DE10206385A1 - Diversity-Anlage zum Empfang digitaler terrestrischer und/oder Satellitenfunksignale für Fahrzeuge - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Diversity-Empfangsanlage für digital modulierte terrestrische und/oder Satelliten-Funksignale im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz für Fahrzeuge, die aus einer Antennenanordnung, deren Empfangssignal einem Funkempfänger zugeführt ist, besteht. Die Antennenanordnung (20) ist als eine Antennenanlage (1), bestehend aus mehreren Einzelantennen (A1, A2, A3...) oder/und aus mehreren Antennenteilen (4a, 4b, 4c...) gestaltet und es ist eine steuerbare logische Schalteinrichtung (2) vorhanden und die Einzelantennen (A1, A2, A3...) oder/und die mehreren Antennenteile (4a, 4b, 4c...) sind derart ausgestaltet und am Fahrzeug positioniert, dass bei diskret verfügbaren unterschiedlichen Schaltstellungen (S1, S2, S3...) der steuerbaren logischen Schalteinrichtung (2) an der Antennenanschlussstelle (21) diversitätsmäßig unterschiedliche Empfangssignale (5) gegeben sind. Es ist eine Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) zur vergleichenden Feststellung der im HF-Kanal mit der HF-Kanalbandbreite B des Datenstroms enthaltenden Empfangspegel vorhanden, welche derart gestaltet ist, dass, initiiert durch den im Empfänger (3) generierten Symboltakt (18) und während der simultan stattfindenden Symbolidentifikation des empfangenen Datenstroms der Empfangspegel jeweils innerhalb einer möglichst kurzen Pegelprüfdauer T¶p¶ (11), also etwa nach T¶p¶ APPROX 1/B, festgestellt ist und durch mehrfache aufeinander folgende vergleichende Pegelprüfungen in einem Pegelkomparator (10) mit ...

Description

Die Erfindung betrifft eine Diversity-Empfangsanlage für digital modulierte terrestrische und/oder Satelliten-Funksignale im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz für Fahrzeuge, bestehend aus einer Antennenanordnung, deren Empfangssignal einem Funkempfänger zugeführt ist. Für die Funkübertragung von digitalen Signalen im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz kommen insbesondere das OFDM-Verfahren (orthogonal frequency division multiplex) und das MPSK-Verfahren (Phase-Shift-Keying mit M Phasenzuständen) zur Anwendung. Hierbei wird für den Downlink einer Satellitenfunkverbindung aus energetischen Gründen häufig die QPSK-Modulation (4 Phasenzustände) und für die terrestrische Kommunikation die OFDM- Modulation gewählt, weil diese eine kleinere Empfindlichkeit in Bezug auf Laufzeitdifferenzen zwischen sich überlagernden Signalen aufgrund der Mehrwegeausbreitung aufweist. Dies trifft z. B. für das Satellitenradiosystem SDARS zu, das für den flächendeckenden mobilen Radioempfang in USA konzipiert ist und bei dem zusätzlich zur Abstrahlung von 2 Satelliten in Ballungsgebieten eine terrestrische Funkaussendung erfolgt.

Die infolge der Mehrwegeausbreitung beim mobilen Empfang auftretenden Übertragungsstö­ rungen werden seit Jahren für die Übertragung analog übertragener Signale, wie z. B. beim FM-Rundfunk, erfolgreich mit Mehrantennen-Systemen drastisch reduziert. Solche Systeme sind bekannt aus P 3618452.7, P 4034548.3, P 3926336.3. Aufgrund der Struktur von OFDM- bzw. MPSK-Signalen können solche Systeme bei digitaler Modulation nicht angewandt werden. Die vorliegende Erfindung geht aus von der EP 1041736 A2. Hierin ist ein Diversity- Empfänger für Burst-OFDM-Signalübertragung beschrieben. Hierin wird als "prior art" in den Fig. 1 und 2 ein Diversity-Empfänger für OFDM-Signale beschrieben, in welchem im Zusammenhang mit der Übertragung des OFDM-Bursts Präambel-Signale für die Synch­ ronisation, die Kanalschätzung und die Antennenauswahl nach einem Pegelkriterium, ausser­ halb des für die Datenübertragung vorgesehenen Zeitschlitzes, gesendet werden. Dieses Ver­ fahren birgt den Nachteil, dass der mit 11 in Fig. 2 gekennzeichnete Zeitschlitz für das Präam­ bel-Signal zur Antennenauswahl im gesendeten Burst-Signal vorgesehen sein muss und eine Aktualisierung des günstigsten Antennensignals ausschließlich abhängig vom Auftreten des Burst-Signals erfolgen kann und nicht angepasst an die aus der Fahrbewegung im Mehrwege- Szenario sich ergebende Notwendigkeit der Aktualisierung erfolgen kann. Dies ist insbeson­ dere bei Trägerfrequenzen oberhalb von 1 GHz von Bedeutung. Sieht man zur sicheren Ver­ meidung tiefer Pegeleinbrüche etwa zehn Aktualisierungsvorgänge auf eine halbe Wellenlän­ ge zurückgelegter Fahrstrecke bei 1 GHz vor, so ist die Aktualisierung bei einer Geschwindig­ keit von 150 km/h in Zeitabständen von 350 µsec zu wiederholen. Umgekehrt würde dies für COFDM-Signale nach dem DAB-Verfahren (digital-audio-broadcasting) im L-Band (1,5 GHz) eine inakzeptable Forderung der Geschwindigkeitsbegrenzung auf 0,5 km/h bedeuten.

Ferner führt die Definition eines gesonderten Zeitschlitzes für ein Präambel-Signal zur Anten­ nenauswahl zu einer Reduzierung der effektiv übertragbaren Datenrate. Die in der vorge­ nannten EP 1041736 A2 beschriebene Erfindung beruht auf der Abkehr von der ausschliess­ lichen Signal-Pegelbewertung im Hinblick auf die Antennenwahl, sondern sieht als Auswahl­ kriterium für die bei der nachfolgenden Datenidentifikation ausgewählten Antenne zusätzliche aus einem definierten bekannten Burst-Signal ableitbare Signalfehler, wie z. B. Laufzeit- und Phaseneffekte vor. Die Aktualisierung der Antennenauswahl findet jedoch auch hier zwangs­ weise nur im Zusammenhang mit dem gesendeten Burst-Signal und damit in zu großen Zeit­ abständen statt.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Diversity-Empfangsanlage nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs anzugeben, in welcher die Aktualisierung des Empfangs­ signals im Hinblick auf die Auswahl eines günstigeren Empfangssignals mit möglichst kleiner Bitfehlerrate auch bei schneller Fahrt in hinreichend kurzen Zeitabständen und zeitlich simultan mit der Identifikation des Datenstroms ermöglicht ist und welche unter der Voraussetzung einer aus fahrzeugtechnischer Sicht anwenderfreundlichen Antenne bei verfügbarem Link-Budget der Funkverbindung die Bitfehlerrate möglichst klein hält.

Diese Aufgabe wird bei einer Diversity-Empfangsanlage nach dem Oberbegriff des Hauptan­ spruchs durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs und die in den weiteren Ansprüchen vorgeschlagenen Maßnahmen gelöst.

Mit diesem Diversity-Verfahren ist der Vorteil verbunden, dass hinsichtlich der gesendeten Signale keine Vorkehrungen für eine empfangsseitige Anwendung der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage vorausgesetzt werden müssen. Das Verfahren ist somit aufgrund dieser Kompatibilität auch als Zusatz zu einem für den Empfang mit einer Einzelantenne konzipierten Funksystem einsetzbar. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass die Diversity- Funktion auch mit einem nur minimalen Zusatzaufwand in einem für den Empfang mit einer Einzelantenne vorgesehenen Empfänger erzielt werden kann, denn aus dem Empfänger werden als Mindestanforderung lediglich das ohnehin vorliegende Zwischenfrequenzsignal sowie das ebenso vorhandene Symbol-Taktsignal benötigt. Werden diese beiden Signale am Empfänger zur Verfügung gestellt, dann kann die Empfangsanlage durch Wahl geeigneter Diversity-Antennen und durch eine Diversity-Komponente auch außerhalb des Empfängers zu der leistungsfähigen erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage ergänzt werden.

Antennen für Empfangsanlagen für Satellitenfunksignale auf Fahrzeugen sind bekannt aus der DE 40 08 505.8. Diese Antenne besteht aus gekreuzten Horizontaldipolen mit V-förmig nach unten geneigten, aus linearen Leiterteilen bestehenden Dipolhälften, die unter einem Winkel von 90 Grad zueinander mechanisch fixiert und am oberen Ende eines auf einer hori­ zontal orientierten leitenden Grundfläche befestigten, linearen, vertikalen Leiters angebracht sind. Zur Erzeugung der bei der Satellitenkommunikation üblicherweise geforderten Zirkular­ polarisation werden die beiden V-förmig nach unten geneigten Horizontaldipole elektrisch über ein 90 Grad Phasennetzwerk zusammengeschaltet. Für den Empfang von terrestrisch ausgestrahlten vertikal polarisierten Signalen werden vorzugsweise vertikale Monopolanten­ nen vorgesehen.

Für Satellitenantennen je nach Satellitenkommunikationssystem wird im Elevationswinkel­ bereich z. B. zwischen 25 bzw. 30 Grad und 60 bzw. 90 Grad ein Antennengewinn von konstant z. B. 2 dBi oder bzw. 3 dBi für zirkulare Polarisation streng gefordert. Diese Forderung besteht für eine auf einer im Zentrum einer ebenen leitenden Grundplatte aufgebauten Antenne. Mit Antennen dieser Bauform lässt sich der im Bereich des Zenitwinkels geforderte Antennengewinn im allgemeinen problemfrei realisieren. Im Gegensatz hierzu kann der geforderte Antennengewinn im Bereich niedriger Elevationswinkel von 20 bis 30 Grad nur schwer und keinesfalls - wie für den mobilen Einsatz gefordert - mit sehr kleiner Bauhöhe der Antennen realisiert werden. Im Speziellen ist es aus physikalischen Gründen auch unmöglich, die 3-dBi-Werte im gesamten Raumwinkelbereich zu überschreiten und damit eine erhöhte Signalqualität zu realisieren.

Es ist weiterhin bekannt zur Erfüllung der Gewinnanforderungen sowohl im Winkelbereich niedriger Elevation als auch bei Steilstrahlung aus linearen Leitern gebogene Antennen zu verwenden. Die heute häufig verwendete Antennenform ist die Quadrifilar-Helix Antenne nach Kilgus (IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 1976, S. 238-241). Solche Antennen besitzen oft eine Länge von mehreren Wellenlängen und sind nicht als Flachantennen mit niedriger Bauhöhe bekannt. Auch mit einer in der EP 0 952 625 A2 ange­ gebenen Antenne mit niedriger Bauhöhe lassen sich die oben genannten Gewinnwerte im Winkelbereich mit niedriger Elevation nicht erfüllen.

Deshalb wird im SAE Technical Paper 2001-01-11328 mit dem Titel "XM Satellite Radio Technology Fundamentals" von Stellios J. Patsiokas eine Helixantenne für den zusätzlichen Empfang terrestrisch ausgestrahlter Signale mit einer Monopolantenne kombiniert, wodurch sich eine für die Anwendung auf Fahrzeugen nachteilig große Bauform der kombinierten Antenne ergibt.

Ein neben der Bauhöhe zusätzlich vorhandenes Problem ergibt sich mit derartigen Antennen auch aus dem Sachverhalt, dass aufgrund des im Automobilbau geforderten Aufbaus auf der Außenhaut des Fahrzeugs in Verbindung mit der Unmöglichkeit, aus fahrzeugtechnischen Gründen die Antenne auf Dachmitte zu platzieren oder aufgrund der häufig erhobenen Forde­ rung, die Antenne mit der Fahrzeugform zu integrieren, das idealisiert gestaltete Richt­ diagramm mit dem vorgeschriebenen Aufbau auf der Platte bei Anbringung auf dem Fahrzeug sehr stark deformiert ist und in der Regel unzulässige Einzüge besitzt. Hierbei sind häufig insbesondere die Bereiche mit niedriger Elevation der Funkwellen betroffen. Auch die Eigen­ schaft der zirkularen Polarisation der Antenne kann in diesem Winkelbereich vollkommen verloren gehen. Diese Einflüsse resultieren aus den Beugungen und Reflexionen der einfal­ lenden Wellen, welche sich im Frequenzbereich über 1 bis 3 GHz in der Hauptsache an den Fahrzeugkanten und den Diskontinuitäten der Fahrzeugkarosserie, wie z. B. dem Dachrand am Rückfenster, sowie aus Abschattung des Welleneinfalls durch Fahrzeugteile ergeben.

Hinzu kommt, dass sich das mit dem Richtdiagramm bewertete Empfangssignal aufgrund sich überlagernder reflektierter Wellen aufgrund der Fahrzeugbewegung stark ändert und es zu Signalauslöschungen kommt. All diese Effekte können mit einer nach den Vorschriften anhand des Aufbaus auf einer Platte gestalteten und auf dem Fahrzeug montierten Antenne nicht vermieden werden. Die daraus resultierende unzulässig hohen Bitfehlerraten können zum Abbruch der Funkverbindung führen. Durch Wahl geeigneter Diversity-Einzelantennen A1, A2, A3, . . . in der Antennenanlage 1 in der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage lassen sich solche Effekte vorteilhaft weitgehend reduzieren.

Ein wesentlicher Vorteil einer Diversity-Empfangsanlage nach der Erfindung besteht somit in dem Sachverhalt, dass die in der Praxis nicht erfüllbare Forderung nach einer einzigen Fahrzeugantenne mit einem Richtdiagramm mit strenger Zirkularpolarisation, wie es z. B. für den idealisierten Aufbau auf der vorgeschriebenen Platte gefordert ist, für ein einzelnes Richtdiagramm der Empfangsanlage nicht gesondert im gesamten Raumwinkelbereich weder für die vom Satelliten noch für die terrestrisch ausgestrahlten Signale eingehalten werden muss. Durch die gesonderte Gestaltung von voneinander unabhängigen sektoralen Richt­ diagrammen 9 ist es z. B. möglich, durch Auswahl eines einzelnen Richtdiagramms zu den ausgewählten Zeitpunkten jeweils ein Richtdiagramm zur Verfügung zu stellen, welches in der aktuell geforderten Raumrichtung unter Einschluss der ansonsten nur sehr schwer abdeck­ baren Bereiche kleiner Elevationswinkel einen hinreichenden Antennengewinn besitzt.

Die Auffüllung der zum Teil erheblichen Pegeleinbrüche von 10 bis 20 dB über der Fahrstrecke insbesondere im Gebiet der Teilabschattung bzw. der Abschattung des direkt einfallenden Empfangssignals mit Hilfe der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage ist jedoch im Hinblick auf die Erzielung geringer Bitfehlerraten ungleich wirkungsvoller als die akribische Einhaltung eines vorgeschriebenen Richtdiagramms auf einer kreisrunden Platte.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand der Figuren näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1a erfindungsgemäße Antennendiversity-Empfangsanlage mit einer Antennenanordnung 20 und einem Empfänger 3, einer logischen Schalteinrichtung 2, einer Empfangspegel- Prüfeinrichtung 25 mit zugeführtem Symboltaktsignal 18 über einen triggerbarem Pulsgenerator und Pegelkomparator 10 zur vergleichenden Feststellung des Empfangspegels 30.

Fig. 1b wie Fig. 1a, jedoch mit im Satellitenfunkempfänger 3 enthaltener Empfangspegel-Prüf­ einrichtung 25.

Fig. 1c wie Fig. 1a, jedoch mit einem Empfänger 3 mit getrennten Empfangszweigen für Sig­ nale mit QPSK-Modulation (Kennzeichnung mit a) und für Signale mit COFDM- Modulation des HF-Trägers (Kennzeichnung mit b) für den gleichzeitigen und koordinierten Empfang von digital modulierten Satellitenfunksignalen nach dem Q-PSK- Verfahren und digital modulierten von terrestrischen Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen nach dem COFDM-Verfahren in benachbarten Hochfrequenzbändern der gleichen HF-Kanalbandbreite B jeweils desselben, aber durch Laufzeit versetzten Signalinhalts.

Fig. 1d wie Fig. 1c, jedoch mit einem Empfänger 3 mit einem weiteren Empfangszweig für Sig­ nale mit QPSK-Modulation (Kennzeichnung mit a'), welche von einem weiteren Satelliten ausgestrahlt werden, für den gleichzeitigen und koordinierten Empfang mit den vom ersten Satelliten ausgestrahlten Funksignalen und den von terrestrischen Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen in benachbarten Hochfrequenzbändern der gleichen HF- Kanalbandbreite B jeweils desselben, aber durch Laufzeit versetzten Signalinhalts.

Fig. 2 Pegelverläufe der Empfangssignale 5 von drei Einzelantennen (A1, A2, A3) über einer Wegstrecke von 2λ und daraus erfindungsgemäß durch Antennendiversity ausgewählten maximalem Pegel (oben). Das Zeitraster (unten) stellt einen für eine Fahrgeschwindigkeit von 100 km/h hinreichend kleinen Prüfzyklus-Zeitabstand T_z für die Aktualisierung des günstigsten Empfangssignals 5 für maximalen Pegel während einer zurückgelegten Strecke von λ/20 dar.

Fig. 3 Darstellung der zeitlichen Abfolge der Pegelprüfvorgänge, getriggert durch den Symboltakt 18. Während der gesamten Prüfzeit 7 werden nacheinander die Einzelantennen für die Prüfzeit 11 aufgeschaltet und der dazugehörige Empfangspegel ermittelt. Nach einer Umschaltzeit 24 wird die nächste Einzelantenne aufgeschaltet, so dass nacheinander bis zu R Einzelantennen pegelmäßig bewertet werden können.

Fig. 3a COFDM-Modulation: R Pegelprüfvorgänge der Pegelprüfdauer T_p = 1/B am Anfang eines Symbols der FDM-Symboldauer T_sf und einem hierzu gleichlang gewählten Prüfzyklus-Zeitabstand T_z.

Fig. 3b M-PSK-Modulation: R Pegelprüfvorgänge der Pegelprüfdauer T_p = 1/B in aufeinander folgend empfangenen Symbolen der MPSK-Symboldauer T_sp = 1/B, initiiert in geeignet gewähltem Prüfzyklus-Zeitabstand T_z.

Fig. 4a Wirkungsweise der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 in der ZF-Ebene des Empfän­ gers mit Empfangspegelindikator 36 für den Empfang von COFDM-Signalen.

Fig. 4b spektrale Darstellung des COFDM-Signals mit N_c Unterträgern 15 mit einem spektralen Frequenzabstand Δf_c bei einer Bandbreite B mit geringer Pegelschwankung der Einzel­ träger aufgrund des frequenzdispersiven Übertragungskanals.

Fig. 4c Wirkungsweise der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 in der ZF-Ebene des Empfän­ gers mit Empfangspegelindikator 36 für den Empfang von M-PSK-Signalen.

Fig. 4d ZF-Frequenzspektrum der M-PSK-Signale.

Fig. 4e erfindungsgemäße Ausgestaltung der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25.

Fig. 5a dreidimensionales nahezu omnidirektionales Richtdiagramm für zirkulare Polarisa­ tion einer für einen Satellitenrundfunkdienst geeigneten Antenne über ideal leitender Ebene.

Fig. 5b dreidimensionales Richtdiagramm einer erfindungsgemäßen Empfangsanlage mit unterschiedlichen Hauptempfangsrichtungen 22.

Fig. 5c mit einer erfindungsgemäßen Empfangsanlage einstellbare Hüllfläche für geforderten Antennengewinn mit zirkular polarisierten Wellen mittels sektoraler Richtdiagramme 9.

Fig. 5d Verformung des Vertikaldiagramms einer ursprünglich auf einer leitenden Platte mon­ tierten Antenne mit einem Diagramm nach Fig. 5a durch Einbringung in eine leitende, wannenartige Vertiefung 58 (Fig. 8).

Fig. 5e erfindungsgemäßes dreidimensionales Diagramm einer Einzelantenne mit sektoraler Ausleuchtung.

Fig. 6 erfindungsgemäße Antennenanlage mit einer Einzelantenne A1 auf dem Heckdeckel und weiteren in die Fahrzeugkarosserie integrierten Antennen A2 bis A5.

Fig. 7 erfindungsgemäße Einzelantennen A1 bis A3, deren Richtdiagramme zusätzlich durch Schaltdioden 38 und Blindelemente 39 gestaltet werden können.

Fig. 8a erfindungsgemäße Antennenanlage in einer metallischen, wannenartigen Vertiefung 58 mit Einzelantennen A1 bis A5, die als Patchantennen ausgeführt sind.

Fig. 8b wie Fig. 8a, jedoch mit einer Einzelantenne A1 ähnlich Fig. 7.

Fig. 9a erfindungsgemäße Antennenanlage in einer metallischen, wannenartigen Vertiefung 58 mit einer als horizontalem Kreuzdipol ausgeführten Einzelantenne A1 und aus Antennenteilen 4c und 4d, über ein Zusammenschaltnetzwerk 62 gebildeten Einzelantenne A2 und in ähnlicher Weise gebildeten Einzelantennen A3 bis A5.

Fig. 9b Draufsicht auf eine der Fig. 9a ähnlichen, erfindungsgemäßen Antennenanlage 1 mit insgesamt 8 sternförmig angeordneten Einzelantennen A2 bis A9.

Fig. 10a Anordnung erfindungsgemäßer Einzelantennen mit einer Einzelantenne A1 ähnlich Fig. 7 im Zentrum einer kreisförmigen wannenartigen Vertiefung 58 und weiteren Einzelantennen A2 bis A9, die als horizontale Zweiergruppenantennen vor den schrägen Wannenwänden 63 angeordnet sind.

Fig. 10b Schnitt durch die erfindungsgemäße Antennenanordnung nach Fig. 10a.

Die vorliegende Erfindung wird im Folgenden am Beispiel einer Satellitenfunkemp­ fangsanlage mit Unterstützung durch die terrestrische Ausstrahlung des gleichen Signalinhalts für Fahrzeuge bei der Trägerfrequenz f von ca. 2,3 GHz erläutert. In diesem Bereich beträgt die Freiraumwellenlänge λ = 12 cm. Im Gegensatz zu den terrestrischen Funksystemen im Meterwellenbereich sind Signale, die sich mit großen Laufzeitdifferenzen bei dieser Frequenz einem Direktsignal überlagern, von kleiner Intensität, so dass sich der Hauptteil solcher Signale aus Reflexionen in der näheren Umgebung zusammensetzt. Demzufolge ist die durch die Mehrwegeausbreitung bedingte Übertragungsbandbreite des Übertragungskanals zwischen Sende- und Empfangsantenne zumeist größer als 10 MHz einzuschätzen.

Bei einem derartigen Rundfunksystem werden z. B. Signale gleichen Inhalts jeweils von zwei Satelliten und von terrestrischen Sendestationen über eine HF-Kanalbandbreite B von jeweils ca. 4 MHz in enger Frequenznachbarschaft zueinander ausgestrahlt. Hierbei wird für die Übertragung vom Satelliten meist das digitale QPSK-Verfahren und für die terrestrische Übertragung der Signale meist das COFDM-Verfahren angewandt. In beiden Fällen ist es zwingend notwendig, die mit der Auswahl des günstigsten Empfangssignals 5 einher gehende Prüfung der Signale derart zu gestalten, dass kein Datenverlust auftritt bzw. dieser so gering wie möglich ist, so dass insgesamt aufgrund der Vermeidung von Pegeleinbrüchen und damit im Zusammenhang stehenden Phasenfehlern die Bitfehlerrate über eine Fahrstrecke drastisch reduziert wird.

Erfindungsgemäß wird dies mit der in einer Grundform in Fig. 1a dargestellten Diversity- Empfangsanlage bei beiden digitalen Modulationsarten (COFDM bzw. QPSK) dadurch bewirkt, dass die Pegelfeststellung des Hochfrequenzsignals innerhalb der HF- Kanalbandbreite B mit Hilfe der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 jeweils mit der minimal möglichen Pegelprüfdauer 11 erfolgt und in vorteilhafter Weise zeitlich aufeinanderfolgend durchgeführt wird. Sowohl die Kodierung des OFDM-Signals, gekennzeichnet durch C, als auch die Zahl M der Phasenzustände des MPSK-Signals (bei QPSK ist M = 4), ist ohne Einfluss in Bezug auf die mit der Erfindung gegebene Lehre. Durch sukzessive vergleichende Pegelprüfung durch Umschaltungen mit Hilfe der logischen Schalteinrichtung 2 werden die verfügbaren Empfangssignale sukzessive im Rahmen eines Prüfzyklus mit Hilfe eines Pegelkomparators 10 und eines adressierbaren Speichers 35 geprüft und ein günstiges Empfangssignal 5 ausgewählt.

Diese Prüfzyklen werden erfindungsgemäß jeweils in laufender Folge nach Ablauf eines in geeignet gewähltem Prüfzyklus-Zeitabstand T_z wiederholend initiiert. Hierbei ist es vorteilhaft, nach Ablauf eines Prüfzyklus und Auswahl des günstigsten Empfangssignals 5 diese Einstellung innerhalb der verbleibenden Zeit innerhalb des Prüfzyklus-Zeitabstands T_z beizubehalten. Aufgrund der begrenzten HF-Kanalbandbreite B kann die sichere Feststellung des Empfangspegels nicht schneller erfolgen als in der Pegelprüfdauer T_p ~ 1/B. Die für die Antennenumschaltung selbst benötigte Umschaltzeit 24 ist um eine Größenordnung kleiner als die Pegelprüfzeit 11, so dass die Pegelprüfung und die Umschaltung zusammen innerhalb der Pegelprüfdauer T_p 13 erfolgen können. Für die Einstellung eines erfindungsgemäßen Prüfzyklus-Zeitabstands T_z gilt folgende Beziehung, wenn das günstigste Empfangssignal 5 über die Wegstrecke von einer halben Wellenlänge Z mal aktualisiert werden soll:

Mit Z = 5, f_GHz = 2,33 und v_kmh = 100 ergibt sich T_z < 430 µs und bei v_kmh = 175 ergibt sich T_z < = 250 µs.

Hierbei ist es erfindungsgemäß wesentlich, dass die für die Prüfung und Aktualisierung des günstigsten Empfangssignals 5 benötigte Gesamtzeit R.T_p von R Prüfungen wesentlich kleiner ist als der Prüfzyklus-Zeitabstand T_z, so dass die Anzahl der mit größerer Unsicherheit identifizierten Symbole infolge des Selektionsprozesses bei QPSK-Modulation möglichst klein ist. Für dieses Verhältnis gilt mit Gleichung (1)

Mit R = 10 Pegelprüfungen pro Prüfzyklus und einer Fahrgeschwindigkeit von 175 km/h ergibt sich der für die Auswahl des günstigsten Empfangssignals 5 notwendige relative Zeitanteil gemäß Gleichung (2) bei Einstellung des größtmöglichen Prüfzyklus-Zeitabstands T_z mit den übrigen o. g. Werten zu lediglich 0,2%.

Bei der COFDM-Modulation ist es vorteilhaft, wenn der Prüfzyklus-Zeitabstand T_z nach Gleichung (1) größer gewählt werden kann als die FDM-Symboldauer T_sf und der gesamte Prüfzyklus mit R notwendigen Pegelprüfungen innerhalb einer FDM-Symboldauer T_sf durch­ geführt wird und die Gesamtzeit R.T_p von R Prüfungen im Interesse der sicheren Symbol­ identifikation wesentlich kleiner ist als die FDM-Symboldauer T_sf. Damit ergibt sich in Ana­ logie zu Gleichung (2) mit T_sf = 1/Δf_c, mit B = N_c.Δf_c und mit T_p = 1/B das Verhältnis V_p:

Mit N_c = 1000 und R = 10 ist dieses Verhältnis V_p = 1% und klein genug. Die Reduktion der wirksamen, für die Symbolidentifikation zur Verfügung stehenden Zeit ist somit nur un­ wesentlich geschmälert. Bei zu kleiner Anzahl N_c der Unterträger könnte sich für das in Gleichung (3) angegebene Verhältnis ein zu großer Zeitanteil für die Pegelprüfungen ergeben. Deshalb ist es erfindungsgemäß vorgesehen, z. B. die Zahl von R Prüfungen auf eine Anzahl S aufeinanderfolgender Symbole aufzuteilen, so dass sich die innerhalb einer FDM-Symbol­ dauer T_sf notwendige Prüfzeit als R.T_p/S darstellt und entsprechend für Gleichung (3) gilt:

Ist der zulässige Prüfzyklus-Zeitabstand T_z größer als die FDM-Symboldauer T_sf, so ist es er­ findungsgemäß ausreichend, die Aktualisierung des günstigsten Empfangssignals nicht bei jedem gesendeten Symbol durchzuführen. Zur Festlegung des Prüfzyklus-Zeitabstands T_z bei gegebener HF-Kanalbandbreite B, gegebener Anzahl der Unterträger N_c und maximaler Fahrgeschwindigkeit V_kmh dient folgende Beziehung:

Es genügt somit, unter Beachtung von Gleichung (4), nur in jedem ganzzahlig (T_z/T_sf)-ten aufeinander folgenden Symbol einen Prüfzyklus durchzuführen.

Mit den beispielhaft o. g. Zahlenwerten ergibt sich jedoch für eine maximale Fahrgeschwin­ digkeit von v_kmh = 175 ein Verhältnis von T_z/T_sf ~ 1, d. h. der Prüfzyklus-Zeitabstand T_z kann erfindungsgemäß gleich der FDM-Symboldauer T_sf gewählt werden. Somit wäre bei Z = 5 Aktualisierungen über eine Fahrstrecke von λ/2 während nur jedes zweiten empfangenen Symbols die maximale Fahrgeschwindigkeit auf ca. 80 km/h begrenzt.

In einer besonders aufwandsarmen vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung sind nach Fig. 1a die Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 und die logische Schalteinrichtung 2 in der räumlichen Nachbarschaft der Antennenanordnung 20 angeordnet und das Symboltaktsignal 18 wird zusammen mit dem Empfangspegel 30 über die Hochfrequenzleitung zwischen der Antennenanschlussstelle 21 und dem Empfänger 3 zugeführt. Mit dieser Ausführungsform der Erfindung ist der Vorteil verbunden, dass der Empfänger 3 nicht wesentlich für eine Empfangsanlage nach der Erfindung vorgerüstet sein muss, weil das Symboltaktsignal 18 und der Empfangspegel 30 in der Regel im Empfänger 3 im Allgemeinen vorliegen.

Fig. 1a zeigt also eine Grundform einer Empfangsanlage nach der Erfindung, wobei im Empfänger 3 ein Bandpass 26 und ein Empfangspegelindikator 36 enthalten sind, dessen Ausgangssignal den Empfangspegel 30 wiedergibt und einer Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 zugeführt ist. Zusätzlich wird der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 das Symboltaktsignal 18 zugeleitet, so dass das daraus abgeleitete Umschaltsignal 23 die logische Schalteinrichtung 2 gemäß der oben beschriebenen Folge von Pegelprüfungen zur Auswahl eines guten bzw. des günstigsten Empfangssignals 5 verwendet werden kann. Hierbei enthält die Antennenanlage 1 eine Reihe von Einzelantennen A1, A2, A3, welche aus Antennenteilen 4a, 4b, 4c im Hinblick auf die erforderliche Diversität der Empfangssignale 5 mit vorteilhaft großem Freiheitsgrad gestaltet werden können. An der Antennenanschlussstelle 21 liegt somit für die Auswertung jedes Symbols ein optimales Empfangssignal 5 am Eingang des Empfängers 3 vor.

Fig. 1b zeigt eine Fig. 1a ähnliche erfindungsgemäße Anordnung, jedoch mit im Satelliten­ funkempfänger 3 enthaltener Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25. In Fig. 1c ist ein kombiniertes erfindungsgemäßes Antennendiversitysystem für gleichzeitigen und koordinierten Empfang von digital modulierten Satellitenfunksignalen nach dem Q-PSK- Verfahren und nach dem COFDM-Verfahren digital modulierten von terrestrischen Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen in benachbarten Hochfrequenzbändern der gleichen HF-Kanalbandbreite B jeweils desselben, aber durch Laufzeit versetzten Signalinhalts dargestellt.

Beide Systeme bestehen aus der Antennenanordnung 20 mit der Antennenanlage 1, welche diversitätsmäßig unterschiedliche Empfangssignale 5 liefert. Mit Hilfe der logischen Schalteinrichtung 2a und der Empfangspegelprüfeinrichtung 25a wird dem Empfängerteil 3a für den Empfang des QPSK-Satellitensignals an der Antennenanschlussstelle 21a über den Prüfzyklusvorgang jeweils in einem Prüfzyklus-Zeitabstand T_z das günstigste Empfangssignal 5 aktualisiert angeboten. Ebenso liegt an der Antennenanschlussstelle 21b jeweils nach den Pegelprüfvorgängen am Anfang einer FDM-Symboldauer T_sf das günstigste Empfangssignal 5 für den Empfängerteil 3b für den Empfang des COFDM-modulierten terrestrischen Signals vor. Beide Empfängerteile 3a und 3b sind im Empfänger 3 zur Auswertung der Empfangssignale gleichen Signalinhalts enthalten. Für die Antennenauswahl werden erfindungsgemäß im QPSK-Empfänger der Empfangspegel 30a und das Symboltaktsignal 18a der Empfangspegelprüfeinrichtung 25a mit Pegelkomparator 10a zugeführt.

In Fig. 1d ist das kombinierte erfindungsgemässe Antennendiversitysystem in Fig. 1b ergänzt um einen weiteren Zweig, dessen Komponenten mit a' gekennzeichnet sind, für den gleichzeitigen und koordinierten Empfang eines weiteren nach dem QPSK-Verfahren digital modulierten Satellitenfunksignals, welches zur Unterstützung der Übertragungssicherheit von einem weiteren Satelliten ausgestrahlt wird. Alle empfangenen Signale werden im Empfänger 30 koordiniert und ausgewertet, so dass sich durch die Antennendiversity-Funktion in Verbindung mit den beiden Satelliten-Übertragungswegen und dem terrestrischen Übertragungspfad eine bestmögliche Sicherheit der Datenübertragung ergibt.

Sowohl bei Signalen mit der QPSK-Modulation als auch der COFDM-Modulation des HF- Trägers wird erfindungsgemäß deshalb der Prüfzyklus-Zeitabstand T_z derart gewählt, dass innerhalb dieser Zeit die Empfangsbedingungen praktisch konstant sind. Dies wird dadurch bewirkt, dass innerhalb der durchfahrenen Wegstrecke von einer halben Wellenlänge des hochfrequenten Trägers diese Einstellung mindestens fünfmal aktualisiert ist. Dies ist in Fig. 2 mit Hilfe der Empfangssignale der Antennen A1, A2 und A3 über die auf die Wellenlänge λ bezogene Fahrstrecke s mit Hilfe des darunter beispielhaft dargestellten Zeitrasters für den Prüfzyklus-Zeitabstand T_z = 250 µs bei einer Fahrgeschwindigkeit von 100 km/h veran­ schaulicht.

In Fig. 4a ist die Auswertung dieses Frequenzbandes bei vorliegender COFDM-Modulation des HF-Trägers mit Hilfe des Empfangspegelindikators 36 angegeben und Fig. 4b zeigt die Unterträger im Frequenzabstand Δf_c 16 in der Zwischenfrequenzebene des Empfängers. Bei einer dem Frequenzabstand Δf_c 16 entsprechenden FDM-Symboldauer T_sf von z. B. 250 µs, welche zur zeitparallelen Phasenidentifikation der N_c Unterträger zur Verfügung steht, wird erfindungsgemäß ein im Vergleich hierzu technisch vernachlässigbar kleiner Zeitanteil dazu verwendet, aus den verfügbaren diversitätsmäßigen Empfangssignalen 5 dasjenige zu ermitteln, welches ein hinreichend großes Signalrauschverhältnis ergibt oder im Vergleich mit den andern das maximale Signalrauschverhältnis liefert. Dies ist durch die im Vergleich zum Frequenzabstand der Unterträger große HF-Kanalbandbreite B = N_c.Δf_c 19 möglich, so dass die Pegelprüfzeit 11 um die Größenordnung der Anzahl N_c der Unterträger kleiner gewählt werden kann als die Symbolzeit T_sf 14. Bei der großen Anzahl von N_c = 1000 können somit bis zu 10 diversitätsmäßige Empfangssignale 5 im Hinblick auf den Pegel in der Folge mit einem hierzu erforderlichen Zeitaufwand von etwa 1 bis 2% der FDM-Symboldauer T_sf untersucht werden. Der erfindungsgemäß gewählte Prüfzyklus-Zeitabstand T_z definiert, nach wie vielen empfangenen Symbolen das folgende Symbol für eine Aktualisierung des günstigsten Empfangssignals 5 herangezogen wird.

In Fig. 4c erfolgt die Auswertung dieses Frequenzbandes bei vorliegender M-PSK-Modula­ tion des HF-Trägers ebenfalls mit Hilfe des Empfangspegelindikators 36 und Fig. 4d zeigt das bandbegrenzte Frequenzspektrum der M-PSK-Empfangssignale in der Zwischenfrequenzebe­ ne des Empfängers. Bei einer QPSK-Symboldauer T_sp (von z. B. 0,25 µs = 1/B = 1/(4 MHz)) wird erfindungsgemäß ein im Vergleich hierzu technisch vernachlässigbar kleiner Zeitanteil des erfindungsgemäßen Prüfzyklus-Zeitabstands T_z dazu verwendet, aus den verfügbaren di­ versitätsmäßigen Empfangssignalen 5 dasjenige zu ermitteln, welches ein hinreichend großes Signalrauschverhältnis ergibt oder im Vergleich mit den andern das maximale Signalrausch­ verhältnis liefert. Dies ist durch die große Bandbreite B im Hinblick auf Gleichung (1) be­ gründet.

Bei einer QPSK-Symboldauer T_sp = 1/(4 MHz) = 0,25 µs ergibt sich für R Pegelprüfungen eine relative Anzahl von lediglich R.(T_sp/T_z) = R/1000 von Symbolen, welche zwar nicht mit einem optimal verfügbaren Empfangssignal 5 empfangen werden, die richtige Symboli­ dentifikation jedoch bei der überwiegenden Mehrzahl dieser Symbole aufgrund der Statistik des Empfangsfeldes auch dann noch wahrscheinlich ist. Die wenigen Symbole, welche dabei einer Fehlidentifikation unterliegen können, werden durch die bei jedem digitalen Kommuni­ kationssystem gegebenen Redundanz mit Fehlerkorrektur korrigiert. Die übrigen, während des Prüfzyklus-Zeitabstands T_z gesendeten Symbole, werden dagegen mit der vollen Diver­ sitätswirkung der verfügbaren Empfangssignale empfangen. Damit wird bei geeigneter Aus­ wahl von Antennen in der Antennenanlage 1 eine hohe Diversityeffizienz erreicht, welche die starke Reduzierung der Bitfehlerrate über eine Fahrstrecke bewirkt und die Wahrschein­ lichkeit des Abbrechens der Funkverbindung mit den Schwierigkeiten der Neusynchronisation stark vermindert. In Fig. 3b ist die QPSK-Symboldauer T_sp = 1/B, welche etwa gleich der Pegelprüfdauer T_p ist, der Zeitablauf für R Pegelprüfvorgänge sowie einen erfindungsgemäß gewählten Prüfzyklus-Zeitabstand T_z dargestellt.

Für die Realisierung eines derartigen Ablaufs für QPSK-Modulation des HF-Trägers mit der Trägerfrequenz f ist beispielsweise in der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 - welcher so­ wohl der Empfangspegel 30 als auch das im Empfänger generierte Symboltaktsignal 18 zugeführt ist - ein triggerbarer Pulsgenerator 31 vorhanden. Dieser ist gemäß der Anzahl R der zu prüfenden Empfangssignale 5 vom Symboltaktsignal 18 getriggert und gibt somit eine Pulsfolge ab, deren Pulsabstandszeit gleich der QPSK-Symboldauer T_sp ~ 1/B beträgt. Die betreffende Pulsfolge wird jeweils sowohl an den Pegelkomparator 10 mit adressierbarem Speicher 35 als auch an die logische Schalteinrichtung 2 zur sequentiellen bzw. adressierten Anschaltung der Empfangssignale 5 zur Auswahl eines diversitätsmäßig günstigen Emp­ fangssignals 5 geleitet. Nach Ablauf der notwendigen R Pegelprüfvorgänge bleibt der Zustand des triggerbaren Pulsgenerators 31 und somit auch der logischen Schalteinrichtung 2 über ein im triggerbaren Pulsgenerator 31 enthaltenes Zeitglied 42 zur Einstellung des Prüfzyklus- Zeitabstands T_z vorzugsweise unverändert, bis nach Ablauf von T_z der vergleichende Prüfzyklus neu eingeleitet wird.

Bei Signalen mit der COFDM-Modulation des HF-Trägers werden erfindungsgemäß die Pegeleinbrüche ebenfalls dadurch reduziert, dass der Pegel des aktuell angeschalteten Hochfrequenzsignals innerhalb der HF-Kanalbandbreite B, also jeweils nach der minimalen Pegelprüfdauer T_p = 1/B, festgestellt wird. Das COFDM-Signal setzt sich aus der zeitlichen Folge von jeweils N_c parallel ausgesendeten, in der Phase modulierten Unterträgern mit dem Frequenzabstand Δf_c zusammen. Jedes Paket dieser Unterträger wird jeweils über die FDM- Symboldauer T_sf = 1/Δf_c ausgesendet. Für die Auswahl eines diversitätsmäßig möglichst günstigen Empfangssignals 5 kann somit die Feststellung der Gesamtenergie dienen, welche im ZF-Bereich in einem Bandpaßfilter 26 der Kanalbandbreite B = N_c.Δf_c über die Pegelprüfdauer T_p auftritt. Hierbei ist N_c (z. B. N_c = 1000) die Anzahl der nach dem COFDM- Verfahren gesendeten Unterträger, deren Frequenzabstand (Δf_c) 16 z. B. 4 kHz beträgt.

Bei diesem Verfahren erfolgt die mehrfache vergleichende Pegelprüfung am Anfang jedes gesendeten Symbols. Mit der Pegelprüfdauer T_p = 1/B = 0,25 µs wird beim vorliegenden Beispiel für die Auswahl des günstigsten Empfangssignals 5 bei R Pegelprüfungen eine gesamte Prüfzeit von R.0,25 µs in Anspruch genommen. Dies entspricht bei einer FDM- Symboldauer T_sf = 1/Δf_c = N_c/B = 1000.0,25 µs = 250 µs. Bei diesen Größenverhältnissen steht für die Symbolidentifikation somit die gesamte restliche Zeit der FDM-Symboldauer T_sf von (1-R/N_c) = (1-R/1000).250 µs zur Verfügung. Diese unwesentliche Reduzierung der für die Identifizierung zur Verfügung stehenden Zeit ist mit keiner Verschlechterung der Identifizierungssicherheit verbunden. Wie aus Fig. 2 ersichtlich, ist diese Symboldauer hinreichend kurz, um die erfindungsgemäß häufige Aktualisierung des günstigsten Empfangssignals 5 auch bei hohen Fahrgeschwindigkeiten sicherzustellen. Der vergleichende Prüfvorgang am Anfang der FDM-Symboldauer T_sf mit den Pegelprüfzeiten T_p, mit den Umschaltzeiten von etwa 0,25 µs sowie der Guard-Zeit T_g ist in Fig. 3a dargestellt.

Um einen derartigen Ablauf zu realisieren, ist beispielsweise in der Empfangspegel-Prüfein­ richtung 25, welcher sowohl der Empfangspegel 30 als auch das im Empfänger generierte Symboltaktsignal 18 zugeführt ist, auch im Fall der FDM-Modulation ein triggerbarer Puls­ generator 31 vorhanden, welcher vom Symboltaktsignal 18 getriggert ist und der - ausgelöst durch die Triggerung - eigenständig gemäß der Anzahl R der zu prüfenden Empfangssignale 5 eine entsprechend gestaltete Pulsfolge abgibt, deren Pulsabstandszeit vorzugsweise mög­ lichst klein, also etwa gleich der Pegelprüfdauer T_p ~ 1/B, gewählt ist. Die Pulsabstandszeit besteht aus der Pegelprüfzeit 11 plus der vergleichsweise kleinen Umschaltzeit 24. Die betreffende Pulsfolge wird jeweils sowohl an den Pegelkomparator 10 mit adressierbarem Speicher 35 als auch an die logische Schalteinrichtung 2 zur sequentiellen bzw. adressierten Anschaltung der Empfangssignale 5 zur Auswahl eines diversitätsmäßig günstigen Empfangs­ signals 5 geleitet. Nach Ablauf der notwendigen R Pegelprüfvorgänge bleibt der Zustand des triggerbaren Pulsgenerators 31 und somit auch der logischen Schalteinrichtung 2 über die ver­ bleibende Zeit innerhalb der FDM-Symboldauer T_sf unverändert, bis mit einem der folgenden Symbole, vorzugsweise dem nächsten Symbol, der triggerbare Pulsgenerator 31 neu getriggert wird und der vergleichende Prüfzyklus neu eingeleitet wird.

Ein für beide digitale Modulationsarten mögliches Blockdiagramm für eine Ausführungsform einer derartigen Anordnung ist beispielhaft in Fig. 4e angegeben. In einer zeitgemäßen Reali­ sierung ist die gesamte Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 als Mikroprozessor ausgeführt, welcher programmgesteuert z. B. die in Fig. 4c angegebenen Programmblöcke abarbeitet. Zur Ermittlung des günstigsten Empfangssignals 5 kann beispielsweise die in Fig. 4e angegebene Anordnung in der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 verwendet werden. Diese besteht aus einer Ablaufsteuerung 32, welche sowohl die Takterzeugung für die Antennenumschaltung 33 als auch den Pegelkomparator 10 zur Feststellung des günstigsten Empfangspegels 5 (P_xmax) sowie einen Umschalter zur Ausgabe des Umschaltsignals 23 ansteuert. Mit Hilfe einer adres­ sierbaren Antennenumschaltung 34, einem adressierbaren Speicher 35 für die Empfangspegel P_x 30 der x-ten Antenne und dem Pegelkomparator 10 wird die Maximalsignalpegel-Schalt­ stellung S_max 37 ermittelt und als Umschaltsignal 23 ausgegeben.

Damit ist klargestellt, dass für beide hier betrachteten Modulationsarten erfindungsgemäß ein Antennendiversitysystem angegeben ist, welches bei größtmöglicher Datensicherheit während des Auswahlprozesses für das günstigste Empfangssignal 5 die Wahrscheinlichkeit für das Auftreten von Pegeleinbrüchen auf bestmögliche Weise reduziert.

Dies wird nochmals anhand der Darstellung in Fig. 3a verdeutlicht. Mit jeder Selektion eines günstigen Empfangssignals 5 zu Beginn oder am Ende eines gesendeten Symbols werden somit bei COFDM-Modulation von deren N_c Unterträgern mit jedem Symbol, d. h. während der FDM-Symboldauer T_sf, die Zahl von 2 × N_c Bits mit gutem Signalrauschverhältnis übertragen. Bei der M-PSK-Modulation des HF-Trägers in Fig. 3b erfolgen R Pegelprüfungen in zeitlich aufeinanderfolgenden Symbolen innerhalb des gewählten Prüfzyklus-Zeitabstands T_z. Wird dieser gleich der FDM-Symboldauer T_sf gewählt, so werden mit beiden Modulationsarten innerhalb gleicher Zeiten etwa gleiche Informationsmengen übertragen.

Aufgrund der unvermeidbaren Reflexionen und Beugungen im Nahbereich der Antenne ent­ stehen die in Fig. 2 schematisch über der auf die relative Weglänge s/λ bezogen dargestellten Pegelverteilungen von drei Antennen. Die stark ausgezogene Kurve bezeichnet den jeweils maximal verfügbaren Pegel bei Auswahl des günstigsten Empfangssignals 5. Im Bild darunter ist in Fig. 2 bei einer vorausgesetzten Fahrgeschwindigkeit von 100 km/h die Folge der Prüfzyklus-Zeitabstände T_z dargestellt. Pegeleinbrüche treten mit großer Wahrschein­ lichkeit im Mittel alle halbe Wellenlänge auf. Bei einer FDM-Symboldauer T_sf von 250 µs trifft somit die hinreichende Anzahl von ca. zehn Symbolen auf eine halbe Wellenlänge. Es ist somit möglich, den stark ausgezogenen optimalen Pegelverlauf bei der Signalgewinnung zu realisieren. Wie oben gezeigt, lässt diese Dimensionierung bei Z = 5 eine Fahrgeschwindigkeit von ca. 175 km/h zu.

Im Folgenden sollen beispielhaft Antennenanordnungen 20 für erfindungsgemäße Antennen­ diversitysysteme erläutert werden. Fig. 5a zeigt ein dreidimensionales, nahezu omnidirek­ tionales Richtdiagramm für Zirkularpolarisation einer für einen Satellitendienst geeigneten Antenne, welche weitgehend den gewünschten Forderungen entspricht, wenn diese auf einer ebenen Platte montiert ist (Fig. 8a). Zur Verdeutlichung der Effekte, die eine unsichtbare Anbringung einer Antenne auf dem Fahrzeug im Hinblick auf das Richtdiagramm bewirkt, ist in Fig. 5d die Verformung des Vertikaldiagramms des in Fig. 5a dargestellten Richtdiagramms gezeigt, wenn die betreffende Antenne in eine wannenartige Vertiefung 58, wie in Fig. 5d angedeutet, eingebracht ist. Der vorgeschriebene Antennengewinn wird insbesondere im Winkelbereich der niedrigen Elevation nicht erreicht (s. Fig. 5d). Zum Zwecke der Überwindung einer gegenüber liegenden Abschattung durch Wände kann z. B. ein sektorales Richtdiagramm 9 von der in Fig. 5e dargestellten Form eingesetzt werden. Zwangs­ weise werden für die gesamte azimutale Abdeckung mehrere solcher sektoralen Richtdia­ gramme 9 notwendig.

Es zeigt sich demnach, dass das vorgeschriebene Richtdiagramm des Antennengewinns mit einer Einzelantenne an vielen unter fahrzeugspezifischen günstigen Einbauorten nicht erreicht werden kann. Gemäß der vorliegenden Erfindung lassen sich jedoch z. B. mehrere Einzel­ antennen gestalten, welche unterschiedliche sektorale Richtdiagramme 9 besitzen mit in unter­ schiedliche Raumrichtungen weisenden Hauptrichtungen 22, wie dies beispielhaft für 5 ver­ schiedene Richtantennen in Fig. 5b gezeigt ist. Bildet man die Hüllfläche über alle Diagram­ me, so ergibt sich im gezeigten Beispiel ein Diagramm, wie in Fig. 5c, in welchem die Strah­ lung im Bereich kleiner Elevationswinkel durch die erhöhte Richtwirkung der Einzelantennen angehoben ist. Es zeigt sich ferner, dass sich für unauffällige fahrzeugintegrierte Antennen eine geordnete Zirkularpolarisation für die sektoralen Richtdiagramme 9 mit vertretbarem Aufwand kaum herstellen lassen. Erfindungsgemäß wird deshalb die Erzeugung erhöhter sektoraler Richtwirkungen vorgeschlagen, so dass der 3 dB-Verlust, der mit dem Verzicht auf Zirkularpolarisation einhergeht, kompensiert bzw. überkompensiert wird.

In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung wird, wie in Fig. 6 dargestellt, eine Antenne A1 mit dem vorgeschriebenen auf die Messplatte bezogenen Richtdiagramm z. B. auf dem Kofferraumdeckel oder unter einem Kunststoff-Kofferraumdeckel angebracht. Aufgrund der durch die Rückfensterscheibe und das Dach gegebenen Abschattung, insbesondere im Winkelbereich niedriger Elevation, wird dieser Bereich erfindungsgemäß durch zusätzliche Antennen A4, A5 aufgefüllt. Diese können z. B. wie in der Fig. 6 angedeutet, als Richt­ antennen auf der Windschutzscheibe angeordnet sein. Die mit der Kabelführung zur logischen Schalteinrichtung 2 mit einem derartigen dezentralen System einhergehenden Laufzeit­ differenzen sind bei den gegebenen Fahrzeugabmessungen ohne Einfluss auf die Signaltreue nach der Decodierung. Es ist grundsätzlich denkbar, bei flacher Neigung der Fensterscheiben die gesamte Antennenanlage 1 ausschließlich aus den Richtantennen A2, A3, A4 und A5 auf den Fensterscheiben zu gestalten.

Eine Antennenanlage 1 nach der Erfindung kann vorteilhaft in kleiner Bauhöhe, wie in Fig. 7, ausgestaltet werden. Diese Antenne besteht im Wesentlichen aus zwei gekreuzten Rahmen­ strukturen, in welche Blindelemente 39 zur Einstellung eines Richtdiagramms eingebracht sind, welches dem vorgeschriebenen Richtdiagramm mit Zirkularpolarisation bei sperrend geschalteten Dioden 38 weitgehend entspricht. Durch andere Einstellungen der Schaltdioden 38 werden mehrere sektorale Richtdiagramme 9 wechselweise zur Auffüllung der Hüllfläche eingestellt.

In Fahrzeugen wird häufig eine völlig verdeckte Anbringung von Antennen gefordert. Zu die­ sem Zweck wird in der leitenden Karosserie, wie in Fig. 8a, eine wannenartige Vertiefung 58 geschaffen, welche mit einer Kunststoffabdeckung versehen wird. In einer vorteilhaften Aus­ führung der Erfindung wird im Zentrum der Wanne auf dem Wannenboden 64 eine Patch-An­ tenne A1 zur Abdeckung der Steilstrahlung und an den entsprechend geneigt ausgeführten schrägen Wannenwänden 63 zur Gestaltung der sektoralen Richtdiagramme 9 weitere Patch- Antennen angebracht. Zur Verbesserung des Richtdiagramms für Steilstrahlung wird in Fig. 8b anstelle der Patch-Antenne A1 eine Antenne, wie in Fig. 7, wahlweise auch ohne Dioden 38, verwendet. Bei Ausbildung einer wannenartigen Vertiefung 58, welche in Fig. 9a beispielhaft kreisrund ausgeführt ist, können vorteilhaft im Zentrum über dem Wannenboden 64 im geeigneten Abstand zwei gekreuzte, aus den Antennenteilen 4a und 4b gestaltete Dipole angeordnet werden. Zur Verbesserung der Strahlung für niedrige Elevation können erfindungsgemäß zwei unter 90 Grad zueinander angeordnete, aus den vertikalen Antennenteilen 4c, 4d, 4e, 4f und 4g, 4h, 4i, 4k Gruppenantennen gebildet werden.

Deren Signale werden über ein Zusammenschaltnetzwerk 62 mit den Einzelantennenanschlüs­ sen A2 und A3 bzw. A4 und A5 zur Bildung der sektoralen Richtdiagramme 9 für die vier azimutalen Hauptrichtungen 22 (vergl. Bild 5b) zur Verfügung gestellt. Mit Hilfe der erhöhten Richtwirkung der Gruppenantennen für niedrige Elevation wird die durch die schrägen Wannenwände 63 gegebene Abschattung aufgehoben bzw. überkompensiert. Die in Fig. 9a dargestellte Antennenanlage 1 kann vorteilhaft sinngemäß zu der in Fig. 9b dargestellten Antennenanlage 1 mit einer größeren Anzahl von sektoralen Richtdiagrammen 9 erweitert werden. Abhängig vom Anbringungsort einer derartigen Antennenanlage 1 und den durch das Fahrzeug verursachten Abschattungen kann eine derartige Antennenanlage 1 mit unsymme­ trisch zum Zentrum angeordneten Gruppenantennen ausgestaltet werden.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung einer Antennenanlage 1 nach der Erfindung werden die schrägen Wannenwände 63 als Reflektoren von daran im geeigneten Abstand angebrachten Gruppenantennen A2 bis A9 mit den horizontal polarisierten Antennenteilen 4h und 4g genutzt (Fig. 10a). Im Zentrum kann vorteilhaft eine Antenne, wie in Fig. 7, wahlweise auch ohne Dioden 38, verwendet werden. In Fig. 10b ist der Querschnitt durch eine derartige wannenartige Vertiefung 58 mit der Anordnung der Gruppenantennen und der Antenne A1 dargestellt. Die eingetragenen Abmessungen gelten für eine bei 2,3 GHz verwendete Antennenanlage 1. Das optimale, mit einer der Gruppenantennen verfügbare sektorale Richtdiagramm 9 lässt sich durch optimale Neigungswinkel der schrägen Wannenwände 63 und der Positionierung der horizontal angeordneten Antennenteile 4g, 4h, 4i und 4k in der Ebene der Karosserieoberfläche erreichen.

Insbesondere im Fahrzeugbau tragen Hochfrequenz-Leitungsverbindungen erheblich zu den Gesamtkosten einer Empfangsanlage bei. Es ist deshalb dringend geboten, den Kabelaufwand so gering wie möglich zu halten. Zur Verbesserung der Empfangssicherheit ist bei bekannten Satellitenrundfunksystemen z. B. - wie oben bereits erläutert und in Fig. 1d dargestellt - ein Empfänger 3a' mit einem weiteren Empfangszweig für Signale mit QPSK-Modulation vor­ gesehen, welche von einem weiteren Satelliten für den gleichzeitigen und koordinierten Empfang mit den vom ersten Satelliten ausgestrahlten Funksignalen in einem in der Frequenz nahegelegenen Hochfrequenzband ausgestrahlt werden. Für beide Hochfrequenzbänder sind im Empfänger gesonderte HF-ZF-Teile 42a und 42a' (s. Fig. 1e) vorhanden, welche über eine gemeinsame Hochfrequenzleitung 21a zwischen der Antennenanordnung 20 und den Empfän­ gern 3a und 3a' über eine Signalverzweigung dieselben Signale zugeführt sind. Dadurch kann eine Hochfrequenzleitung eingespart werden. Zur Gestaltung einer Diversityfunktion sind der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25a die Empfangspegel 30a und 30a' zugeführt und werden dort jeweils in einem Pegelkomparator 10 mit einem Schwellwert für sichere Symbolidentifi­ kation verglichen. Die binären Ausgangssignale beider Pegelkomparatoren werden einer Logikschaltung 27 zugeleitet, welche über einen Umschaltbefehl an die logische Schaltein­ richtung 2a die Zuweisung eines anderen Antennensignals bewirkt, wenn nur eines der beiden Satellitensignale mit kleinerem als den geforderten Mindestpegel zur sicheren Symbolidentifi­ kation empfangen wird, d. h., wenn nicht beide Schwellwerte überschritten sind.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist in der Logikschaltung 27 ein Gedächtnis enthalten, welches es ermöglicht, anhand der vorausgegangenen Pegelprüfungen unnötige Umschaltungen zu vermeiden, wenn die Anzahl der oberhalb des Mindestpegels zur sicheren Symbolidentifikation empfangenen Satellitensignale gleich groß ist. Somit ist das System in der Lage, bei minimaler Schaltaktivität stets dasjenige Antennensignal auszuwäh­ len, mit dem die größere Anzahl aus den zwei Satellitensignalen empfangen werden kann. Dies ist insbesondere dann sehr vorteilhaft, wenn in der Antennenanlage 1 nur zwei Antennen - z. B. je eine im Frontbereich und im Heckbereich eines Fahrzeugs - vorhanden sind. Ob­ gleich die getrennte Selektion des für den Empfang jedes Satellitensignals günstigsten Anten­ nensignals mit nur einer gemeinsamen logischen Schalteinrichtung 2a und einer gemeinsamen Hochfrequenzleitung nicht möglich ist, ergibt sich z. B. im Fall von zwei Antennen für jedes Satellitensignal getrennt eine Diversityeffizienz von jeweils zwei Antennen.

In einer vorteilhaften Weitergestaltung der Erfindung werden beide Symboltaktsignale 18a und 18a' der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25a und dort der Logikschaltung 27 zugeführt. Wird eines der beiden Satellitensignale empfangsunwürdig, was durch Feststellung der Unterschreitung des Schwellensignals festgestellt ist, so wird in einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung der dadurch ausgelöste Umschaltvorgang zu einem für das empfangswürdige Empfangssignal unschädlichen Umschaltzeitpunkt initiiert. Diese Umschaltung erfolgt somit erfindungsgemäß an den Symboltakt des in diesem Augenblick empfangswürdigen Signals gebunden.

Zur Erläuterung der Funktionsweise eines derartigen Systems mit nur zwei Antennen sind in Fig. 11a vier Empfangssignale im Rayleigh-Empfangsfeld über der Wegstrecke aufgetragen. Hiervon sind die mit 0 und 1 indizierten Kurvenverläufe die Empfangssignale einer mit 0 bezeichneten Antenne von einem mit 0 und einem mit 1 bezeichneten Satelliten. Entsprechend stellen die mit 2 und 3 indizierten Kurvenverläufe Empfangssignale einer mit 1 bezeichneten Antenne von dem mit 0 und dem mit 1 bezeichneten Satelliten. Bei entsprechender Antennenanordnung sind die von einem Satelliten ausgesendeten Empfangssignale beider Antennen voneinander dekorreliert. Aufgrund der unterschiedlichen Ausbreitungswege sind auch die Pegelverläufe der beiden Satellitensignale einer Empfangsantenne jeweils dekorreliert. Somit sind alle in Fig. 11a dargestellten Pegelverläufe dekorreliert und die Unterschreitungen des für die sichere Symbolidentifikation notwendigen Mindestempfangspegels (Noise in Fig. 11a) erfolgen weitgehend unabhängig voneinander.

Subtrahiert man die Anzahl der mit der Antenne 1 erhaltenen empfangswürdigen Satelliten­ empfangssignale von der entsprechenden Anzahl der mit der Antenne 0 erhaltenen empfangs­ würdigen Satellitenempfangssignale, dann ergibt sich für diese Differenz der in Fig. 11b darge­ stellte Verlauf über dem Weg. Ist die Logikschaltung 27 z. B. derart ausgebildet, dass sie an Stellen positiver Differenzwerte Antenne 0, an Stellen negativer Differenzwerte Antenne 1 auswählt, jedoch bei verschwindender Differenz keine Weiterschaltung der logischen Schalt­ einrichtung 2a veranlasst wird, dann ergibt sich der in Fig. 11c dargestellte Verlauf der ange­ schalteten Antenne über dem Weg, wobei die logische 1 die Anschaltung von Antenne 0 und die logische -1 die Anschaltung von Antenne 1 kennzeichnet. Ist p_s die Wahrscheinlichkeit für die Unterschreitung des notwendigen Mindestempfangspegels eines Satellitenempfangs­ signals mit einer Einzelantenne, dann ergibt sich bei der gefundenen Diversityeffizienz von n = 2 für jedes Signal eine wesentlich kleinere Wahrscheinlichkeit für die Unterschreitung des notwendigen Mindestempfangspegels im Diversitybetrieb von p_d = p_s ⁿ = p_s ².

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden mehr als zwei Empfangs­ signale, welche in zueinander nahegelegenen Frequenzbändern ausgestrahlt werden, über nur eine Hochfrequenzleitung zwischen der Antennenanordnung 20 und dem Empfänger 3a' ge­ leitet. Die Verzweigung der Signale auf die verschiedenen, den Frequenzbändern zugeordneten HF-ZF-Teilen 42a, 42a', 42b erfolgt vorteilhafterweise im Inneren des Empfängers 3. Eine derartige Anordnung kann z. B. bei einem Satellitenrundfunksystem mit terrestrischer Zusatzversorgung - wie dem System SDARS im Frequenzbereich um 2,33 GHz - angewandt werden. Bei einem derartigen Antennendiversitysystem enthält die Antennenanordnung 20 lediglich eine logische Schalteinrichtung 2 mit einer ihr zugeordneten Empfangspegelprüfeinrichtung 25. Letzterer werden sowohl alle den verschiedenen Frequenzbändern zugeordneten Symboltaktsignale 18a, 18a' und 18b als auch die Empfangspegel 30a, 30a' und 30b zugeleitet. In letzterer sind der Pegelkomparator und eine Logikschaltung 27 mit Speicher enthalten.

Ein besonders kleiner Aufwand an Hochfrequenzleitungen ergibt sich mit einer derartigen Anlage dann, wenn eine Antennenanordnung 20 auf eng begrenztem Raum auf dem Fahrzeug gestaltet wird, so dass die Zuleitungen zwischen den die verschiedenen Antennensignale liefernden Toren zur logischen Schalteinrichtung 2 möglichst kurz sind. Solche Anordnungen sind beispielhaft in den Fig. 7 bis 10b beschrieben. Mit Hilfe des in der Logikschaltung 27 vorhandenen Gedächtnisses kann anhand sequentiell aufeinanderfolgender Schaltstellungen der logischen Schalteinrichtung 2 die Empfangswürdigkeit sämtlicher empfangener Signale - der beiden Satellitensignale und des terrestrischen Signals - geprüft werden und zu jedem Zeitpunkt die Schaltstellung derjenigen logischen Schalteinrichtung 2 eingestellt werden, bei der sich die größte Zahl aus den drei zu empfangenden Signalen empfangswürdig ergibt. Auf diese Weise stellt sich das System dynamisch auf die sich während der Fahrt laufend veränderliche Empfangssituation ein. Somit kann bei den eingesetzten Antennen auf eine akribische Einhaltung der Anforderungen an das Richtdiagramm einer Antenne ohne Antennendiversity für diesen Rundfunk verzichtet werden.

Liste der Bezeichnungen

1

Antennenanlage

2

logische Schalteinrichtung

3

Empfänger

4

a,

4

b,

4

c . . . Antennenteile

5

Empfangssignal

5

a abgeleitetes Empfangssignal

6

Pegelschwellwertgeber

7

gesamte Prüfzeit

8

Prüfzyklus-Zeitabstand T_z

9

sektorales Richtdiagramm

10

Pegelkomparator

11

Pegelprüfzeit

12

Symbolgruppendauer T_sg

13

Pegelprüfdauer T_p

14

Symbolzeit T_s

bzw. FDM- Symboldauer

15

Unterträger

16

Frequenzabstand der Unterträger Δf_c

17

FDM-Symboldauer T_sf

18

Symboltaktsignal

19

Bandbreite B = N.Δf_c

20

Antennenanordnung

21

Antennenanschlussstelle

22

Hauptrichtung

23

Umschaltsignal

24

Umschaltzeit

25

Empfangspegel-Prüfeinrichtung

26

Bandpass(filter)

27

Logikschaltung

30

Empfangspegel

31

triggerbarer Pulsgenerator

32

Ablaufsteuerung

33

Takterzeugung für Antennenumschaltung

34

adressierbare Antennenumschaltung

35

adressierbarer Speicher

36

Empfangssignalpegelindikator

37

Maximalsignalpegel-Schaltstellung S_max

38

Schaltdiode

39

Blindelement

41

HF-Antennenverstärker

42

HF-ZF-Teil

43

Zeitglied

58

wannenartige Vertiefung

62

Zusammenschaltnetzwerk

63

schräge Wannenwände

64

Wannenboden
A1, A2, A3, . . . Einzelantennen
B HF-Kanalbandbreite B = N.Δf_c

S1, S2, S3 . . diskret verfügbare Schaltstellungen
λ Wellenlänge, Freiraumwellenlänge
R Anzahl der Pegelprüfungen
T_sp

QPSK-Symboldauer
N_c

Zahl der Unterträger
s Fahrstrecke
T_g

Guard-Zeit
f Trägerfrequenz

Claims (26)

1. Diversity-Empfangsanlage für digital modulierte terrestrische und/oder Satelliten-Funksignale im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz für Fahrzeuge, bestehend aus einer Antennenanordnung, deren Empfangssignal einem Funkempfänger zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Antennenanordnung (20) als eine Antennenanlage (1), bestehend aus mehreren Einzelanten­ nen (A1, A2, A3, . . .) oder/und aus mehreren Antennenteilen (4a, 4b, 4c . . .) gestaltet ist und eine steuerbare logische Schalteinrichtung (2) vorhanden ist und die Einzelantennen (A1, A2, A3, . . .) oder/und die mehreren Antennenteile (4a, 4b, 4c . . .) derart ausgestaltet und am Fahrzeug positio­ niert sind, dass bei diskret verfügbaren unterschiedlichen Schaltstellungen (S1, S2, S3 . . .) der steuerbaren logischen Schalteinrichtung (2) an der Antennenanschlussstelle (21) diversitätsmäßig unterschiedliche Empfangssignale (5) gegeben sind und dass eine Empfangspegel- Prüfeinrichtung (25) zur vergleichenden Feststellung der im HF-Kanal mit der HF- Kanalbandbreite B des Datenstroms enthaltenen Empfangspegels vorhanden ist, welche derart gestaltet ist, dass, initiiert durch den im Empfänger (3) generierten Symboltakt (18) und während der simultan stattfindenden Symbolidentifikation des empfangenen Datenstroms der Empfangs­ pegel jeweils innerhalb einer möglichst kurzen Pegelprüfdauer T_p (11), also etwa nach T_p ≈1/B, festgestellt ist und durch mehrfache aufeinander folgende vergleichende Pegelprüfungen in ei­ nem Pegelkomparator (10) mit Hilfe von entsprechend erzeugten Umschaltsignalen (23), welche der logischen Schalteinrichtung (2) nacheinander zugeführt sind, nach Durchlaufen eines Prüf­ zyklus ein günstiges Empfangssignal (5) ausgewählt ist und der Prüfzyklus durch die Empfangs­ pegel-Prüfeinrichtung (25) in kurzen Prüfzyklus-Zeitabständen T_z wiederholend initiiert ist der­ art, dass innerhalb der durchfahrenen Wegstrecke von einer halben Wellenlänge des hochfre­ quenten Trägers die Einstellung eines günstigen Empfangssignals in hinreichender Anzahl, min­ destens jedoch fünf mal aktualisiert ist (Fig. 1a).

2. Empfangsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei diskret verfügbaren unterschiedlichen Schaltstellungen (S1, S2, S3 . . .) der steuerbaren logi­ schen Schalteinrichtung (2) an der Antennenanschlussstelle (21) ein diversitätsmäßig günstiges Empfangssignal (5) für den Empfang der zirkular bzw. der linear polarisierten Wellen vorliegt.

3. Empfangsanlage nach Anspruch 2 für digital modulierte COFDM-Funksignale mit N_c »1 Unter­ trägern (15) im Frequenzabstand Δf_c (16) mit M-facher PSK-Modulation und der FDM-Symbol­ dauer T_sf ≈ 1/Δf_c (17) zur parallelen Phasenidentifikation der N_c Unterträger (15), dadurch gekennzeichnet, dass die vergleichende Pegelprüfung des diversitätsmäßig günstigen Empfangssignals (5) über die ge­ samte HF-Kanalbandbreite B = N_c.Δf_c (19) aller N_c Unterträger zusammen gegeben ist und die Pegelprüfdauer T_p (11) etwa 1/B = 1/(Δf_c.N_c) und somit angenähert um die Anzahl N_c der vor­ handenen Unterträger (15) kleiner gewählt ist als die FDM-Symboldauer T_sf ≈ 1/Δf_c (17), wo­ durch bei R innerhalb eines Prüfzyklus in zeitlich aufeinander folgenden zu prüfenden Emp­ fangssignale (5) nur der für die Symbolidentifikation unbedeutsame Zeitanteil (R/N_c).T_sf für die Pegelprüfung beansprucht ist und der gesamte Prüfzyklus vorzugsweise jeweils am Anfang oder am Ende und vorzugsweise in jeder FDM-Symboldauer T_sf des Datenstroms initiiert ist (Fig. 3a, 4a).

4. Empfangsanlage nach Anspruch 2 für digital modulierte Funksignale mit nur einem Hochfre­ quenzträger nach dem M-PSK-Verfahren mit zeitlich seriell gesendeten Symbolen der QPSK- Symboldauer T_sp ≈ 1/B im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz, dadurch gekennzeichnet, dass in der Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) die Pegelprüfdauer T_p (11) etwa gleich der QPSK- Symboldauer T_sp ≈ 1/B gewählt ist und das Umschaltsignal (23) der Empfangspegel- Prüfeinrichtung (25) der logischen Schalteinrichtung (2) zugeführt ist, durch welches synchron mit dem im Empfänger (3) generierten Symboltakt (18) durch mehrfache, vorzugsweise während des Empfangs aufeinander folgender Symbole durchgeführte vergleichende Pegelprüfungen in einem Pegelkomparator (10) für die Identifikation der verbleibenden Symbole der einem Prüf­ zyklus-Zeitabstand T_z (8) zugeordneten Symbolgruppe von N_z Symbolen ein möglichst günstiges Empfangssignal eingestellt ist (Fig. 3b, 4b).

5. Empfangsanlage nach Anspruch 3 mit COFDM-Funksignalen bei der Frequenz von ca. 2,3 GHz mit N_c = 1000 Unterträgern (15) im Frequenzabstand Δf_c = 4 kHz (16) mit QPSK-Modulation und der FDM-Symboldauer T_sf ≈ 1/Δf_c = 250 µsec (17) zur parallelen Phasenidentifikation der N_c = 1000 Unterträger (15), dadurch gekennzeichnet, dass die vergleichende Pegelprüfung des diversitätsmäßig günstigen Empfangssignals (5) über die ge­ samte HF-Kanalbandbreite B = N_c.Δf_c = 4 MHz (19) aller N_c = 1000 Unterträger zusammen gegeben ist und die Pegelprüfdauer T_p (11) etwa 1/B = 1/(Δf_c.N_c) = 0,25 µsec und somit ange­ nähert um die Anzahl N_c = 1000 der vorhandenen Unterträger (15) kleiner gewählt ist als die FDM-Symboldauer T_sf ≈ 1/Δf_c = 250 µsec (17), wodurch bei bis zu R = 10 innerhalb eines Prüf­ zyklus zu prüfenden sektoralen Richtdiagrammen (9) die für die Symbolidentifikation zur Ver­ fügung stehende Zeit nur um den technisch unbedeutsam kleinen Zeitanteil von ca. (R/N_c).T_sf = 2,5 µsec bzw. zusammen mit Umschaltdauern (24) von ca. 3 µsec verkleinert ist und aufgrund der FDM-Symboldauer T_sf ≈ 1/Δf_c = 250 µsec bei einer Fahrgeschwindigkeit von 100 km/h pro λ/20 gefahrene Wegstrecke ein vollständiger Prüfzyklus zur Auswahl eines günstigen Empfangssig­ nals (5) gegeben ist (Fig. 3a, 4a).

6. Empfangsanlage nach Anspruch 4 für den Empfang von Funksignalen nach dem QPSK-Ver­ fahren mit einem Hochfrequenzträger der Frequenz von ca. 2,3 GHz zur zeitlich seriellen Pha­ senidentifikation von gesendeten Symbolen der jeweiligen Symboldauerlänge T_sp ≈ 1/B, dadurch gekennzeichnet, dass die vergleichende Pegelprüfung des diversitätsmäßig günstigen Empfangssignals (5) über die HF-Kanalbandbreite B ≈ 1/T_sp = 4 MHz (19) gegeben ist und die Pegelprüfdauer T_p (11) etwa 1/B ≈ T_sp ≈ 0,25 µsec und der Prüfzyklus-Zeitabstand T_z mit N_z zugehörenden Symbolen derart gewählt ist, dass T_z ≈ 250 µsec ≈ 1000 Symbolzeitlängen T_sp gewählt ist, wodurch nach bis zu ca. R = 10 aufeinander folgenden jeweils zeitgleich mit der Symbolidentifikation vergleichend zu prüfenden Empfangssignalen (5) für den Empfang der übrigen ca. N_z - R ≈ 990 einer Symbol­ gruppe zugehörenden Symbole ein günstiges Empfangssignal (5) für die optimale Symbolidenti­ fikation eingestellt ist (Fig. 3b, 4b).

7. Empfangsanlage nach Ansprüchen 1 bis 6 für den zur Verbesserung der Übertragungssicherheit gleichzeitigen und koordinierten Empfang von digital modulierten Satellitenfunksignalen nach dem M-PSK-Verfahren und digital modulierten nach dem COFDM-Verfahren von terrestrischen Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen in benachbarten Hochfrequenzbändern der gleichen HF- Kanalbandbreite B jeweils desselben aber durch Laufzeit versetzten Signalinhalts mit einem Empfänger mit für beide Funkdienste getrennten Empfangszweigen nach dem Überlagerungs­ prinzip und getrennt verfügbaren Zwischenfrequenzsignalen, dadurch gekennzeichnet, dass für jeden Empfangszweig eine Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25a, 25b), welcher jeweils der Symboltakt (18a, 18b) des zugehörigen Funkdienstes zugeführt ist und in der Antennenanlage (1) für beide Funkdienste eine steuerbare logische Schalteinrichtung (2a, 2b) und eine Antennenan­ schlussstelle (21a, 21b) vorhanden sind und im Empfänger während einer FDM-Syrnboldauer T_sf des COFDM-Signals aus der parallel erfolgten Datenübertragung über den terrestrischen Funk­ kanal und während einer gleich langen Symbolgruppendauer T_sg des M-PSK-Signals aus der se­ riell erfolgten Datenübertragung über den Satellitenfunkkanal jeweils Datenmengen gleich gro­ ßen Inhalts übertragen und im Empfänger zu einer Nachricht zusammengefasst sind und die Prüfzyklus-Zeitabstände T_z im terrestrischen Empfangszweig gleich der FDM-Symboldauer T_sf des COFDM-Signals und im Satellitenempfangszweig gleich der Symbolgruppendauer T_sg des M-PSK-Signals gewählt sind, so dass ein günstiges Empfangssignal (5) für jeden Funkdienst voneinander getrennt ausgewählt sind (Fig. 1c).

8. Empfangsanlage nach Ansprüchen 1 bis 7 für den zur Verbesserung der Übertragungssicherheit gleichzeitigen und koordinierten Empfang von digital modulierten Satellitenfunksignalen eines ersten Satelliten nach dem M-PSK-Verfahren und von digital modulierten Satellitenfunksignalen eines zweiten Satelliten nach dem M-PSK-Verfahren und von digital modulierten nach dem COFDM-Verfahren von terrestrischen Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen in benachbarten Hochfrequenzbändern der gleichen HF-Kanalbandbreite B jeweils desselben, aber durch Laufzei­ ten versetzten Signalinhalts mit einem Empfänger mit für alle drei Funkdienste jeweils getrenn­ ten Empfangszweigen nach dem Überlagerungsprinzip und getrennt verfügbaren Zwischenfre­ quenzsignalen, dadurch gekennzeichnet, dass für jeden Empfangszweig eine Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25a, 25a', 25b), welcher jeweils der Symboltakt (18a, 18a', 18b) des zugehörigen Funkdienstes zugeführt ist und in der Antennen­ anlage (1) für alle drei Funkdienste eine steuerbare logische Schalteinrichtung (2a, 2a', 2b) und eine Antennenanschlussstelle (21a, 21a', 21b) vorhanden sind und im Empfänger während einer FDM-Symboldauer T_sf des COFDM-Signals aus der parallel erfolgten Datenübertragung über den terrestrischen Funkkanal und während einer gleich langen Symbolgruppendauer T_sg der M- PSK-Signale aus der seriell erfolgten Datenübertragung über die beiden Satellitenfunkkanäle jeweils Datenmengen gleich großen Inhalts übertragen und im Empfänger zu einer Nachricht zusammengefasst sind und die Prüfzyklus-Zeitabstände T_z im terrestrischen Empfangszweig gleich der FDM-Symboldauer T_sf des COFDM-Signals und in den Satellitenempfangszweigen gleich der Symbolgruppendauer T_sg der M-PSK-Signale gewählt sind, so dass diversitätsmäßig günstige Empfangssignale (5) für jeden Funkdienst voneinander getrennt ausgewählt sind (Fig. 1d).

9. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass im Empfänger (3) ein dem bzw. jedem der Frequenzumsetzer nachgeschalteter Bandpass (26) mit einer der HF-Kanalbandbreite B gleichen ZF-Bandbreite in der Zwischenfrequenzebene vorhan­ den ist, dessen Ausgangssignal zur Feststellung der in diesem Band summarisch auftretenden Empfangsleistung einem Empfangspegelindikator (36) zugeführt ist, durch welchen der Emp­ fangspegel (30) angezeigt ist (Fig. 4a, 4c).

10. Empfangsanlage zum Empfang von COFDM-Signalen nach den Ansprüchen 3, 5, 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, dass eine Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) vorhanden ist, welcher sowohl der Empfangspegel (30) als auch das im Empfänger generierte Symboltaktsignal (18) zugeführt ist und in der Empfangs­ pegel-Prüfeinrichtung (25) ein triggerbarer Pulsgenerator (31) vorhanden ist, welcher vom Sym­ boltaktsignal (18) getriggert ist und der gemäß der Anzahl R der zu prüfenden Empfangssignale (5) eine entsprechend gestaltete Pulsfolge abgibt, deren Pulsabstandszeit aus den Pegelprüfzeiten (11) plus Umschaltzeiten (24) besteht und die betreffende Pulsfolge jeweils sowohl an den Pe­ gelkomparator (10) als auch an die logische Schalteinrichtung (2) zur sequentiellen bzw. adres­ sierten Anschaltung der diversitätsmäßig günstigen Empfangssignale (5) geleitet ist (Fig. 3a, 3b, Fig. 4e).

11. Empfangsanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zum Zwecke der Selektion eines hinreichend leistungsstarken Empfangssignals (5) für die Identi­ fikation der bei COFDM-Signalen während einer FDM-Symboldauer T_sf (17) gesendeten Bits bzw. für die Identifikation der bei M-PSK-Signalen während einer Symbolgruppendauer T_sg (12) gesendeten Bits in der Empfangspegel-Pegelprüfeinrichtung (25) eine Ablaufsteuerung (32), eine Takterzeugung für Antennenumschaltung (33) im Taktzeitabstand ≈ 1/B, eine sequentiell adres­ sierbare Antennenumschaltung (34), ein Pegelschwellwertgeber (6) und ein Pegelkomparator (10) vorhanden sind und die sequentiell adressierbare Antennenumschaltung (34) solange wei­ tergeschaltet ist, bis der Empfangspegel (30) den durch den Pegelschwellwertgeber (6) vorgege­ benen Pegel mindestens erreicht.

12. Empfangsanlage nach einem der Ansprüche 3, 5, 7, 8 und 10, dadurch gekennzeichnet, dass zum Zwecke der Selektion des leistungsstärksten Empfangssignals (5) für die Identifikation der während einer FDM-Symboldauer T_sf (17) gesendeten N_c.ld(M) bits in der Empfangspegel- Prüfeinrichtung (25) eine Ablaufsteuerung (32), eine Takterzeugung für Antennenumschaltung (33), eine sequentiell adressierbare Antennenumschaltung (34), ein adressierbarer Speicher (35) und ein Pegelkomparator (10) vorhanden sind.

13. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) im Empfänger (3) vorhanden ist und die Umschaltsigna­ le (23) an die logische Schalteinrichtung (2) der Antennenanordnung (20) geführt sind (Fig. 1b).

14. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) außerhalb des Empfängers (3) in der räumlichen Nähe der logischen Schalteinrichtung (2) angeordnet ist und ihr sowohl das Symboltaktsignal (18) als auch der Empfangspegel (30) über die zum Empfänger (3) führende Hochfrequenzleitung zuge­ führt ist.

15. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die bei unterschiedlichen aus einer Reihe von zu prüfenden Schaltstellungen (S1, S2 . . .) der logi­ schen Schalteinrichtung (2) auftretenden Pegel des aus dem dem Empfänger zugeführten Emp­ fangssignal (5) abgeleiteten Empfangssignals (5a) in einer Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) vergleichend erfasst sind in der Weise, dass die dem günstigsten Empfangssignal (5) zugeordnete Maximalpegel-Schaltstellung (S_max) am Ende der gesamten Pegelprüfdauer (7) für die restliche Zeit der Symboldauer eingestellt ist.

16. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass eine erste Einzelantenne (A1) mit einem vorgeschriebenen Richtdiagramm über ebener Platte vorhanden ist, deren Richtdiagramm bei Fahrzeugmontage durch Einzüge deformiert ist und eine oder mehrere, dezentral am Fahrzeug angebrachte Einzelantenne (A2) bzw. Einzelantennen (A2, A3, A4, A5) diversitätsmäßig günstige Empfangssignale (5) liefern und die Empfangssignale (5) aller Einzelantennen (A1, A2, A3, A4, A5) der logischen Schalteinrichtung (2) zugeführt sind (Fig. 6).

17. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Antennenanlage (1) aus mehreren Einzelantennen (A1, A2, A3, . . .) und mehreren Antennen­ teilen (4a, 4b, 4c, . . . 4g) besteht, welche zusammen im Wesentlichen eine aus zwei Rahmenstruk­ turen gebildete gekreuzte Rahmenanordnung bilden, in welcher Blindelemente (39) und Schalt­ dioden (38) enthalten sind, wobei mit bestimmten diskret verfügbaren Schaltstellungen (S1, S2, S3, . . .) der Schaltdioden (38) mit Hilfe der Blindelemente (39) ein zirkular polarisiertes, dem vorgeschriebenen Richtdiagramm möglichst nahe kommendes Richtdiagramm (9) eingestellt ist und mit anderen diskret verfügbaren Schaltstellungen (S1, S2, S3, . . .) der Schaltdioden (38) meh­ rere sektorale Richtdiagramme (9) wechselweise zur Auffüllung der Hüllfläche eingestellt sind (Fig. 7).

18. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass in der elektrisch leitenden Fahrzeugkarosserie eine im wesentlichen rechteckförmige bzw. runde wannenartige Vertiefung (58) mit schrägen Wannenwänden (63) ausgeformt ist und dass zur Ausbildung eines für die Steilstrahlung geeigneten sektoralen Richtdiagramms (9) im Zentrum der Wanne auf deren Wannenboden (64) eine Patch-Antenne (A1) angebracht ist und zur Aus­ bildung weiterer, die Winkelbereiche niedriger Elevation abdeckender sektoraler Richtdiagram­ me (9) an den schrägen Wannenwänden (63) weitere Patch-Antennen (A2, A3, A4 . . .) angebracht sind (Fig. 8a).

19. Empfangsanlage nach Anspruch 18 in Verbindung mit Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass anstelle der im Zentrum der Wanne angebrachten Patch-Antenne (A1) eine Antenne vom Typ der im Anspruch 17 beschriebenen Antenne mit einem, dem vorgeschriebenen Richtdiagramm mög­ lichst nahe kommenden Richtdiagramm (9) vorhanden ist (Fig. 8b).

20. Empfangsanlage nach Anspruch 1 bis 10 in Verbindung mit Ansprüchen 18 und 19, dadurch gekennzeichnet, dass wie in den Ansprüchen 18 und 19 eine wannenartige Vertiefung (58) vorhanden ist und im Zent­ rum der Wanne im geeigneten Abstand vom Wannenboden (64) ein aus den Antennenteilen (4a, 4b) gebildeter gekreuzter Horizontaldipol für zirkular polarisierte Steilstrahlung vorhanden ist und zwei unter 90 Grad zueinander angeordnete aus den vertikalen Antennenteilen (4c, 4d, 4e, 4f und 4g, 4h, 4i, 4k) gebildete Gruppenantennen mit jeweils einem Zusammenschaltnetzwerk (62) gebildet sind, welche zur Abdeckung der Strahlung bei niedrigen Elevationswinkeln die nötigen sektoralen Richtdiagramme (9) in beiden Richtungen ihrer Ausdehnung als Einzelanten­ nen (A2, A3 und A4, A5) ermöglichen (Fig. 9a).

21. Empfangsanlage nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass zur besseren azimutalen Abdeckung der Strahlung bei niedrigen Elevationswinkeln eine Vielzahl von Gruppenantennen mit den Einzelantennen (A2 bis A9) in gleichen azimutalen Winkelabstän­ den vorhanden sind (Fig. 9b).

22. Empfangsanlage nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass anstelle der an den schrägen Wannenwänden (63) angebrachten Patch-Antennen horizontal pola­ risierte Gruppenantennen (A2 bis A9) angebracht sind derart, dass jede Gruppenantenne in ge­ eignetem Abstand vor der schrägen Wannenwand (63) positioniert ist und die Zahl der Anten­ nenteile (4g, 4h) einer Einzelantenne (A2) hinreichend groß gewählt ist, damit der Effekt der Abschattung durch die jeweils gegenüberliegende schräge Wannenwand (63) aufgehoben bzw. überkompensiert wird (Fig. 10a).

23. Empfangsanlage nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Strahlung bei niedrigen Elevationswinkeln dadurch optimiert ist, dass die Gruppenantennen in der Ebene der Karosserieoberfläche im Abstand von etwa ¼-Wellenlänge vor der schrägen Wannenwand (63) angeordnet sind und die Neigung der schrägen Wannenwände (63) in diesem Sinne optimiert ist (Fig. 10b).

24. Empfangsanlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass zur Übertragung der beiden Satellitenfunksignale von der Antennenanordnung (20) zu den Satel­ liten-Empfängern (3a und 3a') eine gemeinsame Hochfrequenzleitung mit Signalverzweigung am Eingang des Empfängers (3) vorhanden ist und in der Antennenanordnung (20) nur eine logische Schalteinrichtung (2a) zum Empfang der Satellitenfunksignale und eine Empfangspegel- Prüfeinrichtung (25) vorhanden sind und der Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) sowohl beide den Satellitenfunksignalen zugeordneten Empfangspegel (30a, 30a') zur getrennten Pegelprüfung als auch die beiden Symboltaktsignale (18a, 18a') zugeleitet sind und eine Logikschaltung (27) mit Gedächtnis vorhanden ist, welche derart gestaltet ist, dass zu jedem Zeitpunkt diejenige Schaltstellung der logischen Schalteinrichtung (2a) eingestellt ist, mit welcher die größte Anzahl der für sichere Symbolidentifikation empfangenen Satellitensignale gegeben ist (Fig. 1e).

25. Empfangsanlage nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Logikschaltung (27) mit Gedächtnis derart gestaltet ist, dass bei Unterschreitung des Min­ destpegels zur sicheren Symbolidentifikation eines der beiden Satellitenfunksignale zur Vermei­ dung von Umschaltstörungen auf dem empfangswürdigen anderen Satellitenfunksignal die Weiterschaltung der logischen Schalteinrichtung (2a) auf ein anderes Antennensignal mit Hilfe des Symboltakts geeignet zu einem für das empfangswürdige Empfangssignal im Wesentlichen unschädlichen Umschaltzeitpunkt initiiert ist (Fig. 1e).

26. Empfangsanlage nach Anspruch 24 und 25, dadurch gekennzeichnet, dass sowohl für die Übertragung der beiden Satellitenfunksignale als auch des terrestrischen Signals von der Antennenanordnung (20) zu den Empfängern (3a, 3a' und 3b) der Satellitensignale und des terrestrischen Signals eine gemeinsame Hochfrequenzleitung mit Signalverzweigung am Ein­ gang des Empfängers (3) vorhanden ist und in der Antennenanordnung (20) nur eine logische Schalteinrichtung (2a) zum Empfang sowohl der Satellitenfunksignale als auch der terrestrischen Funksignale und eine Empfangspegel-Prüfeinrichtung (25) vorhanden sind und der Empfangspe­ gel-Prüfeinrichtung (25) sowohl die den Satellitenfunksignalen zugeordneten Empfangspegel (30a, 30a') und der den terrestrischen Funksignalen zugeordneten Empfangspegel (30b) zur ge­ trennten Pegelprüfung als auch alle Symboltaktsignale (18a, 18a', 18b) zugeleitet sind und die Logikschaltung (27) mit Gedächtnis derart gestaltet ist, dass durch sequentielles Weiterschalten der logischen Schalteinrichtung (2a) zu jedem Zeitpunkt diejenige Schaltstellung der logischen Schalteinrichtung (2a) suchend eingestellt ist, mit welcher die größte Anzahl der für sichere Symbolidentifikation empfangenen Signale gegeben ist.