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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung einer der mechanischen Belastung angepassten Ansteuerung eines mindestens zwei Wicklungen mit jeweils zwei Wicklungsanschlüssen und einen Rotor aufweisenden, elektrisch kommutierten Elektromotors, bei dem es sich um einen Schrittmotor handelt. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren zur adaptiven, also bedarfsgerechten Ansteuerung von Schrittmotoren.
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Solche Verfahren sind üblicherweise bekannt aus der BLDC-Motor-Ansteuerung mit oder ohne Sensorik. Bei sensorlosen Verfahren wird üblicherweise die Geschwindigkeit und die Phasenlage des ansteuernden Kommutierungs-Schemas so eingestellt, dass es optimal zur jeweils aktuellen Phasenlage des Rotors passt. Eine Regelung erfolgt üblicherweise zunächst in der Art, dass mit einer Regelungseinheit versucht wird, mit den Stellgrößen Phasenlage und Geschwindigkeit eine immer optimale Phasenlage zu generieren. Diese Systeme bilden in ihrer Art zunächst einmal einen bürstenbehafteten Motor nach, der bei Anlegen einer festen Spannung seine maximale Geschwindigkeit erreicht, die abhängig von der mechanischen Belastung ist. Ergibt sich aus applikationsbedingten Gründen nun die Notwendigkeit einer Geschwindigkeitsregelung, so wird bei bürstenlosen Motoren die Geschwindigkeit üblicherweise mit einer übergeordneten zweiten Regelung geregelt, indem das gesamte, mit der beschriebenen Regelung beeinflusste Bestromungsschema noch in seiner Amplitude moduliert wird.
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Diese Art der Ansteuerung ist je nach Komplexität der Bestromungsschemata sehr aufwändig bzgl. Rechenzeit und Speicherbedarf in den ansteuernden Mikroprozessoren. Dies gilt insbesondere für Motoren, die z.B. aufgrund der Anwendung sehr geräuscharm und rund laufen müssen. Bei kleineren und günstigeren Motoren wie z.B. kleineren Schrittmotoren nimmt daher der Aufwand für diese Art der Regelung im Verhältnis zu den Kosten für den Motor deutlich zu. Für die Generierung des auch ohne notwendigen Mikrosteppings und der Start- und Stop-Rampen wird üblicherweise ein kleiner kostengünstiger Mikroprozessor eingesetzt.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, für kleine Schrittmotoren eine lastabhängige adaptive Motorbestromung zu schaffen, die in der Lage ist, bei geringen Produktionskosten gleichzeitig einen sehr ruhigen Lauf zu generieren.
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Zur Lösung schafft die Aufgabe ein Verfahren zur Erzeugung einer der mechanischen Belastung angepassten Ansteuerung eines mindestens zwei Wicklungen mit jeweils zwei Wicklungsanschlüssen und einen Rotor aufweisenden, elektrisch kommutierten Elektromotors, die eine vorgebbare Maximalbestromung nicht überschreitet, wobei auf den Elektromotor von außen ein ggfs. variierendes Lastmoment wirkt, wobei zwischen einer elektrischen Kommutierung und der dabei von dem Rotor eingenommenen Rotorposition ein Ist-Winkel existiert, der durch die Ansteuerung des Elektromotors einem vorgegebenen Soll-Winkel im Wesentlichen gleichen soll, wobei bei dem Verfahren
- - die Bestromung des Elektromotors mittels pro Wicklungsanschluss vorgesehenem High-Side-Schalter und Low-Side-Schalter erfolgt, die den Wicklungsanschluss entweder mit einem Pluspol einer Versorgungsspannung oder mit dessen Minuspol verbinden sowie diese jeweils in Halbleitertechnik (als z.B. MOSFETs) realisiert sind und denen jeweils eine Spannungsbegrenzungsdiode zugeordnet sind,
- - die High-Side-Schalter und die Low-Side-Schalter sämtlicher Motorwicklungsanschlüsse gemäß einem vorgebaren Schaltzeitpunkte aufweisenden Schaltschema zyklisch ein- oder ausgeschaltet werden, wobei das Schaltschema zyklisch wiederkehrende Hochohmig-Schaltzeitpunkte aufweist, in denen für zumindest einen Wicklungsanschluss sowohl der High-Side-Schalter als auch der Low-Side-Schalter für die Dauer eines Ausschaltintervalls ausgeschaltet sind, d. h. der betreffende mindestens eine Wicklungsanschluss hochohmig geschaltet wird,
- - zu Beginn jedes Ausschaltintervalls noch ein definierbarer Reststrom in der betreffenden Wicklung des Elektromotors existiert, der Beginn des Ausschaltintervalls also zeitlich vor einem Nulldurchgang des Stroms in der betreffenden Wicklung liegt,
- - sich während dieses Ausschaltintervalls der Reststrom aufgrund der Entladung der in der Wicklung gespeicherten elektrischen Energie innerhalb einer Zeitdauer abbaut,
- - die Spannungsbegrenzungsdiode am hochohmig geschalteten Wicklungsanschluss während der Zeitdauer, in der sich dieser Reststrom zumindest bis zu einem Schwellwert abbaut, betragsmäßig entweder über das Potenzial des Pluspols V+ oder unter das Potenzial des Minuspols V-der Versorgungspannung hinaus verändert und durch die Spannungsbegrenzungsdioden eine Spannungsbegrenzung bei einer Grenzspannung erfährt,
- - die Spannungsbegrenzungsdauer, für die die Spannungsbegrenzung andauert, ermittelt wird,
- - nach dem Ende der Spannungsbegrenzungsdauer das vorgebbare zyklische Schaltschema wieder aufgenommen wird,
- - der Vorgang an immer gleicher Stelle im zyklisch sich wiederholendem Schaltschema wiederholt wird,
- - die ermittelten Werte für die Spannungsbegrenzungsdauer für die verschiedenen Wicklungsanschlüsse untereinander und/oder für jeweils einen Wicklungsanschluss in sequentieller Abfolge miteinander und/oder mit Erwartungswerten verglichen werden,
- - durch eine Auswerteeinheit eine Abweichung dt von dem jeweiligen Erwartungswert tERW berechnet und diese repräsentativ ist für die Größe einer Abweichung des Ist-Winkels zwischen der elektrischen Kommutierung und der bei der elektrischen Kommutierung eingenommenen Rotorposition des Elektromotors von einem vorgebbaren Soll-Winkel und
- - der Elektromotor zur Verringerung einer potenziellen Abweichung des Ist-Winkels vom Soll-Winkel entsprechend angesteuert wird.
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Sinngemäß wird mit der Erfindung untersucht, wie sich der Entladungsstrom, der sich nach dem Hochohmigschalten eines Wicklungsanschlusses bei noch vorhandenem Reststrom in der Wicklung verhält. Wenn nämlich der Wicklungsanschluss hochohmig geschaltet wird, bewirkt die Induktivität der Wicklung, dass der Strom zunächst weiterfließt. Aufgrund des hochohmig geschalteten Wicklungsanschlusses entsteht über dem High-Side- oder dem Low-Side-Schalter ein Spannungsabfall, der bestimmt ist durch die Spannung über einer Spannungsbegrenzungsdiode, die in ihren reversiblen Durchbruch überführt wird. Diese Spannung ist je nach Richtung des Nulldurchgangs des Stroms von positiven zur negativen Werten oder umgekehrt größer als die positive Versorgungsspannung bzw. kleiner als die negative Versorgungsspannung. Die Spannung über dem betreffenden Schalter wird also insoweit begrenzt bzw. „geklemmt“, was für diejenige Zeit anhält, in der der Strom sich entlädt. Diese Zeitdauer kann ermittelt werden. Wenn über mehrere Schaltzyklen betrachtet diese Dauer von einem Erwartungswert abweicht, ist dies ein Zeichen dafür, dass der Motor angesteuert werden muss, um der veränderten Last entsprechend betrieben werden zu können. Hier wird insbesondere auf die Einhaltung des Soll-Winkels abgestellt, der voreingestellt ist und die Winkeldifferenz zwischen elektrischer Kommutierung und der bei dieser elektrischen Kommutierung eingenommenen Rotorposition des Elektromotors ist. Eine potenzielle Abweichung des Ist-Winkels vom Soll-Winkel gilt es soweit wie möglich zu vermeiden, weshalb der Elektromotor entsprechend angesteuert wird.
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Grundlage des erfindungsgemäßen Verfahrens ist ein übliches ungeregeltes Schrittmotor-Bestromungsschema, mit einem den akustischen Anforderungen des Systems angepassten Mikrostepping. Die Geschwindigkeit des Motors wird dabei nicht, wie in BLDC-Verfahren für bürstenlose Gleichstrommotore üblich, geregelt, sondern (falls gewünscht auch mit Start- und Stop-Rampen) fest vorgegeben. Auch eine rechnergestützte zyklische Phasenkorrektur ist bei Schrittmotoransteuerungen üblicherweise nicht vorgesehen.
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Die Erfindung beschreibt also ein Verfahren, welches sich, ohne hohe Anforderungen an Rechnerleistung zu stellen, über die übliche Schrittmotor-Standardansteuerung „stülpen“ lässt. Dazu werden während der üblichen „klassischen“ Schrittmotor-Ansteuerung bestimmte Messwerte ermittelt. Mit einem einzigen zusätzlichen Regler kann mithilfe dieser Messwerte eine simple Regelung des Wertes des Stroms des Stromschemas erzielt werden. Üblicherweise werden zur Ansteuerung von Schrittmotoren mit Mikostepping kleine kostengünstige Miko-Controller eingesetzt. Die Anforderungen an den zusätzlichen Regler sind derart gering, dass sich die erfindungsgemäße adaptive Stromregelung nahezu ohne Mehrkosten auf bestehende Miko-Controller Lösungen aufsetzen lässt. Auch die Anforderungen an die erfindungsgemäße Hardwareunterstützung sind gering. In bevorzugter Art ist diese Hardwareunterstützung bereits in einem Halbleiter zur Ansteuerung der Schrittmotor-Wicklungen enthalten.
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Nach der Erfindung wird bei laufendem Motor durch eine spezielle zyklisch wiederkehrende Modifikation des Bestromungspatterns der Schrittmotor (bipolar oder 3-phasig) dazu angeregt, seine momentane Rest-Spulenenergie zurückzuspeisen und dadurch (nicht durch den Generatoreffekt) Spannungspulse auszusenden, die so lange andauern, bis die in der betreffenden Spule verbliebene Restenergie komplett oder zu einem bestimmten Teil abgebaut ist. Dieser Spannungspuls wird mit einem Komparator erfasst und in seiner Länge vermessen. Die Schwellen dieses Komparators liegen, je nachdem, ob das Verfahren im High-Side oder Low-Side Pfad genutzt wird, entweder in der Nähe des Pluspols V+ oder des Minuspols V- der Versorgungsspannung. Die in anderen Verfahren üblichen VBAT/2 Komparatoren sind absolut ungeeignet für das erfindungsgemäße Verfahren. Ein kommerzieller Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist, dass es selbst sehr große Komparatortoleranzen akzeptiert und alles nach dem Komparator in schrinkfähiger Digitallogik und Software umsetzbar ist.
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Üblicherweise können bereits vorhandene Vds-Überstromkomparatoren genutzt werden, wodurch das Verfahren nahezu kostenfrei realisierbar ist.
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Diese wie beschrieben gemessene Zeit wird mitunter auch als „Rezirkulationszeit“ bezeichnet und darf auf gar keinen Fall mit einer BEMF-Messung verwechselt werden. Sobald die entsprechende Spule entladen ist, wird das übliche Bestromungsschema fortgesetzt. Eine BEMF-Messung würde hier erst beginnen, bzw. deutlich länger fortgesetzt.
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Es zeigte sich nun, dass die vermessene Rezirkulationszeit ein Maß für den Winkel zwischen elektrisch angelegtem Drehfeld und mechanischer Position des Rotors ist. Dieser Winkel wird üblicherweise auch „Schleppverlust“ genannt.
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In Referenzfahrten ohne und/oder mit kontrollierter Last werden nun Ziel-Rezirkulationszeiten für verschiedene Situationen ermittelt.
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Im späteren Schrittmotor-Betrieb wird, ohne einen Einfluss auf die Geschwindigkeit bzw. die Schrittfrequenz auszuüben, direkt die Amplitude der z.B. sinusförmigen Spulenströme in der Art geregelt, dass sich immer die Ziel-Rezirkulationszeiten ergeben. Diese Ziel-Rezirkulationszeiten entsprechen einem gewünschten Ziel-Schleppverlust, der einerseits so hoch ist, dass sich eine deutliche Energieeinsparung im Vergleich zur klassischen Schrittmotoransteuerung ergibt, der aber andererseits so klein ist, dass auch bei spontanen Lasterhöhungen kein Überspringen des Motors um 360° (elektrisch) zu befürchten ist. Dieses würde dann den Verlust der korrekten Positionsinformation bedeuten.
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Eine Abhängigkeit der Rezirkulationszeit von der Höhe der Amplitude wird dadurch verhindert, dass der Reststrom, bei der die Rezirkulationszeitmessung gestartet wird, durch das Verfahren kontrolliert wird. Dieses gehört zur eingangs erwähnten „speziellen zyklisch wiederkehrenden Modifikation des „Bestromungspatterns“.
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In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass dann, wenn die ermittelten Werte für die Spannungsbegrenzungsdauer kleiner als der Erwartungswert sind, der Ist-Winkel größer als der Soll-Winkel ist, wobei die Ansteuerung des Elektromotors durch Vergrößern des Stroms in den Wicklungen erfolgt, und dass dann, wenn die ermittelten Werte für die Spannungsbegrenzungsdauer größer als der Erwartungswert sind, der Ist-Winkel kleiner ist als der Soll-Winkel, wobei die Ansteuerung des Elektromotors durch Verringern des Stroms in den Wicklungen erfolgt.
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Alternativ kann auch vorgesehen sein, dass dann, wenn die ermittelten Werte für die Spannungsbegrenzungsdauer kleiner als der Erwartungswert sind, der Ist-Winkel größer als der Soll-Winkel ist, wobei die Ansteuerung des Elektromotors durch Verringern der Frequenz der Schaltzeitpunkte des Schaltschemas erfolgt, und dass dann, wenn die ermittelten Werte für die Spannungsbegrenzungsdauer größer als der Erwartungswert sind, der Ist-Winkel kleiner ist als der Soll-Winkel, wobei die Ansteuerung des Elektromotors durch Vergrößern der Frequenz der Schaltpunkte des Schaltschemas erfolgt.
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Alternativ oder ergänzend kann auch vorgesehen sein, dass die Ansteuerung das sich zyklisch wiederholende Schaltschema in seiner Phasenlage entsprechend so anpasst, dass der Ist-Winkel möglichst nahe dem Soll-Winkel entspricht.
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Wie bereits oben angesprochen, ist beispielsweise vorgesehen, dass die Spannungsbegrenzung durch einen Spannungsdetektor ermittelt wird und dass die Dauer der Spannungsbegrenzung mittels einer Spannungsbegrenzungsdauer-Messeinheit ermittelt wird, die die Dauer ermittelt, für die der Spannungsdetektor einen das Erreichen der Spannungsbegrenzung repräsentierendes Ausgangssignal erzeugt.
In weiterer zweckmäßiger Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass die Schaltschwelle des Spannungsdetektors je nach Polarität der Grenzspannung entweder in der Nähe des Pluspols oder in der Nähe des Minuspols der Versorgungsspannung liegt, um potenziell störende Einflüsse durch Generatoreffekte wie z. B. Back-EMF möglichst weitestgehend auszuschließen.
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Alternativ zum zuvor gesagten kann vorgesehen sein, dass zur Messung der Spannungsbegrenzungsdauer eine AD-Wandler-Messeinheit an mindestens einem der Wicklungsanschlüsse beteiligt ist, gefolgt von einer digitalen Spannungsbegrenzungsdauer -Ermittlung, wobei die Entscheidungsschwelle für die Spannungsbegrenzungsdauer -Ermittlung je nach Polarität des Verfahrens entweder in der Nähe des Pluspols oder des Minuspols der Versorgungsspannung liegt, um potentiell störende Einflüsse von Generatoreffekten wie z. B. Back-EMF möglichst weitestgehend auszuschließen.
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Die Spannungsbegrenzungsdauer-Messeinheit kann linear, also mit gleichbleibender Zählgeschwindigkeit arbeiten.
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Vorteilhaft kann es ferner sein, wenn die Spannungsbegrenzungsdauer-Messeinheit logarithmisch arbeitet, um eine nachfolgende digitale Bearbeitung zu beschleunigen und die digitale Bit-Breite der zu verarbeitenden Spannungsbegrenzungsdauer zu reduzieren.
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Bei einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass im zyklisch wiederholenden Schaltschema auf das Hochohmigschalten der Wicklungsanschlüsse verzichtet wird und stattdessen zu den entsprechenden Schaltzeitpunkten im zyklisch wiederholenden Schaltschema die Polarität des Spannungsabfalls, je nach dessen Vorzeichen entweder an dem High-Side-Schalter oder dem Low-Side-Schalter des betreffenden Wicklungsanschlusses überwacht wird, wobei ein Polaritätswechsel des Spannungsabfalls ein Indiz für den Polaritätswechsel des Stromes ist und ermittelt wird, wann sich der Reststrom ganz oder zumindest bis zu dem Restwert abgebaut hat.
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Die eingangsgenannten Spannungsbegrenzungsdioden sind vorteilhafterweise als parasitäre Bodydioden des High-Side-Schalter und des Low-Side-Schalters ausgebildet oder sie sind als zusätzlich zu einer derartigen parasitären Bodydiode vorgesehene Diode ausgestaltet.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand zweier Ausführungsbeispiele sowie unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei:
- 1 ein Beispiel für die Beschaltung eines bipolaren Steppermotors mit adaptiver Bestromung,
- 2 ein Beispiel für die Beschaltung eines dreiphasigen Elektromotors mit adaptiver Bestromung,
- 3 Signalzeitverläufe zur Verdeutlichung der Ermittlung der Spannungsbegrenzungs- bzw. Klemmdauer und
- 4 Signalverläufe zur Verdeutlichung der Anpassung der Bestromung des Elektromotors.
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In 1 ist ein Beispiel für die Beschaltung eines bipolaren Steppermotors 10 mit adaptiver Bestromung nach dem erfindungsgemäßen Verfahren gezeigt. An jedem Anschluss der beiden Wicklungen A und B befindet sich eine Treiberstufe 12, 13, 14 bzw. 15 mit jeweils einem High-Side-Schalter 4 sowie einem Low-Side-Schalter 3. Diese beiden Schalter sind als MOSFET-Transistoren und damit in Halbleitertechnik ausgeführt und weisen jeweils eine parasitäre Bodydiode 3.1;4.1 auf, die als Spannungsbegrenzungsdioden wirken, wenn bei noch vorhandenem Reststrom 20 in der betreffenden Wicklung A,B der Wicklungsanschluss A0, A1 bzw. B1, B0 hochohmig geschaltet wird. Die Dioden können auch als Klemmdioden bezeichnet werden.
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Eine Stromampitudensteuerung 2 steuert die High-Side- und Low-Side-Schalter 20, 22 an, während ein Spannungsdetektor 7 anspricht, wenn die Spannungsbegrenzung über den Schaltern aufgrund der Spannungsbegrenzungsdioden 3.1,4.1 erfolgt. Die Dauer, für die diese Spannungsbegrenzung wirksam ist, wird vom Spannungsdetektor 7 detektiert und von diesem ein Signal an eine Zeitmesseinheit, nämlich die Spannungsbegrenzungsdauer-Messeinheit 9 gegeben. Ein Regler 11 steuert die Ansteuereinheit 2 dergestalt an, dass stets der erforderliche Strom durch die Wicklungen A, B des bipolaren Steppermotors 10 fließt. Über eine Einheit 1 erfolgt die Generierung des Schaltschemas mit den Schaltzeitpunkten für die High-Side-Schalter 4 und Low-Side-Schalter 3 der einzelnen Treiberstufen 12, 13, 14, 15.
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In einer Auswerteeinheit 10 erfolgt die Bewertung der Spannungsbegrenzungsdauern für die einzelnen Wicklungsanschlüsse, wenn diese hochohmig geschaltet sind. Die Bewertung erfolgt dergestalt, dass die einzelnen gemessenen Spannungsbegrenzungsdauern mit einem vorgegebenen Erwartungswert verglichen werden. Diese Vergleiche können für jeden Wicklungsanschluss A0, A1, B0, B1 durchgeführt werden oder aber auch „wicklungsanschlussübergreifend“ vorgenommen werden.
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In der Auswerteeinheit 10 kommt es nun zu einer Untersuchung, inwieweit die einzelnen Werte der Zeitdauern vom Erwartungswert abweichen und in welcher Richtung sie von diesem abweichen (nach oben oder nach unten). Dementsprechend wird über den Regler 11 der Wicklungsstrom nachgeregelt, so dass der bipolare Steppermotor 10 wieder erfindungsgemäß arbeitet. Eine Abweichung der einzelnen Spannungsbegrenzungszeitdauern 26 vom Erwartungswert wird erfindungsgemäß als eine Veränderung der auf den Motor wirkenden mechanischen Last bewertet. Wird die mechanische Last, aus welchen Gründen auch immer, zu groß, so läuft man Gefahr, den tolerierbaren und einkalkulierten Schleppwinkelverlust zu überschreiten, wodurch die Gefahr besteht, dass nicht mehr sämtliche Ansteuerschritte des bipolaren Steppermotors 10 ausgeführt werden, was wiederum mit Positionsgenauigkeitsverlusten und im schlimmsten Fall mit dem Verlust der Erkenntnis über die aktuelle Position verbunden sein kann.
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In 2 ist die Beschaltung eines dreiphasigen Steppermotors 10' gezeigt mit drei Wicklungen S12, S23 und S31 sowie drei Anschlüssen P1, P2 und P3 der hier beispielhaft als Dreieck geschalteten drei Wicklungen. Soweit die Komponenten bzw. schematisch gezeigten Schaltungsteile der Beschaltung nach 2 gleich zu denen oder ähnlich zu denen gemäß 1 sind, sind sie in 2 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 1 gekennzeichnet.
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In den 3 und 4 sind, wie oben bereits kurz erwähnt, verschiedene Zeitverläufe von Spannungen und Strömen bei der Bestromung des bipolaren Steppermotors 10 gezeigt.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- vorgebbares zyklisches Schaltschema
- 2
- Stromamplitudensteuerung
- 3
- Low-Side-Schalter
- 3.1
- parasitäre Bodydiode oder Spannungsbegrenzungsdiode
- 4
- High-Side-Schalter
- 4.1
- parasitäre Bodydiode oder Spannungsbegrenzungsdiode
- 7
- Spanungsdetektor
- 9
- Spannungsbegrenzungsdauer-Messeinheit
- 10
- Auswerteeinheit
- 10
- bipolarer Steppermotor
- 10'
- dreiphasiger Steppermotors
- 11
- Ansteuerung/Regler
- 12
- einzelne Treiberstufe
- 13
- einzelne Treiberstufe
- 14
- einzelne Treiberstufe
- 15
- einzelne Treiberstufe
- 20
- definierbarer Reststrom
- 21
- V+ positiver Versorgungsspannungsanaschluss
- 22
- V+ positiver Versorgungsspannungsanaschluss
- 26
- Spannungsbegrenzungsdauer tKlemm
- 27
- übliches Bestromungsschema
- 28
- Ausschaltintervall
- 30
- Erwartungswert tERW
- 31
- Abweichung dt vom jeweiligen Erwartungswert tERW
- A0
- Wicklungsanschluss
- A1
- Wicklungsanschluss
- B0
- Wicklungsanschluss
- B1
- Wicklungsanschluss
- P1
- Wicklungsanschluss
- P2
- Wicklungsanschluss
- P3
- Wicklungsanschluss
- S12
- Wicklungen
- S23
- Wicklungen
- S31
- Wicklungen
- A
- Wicklungen
- B
- Wicklungen
