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Die Erfindung betrifft eine Diversity-Empfangsanlage
für digital
modulierte terrestrische und /oder Satelliten-Funksignale im Frequenzbereich oberhalb
1 GHz für
Fahrzeuge, bestehend aus einer Antennenanordnung, deren Empfangssignal
einem Funkempfänger
zugeführt
ist. Für
die Funkübertragung
von digitalen Signalen im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz kommen
insbesondere das OFDM-Verfahren (orthogonal frequency division multiplex)
und das MPSK-Verfahren (Phase-Shift-Keying mit M Phasenzuständen) zur
Anwendung. Hierbei wird für
den Downlink einer Satellitenfunkverbindung aus energetischen Gründen häufig die
QPSK-Modulation (4 Phasenzustände) und für die terrestrische Kommunikation
die OFDM-Modulation
gewählt,
weil diese eine kleinere Empfindlichkeit in Bezug auf Laufzeitdifferenzen
zwischen sich überlagernden
Signalen aufgrund der Mehrwegeausbreitung aufweist. Dies trifft
z.B. für
das Satellitenradiosystem SDARS zu, das für den flächendeckenden mobilen Radioempfang
in USA konzipiert ist und bei dem zusätzlich zur Abstrahlung von
2 Satelliten in Ballungsgebieten eine terrestrische Funkaussendung
erfolgt.
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Die infolge der Mehrwegeausbreitung
beim mobilen Empfang auftretenden Übertragungsstörungen werden
seit Jahren für
die Übertragung
analog übertragener
Signale, wie z.B. beim FM-Rundfunk, erfolgreich mit Mehrantennen-Systemen
drastisch reduziert. Solche Systeme sind bekannt aus P3618452.7,
P4034548.3, P3926336.3. Aufgrund der Struktur von OFDMbzw. MPSK-Signalen
können solche
Systeme bei digitaler Modulation nicht angewandt werden. Die vorliegende
Erfindung geht aus von der
EP
1041736A2 . Hierin ist ein Diversity-Empfänger
für Burst-OFDM-Signalübertragung
beschrieben. Hierin wird als "prior art" in den
1 und
2 ein Diversity-Empfänger für OFDM-Signale
beschrieben, in welchem im Zusammenhang mit der Übertragung des OFDM-Bursts
Präambel-Signale
für die
Synchronisation, die Kanalschätzung
und die Antennenauswahl nach einem Pegelkriterium, ausserhalb des
für die
Datenübertragung
vorgesehenen Zeitschlitzes, gesendet werden. Dieses Verfahren birgt
den Nachteil, dass der mit 11 in
2 gekennzeichnete
Zeitschlitz für
das Präambel-Signal
zur Antennenauswahl im gesendeten Burst-Signal vorgesehen sein muss
und eine Aktualisierung des günstigsten
Antennensignals ausschließlich
abhängig
vom Auftreten des Burst-Signals erfolgen kann und nicht angepasst an
die aus der Fahrbewegung im Mehrwege-Szenario sich ergebende Notwendigkeit
der Aktualisierung erfolgen kann. Dies ist insbesondere bei Trägerfrequenzen
oberhalb von 1 GHz von Bedeutung. Sieht man zur sicheren Vermeidung
tiefer Pegeleinbrüche etwa
zehn Aktualisierungsvorgänge
auf eine halbe Wellenlänge
zurückgelegter
Fahrstrecke bei 1 GHz vor, so ist die Aktualisierung bei einer Geschwindigkeit
von 150 km/h in Zeitabständen
von 350 μsec
zu wiederholen. Umgekehrt würde
dies für
COFDM-Signale nach dem DAB-Verfahren (digital-audio-broadcasting)
im L-Band (1,5 GHz) eine inakzeptable Forderung der Geschwindigkeitsbegrenzung
auf 0,5 km/h bedeuten.
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Ferner führt die Definition eines gesonderten Zeitschlitzes
für ein
Präambel-Signal
zur Antennenauswahl zu einer Reduzierung der effektiv übertragbaren
Datenrate. Die in der vorgenannten
EP1041736A2 beschriebene Erfindung beruht
auf der Abkehr von der ausschliesslichen Signal-Pegelbewertung im
Hinblick auf die Antennenwahl, sondern sieht als Auswahlkriterium
für die
bei der nachfolgenden Datenidentifikation ausgewählten Antenne zusätzliche
aus einem definierten bekannten Burst-Signal ableitbare Signalfehler,
wie z.B. Laufzeit- und Phaseneffekte vor. Die Aktualisierung der Antennenauswahl
findet jedoch auch hier zwangsweise nur im Zusammenhang mit dem
gesendeten Burst-Signal und damit in zu großen Zeitabständen statt.
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Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe
zugrunde, eine Diversity-Empfangsanlage nach dem Oberbegriff des
Hauptanspruchs anzugeben, in welcher die Aktualisierung des Empfangssignals
im Hinblick auf die Auswahl eines günstigeren Empfangssignals mit
möglichst
kleiner Bitfehlerrate auch bei schneller Fahrt in hinreichend kurzen
Zeitabständen und
zeitlich simultan mit der Identifikation des Datenstroms ermöglicht ist
und welche unter der Voraussetzung einer aus fahrzeugtechnischer
Sicht anwenderfreundlichen Antenne bei verfügbarem Link-Budget der Funkverbindung
die Bitfehlerrate möglichst klein
hält.
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Diese Aufgabe wird bei einer Diversity-Empfangsanlage
nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs durch die kennzeichnenden
Merkmale des Hauptanspruchs und die in den weiteren Ansprüchen vorgeschlagenen
Maßnahmen
gelöst.
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Mit diesem Diversity-Verfahren ist
der Vorteil verbunden, dass hinsichtlich der gesendeten Signale keine
Vorkehrungen für
eine empfangsseitige Anwendung der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage
vorausgesetzt werden müssen.
Das Verfahren ist somit aufgrund dieser Kompatibilität auch als
Zusatz zu einem für
den Empfang mit einer Einzelantenne konzipierten Funksystem einsetzbar. Ein
weiterer Vorteil besteht darin, dass die Diversity-Funktion auch mit
einem nur minimalen Zusatzaufwand in einem für den Empfang mit einer Einzelantenne
vorgesehenen Empfänger
erzielt werden kann, denn aus dem Empfänger werden als Mindestanforderung
lediglich das ohnehin vorliegende Zwischenfrequenzsignal sowie das
ebenso vorhandene Symbol-Taktsignal benötigt. Werden diese beiden Signale am
Empfänger
zur Verfügung
gestellt, dann kann die Empfangsanlage durch Wahl geeigneter Diversity-Antennen
und durch eine Diversity-Komponente auch außerhalb des Empfängers zu
der leistungsfähigen
erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage
ergänzt
werden.
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Antennen für Empfangsanlagen für Satellitenfunksignale
auf Fahrzeugen sind bekannt aus der
DE
40 08 505.8 . Diese Antenne besteht aus gekreuzten Horizontaldipolen
mit V-förmig
nach unten geneigten, aus linearen Leiterteilen bestehenden Dipolhälften, die
unter einem Winkel von 90 Grad zueinander mechanisch fixiert und
am oberen Ende eines auf einer horizontal orientierten leitenden
Grundfläche befestigten,
linearen, vertikalen Leiters angebracht sind. Zur Erzeugung der
bei der Satellitenkommunikation üblicherweise
geforderten Zirkularpolarisation werden die beiden V-förmig nach
unten geneigten Horizontaldipole elektrisch über ein 90 Grad Phasennetzwerk
zusammengeschaltet. Für
den Empfang von terrestrisch ausgestrahlten vertikal polarisierten Signalen
werden vorzugsweise vertikale Monopolantennen vorgesehen.
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Für
Satellitenantennen je nach Satellitenkommunikationssystem wird im
Elevationswinkelbereich z.B. zwischen 25 bzw. 30 Grad und 60 bzw.
90 Grad ein Antennengewinn von konstant z.B. 2 dBi oder bzw. 3 dBi
für zirkulare
Polarisation streng gefordert. Diese Forderung besteht für eine auf
einer im Zentrum einer ebenen leitenden Grundplatte aufgebauten
Antenne. Mit Antennen dieser Bauform lässt sich der im Bereich des
Zenitwinkels geforderte Antennengewinn im allgemeinen problemfrei
realisieren. Im Gegensatz hierzu kann der geforderte Antennengewinn
im Bereich niedriger Elevationswinkel von 20 bis 30 Grad nur schwer
und keinesfalls – wie
für den
mobilen Einsatz gefordert – mit
sehr kleiner Bauhöhe
der Antennen realisiert werden. Im Speziellen ist es aus physikalischen
Gründen
auch unmöglich, die
3-dBi-Werte im gesamten Raumwinkelbereich zu überschreiten und damit eine
erhöhte
Signalqualität zu
realisieren.
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Es ist weiterhin bekannt zur Erfüllung der
Gewinnanforderungen sowohl im Winkelbereich niedriger Elevation
als auch bei Steilstrahlung aus linearen Leitern gebogene Antennen
zu verwenden. Die heute häufig
verwendete Antennenform ist die Quadrifilar-Helix Antenne nach Kilgus
(IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 1976, 5.238–241). Solche
Antennen besitzen oft eine Länge
von mehreren Wellenlängen
und sind nicht als Flachantennen mit niedriger Bauhöhe bekannt.
Auch mit einer in der
EP 0
952 625 A2 angegebenen Antenne mit niedriger Bauhöhe lassen
sich die oben genannten Gewinnwerte im Winkelbereich mit niedriger
Elevation nicht erfüllen.
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Deshalb wird im SAE Technical Paper 2001-01-1328
mit dem Titel „XM
Satellite Radio Technology Fundamentals" von Stellios J. Patsiokas eine
Helixantenne für
den zusätzlichen
Empfang terrestrisch ausgestrahlter Signale mit einer Monopolantenne
kombiniert, wodurch sich eine für
die Anwendung auf Fahrzeugen nachteilig große Bauform der kombinierten
Antenne ergibt.
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Ein neben der Bauhöhe zusätzlich vorhandenes
Problem ergibt sich mit derartigen Antennen auch aus dem Sachverhalt,
dass aufgrund des im Automobilbau geforderten Ausbaus auf der Außenhaut des
Fahrzeugs in Verbindung mit der Unmöglichkeit, aus fahrzeugtechnischen
Gründen
die Antenne auf Dachmitte zu platzieren oder aufgrund der häufig erhobenen
Forderung, die Antenne mit der Fahrzeugform zu integrieren, das
idealisiert gestaltete Richtdiagramm mit dem vorgeschriebenen Ausbau
auf der Platte bei Anbringung auf dem Fahrzeug sehr stark deformiert
ist und in der Regel unzulässige
Einzüge besitzt.
Hierbei sind häufig
insbesondere die Bereiche mit niedriger Elevation der Funkwellen
betroffen. Auch die Eigenschaft der zirkularen Polarisation der Antenne
kann in diesem Winkelbereich vollkommen verloren gehen. Diese Einflüsse resultieren
aus den Beugungen und Reflexionen der einfallenden Wellen, welche
sich im Frequenzbereich über
1 bis 3 GHz in der Hauptsache an den Fahrzeugkanten und den Diskontinuitäten der
Fahrzeugkarosserie, wie z.B. dem Dachrand am Rückfenster, sowie aus Abschattung
des Welleneinfalls durch Fahrzeugteile ergeben.
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Hinzu kommt, dass sich das mit dem
Richtdiagramm bewertete Empfangssignal aufgrund sich überlagernder
reflektierter Wellen aufgrund der Fahrzeugbewegung stark ändert und
es zu Signalauslöschungen
kommt. All diese Effekte können
mit einer nach den Vorschriften anhand des Aufbaus auf einer Platte
gestalteten und auf dem Fahrzeug montierten Antenne nicht vermieden
werden. Die daraus resultierenden unzulässig hohen Bitfehlerraten können zum
Abbruch der Funkverbindung führen.
Durch Wahl geeigneter Diversity-Einzelantennen A1, A2, A3,... in
der Antennenanlage 1 in der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage
lassen sich solche Effekte vorteilhaft weitgehend reduzieren.
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Ein wesentlicher Vorteil einer Diversity-Empfangsanlage
nach der Erfindung besteht somit in dem Sachverhalt, dass die in
der Praxis nicht erfüllbare Forderung
nach einer einzigen Fahrzeugantenne mit einem Richtdiagramm mit
strenger Zirkularpolarisation, wie es z.B. für den idealisierten Aufbau
auf der vorgeschriebenen Platte gefordert ist, für ein einzelnes Richtdiagramm
der Empfangsanlage nicht gesondert im gesamten Raumwinkelbereich
weder für die
vom Satelliten noch für
die terrestrisch ausgestrahlten Signale eingehalten werden muss.
Durch die gesonderte Gestaltung von voneinander unabhängigen sektoralen
Richtdiagrammen 9 ist es z.B. möglich, durch Auswahl eines
einzelnen Richtdiagramms zu den ausgewählten Zeitpunkten jeweils ein
Richtdiagramm zur Verfügung
zu stellen, welches in der aktuell geforderten Raumrichtung unter
Einschluss der ansonsten nur sehr schwer abdeckbaren Bereiche kleiner
Elevationswinkel einen hinreichenden Antennengewinn besitzt.
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Die Auffüllung der zum Teil erheblichen
Pegeleinbrüche
von 10 bis 20 dB über
der Fahrstrecke insbesondere im Gebiet der Teilabschattung bzw.
der Abschattung des direkt einfallenden Empfangssignals mit Hilfe
der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsanlage
ist jedoch im Hinblick auf die Erzielung geringer Bitfehlerraten
ungleich wirkungsvoller als die akribische Einhaltung eines vorgeschriebenen Richtdiagramms
auf einer kreisrunden Platte.
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Die Erfindung wird im Folgenden anhand
der Figuren näher
beschrieben. Es zeigen:
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1a:
Erfindungsgemäße Antennendiversity-Empfangsanlage
mit einer Antennenanordnung 20 und einem Empfänger 3,
einer logischen Schalteinrichtung 2, einer Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 mit
zugeführtem
Symboltaktsignal 18 über
einen triggerbarem Pulsgenerator und Pegelkomparator 10 zur
vergleichenden Feststellung des Empfangspegels 30.
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1b:
Wie 1a, jedoch mit im
Satellitenfunkempfänger 3 enthaltener
Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25.
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1c:
Wie 1a, jedoch mit einem
Empfänger 3 mit
getrennten Empfangszweigen für
Signale mit QPSK-Modulation (Kennzeichnung mit a) und für Signale
mit COFDM-Modulation
des HF-Trägers (Kennzeichnung
mit b) für
den gleichzeitigen und koordinierten Empfang von digital modulierten
Satellitenfunksignalen nach dem Q-PSK-Verfahren und digital modulierten von
terrestrischen Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen nach dem
COFDM-Verfahren in benachbarten Hochfrequenzbändern der gleichen HF-Kanalbandbreite
B jeweils desselben, aber durch Laufzeit versetzten Signalinhalts.
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1d:
Wie 1c, jedoch mit einem
Empfänger 3 mit
einem weiteren Empfangszweig für
Signale mit QPSK-Modulation (Kennzeichnung mit a'), welche von einem
weiteren Satelliten ausgestrahlt werden, für den gleichzeitigen und koordinierten
Empfang mit den vom ersten Satelliten ausgestrahlten Funksignalen
und den von terrestrischen Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen
in benachbarten Hochfrequenzbändern
der gleichen HF-Kanalbandbreite
B jeweils desselben, aber durch Laufzeit versetzten Signalinhalts.
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2:
Pegelverläufe
der Empfangssignale 5 von drei Einzelantennen (A1,A2,A3) über einer
Wegstrecke von 2λ und
daraus erfindungsgemäß durch Antennendiversity
ausgewählten
maximalem Pegel (oben). Das Zeitraster (unten) stellt einen für eine Fahrgeschwindigkeit
von 100 km/h hinreichend kleinen Prüfzyklus-Zeitabstand Tz für
die Aktualisierung des günstigsten
Empfangssignals 5 für
maximalen Pegel während
einer zurückgelegten
Strecke von λ/20
dar.
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3:
Darstellung der zeitlichen Abfolge der Pegelprüfvorgänge, getriggert durch den Symboltakt 18.
Während
der gesamten Prüfzeit 7 werden
nacheinander die Einzelantennen für die Prüfzeit 11 aufgeschaltet
und der dazugehörige
Empfangspegel ermittelt. Nach einer Umschaltzeit 24 wird
die nächste Einzelantenne
aufgeschaltet, so dass nacheinander bis zu R Einzelantennen pegelmäßig bewertet
werden können.
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3a:
COFDM-Modulation: R Pegelprüfvorgänge der
Pegelprüfdauer
Tp = 1/B am Anfang eines Symbols der FDM-Symboldauer
Tsf und einem hierzu gleichlang gewählten Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz.
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b:
M-PSK-Modulation: R Pegelprüfvorgänge der
Pegelprüfdauer
Tp = 1/B in aufeinander folgend empfangenen
Symbolen der MPSK-Symboldauer Tsp = 1/B,
initiiert in geeignet gewähltem
Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz.
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4a:
Wirkungsweise der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 in
der ZF-Ebene des Empfängers
mit Empfangspegelindikator 36 für den Empfang von COFDM-Signalen.
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4b:
Spektrale Darstellung des COFDM-Signals mit Nc Unterträgern 15 mit
einem spektralen Frequenzabstand Δfc bei einer Bandbreite B mit geringer Pegelschwankung
der Einzelträger
aufgrund des frequenzdispersiven Übertragungskanals.
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4c:
Wirkungsweise der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 in
der ZF-Ebene des Empfängers
mit Empfangspegelindikator 36 für den Empfang von M-PSK-Signalen.
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4d:
ZF-Frequenzspektrum der M-PSK-Signale
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4e:
Erfindungsgemäße Ausgestaltung
der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25.
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5a:
Dreidimensionales nahezu omnidirektionales Richtdiagramm für zirkulare
Polarisation einer für
einen Satellitenrundfunkdienst geeigneten Antenne über ideal
leitender Ebene.
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5b:
Dreidimensionales Richtdiagramm einer erfindungsgemäßen Empfangsanlage
mit unterschiedlichen Hauptempfangsrichtungen 22.
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5c:
Mit einer erfindungsgemäßen Empfangsanlage
einstellbare Hüllfläche für geforderten
Antennengewinn mit zirkular polarisierten Wellen mittels sektoraler
Richtdiagramme 9.
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5d:
Verformung des Vertikaldiagramms einer ursprünglich auf einer leitenden
Platte montierten Antenne mit einem Diagramm nach 5a durch Einbringung in eine leitende,
wannenartige Vertiefung 58 (8).
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5e:
Erfindungsgemäßes dreidimensionales Diagramm
einer Einzelantenne mit sektoraler Ausleuchtung.
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6:
Erfindungsgemäße Antennenanlage mit
einer Einzelantenne A1 auf dem Heckdeckel und weiteren in die Fahrzeugkarosserie
integrierten Antennen A2 bis A5.
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7:
Erfindungsgemäße Einzelantennen A1
bis A3, deren Richtdiagramme zusätzlich
durch Schaltdioden 38 und Blindelemente 39 gestaltet
werden können.
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8a:
Erfindungsgemäße Antennenanlage in
einer metallischen, wannenartigen Vertiefung 58 mit Einzelantennen
A1 bis A5, die als Patchantennen ausgeführt sind.
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8b:
Wie 8a, jedoch mit einer
Einzelantenne A1 ähnlich 7.
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9a:
Erfindungsgemäße Antennenanlage in
einer metallischen, wannenartigen Vertiefung 58 mit einer
als horizontalem Kreuzdipol ausgeführten Einzelantenne A1 und
aus Antennenteilen 4c und 4d, über ein Zusammenschaltnetzwerk 62 gebildeten Einzelantenne
A2 und in ähnlicher
Weise gebildeten Einzelantennen A3 bis A5.
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8b: Draufsicht auf eine der 9a ähnlichen, erfindungsgemäßen Antennenanlage 1 mit
insgesamt 8 sternförmig
angeordneten Einzelantennen A2 bis A9.
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10a:
Anordnung erfindungsgemäßer Einzelantennen
mit einer Einzelantenne A1 ähnlich 7 im Zentrum einer kreisförmigen wannenartigen Vertiefung 58 und
weiteren Einzelantennen A2 bis A9, die als horizontale Zweiergruppenantennen
vor den schrägen
Wannenwänden 63 angeordnet
sind.
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10b:
Schnitt durch die erfindungsgemäße Antennenanordnung
nach 10a.
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Die vorliegende Erfindung wird im
Folgenden am Beispiel einer Satellitenfunkempfangsanlage mit Unterstützung durch
die terrestrische Ausstrahlung des gleichen Signalinhalts für Fahrzeuge
bei der Trägerfrequenz
f von ca. 2,3 GHz erläutert.
In diesem Bereich beträgt
die Freiraumwellenlänge λ = 12 cm. Im
Gegensatz zu den terrestrischen Funksystemen im Meterwellenbereich
sind Signale, die sich mit großen
Laufzeitdifferenzen bei dieser Frequenz einem Direktsignal überlagern,
von kleiner Intensität,
so dass sich der Hauptteil solcher Signale aus Reflexionen in der
näheren
Umgebung zusammensetzt. Demzufolge ist die durch die Mehrwegeausbreitung bedingte Übertragungsbandbreite
des Übertragungskanals
zwischen Sende- und Empfangsantenne zumeist größer als 10 MHz einzuschätzen.
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Bei einem derartigen Rundfunksystem
werden z.B. Signale gleichen Inhalts jeweils von zwei Satelliten
und von terrestrischen Sendestationen über eine HF-Kanalbandbreite
B von jeweils ca. 4 MHz in enger Frequenznachbarschaft zueinander
ausgestrahlt. Hierbei wird für
die Übertragung
vom Satelliten meist das digitale QPSK-Verfahren und für die terrestrische Übertragung
der Signale meist das COFDM-Verfahren angewandt. In beiden Fällen ist es
zwingend notwendig, die mit der Auswahl des günstigsten Empfangssignals 5 einher
gehende Prüfung
der Signale derart zu gestalten, dass kein Datenverlust auftritt
bzw. dieser so gering wie möglich ist,
so dass insgesamt aufgrund der Vermeidung von Pegeleinbrüchen und
damit im Zusammenhang stehenden Phasenfehlern die Bitfehlerrate über eine Fahrstrecke
drastisch reduziert wird.
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Erfindungsgemäß wird dies mit der in einer Grundform
in 1 a dargestellten Diversity-Empfangsanlage bei
beiden digitalen Modulationsarten (COFDM bzw. QPSK) dadurch bewirkt,
dass die Pegelfeststellung des Hochfrequenzsignals innerhalb der
HF-Kanalbandbreite
B mit Hilfe der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 jeweils
mit der minimal möglichen
Pegelprüfdauer 11 erfolgt
und in vorteilhafter Weise zeitlich aufeinanderfolgend durchgeführt wird. Sowohl
die Kodierung des OFDM-Signals, gekennzeichnet durch C, als auch
die Zahl M der Phasenzustände
des MPSK-Signals (bei QPSK ist M = 4), ist ohne Einfluss in Bezug
auf die mit der Erfindung gegebene Lehre. Durch sukzessive vergleichende
Pegelprüfung
durch Umschaltungen mit Hilfe der logischen Schalteinrichtung 2 werden
die verfügbaren Empfangssignale
sukzessive im Rahmen eines Prüfzyklus
mit Hilfe eines Pegelkomparators 10 und eines adressierbaren
Speichers 35 geprüft
und ein günstiges
Empfangssignal 5 ausgewählt.
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Diese Prüfzyklen werden erfindungsgemäß jeweils
in laufender Folge nach Ablauf eines in geeignet gewähltem Prüfzyklus-Zeitabstand
T
z wiederholend initiiert. Hierbei ist es
vorteilhaft, nach Ablauf eines Prüfzyklus und Auswahl des günstigsten
Empfangssignals
5 diese Einstellung innerhalb der verbleibenden
Zeit innerhalb des Prüfzyklus-Zeitabstands
T
z beizubehalten. Aufgrund der begrenzten HF-Kanalbandbreite
B kann die sichere Feststellung des Empfangspegels nicht schneller
erfolgen als in der Pegelprüfdauer
T
p ~ 1/B. Die für die Antennenumschaltung selbst
benötigte
Umschaltzeit
24 ist um eine Größenordnung kleiner als die
Pegelprüfzeit
11,
so dass die Pegelprüfung
und die Umschaltung zusammen innerhalb der Pegelprüfdauer T
p 13 erfolgen können. Für die Einstellung eines erfindungsgemäßen Prüfzyklus-Zeitabstands
T
z gilt folgende Beziehung, wenn das günstigste
Empfangssignal
5 über
die Wegstrecke von einer halben Wellenlänge Z mal aktualisiert werden
soll:
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Mit Z = 5, fGHz =
2,33 und vkmh = 100 ergibt sich Tz < 430 μs und bei
vkmh = 175 ergibt sich Tz <= 250 μs.
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Hierbei ist es erfindungsgemäß wesentlich, dass
die für
die Prüfung
und Aktualisierung des günstigsten
Empfangssignals
5 benötigte
Gesamtzeit R⋅T
p von R Prüfungen wesentlich kleiner ist
als der Prüfzyklus-Zeitabstand
T
z, so dass die Anzahl der mit größerer Unsicherheit
identifizierten Symbole infolge des Selektionsprozesses bei QPSK-Modulation
möglichst
klein ist. Für
dieses Verhältnis
gilt mit Gleichung (1)
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Mit R = 10 Pegelprüfungen pro
Prüfzyklus und
einer Fahrgeschwindigkeit von 175 km/h ergibt sich der für die Auswahl
des günstigsten
Empfangssignals 5 notwendige relative Zeitanteil gemäß Gleichung
(2) bei Einstellung des größtmöglichen
Prüfzyklus-Zeitabstands
Tz mit den übrigen o.g. Werten zu lediglich
0,2%.
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Bei der COFDM-Modulation ist es vorteilhaft, wenn
der Prüfzyklus-Zeitabstand
T
z nach Gleichung (1) größer gewählt werden kann als die FDM-Symboldauer
T
sf und der gesamte Prüfzyklus mit R notwendigen Pegelprüfungen innerhalb
einer FDM-Symboldauer T
sf durchgeführt wird
und die Gesamtzeit R⋅T
p von R Prüfungen im Interesse der sicheren
Symbolidentifikation wesentlich kleiner ist als die FDM-Symboldauer
T
sf. Damit ergibt sich in Analogie zu Gleichung
(2) mit T
sf = 1/Δf
c,
mit B = N
c⋅Δf
c und mit
T
p = 1/B das Verhältnis V
p:
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Mit N
c =
1000 und R = 10 ist dieses Verhältnis V
p = 1% und klein genug. Die Reduktion der
wirksamen, für
die Symbolidentifikation zur Verfügung stehenden Zeit ist somit
nur unwesentlich geschmälert. Bei
zu kleiner Anzahl N
c der Unterträger könnte sich für das in
Gleichung (3) angegebene Verhältnis
ein zu großer
Zeitanteil für
die Pegelprüfungen
ergeben. Deshalb ist es erfindungsgemäß vorgesehen, z. B. die Zahl
von R Prüfungen
auf eine Anzahl S aufeinanderfolgender Symbole aufzuteilen, so dass
sich die innerhalb einer FDM-Symboldauer T
sf notwendige
Prüfzeit
als R⋅T
p/S darstellt und entsprechend für Gleichung
(3) gilt:
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Ist der zulässige Prüfzyklus-Zeitabstand T
z größer als
die FDM-Symboldauer T
sf, so ist es erfindungsgemäß ausreichend,
die Aktualisierung des günstigsten
Empfangssignals nicht bei jedem gesendeten Symbol durchzuführen. Zur
Festlegung des Prüfzyklus-Zeitabstands
T
z bei gegebener HF-Kanalbandbreite B, gegebener
Anzahl der Unterträger
N
c und maximaler Fahrgeschwindigkeit v
kmh dient folgende Beziehung:
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Es genügt somit, unter Beachtung von
Gleichung (4), nur in jedem ganzzahlig (Tz/Tsf)-ten aufeinander folgenden Symbol einen
Prüfzyklus
durchzuführen.
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Mit den beispielhaft o.g. Zahlenwerten
ergibt sich jedoch für
eine maximale Fahrgeschwindigkeit von vkmh =
175 ein Verhältnis
von Tz/Tsf ~ 1,
d.h. der Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz kann erfindungsgemäß gleich der FDM-Symboldauer
Tsf gewählt
werden. Somit wäre
bei Z = 5 Aktualisierungen über
eine Fahrstrecke von λ/2
während
nur jedes zweiten empfangenen Symbols die maximale Fahrgeschwindigkeit
auf ca. 80 km/h begrenzt.
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In einer besonders aufwandsarmen
vorteilhaften Ausführungsform
der Erfindung sind nach 1 a die Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 und die
logische Schalteinrichtung 2 in der räumlichen Nachbarschaft der
Antennenanordnung 20 angeordnet und das Symboltaktsignal 18 wird
zusammen mit dem Empfangspegel 30 über die Hochfrequenzleitung
zwischen der Antennenanschlussstelle 21 und dem Empfänger 3 zugeführt. Mit
dieser Ausführungsform
der Erfindung ist der Vorteil verbunden, dass der Empfänger 3 nicht
wesentlich für
eine Empfangsanlage nach der Erfindung vorgerüstet sein muss, weil das Symboltaktsignal 18 und
der Empfangspegel 30 in der Regel im Empfänger 3 im
Allgemeinen vorliegen.
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1 a
zeigt also eine Grundform einer Empfangsanlage nach der Erfindung,
wobei im Empfänger 3 ein
Bandpass 26 und ein Empfangspegelindikator 36 enthalten
sind, dessen Ausgangssignal den Empfangspegel 30 wiedergibt
und einer Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 zugeführt ist.
Zusätzlich
wird der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 das Symboltaktsignal 18 zugeleitet,
so dass das daraus abgeleitete Umschaltsignal 23 die logische
Schalteinrichtung 2 gemäß der oben
beschriebenen Folge von Pegelprüfungen
zur Auswahl eines guten bzw. des günstigsten Empfangssignals 5 verwendet
werden kann. Hierbei enthält
die Antennenanlage 1 eine Reihe von Einzelantennen A1,
A2, A3, welche aus Antennenteilen 4a, 4b, 4c im
Hinblick auf die erforderliche Diversität der Empfangssignale 5 mit
vorteilhaft großem
Freiheitsgrad gestaltet werden können. An
der Antennenanschlussstelle 21 liegt somit für die Auswertung
jedes Symbols ein optimales Empfangssignal 5 am Eingang
des Empfängers 3 vor.
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1b zeigt
eine 1a ähnliche
erfindungsgemäße Anordnung,
jedoch mit im Satellitenfunkempfänger 3 enthaltener
Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25.
In 1c ist ein kombiniertes
erfindungsgemäßes Antennendiversitysystem
für gleichzeitigen
und koordinierten Empfang von digital modulierten Satellitenfunksignalen
nach dem Q-PSK-Verfahren
und nach dem COFDM-Verfahren digital modulierten von terrestrischen
Funkstellen ausgestrahlten Funksignalen in benachbarten Hochfrequenzbändern der
gleichen HF-Kanalbandbreite B jeweils desselben, aber durch Laufzeit
versetzten Signalinhalts dargestellt.
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Beide Systeme bestehen aus der Antennenanordnung 20 mit
der Antennenanlage 1, welche diversitätsmäßig unterschiedliche Empfangssignale 5 liefert.
Mit Hilfe der logischen Schalteinrichtung 2a und der Empfangspegelprüfeinrichtung 25a wird
dem Empfängerteil 3a für den Empfang
des QPSK-Satellitensignals an der Antennenanschlussstelle 21a über den Prüfzyklusvorgang
jeweils in einem Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz das günstigste
Empfangssignal 5 aktualisiert angeboten. Ebenso liegt an
der Antennenanschlussstelle 21b jeweils nach den Pegelprüfvorgängen am
Anfang einer FDM-Symboldauer Tsf das günstigste
Empfangssignal 5 für
den Empfängerteil 3b für den Empfang
des COFDM-modulierten terrestrischen Signals vor. Beide Empfängerteile 3a und 3b sind
im Empfänger 3 zur
Auswertung der Empfangssignale gleichen Signalinhalts enthalten.
Für die
Antennenauswahl werden erfindungsgemäß im QPSK-Empfänger der
Empfangspege130a und das Symboltaktsignal 18a der Empfangspegelprüfeinrichtung 25a mit
Pegelkomparator 10a zugeführt.
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In 1d ist
das kombinierte erfindungsgemässe
Antennendiversitysystem in 1b ergänzt um einen
weiteren Zweig, dessen Komponenten mit a' gekennzeichnet sind, für den gleichzeitigen
und koordinierten Empfang eines weiteren nach dem QPSK-Verfahren
digital modulierten Satellitenfunksignals, welches zur Unterstützung der Übertragungssicherheit
von einem weiteren Satelliten ausgestrahlt wird. Alle empfangenen
Signale werden im Empfänger 30 koordiniert
und ausgewertet, so dass sich durch die Antennendiversity-Funktion
in Verbindung mit den beiden Satelliten-Übertragungswegen und dem terrestrischen Übertragungspfad
eine bestmögliche
Sicherheit der Datenübertragung
ergibt.
-
Sowohl bei Signalen mit der QPSK-Modulation
als auch der COFDM-Modulation des HF-Trägers wird
erfindungsgemäß deshalb
der Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz derart gewählt, dass innerhalb dieser
Zeit die Empfangsbedingungen praktisch konstant sind. Dies wird
dadurch bewirkt, dass innerhalb der durchfahrenen Wegstrecke von
einer halben Wellenlänge des
hochfrequenten Trägers
diese Einstellung mindestens fünfmal
aktualisiert ist. Dies ist in 2 mit Hilfe
der Empfangssignale der Antennen A1, A2 und A3 über die auf die Wellenlänge λ bezogene
Fahrstrecke s mit Hilfe des darunter beispielhaft dargestellten
Zeitrasters für
den Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz = 250 μs
bei einer Fahrgeschwindigkeit von 100 km/h veranschaulicht.
-
In 4a ist
die Auswertung dieses Frequenzbandes bei vorliegender COFDM-Modulation des
HF-Trägers
mit Hilfe des Empfangspegelindikators 36 angegeben und 4b zeigt die Unterträger im Frequenzabstand Δfc 16 in der Zwischenfrequenzebene des Empfängers. Bei
einer dem Frequenzabstand Δfc 16 entsprechenden FDM-Symboldauer Tsf von z.B. 250 μs, welche zur zeitparallelen
Phasenidentifikation der Nc Unterträger zur
Verfügung
steht, wird erfindungsgemäß ein im
Vergleich hierzu technisch vernachlässigbar kleiner Zeitanteil
dazu verwendet, aus den verfügbaren
diversitätsmäßigen Empfangssignalen 5 dasjenige
zu ermitteln, welches ein hinreichend großes Signalrauschverhältnis ergibt oder
im Vergleich mit den andern das maximale Signalrauschverhältnis liefert.
Dies ist durch die im Vergleich zum Frequenzabstand der Unterträger große HF-Kanalbandbreite
B= Nc⋅Δfc 19 möglich,
so dass die Pegelprüfzeit 11 um
die Größenordnung
der Anzahl Nc der Unterträger kleiner
gewählt
werden kann als die Symbolzeit Tsf 14. Bei
der großen
Anzahl von Nc = 1000 können somit bis zu 10 diversitätsmäßige Empfangssignale 5 im
Hinblick auf den Pegel in der Folge mit einem hierzu erforderlichen
Zeitaufwand von etwa 1 bis 2 % der FDM-Symboldauer Tsf untersucht
werden. Der erfindungsgemäß gewählte Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz definiert, nach wie vielen empfangenen
Symbolen das folgende Symbol für
eine Aktualisierung des günstigsten
Empfangssignals 5 herangezogen wird.
-
In 4c erfolgt
die Auswertung dieses Frequenzbandes bei vorliegender M-PSK-Modulation des
HF-Trägers
ebenfalls mit Hilfe des Empfangspegelindikators 36 und
Fig. 4d zeigt das bandbegrenzte Frequenzspektrum der M-PSK-Empfangssignale
in der Zwischenfrequenzebene des Empfängers. Bei einer QPSK-Symboldauer
Tsp (von z.B. 0,25 μs = 1/B = 1/(4 MHz)) wird erfindungsgemäß ein im
Vergleich hierzu technisch vernachlässigbar kleiner Zeitanteil des
erfindungsgemäßen Prüfzyklus-Zeitabstands
Tz dazu verwendet, aus den verfügbaren diversitätsmäßigen Empfangssignalen 5 dasjenige
zu ermitteln, welches ein hinreichend großes Signalrauschverhältnis ergibt
oder im Vergleich mit den andern das maximale Signalrauschverhältnis liefert.
Dies ist durch die große
Bandbreite B im Hinblick auf Gleichung (1) begründet.
-
Bei einer QPSK-Symboldauer Tsp = 1/(4 MHz) = 0,25 μs ergibt sich für R Pegelprüfungen eine relative
Anzahl von lediglich R⋅(Tsp/Tz) = R/1000 von Symbolen,
welche zwar nicht mit einem optimal verfügbaren Empfangssignal 5 empfangen
werden, die richtige Symbolidentifikation jedoch bei der überwiegenden
Mehrzahl dieser Symbole aufgrund der Statistik des Empfangsfeldes
auch dann noch wahrscheinlich ist. Die wenigen Symbole, welche dabei
einer Fehlidentifikation unterliegen können, werden durch die bei
jedem digitalen Kommunikationssystem gegebenen Redundanz mit Fehlerkorrektur
korrigiert. Die übrigen,
während
des Prüfzyklus-Zeitabstands
Tz gesendeten Symbole, werden dagegen mit
der vollen Diversitätswirkung
der verfügbaren
Empfangssignale empfangen. Damit wird bei geeigneter Auswahl von Antennen
in der Antennenanlage 1 eine hohe Diversityeffizienz erreicht,
welche die starke Reduzierung der Bitfehlerrate über eine Fahrstrecke bewirkt
und die Wahrschein lichkeit des Abbrechens der Funkverbindung mit
den Schwierigkeiten der Neusynchronisation stark vermindert. In 3b ist die QPSK-Symboldauer
Tsp = 1/B, welche etwa gleich der Pegelprüfdauer Tp ist, der Zeitablauf für R Pegelprüfvorgänge sowie einen erfindungsgemäß gewählten Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz dargestellt.
-
Für
die Realisierung eines derartigen Ablaufs für QPSK-Modulation des HF-Trägers mit
der Trägerfrequenz
f ist beispielsweise in der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 – welcher
sowohl der Empfangspegel 30 als auch das im Empfänger generierte Symboltaktsignal 18 zugeführt ist – ein triggerbarer Pulsgenerator 31 vorhanden.
Dieser ist gemäß der Anzahl
R der zu prüfenden
Empfangssignale 5 vom Symboltaktsignal 18 getriggert
und gibt somit eine Pulsfolge ab, deren Pulsabstandszeit gleich
der QPSK-Symboldauer Tsp ~ 1/B beträgt. Die
betreffende Pulsfolge wird jeweils sowohl an den Pegelkomparator 10 mit
adressierbarem Speicher 35 als auch an die logische Schalteinrichtung 2 zur
sequentiellen bzw. adressierten Anschaltung der Empfangssignale 5 zur
Auswahl eines diversitätsmäßig günstigen Empfangssignals 5 geleitet.
Nach Ablauf der notwendigen R Pegelprüfvorgänge bleibt der Zustand des triggerbaren
Pulsgenerators 31 und somit auch der logischen Schalteinrichtung 2 über ein
im triggerbaren Pulsgenerator 31 enthaltenes Zeitglied 42 zur Einstellung
des Prüfzyklus-Zeitabstands Tz vorzugsweise unverändert, bis nach Ablauf von
Tz der vergleichende Prüfzyklus neu eingeleitet wird.
-
Bei Signalen mit der COFDM-Modulation des
HF-Trägers
werden erfindungsgemäß die Pegeleinbrüche ebenfalls
dadurch reduziert, dass der Pegel des aktuell angeschalteten Hochfrequenzssignals
innerhalb der HF-Kanalbandbreite B, also jeweils nach der minimalen
Pegelprüfdauer
Tp = 1/B, festgestellt wird. Das COFDM-Signal
setzt sich aus der zeitlichen Folge von jeweils Nc parallel
ausgesendeten, in der Phase modulierten Unterträgern mit dem Frequenzabstand Δfc zusammen. Jedes Paket dieser Unterträger wird
jeweils über
die FDM-Symboldauer
Tsf = 1/Δfc ausgesendet. Für die Auswahl eines diversitätsmäßig möglichst
günstigen
Empfangssignals 5 kann somit die Feststellung der Gesamtenergie
dienen, welche im ZF-Bereich in einem Bandpaßfilter 26 der Kanalbandbreite
B = Nc⋅Δfc über
die Pegelprüfdauer
Tp auftritt. Hierbei ist Nc (z.B.
Nc = 1000) die Anzahl der nach dem COFDM-Verfahren gesendeten
Unterträger,
deren Frequenzabstand (Δfc) 16 z. B. 4 kHz beträgt.
-
Bei diesem Verfahren erfolgt die
mehrfache vergleichende Pegelprüfung
am Anfang jedes gesendeten Symbols. Mit der Pegelprüfdauer Tp = 1/B = 0,25 μs wird beim vorliegenden Beispiel
für die
Auswahl des günstigsten
Empfangssignals 5 bei R Pegelprüfungen eine gesamte Prüfzeit von
R⋅0,25 μs in Anspruch
genommen. Dies entspricht bei einer FDM-Symboldauer Tsf =
1/Δfc = Nc/B = 1000⋅0,25 μs = 250 μs. Bei diesen
Größenverhältnissen
steht für die
Symbolidentifikation somit die gesamte restliche Zeit der FDM-Symboldauer
Tsf von (1 – R/Nc)
= (1 – R/1000)⋅250 μs zur Verfügung. Diese
unwesentliche Reduzierung der für
die Identifizierung zur Verfügung stehenden
Zeit ist mit keiner Verschlechterung der Identifizierungssicherheit
verbunden. Wie aus 2 ersichtlich,
ist diese Symboldauer hinreichend kurz, um die erfindungsgemäß häufige Aktualisierung
des günstigsten
Empfangssignals 5 auch bei hohen Fahrgeschwindigkeiten
sicherzustellen. Der vergleichende Prüfvorgang am Anfang der FDM-Symboldauer Tsf mit den Pegelprüfzeiten Tp mit
den Umschaltzeiten von etwa 0,25 μs
sowie der Guard-Zeit Tg ist in 3a dargestellt.
-
Um einen derartigen Ablauf zu realisieren,
ist beispielsweise in der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25, welcher
sowohl der Empfangspegel 30 als auch das im Empfänger generierte
Symboltaktsignal 18 zugeführt ist, auch im Fall der FDM-Modulation
ein triggerbarer Pulsgenerator 31 vorhanden, welcher vom
Symboltaktsignal 18 getriggert ist und der – ausgelöst durch
die Triggerung – eigenständig gemäß der Anzahl
R der zu prüfenden
Empfangssignale 5 eine entsprechend gestaltete Pulsfolge
abgibt, deren Pulsabstandszeit vorzugsweise möglichst klein, also etwa gleich
der Pegelprüfdauer
Tp ~ 1/B, gewählt ist. Die Pulsabstandszeit
besteht aus der Pegelprüfzeit 11 plus
der vergleichsweise kleinen Umschaltzeit 24. Die betreffende
Pulsfolge wird jeweils sowohl an den Pegelkomparator 10 mit
adressierbarem Speicher 35 als auch an die logische Schalteinrichtung 2 zur
sequentiellen bzw. adressierten Anschaltung der Empfangssignale 5 zur
Auswahl eines diversitätsmäßig günstigen
Empfangssignals 5 geleitet. Nach Ablauf der notwendigen
R Pegelprüfvorgänge bleibt
der Zustand des triggerbaren Pulsgenerators 31 und somit auch
der logischen Schalteinrichtung 2 über die verbleibende Zeit innerhalb
der FDM-Symboldauer Tsf unverändert, bis
mit einem der folgenden Symbole, vorzugsweise dem nächsten Symbol,
der triggerbare Pulsgenerator 31 neu getriggert wird und
der vergleichende Prüfzyklus
neu eingeleitet wird.
-
Ein für beide digitale Modulationsarten
mögliches
Blockdiagramm für
eine Ausführungsform
einer derartigen Anordnung ist beispielhaft in 4e angegeben. In einer zeitgemäßen Realisierung
ist die gesamte Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 als Mikroprozessor
ausgeführt,
welcher programmgesteuert z.B. die in 4c angegebenen
Programmblöcke
abarbeitet. Zur Ermittlung des günstigsten Empfangssignals 5 kann
beispielsweise die in 4e angegebene Anordnung
in der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25 verwendet
werden. Diese besteht aus einer Ablaufsteuerung 32, welche
sowohl die Takterzeugung für
die Antennenumschaltung 33 als auch den Pegelkomparator 10 zur
Feststellung des günstigsten
Empfangspegels 5 (Pxmax) sowie
einen Umschalter zur Ausgabe des Umschaltsignals 23 ansteuert.
Mit Hilfe einer adressierbaren Antennenumschaltung 34,
einem adressierbaren Speicher 35 für die Empfangspegel Px 30 der x-ten Antenne und dem Pegelkomparator 10 wird
die Maximalsignalpegel-Schaltstellung Smax 37 ermittelt
und als Umschaltsignal 23 ausgegeben.
-
Damit ist klargestellt, dass für beide
hier betrachteten Modulationsarten erfindungsgemäß ein Antennendiversitysystem
angegeben ist, welches bei größtmöglicher
Datensicherheit während
des Auswahlprozesses für
das günstigste
Empfangssignal 5 die Wahrscheinlichkeit für das Auftreten
von Pegeleinbrüchen
auf bestmögliche
Weise reduziert.
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Dies wird nochmals anhand der Darstellung in 3a verdeutlicht. Mit jeder
Selektion eines günstigen
Empfangssignals 5 zu Beginn oder am Ende eines gesendeten
Symbols werden somit bei COFDM-Modulation von deren Nc Unterträgern mit jedem
Symbol, d.h. während
der FDM-Symboldauer Tsf, die Zahl von 2 × Nc Bits mit gutem Signalrauschverhältnis übertragen.
Bei der M-PSK-Modulation des HF-Trägers in 3b erfolgen R Pegelprüfungen in zeitlich aufeinanderfolgenden
Symbolen innerhalb des gewählten
Prüfzyklus-Zeitabstands
Tz. Wird dieser gleich der FDM-Symboldauer
Tsf gewählt,
so werden mit beiden Modulationsarten innerhalb gleicher Zeiten
etwa gleiche Informationsmengen übertragen.
-
Aufgrund der unvermeidbaren Reflexionen und
Beugungen im Nahbereich der Antenne entstehen die in 2 schematisch über der
auf die relative Weglänge
s/λ bezogen
dargestellten Pegelverteilungen von drei Antennen. Die stark ausgezogene
Kurve bezeichnet den jeweils maximal verfügbaren Pegel bei Auswahl des
günstigsten
Empfangssignals 5. Im Bild darunter ist in 2 bei einer vorausgesetzten Fahrgeschwindigkeit
von 100 km/h die Folge der Prüfzyklus-Zeitabstände Tz dargestellt. Pegeleinbrüche treten mit großer Wahrscheinlichkeit
im Mittel alle halbe Wellenlänge
auf. Bei einer FDM-Symboldauer Tsf von 250 μs trifft
somit die hinreichende Anzahl von ca. zehn Symbolen auf eine halbe
Wellenlänge.
Es ist somit möglich,
den stark ausgezogenen optimalen Pegelverlauf bei der Signalgewinnung
zu realisieren. Wie oben gezeigt, lässt diese Dimensionierung bei
Z = 5 eine Fahrgeschwindigkeit von ca. 175 km/h zu.
-
Im Folgenden sollen beispielhaft
Antennenanordnungen 20 für erfindungsgemäße Antennendiversitysysteme
erläutert
werden. 5a zeigt ein dreidimensionales,
nahezu omnidirektionales Richtdiagramm für Zirkularpolarisation einer
für einen
Satellitendienst geeigneten Antenne, welche weitgehend den gewünschten
Forderungen entspricht, wenn diese auf einer ebenen Platte montiert
ist (8a). Zur Verdeutlichung
der Effekte, die eine unsichtbare Anbringung einer Antenne auf dem
Fahrzeug im Hinblick auf das Richtdiagramm bewirkt, ist in 5d die Verformung des Vertikaldiagramms
des in 5a dargestellten
Richtdiagramms gezeigt, wenn die betreffende Antenne in eine wannenartige Vertiefung 58,
wie in 5d angedeutet,
eingebracht ist. Der vorgeschriebene Antennengewinn wird insbesondere
im Winkelbereich der niedrigen Elevation nicht erreicht (s. 5d). Zum Zwecke der Überwindung
einer gegenüber
liegenden Abschattung durch Wände
kann z.B. ein sektorales Richtdiagramm 9 von der in 5e dargestellten Form eingesetzt
werden. Zwangsweise werden für
die gesamte azimutale Abdeckung mehrere solcher sektoralen Richtdiagramme 9 notwendig.
-
Es zeigt sich demnach, dass das vorgeschriebene
Richtdiagramm des Antennengewinns mit einer Einzelantenne an vielen
unter fahrzeugspezifischen günstigen
Einbauorten nicht erreicht werden kann. Gemäß der vorliegenden Erfindung
lassen sich jedoch z.B. mehrere Einzelantennen gestalten, welche
unterschiedliche sektorale Richtdiagramme 9 besitzen mit
in unterschiedliche Raumrichtungen weisenden Hauptrichtungen 22,
wie dies beispielhaft für
5 verschiedene Richtantennen in Fig. Sb gezeigt ist. Bildet man
die Hüllfläche über alle
Diagramme, so ergibt sich im gezeigten Beispiel ein Diagramm, wie in 5c, in welchem die Strahlung
im Bereich kleiner Elevationswinkel durch die erhöhte Richtwirkung der
Einzelantennen angehoben ist. Es zeigt sich ferner, dass sich für unauffällige fahrzeugintegrierte
Antennen eine geordnete Zirkularpolarisation für die sektoralen Richtdiagramme 9 mit
vertretbarem Aufwand kaum herstellen lassen. Erfindungsgemäß wird deshalb
die Erzeugung erhöhter
sektoraler Richtwirkungen vorgeschlagen, so dass der 3dB-Verlust,
der mit dem Verzicht auf Zirkularpolarisation einhergeht, kompensiert
bzw. überkompensiert
wird.
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In einer vorteilhaften Ausführungsform
der Erfindung wird, wie in 6 dargestellt,
eine Antenne A1 mit dem vorgeschriebenen auf die Messplatte bezogenen
Richtdiagramm z.B. auf dem Kofferraumdeckel oder unter einem Kunststoff-Kofferraumdeckel angebracht.
Aufgrund der durch die Rückfensterscheibe
und das Dach gegebenen Abschattung, insbesondere im Winkelbereich
niedriger Elevation, wird dieser Bereich erfindungsgemäß durch
zusätzliche Antennen
A4, A5 aufgefüllt.
Diese können
z.B. wie in der 6 angedeutet,
als Richtantennen auf der Windschutzscheibe angeordnet sein. Die
mit der Kabelführung
zur logischen Schalteinrichtung 2 mit einem derartigen
dezentralen System einhergehenden Laufzeitdifferenzen sind bei den
gegebenen Fahrzeugabmessungen ohne Einfluss auf die Signaltreue nach
der Decodierung. Es ist grundsätzlich
denkbar, bei flacher Neigung der Fensterscheiben die gesamte Antennenanlage 1 ausschließlich aus
den Richtantennen A2, A3, A4 und A5 auf den Fensterscheiben zu gestalten.
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Eine Antennenanlage 1 nach
der Erfindung kann vorteilhaft in kleiner Bauhöhe, wie in 7, ausgestaltet werden. Diese Antenne
besteht im Wesentlichen aus zwei gekreuzten Rahmenstrukturen, in
welche Blindelemente 39 zur Einstellung eines Richtdiagramms
eingebracht sind, welches dem vorgeschriebenen Richtdiagramm mit
Zirkularpolarisation bei sperrend geschalteten Dioden 38 weitgehend entspricht.
Durch andere Einstellungen der Schaltdioden 38 werden mehrere
sektorale Richtdiagramme 9 wechselweise zur Auffüllung der
Hüllfläche eingestellt.
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In Fahrzeugen wird häufig eine
völlig
verdeckte Anbringung von Antennen gefordert. Zu diesem Zweck wird
in der leitenden Karosserie, wie in 8a,
eine wannenartige Vertiefung 58 geschaffen, welche mit
einer Kunststoffabdeckung versehen wird. In einer vorteilhaften
Ausführung
der Erfindung wird im Zentrum der Wanne auf dem Wannenboden 64 eine
Patch-Antenne A1 zur Abdeckung der Steilstrahlung und an den entsprechend
geneigt ausgeführten
schrägen
Wannenwänden 63 zur
Gestaltung der sektoralen Richtdiagramme 9 weitere Patch-Antennen angebracht.
Zur Verbesserung des Richtdiagramms für Steilstrahlung wird in 8b anstelle der Patch-Antenne
A1 eine Antenne, wie in 7,
wahlweise auch ohne Dioden 38, verwendet. Bei Ausbildung
einer wannenartigen Vertiefung 58, welche in 9a beispielhaft kreisrund
ausgeführt
ist, können vorteilhaft
im Zentrum über
dem Wannenboden 64 im geeigneten Abstand zwei gekreuzte,
aus den Antennenteilen 4a und 4b gestaltete Dipole
angeordnet werden. Zur Verbesserung der Strahlung für niedrige Elevation
können
erfindungsgemäß zwei unter
90 Grad zueinander angeordnete, aus den vertikalen Antennenteilen 4c, 4d, 4e, 4f und
4g, 4h, 4i, 4k Gruppenantennen gebildet werden.
-
Deren Signale werden über ein
Zusammenschaltnetzwerk 62 mit den Einzelantennenanschlüssen A2
und A3 bzw. A4 und A5 zur Bildung der sektoralen Richtdiagramme 9 für die vier
azimutalen Hauptrichtungen 22 (vergl. Bild 5b) zur Verfügung gestellt.
Mit Hilfe der erhöhten Richtwirkung
der Gruppenantennen für
niedrige Elevation wird die durch die schrägen Wannenwände 63 gegebene Abschattung aufgehoben
bzw. überkompensiert.
Die in 9a dargestellte
Antennenanlage 1 kann vorteilhaft sinngemäß zu der
in 9b dargestellten
Antennenanlage 1 mit einer größeren Anzahl von sektoralen
Richtdiagrammen 9 erweitert werden. Abhängig vom Anbringungsort einer
derartigen Antennenanlage 1 und den durch das Fahrzeug
verursachten Abschattungen kann eine derartige Antennenanlage 1 mit
unsymmetrisch zum Zentrum angeordneten Gruppenantennen ausgestaltet
werden.
-
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung einer
Antennenanlage 1 nach der Erfindung werden die schrägen Wannenwände 63 als
Reflektoren von daran im geeigneten Abstand angebrachten Gruppenantennen
A2 bis A9 mit den horizontal polarisierten Antennenteilen 4h und
4g genutzt (10a). Im Zentrum
kann vorteilhaft eine Antenne, wie in 7, wahlweise
auch ohne Dioden 38, verwendet werden. In Fig. lOb ist
der Querschnitt durch eine derartige wannenartige Vertiefung 58 mit
der Anordnung der Gruppenantennen und der Antenne A1 dargestellt. Die
eingetragenen Abmessungen gelten für eine bei 2,3 GHz verwendete
Antennenanlage 1. Das optimale, mit einer der Gruppenantennen
verfügbare
sektorale Richtdiagramm 9 lässt sich durch optimale Neigungswinkel
der schrägen
Wannenwände 63 und
der Positionierung der horizontal angeordneten Antennenteile 4g,
4h, 4i und 4k in der Ebene der Karosserieoberfläche erreichen.
-
Insbesondere im Fahrzeugbau tragen
Hochfrequenz-Leitungsverbindungen erheblich zu den Gesamtkosten
einer Empfangsanlage bei. Es ist deshalb dringend geboten, den Kabelaufwand
so gering wie möglich
zu halten. Zur Verbesserung der Empfangssicherheit ist bei bekannten
Satellitenrundfunksystemen z. B. – wie oben bereits erläutert und
in 1d dargestellt – ein Empfänger 3a' mit
einem weiteren Empfangszweig für
Signale mit QPSK-Modulation vorgesehen, welche von einem weiteren
Satelliten für
den gleichzeitigen und koordinierten Empfang mit den vom ersten
Satelliten ausgestrahlten Funksignalen in einem in der Frequenz
nahegelegenen Hochfrequenzband ausgestrahlt werden. Für beide
Hochfrequenzbänder
sind im Empfänger
gesonderte HF-ZF-Teile 42a und 42a' (s. 1e) vorhanden, welche über eine
gemeinsame Hochfrequenzleitung 21a zwischen der Antennenanordnung 20 und
den Empfängern 3a und 3a' über eine
Signalverzweigung dieselben Signale zugeführt sind. Dadurch kann eine
Hochfrequenzleitung eingespart werden. Zur Gestaltung einer Diversityfunktion
sind der Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25a die
Empfangspegel 30a und 30a' zugeführt und
werden dort jeweils in einem Pegelkomparator 10 mit einem Schwellwert
für sichere
Symbolidentifikation verglichen. Die binären Ausgangssignale beider
Pegelkomparatoren werden einer Logikschaltung 27 zugeleitet,
welche über
einen Umschaltbefehl an die logische Schalteinrichtung 2a die
Zuweisung eines anderen Antennensignals bewirkt, wenn nur eines
der beiden Satellitensignale mit kleinerem als den geforderten Mindestpegel
zur sicheren Symbolidentifikation empfangen wird, d.h., wenn nicht
beide Schwellwerte überschritten
sind.
-
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der
Erfindung ist in der Logikschaltung 27 ein Gedächtnis enthalten,
welches es ermöglicht,
anhand der vorausgegangenen Pegelprüfungen unnötige Umschaltungen zu vermeiden,
wenn die Anzahl der oberhalb des Mindestpegels zur sicheren Symbolidentifikation
empfangenen Satellitensignale gleich groß ist. Somit ist das System
in der Lage, bei minimaler Schaltaktivität stets dasjenige Antennensignal auszuwählen, mit
dem die größere Anzahl
aus den zwei Satellitensignalen empfangen werden kann. Dies ist
insbesondere dann sehr vorteilhaft, wenn in der Antennenanlage 1 nur
zwei Antennen – z.B.
je eine im Frontbereich und im Heckbereich eines Fahrzeugs – vorhanden
sind. Obgleich die getrennte Selektion des für den Empfang jedes Satellitensignals günstigsten
Antennensignals mit nur einer gemeinsamen logischen Schalteinrichtung 2a und
einer gemeinsamen Hochfrequenzleitung nicht möglich ist, ergibt sich z.B.
im Fall von zwei Antennen für
jedes Satellitensignal getrennt eine Diversityeffizienz von jeweils
zwei Antennen.
-
In einer vorteilhaften Weitergestaltung
der Erfindung werden beide Symboltaktsignale 18a und 18a' der
Empfangspegel-Prüfeinrichtung 25a und dort
der Logikschaltung 27 zugeführt. Wird eines der beiden
Satellitensignale empfangsunwürdig,
was durch Feststellung der Unterschreitung des Schwellensignals
festgestellt ist, so wird in einer vorteilhaften Ausgestaltung der
Erfindung der dadurch ausgelöste
Umschaltvorgang zu einem für
das empfangswürdige
Empfangssignal unschädlichen
Umschaltzeitpunkt initiiert. Diese Umschaltung erfolgt somit erfindungsgemäß an den
Symboltakt des in diesem Augenblick empfangswürdigen Signals gebunden.
-
Zur Erläuterung der Funktionsweise
eines derartigen Systems mit nur zwei Antennen sind in 11a vier Empfangssignale
im Rayleigh-Empfangsfeld über
der Wegstrecke aufgetragen. Hiervon sind die mit 0 und 1 indizierten
Kurvenverläufe
die Empfangssignale einer mit 0 bezeichneten Antenne von einem mit
0 und einem mit 1 bezeichneten Satelliten. Entsprechend stellen
die mit 2 und 3 indizierten Kurvenverläufe Empfangssignale einer mit
1 bezeichneten Antenne von dem mit 0 und dem mit 1 bezeichneten
Satelliten. Bei entsprechender Antennenanordnung sind die von einem
Satelliten ausgesendeten Empfangssignale beider Antennen voneinander
dekorreliert. Aufgrund der unterschiedlichen Ausbreitungswege sind
auch die Pegelverläufe
der beiden Satellitensignale einer Empfangsantenne jeweils dekorreliert.
Somit sind alle in 11a dargestellten Pegelverläufe dekorreliert
und die Unterschreitungen des für
die sichere Symbolidentifikation notwendigen Mindestempfangspegels
(Noise in 11a) erfolgen weitgehend
unabhängig
voneinander.
-
Subtrahiert man die Anzahl der mit
der Antenne 1 erhaltenen empfangswürdigen Satellitenempfangssignale
von der entsprechenden Anzahl der mit der Antenne 0 erhaltenen
empfangswürdigen Satellitenempfangssignale,
dann ergibt sich für
diese Differenz der in 11b dargestellte
Verlauf über dem
Weg. Ist die Logikschaltung 27z.B. derart ausgebildet,
dass sie an Stellen positiver Differenzwerte Antenne 0,
an Stellen negativer Differenzwerte Antenne 1 auswählt, jedoch
bei verschwindender Differenz keine Weiterschaltung der logischen
Schalteinrichtung 2a veranlasst wird, dann ergibt sich
der in 11c dargestellte
Verlauf der angeschalteten Antenne über dem Weg, wobei die logische
1 die Anschaltung von Antenne 0 und die logische -1 die
Anschaltung von Antenne 1 kennzeichnet. Ist ps die Wahrscheinlichkeit
für die
Unterschreitung des notwendigen Mindestempfangspegels eines Satellitenempfangssignals
mit einer Einzelantenne, dann ergibt sich bei der gefundenen Diversityeffizienz
von n = 2 für
jedes Signal eine wesentlich kleinere Wahrscheinlichkeit für die Unterschreitung
des notwendigen Mindestempfangspegels im Diversitybetrieb von pd = ps
n =
ps
2. In einer weiteren
vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden mehr als zwei Empfangssignale,
welche in zueinander nahegelegenen Frequenzbändern ausgestrahlt werden, über nur eine
Hochfrequenzleitung zwischen der Antennenanordnung 20 und
dem Empfänger 3a' geleitet.
Die Verzweigung der Signale auf die verschiedenen, den Frequenzbändern zugeordneten
HF-ZF-Teilen 42a, 42a',42b erfolgt vorteilhafter
Weise im Inneren des Empfängers 3.
Eine derartige Anordnung kann z.B. bei einem Satellitenrundfunksystem
mit terrestrischer Zusatzversorgung – wie dem System SDARS im Frequenzbereich
um 2,33 GHz – angewandt
werden. Bei einem derartigen Antennendiversitysystem enthält die Antennenanordnung 20 lediglich
eine logische Schalteinrichtung 2 mit einer ihr zugeordneten
Empfangspegelprüfeinrichtung 25.
Letzterer werden sowohl alle den verschiedenen Frequenzbändern zugeordneten
Symboltaktsignale 18a, 18a' und 18b als auch
die Empfangspegel 30a, 30a' und 30b zugeleitet.
In letzterer sind der Pegelkomparator und eine Logikschaltung 27 mit
Speicher enthalten.
-
Ein besonders kleiner Aufwand an
Hochfrequenzleitungen ergibt sich mit einer derartigen Anlage dann,
wenn eine Antennenanordnung 20 auf eng begrenztem Raum
auf dem Fahrzeug gestaltet wird, so dass die Zuleitungen zwischen
den die verschiedenen Antennensignale liefernden Toren zur logischen
Schalteinrichtung 2 möglichst
kurz sind. Solche Anordnungen sind beispielhaft in den 7 bis 10b beschrieben. Mit Hilfe des in der
Logikschaltung 27 vorhandenen Gedächtnisses kann anhand sequentiell
aufeinanderfolgender Schaltstellungen der logischen Schalteinrichtung 2 die
Empfangswürdigkeit
sämtlicher
empfangener Signale – der
beiden Satellitensignale und des terrestrischen Signals – geprüft werden
und zu jedem Zeitpunkt die Schaltstellung derjenigen logischen Schalteinrichtung 2 eingestellt
werden, bei der sich die größte Zahl
aus den drei zu empfangenden Signalen empfangswürdig ergibt. Auf diese Weise
stellt sich das System dynamisch auf die sich während der Fahrt laufend veränderliche
Empfangssituation ein. Somit kann bei den eingesetzten Antennen
auf eine akribische Einhaltung der Anforderungen an das Richtdiagramm
einer Antenne ohne Antennendiversity für diesen Rundfunk verzichtet
werden.
-
- 1
- Antennenanlage
- 2
- logische
Schalteinrichtung
- 3
- Empfänger
- 4a,4b,4c..
- Antennenteile
- 5
- Empfangssignal
- 5a
- abgeleitetes
Empfangssignal
- 6
- Pegelschwellwertgeber
- 7
- gesamte
Prüfzeit
- 8
- Prüfzyklus-Zeitabstand
Tz
- 9
- sektorales
Richtdiagramm
- 10
- Pegelkomparator
- 11
- Pegelprüfzeit
- 12
- Symbolgruppendauer
Tsg
- 13
- Pegelprüfdauer Tp
- 14
- Symbolzeit
Ts bzw. FDM- Symboldauer
- 15
- Unterträger
- 16
- Frequenzabstand
der Unterträger Δfc
- 17
- FDM-Symboldauer
Tsf
- 18
- Symboltaktsignal
- 19
- Bandbreite
B = N⋅Δfc
- 20
- Antennenanordnung
- 21
- Antennenanschlussstelle
- 22
- Hauptrichtung
- 23
- Umschaltsignal
- 24
- Umschaltzeit
- 25
- Empfangspegel-Prüfeinrichtung
- 26
- Bandpass(filter)
- 27
- Logikschaltung
- 30
- Empfangspegel
- 31
- triggerbarer
Pulsgenerator
- 32
- Ablaufsteuerung
- 33
- Takterzeugung
für Antennenumschaltung
- 34
- Adressierbare
Antennenumschaltung
- 35
- adressierbarer
Speicher
- 36
- Empfangssignalpegelindikator
- 37
- Maximalsignalpegel-Schaltstellung
Smax
- 38
- Schaltdiode
- 39
- Blindelement
- 41
- HF-Antennenverstärker
- 42
- HF-ZF-Teil
- 43
- Zeitglied
- 58
- wannenartige
Vertiefung
- 62
- Zusammenschaltnetzwerk
- 63
- schräge Wannenwände
- 64
- Wannenboden
- A1,
A2, A3,...
- Einzelantennen
- B
- HF-Kanalbandbreite
B = N⋅Δfc
- S1,
S2, S3..
- diskret
verfügbare
Schaltstellungen
- λ
- Wellenlänge, Freiraumwellenlänge
- R
- Anzahl
der Pegelprüfungen
- Tsp
- QPSK-Symboldauer
- Nc
- Zahl
der Unterträger
- s
- Fahrstrecke
- Tg
- Guard-Zeit
- f
- Trägerfrequenz