DE102021112043A1 - Schaltungsanordnung zur Strommessung und Strommesseinrichtung - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine ansteuerbare Schaltungsanordnung (16) zur Strommessung eines über einen Strompfad (24), insbesondere eine im Strompfad (24) verschaltete Elektrode (18), fließenden Stroms I, mit einem Kondensator (22) für eine Strom-zu-Ladungsmenge-Wandlung, der im Strompfad (24) verschaltet ist und mit einem per Steuersignal ansteuerbaren Schalter (26) zum periodischen Entladen des stromdurchflossenen Kondensators (22). Es ist vorgesehen, dass die Schaltungsanordnung (16) weiterhin eine Komparatorschaltung (28) zur Ermittlung eines zeitlichen Ladungsmengenverlaufs am Kondensator (22) aufweist, welche als eine für eine Messung unter Ausnutzung des Chopper-Prinzips ausgebildete Chopper-Komparatorschaltung (42) ausgebildet ist.Die Erfindung betrifft weiterhin eine Strommesseinrichtung (12) mit mindestens einer derartigen ansteuerbaren Schaltungsanordnung (16), ein Pixel (44) für ein Mikroelektroden-Array (14), welches eine als Mikroelektrode ausgebildete Elektrode (18) und eine derartige ansteuerbare Schaltungsanordnung (16) aufweist und schließlich ein Mikroelektroden-Array (14) mit einer Matrix von derartigen Pixeln (44).

Description

• Die Erfindung betrifft eine ansteuerbare Schaltungsanordnung zur Strommessung eines über einen Strompfad, insbesondere über eine im Strompfad verschaltete Elektrode, fließenden Stroms I, mit einem Kondensator für eine Strom-zu-Ladungsmenge-Wandlung, der im Strompfad verschaltet ist und einem per Steuersignal ansteuerbaren Schalter zum periodischen Entladen des stromdurchflossenen Kondensators.
• Die Erfindung betrifft weiterhin eine Strommesseinrichtung mit mindestens einer ansteuerbaren Schaltungsanordnung zur Strommessung eines über eine zugeordnete Elektrode fließenden Stroms und einer Ansteuer- und Auswerteeinrichtung zur Ansteuerung der mindestens einen Schaltungsanordnung und zur Auswertung der Ausgangssignale der mindestens einen Schaltungsanordnung.
• Die Erfindung betrifft ferner ein Pixel für ein Mikroelektroden-Array, welches eine Matrix von derartigen Pixeln aufweist, wobei das Pixel eine als Mikroelektrode ausgebildete Elektrode und eine ansteuerbare Schaltungsanordnung zur Strommessung eines über die Mikroelektrode fließenden Stroms aufweist. Schließlich betrifft die Erfindung auch noch ein Mikroelektroden-Array mit einer Matrix von derartigen Pixeln.
• Mikroelektroden-Arrays (kurz MEAs) ermöglichen unter anderem die Analyse chemischer und/oder biologischer Prozesse mit hoher räumlicher bzw. örtlicher Auflösung. Eine Mikroelektrodenzelle mit einer zusätzlichen Schaltung unterhalb der Mess- und/oder Steuerelektrode wird als aktives Pixel bezeichnet.
• Eine In-Pixel-Strommessung in Array-Strukturen ist in vielen Anwendungen notwendig. Dazu weist das Pixel unter anderem eine Schaltungsanordnung zur Strommessung des entsprechenden Stroms auf. Das häufigste Beispiel zur Strommessung in Arrays sind CMOS-Kamerachips für die Bestimmung des Photostroms in den jeweiligen Fotodioden. Im biologisch/chemischen Bereich sind Strommessungen erforderlich, um z.B. Impedanzspektroskopie für elektrochemische Analysen durchzuführen zu können. Diese Methoden erlauben die Bestimmung verschiedener Parameter wie z.B. die Bestimmung unbekannter Konzentrationen in einer Probe. In der Literatur sind mittlerweile verschiedene Konzepte für Strommessungen beschrieben. So werden z.B. im Bereich der Impedanzspektroskopie häufig Transimpedanzverstärker (TIA) eingesetzt, bei denen durch Stimuli-Pixel ein sinusförmiger Strom erzeugt wird, der dann in Messpixeln aufgenommen und ausgewertet wird. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, den Strom in einem Pixel zu kopieren und über einen externen Off-Chip Shunt-Widerstand auszuwerten. Beide Verfahren eignen sich zur Messung ausgewählter Pixel in Switched-Matrix-Arrays, wobei die Pixel während einer Messung permanent mit externen Messstrukturen verbunden sind. Für Messungen im Pixel eignen sich insbesondere Verfahren, die den Strom über die Wiederaufladezeit einer Kapazität bestimmen, wie in dem wissenschaftlichen Artikel » M. Schienle, C. Paulus, A. Frey, F. Hofmann, B. Holzapfl, P. Schindler-Bauer, and R. Thewes, „A fully electronic dna sensor with 128 positions and in-pixel a/d conversion,“ IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 39, no. 12, pp. 2438-2445, Dec 2004. « beschrieben.
• Es ist Aufgabe der Erfindung Maßnahmen für eine präzise Strommessung eines über eine Elektrode fließenden Stroms, insbesondere im Rahmen einer In-Pixel-Strommessung in einer Array-Struktur, anzugeben.
• Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
• Bei der erfindungsgemäßen ansteuerbaren Schaltungsanordnung zur Strommessung eines über einen Strompfad fließenden Stroms I, insbesondere eines über eine im Strompfad verschaltete Elektrode fließenden Stroms I, mit (i) einem Kondensator für eine Strom-zu-Ladungsmenge-Wandlung, der im Strompfad verschaltet ist und (ii) einem per Steuersignal ansteuerbaren Schalter zum periodischen Entladen des stromdurchflossenen Kondensators, ist weiterhin (iii) eine Komparatorschaltung zur Ermittlung eines zeitlichen Ladungsmengenverlaufs am Kondensator vorgesehen, welche als eine für eine Messung unter Ausnutzung des Chopper-Prinzips ausgebildete Chopper-Komparatorschaltung (kurz: Chopper-Komparator) ausgebildet ist.
• Durch die Ausnutzung des Chopper-Prinzips können sehr geringe Offset-(Spannungs)-Wirkungen und damit eine hohe Messgenauigkeit erreicht werden. Ferner werden dadurch auch Wirkungen von 1/f-Rauscheinströmungen an den Bauelementen der Schaltung eliminiert. Das Ausgangssignal der Komparatorschaltung ist dann insbesondere ein digitales Signal, welches unmittelbar von einem digitalen Zähler (Counter) verarbeitet werden kann. Eine derartige Schaltungsanordnung benötigt trotz der relativ hohen Messgenauigkeit nur wenig Bauraum. Die Schaltungsanordnung ist daher insbesondere zur Integration in ein einzelnes Pixel eines Mikroelektroden-Arrays und zur Durchführung einer In-Pixel-Strommessung geeignet.
• Mit anderen Worten lässt sich eine derartige Schaltungsanordnung innerhalb einer entsprechenden Strommesseinrichtung direkt mit einem Zähler kombinieren. Dabei sorgt die Verknüpfung von Chopper-Prinzip und nachgeschaltetem Zähler dafür, dass die Auswirkungen des 1/f-Transistorrauschens und das lokale relative Transistor-Mismatching zueinander weitgehend vollständig deterministisch in der digitalen Domäne ausgeblendet werden.
• Die Chopper-Komparatorschaltung setzt sich in der Regel aus der eigentlichen Komparator-Einheit und einer insgesamt umgebenden Chopper-Einheit zusammen, die der Komparator-Einheit vor- und nachgeschaltet ist. Dabei wird die Komparator-Einheit beispielsweise durch einen Operationsverstärker mit den üblichen zwei Eingängen realisiert. Der vorgeschaltete Anteil der Chopper-Einheit ist dann eine Art von außen ansteuerbarer Umschalte-Schalter, über den z.B. die beiden Eingänge der Komparator-Einheit mit den äußeren Eingängen der Chopper-Komparatorschaltung abwechselnd direkt und über Kreuz verschaltet werden.
• Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Schaltungsanordnung eine Transkonduktanz-Verstärkerschaltung zum Einstellen des elektrischen Potentials der Elektrode aufweist. Auf diese Weise kann das elektrische Potential der Elektrode weitgehend unabhängig von einem Bezugspotential der Schaltungsanordnung zur Strommessung gewählt werden.
• Dabei ist bevorzugt vorgesehen, dass auch die Transkonduktanz-Verstärkerschaltung als eine für eine Messung unter Ausnutzung des Chopper-Prinzips eingerichtete Schaltung, also eine Chopper-Transkonduktanz-Verstärkerschaltung, ausgebildet ist. Die Chopper-Transkonduktanz-Verstärkerschaltung setzt sich in der Regel aus der eigentlichen Transkonduktanz-Verstärker-Einheit und einer dieser Verstärker-Einheit vorgeschalteten bzw. insgesamt umgebenden Chopper-Einheit zusammen. Dabei wird die Transkonduktanz-Verstärker-Einheit beispielsweise durch einen Operationsverstärker mit den üblichen zwei Eingängen realisiert. Über die vor- und nachgelagerten Chopper-Einheiten werden dann auch hier die beiden Eingänge der Transkonduktanz-Verstärker-Einheit mit den äußeren Eingängen der Chopper-Transkonduktanz-Verstärkerschaltung sowie auch die Konfiguration der Ausgangsstufe abwechselnd in der Wirkung und über Kreuz verschaltet.
• Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist der ansteuerbare Schalter elektrisch parallel zum Kondensator geschaltet. Auf diese Weise kann der Schalter auf einfache Weise als Reset- oder Entlade-Schalter vor dem Start einer Messung bzw. nach erfolgter Messung dienen.
• Bei der erfindungsgemäßen Strommesseinrichtung mit mindestens einer ansteuerbaren Schaltungsanordnung zur Strommessung eines über eine zugeordnete Elektrode fließenden Stroms und einer Ansteuer- und Auswerteeinrichtung zur Ansteuerung der mindestens einen Schaltungsanordnung und zur Auswertung der Ausgangssignale der mindestens einen Schaltungsanordnung, ist vorgesehen, dass die mindestens eine Schaltungsanordnung als vorstehend genannte Schaltungsanordnung ausgebildet ist.
• Bevorzugt ist vorgesehen, dass die Strommesseinrichtung einen Zähler aufweist, der der Komparatorschaltung nachgeschaltet ist.
• Weiterhin ist bezüglich der Strommesseinrichtung mit Vorteil vorgesehen, dass die Ansteuer- und Auswerteeinrichtung zur Ansteuerung der mindestens einen Schaltungsanordnung sowohl mit dem ansteuerbaren Schalter als auch mit einer jeweiligen Chopper-Einheit der Chopper-Komparatorschaltung und/oder der Chopper-Transkonduktanz-Verstärkerschaltung signaltechnisch verbunden ist.
• Bei dem erfindungsgemäßen Pixel für ein Mikroelektroden-Array, welches eine Matrix von derartigen Pixeln aufweist, ist vorgesehen, dass das Pixel eine als Mikroelektrode ausgebildete Elektrode und eine vorstehend genannte ansteuerbare Schaltungsanordnung zur Strommessung an der Mikroelektrode aufweist. Ein solches Pixel wird auch als aktives Pixel bezeichnet.
• Bei dem erfindungsgemäßen Mikroelektroden-Array, insbesondere zur Analyse chemischer und/oder biologischer Prozesse, welches eine Matrix von Pixeln aufweist, ist vorgesehen, dass die Pixel als vorstehend genannte Pixel ausgebildet sind.
• Dabei ist insbesondere vorgesehen, dass das Mikroelektroden-Array eine vorstehend genannte Strommesseinrichtung aufweist. Diese umfasst die Schaltungsanordnungen in den einzelnen Pixeln, die Ansteuer- und Auswerteeinrichtung und den bzw. die Zähler.
• Nachfolgend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels exemplarisch erläutert, wobei die nachfolgend dargestellten Merkmale sowohl jeweils einzeln als auch in Kombination einen Aspekt der Erfindung darstellen können. Es zeigen:
• 1 eine Messanordnung einer Strommesseinrichtung mit einer Schaltungsanordnung gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung,
• 2 eine schematische Darstellung eines Mikroelektroden-Arrays mit einer n x m Matrix von Pixeln,
• 3 Diagramme mit zeitabhängig dargestellten Messgrößen der Strommessung,
• 4 Details der Schaltungsanordnung aus 1,
• 5 ein Diagramm, bei dem die aus der Nominalsimulation ermittelten Zählerstände über den idealen Zählerständen aufgetragen ist,
• 6 eine Monte-Carlo-Simulation der Probenanzahl n_Samp unter Berücksichtigung des Transistor-Mismatch für den Fall, dass die Choppertechnik nicht aktiv ist und
• 7 eine Monte-Carlo-Simulation der Probenanzahl n_Samp unter Berücksichtigung des Transistor-Mismatch für den Fall, dass die Choppertechnik aktiv ist.
• Die 1 zeigt eine Messanordnung 10 einer Strommesseinrichtung 12 für ein in 2 gezeigtes Mikroelektroden-Array 14. Die Messanordnung umfasst eine ansteuerbare Schaltungsanordnung 16 zur Strommessung eines über eine Elektrode 18 fließenden Stroms I sowie einen Zähler 20. Die Schaltungsanordnung 16 umfasst ihrerseits vier Hauptkomponenten, nämlich einen Kondensator 22 mit der Kapazität C für eine Strom-zu-Ladungsmenge-Wandlung, der in einem Strompfad 24 verschaltet ist, in dem auch die Elektrode 18 verschaltet ist (also mit der Elektrode 18 elektrisch verbunden ist), einen per Steuersignal (Pfeil 25) ansteuerbaren Schalter 26 zum periodischen Entladen des stromdurchflossenen Kondensators 22 mit dem über die Elektrode fließenden Strom I, eine Komparatorschaltung (kurz: Komparator) 28 zur Ermittlung eines Ladungsmengenverlaufs am Kondensator 22 und eine Transkonduktanz-Verstärkerschaltung (kurz: Transkonduktanz-Verstärker) 30 zum Einstellen des elektrischen Potentials Vx der Elektrode 18. Der Schalter 26 ist dabei elektrisch parallel zum Kondensator 22 geschaltet. Sowohl die Komparatorschaltung 28 als auch die Transkonduktanz-Verstärkerschaltung 30 ist mittels eines jeweiligen Operationsverstärkers 32, 34 realisiert und weist zwei Eingänge 36, 38 und einen Ausgang 40 auf. Der erste Eingang 36 ist dabei jeweils ein (mit + gekennzeichneter) nichtinvertierender Eingang und der zweite Eingang 38 ist ein (mit - gekennzeichneter) invertierender Eingang. Die Parallelschaltung von Kondensator 22 und Schalter 26 ist zwischen der Elektrode 18 und dem Ausgang 40 des Operationsverstärkers 40 der Transkonduktanz-Verstärkerschaltung 30 zwischengeschaltet. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 34 der Transkonduktanz-Verstärkerschaltung 30 ist mit der Elektrode elektrisch leitend verbunden. Die Komparatorschaltung 28 greift die am Kondensator 22 abfallende Spannung Vx - Vy über ihre Eingänge 36, 38 ab. Der Ausgang 40 der Komparatorschaltung 28 gibt das Ausgangssignal A der Schaltungsanordnung 16 an den Zähler 20 aus. An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Schaltungsanordnung 16, genauer gesagt deren Komparatorschaltung 28 hier in 1 etwas zu simpel dargestellt ist, denn die Komparatorschaltung 28 ist als eine für eine Messung unter Ausnutzung des Chopper-Prinzips ausgebildete Chopper-Komparatorschaltung 42 ausgebildet, was in 3 näher erläutert wird.
• Die 2 zeigt eine schematische Darstellung eines Mikroelektroden-Arrays 14 mit einer Matrix 44 von n x m Pixeln 46 sowie außerhalb der Matrix 44 angeordneten Zählern 20 und einer Ansteuer- und Auswerteeinrichtung 48 zur Ansteuerung der Schaltungsanordnungen 16 in den Pixeln 46 und zur Auswertung der Ausgangssignale A dieser Schaltungsanordnungen 16.
• Eine Strommessung mit einer Strommesseinrichtung 12, die eine Schaltungsanordnung 16 aufweist, wie in 1 gezeigt, erlaubt eine parallele lokale Messung und In-Pixel-A/D-Wandlung kleiner Ströme in den einzelnen Pixeln 46 eines aktiven Mikroelektroden-Arrays (Pixelarrays) 14, wie es in 2 gezeigt ist. In diesem Zusammenhang ist der Kehrwert der Ladezeit des Kondensators 22 (der Kapazität C), die erforderlich ist, um einen festen Spannungswert an der Integrationskapazität zu erreichen, auch ein Maß für den durchschnittlichen Strom I, der innerhalb der Integrationszeit durch die Kapazität C fließt. Die Ladezeit wird mit Hilfe des Zählers 20 gemessen, der einen von einem Quarztakt abgeleiteten Takt mit der Frequenz f_Clk zählt. In diesem Zusammenhang ist es auch möglich, das Vorzeichen des Stromflusses zu bestimmen, um einen Strom I zu messen, der aus der Elektrode 18 herausfließt, sowie einen Strom I, der in die Elektrode 18 hineinfließt. In der hier als Referenz zitierten Publikation M. Schienle et al. ist die Strommessung nur in wenigen ausgewählten speziellen Messpixeln möglich, die für diese eine exklusive Aufgabe der Strommessung verwendet werden können. Im Gegensatz zu den aus der Literatur bekannten Pixeln (Pixelzellen) 46 sind die hier vorgestellten Pixel 46 auch in ihren äußeren Abmessungen extrem klein gehalten. Bei vergleichsweise kleinen Abmessungen sind sie jedoch insgesamt wesentlich funktioneller und damit im Rahmen verschiedener Analysen wesentlich universeller einsetzbar. So können sie beispielsweise einzeln sowohl zur Einprägung eines Stimulussignals auf die Elektrode als auch zur gleichzeitigen Messung des damit ein- oder ausgehenden Einzelstroms in der jeweiligen Zell-Elektrode verwendet werden. Dabei sind die Pixel 44 des Arrays 14 alle identisch aufgebaut, können aber durch Programmierung unabhängig voneinander konfiguriert werden. Um die Pixelgröße klein zu halten, sind alle Transistorelemente (siehe Details der 4) mit nahezu minimalen Abmessungen ausgeführt. Dieser Ansatz gewährleistet die bestmögliche Pixeldichte bei gleichzeitig maximaler Pixelfunktionalität - erfordert aber spezielle neue Konzepte, um die Auswirkungen der extremen Fehlanpassungen (Mismatching) zwischen passenden Transistorpaaren und der hohen 1/f-Rauschinjektionen in den jeweiligen Transistoren zu minimieren.
• Eine vereinfachte Darstellung der Schaltung zur Messung des Elektrodenstroms eines Pixels ist in 1 dargestellt. Die Schaltungsanordnung 16 besteht aus einem Kondensator 22 für die Strom-Zeit-Wandlung, einem Komparator 28 und einem Rail-to-Rail-Transkonduktanzverstärker (OTA) 30. Der Aufbau ermöglicht die Messung des Stroms I an der Elektrode 18 bei gleichzeitigem Anlegen eines beliebigen Spannungswert Vx an dem entsprechenden Pixel 46. Fließt ein Strom I in oder aus der Elektrode 18, passt der Differenz-OTA 30 seine Ausgangsspannung Vy entsprechend des Stromflusses so an, dass zum einen eine Differenzspannung ΔV_Cap zunehmend über die Integrationskapazität C mit der Zeit abfällt, wobei andererseits das Potential Vx immer gleichzeitig vom (+)-Eingang 36 des Differenzverstärkers/Operationsverstärkers 34 auf das Potential der Elektrode 18 übertragen wird, so dass der fortschreitende Integrationsprozess an der Integrationskapazität immer in seinen Auswirkungen in Form von Potenzialänderungen an der Elektrode 18 verborgen bleibt.
• Zu Beginn einer Strommessung wird die Kapazität C des Kondensators 22 durch den Schalter 26 kurzgeschlossen, so dass die Potentiale Vy und Vx gleich sind. Über das globale (Reset-) Steuersignal (Pfeil 25) wird dann der Schalter 26 geöffnet und der Zeilenzähler 20 des Pixels 46 beginnt aufwärts zu zählen. Die aus dem Stromfluss resultierende Differenzspannung ΔV_Cap wird von dem Komparator 28 abgegriffen und löst bei einer einstellbaren Schaltschwelle (V_Offset) aus, was wiederum den Zähler 20 stoppt. Da der Zählerstand proportional zu der Zeit Δt zwischen dem Beginn und dem Ende der Strommessung ist, besteht für den Elektrodenstrom I_Pixel folgende Beziehung $${\text{I}}_{\text{Pixel}}=\text{C}*\Delta {\text{V}}_{\text{Cap}}/\Delta \text{t}$$

  

  mit Δt = 1/f_Clk * Zählerstand und ΔV_Cap = V_Offset. Für den Fall, dass die angelegte Spannung V_Offset von einer Bandgap-Referenz abgeleitet wird und die Zählfrequenz f_Clk, sowie die Integrationskapazität C keinen Temperaturgang haben, ist das A/D-Wandlungsverfahren zur Messung des Stroms aufgrund des Konzepts temperaturstabil.
• Der Ablauf eines Messzyklus ist in 3 dargestellt. Dabei sind die folgenden Signale über der Zeit t aufgetragen: Das Ansteuersignal für den Schalter 22 (a), das Potential Vx (b), das Potential Vy (c), die Spannung Vx - Vy (d) und das Signal des Zählers 20 (e). Die Größe von C im Pixel beträgt 200 fF im Hinblick auf einen minimalen Platzbedarf sowie eine notwendige kurze Messzeit. Die kleinste Größe von C ist jedoch durch die parasitären Kapazitäten der Verdrahtung und der verwendeten Transistoren begrenzt. Die maximale Taktfrequenz des Zählers 20 definiert den maximal messbaren Strom I. Es sei an dieser Stelle erwähnt, dass man zur Erhöhung des Strommessbereichs (soweit es die Integrationsflächen zulassen, was i.d R. bei Strommessungen jenseits von Pixelanordnungen typisch gegeben ist) alternativ der Integrationkapazität kapazitive Anteile zuschaltbar machen kann. Wenn der Zähler 20 während einer Messung überläuft, ist der Strom zu gering, um die Schaltschwelle V_Offset zu erreichen. In diesem Fall wird die Taktfrequenz reduziert und eine neue Messung gestartet. Durch Reduzierung der Taktfrequenz kann der Messbereich auf niedrigere Ströme umgeschaltet werden. In 3 wird ein Stromfluss aus der Elektrode raus in z.B. eine leitfähige chemische Lösung angenommen und als positiver Strom I definiert. Für den Fall, dass ein Strom in die (Mikro-)Elektrode 18 fließt, würde sich die Spannung am Knoten Vy in entgegengesetzter Richtung aufladen, der Komparator 28 würde den Zähler 20 nicht auslösen und die Eingangspolarität des Komparators 28 muss geändert werden. Dies erfordert jedoch eine zusätzliche Messphase, um die Richtung des Stromflusses zu bestimmen.
• Chopper-Techniken sind bekannt als eine Methode zur Unterdrückung von 1/f-Rauscheinkopplungen und Komponentenfehlanpassungen (Mismatch), die beide jeweils statistische Fehler in analogen Verstärkerstrukturen verursachen. Diese Technik transformiert beide Einflüsse in einen höheren Frequenzbereich um und filtert sie dort heraus. Die transformierten 1/f-Rausch- wie auch die Mismatch-Offset-Wirkungen an den Transistoren werden in dieser Erfindung im Vergleich zu bekannten analogen Verfahren im digitalen Bereich direkt durch eine einfache deterministische digitale Operation mit minimalem Hardwareaufwand eliminiert.
• Für die Anwendung des Chopper-Prinzips im vorgeschlagenen Schaltungskonzept für die Strommessung nach 1 wurden verschiedene Mismatch- und 1/f-Rauschquellen identifiziert. In 4 sind die für das Choppen zusätzlich erforderlichen Schalter einer Chopper-Einheit 50 dargestellt. Bei einem ‚Single-Slope‘ Analogspannungs zu Digital Wandler Konzept hingegen gibt es im Wesentlichen nur genau eine kritische Funktionsgruppe, die signifikant zur Fehlanpassung und zum 1/f-Rauschen beiträgt - nämlich der Komparator 28, der daher mit Chopper-Technik ausgestattet sein muss.
• Daher sind bei den aus dem Artikel » L. Straczek, F. Ercan, and J. Oehm, „A novel offset and 1/f noise compensated single-slope adc with reduced hardware effort,“ in 2019 17th IEEE International New Circuits and Systems Conference (NEWCAS), June 2019, pp. 1-4. « bekannten Chopper-Techniken insgesamt auch nur zwei Messzyklen erforderlich, um eine insgesamt offsetfreie A/D-Wandlung durchzuführen. Im Gegensatz dazu tragen in der in 4 dargestellten Schaltung zur Strommessung insgesamt 4 konzentrierte funktionelle Gruppen zu einem Messfehler aufgrund von Fehlanpassung (lokalem relativem Mismatching) und 1/f-Rauschen bei. Daher sind in diesem Fall (für höchste ADC- Wandlergenauigkeit) insgesamt 4x4 Messzyklen für eine insgesamt maximal offset- und 1/f-rauschfreie Messung erforderlich. Nach Straczek et al. muss für eine 10-Bit-A/D-Wandlung ein 11-Bit-Zähler verwendet werden, dessen 10 MSB nach insgesamt zwei Messzyklen ausgewertet werden müssen, was einer idealen Mittelung in minimaler Zeit entspricht. Im vorliegenden Fall müssen aber nun insgesamt 4 Strukturen in allen Chopper-Schalterstellungen gemessen werden, um nach Straczek et al. eine insgesamt perfekte Eliminierung der Auswirkungen von 1/f-MOS-Rauschen und lokalem MOS-Mismatching auf das Messergebnis am Ende aller Messzyklen zu erreichen. Dies bedeutet, dass im vorliegenden Fall jetzt insgesamt 16 separate Messzyklen in Verbindung mit den dabei 16 möglichen kombinatorischen Chopper-Schalterstellungen durchgeführt werden müssen. Da im hier beschriebenen beispielhaften Aufbau eine Erfassung des Stromwertes mit maximal 10 Bit Genauigkeit erreicht werden soll, ist nun ein 14-Bit-Zähler erforderlich, bei dem nach den insgesamt 16 kumulativen Messzählzyklen wiederum nur die obersten 10 MSB ausgewertet werden, um auf diese Weise den kumulativen Zählwertendstand durch 16 zu teilen und damit über die 16 kumulativen Messzählzyklen arithmetisch zu mitteln. Es sei an dieser Stelle erwähnt, dass man mit dem Ziel einer höheren A/D-Wandelrate nicht unbedingt alle kombinatorischen Möglichkeiten der in diesem Fall 4 konzentrierten funktionellen Gruppen mit Blick auf die damit möglichen Chopper-Schalter-Konfigurationen schalten muss. Die Mittelwertbildung über eine insgesamt verringerte Anzahl geschalteter kombinatorischer Fehlerwirkungen wird dann allerdings insgesamt mit Blick auf die erreichbare A/D-Wandlergenauigkeit geringer sein. Für den Fall, dass dann damit z.B. nur insgesamt 8 separate Messzyklen durchgeführt werden, ist dann nur ein 13-Bit-Zähler erforderlich, bei dem dann nach 8 Zyklen wiederum nur wieder die oberen 10 MSB ausgewertet werden, um auf diese Weise den Endwert des Zählers nach den insgesamt 8 Messzyklen entsprechend durch 8 zu teilen und damit dann arithmetisch über die insgesamt nur 8 durchgeführten Messzyklen zu vermitteln. Auf welche möglichen Chopper-Schalterkombinationen man dabei für einen möglichst geringen Genauigkeitsverlust in der A/D-Wandlung verzichten kann, können z.B. für ein gegebenes Design statistische Monte-Carlo Studien im Vorfeld zeigen.
• Ein analoges Tiefpassfilter zur Eliminierung des Offsets, wie in dem Artikel »B. Goldstein, D. Kim, J. Xu, T. K.Vanderlick, and E. Culurciello, „Cmos low current measurement system for biomedical applications,“ IEEE Transactions on Biomedical Circuits and Systems, vol. 6, no. 2, pp. 111-119, 2012« vorgeschlagen, benötigt mehr IC-Fläche. Da die erfindungsgemäße Strom-Digital-Wandlung immer zeitgleich für alle Pixel einer ganzen Zeile oder Spalte durchgeführt wird, wäre dann der für Implementierung nach Goldstein et. al. benötigte Flächenbedarf im Vergleich zur hier vorgestellten erfindungsgemäßen Lösung immens. Außerdem liefert der hier vorgestellte Ansatz direkt einen perfekt gemittelten Wert am Ende des gesamten Messzyklus und benötigt keine zusätzliche Zeit für eine einigermaßen exakte Mittelwertbildung, die in Verbindung mit einem konventionellen analogen Tiefpassfilter zusätzlich erforderlich ist. Bei 16 Zyklen, einem 14-Bit-Zähler, 150 MHz maximaler Taktfrequenz und Zeit zur Entladung der Kapazität beträgt die maximale Abtastrate ca. 9 kS s-1. Eine größere Änderung des zu messenden Stroms während einer Gesamtmessung, bestehend aus 16 Messzyklen, wirkt sich durch das fehlende Sample-and-Hold-Glied auf das finale Messergebnis aus. In den typisch angedachten MEA-Applikationen sollten die Anstiegsgeschwindigkeiten für mögliche Stromänderungen jedoch eher gering sein, so dass die daraus resultierenden Auswirkungen auf die A/D-Wandlungsgenauigkeit angesichts der immer noch erreichbaren beachtlich hohen A/D-Wandlungsraten im kHz-Bereich in Verbindung mit den vergleichsweise extrem kleinen Größenordnungen der zu wandelnden Ströme ohnehin zu vernachlässigen sein dürften.
• Das aktive Pixel 46 wurde in der Ausgestaltung für eine 350 nm Standard-CMOS-Technologie entworfen. Innerhalb des Pixels wurden ausschließlich 5 V IO-Transistoren verwendet. Da in der für die Validierung der Funktion gewählten Technologie nur insgesamt 4 Metallschichten zur Verdrahtung verwendet werden konnten, ist ein Pixel 104 x 105 µm groß. Für Technologien mit mehr Metallschichten zur Verdrahtung und ggf. auch kleineren erlaubten Strukturgrößen sollte das Layout entsprechend auch deutlich kleiner werden können. Der Komparator 28 nimmt eine Fläche von 50 x 60 µm ein. Der größte Teil der Fläche des Pixels 46 wird von digitalen Zellen belegt. Die maximale simulierte Leistungsaufnahme eines Pixels beträgt 30,5 µW. Die Transistoren der eigentlichen Schaltungen sind alle minimal in Weite und Länge. Zusätzliche Schalter und Verdrahtung erhöhen zwar die Größe der Schaltung. Aber nur so kann dann zum einen sichergestellt werden, dass so auch noch kleinste Ströme gemessen werden können, ohne dass sich dabei gleichzeitig die Gesamtgröße eines Pixels wesentlich vergrößert. Zum anderen wäre eine präzise Strommessung ohne die auf der Verwendung von Schaltern basierte erfindungsgemäße Chopping-Technik- mit nachgelagerter zugehöriger digitaler Auswertetechnik - bedingt durch das lokale Mismatching und 1/f-Rauscheinströmungen zwischen bzw. an den MOS-Transistoren (insbesondere bei den gewählten minimalen Transistordimensionen) - sonst nicht darzustellen.
• Trotz des Aufbaus des Messsystems in den jeweiligen Pixeln 46 auf der Basis von Transistoren mit minimalen Abmessungen ist es möglich, Strommessungen mit einer Genauigkeit von 10 Bit zu erreichen. Es stellte sich heraus, dass am Ende im Wesentlichen nur ein systematischer Fehler in der Messwerterfassung verbleibt. Dieser ist vor allem auf die systematischen Verzögerungen bei den Komparator-Entscheidungen zurückzuführen. Um die sich daraus ergebenden Zusammenhänge umfassend zu veranschaulichen, sind in 5 die aus der Nominalsimulation ermittelten Zählerstände (CV: Count Values) im direkten Vergleich zu den idealen Zählerständen (iCV) bei verschiedenen Taktfrequenzen dargestellt, die entsprechend den jeweiligen Stromerfassungsbereichen anzuwenden sind.
• 6 zeigt eine Monte-Carlo-Simulation u.a. unter Berücksichtigung des lokalen relativen Transistor-Mismatchings für den Fall, dass die Choppertechnik nicht aktiv ist. Für die Monte-Carlo-Simulation wurde der Komparator 28 so angepasst, dass für einen Strom I von 6 nA, dieser den Zähler 20 bei einem Zählerstand von 500 stoppt. Wie in 6 gezeigt, gibt es um den nominalen Zählzielwert 500 eine große statistische Streuung mit einer Standardabweichung von 115 im Zählzielwert. Daraus folgt, dass eine präzise Strommessung aufgrund der Auswirkungen des lokalen relativen Transistor-Mismatchings (d.h. zufällige relative lokale Unpaarigkeiten zwischen den MOS-Transistoren in der Serienfertigung) nicht möglich ist.
• Die gleiche Simulation mit aktivem Choppen reduziert nun die Standardabweichung auf nur 6 in Zählzielwerten, wie in 7 zu sehen ist. Da niederfrequente 1/f-MOS-Rausch-Anteile unterhalb der erreichbaren A/D-Wandlungsraten näherungsweise in ihrer Wirkung wie DC-Mismatch-Wirkungen zwischen den MOS-Transistoren betrachtet werden können, führt dies ebenfalls zu einer deutlichen Reduzierung ihrer Auswirkung auf die A/D-Wandelgenauigkeit. Die Simulation zeigt, dass für ein Transistordesign mit nur minimalen Flächen, wie es hier bei der zugrunde gelegten erfindungsgemäßen simulierten Schaltung gewählt wurde, die Choppertechnik absolut notwendig ist, um eine insgesamt ausreichende analoge Genauigkeit zu erreichen. Wenn insgesamt mehr Fläche für ein optimaleres Design auf Basis größerer Transistordimensionen zur Verfügung steht, können die Fehler in der Messwerterfassung natürlich auch ohne Verwendung der Chopping-Technik reduziert werden. Höchste Genauigkeit insgesamt kann jedoch immer nur in Verbindung mit der hier beschriebenen Chopper-Technik erreicht werden. Alle Ergebnisse der hier gezeigten Monte-Carlo-Simulation wurden auf der Basis einer Zähltaktfrequenz von 150 MHz ermittelt. Die Zusammenfassung aller Ergebnisse ist in der Tabelle 1 zu sehen.
• Die Tabelle 1 zeigt noch einmal, dass bereits in der nominellen Simulation eine Abweichung vom idealen Zählerstand vorliegt. I_max und I_min sind die Abweichungen oberhalb und unterhalb der Nominalsimulation. Die verbleibende Abweichung, die durch die Fehlanpassung verursacht wird, wirkt sich für niedrige Zählerstände stärker auf den Messfehler aus. Erst ab einem Zählerstand von etwa 50 liegt der Fehler unter 10%. In der Simulation wurde auch deutlich, dass ab einem Zählerstand von ca. 575 ungünstige Offset-Kombinationen existieren, die für einige der 16 Messzyklen zu einem Überlauf des Zählers 20 führen können und damit das Ergebnis der Gesamtmessung verfälschen. Der optimale Messbereich liegt daher zwischen 50 und 575. Zur Messung eines geringeren Stroms I, muss die Taktfrequenz des Zählers 20 für die Einstellung des optimalen Messbereichs reduziert werden. Tabelle 1

  zideal	znom	Inom	Imax	Diff.	Imin	Diff.
  		[nA]	[nA]	[%]	[nA]	[%]
  10	38	78,908	83,291	5,55	71,39	9,5
  20	51	58,799	59,977	2,00	53,454	9,09
  50	86	34,866	35,696	2,38	32,592	6,52
  100	137	21,887	22,377	2,24	20,679	5,52
  200	231	12,981	13,151	1,32	12,289	5,32
  300	322	9,310	9,399	1,02	8,819	5,31
  500	500	5,997	6,058	0,96	5,584	6,94
  550	544	5,512	5,543	0,55	5,233	5,06
  575	567	5,288	5,326	0,72	2,931	44,57

• Der hier vorgestellte Analog-Strom-zu-Digital-Wandler für aktive Pixel-Arrays 14 ermöglicht die Messung kleinster Ströme, die in eine Mikroelektrode hinein oder aus ihr herausfließen. Zunächst wurde das Konzept für ein Elektroden-Array vorgestellt, dass Strommessungen nur in Verbindung mit minimal entworfenen Schaltungsstrukturen erlaubt. Designbedingt haben damit die durch große statistische Fehlanpassungen verursachten typisch sehr großen Offsetwirkungen einen extrem starken Einfluss auf die erreichbare Genauigkeit einer A/D-Wandlung - die damit nur sehr gering sein kann. Daher wurde die A/D-wandelnde Strommessschaltung um eine Chopper-Technik in Kombination mit dem speziellen numerischen Verfahren nach Straczek et al. erweitert, das insgesamt den Einfluss von 1/f-Rauschen und lokaler Transistorfehlanpassung massiv eliminiert. Die Ergebnisse zeigen auch, dass es einen sehr großen Bereich gibt, in dem die Messfehler sehr klein sind. Der optimale Messbereich kann über die Taktfrequenz des Zählers eingestellt werden. Die hier beschriebene Erfindung stellt eine Strommessschaltung vor, die geeignet ist für Mikroelektroden-Arrays in aktiver Pixel-Architektur. Für Anwendungen in der Chemie und Biologie sind genaue Kenntnisse des lokalen Eingangs- und Ausgang-Stroms an einer Elektrode zu Analysezwecken erforderlich. Da aufgrund der Dimension der Mikroelektroden 18 nur ein geringer Strom I zu erwarten ist, muss eine empfindliche und robuste Messschaltung verwendet werden. Die hier beschriebene Erfindung beschreibt ferner auch eine grundsätzliche Methode, wie in einem beliebigen Strompfad auch jenseits von Mikroelektroden-Arrays eine analog zu digital wandelnde Strommessung durchgeführt werden kann.
• Mit anderen Worten wird hier ein Konzept vorgestellt, das insbesondere auch sehr niedrige Ströme lokal messbar macht durch die Bestimmung der Ladezeiten einer definierten Kapazität. Prozess-, Spannungs-, Temperaturschwankungen (engl. PVT), Fehlanpassung und Rauschen beeinflusst typischerweise die Genauigkeit von Wandlerstrukturen in integrierten Schaltungen. Daher kombiniert das erfindungsgemäße Konzept Chopper-Techniken mit speziellen digitalen numerischen Methoden, die in der Lage sind, die Auswirkungen von 1/f-Rauschen und lokalem relativem Transistor-Mismatching weitgehend deterministisch in der digitalen Domäne auszublenden. Darüber hinaus sind die vorgestellten Strukturen modular organisiert, sodass sich Teile der Schaltung innerhalb eines aktiven Array-Pixels und Teile außerhalb als gemeinsamer Schaltungsteil einer Pixel-Zeile oder -Spalte des Arrays befinden. Als Basis zur Beschreibung und Verifikation der Erfindung diente eine 350 nm Standard CMOS Technologie als Referenz. Auf Basis dieser Technologie konnte die Funktionalität sämtlicher elektrischen Eigenschaften hinsichtlich ihrer nominellen Werte und ihrer zugehörigen Statistik in der Serienfertigung nachgewiesen werden.
• Bezugszeichenliste

10

Messanordnung

12

Strommesseinrichtung

14

Mikroelektrodenarray

16

Schaltungsanordnung zur Strommessung, ansteuerbar

18

Elektrode

20

Zähler

22

Kondensator

24

Strompfad

25

Pfeil (Steuersignal)

26

Schalter

28

Komparatorschaltung

30

Transkonduktanz-Verstärkerschaltung

32

Operationsverstärker

34

Operationsverstärker

36

erster Eingang

38

zweiter Eingang

40

Ausgang

42

Chopper-Komparatorschaltung

44

Matrix

46

Pixel

48

Ansteuer- und Auswerteeinrichtung

50

Chopper-Einheit

I

Strom, welcher über die Elektrode fließt

A

Ausgangssignal der Schaltungsanordnung

Vx

Elektroden-Spannung

Claims (12)

1. Ansteuerbare Schaltungsanordnung (16) zur Strommessung eines über einen Strompfad (24), insbesondere eine im Strompfad (24) verschaltete Elektrode (18), fließenden Stroms I, mit - einem Kondensator (22) für eine Strom-zu-Ladungsmenge-Wandlung, der im Strompfad (24) verschaltet ist und - einem per Steuersignal ansteuerbaren Schalter (26) zum periodischen Entladen des stromdurchflossenen Kondensators (22), gekennzeichnet durch eine Komparatorschaltung (28) zur Ermittlung eines zeitlichen Ladungsmengenverlaufs am Kondensator (22), welche als eine für eine Messung unter Ausnutzung des Chopper-Prinzips ausgebildete Chopper-Komparatorschaltung (42) ausgebildet ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass diese in ein einzelnes Pixel (46) eines Mikroelektroden-Arrays (14) integrierbar ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Transkonduktanz-Verstärkerschaltung (30) zum Einstellen des elektrischen Potentials Vx der Elektrode (18).
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, wobei auch die Transkonduktanz-Verstärkerschaltung (30) als eine für eine Messung unter Ausnutzung des Chopper-Prinzips eingerichtete Schaltung, also eine Chopper-Transkonduktanz-Verstärkerschaltung, ausgebildet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der ansteuerbare Schalter (26) elektrisch parallel zum Kondensator (22) geschaltet ist.
6. Strommesseinrichtung (12) mit - mindestens einer ansteuerbaren Schaltungsanordnung (16) zur Strommessung eines über eine zugeordnete Elektrode (18) fließenden Stroms I und - einer Ansteuer- und Auswerteeinrichtung (48) zur Ansteuerung der mindestens einen Schaltungsanordnung (16) und zur Auswertung der Ausgangssignale A der mindestens einen Schaltungsanordnung (16), dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Schaltungsanordnung (16) nach einem der Ansprüche 1 bis 5 ausgebildet ist.
7. Strommesseinrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen Zähler (20), der der Komparatorschaltung (28) nachgeschaltet ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, wobei der Zähler (20) für die Anwendung eines digitalen Zählverfahrens eingerichtet ist, bei dem am Ende eines jeweiligen Messzyklusses die letzten niederwertigen Stellen des digitalen Zählergebnisses verworfen werden.
9. Strommesseinrichtung nach Anspruch 7 oder 8, wobei die Ansteuer- und Auswerteeinrichtung (48) zur Ansteuerung der mindestens einen Schaltungsanordnung (16) sowohl mit dem ansteuerbaren Schalter (26) als auch mit einer jeweiligen Chopper-Einheit (50) der Chopper-Komparatorschaltung (42) und/oder der Chopper-Transkonduktanz-Verstärkerschaltung signaltechnisch verbunden ist.
10. Pixel (46) für ein Mikroelektroden-Array (14), welches eine Matrix von derartigen Pixeln aufweist, wobei das Pixel (46) eine als Mikroelektrode ausgebildete Elektrode (18) und eine ansteuerbare Schaltungsanordnung (16) nach einem der Ansprüche 1 bis 5 zur Strommessung an der Mikroelektrode aufweist.
11. Mikroelektroden-Array (14), insbesondere zur Analyse chemischer und/oder biologischer Prozesse, mit einer Matrix (44) von Pixeln (46), wobei die Pixel (46) als Pixel (46) nach Anspruch 10 ausgebildet sind.
12. Mikroelektroden-Array nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine Strommesseinrichtung (12) nach einem der Ansprüche 7 bis 9.

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