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Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Elektromobilität, insbesondere der Elektronikmodule für einen Elektroantrieb.
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Die Verwendung von Elektronikmodulen, etwa Leistungselektronikmodulen, bei Kraftfahrzeugen hat in den vergangenen Jahrzehnten stark zugenommen. Dies ist einerseits auf die Notwendigkeit, die Kraftstoffeinsparung und die Fahrzeugleistung zu verbessern, und andererseits auf die Fortschritte in der Halbleitertechnologie zurückzuführen. Hauptbestandteil eines solchen Elektronikmoduls ist ein DC/AC-Wechselrichter (Inverter), der dazu dient, elektrische Maschinen wie Elektromotoren oder Generatoren mit einem mehrphasigen Wechselstrom (AC) zu bestromen. Dabei wird ein aus einem mittels einer DC-Energiequelle, etwa einer Batterie, erzeugter Gleichstrom in einen mehrphasigen Wechselstrom umgewandelt. Zu diesem Zweck umfassen die Inverter eine Vielzahl von Elektronikbauteilen, mit denen Brückenschaltungen (etwa Halbbrücken) realisiert werden, beispielsweise Halbleiterleistungsschalter, die auch als Leistungshalbleiter bezeichnet werden.
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Eine gängige Methode zur Leistungssteigerung von Invertern ist die Parallelschaltung von Leistungshalbleitern, z.B. SiC-MOSFET und IGBT (mit parallel geschalteter Freilaufdiode). Bevor der leitende Schalter von der Highside zur Lowside oder Lowside zur Highside gewechselt werden kann, ist eine Zeit nötig, in welcher beide Schalter ausgeschaltet sind. Diese Zeit ist nötig, da der Halbleiter eine gewisse Zeit benötigt, um in den sperrenden Zustand zu wechseln. Diese Zeit wird als Totzeit, auch kurz TDT, bezeichnet und ist vom verwendeten Halbleiter abhängig. Erst nach der Totzeit kann der gegenüberliegende Schalter wieder eingeschaltet werden. Während dieser Totzeit wird der Strom durch die Motorwicklung eingeprägt. Dieser Strom teilt sich dann auf die Freilaufdiode, welche meist als Silizium-Diode gebildet ist, und die interne Bodydiode des SiC-MOSFET auf. Die Aufteilung erfolgt dynamisch und ist abhängig von der Stromsteilheit, Temperatur, dem Gesamtstrom und den Bauteilen selbst. Da die Silizium-Diode ein bipolares Bauteil ist, ergibt sich während der Totzeit eine Speicherladung, welche die Schaltenergie des einschaltenden Halbleiters erhöht. Somit werden unerwünschte Schaltverluste erzeugt.
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Somit liegt der Erfindung die Aufgabe zu Grunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung für parallel geschaltete Leistungshalbleiter sowie ein zugehöriges Elektronikmodul bereitzustellen, welche diese Nachteile überwinden und insbesondere eine hohe Effizienz der Schaltung bereitstellen.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Vorgeschlagen wird eine Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter eines Inverters, umfassend mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter, von denen der erste Leistungshalbleiter als Halbleiterbauelement gebildet ist, das bidirektional Strom führen kann, und der zweite Leistungshalbleiter als antiparallele Silizium-Diode gebildet ist, wobei eine Induktivität vorgesehen ist, die im Strompfad der Silizium-Diode angeordnet ist.
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In einer Ausführung ist der erste Leistungshalbleiter als ein MOSFET, ein SiC-MOSFET, ein JFET oder eine Kaskode gebildet.
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In einer Ausführung ist ein weiterer Leistungshalbleiter parallel zu dem ersten Leistungshalbleiter und der Silizium-Diode geschaltet und als bipolares Halbleiterbauelement gebildet. Vorteilhaft ist der weitere Leistungshalbleiter als IGBT gebildet.
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In einer Ausführung ist die Induktivität derart angeordnet, dass sie auch im Strompfad des weiteren Leistungshalbleiters angeordnet ist.
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In einer Ausführung ist die Induktivität als separates Bauteil gebildet oder der Aufbau der Schaltungsanordnung ist derart, dass eine vorgegebene geometrische Distanz zwischen der Silizium-Diode und dem ersten Leistungshalbleiter gebildet ist.
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In einer Ausführung ist die Induktivität im Bereich von 1-100nH und/oder derart gewählt, dass eine vorgegebene Stromänderung über die Zeit erreicht wird.
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Ferner wird eine Halbbrücke vorgeschlagen, die aus zwei Schaltungsanordnungen gebildet ist, wobei eine der Schaltungsanordnungen als High-Side-Schalter und die andere als Low-Side Schalter verwendet wird.
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Ferner wird eine Verwendung einer Schaltungsanordnung oder der Halbbrücke in einem Inverter eines Elektronikmoduls zur Ansteuerung des Elektroantriebs eines mit einem elektrischen Antrieb ausgestatteten Fahrzeugs vorgeschlagen.
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Ferner wird ein Elektronikmodul zur Ansteuerung eines Elektroantriebs eines Fahrzeugs vorgeschlagen, aufweisend einen Inverter mit einer vorgeschlagenen Schaltungsanordnung oder der Halbbrücke.
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Ferner wird ein Elektroantrieb eines Fahrzeugs mit dem zur Ansteuerung des Elektroantriebs gebildeten Elektronikmodul vorgeschlagen.
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Ferner wird ein Fahrzeug, aufweisend einen Elektroantrieb mit einem Elektronikmodul, vorgeschlagen.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungsgemäße Einzelheiten zeigt, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.
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Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert.
- 1 zeigt einen prinzipiellen Aufbau der Schaltungsanordnung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
- 2 zeigt den Stromfluss im Rückwärtsbetrieb für die in 1 gezeigte Schaltanordnung.
- 3 zeigt den Stromfluss im Rückwärtsbetrieb einer Schaltungsanordnung gemäß einer alternativen Ausführung der vorliegenden Erfindung.
- 4 bis 8 zeigen abstrahierte Strom-Spannungsverläufe zur Verdeutlichung der Wirkung der Erfindung.
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In den nachfolgenden Figurenbeschreibungen sind gleiche Elemente bzw. Funktionen mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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Wie bereits eingangs erwähnt, ist ein Ziel der Auslegung von Schaltungen für Leistungshalbleiter eines Inverters im Automobilbereich, möglichst wenig Schaltverluste zu erzeugen. Nachfolgend wird die Erfindung anhand einer Ausführung beschrieben, in welcher drei Leistungshalbleiter 1, 2, 3 vorhanden sind, da dies der häufigste Anwendungsfall ist. Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung ist aber auch bei nur zwei Leistungshalbleitern 1, 3, von denen einer ein Halbleiterbauelement 1 ist, das bidirektional Strom führen kann und das andere eine antiparallele Silizium-Diode 3 (Freilaufdiode) ist, anwendbar.
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Der erste Leistungshalbleiter 1 ist vorteilhaft als Transistor gebildet, z.B. als MOSFET, JFET oder Kaskode, wie in den 1 bis 3 dargestellt. Der zweite Leistungshalbleiter 3 ist als eine antiparallele Silizium-(Freilauf-)Diode 3 gebildet. Der weitere Leistungshalbleiter 2 ist vorteilhaft als bipolares Bauteil, insbesondere als IGBT, gebildet, wie auch in den 1 bis 3 dargestellt. Die Leistungshalbleiter 1 und 2 können aus demselben Material, z.B. Silizium (Si) oder einem Wide-Bandgap-Material, z.B. SiC, gebildet sein, oder aus unterschiedlichen Materialien.
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Während der Totzeit TDT, die zwischen zwei Schaltvorgängen gegenüberliegender Schalter (in den Figuren ist nur ein Schalter eingezeichnet) eingehalten werden muss, wird der Strom iGES durch die Motorwicklung eingeprägt. Dieser Strom iGES teilt sich dann auf die Silizium-Diode 3 und die interne Bodydiode des SiC-MOSFET 1 auf. Die Aufteilung erfolgt dynamisch und ist abhängig von der Stromsteilheit, Temperatur, dem Gesamtstrom und den Bauteilen selbst. Während der Totzeit TDT ergibt sich eine Speicherladung in der Silizium-Diode 3, welche die Schaltenergie des einschaltenden Leistungshalbleiters 1 bzw. 2 erhöht. Das Ziel ist daher, den Strom in der Silizium-Diode 3 zu verringern und einen möglichst hohen Teilstrom in der Bodydiode des SiC-MOSFET 1 zu erreichen.
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Hierzu wird die eine Induktivität 4 in dem Strompfad der Silizium-Diode 3 vorgesehen, wie in 1 und 2 gezeigt. Die Induktivität 4 kann nicht nur auf Seite der Anode, wie in den Figuren eingezeichnet, vorgesehen sein, sondern auch an einer anderen Stelle im Strompfad der Silizium-Diode 3. In einer alternativen Ausführung kann die Induktivität 4 sowohl im Strompfad der Silizium-Diode 3 als auch im Strompfad des weiteren Leistungshalbleiters 2, hier des IGBT 2, vorgesehen sein.
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Da IGBT 2 und antiparallele Silizium-Diode 3 häufig direkt in einem Modul verschaltet sind, ist die alleinige Erhöhung der Kommutierungsinduktivität der Silizium-Diode 3 nicht möglich. In diesem Fall wird, wie in 3 gezeigt, eine gemeinsame Induktivität 4 für Silizium-Diode 3 und IGBT 2 verwendet.
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Die Induktivität 4 kann als eigenes Bauteil gebildet sein, wobei darauf zu achten ist, dass dieses Bauteil einen geringen Widerstand aufweist. Sie kann aber auch durch entsprechende geometrische Anordnung, genauer Anordnung der Zuleitung, erzeugt werden, also als parasitäre Induktivität 4 wirken. Die geometrische Anordnung ist dabei dann so zu wählen, dass die von der Stromleitung eingeschlossene Fläche vergrößert wird. Dies kann durch Anordnung auf der Leiterplatte, also in 2D, erfolgen, aber auch durch Anordnung in 3D, z.B. mittels einer aus der Leiterplatte herausstehenden Schleife, Schlaufe oder Ausbuchtung.
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Die Induktivität 4 ist so ausgelegt, dass sie sich maximal im nH (nano Henry) Bereich befindet, also z.B. innerhalb von 1-100nH. Grundsätzlich kann die Auslegung erfolgen, indem die Stromwerte, genauer der Wert der Änderung des Stromwerts über die Zeit, also di/dt, der Silizium-Diode 3 bei einer Schaltungsanordnung ohne eine zusätzliche Induktivität 4 erfasst werden. Basierend auf diesen Werten kann festgelegt werden, um wieviel di/dt reduziert werden soll, wenn die Induktivität 4 vorgesehen wird, z.B. 50% oder mehr. Die dafür geeignete Induktivität 4 kann dann entweder durch Versuche ermittelt oder aufgrund der Kenntnis des Schaltvorgangs berechnet werden.
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In 2 und 3 sind Strom und Spannungsverläufe der beiden, oben erwähnten unterschiedlichen Ausführungen während der Totzeit TDT eingezeichnet. Während des Stromanstiegs induziert die Induktivität 4 eine Spannung U, welche der Stromrichtung i2 entgegengesetzt ist. Dadurch stellt sich ein größerer Teilstrom i1 in der Bodydiode des MOSFET 1 ein und die Ladungsbildung in der Silizium-Diode 3 wird verringert.
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In 4 bis 8 sind Kennlinien dargestellt, die das Verhalten mit und ohne Induktivität 4 zeigen. Diese werden nachfolgend im Detail erläutert.
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4 zeigt das aktive Einschalten eines Schalters, der Strom einer Silizium-Diode 3 abkommutieren muss, gemäß dem Stand der Technik, also ohne Induktivität 4. Hier ist zu sehen, dass die Speicherladung der Silizium-Diode 3 die Turn-on-Verluste dominiert, insbesondere wenn der eigentliche Schaltstrom sehr gering ist, wie z.B. im Teillastbetrieb des Inverters während typischer Fahrzyklen. Ziel ist es also, Turn-on-Verluste zu minimieren.
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Hierfür muss der zugehörige Ausschaltvorgang der Silizium-Diode 3 optimiert werden, wie in 5 dargestellt. Bisher ist die Situation beim Ausschaltvorgang der Silizium-Diode 3 derart, dass sich wegen Totzeit TDT der SiC-Kanal des MOSFET 1 schließt (OFF in 4 und 6) und Strom in die Silizium-Diode 3 kommutiert. Diese nimmt vor dem eigentlich Abschaltvorgang den kompletten Strom auf und bildet entsprechend Plasma. Diese Speicherladung (in 4 bis 7 mit einem Kasten markiert) verursacht die Stromüberhöhung beim aktiven Einschalten des Schalters sowie hohe Einschaltverluste (Turn-on-Verluste), aber auch hohe Diodenausschaltverluste, da die Stromüberhöhung zu einem Zeitpunkt in der Silizium-Diode 3 vorliegt, in der diese bereits Spannung aufnehmen muss. Somit werden wiederum Schaltverluste erzeugt, die es eigentlich zu vermeiden gilt.
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In 6 ist die Situation dargestellt, wenn SiC-MOSFET 1 und Silizium-Diode 3 am Ausschalten des Schalters beteiligt sind. Hier werden der Ausschaltvorgang der Silizium-Diode 3, die Stromaufteilung auf die Silizium-Diode 3 und den SiC-MOSFET 1 im Rückwärtspfad dargestellt. Vor der Totzeit TDT, also vor dem Ausschalten des SiC-Kanals des MOSFET 1 (mit OFF bezeichnet), teilen sich der SiC-Kanal des MOSFET 1 und die Silizium-Diode 3 den Strom i1, i2. Zur Einhaltung der Totzeit TDT schließt sich der SiC-Kanal (d.h. der Strom im SiC-Kanal ist Null) und kommutiert Strom auf die Silizium-Diode 3, da diese bereits Plasma abhängig von ihrem Vorstrom ausgebildet hat und somit weniger Durchlassspannung als die SiC Bodydiode des MOSFET 1 aufweist. Damit führt die Silizium-Diode 3 den vollen Gesamtstrom und bildet weiteres Plasma aus.
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Wenn eine Induktivität 4, wie gemäß der Erfindung vorgeschlagen, vorgesehen ist, ändert sich das eben beschriebene Verhalten, wie in 7 dargestellt, in der die Stromaufteilung auf die Silizium-Diode 3 und den SiC-MOSFET 1 im Rückwärtspfad mit zusätzlicher Induktivität 4 im Strompfad der Silizium-Diode 3 gezeigt ist. Beim Abschalten des SiC-Kanals des MOSFET 1 kommutiert hier auch ein Teil des Stroms in die Bodydiode des SiC-MOSFET 1 und nicht mehr in die Silizium-Diode 3, da der Spannungsabfall über die zusätzliche Induktivität 4 dies verhindert. Somit nimmt die Silizium-Diode 3 weniger Strom auf und bildet weniger Plasma, was beim Abschalten eine geringere Stromüberhöhung und damit geringere Diodenverluste und geringere Verluste bei einem aktiven Einschalten (Turn-on) verursacht.
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8 zeigt eine Stromaufteilung auf die Silizium-Diode 3 und den SiC-MOSFET 1 beim Einschalten der Silizium-Diode 3. Beim aktiven Turn-off des Schalters (High-Side oder Low-Side) und damit Einschalten der Dioden (Turn-on) bereitet die zusätzliche Induktivität 4 keine Nachteile. Ein Hauptteil des Stromes kommutiert ohnehin zuerst in die Bodydiode des SiC-MOSFET 1, da diese die geringere Vorwärtsspannung verursacht verglichen mit der Silizium-Diode 3, die zu diesem Zeitpunkt aufgrund der Induktivität 4 noch kein Plasma ausgebildet hat. Anschließend bildet die Silizium-Diode 3 graduell Plasma und der Strom kommutiert von der Bodydiode des SiC-MOSFET 1 in die Silizium-Diode 3. Nach der Totzeit wird der SiC-Kanal eingeschaltet (ON) und der Strom kommutiert von der Silizium-Diode 3 in den SiC-Kanal des MOSFET 1. Wenn durch die zusätzliche Induktivität 4 der Stromanstieg in die Silizium-Diode 3 verzögert wird, nimmt nur die Bodydiode des SiC-MOSFET 1 mehr Strom auf, was jedoch die Verluste kaum beeinträchtigt, da im Wesentlichen keine Spannung vorhanden ist.
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Bei der Auslegung der Induktivität 4 ist also aufgrund der niedrigen benötigten Induktivität 4 keine negative Auswirkung auf die Stromverteilung in der Wechselrichtersperre, also wenn Strom über Dioden der Maschine in Zwischenkreis fließt, oder im aktiven Kurzschluss zu erwarten. Diese Fälle liegen nämlich in einem Frequenzbereich, bei der die zusätzliche Induktivität 4 keine Rolle spielt. Auch im Einschaltvorgang der Silizium-Diode 3 verursacht die entsprechend ausgelegte Induktivität 4 kein unerwünschtes Verhalten bezüglich der Strom- oder Verlustaufteilung, da im Wesentlichen keine Spannung vorhanden ist, wie in 8 gezeigt.
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Wenn IGBT 2 und antiparallele Silizium-Diode 3 direkt in einem Modul verschaltet sind, ist die alleinige Erhöhung der Kommutierungsinduktivität der Silizium-Diode 3 nicht möglich. In diesem Fall wird, wie in 3 dargestellt und bereits beschrieben, eine gemeinsame Induktivität 4 für Silizium-Diode 3 und IGBT 2 verwendet.
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Durch das Einsetzen der Induktivität 4 ist bei der Ansteuerung der Schaltung zu beachten, dass eine Anpassung der Schaltgeschwindigkeit der Transistoren, in deren Strompfad sich die Induktivität 4 befindet, erfolgen muss, um die maximal zulässigen Arbeitspunkte dieser Bauteile nicht zu überschreiten.
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Durch eine Parallelschaltung aus einem Halbleiterbauelement, das bidirektional Strom führen kann, insbesondere einem Transistor, z.B. (SiC-)MOSFET, Kaskode, JFET, und einer antiparallelen Silizium-Diode 3 als Freilaufdiode, sowie gegebenenfalls einem bipolaren Halbleiterbauelement 2, z.B. Si-IGBT oder Thyristor, kann eine hohe Effizienz der Schaltung bei geringen Halbleiterkosten erreicht werden.
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Bipolare Bauelemente weisen eine wurzelförmige Abhängigkeit der Speicherladung vom Vorwärtsstrom auf. Sie steigt damit vor allem bei kleinen Strömen stark an, während der Zuwachs bei höheren Strömen geringer ausfällt. Die Vorwärtsspannung verhält sich ähnlich. Bei kleinen Strömen steigt diese durch die Knickspannung zuerst sprunghaft an. Danach erhöht sich die Vorwärtsspannung jedoch nur noch mit dem differentiellen Widerstand. Bei kleinen Strömen sind bei bipolaren Bauelementen die Durchlassverluste daher von der Knickspannung bestimmt und die Speicherladung ist proportional zur Chipfläche.
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Durch die vorgeschlagene Schaltanordnung lässt sich ein hocheffizienter Inverter, der z.B. als Antriebsumrichter bzw. Traktionsumrichter verwendet wird, erreichen, bei dem die Schaltverluste beim Umschalten von einem aktiven Schalter auf einen anderen aktiven Schalter (High-Side auf Low-Side oder vice versa) verringert werden. Die Schaltungsanordnung wird, wie bereits erwähnt, vorteilhaft eingesetzt, um Halbbrücken zu realisieren, die in einem Inverter für Elektroantriebe von Fahrzeugen verwendet werden.
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Die Schaltungsanordnung wird vorteilhaft bei topologischen Schaltern eingesetzt und ist damit auch für einen B6 Inverter und eventuelle Multilevel-Anwendungen anwendbar.
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Die Schaltungsanordnung kann in einem Inverter eines Elektronikmoduls zur Ansteuerung des Elektroantriebs eines mit einem elektrischen Antrieb ausgestatteten Fahrzeugs verwendet werden. Außerdem werden ein Elektronikmodul mit einem Inverter mit einer vorgeschlagenen Schaltungsanordnung, das zur Ansteuerung eines Elektroantriebs eines Fahrzeugs dient, ein Elektroantrieb und ein Fahrzeug bereitgestellt.
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Ein Elektronikmodul im Rahmen dieser Erfindung dient zum Betreiben eines Elektroantriebs eines Fahrzeugs, insbesondere eines Elektrofahrzeugs und/oder eines Hybridfahrzeugs. Das Elektronikmodul umfasst einen DC/AC-Wechselrichter (Engl.: Inverter) mit dem beschriebenen Inverteraufbau oder einen Teil hiervon. Das Elektronikmodul kann außerdem einen AC/DC-Gleichrichter (Engl.: Rectifier), einen DC/DC-Wandler (Engl.: DC/DC Converter), Transformator (Engl.: Transformer) und/oder einen anderen elektrischen Wandler oder ein Teil eines solchen Wandlers umfassen oder ein Teil hiervon sein. Insbesondere dient das Elektronikmodul zum Bestromen einer E-Maschine, beispielsweise eines Elektromotors und/oder eines Generators. Ein DC/AC-Wechselrichter dient vorzugsweise dazu, aus einem mittels einer DC-Spannung einer Energiequelle, etwa einer Batterie, erzeugten Gleichstrom einen mehrphasigen Wechselstrom zu erzeugen.
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Inverter für Elektroantriebe von Fahrzeugen, insbesondere PKW und NKW, sowie Bussen, sind für den Hochvoltbereich ausgelegt und sind in einer Sperrspannungsklasse von 650 V bis 1200V bzw. einer Spannungsklasse der Batteriespannung von ca. 400V bis 800 V, ggf. sogar bereits ab 200 V, anzusiedeln.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Halbleiterbauelement, hier MOSFET
- 2
- bipolares Halbleiterbauelement, hier IGBT
- 3
- Si-Diode (bipolar)
- 4
- Induktivität
- i1
- Strom zu 1
- i2
- Strom zu 3 bzw. 4
- i_GES
- Gesamtstrom (Rückwärtsrichtung)
- TDT
- Totzeit
- U
- Spannung
- t
- Zeit
- ON/OFF
- SiC-Kanal An/AUS
