit einem ersten Anschluss eines fünften des zweiten Schalter 402 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit einem invertierenden Eingang 410a eines zweiten Operationsverstärkers 410 gekoppelt ist. Ein Ausgang 410b des zweiten Operationsverstärkers 410 ist über einen zweiten Rückkopplungs-Kondensators 411 mit dem invertierenden Eingang 410a rückgekoppelt. Der Ausgang 410b des zweiten Operationsverstärkers 410 ist ferner mit einem ersten Anschluss eines fünften der ersten Schalter 401 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit der Versorgungsspannung 406 gekoppelt ist. Ferner ist der Ausgang 410b mit einem ersten Anschluss eines dritten Hilfs-Kondensators 414 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit einem ersten Anschluss eines sechsten der zweiten Schalter 402 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss auf Massepotential 108 liegt. Ferner ist der zweite Anschluss des dritten Hilfs-Kondensators 414 mit einem ersten Anschluss eines siebten der zweiten Schalter 402 gekoppelt, dessen zweiter Anschluss mit einem ersten Eingang 412a des Komparators 412 gekoppelt ist. Der Komparator 412 weist ferner einen zweiten Eingang 412b aufweist, an dem ein Taktsignal CLK 413 angelegt ist. Ein erster Ausgang 412c des Komparators 412 ist mit dem ersten Eingang 403 rückgekoppelt (mit "F1P" gekennzeichnet) und ein zweiter Ausgang 412d des Komparators 412 ist mit dem zweiten Eingang 409 rückgekoppelt (gekennzeichnet mittels "F2P"). Ferner weist der erste Operationsverstärker 404 einen nicht-invertierenden Eingang 404c auf, der mit einem ersten Anschluss eines sechsten der ersten Schalter 401 gekoppelt ist, dessen zweiter Anschluss auf Massepotential 108 liegt. Darüber hinaus weist der zweite Operationsverstärker 410 einen nicht-invertierenden Eingang 410c auf, der mit einem ersten Anschluss eines achten der zweiten Schalter 402 gekoppelt ist, dessen zweiter Anschluss auf Massepotential 108 liegt.
Bezüglich der Funktionalität des Modulator-Schaltkreises 400 ist anzumerken, dass die Kapazität 102 als Kapazität des rauschenden RC-Glieds verwendet wird. Ferner wird der ohmsche Widerstand der Zuleitungen bzw. der Schalter 401, 402 als ohmscher Widerstand des RC-Glieds verwendet. Insbesondere ist darauf hinzuweisen, das die Kapazität 102 geeignet zu dimensionieren ist derart, das die Kapazität 102 deutlich kleiner ist als die Kapazität der Rückkopplungs-Kondensatoren 405, 411 (vorzugsweise um mindestens einen Faktor drei kleiner). Bei dem Modulator-Schaltkreis 400 handelt es sich um eine vereinfachte Darstellung eines differenziellen Sigma-Delta-Modulators zweiter Ordnung. Der Modulator-Schaltkreis 400 ist Teil eines Analog-Digital-Wandlers. Die mit den nicht-invertierenden Eingängen 404c bzw. 410c der Operationsverstärker 404 bzw. 410 gekoppelten Schalter 401 bzw. 402 dienen dazu, die Operationsverstärker 404 bzw. 410 während der bezeichneten Takte einzuschalten. Die Anordnung aus dem dritten Hilfs-Kondensators 414, dem fünften der ersten Schalter 401 und dem sechsten und siebten der zweiten Schalter 402 dient der Initialisierung des Ausgangs 410b des Operationsverstärkers 410 für eine jeweils nächste Sampling-Phase.
Bei einem Sigma-Delta-Analog-/Digital-Wandler wird anschaulich eine Eingangsgröße in einen Zufalls-Bitstrom umgesetzt, welcher die Eingangsgröße im Mittelwert enthält.
Als Kapazität C des rauschenden RC-Glieds des erfindungsgemäßen Rauschthermometers wird bei dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel die Sampling-Kapazität 102 eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers verwendet. Der Modulator-Schaltkreis 400 erfüllt die Funktionalität der der Ermittlungseinheit 106 aus 2 vorgeschalteten Komponenten und iteriert sukzessive die einzelnen Bits mittels wiederholten Abtastens der Kapazität 102. Um ein günstiges Verhältnis zwischen dem dynamischen Bereich des Analog-Digital-Wandlers und dem Rauschen zu erhalten, sollte die Kapazität 102 klein sein (großes Spannungsrauschen). Das Oversampling und die Auflösung sind so zu wählen, dass das Quantisierungsrauschen und das Rauschen der Operationsverstärker 404, 410 sowie der Rückkopplungs-Kapazitäten 405, 411 klein sind gegenüber dem Rauschen der Kapazität 102.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf 5A, 5B eine Biosensor-Anordnung 500 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Die Biosensor-Anordnung 500 aus 5A hat ein in einem Silizium-Substrat 501 integriertes Rauschthermometer 502 zum Erfassen des Werts einer Temperatur eines Analyten 503, der in einem Behälter 504 der Sensor-Anordnung 500 eingefüllt ist. Ferner hat die Sensor-Anordnung 500 eine Gold-Elektrode 505, an der DNA-Halbstränge als Fängermoleküle 506 immobilisiert sind. In dem Analyten 503 als zu untersuchende Testlösung sind andere DNA-Halbstränge als zu erfassende Partikel 507 enthalten, von denen einige mit den Fängermolekülen 506 hybridisiert haben. Ein Hybridisierungsereignis zwischen einem Fängermolekül 506 und einem zu erfassenden Partikel 507 erfolgt nur dann, wenn diese beiden Moleküle zueinander komplementär sind.
Die Biosensor-Anordnung 500 ist eingerichtet zum Nachweisen solcher DNA-Halbstränge, die zu den an der Gold-Elektrode 505 immobilisierten Fängermolekülen 506 komplementär sind. Infolge eines Sensor-Ereignisses kann von einem in dem Silizium-Substrat 501 integrierten Sensor-Schaltkreis 508 ein elektrisches Signal detektiert werden, das charakteristisch für die Anzahl der mit Fängermolekülen 506 hybridisierten, zu erfassenden Partikeln 507 ist. Dieses an einem Ausgang 508a des Sensor-Schaltkreises 508 bereitgestellte Sensor-Signal wird an einem ersten Eingang 509a eines Mikroprozessors 509 bereitgestellt. Darüber hinaus wird das an einem Ausgang 502a des Rauschthermometers 502 bereitgestellte Temperatursignal an einem zweiten Eingang 509b des Mikroprozessors 509 bereitgestellt. Der Mikroprozessor 509 ist derart eingerichtet, dass er auf in einem nichtflüchtigen Speicher 510 gespeicherte Information zugreifen kann. Der Mikroprozessor 509 und der nichtflüchtige Speicher 510 bilden gemeinsam eine Auswerteeinheit zum Ermitteln des Werts der Konzentration zu erfassender Partikel 507 in dem Analyten 503 als Sensor-Parameter basierend auf dem Wert der Temperatur und dem Wert des Sensor-Signals des Sensor-Schaltkreises 508.
In 5B ist ein Diagramm 520 gezeigt, entlang dessen Abszisse 521 die Konzentration zu erfassender Partikel in einem Analyten (in mol pro Liter) aufgetragen ist. Entlang einer Ordinate 522 des Diagramms 520 ist die Intensität des Sensor-Signals aufgetragen (in beliebigen Einheiten), wie es an dem Ausgang 508a des Sensor-Schaltkreises 508 bereitgestellt ist. Ferner sind in Diagramm 520 erste bis dritte Temperaturkennlinien 523 bis 525 aufgetragen, welche die Abhängigkeit des Sensorsignals I von der Konzentration zu erfassender Partikel c für drei unterschiedliche Temperaturen T₁, T₂, T₃ darstellen. Die Stärke eines Sensor-Signals I hängt also nicht nur von der Konzentration c, sondern ferner von der Temperatur ab.
Es ist anzumerken, dass die Temperaturkennlinien 523 bis 525 lediglich schematisch und beispielhaft gewählt sind und dass bei vielen Biosensoren die Kennlinien 523 bis 525 ein anderes Aussehen haben.
Wie aus Diagramm 520 ersichtlich, ist zum Ermitteln einer Konzentration zu erfassender Partikel in einem Analyten die Kenntnis der Temperatur zum Ermitteln der relevanten Temperaturkennlinie einerseits und die Intensität des Sensorsignals I andererseits erforderlich. Die Kennlinien 523 bis 525 sind jeweils durch eine Vielzahl von Wertepaaren gekennzeichnet, die aus einer theoretisch abgeleiteten physikalischen Abhängigkeit oder einer Kalibrierungsmessung bekannt sind. Diese Wertepaare sind in dem nichtflüchtigen Speicher 510 gespeichert.
Gemäß der Funktionalität der Biosensor-Anordnung 500 wird dem Mikroprozessor 509 von dem Rauschthermometer 502 die Temperatur des Analyten 503 bereitgestellt. Gemäß dem vorliegenden Szenario ist die von dem Rauschthermometer 502 ermittelte Temperatur T=T₂, so dass die Temperaturkennlinie 524 relevant ist. Ferner ist dem Mikroprozessor 509 der von dem Sensor-Schaltkreis 508 ermittelte aktuelle Wert der Intensität des Sensorsignals I=I₀ bereitgestellt. Aufgrund der Funktionalität des Mikroprozessors 509 ermittelt dieser die für die vorliegende Temperatur T₂ relevante Kennlinie 524, die in dem nichtflüchtigen Speicher 510 gespeichert ist. Ferner wird mittels der Rechenleistung des Mikroprozessors 509 anhand der Kennlinie 524 ermittelt, in welcher Konzentration c₀ bei der vorliegenden Intensität I₀ des Messsignals die zu erfassenden Partikel 507 in dem Analyten 503 enthalten sind. Zusammenfassend ist es aufgrund der Funktionalität der Sensor-Anordnung 500 möglich, die aktuelle Konzentration c₀ der zu erfassenden Partikel 507 in dem Analyten 503 zu ermitteln.
Allgemein treten bei der Analyse von DNA-Sequenzen oft unterschiedliche Temperaturen bei unterschiedlichen Abläufen eines Analyseverfahrens auf. Die einzelnen chemischen Reaktionen, die für die Analyse relevant sind, weisen häufig eine starke Temperaturabhängigkeit auf. Daher muss die Temperatur in einer Biosensor-Anordnung unter Verwendung eines Regelungsschaltkreises sehr konstant gehalten werden. Bei der erfindungsgemäßen Sensor-Anordnung ist ein solches aufwändiges Konstanthalten der Temperatur nicht unbedingt erforderlich, da mittels des Rauschthermometers 502 die jeweils aktuelle Temperatur gemessen werden kann und daher aus der Kombination der mittels des Rauschthermometers 502 erfassten Temperatur und des mittels eines zweiten Sensors erfassten Messsignals der Temperatureinfluss auf das Messsignal rechnerisch eliminiert werden kann.
Zum elektrischen Detektieren von DNA werden, wie in 5A gezeigt, Fängermoleküle 506 an einer schwefelhaltigen Thiol-Endgruppe mit der Gold-Elektrode 505 gebunden. Anschließend werden die Änderungen der elektrischen Eigenschaften elektrisch als Sensorsignal I detektiert. Da mittels des Rauschthermometers 502 die Temperatur ermittelbar ist, da die Kennlinien 523 bis 525 in dem nichtflüchtigen Speicher 510 gespeichert sind und da der Mikroprozessor 509 ausreichende Rechenleistung bereitstellt, wird das temperaturabhängige DNA-Sensorsignal I mit der Temperaturmessung kombiniert. Aus in einer Wertetabelle gespeicherten Wertepaaren der Kennlinien 523 bis 525 wird die DNA-Konzentration ermittelt.
Es ist anzumerken, dass das erfindungsgemäße Kalibrier-Thermometersystem, das erfindungsgemäße Thermometersystem und die erfindungsgemäße Sensor-Anordnung zum Ermitteln des Werts eines Sensor-Parameters auch mit einem Rauschthermometer betrieben werden können, das anstelle eines RC-Glieds aus einem ohmschen Widerstands und einer Kapazität lediglich einen ohmschen Widerstand, nicht jedoch eine Kapazität aufweist.
Die in 6, 7 gezeigten Rauschthermometer 600, 700 stellen Ausführungsbeispiele für integrierbare Rauschthermometer dar, bei denen eine Kapazität C nicht vorgesehen ist.
Grundidee der Rauschthermometer von 6 und 7 ist, dass gemäß Gleichung (1) die Rauschleistung eines ohmschen Widerstands neben dem Wert des ohmschen Widerstands R lediglich von der Temperatur abhängt, so dass bei einem bekannten Wert des ohmschen Widerstands die Temperatur gemessen werden kann.
Bei dem in 6 gezeigten Rauschthermometer 600 sind zwei Anschlüsse eines ersten ohmschen Widerstands 601 zwischen das elektrische Massepotential 108 und einen ersten Source-/Drain-Anschluss eines ersten Feldeffekt-Transistors 603 als erstes Schalter-Element geschaltet. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 603 ist mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss eines zweiten Feldeffekt-Transistors 604 als zweites Schalter-Element gekoppelt. Ein zweiter Source-/Drain-Anschluss des zweiten Feldeffekt-Transistors 604 ist mit einem Anschluss eines zweiten ohmschen Widerstands 602 gekoppelt, dessen anderer Anschluss auf dem elektrischen Massepotential 108 ist. Der zweite Source-/Drain-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 603 sowie der erste Source-/Drain-Anschluss des zweiten Feldeffekt-Transistors 604 sind mit einem Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 605 gekoppelt. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 605, an dem ein digitales Signal charakteristisch für den Wert einer Rauschspannung bereitgestellt ist, ist mit einem Eingang eines optionalen Digitalfilters 606 gekoppelt. Der Ausgang des digitalen Filters 606 ist mit einem digitalen Rechenwerk 607 gekoppelt, in dem die Berechnung der Temperatur aus der Standardabweichung einer Rauschspannung ermittelt wird.
Mittels des Rauschthermometers 600 kann das thermische Rauschen eines ohmschen Widerstands zur Bestimmung einer Temperatur verwendet werden. Die Rauschspannung eines ohmschen Widerstandes wird durch Gleichung (1) beschrieben und ist proportional zur Temperatur und zum Wert des ohmschen Widerstands. Fließt kein Gleichstrom durch den ohmschen Widerstand, so kann nur thermisches Rauschen entstehen, jedoch kein Flickerrauschen und kein Schrotrauschen. Ist der Analog-Digital-Wandler 605 mit einem Vorverstärker ausgestaltet wie der in 3 gezeigte, so wird das Rauschen von zwei Verstärkern verstärkt, um ein im dynamischen Bereich des Analog-Digital-Wandlers 605 angepasstes Signal zu erhalten. Die Verstärker sollten für die durch die ohmschen Widerstände vorgegebene Lastimpedanz eine möglichst kleine Rauschzahl aufweisen. Das Rauschen dieser beiden Verstärker wird in einem nächsten Schritt nochmals verstärkt, ebenso wie die Differenz der beiden Verstärker-Signale (vgl. 3 und zugehörige Beschreibung, sowie [6]). Diese drei Signale werden digitalisiert. Abschließend wird von der Summe der beiden Einzelverstärker das doppelte Differenzsignal abgezogen, das Ergebnis quadriert und das neue Ergebnis über die Zeit Bemittelt. Es resultiert ein Signal, das um das Rauschen der ersten Verstärker reduziert ist (vgl. [ 6]). Da die zweiten Verstärker mit ihrem Rauschen das bereits verstärkte ursprüngliche Rauschen nur noch wenig beeinflussen, ist deren Rauschen vernachlässigbar und das Ergebnis entspricht nur noch dem Rauschen der gerade zugeschalteten Widerstände. An dem Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 605 wird das digitale Signal durch ein digitales Filter 606 (optional) gefiltert. Mittels des digitalen Rechenwerks 607 wird aus der ermittelten Standardabweichung der Rauschspannung die Temperatur berechnet.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf 7 ein Rauschthermometer 700 gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel beschrieben. Diejenigen Komponenten des Rauschthermometers 700, die auch in dem Rauschthermometer 600 bzw. in dem Rauschthermometer 200 auftreten, sind mit den gleichen Bezugsziffern versehen.
Ein Anschluss eines ersten ohmschen Widerstands 601 ist auf dem elektrischen Massepotential 108. Der andere Anschluss des ersten ohmschen Widerstands 601 ist mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 603 gekoppelt, dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit einem ersten Source-/Drain-Anschluss eines zweiten Feldeffekt-Transistors 604 gekoppelt ist. Ein Anschluss der Stromquelle 104 ist auf dem Massepotential 108 und der andere Anschluss der Stromquelle 104 ist sowohl mit dem zweiten Source-/Drain-Anschluss des ersten Feldeffekt-Transistors 603 als auch mit dem ersten Source-/Drain-Anschluss des zweiten Feldeffekt-Transistors 604 als auch mit einem Eingang eines Verstärkers 701 gekoppelt. Der Verstärker 701 ist als Low-Noise-Amplifier eingerichtet, das heißt er soll ein geringes Rauschen aufweisen. Der Ausgang des Verstärkers 701 ist mit einem Analog-Digital-Wandler 702 gekoppelt, der beispielsweise als 5-Bit-Analog-Digital-Wandler ausgestaltet sein kann oder alternativ, ähnlich wie in 3 gezeigt ausgestaltet sein kann. Die Ausgänge des Analog-Digital-Wandlers 702 sind mit dem Eingang einer Ermittlungseinheit 106 gekoppelt, wie sie oben bezugnehmend auf 2 beschrieben ist. Jeder der Ausgänge des Analog-Digital-Wandlers 702 ist mit einem Eingang sowohl eines ersten Rechenblocks 205 als auch eines zweiten Rechenblocks 206 gekoppelt. Ein Ausgang des ersten Rechenblocks 205 ist mit einem Eingang eines Subtrahierglieds 207 gekoppelt, und ein Ausgang des zweiten Rechenblocks 206 ist mit einem anderen Eingang des Subtrahierglieds 207 gekoppelt. Der Ausgang des Subtrahierglieds 207 ist mit einem optionalen digitalen Filter 208 gekoppelt, dessen Ausgang wiederum mit einer Temperaturermittlungs-Einheit 209 gekoppelt ist. Einer der beiden Rechenblöcke 205, 206 ist eingerichtet zum Summieren und nachfolgenden Quadrieren, der andere der Rechenblöcke ist eingerichtet zum Quadrieren und nachfolgenden Summieren der Digitalsignale, die an deren Eingängen anliegen. Mittels des Subtrahierglieds 207 werden die beiden an den Eingängen des Subtrahierglieds 207 anliegenden Signale voneinander subtrahiert. Die Temperaturermittlungs-Einheit 209 ist derart eingerichtet, dass aus der Standardabweichung einer Rauschspannung, die mittels der Ermittlungseinheit 106 erfasst wird, die Temperatur ermittelt wird.
Gemäß dem Rauschthermometer 700 wird das thermische Rauschen eines ohmschen Widerstands durch den Spannungsabfall an dem Widerstand bestimmt, wenn eine Stromquelle 104 zur Verfügung steht. Das entstehende Spannungssignal (Gleichstromspannung plus Rauschspannung) wird dem Analog-Digital-Wandler 702 zugeführt. Im Weiteren wird der Wert der elektrischen Spannung und deren Schwankung gemessen. Aus dem bekannten Wert des elektrischen Stroms lässt sich der Wert des ohmschen Widerstands und dessen Rauschen errechnen.

100: Rauschthermometer
101: ohmscher Widerstand
102: Kapazität
103: RC-Glied
104: Stromquelle
105: Erfassungseinheit
106: Ermittlungseinheit
107: Schalter-Element
108: Massepotential
200: Rauschthermometer
201: erster Feldeffekttransistor
202: zweiter Feldeffekttransistor
203: Analog-Digital-Wandler
204: dritter Feldeffekttransistor
205: erster Rechenblock
206: zweiter Rechenblock
207: Subtrahierglied
208: digitales Filter
209: Temperaturermittlungs-Einheit
300: Erfassungs-Ermittlungs-Einheit
301: Eingabe-Anschluss
302: erste Rauschspannung
303: zweite Rauschspannung
304: erster Operationsverstärker
304a: erster Eingang
304b: zweiter Eingang
304c: Ausgang
305: zweiter Operationsverstärker
305a: erster Eingang
305b: zweiter Eingang
305c: Ausgang
306: dritter Operationsverstärker
306a: erster Eingang
306b: zweiter Eingang
306c: Ausgang
307: vierter Operationsverstärker
307a: erster Eingang
307b: zweiter Eingang
307c: Ausgang
308: fünfter Operationsverstärker
308a: erster Eingang
308b: zweiter Eingang
308c: Ausgang
309: erster Analog-Digital-Wandler
310: zweiter Analog-Digital-Wandler
311: dritter Analog-Digital-Wandler
312: Digitalrechenwerk
400: Modulator-Schaltkreis
401: erste Schalter
402: zweite Schalter
403: erster Eingang
404: erster Operationsverstärker
404a: invertierender Eingang
404b: Ausgang
404c: nicht-invertierender Eingang
405: erster Rückkopplungs-Kondensator
406: Versorgungsspannung
407: erster Hilfs-Kondensator
408: zweiter Hilfs-Kondensator
409: zweiter Eingang
410: zweiter Operationsverstärker
410a: invertierender Eingang
410b: Ausgang
410c: nicht-invertierender Eingang
411: zweiter Rückkopplungs-Kondensator
412: Komparator
412a: erster Eingang
412b: zweiter Eingang
412c: erster Ausgang
412d: zweiter Ausgang
413: Taktsignal
414: dritter Hilfs-Kondensator
500: Biosensor-Anordnung
501: Silizium-Substrat
502: Rauschthermometer
502a: Ausgang
503: Analyt
504: Behälter
505: Gold-Elektrode
506: Fängermoleküle
507: zu erfassende Partikel
508: Sensor-Schaltkreis
508a: Ausgang
509: Mikroprozessor
509a: erster Eingang
509b: zweiter Eingang
510: nichtflüchtiger Speicher
520: Diagramm
521: Abszisse
522: Ordinate
523: erste Temperaturkennlinie
524: zweite Temperaturkennlinie
525: dritte Temperaturkennlinie
600: Rauschthermometer
601: erster ohmscher Widerstand
602: zweiter ohmscher Widerstand
603: erster Feldeffekttransistor
604: zweiter Feldeffekttransistor
605: Vorverstärker und Analog-Digital-Wandler
606: digitales Filter
607: digitales Rechenwerk
700: Rauschthermometer
701: Verstärker
702: Analog-Digital-Wandler

In diesem Dokument sind folgende Veröffentlichungen zitiert:

[1] http://www.fz-juelich.de/zel/rauschth.htm (Stand: 16. April 2002)
[2] Bakker, A, Huijsing, JH (1999) "A Low-Cost-High-Accuracy CMOS Smart Temperature Sensor" Proc ESSCIRC 302–305
[3] Shih, YH, Hwu, JG (2001) "An On-Chip Temperature Sensor by Utilizing a MOS Tunneling Diode" IEEE TransElDev 22: 299–301
[4] Schuster, G, Hechtfischer, D, Fellmuth, B (1994) "Thermometry below 1K" RepProgPhys 57: 187–230
[5] Wittig, Martin (2000) "Entwicklung eines low power Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlers", Diplomarbeit, Universität Bremen, Kapitel 5.1
[6] Müller, R "Rauschen" Springer Verlag 1990, Berlin, Heidelberg, New York, S. 120–122, ISBN 0-387-51145-8

Claims

Rauschthermometer mit – einem RC-Glied mit einem ohmschen Widerstand und einer Kapazität; – einer elektrischen Ladungsquelle zum Bereitstellen von elektrischen Ladungsträgern zum Aufladen der Kapazität; – einer Erfassungseinheit zum Erfassen des Werts eines temperaturabhängigen elektrischen Parameters des RC-Glieds; – einer mit der Erfassungseinheit gekoppelten Ermittlungseinheit zum Ermitteln der Temperatur des RC-Glieds aus dem Wert des erfassten Parameters; – einem Schalter-Element, mittels dem die Kapazität selektiv mit der Ladungsquelle oder mit der Erfassungseinheit koppelbar ist.
Rauschthermometer nach Anspruch 1, eingerichtet als integrierter Schaltkreis.
Rauschthermometer nach Anspruch 1 oder 2, eingerichtet in Switched-Capacitor-Schaltungstechnik.
Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Schalter-Element zwei im Wesentlichen gegenphasig getaktete Feldeffekttransistoren aufweist, mittels derer die Kapazität selektiv mit der Ladungsquelle oder mit der Erfassungseinheit koppelbar ist.
Rauschthermometer nach Anspruch 4, bei dem der ohmsche Widerstand im Wesentlichen mittels des ohmschen Widerstands von mindestens einem der Feldeffekttransistoren gebildet ist.
Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Erfassungseinheit einen Analog-Digital-Wandler aufweist, der derart eingerichtet ist, dass er ein analoges Signal des RC-Glieds in ein digitales Signal umwandelt.
Rauschthermometer nach Anspruch 6, bei dem die Kapazität des RC-Glieds in dem Analog-Digital-Wandler enthalten ist.
Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem die Ermittlungseinheit derart eingerichtet ist, dass sie den Wert des elektrischen Parameters zu mindestens drei unterschiedlichen Zeitpunkten ermittelt und aus den ermittelten Werten die Temperatur ermittelt.
Rauschthermometer nach Anspruch 8, bei der die Ermittlungseinheit derart eingerichtet ist, dass sie den Wert der Standardabweichung des Werts des elektrischen Parameters zu den mindestens drei unterschiedlichen Zeitpunkten ermittelt und basierend auf der Standardabweichung den Wert der Temperatur ermittelt.
Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 9, das ein Frequenzfilter aufweist, das derart eingerichtet ist, dass es Komponenten eines dem elektronischen Parameter zugehörigen elektrischen Signals herausfiltert, welche Komponenten elektromagnetische Frequenzen unterhalb einer vorgebbaren Grenzfrequenz aufweisen.
Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei dem der elektrische Parameter – eine elektrische Spannung; – ein elektrischer Strom; – eine elektrische Leistung; oder – eine elektrische Ladung ist.
Kalibrier-Thermometersystem – mit einem Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 11; – mit einem anderen Thermometer, das mit dem Rauschthermometer gekoppelt ist; – wobei das Kalibrier-Thermometersystem derart eingerichtet ist, dass mittels des Rauschthermometers das andere Thermometer kalibrierbar ist.
Thermometersystem – mit einem Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 11; – mit einem anderen Thermometer; – wobei das Rauschthermometer ein von dem Zeitverhalten des anderen Thermometers unterschiedliches Zeitverhalten aufweist.
Thermometersystem nach Anspruch 13, bei dem das Rauschthermometer eine von der Messgenauigkeit des anderen Thermometers unterschiedliche Messgenauigkeit aufweist.
Sensor-Anordnung zum Ermitteln des Werts eines Sensor-Parameters mit – einem Rauschthermometer nach einem der Ansprüche 1 bis 11 zum Erfassen des Werts einer Temperatur der Sensor-Anordnung; – einem Sensor-Element zum Erfassen des Werts eines Mess-Parameters; – einer Auswerteeinheit zum Ermitteln des Werts des Sensor-Parameters basierend auf dem Wert der Temperatur und dem Wert des Mess-Parameters.
Sensor-Anordnung nach Anspruch 15 mit einer mit der Auswerteeinheit gekoppelten Speicher-Einrichtung, in der Information hinsichtlich der Abhängigkeit des Werts des Sensor-Parameters von der Temperatur und/oder von dem Mess-Parameter speicherbar ist.
Sensor-Anordnung nach Anspruch 16, bei der die Information mindestens eine Temperaturkennlinie enthält.
Sensor-Anordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 17, bei der die Auswerteeinheit – einen Mikroprozessor und/oder – einen programmierbaren Logik-Schaltkreis aufweist.
Sensor-Anordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 18, eingerichtet als Biosensor-Anordnung.