DE102023101817B3

DE102023101817B3 - Vorrichtung und verfahren zum kalibrieren eines senders eines radarsystems

Info

Publication number: DE102023101817B3
Application number: DE102023101817.5A
Authority: DE
Inventors: Mayeul Jeannin; Farhan Bin Khalid; Dian Tresna NUGRAHA; Andre Roger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2023-01-25
Filing date: 2023-01-25
Publication date: 2024-05-23
Anticipated expiration: 2043-01-26

Abstract

Gemäß verschiedenen Ausführungsformen wird ein Verfahren zum Kalibrieren eines Senders eines Radarsystems beschrieben, das eine Mehrzahl von Sendern aufweist, wobei das Verfahren das Einstellen eines zu kalibrierenden Radarsenders aus der Mehrzahl von Radarsendern auf ein erhöhtes Doppler-Divisions-Multiplex-Schema, das Detektieren eines Ziels durch Durchführen einer Radardetektion mit der Mehrzahl von Sendern, wobei der zu kalibrierende Sender mit dem erhöhten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird und jeder der anderen Sender der Mehrzahl von Sendern mit seinem assoziierten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird, Extrahieren von Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten für einen dem Ziel entsprechenden Peak des Dopplerspektrums und für mit dem Peak assoziierte Spurs, Anwenden einer inversen diskreten Fourier-Transformation auf die extrahierten Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten, Detektieren eines Phasenfehlers des zu kalibrierenden Senders unter Verwendung eines Ergebnisses der inversen diskreten Fourier-Transformation und Kalibrieren des zu kalibrierenden Senders gemäß dem detektierten Phasenfehler aufweist.

Description

Technischer Bereich
Die hier beschriebenen beispielhaften Implementierungen beziehen sich im Allgemeinen auf Vorrichtungen und Verfahren zum Kalibrieren eines Senders eines Radarsystems.
Hintergrund
Ein Doppler-Division-Multiplex(DDM)-Radarsystem hat im Vergleich zu einem Zeit-Division-Multiplex(TDM)-Radarsystem ein verbessertes SNR (Signal-Rausch-Verhältnis), eine verbesserte maximale eindeutige Geschwindigkeit und ermöglicht die Entkopplung von Doppler-Winkelmaßen und die Kompression von Daten. Es weist mehrere Sendeantennen auf, um mehrere Sendekanäle zu realisieren, wobei die Sendekanäle durch aufeinanderfolgende Chirps mit Phasenoffsets realisiert werden, die durch entsprechende Phasenschieber erzeugt werden, die sich zwischen den Antennen unterscheiden.
Wenn jedoch ein Phasenschieber, der die entsprechende Modulation (insbesondere den Offset) für einen Sendekanal ermöglicht, nicht genau genug ist, erscheinen Harmonische mit einem Pegel, der hoch genug ist, um detektiert und als schwache Ziele interpretiert zu werden. Solche Geisterziele werden auch als Spurs bezeichnet. Ihre Lokalisierung neben einem Ziel im Dopplerspektrum ist vorhersehbar. Dennoch ist eine Kalibrierung des Phasenschiebers erforderlich, um solche Artefakte zu begrenzen. Leider neigen die Parameter des Radarsystems dazu, während des Lebenszyklus vom kalibrierten Zustand abzudriften. Daher sind effiziente Ansätze für die Online-Kalibrierung von Phasenschiebern wünschenswert.
Die Veröffentlichung von Jeannin, M. u.a. „Modeling an Removing Doppler Division Multiplexing Spurs in Automotive MIMO Radar", in IEEE Sensors Journal, Vol. 23, No. 2, Januar 2023, S. 1389-1396 offenbart ein Verfahren zur Kalibrierung von DDM-MIMO-Radaren mittels eines Konstellations-Ungleichmäßigkeits-Schätzalgorithmus.
Zusammenfassung
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist ein Verfahren zum Kalibrieren eines Senders eines Radarsystems mit einer Mehrzahl von Sendern vorgesehen, wobei das Verfahren das Einstellen eines zu kalibrierenden Radarsenders aus der Mehrzahl von Radarsendern auf eine erhöhtes Doppler-Divisions-Multiplex-Schema und das Assoziieren jedes der anderen Sender aus der Mehrzahl von Sendern mit einem entsprechenden Doppler-Divisions-Multiplex-Schema aufweist, so dass gilt, dass

• die Ordnung des Doppler-Division-Multiplexing-Schemas geteilt durch das Produkt der Ordnungen der Doppler-Division-Multiplexing-Schemata, die mit den anderen Sendern der Mehrzahl von Sendern assoziiert sind, größer als zwei ist und
• die Konstellationspunkte der mit den anderen Sendern der Mehrzahl von Sendern assoziierten Doppler-Division-Multiplexing-Schemata in dem erhöhten Doppler-Division-Multiplexing-Schema enthalten sind

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
In den Zeichnungen beziehen sich gleiche Bezugszeichen im Allgemeinen auf die gleichen Teile in den unterschiedlichen Ansichten. Die Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu, sondern veranschaulichen im Allgemeinen die Prinzipien der Erfindung. In der folgenden Beschreibung werden verschiedene Aspekte unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen beschrieben, in denen:

1 zeigt eine Radaranordnung.
2 veranschaulicht ein frequenzmoduliertes Dauerstrich-Radarsystem (FMCW).
3 veranschaulicht die Verarbeitung eines Datenwürfels.
4 zeigt ein Beispiel für drei Sendekanäle in einem Doppler-Division-Multiplexing-DDM-Radarsystem.
5 veranschaulicht die Selbstkalibrierung in einem Radarsystem.
6 veranschaulicht die Konstellation eines Senders, der QPSK (quadrature phase shift keying) verwendet.
7 veranschaulicht die Bestimmung einer Konstellation im einzel-modulierten Übertragungsmodus aus den Ausgaben der Doppler-Fast-Fourier-Transformation (FFT) in Dopplerrichtung in der Nähe eines Peaks.
8 zeigt die Ausgabe der Superkonstellation auf der IQ-Ebene, die sich aus der Verarbeitung der gleichen Peaks wie in 7 ergibt, wenn ein zweiter aktiver Sender vorhanden ist, der eine 1PSK-Konstellation verwendet.
9 zeigt die Konstellation, die die IDFT-Konstellationsschätztechnik ergibt, wenn ein erster Sender, der QPSK verwendet, einen ersten Fehler hat und zusätzlich ein zweiter Sender aktiv ist, der 1PSK verwendet.
10 zeigt die Konstellation, die die IDFT-Konstellationsschätztechnik ergibt, wenn zusätzlich zum ersten Sender, der QPSK verwendet, der zweite Sender, der 1PSK verwendet, und ein dritter Sender, der BPSK (binary phase shift keying) verwendet, aktiv ist.
11 zeigt die Konstellation, die die IDFT-Konstellationsschätztechnik ergibt, wenn der erste Sender 8PSK statt QPSK verwendet.
12 veranschaulicht das Szenario von 11, jedoch mit einem Phasenfehler in einem Konstellationspunkt des ersten Senders.
13 veranschaulicht das Szenario von 11, jedoch zusätzlich mit einem Phasenfehler in einem Konstellationspunkt des zweiten Senders.
14 zeigt ein Flussdiagramm, das ein Verfahren zum Kalibrieren eines Senders eines Radarsystems gemäß einer Ausführungsform veranschaulicht.
15 zeigt ein Radarsystem gemäß einer Ausführungsform.

Beschreibung von exemplarischen Implementierungen
Die folgende detaillierte Beschreibung bezieht sich auf die beigefügten Zeichnungen, die zur Veranschaulichung spezifische Details und Aspekte dieser Offenbarung zeigen, in denen die Erfindung ausgeführt werden kann. Andere Aspekte können verwendet werden, und strukturelle, logische und elektrische Änderungen können vorgenommen werden, ohne vom Anwendungsbereich der Erfindung abzuweichen. Die verschiedenen Aspekte dieser Offenbarung schließen sich nicht unbedingt gegenseitig aus, da einige Aspekte dieser Offenbarung mit einem oder mehreren anderen Aspekten dieser Offenbarung kombiniert werden können, um neue Aspekte zu bilden.
1 zeigt eine Radaranordnung 100.
Die Radaranordnung 100 enthält eine Radarvorrichtung (die ein Radarsystem implementiert) 101, die eine Antennenanordnung 102 und eine Radar-Steuereinrichtung 103 enthält. Es sei darauf hingewiesen, dass das Radarsystem in diesem Beispiel zwar durch eine Radarvorrichtung 101 implementiert wird, das Radarsystem aber auch durch eine Anordnung von Vorrichtungen implementiert werden kann, die z. B. eine elektronische Steuereinheit (ECU) oder eine Steuereinrichtung für das Fahrzeug und/oder eine Vorrichtung (oder Anordnung) zur Implementierung eines fortschrittlichen Fahrerassistenzsystems (ADAS) enthält.
Die Radar-Steuereinrichtung 103 enthält einen oder mehrere (Radar-)Sender 104, einen Duplexer 105 (d. h. eine Schaltung zur Trennung von Sende- und Empfangssignalen), einen (Radar-)Empfänger 106 und eine Steuereinrichtung 107. Die Radaranordnung kann mehrere Sendeantennen in Form eines Sendeantennen-Arrays und mehrere Empfangsantennen in Form eines Empfangsantennen-Arrays enthalten.
Zur Detektion eines Objekts 108 steuert die Steuereinrichtung 107 den einen oder die mehreren Sender 104, den Duplexer 105 und den Empfänger 106 wie folgt:
Die ein oder mehreren Sender 104 senden ein Sendesignal 109 über die Antennenanordnung 102.
Das Sendesignal 109 wird von einem Ziel (Objekt) 108 reflektiert;
Die Radarvorrichtung 101 empfängt das Echo 110 des gesendeten Signals als Empfangssignal.
Aus dem empfangenen Signal errechnet die Radar-Steuereinrichtung 103 (z. B. eine Radarsignalverarbeitungsschaltung 111) Informationen über die Position und die Geschwindigkeit des Objekts 108.
Die Radarvorrichtung 101 kann zum Beispiel in ein Fahrzeug eingebaut werden, um Objekte in der Nähe zu detektieren, insbesondere beim autonomen Fahren.
Das Sendesignal 109 kann eine Mehrzahl von Impulsen enthalten. Die Übertragung von Pulsen enthält die Übertragung von kurzen Hochleistungsimpulsen in Kombination mit Zeiten, in denen die Radarvorrichtung 101 auf Echos 110 wartet. Dies ist typischerweise nicht optimal für eine hochdynamische Situation wie in einem Automobilszenario.
Daher kann stattdessen eine kontinuierliche Welle (CW) als Sendesignal verwendet werden. Da eine kontinuierliche Welle nur die Bestimmung der Geschwindigkeit ermöglicht, aber keine Entfernungsinformationen liefert (weil eine Zeitmarke fehlt, die eine Entfernungsberechnung ermöglichen könnte), ist ein Ansatz das frequenzmodulierte Dauerstrichradar (FMCW) oder das phasenmodulierte Dauerstrichradar (PMCW).
2 veranschaulicht ein FMCW-Radarsystem 200.
In einem FMCW-Radarsystem wird die Frequenz des Sendesignals nicht mit einer konstanten Frequenz gesendet, sondern gemäß einer Sägezahn- (oder alternativ einer Dreieck-) Wellenform 201 periodisch erhöht und zurückgesetzt. Die Sägezahnwellenform 201 kann beispielsweise durch eine Rampen-Schaltung (oder einen „Ramper“) erzeugt werden. Die Sägezahnwellenform 201 moduliert die Frequenz eines Oszillators 202, und das resultierende Sendesignal wird einer Sendeantenne 203 (über ein Funkfrequenz(RF)-Frontend) zugeführt.
Eine Empfangsantenne 204 empfängt das Echo des Sendesignals (zusätzlich zum Rauschen usw.) als Empfangssignal. Ein Mischer 205 mischt das Sendesignal mit dem Empfangssignal. Das Ergebnis der Mischung wird von einem Tiefpassfilter 206 gefiltert und von einem Spektrumsanalysator 207 verarbeitet.
Das Sendesignal hat die Form einer Folge von Chirps (oder „Rampen“), die sich aus der Modulation einer Sinuskurve mit der Sägezahnwellenform 201 ergeben. Ein einziger Chirp 208 entspricht der Sinuskurve des Oszillatorsignals, die durch einen „Zahn“ der Sägezahnwellenform 201 von der Minimalfrequenz bis zur Maximalfrequenz frequenzmoduliert wird.
Wie weiter unten im Detail beschrieben wird, führt der Spektrumsanalysator 207 (z. B. implementiert durch die Radarsignalverarbeitungsschaltung 111) zwei FFT (Fast Fourier Transform)-Stufen durch, um Entfernungsinformationen (durch eine erste FFT-Stufe, auch als Entfernungs-FFT bezeichnet) sowie Geschwindigkeitsinformationen (durch eine zweite FFT-Stufe, auch als Doppler-FFT bezeichnet) aus dem Empfangssignal zu extrahieren. Es ist zu beachten, dass der Spektrumsanalysator 207 mit digitalen Samples arbeitet, so dass eine A/D(analog-digital) -Wandlung im Pfad von der Empfangsantenne 204 zum Spektrumsanalysator 207 enthalten ist. Beispielsweise ist das Filter 206 ein analoges Filter und ein Analog-Digital-Konverter (ADC) ist zwischen dem Filter 206 und dem Spektrumsanalysator 207 angeordnet. Zumindest einige der verschiedenen Komponenten des Empfangspfades können demnach Teil eines digitalen oder analogen Frontends sein.
Um ferner die Bestimmung einer Richtung des Objekts 108 in Bezug auf die Radarvorrichtung 101 zu ermöglichen, kann die Antennenanordnung 101 eine Mehrzahl von Empfangsantennen, d. h. ein Array von Empfangsantennen, enthalten. Die Richtung eines Objekts 108 kann dann aus den Unterschieden in der Phase, mit der die Empfangsantennen ein Echo von einem Objekt 110 empfangen, bestimmt werden, beispielsweise mit Hilfe einer Dritte-Stufe-FFT (auch als Winkel-FFT bezeichnet). Dementsprechend kann ein Radarempfänger einen Mischer 205, ein analoges Filter 206 und einen ADC für jede Empfangsantenne enthalten.
Die digitalisierten Empfangssignale aller Empfangsantennen werden in der Regel in einem sogenannten Datenwürfel gesammelt.
3 veranschaulicht die Verarbeitung eines Datenwürfels 300.
Der Datenwürfel 300 enthält digitalisierte Samples von empfangenen Signalen von M Antennen, die ein Empfangsantennen-Array 303 bilden. Die digitalen Samples werden durch Analog-Digital-Wandlung erzeugt.
Beispielsweise wird für jeden Chirp (z. B. K=64 Chirps) das empfangene Signal so abgetastet, dass L Samples entstehen (z. B. L = 512).
Die für jeden Chirp gesammelten L Samples werden in der ersten FFT-Stufe abgetastet.
Der Prozess der ersten FFT-Stufe wird für jeden Chirp und jede Antenne durchgeführt, so dass das Ergebnis der Verarbeitung des Datenwürfels 300 durch die erste FFT-Stufe wieder dreidimensional ist und die Größe des Datenwürfels 300 haben kann, aber nicht mehr Werte für L Abtastzeitpunkte, sondern Werte für L Entfernungsbins enthält. Es ist zu beachten, dass bei reellen Eingangssignalen für die erste FFT-Stufe in der Regel nur die Entfernungsbins 0 bis L/2 von Nutzen sind, da das Spektrum der ersten FFT an L/2 gespiegelt wird und die zweite Hälfte verworfen werden kann.
Das Ergebnis der Verarbeitung des Datenwürfels 300 durch die erste FFT-Stufe wird dann von der zweiten FFT-Stufe entlang der Chirps (für jede Antenne und für jedes Entfernungsbin) verarbeitet.
Die Richtung der ersten FFT-Stufe wird als schnelle Zeit bezeichnet, während die Richtung der zweiten FFT-Stufe als langsame Zeit bezeichnet wird (die Richtung der Chirps).
Das Ergebnis der zweiten FFT-Stufe erzeugt eine Entfernungs-Doppler-Karte für jede Antenne, die, wenn sie über die Antennen aggregiert wird (z. B. unter Verwendung von NCI (nichtkohärente Integration) oder CI (kohärente Integration), um das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern und eine höhere Detektionswahrscheinlichkeit zu erzielen), eine Entfernungs-Doppler-Karte 301 ergibt. Die Entfernungs-Doppler-Karte 301 enthält einen FFT-Ausgabewert für jede Kombination von Entfernungs- und Doppler-Bin, ist also ein Array mit einem Entfernungsindex und einem Doppler-Index.
Für bestimmte Kombinationen von Entfernungsbin und Dopplerbin (d. h. für bestimmte Entfernungs-/Dopplerbins) weist die Entfernungs-Dopplerkarte 301 FFT-Peaks 302 auf (d. h. Peaks der FFT-Ausgabewerte (d. h. Spitzenwerte in Bezug auf den Absolutwert)).
Zur Identifizierung von FFT-Peaks 302 wird die Detektion von Peaks auf die Bereichsdopplerkarte 301 angewendet. Unter den detektierten Peaks können dann Ziele (d. h. detektierte Objekte) ausgewählt werden (d. h. jedes detektierte Ziel entspricht einem Peak).
In einem DDM (Doppler Division Multiplexing)-Radarsystem gibt es nicht nur mehrere Empfangsantennen, sondern auch mehrere Sendeantennen, um mehrere Sendekanäle zu realisieren, wobei die Sendekanäle durch aufeinanderfolgende Chirps mit unterschiedlichen Phasen-Offsets realisiert werden (z.B. gemäß einer BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature PSK) oder mPSK-Modulation). Die Doppler-Division-Multiplexing (DDM)-Modulation wird in der Regel im Fahrzeugradar bevorzugt, da sie folgende Vorteile gegenüber dem Zeit-Division-Multiplexing (TDM) aufweist:

1) Verbesserter SNR
2) Verbesserte maximale, eindeutige Geschwindigkeit
3) Entkopplung der Dopplerwinkel-Dimensionen
4) Komprimierte Daten

4 zeigt ein Beispiel für drei Sendekanäle in einem DDM-Radarsystem.
In diesem Beispiel haben aufeinanderfolgende Chirps (hier repräsentiert durch Spikes eines Frequenzmodulationssignals) eines ersten Sendekanals (TX1) einen Phasenoffset von 90° zueinander (QPSK), aufeinanderfolgende Chirps eines zweiten Sendekanals (TX2) haben keinen Phasenoffset zueinander (1PSK), und aufeinanderfolgende Chirps eines dritten Sendekanals haben einen Phasenoffset von 180° zueinander (BPSK).
Aufgrund von Unzulänglichkeiten der Phasenschieber können die von einem Phasenschieber erzeugten Offsets jedoch an bestimmten Punkten der gewünschten Konstellation vom nominalen Offset abweichen. Beispielsweise können die Chirps des ersten Senders (TX1) aufgrund der Ungenauigkeit des Phasenschiebers Phasenfehler aufweisen: Statt der erwarteten Konstellation [0° 90° 180° 270°] mit einem Phasenoffset von 90° zwischen den Chirps könnte die tatsächliche Konstellation [0° 85° 180° 273°] lauten. Da DDM empfindlich auf ungenaue Phasenschieber reagiert, entstehen Spuren-Artefakte, die als Ziele interpretiert werden können und die Schätzung des tatsächlichen Zielwinkels verfälschen.
Dementsprechend ist die Kalibrierung von Phasenschiebern ein wichtiges Thema für das Fahrzeug-Radar. Normalerweise wird sie in einer Kalibrierungseinrichtung am Ende der Produktionsleitung durchgeführt. Ein Radarsystem kann jedoch im Laufe seines Lebenszyklus aufgrund unvorhersehbarer Parameter aus seinem kalibrierten Zustand herausdriften. Daher sind Ansätze für eine Online-Kalibrierung (d. h. eine Kalibrierung, wenn das Radarsystem z. B. in einem Fahrzeug verwendet wird) wünschenswert, um eine Selbstkalibrierung während des normalen Radarbetriebs zu ermöglichen.
5 veranschaulicht die Selbstkalibrierung in einem Radarsystem 500.
Die von einer Mehrzahl von Empfangsantennen 501 empfangenen Signale werden mittels eines MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit) 502 bis zur Analog-Digital-Wandlung (d. h. der Erzeugung der digitalisierten Empfangssignale, wie unter Bezugnahme auf 2 erläutert) verarbeitet.
Wie oben erläutert, werden die digitalisierten Empfangssignale dann durch eine Entfernungs-FFT 503, eine Doppler-FFT 504 und eine Peak-Detektion 505 verarbeitet.
Eine Zielauswahl 506 wählt dann ein Ziel (detektiertes Objekt) aus den detektierten Peaks aus.
Das Radarsystem 500 verwendet DDM. Dementsprechend weist es mehrere Sendeantennen 514 auf, wobei jede Sendeantenne 514 einen jeweiligen Sendekanal mit einem jeweiligen (assoziierten) Offset zwischen aufeinander folgenden Chirps realisiert, die sie aussendet. Um dies zu realisieren, weist der MMIC 502 einen jeweiligen Sender (oder Sendepfad) 513 auf, der für jede Sendeantenne 514 einen jeweiligen Phasenschieber 512 enthält, der die Phase zwischen aufeinanderfolgenden Chirps gemäß dem mit der Sendeantenne 514 assoziierten Phasenoffset verschiebt. Speziell hat der m-te Chirp, der von der k-ten Antenne gesendet wird, einen Offset, der durch c_k[m] gegeben ist, was der m-te Punkt einer Konstellation (d.h. einer Menge von Punkten in der komplexen Ebene) c_k ist.
6 veranschaulicht die Konstellation 600 des ersten Senders (TX1), der QPSK verwendet.
Die Konstellation 600 enthält vier Konstellationspunkte 601, 602, 603, 604 (in der komplexen Ebene), die einen Offset von 90° zueinander haben.
Wenn nur ein Sender (z. B. der erste Sender TX1) aktiv ist (d. h. in einem einzel-modulierten Übertragungsmodus), kann seine Konstellation durch Anwenden einer inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) auf die Werte der Entfernungs-/Doppler-Bins der Entfernungs-Doppler-Karte 301, die mit einem Peak in Dopplerrichtung assoziiert sind (in einer bestimmten Reihenfolge), bestimmt werden. Dies wird auch als „IDFT-Konstellationsschätztechnik" bezeichnet. Die Werte, auf die die IDFT angewendet wird, sind der (komplexe) Doppler-Spektrumswert am Peak und die (komplexen) Doppler-Spektrumswerte an den Positionen der mit dem Peak assoziierten Spurs, d. h. die Doppler-Spektrumswerte an den Positionen im Doppler-Spektrum der Spurs, die durch Phasenfehler des Senders verursacht werden (oder, mit anderen Worten, die Doppler-Spektrumswerte von Geisterzielen, die durch einen oder mehrere Phasenfehler verursacht werden).
Konkret entspricht die Anzahl der Werte, die in die IDFT eingehen, der Anzahl der Konstellationspunkte (hier vier Werte wegen QPSK), und sie sind (zusammen mit dem Peak) im Geschwindigkeitsbereich gleichmäßig verteilt (d. h. im Bereich der Geschwindigkeiten, für die es Doppler-Bins gibt, d. h. innerhalb der Doppler-FFT-Länge).
7 veranschaulicht die Bestimmung einer Konstellation 705 im einzel-modulierten Übertragungsmodus aus den mit einem Peak 706 assoziierten Ausgaben der Doppler-FFT in Dopplerrichtung.
Wie man sieht, gibt es in diesem Beispiel Phasenungleichmäßigkeiten in der Konstellation, so dass sich die geschätzte Konstellation 705 von der idealen Konstellation 600 aus 6 unterscheidet. Es sei darauf hingewiesen, dass der wichtige Unterschied die Ungleichmäßigkeit in den Zweigen ist, nicht aber die mittlere Drehung der gesamten Konstellation, d. h. relative Fehler (z. B. Winkel zwischen 601 und 602 im Vergleich zu Winkel zwischen 701 und 702) und nicht absolute Fehler (Konstellation 705 im Vergleich zu Konstellation 600).
Dies spiegelt sich darin wider, dass die Werte für die mit dem Peak 706 assoziierten Spurs 707, d. h. die Werte, die außer dem Wert am Peak 706 in die IDFT eingehen, über dem Rauschpegel liegen. Aus diesen Werten ergibt sich der relative Fehler zwischen der ermittelten Konstellation 705 und der idealen Konstellation 600, z. B. der Unterschied zwischen dem Winkel zwischen 601 und 602 und dem Winkel zwischen 701 und 702.
Es ist zu beachten, dass die mit einem Peak assoziierten Spurs an bestimmten Positionen relativ zum Peak auftreten und von der Reihenfolge der DDM-Konstellation des betreffenden Senders abhängen. In 7 wird zum Beispiel eine QPSK-Konstellation verwendet. Dementsprechend erscheint der Peak im Dopplerraum verschoben, und drei Spurs (Harmonische) erscheinen auf dem Dopplerspektrum in gleichem Abstand von einem Viertel des verfügbaren Dopplerraums relativ zur Peak-Position auf dem Spektrum und ggf. mit Alias.
Unter Spurs können Störsignale (hier entsprechend den Werten des Dopplerspektrums) verstanden werden, die fälschlicherweise Zielenergie anzeigen und dadurch die Leistung, Genauigkeit, Zuverlässigkeit und/oder den allgemeinen Nutzen des Radarsystems verringern.
Ein Ansatz für die Kalibrierung der Phasenschieber 512 besteht also darin, alle Sender bis auf einen auszuschalten, eine Konstellationsfehlerschätzung 507 durchzuführen, indem die tatsächliche Konstellation des Senders, wie in 7 beschrieben, geschätzt und mit seiner angenommenen Konstellation verglichen wird (was einen Phasenfehler für jeden Konstellationspunkt ergibt), und für jeden Konstellationspunkt einen Kompensationswert gemäß dem geschätzten Fehler durch einen ersten Addierer 511 zu dem jeweiligen Konstellationssymbol zu addieren. Der Kompensationswert kann eine Gewichtung oder Lernrate K_i (für eine schrittweise Kompensation) enthalten, die von einem Multiplizierer 508 angewendet wird, sowie eine Integration durch einen Verzögerungsblock 509 und einen zweiten Addierer 510, so dass der Kompensationswert nicht nur von einem aktuellen Fehler, sondern auch von früheren Fehlern abhängt.
Ein möglicher Ansatz besteht also darin, einen speziellen Kalibrierungsmodus (z. B. für einen einzigen Radar-Frame) zu aktivieren, in dem nur ein einziger Sender aktiviert ist, und einen Kompensationswert (der auch als Vorverzerrungswert angesehen werden kann) für den Phasenschieber dieses speziellen Senders zu schätzen. Im Modus mit nur einem Sender ist die Detektion weiterhin möglich. Die Detektionsleistung ist jedoch geringer, da das virtuelle Array (aus (aktiven) Sendeantennen und Empfangsantennenpaaren) viel kleiner ist.
Daher ist gemäß verschiedenen Ausführungsformen ein Online-Kalibrierungsverfahren für die Phasenschieber 512 mit mehreren Sendern vorgesehen, d. h. ein Verfahren zur Online-Kalibrierung, das es ermöglicht, dass mehrere Sender 513 während der Kalibrierung aktiv bleiben.
Zum besseren Verständnis des vorgestellten Ansatzes wird im Folgenden erläutert, wie sich die Konstellation, die wie in 7 beschrieben (d. h. mit Hilfe der IDFT-Konstellationsschätztechnik) geschätzt wird, ändert, wenn ein oder mehrere zusätzliche Sender aktiv sind.
Wie oben erläutert, ergibt sich bei Abwesenheit von Phasenfehlern, wenn nur ein Sender (TX1), der QPSK verwendet, aktiv ist, mit der IDFT-Konstellationsschätztechnik die in 6 dargestellte Konstellation.
8 zeigt die Ausgabe der Superkonstellation auf der IQ-Ebene, die sich aus der Verarbeitung derselben Peaks wie in 7 ergibt, wenn ein zweiter aktiver Sender (TX2) vorhanden ist, der eine 1PSK-Konstellation verwendet (d. h. nicht moduliert, d. h. ohne Phasenoffset zwischen aufeinanderfolgenden Chirps).
Es ist zu erkennen, dass das Hinzufügen eines nicht modulierten Senders einfach die TX1-Konstellation in der komplexen Ebene verschiebt. Da nun zwei aktivierte Sender mit einem QPSK- bzw. 1PSK-DDM-Schema vorhanden sind, erzeugt ein einziges Ziel zwei Peaks im Dopplerspektrum, die jeweils unbekannte komplexe Informationen tragen, die später für die Schätzung der Ankunftsrichtung des Ziels verwendet werden. Wenn die QPSK-Konstellation ungleichmäßig ist, erzeugt weiterhin jeder zugehörige Peak drei Spurs an bekannten Positionen relativ zu jedem Peak, der diesem Tx zugeordnet ist. Einer dieser Spurs würde genau mit der Position des duplizierten Peaks übereinstimmen, der mit dem 1PSK-Tx assoziiert ist. Dieser Peak ist ein komplexer Wert (d. h. mit Phasen- und Amplitudeninformation). Daher verzerrt die Phasen- und komplexe Information des 1PSK Peaks die Schätzung des QPSK Peaks und der Spurgruppe gemäß 7, da eine der 707 nun die Überlagerung einer 707 und des 1PSK Peaks ist. Die Verzerrung ist in 8 mit dem Pfeil (mit der unbekannten Amplitude und Phase des 1PSK Peaks) veranschaulicht, der die zu schätzende QPSK-Konstellation verschiebt.
9 zeigt die Konstellation 900, die die IDFT-Konstellationsschätztechnik ergibt, wenn der erste Sender (TX1) einen ersten Fehler hat (für den ganz rechten Konstellationspunkt 901) und zusätzlich ein zweiter Sender (TX2) aktiv ist, der 1PSK verwendet. Es ist zu erkennen, dass es möglich ist, einen Anpassungskreis 905 zu bestimmen, um die QPSK-Konstellationspunkte 901, 902, 903, 904 zu extrahieren und somit Ungleichmäßigkeiten zu schätzen.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Ausrichtung der nach Anwendung der IFFT-Technik beobachteten Konstellation keine Informationen für die Kalibrierung enthält. Es können nur die relativen Fehler geschätzt werden. Die durch die IFFT-Technik erhaltene Konstellation wird gemäß dem unbekannten wahren komplexen Peakwert skaliert und gedreht. Die Konstellation 705 ist in diesem Sinne eine realistischere Darstellung, bei der die gesamte Konstellation gedreht wird, und zwar nicht wegen des Phasenschieberfehlers, sondern wegen des unbekannten komplexen Zielwerts. Aus der Konstellation 900 in 9 lässt sich also nicht ableiten, ob 901 fehlerhaft ist oder ob 902, 903 und 904 alle gleichermaßen fehlerhaft sind. Die einzige Schlussfolgerung ist, dass eine Ungleichmäßigkeit besteht, die abgeschätzt und kompensiert werden kann. Der verbleibende absolute Fehler kann durch einen anderen Kalibrierungsmechanismus behandelt werden (z. B. Kalibrierung der Kanalungleichmäßigkeit).
10 zeigt die Konstellation 1000, die sich aus der IDFT-Konstellationsschätztechnik ergibt, wenn zusätzlich zum ersten Sender (TX1), der QPSK (in diesem Beispiel ohne Phasenfehler) verwendet, der zweite Sender (TX2), der 1PSK verwendet, und ein dritter Sender (TX3), der BPSK verwendet, aktiv sind.
Wie in 8 erläutert, bewirkt der zweite Sender, der 1PSK verwendet, dass die Konstellation verschoben wird. Der dritte Sender, der BPSK verwendet, bewirkt, dass die QPSK-Konstellation nun auf die beiden BPSK-Zweige 1001, 1002 verteilt ist. Dies macht es unmöglich, einen Fitting-Kreis zu bestimmen, um mögliche Phasenfehler zu ermitteln (zumindest, wenn es keine perfekte Verstärkungsgleichmäßigkeit zwischen den Zweigen gibt).
Um dieses Problem zu lösen, wird gemäß verschiedenen Ausführungsformen der erste Sender (TX1), der bisher 4PSK verwendet hat, auf 8PSK umgestellt.
11 zeigt die Konstellation 1100, die die IDFT- IDFT-Konstellationsschätztechnik ergibt, wenn der erste Sender (TX1) 8PSK statt QPSK verwendet.
Nun hat die Superkonstellation acht Punkte und es ist zu erkennen, dass es nun wieder möglich ist, (nun zwei) Fitting-Kreise 1101, 1002 zur Bestimmung möglicher Phasenfehler zu bestimmen (es ist zu beachten, dass die 8PSK-Konstellation die Überlagerung der Punkte auf den beiden Fitting-Kreisen 1101, 1102 ist).
12 veranschaulicht das Szenario von 11, jedoch mit einem Phasenfehler in einem Konstellationspunkt 1201 des ersten Senders.
Da die Anpassungskreise 1202, 1203 eindeutig geschätzt werden können, ist es möglich, den Phasenfehler des Konstellationspunktes 1201 zu schätzen: Er ist gegeben durch den Winkel der Verschiebung des Konstellationspunktes 1201 entlang des Anpassungskreises 1202, auf dem er sich befindet. So kann eine Ungleichmäßigkeit in der 8PSK-Konstellation detektiert werden.
Die Anpassung der Kreise 1202, 1203 kann beispielsweise aufweisen, dass ihre Mittelpunkte bestimmt werden und dann alle Konstellationspunkte gemäß einer Verschiebung der Kreise, auf denen sie sich jeweils befinden, zum Ursprung hin verschoben werden. Anschließend kann ein beliebiger Ansatz zur Phasenfehlerschätzung auf die verschobenen Konstellationspunkte angewandt werden, um die Phasenfehler zu bestimmen.
13 veranschaulicht das Szenario von 11, jedoch zusätzlich mit einem Phasenfehler in einem Konstellationspunkt des zweiten Senders (der BPSK verwendet).
Wie man sieht, verschiebt ein Fehler in der BPSK-Konstellation einfach die relative Position der beiden Anpassungskreise 1302, 1303. Die Schätzung der 8PSK-Ungleichmäßigkeit (hier der Fehler des Konstellationspunktes 1301) ist davon nicht betroffen.
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen werden die Sender anschließend kalibriert (z. B. einer pro Radar-Frame), indem in einem Frame die höchste PSK-Ordnung (8PSK in den obigen Beispielen) ausgewertet wird. Das bedeutet, dass für die Kalibrierung eines Senders in einem jeweiligen Frame derjenige Sender verwendet werden muss, der das DDM-Schema mit der höchsten PSK-Ordnung verwendet. Dazu wird das DDM-Schema für den Zeitraum, in dem der Sender kalibriert wird (also z.B. ein Radar-Frame), auf ein PSK-Schema geschaltet, um ein geeignetes DDM-Schema zu erhalten.
Für ein DDM-Schema PSK_TXi für einen Sender TXi, der als geeignet kalibriert wird, ist es erforderlich, dass das DDM-Schema alle Konstellationspunkte PSK_TXj der anderen Sender TXj (die in Betrieb bleiben) enthält, d.h. dass $P S K_{T X j} \subset P S K_{T X i}$
für alle TXj mit i # j die während der Kalibrierung des Senders TXi in Betrieb sind. Zum Beispiel, 4PSK ⊂ 8PSK, aber 4PSK ⊄ 5PSK.
Damit das DDM-Schema des TXi als DDM geeignet ist, muss Folgendes erfüllt sein $\frac{P S K_{T X i}}{\prod_{j = 1}^{N T X, i \neq j} P S K_{T X j}} > 2$
wobei NTX die Anzahl der Sender ist. Im Beispiel von 4 ergibt diese Formel 4/1 *2 = 2, was nicht größer als zwei ist, und somit ist QPSK für den ersten Sender nicht ausreichend. Im Gegensatz dazu ergibt diese Formel im Beispiel von 11 8/1*2 = 4, was größer als zwei ist und somit 8PSK für den ersten Sender ausreichend ist.
Bei einer gegebenen Anzahl von DDM-modulierten Sendern ist es möglich, die Konstellation desjenigen zu schätzen, der die PSK mit der höchsten Ordnung verwendet, wenn diese Formeln erfüllt sind, da Fitting-Kreise eindeutig bestimmt werden können.
Für das obige Beispiel mit drei Sendern (TX1, TX2 und TX3) kann die Kalibrierung wie folgt durchgeführt werden

1) TX1 kalibrieren: TX1 auf 8PSK schalten, TX2 auf 1PSK und TX3 auf BPSK belassen
2) TX2 kalibrieren: TX2 auf 8PSK schalten, TX1 auf 1PSK schalten und TX3 auf BPSK belassen
3) TX3 kalibrieren: TX3 auf 8PSK, TX1 auf 1PSK und TX2 auf BPSK schalten

Wie man sieht, kann zum Kalibrieren eines Senders auch die Ordnung des DDM-Schemas eines anderen Senders reduziert werden, so dass die beiden obigen Formeln erfüllt sind (siehe z.B. den zweiten und dritten Fall oben: TX1 wird auf 1PSK gesetzt (d. h. er ist mit einem DDM-Schema mit reduzierter Ordnung assoziiert), um die beiden obigen Formeln für die Prüfung von TX2 und TX3 zu erfüllen.
Kalibrierung bedeutet, dass die Phasenfehler der Konstellationspunkte des jeweiligen Senders geschätzt und die geschätzten Phasenfehler kompensiert werden, z. B. wie in 5 beschrieben, aber gemäß verschiedenen Ausführungsformen ohne die Notwendigkeit, andere Sender beim Kalibrieren eines Senders abzuschalten.
Zusammenfassend wird gemäß verschiedenen Ausführungsformen ein Verfahren bereitgestellt, das in 14 veranschaulicht wird.
14 zeigt ein Flussdiagramm, das ein Verfahren zum Kalibrieren eines Senders eines Radarsystems gemäß einer Ausführungsform veranschaulicht, wobei das Radarsystem eine Mehrzahl von Sendern aufweist.
In 1401 wird ein zu kalibrierender Radarsender aus der Mehrzahl von Radarsendern auf ein erhöhtes Doppler-Divisions-Multiplexing-Schema eingestellt, und jeder der anderen Sender aus der Mehrzahl von Sendern wird mit einem entsprechenden Doppler-Divisions-Multiplexing-Schema assoziiert, so dass gilt, dass

• die Ordnung des Doppler-Division-Multiplexing-Schemas geteilt durch das Produkt der Ordnungen der Doppler-Division-Multiplexing-Schemata, die mit den anderen Sendern der Mehrzahl von Sendern assoziiert sind, größer als zwei ist und
• die Konstellationspunkte der mit den anderen Sendern der Mehrzahl von Sendern assoziierten Doppler-Division-Multiplexing-Schemata in dem erhöhten Doppler-Division-Multiplexing-Schema enthalten sind.

In 1402 wird ein Ziel detektiert, indem eine Radardetektion mit der Mehrzahl von Sendern durchgeführt wird, wobei der zu kalibrierende Sender mit dem erhöhten Doppler-Division-Multiplexing-Schema betrieben wird und jeder der anderen Sender der Mehrzahl von Sendern mit seinem assoziierten Doppler-Division-Multiplexing-Schema betrieben wird.
In 1403 werden Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten für einen Peak des Dopplerspektrums, der dem Ziel entspricht, und für mit dem Peak assoziierte Spurs extrahiert.
In 1404 wird eine inverse diskrete Fourier-Transformation auf die extrahierten Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten angewandt.
In 1405 wird ein Phasenfehler des zu kalibrierenden Senders anhand eines Ergebnisses der inversen diskreten Fourier-Transformation bestimmt.
In 1406 wird der zu kalibrierende Sender gemäß dem detektierten Phasenfehler kalibriert.
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen wird mit anderen Worten ein Sender, für den Phasenschieberfehler (z. B. Ungleichmäßigkeit) geschätzt werden sollen und der kalibriert werden soll (d. h. dessen Phasenfehler kompensiert werden sollen), auf ein bestimmtes DDM-Schema (d. h. DDM-Konstellation) geschaltet, die es ermöglicht, die Phasenschieberfehler des Senders zu schätzen, wobei (möglicherweise alle) anderen Sender aktiviert sind. Dies kann nacheinander für alle zu kalibrierenden Sender erfolgen, so dass die Kalibrierung aller Sender möglich ist, ohne dass die Detektionsfähigkeiten während der Kalibrierung verloren gehen. Auf diese Weise kann die optimale Empfindlichkeit und Genauigkeit eines Radarsystems während seines Lebenszyklus beibehalten werden, ohne dass eine (kostspielige) Offline-Neukalibrierung in der Mitte des Lebenszyklus erforderlich ist. Darüber hinaus kann damit der Aufwand für die End-of-Line-Kalibrierung (vor der Inbetriebnahme des Radarsystems) verringert werden.
Wenn mehrere Ziele detektiert werden, wird ein markantes (z. B. das markanteste) Ziel als „das detektierte Ziel“ ausgewählt (d. h. ein Ziel mit einem deutlichen Peak usw.). Es sei darauf hingewiesen, dass das Detektieren eines Ziels in der Regel mit der Lösung von Mehrdeutigkeiten verbunden ist (gemäß einem üblichen Detektionsansatz für ein DDM-Radarsystem).
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist eine Radarvorrichtung (oder ein Radarsystem), wie beispielsweise in 1 veranschaulicht (aber nicht notwendigerweise in einem Fahrzeug angeordnet), vorgesehen, die zur Durchführung des Verfahrens von 14 eingerichtet ist.
15 zeigt ein Radarsystem 1500 gemäß einer Ausführungsform.
Das Radarsystem 1500 weist eine Mehrzahl von Sendern 1501 auf.
Ferner weist das Radarsystem 1500 einen Senderkalibrierer 1502 auf, der eingerichtet ist, um einen zu kalibrierenden Radarsender aus der Mehrzahl von Radarsendern auf ein erhöhtes Doppler-Divisions-Multiplexing-Schema einzustellen und jeden der anderen Sender aus der Mehrzahl von Sendern mit einem entsprechenden Doppler-Divisions-Multiplexing-Schema zu assoziieren, so dass gilt

• die Ordnung des Doppler-Division-Multiplexing-Schemas geteilt durch das Produkt der Ordnungen der Doppler-Division-Multiplexing-Schemata, die mit den anderen Sendern der Mehrzahl von Sendern assoziiert sind, ist größer als zwei und
• die Konstellationspunkte der mit den anderen Sendern der Mehrzahl von Sendern assoziierten Doppler-Division-Multiplexing-Schemata sind in dem erhöhten Doppler-Division-Multiplexing-Schema enthalten.

Das Radarsystem 1500 weist ferner einen Objektdetektor 1503 auf, der so eingerichtet ist, dass er ein Ziel detektiert, indem er eine Radardetektion mit der Mehrzahl von Sendern durchführt, wobei der zu kalibrierende Sender mit dem erhöhten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird und jeder der anderen Sender der Mehrzahl von Sendern mit seinem assoziierten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird.
Der Senderkalibrierer 1502 ist eingerichtet, um Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten für einen dem Ziel entsprechenden Peak des Dopplerspektrums und für mit dem Peak assoziierte Spurs zu extrahieren, eine inverse diskrete Fourier-Transformation auf die extrahierten Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten anzuwenden, einen Phasenfehler des zu kalibrierenden Senders unter Verwendung eines Ergebnisses der inversen diskreten Fourier-Transformation zu detektieren und den zu kalibrierenden Sender gemäß dem detektierten Phasenfehler zu kalibrieren.
Das Verfahren kann von einem oder mehreren Prozessoren durchgeführt und die Komponenten der Radarvorrichtung (oder des Radarsystems) können von diesen implementiert werden. Unter einem „Prozessor“ kann jede Art von Logik implementierender Einheit verstanden werden, die eine spezielle Schaltungsanordnung oder ein Prozessor sein kann, der in einem Speicher gespeicherte Software, Firmware oder eine Kombination davon ausführt. So kann ein „Prozessor“ ein fest verdrahteter Logikprozessor oder ein programmierbarer Logikprozessor wie ein programmierbarer Prozessor, z. B. ein Mikroprozessor, sein. Ein „Prozessor“ kann auch ein Prozessor sein, der Software ausführt, z. B. irgendeine Art von Computerprogramm. Als „Prozessor“ kann auch jede andere Art der Implementierung der jeweiligen Funktionen, die hier näher beschrieben werden, verstanden werden. Insbesondere der Doppler-FFT-Zustand, der Kalibrierer und der Objektdetektor. Beispielsweise können der Objektdetektor und die Entfernungs-Fourier-Transformationsstufe von der Radarsignalverarbeitungsschaltung 111 implementiert werden. Sie können Teil der Radarsignalverarbeitungskette sein, z. B. implementiert durch einen oder mehrere Mikrocontroller. Der Kalibrierer kann zumindest teilweise auch durch die Radarsignalverarbeitungsschaltung 111 (z. B. für die Konstellationsfehlerschätzung) und/oder durch zusätzliche Schaltungsanordnungen (z. B. Integrator und Addierer) wie in 5 dargestellt implementiert werden.
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist eine Radarvorrichtung (oder ein Radarsystem), wie beispielsweise in 1 veranschaulicht (aber nicht notwendigerweise in einem Fahrzeug angeordnet), vorgesehen, die so eingerichtet ist, dass sie das Verfahren von 14 durchführt.
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere beispielhafte Implementierungen.
Beispiel 1 ist ein Verfahren wie in 14 beschrieben.
Beispiel 2 ist das Verfahren von Beispiel 1, wobei das Ergebnis der inversen diskreten Fouriertransformation eine Schätzung einer Modulationskonstellation des zu kalibrierenden Senders ist.
Beispiel 3 ist das Verfahren von Beispiel 2, wobei der Phasenfehler ein Phasenfehler eines Konstellationspunktes der Modulationskonstellation des Senders ist.
Beispiel 4 ist das Verfahren von Beispiel 3, das die Bestimmung des Phasenfehlers durch Vergleich der Schätzung der Modulationskonstellation des zu kalibrierenden Senders mit einer nominalen Modulationskonstellation des zu kalibrierenden Senders aufweist.
Beispiel 5 ist das Verfahren von Beispiel 3 oder 4, wobei das Kalibrieren des zu kalibrierenden Senders gemäß dem detektierten Phasenfehler die Bestimmung eines Kompensationswertes für den Konstellationspunkt mit dem Phasenfehler aufweist.
Beispiel 6 ist das Verfahren irgendeines der Beispiele 3 bis 5, wobei das Detektieren des Phasenfehlers das Anpassen eines oder mehrerer Kreise an die geschätzte Modulationskonstellation und das Bestimmen eines Offsets eines Konstellationspunktes von einer nominalen Position des Konstellationspunktes auf einem der Kreise aufweist.
Beispiel 7 ist das Verfahren irgendeines der Beispiele 1 bis 6, wobei das Detektieren des Ziels die Bestimmung eines Dopplerspektrums aus über eine oder mehrere Antennen empfangenen Signalen und eine Peak-Detektion innerhalb des Dopplerspektrums aufweist, wobei die Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten für den dem Ziel entsprechenden Peak des Dopplerspektrums und für die mit dem Peak assoziierten Spurs aus dem Dopplerspektrum extrahiert werden.
Beispiel 8 ist das Verfahren irgendeines der Beispiele 1 bis 7, wobei die Doppler-Division-Multiplexing-Schemata, mit denen die Sender assoziiert sind, und das erhöhte Doppler-Division-Multiplexing-Schema eines oder mehrere von einem unmodulierten Schema, einem binären Phasenumtastungsschema, einem Quadratur-Phasenumtastungsschema oder einem Phasenumtastungsschema höherer Ordnung sind.
Beispiel 9 ist ein Radarsystem wie in 15 beschrieben.
Es sollte beachtet werden, dass eines oder mehrere der Merkmale jedes der obigen Beispiele mit jedem der anderen Beispiele kombiniert werden können.
Während spezifische Aspekte beschrieben wurden, sollte es für die Fachleute der Technik verständlich sein, dass verschiedene Änderungen in Form und Detail darin vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Umfang der Aspekte dieser Offenbarung, wie sie durch die beigefügten Ansprüche definiert sind, abzuweichen. Der Anwendungsbereich wird daher durch die beiliegenden Ansprüche angegeben, und alle Änderungen, die in den Bedeutungsbereich und den Äquivalenzbereich der Ansprüche fallen, sind daher beabsichtigt, einbezogen zu werden.
Bezugszeichen

100: Radaranordnung
101: Radarvorrichtung
102: Antennenanordnung
103: Radarsteuereinrichtung
104: Sender
105: Duplexer
106: Empfänger
107: Steuereinrichtung
108: Objekt
109: Sendesignal
110: Echo
111: Radarsignalverarbeitungsschaltung
200: FMCW-Radaranordnung
201: Sägezahn-Wellenform
202: Oszillator
203: Sendeantenne
204: Empfangsantenne
205: Mixer
206: Tiefpassfilter
207: Spektrumsanalysator
208: Chirp
300: Datenwürfel
301: aggregierte Entfernungs-/Dopplerkarte
302: FFT-Peaks
303: Empfangsantennen
500: Radarsystem
501: Empfangsantennen
502: MMIC
503: Entfernungs-FFT
506: Doppler-FFT
507: Radarselektion
508: Multiplizierer
509: Integrator
510, 511: Addierer
512: Phasenschieber
513: Sender
514: Empfangsantennen
600: Konstellation
601-604: Konstellationspunkte
701-704: Konstellationspunkte
705: Konstellation
706: Dopplerspektrums-Peak
707: Spur-Doppler-Spektrumswerte
800: Konstellation
900: Konstellation
901-904: Konstellationspunkte
905: Fitting-Kreis
1000: Konstellation
1100: Konstellation
1101, 1102: Fitting-Kreise
1200: Konstellation
1201: Konstellationspunkt
1202, 1203: Fitting-Kreise
1300: Konstellation
1301: Konstellationspunkt
1302, 1303: Fitting-Kreise
1400: Ablaufdiagramm
1401-1406: Verarbeitung
1500: Radarsystem
1501: Sender
1502: Kalibrierer
1503: Objektdetektor

Claims

Ein Verfahren zum Kalibrieren eines Senders (1501, 513) eines Radarsystems, das eine Mehrzahl von Sendern (1501, 513) aufweist, wobei das Verfahren aufweist: Einstellen (1401) eines zu kalibrierenden Senders (1501, 513) aus der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) auf ein erhöhtes Doppler-Divisions-Multiplexing-Schema und Assoziieren jedes der anderen Sender (1501, 513) aus der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) mit einem entsprechenden Doppler-Divisions-Multiplexing-Schema, so dass gilt, dass die Ordnung des Doppler-Division-Multiplexing-Schemas geteilt durch das Produkt der Ordnungen der Doppler-Division-Multiplexing-Schemata, die mit den anderen Sendern (1501, 513) der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) assoziiert sind, größer als zwei ist und die Konstellationspunkte der mit den anderen Sendern (1501, 513) der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) assoziierten Doppler-Division-Multiplexing-Schemata in dem erhöhten Doppler-Division-Multiplexing-Schema enthalten sind; Detektieren (1402) eines Ziels durch Durchführen einer Radardetektion mit der Mehrzahl von Sendern (1501, 513), wobei der zu kalibrierende Sender (1501, 513) mit dem erhöhten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird und jeder der anderen Sender (1501, 513) der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) mit seinem assoziierten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird; Extrahieren (1403) von Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten für einen Peak (706) des Dopplerspektrums, der dem Ziel entspricht, und für mit dem Peak (706) assoziierte Spurs (707); Anwenden (1404) einer inversen diskreten Fourier-Transformation auf die extrahierten Koeffizienten der Doppler-Fourier-Transformation; Detektieren (1405) eines Phasenfehlers des zu kalibrierenden Senders (1501, 513) unter Verwendung eines Ergebnisses der inversen diskreten Fouriertransformation; und Kalibrieren (1406) des zu kalibrierenden Senders (1501, 513) gemäß dem detektierten Phasenfehler.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Ergebnis der inversen diskreten Fourier-Transformation eine Schätzung einer Modulationskonstellation des zu kalibrierenden Senders (1501, 513) ist.
Das Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Phasenfehler ein Phasenfehler eines Konstellationspunktes der Modulationskonstellation des Senders (1501, 513) ist.
Das Verfahren nach Anspruch 3, aufweisend Bestimmen des Phasenfehlers durch Vergleichen der Schätzung der Modulationskonstellation des zu kalibrierenden Senders (1501, 513) mit einer nominalen Modulationskonstellation des zu kalibrierenden Senders (1501, 513).
Das Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, wobei das Kalibrieren des zu kalibrierenden Senders (1501, 513) gemäß dem detektierten Phasenfehler die Bestimmung eines Kompensationswertes für den Konstellationspunkt mit dem Phasenfehler aufweist.
Das Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 3 bis 5, wobei das Detektieren des Phasenfehlers das Anpassen eines oder mehrerer Kreise an die geschätzte Modulationskonstellation und das Bestimmen eines Offsets eines Konstellationspunktes von einer nominalen Position des Konstellationspunktes auf einem der Kreise aufweist.
Das Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das Detektieren des Ziels die Bestimmung eines Dopplerspektrums aus über eine oder mehrere Antennen empfangenen Signalen und eine Peak-Detektion innerhalb des Dopplerspektrums aufweist, wobei die Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten für den dem Ziel entsprechenden Peak (706) des Dopplerspektrums und für die mit dem Peak (706) assoziierten Spurs (707) aus dem Dopplerspektrum extrahiert werden.
Das Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die Doppler-Divisions-Multiplex-Schemata, mit denen die Sender (1501, 513) assoziiert sind, und das erhöhte Doppler-Divisions-Multiplex-Schema eines oder mehrere von einem unmodulierten Schema, einem binären Phasenumtastungsschema, einem Quadratur-Phasenumtastungsschema oder einem Phasenumtastungsschema höherer Ordnung sind.
Ein Radarsystem, aufweisend: eine Mehrzahl von Sendern (1501, 513); einen Senderkalibrierer, eingerichtet, einen zu kalibrierenden Sender (1501, 513) aus der Mehrzahl von Sendern auf ein erhöhtes Doppler-Division-Multiplexing-Schema einzustellen und jeden der anderen Sender (1501, 513) aus der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) mit einem entsprechenden Doppler-Division-Multiplexing-Schema zu assoziieren, so dass gilt, dass die Ordnung des Doppler-Division-Multiplexing-Schemas geteilt durch das Produkt der Ordnungen der Doppler-Division-Multiplexing-Schemata, die mit den anderen Sendern (1501, 513) der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) assoziiert sind, größer als zwei ist und die Konstellationspunkte der mit den anderen Sendern (1501, 513) der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) assoziierten Doppler-Division-Multiplexing-Schemata in dem erhöhten Doppler-Division-Multiplexing-Schema enthalten sind; und einen Objektdetektor (1503), der eingerichtet ist, ein Ziel durch Durchführen einer Radardetektion mit der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) zu detektieren, wobei der zu kalibrierende Sender (1501, 513) mit dem erhöhten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird und jeder der anderen Sender (1501, 513) der Mehrzahl von Sendern (1501, 513) mit seinem assoziierten Doppler-Divisions-Multiplex-Schema betrieben wird; wobei der Senderkalibrierer (1502) eingerichtet ist, Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten für einen dem Ziel entsprechenden Peak (706) des Dopplerspektrums und für mit dem Peak (706) assoziierte Spurs (707) zu extrahieren, eine inverse diskrete Fourier-Transformation auf die extrahierten Doppler-Fourier-Transformationskoeffizienten anzuwenden, einen Phasenfehler des zu kalibrierenden Senders (1501, 513) unter Verwendung eines Ergebnisses der inversen diskreten Fourier-Transformation zu detektieren und den zu kalibrierenden Sender (1501, 513) gemäß dem detektierten Phasenfehler zu kalibrieren.