DE102020110437A1

DE102020110437A1 - Temperatursensor umfassend eine Diode und einen Kondensator

Info

Publication number: DE102020110437A1
Application number: DE102020110437.5A
Authority: DE
Inventors: Sungsik Park; Youngcheol Chae
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd; Industry Academic Cooperation Foundation of Yonsei University
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd; Industry Academic Cooperation Foundation of Yonsei University
Priority date: 2019-09-03
Filing date: 2020-04-16
Publication date: 2021-03-04
Also published as: CN112444323A; KR20210027897A; US20210063250A1; US11499874B2

Abstract

Ein Temperatursensor, der eingerichtet ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer erfassten und/oder gemessenen Temperatur zu erzeugen, umfasst: eine Diode, die eine Kathode umfasst, die mit einem Masseknoten gekoppelt ist; einen ersten Kondensator umfassend ein erstes Ende, das mit dem Masseknoten gekoppelt ist; einen Schalterstromkreis, der eingerichtet ist, ein zweites Ende des ersten Kondensators mit einem positiven Spannungsknoten oder einer Anode der Diode gemäß einem Steuersignal zu verbinden; einen Schaltersteuerstromkreis, der eingerichtet ist, das Steuersignal basierend auf einer Referenzspannung mit einer Spannung der Anode zu erzeugen; und einen Ausgangssignalgenerator, der eingerichtet ist, das Ausgangssignal entsprechend der erfassten Temperatur basierend auf einer Frequenz des Steuersignals zu erzeugen.

Description

Querverweis auf verwandte Anmeldung
Diese Patentanmeldung beansprucht die Priorität der am 3. September 2019 beim koreanischen Amt für geistiges Eigentum eingereichten koreanischen Patentanmeldung KR 10-2019-0108940 , deren Offenbarung vollinhaltlich durch Verweis aufgenommen ist.
Hintergrund
Verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der erfinderischen Konzepte betreffen einen Temperatursensor und insbesondere einen Temperatursensor, der eine Diode und einen Kondensator umfasst, und/oder ein Temperaturerfassungsverfahren.
Der Temperatursensor kann verwendet werden, um eine Temperatur in verschiedenen Anwendungsmöglichkeiten zu messen und/oder zu erhalten. Zum Beispiel können Vorrichtungen, die in einer integrierten Schaltung umfasst sind, temperaturabhängige Eigenschaften haben, und ein Temperatursensor kann verwendet werden, um für die Eigenschaften der Vorrichtungen zu kompensieren, wenn sich die Temperatur verändert. Zudem kann eine Mehrzahl von Temperatursensoren in der integrierten Schaltung angeordnet sein, um eine Wärmeerzeugung der integrierten Schaltung zu steuern. Entsprechend kann ein Temperatursensor mit wünschenswerten Eigenschaften wie beispielsweise einer hohen Genauigkeit, einer hohen Auflösung, einem breiten Messbereich, niedrigem Energieverbrauch und einer kleinen Fläche wünschenswert sein.
Kurzfassung
Verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der erfinderischen Konzepte schaffen einen Temperatursensor, der eine hohe Genauigkeit vorsieht und einen einfachen Aufbau hat.
Gemäß einem Aspekt mindestens einer beispielhaften Ausführungsform der erfinderischen Konzepte wird ein Temperatursensor vorgesehen, der eingerichtet ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer erfassten Temperatur zu erzeugen, wobei der Temperatursensor umfasst: eine Diode, die eine Kathode umfasst, die mit einem Masseknoten gekoppelt ist, einen ersten Kondensator umfassend ein erstes Ende, das mit dem Masseknoten gekoppelt ist, einen Schalterstromkreis, der eingerichtet ist, ein zweites Ende des ersten Kondensators mit einem positiven Spannungsknoten oder einer Anode der Diode basierend auf einem Steuersignal zu verbinden, einen Schaltersteuerstromkreis, der eingerichtet ist, das Steuersignal basierend auf einer Referenzspannung und einer Spannung der Anode der Diode zu erzeugen, und einen Ausgangssignalgenerator, der eingerichtet ist, das Ausgangssignal basierend auf einer Frequenz des Steuersignals zu erzeugen.
Gemäß einem Aspekt mindestens einer beispielhaften Ausführungsform der erfinderischen Konzepte wird ein Temperatursensor vorgesehen, der eingerichtet ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer erfassten Temperatur zu erzeugen, indem er zwischen einer ersten Phase und einer zweiten Phase schaltet, wobei der Temperatursensor umfasst: einen ersten Kondensator und eine Diode, einen ersten Schalterstromkreis, der eingerichtet ist, den ersten Kondensator mit einer positiven Spannung in der ersten Phase aufzuladen, und den ersten Kondensator durch die Diode in der zweiten Phase zu entladen, einen Referenzspannungsgenerator, der eingerichtet ist, eine Referenzspannung unabhängig von der Entladung des ersten Kondensators zu erzeugen, einen Schaltersteuerstromkreis, der eingerichtet ist, den ersten Schalterstromkreis zu steuern und die zweite Phase basierend auf der Entladespannung des ersten Kondensators und der Referenzspannung zu beenden, und einen Ausgangssignalgenerator, der eingerichtet ist, das Ausgangssignal entsprechend der erfassten Temperatur basierend auf einer Dauer der zweiten Phase zu erzeugen.
Gemäß einem Aspekt mindestens einer beispielhaften Ausführungsform der erfinderischen Konzepte wird ein Temperatursensor vorgesehen, der eingerichtet ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer erfassten Temperatur zu erzeugen, indem er zwischen einer ersten Phase und einer zweiten Phase schaltet, wobei der Temperatursensor umfasst: eine Mehrzahl von Schaltern und eine Diode, einen ersten Kondensator, der eingerichtet ist, von mindestens einem der Mehrzahl von Schaltern mit einer positiven Spannung während der ersten Phase geladen zu werden und durch die Diode während der zweiten Phase entladen zu werden, einen zweiten Kondensator, der eingerichtet ist, von mindestens einem der Mehrzahl von Schaltern durch die Diode während der ersten Phase entladen zu werden und während der zweiten Phase mit der positiven Spannung geladen zu werden, einen Schaltersteuerstromkreis, der eingerichtet ist, basierend auf einer Referenzspannung und einer Spannung des ersten Kondensators eine Dauer der ersten Phase zu halten und die zweite Phase zu beenden, und einen Ausgangssignalgenerator, der eingerichtet ist, das Ausgangssignal entsprechend der erfassten Temperatur basierend auf einer Dauer der zweiten Phase zu erzeugen.
Figurenliste
Beispielhafte Ausführungsformen der erfinderischen Konzepte gehen deutlicher aus der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen hervor, in welchen:

1 ein Blockschaltbild eines Temperatursensors gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
2A und 2B Graphen sind, die Kondensator-Dioden-Entladungseigenschaften gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellen;
3 ein Blockschaltbild eines Schaltersteuerstromkreises gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
4 ein Schaltbild eines Temperatursensors gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
5 ein Zeitablaufdiagramm ist, das ein Betriebsbeispiel des Temperatursensors aus 4 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt;
6 ein Schaltbild eines Temperatursensors gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
7 ein Zeitablaufdiagramm ist, das ein Betriebsbeispiel des Temperatursensors aus 6 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt;
8 ein Schaltbild eines Temperatursensors gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
9 ein Zeitablaufdiagramm ist, das ein Betriebsbeispiel des Temperatursensors aus 8 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt;
10A bis 10C Graphen sind, die Beispiele für Referenzspannungen gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellen;
11 ein Schaltbild eines Referenzspannungsgenerators gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
12 ein Schaltbild eines Temperatursensors gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
13 ein Schaltbild und ein Anordnungsschema einer Diode ist, die in einem Temperatursensor umfasst ist, gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform;
14 ein Blockschaltbild eines Ausgangssignalgenerators gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform ist;
15 ein Zeitablaufdiagramm ist, das ein Betriebsbeispiel eines Ausgangssignalgenerators gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt;
16 ein Flussdiagramm ist, das ein Verfahren zur Erfassung einer Temperatur gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt; und
17 ein Blockschaltbild ist, das ein System darstellt, welches einen Temperatursensor gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform umfasst.

Detaillierte Beschreibung
1 ist ein Blockschaltbild eines Temperatursensors 10 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform. Der Temperatursensor 10 kann eine Umgebungstemperatur erfassen und ein Ausgangssignal OUT entsprechend der erfassten Temperatur erzeugen. Wie in 1 gezeigt, kann der Temperatursensor 10 einen ersten Kondensator C1, eine Diode D, einen ersten Schalterstromkreis 11, einen Schaltersteuerstromkreis 13, einen Referenzspannungsgenerator 15 und/oder einen Ausgangssignalgenerator 17 umfassen, er ist aber nicht darauf beschränkt und kann eine größere oder kleinere Anzahl an Bestandteilen umfassen. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann mindestens eines der Bestandteile des Temperatursensors 10 durch einen Halbleiterprozess hergestellt werden. Zudem kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen der Temperatursensor 10 auch in einer integrierten Schaltung umfasst sein, die durch den Halbleiterprozess hergestellt wird.
Der erste Kondensator C1 kann ein erstes Ende aufweisen, das mit einem Masseknoten gekoppelt ist, an dem ein Erdpotential angelegt wird, und ein zweites Ende, das mit dem ersten Schalterstromkreis 11 gekoppelt ist. Die Diode D kann eine Kathode aufweisen, die mit dem Masseknoten gekoppelt ist, und eine Anode, die mit dem ersten Schalterstromkreis 11 gekoppelt ist. Der erste Schalterstromkreis 11 kann mit dem ersten Kondensator C1, der Diode D und einem positiven Spannungsknoten, an dem eine positive Zufuhrspannung VDD angelegt wird, gekoppelt sein, ist aber nicht darauf beschränkt. Vorliegend kann eine Verbindung mit dem positiven Spannungsknoten, an dem die positive Zufuhrspannung VDD angelegt wird, schlicht als eine Verbindung mit der positiven Zufuhrspannung VDD bezeichnet werden, und eine Verbindung mit dem Masseknoten, an dem das Erdpotential angelegt wird, kann schlicht als Erdpotential bezeichnet werden.
Der erste Schalterstromkreis 11 kann mindestens einen Schalter umfassen und kann den ersten Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD oder der Diode D entsprechend einem Steuersignal CTR, das von dem Schaltersteuerstromkreis 13 bereitgestellt wird, verbinden. Zum Beispiel kann der erste Schalterstromkreis 11 den ersten Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD ansprechend auf einen ersten gewünschten Spannungspegel (z. B. eine Spannung mit hohem Pegel usw.) des Steuersignals CTR verbinden, und kann den ersten Kondensator C1 mit der Diode D, das heißt, einer Anode der Diode D ansprechend auf einen zweiten gewünschten Spannungspegel (z. B. eine Spannung mit niedrigem Pegel) des Steuersignals CTR verbinden oder umgekehrt, usw. Vorliegend kann der „EIN“-Zustand des Schalters einen Zustand bezeichnen, in dem beide Enden des Schalters elektrisch miteinander verbunden sind, und der „AUS“-Zustand des Schalters kann einen Zustand bezeichnen, in dem beide Enden des Schalters elektrisch voneinander getrennt sind. Auch können zwei oder mehrere Komponenten, die elektrisch miteinander über den EIN-Schalter verbunden sind, schlicht als miteinander verbunden bezeichnet werden, und zwei oder mehr Komponenten, die immer elektrisch miteinander durch eine leitfähige Leitung bzw. Draht oder dergleichen verbunden sind, können schlicht als miteinander gekoppelt bezeichnet werden.
In einer Zeitspanne, in der der erste Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD verbunden ist (nachfolgend als Ladungszeitspanne, Rücksetzzeitspanne, eine erste Phase usw. bezeichnet), kann der erste Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD geladen werden. Allerdings kann in einer Zeitspanne, in der der erste Kondensator C1 mit der Diode D verbunden ist (nachfolgend als Entladungszeitspanne, zweite Phase usw. bezeichnet), der erste Kondensator C1 durch die Diode D entladen werden. Entsprechend kann eine Spannung V_C1 des zweiten Endes des ersten Kondensators C1 (nachfolgend als erste Kondensatorspannung bezeichnet) bei der positiven Zufuhrspannung VDD gehalten werden und dann allmählich durch einen Entladungsstrom, der durch die Diode D hindurchfließt, reduziert werden. Wie unten unter Bezugnahme auf 2A und 2B beschrieben, kann, während der erste Kondensator C1 durch die Diode D entladen wird, eine Diodenspannung V_D (oder die erste Kondensatorspannung V_C1) unabhängig von der Spannung, bei der die Entladung gestartet wird, das heißt, der positiven Zufuhrspannung VDD, sinken, und kann unterschiedlich von und/oder basierend auf der Temperatur sinken.
Der Schaltersteuerstromkreis 13 kann das Steuersignal CTR basierend auf der Diodenspannung V_D mit einer Referenzspannung V_REF und/oder durch Vergleichen der Diodenspannung V_D mit einer Referenzspannung VREF erzeugen. Zum Beispiel wenn die Diodenspannung V_D niedriger wird als die Referenzspannung V_REF, kann der Schaltersteuerstromkreis 13 das Steuersignal CTR derart erzeugen, dass der erste Schalterstromkreis 11 den ersten Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD verbindet, und nachdem eine gewünschte und/oder gewisse Zeitspanne abgelaufen ist, kann er das Steuersignal CTR derart erzeugen, dass der erste Schalterstromkreis 11 den ersten Kondensator C1 mit der Diode D verbindet, aber die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt. Ein Beispiel für den Schaltersteuerstromkreis 13 wird später unter Bezugnahme auf 3 beschrieben.
Der Referenzspannungsgenerator 15 kann die Referenzspannung V_REF (z. B. eine Schwellenspannung) erzeugen, die von dem Schaltersteuerstromkreis 13 mit der Diodenspannung V_D verglichen wird. Der Referenzspannungsgenerator 15 kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen als Referenzspannung V_REF eine Spannung einer gewünschten und/oder gewissen Größe erzeugen, das heißt, eine Gleichspannung eines gewünschten Spannungspegels, er kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen eine Spannung erzeugen, die im Laufe der Zeit variiert, und kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen eine Spannung erzeugen, die mit der Temperatur variiert und/oder auf der Temperatur basiert. Beispiele für den Referenzspannungsgenerator 15 werden nachfolgend unter Bezugnahme auf 10A, 10B, 10C und 11 beschrieben.
Der Ausgangssignalgenerator 17 kann das Steuersignal CTR von dem Schaltersteuerstromkreis 13 empfangen und kann das Ausgangssignal OUT aus und/oder basierend auf dem Steuersignal CTR erzeugen. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann der Ausgangssignalgenerator 17 eine Frequenz des Steuersignals CTR messen und das Ausgangssignal OUT basierend auf der gemessenen Frequenz erzeugen, aber er ist nicht darauf beschränkt. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann das Ausgangssignal OUT ein digitales Signal mit einem Wert entsprechend einer erfassten Temperatur sein. Ein Beispiel für den Ausgangssignalgenerator 17 wird später unter Bezugnahme auf 14 beschrieben.
Wie oben beschrieben, kann der Temperatursensor 10 einen einfachen Aufbau haben, und Schaltungen mit einem komplexen Aufbau, wie beispielsweise ein Analog-Digital-Wandler, ein Successive Application Register (SAR), eine Kondensatoranordnung, eine Ladepumpe und dergleichen können weggelassen werden. Zudem kann, wie unten unter Bezugnahme auf 2A und 2B beschrieben, der Temperatursensor 10 einen breiten Temperaturmessbereich und eine hohe Auflösung aufgrund von Kondensator-Dioden-Entladungseigenschaften vorsehen, wodurch genaue Temperaturmessungen vorgesehen werden.
2A und 2B sind Graphen, die Kondensator-Dioden-Entladungseigenschaften gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellen. Genauer gesagt zeigt der Graph aus 2A eine Änderung der ersten Kondensatorspannung V_C1 aus 1 im Laufe der Zeit bei unterschiedlichen Größen der positiven Zufuhrspannung VDD und unterschiedlichen Temperaturen, und der Graph aus 2B zeigt eine Änderung der ersten Kondensatorspannung V_C1 bei unterschiedlichen Temperaturen auf einer Zeitachse einer logarithmischen Skale. Nachfolgend werden 2A und 2B unter Bezugnahme auf 1 beschrieben.
In 2A kann der erste Schalterstromkreis 11 den ersten Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD bis zu einer Zeit t0 verbinden, und kann dann den ersten Kondensator C1 mit der Diode D nach Zeit t0 verbinden. Entsprechend kann die erste Kondensatorspannung V_C1 bei der positiven Zufuhrspannung VDD bis zur Zeit t0 gehalten werden, und kann nach Zeit t0 allmählich sinken. Vorliegend kann eine Änderung der ersten Kondensatorspannung V_C1 aufgrund der Entladung des ersten Kondensators C1 durch die Diode D als Entladungskurve des ersten Kondensators C1 bezeichnet werden.
In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann die erste Kondensatorspannung V_C1 durchgehend unabhängig von der Größe der geladenen Spannung entladen werden. Zum Beispiel kann, wie in 2A gezeigt, der erste Kondensator C1, selbst wenn er auf Spannungen unterschiedlicher Größen geladen ist, wie beispielsweise eine erste Spannung V1, eine zweite Spannung V2 und eine dritte Spannung V3 usw. die gleiche Entladungskurve bei derselben Temperatur nach Zeit t0 haben. Mit anderen Worten, falls die Diode D und der erste Kondensator C1 bei einer ersten Temperatur gehalten werden, hat der erste Kondensator C1 dieselbe Entladungskurve unabhängig von der Startspannung des ersten Kondensators C1. Entsprechend kann, selbst wenn die positive Zufuhrspannung VDD zum Laden des ersten Kondensators C1 aufgrund unterschiedlicher Gründe variiert, zum Beispiel einer sinkenden Ausgangsspannung einer Batterie aufgrund von Alterung der Batterie usw., die erste Kondensatorspannung V_C1 konstant reduziert werden, und so können Eigenschaften des Temperatursensors 10 aufrechterhalten werden.
Die Entladungskurve des ersten Kondensators C1 kann von der Temperatur der Diode D und des ersten Kondensators C1 abhängen. Zum Beispiel kann, wie in 2A gezeigt, die Entladungskurve des ersten Kondensators C1 bei einer relativ niedrigen ersten Temperatur T1 einer höheren Spannung als bei einer relativ hohen zweiten Temperatur T2 entsprechen, usw. Vorliegend kann die erste Temperatur T1 als eine Temperatur bezeichnet werden, die niedriger ist als die zweite Temperatur T2 (T1 < T2), aber sie ist nicht darauf beschränkt. Wie unten unter Bezugnahme auf 12 und 13 beschrieben, kann die Entladungskurve des ersten Kondensators C1 abhängig von der Größe der Diode D und/oder der Anzahl an Dioden, die bei einer konstanten Temperatur in Reihe gekoppelt sind, variieren.
Bezugnehmend auf 2B kann die Entladungskurve des ersten Kondensators C1 logarithmisch reduziert werden. Gemäß Edward H. Hellen „Verifying the diode-capacitor circuit voltage decay“, American Journal of Physics, August 2003, auf welche vollinhaltlich Bezug genommen wird, kann die Entladungskurve, das heißt, die Diodenspannung V_D in der Entladungszeitspanne, als nachfolgende Gleichung 1 in Abhängigkeit von einer Zeit t ausgedrückt werden. $V_{D} (t) = - {mV}_{T} \cdot In (\frac{- I_{S}}{C \cdot {mV}_{T}} \cdot t)$
In Gleichung 1 ist Is ein Strom, der durch die Diode D hindurchfließt, V_T ist ein Wert (z. B. kT/q=V_T=25 mV), der durch Elementarladung q, die Boltzmann-Konstante k und eine Temperatur T bestimmt wird, C ist eine Kapazität des ersten Kondensators C1 und m ist eine Konstante. Entsprechend können Entladungskurven über einen großen Temperaturbereich variieren und können einheitlich in dem Temperaturbereich verteilt sein, zum Beispiel linear abhängig von Temperaturänderungen, wie in 2B gezeigt. Folglich können ein Temperaturmessbereich und eine Auflösung des Temperatursensors 10 verbessert werden.
3 ist ein Blockschaltbild eines Schaltersteuerstromkreises 30 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform. Wie oben unter Bezugnahme auf 1 beschrieben, kann der Schaltersteuerstromkreis 30 der 3 die Diodenspannung V_D und die Referenzspannung V_REF empfangen und kann das Steuersignal CTR erzeugen. Wie in 3 gezeigt, kann der Schaltersteuerstromkreis 30 einen Komparator 32, eine Verzögerungsschaltung 34 und/oder einen Wechselrichter 36 umfassen, aber er ist nicht darauf beschränkt. In anderen beispielhaften Ausführungsformen kann der Schaltersteuerstromkreis 30 eine Verarbeitungsschaltung wie beispielsweise eine Hardware-/Software-Kombination, wie beispielsweise mindestens einen Software ausführenden Prozessor umfassen, oder eine Kombination aus einer Hardwareschaltung und mindestens einem Software ausführenden Prozessor. Zum Beispiel kann die Steuerschaltung insbesondere eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) umfassen, eine arithmetisch-logische Einheit (ALU), einen digitalen Signalprozessor, einen Mikrocomputer, ein Field Programmable Gate Array (FPGA), ein Ein-Chip-System (SoC), eine programmierbare Logikeinheit, einen Mikroprozessor, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) usw., sie ist aber nicht darauf beschränkt. Nachfolgend wird 3 unter Bezugnahme auf 1 beschrieben.
Gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform kann der Komparator 32 die Diodenspannung V_D und die Referenzspannung V_REF empfangen und kann ein Vergleichssignal CMP basierend auf der Diodenspannung V_D mit der Referenzspannung V_REF und/oder durch Vergleichen der Diodenspannung V_D mit der Referenzspannung V_REF erzeugen. Der Komparator 32 kann einen beliebigen Aufbau aufweisen, kann in einigen Ausführungsformen einen Offset korrigieren, und kann in einigen Ausführungsformen einen Verstärker mit einem Zerhacker umfassen, ist aber nicht darauf beschränkt. Vorliegend wird angenommen, dass das Vergleichssignal CMP eine Spannung mit niedrigem Pegel hat, wenn die Diodenspannung V_D höher ist als die Referenzspannung V_REF, und eine Spannung mit hohem Pegel, wenn die Diodenspannung V_D niedriger ist als die Referenzspannung V_REF. Allerdings sind die beispielhaften Ausführungsformen nicht darauf beschränkt.
Die Verzögerungsschaltung 34 kann das Vergleichssignal CMP von dem Komparator 32 empfangen und kann ein erstes Steuersignal CTR1 erzeugen, indem sie das Vergleichssignal CMP verzögert. Die Verzögerungsschaltung 34 kann einen beliebigen Aufbau aufweisen und kann eine Reihe an Verzögerungszellen, wie beispielsweise einen Wechselrichter usw., umfassen. Wie unten unter Bezugnahme auf 5 beschrieben, kann eine Verzögerung, die durch die Verzögerungsschaltung 34 vorgesehen wird, derart eingerichtet sein, dass sie einer Ladungszeitspanne (d. h. einer Dauer einer ersten Phase) des ersten Kondensators C1 entspricht. Mit anderen Worten, die Verzögerungsschaltung 34 kann derart eingerichtet und/oder ausgelegt sein, dass sie das Vergleichssignal CMP basierend auf der Ladungszeitspanne des ersten Kondensators C1 verzögert.
Der Wechselrichter 36 kann das zweite Steuersignal CTR2 erzeugen, indem er das erste Steuersignal CTR1 erzeugt. Um Schalter zu steuern, die in dem Schalterstromkreis 11 umfasst sind, werden das erste Steuersignal CTR1 und das zweite Steuersignal CTR2 erzeugt und/oder erhalten, indem das erste Steuersignal CTR1 invertiert wird, und das Steuersignal CTR kann das erste Steuersignal CTR1 und das zweite Steuersignal CTR2 umfassen. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann der Wechselrichter 36 ausgelassen werden, und das erste Steuersignal CTR1, das von der Verzögerungsschaltung 34 erzeugt wird, kann allein als Steuersignal CTR erzeugt werden.
4 ist ein Schaltbild eines Temperatursensors 40 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform, und 5 ist ein Zeitablaufdiagramm, das ein Betriebsbeispiel des Temperatursensors 40 aus 4 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt. Nachfolgend werden Beschreibungen, die oben bezüglich 1 gegeben wurden, hier ausgelassen, um Redundanz zu vermeiden.
Bezugnehmend auf 4 kann der Temperatursensor 40, ähnlich wie der Temperatursensor 10 aus 1, den ersten Kondensator C1, die Diode D, einen ersten Schalterstromkreis 41, einen Schaltersteuerstromkreis 43, einen Referenzspannungsgenerator 45 und/oder einen Ausgangssignalgenerator 47 usw. umfassen, er ist aber nicht darauf beschränkt. Zudem kann der Temperatursensor 40 ferner einen dritten Schalter SW3 umfassen, und der erste Schalterstromkreis 41 kann einen ersten Schalter SW1 und einen zweiten Schalter SW2 umfassen. Obwohl nicht gezeigt, können der erste Schalter SW1, der zweite Schalter SW2 und der dritte Schalter SW3 das Steuersignal CTR empfangen und können gemäß und/oder basierend auf dem Steuersignal CTR an- oder ausgeschaltet werden. Der erste Schalter SW1, der zweite Schalter SW2 und der dritte Schalter SW3 können einen beliebigen Aufbau haben und können, zum Beispiel, einen n-Kanal-Feldeffekttransistor (NFET) und/oder einen p-Kanal-Feldeffekttransistor (PFET) mit einem Gate zum Empfangen des Steuersignals CTR usw. umfassen.
Das Steuersignal CTR kann eine erste Phase P1 und eine zweite Phase P2 haben, die abwechselnd wiederholt werden. Die erste Phase P1 kann einer Zeitspanne entsprechen, in der der erste Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD geladen wird, sie ist aber nicht darauf beschränkt. In 5, zum Beispiel, kann die erste Phase P1 entsprechend dem Steuersignal CTR einer Spannung mit hohem Pegel zwischen Zeit t50 und Zeit t51 auftreten, und der erste Schalter SW1 kann in der ersten Phase P1 ausgeschaltet sein, aber der zweite Schalter SW2 und der dritte Schalter SW3 können eingeschaltet sein. Entsprechend kann der erste Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD geladen werden, während eine Anode der Diode D mit einem Rücksetzknoten verbunden sein kann, dem eine Rücksetzspannung V_RST durch den dritten Schalter SW3 zugeführt wird, und die Diodenspannung V_D kann dieselbe sein wie die Rücksetzspannung V_RST. Die Rücksetzspannung V_RST kann größer sein als die Referenzspannung V_REF, kann in einigen Ausführungsformen eine Spannung einer gewünschten und/oder gewissen Größe sein, das heißt, eine Gleichspannung, und kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen eine Spannung sein, die im Laufe der Zeit variiert. Zum Beispiel wie in 5 gezeigt, kann in der ersten Phase P1 die Diodenspannung V_D derselbe Spannungspegel sein wie die Rücksetzspannung V_RST, und die Rücksetzspannung V_RST kann größer sein als die Referenzspannung V_REF, aber die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt und es können andere Spannungspegel für die Diodenspannung V_D, die Rücksetzspannung V_RST und/oder die Referenzspannung V_REF verwendet werden.
Wie oben unter Bezugnahme auf 3 beschrieben, kann eine Dauer der ersten Phase P1 basierend auf einer Verzögerung bestimmt werden, die von einer Verzögerungsschaltung, die in dem Schaltersteuerstromkreis 43 umfasst ist, bereitgestellt wird. Zum Beispiel kann das Vergleichssignal CMP, wie in 5 gezeigt, eine Anstiegsflanke vor Zeit t50 aufgrund der Diodenspannung V_D und der Referenzspannung V_REF aufweisen. Aufgrund der Anstiegsflanke des Vergleichssignals CMP kann das Steuersignal CTR eine Anstiegsflanke zur Zeit t50 aufweisen, und es kann eine fallende Flanke des Vergleichssignals CMP aufgrund der Diodenspannung V_D erzeugt werden, die denselben Spannungspegel aufweist wie die Rücksetzspannung V_RST aufgrund des Starts der ersten Phase P1. Aufgrund der fallenden Flanke des Vergleichssignals CMP, kann das Steuersignal CTR eine fallende Flanke zur Zeit t51 aufweisen, wodurch die erste Phase P1 beendet werden kann. In ähnlicher Weise können aufgrund der Anstiegsflanken des Vergleichssignals CMP, die zu Zeiten t52 und t57 erzeugt werden, die Anstiegsflanken des Steuersignals CTR jeweils zu Zeiten t53 und t58 erzeugt werden. Auch können aufgrund der fallenden Flanken des Vergleichssignals CMP, die zu Zeiten t53 und t58 erzeugt werden, die Anstiegsflanken des Steuersignals CTR jeweils zu Zeiten t54 und t59 erzeugt werden. Entsprechend kann die erste Phase P1 jeweils zwischen Zeiten t53 und t54 und zwischen Zeiten t55 und t56 auftreten. Folglich kann eine Dauer der ersten Phase P1 einer Verzögerung von dem Vergleichssignal CMP zu dem Steuersignal CTR entsprechen und kann konstant gehalten werden. In 5 kann die Dauer der ersten Phase P1 zum Zwecke der Darstellung übermäßig vergrößert sein, und die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt.
Die zweite Phase P2 kann einer Zeitspanne entsprechen, in der der erste Kondensator C1 durch die Diode D entladen wird. In 5, zum Beispiel, kann die zweite Phase P2 entsprechend dem Steuersignal CTR einer Spannung mit niedrigem Pegel zwischen Zeit t51 und Zeit t53 auftreten, und der erste Schalter SW1 kann in der zweiten Phase P2 eingeschaltet sein aber der zweite Schalter SW2 und der dritte Schalter SW3 können ausgeschaltet sein. Entsprechend können der erste Kondensator C1 und die Diode D parallel geschaltet sein, und die in dem ersten Kondensator C1 gespeicherte Ladung kann sich durch die Diode D zu einem Masseknoten bewegen (z. B. entladen). Entsprechend kann die Diodenspannung V_D von der positiven Zufuhrspannung VDD auf einen Massenpegel gesenkt werden. In ähnlicher Weise kann die zweite Phase P2 zu Zeiten t56 und t58 auftreten.
Wie oben unter Bezugnahme auf 2A und 2B beschrieben, kann eine Entladungskurve bei einer relativ niedrigen Temperatur eine relativ hohe Spannung aufweisen, und so kann, wie in 5 gezeigt, eine Dauer der zweiten Phase P2 bei der ersten Temperatur T1, das heißt, die Länge von Zeit t51 bis zur Zeit t53, länger sein als die Dauer der zweiten Phase P2 zur zweiten Temperatur T2, das heißt, die Länge von Zeit t56 bis Zeit t58. Wie oben beschrieben, kann, da die erste Phase P1 eine konstante Dauer hat, eine Frequenz des Steuersignals CTR bei der zweiten Temperatur T2 höher sein als bei der ersten Temperatur T1. Entsprechend kann der Ausgangssignalgenerator 47 das Ausgangssignal OUT erzeugen (z. B. die Temperaturmessung usw.), indem er die Frequenz des Steuersignals CTR misst.
6 ist ein Schaltbild eines Temperatursensors 60 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform, und 7 ist ein Zeitablaufdiagramm, das ein Betriebsbeispiel des Temperatursensors 60 aus 6 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt. Nachfolgend werden Beschreibungen, die oben bezüglich 1 und 5 gegeben werden, hier ausgelassen, um Redundanz zu vermeiden.
Bezugnehmend auf 6 kann der Temperatursensor 60, ähnlich wie der Temperatursensor 10 aus 1, den ersten Kondensator C1, die Diode D, einen ersten Schalterstromkreis 61, einen Schaltersteuerstromkreis 63, einen Referenzspannungsgenerator 65 und/oder einen Ausgangssignalgenerator 67 umfassen, er ist aber nicht darauf beschränkt. Zudem kann der Temperatursensor 60 ferner einen zweiten Kondensator C2 und einen zweiten Schalterstromkreis 62 umfassen, und der zweite Schalterstromkreis 62 kann einen dritten Schalter SW3 und einen vierten Schalter SW4 umfassen; er ist aber nicht darauf beschränkt. Obwohl nicht gezeigt, können der erste Schalter SW1, der zweite Schalter SW2, der dritte Schalter SW3 und der vierte Schalter SW4 das Steuersignal CTR empfangen und können gemäß (und/oder basierend auf) dem Steuersignal CTR an- oder ausgeschaltet werden. Der erste Schalter SW1, der zweite Schalter SW2, der dritte Schalter SW3 und der vierte Schalter SW4 können einen beliebigen Aufbau haben und können, zum Beispiel, einen NFET und/oder einen PFET mit einem Gate zum Empfangen des Steuersignals CTR usw. umfassen.
Das Steuersignal CTR kann eine erste Phase P1 und eine zweite Phase P2 haben, die abwechselnd wiederholt werden, ähnlich wie in 5 wie oben beschrieben, aber es ist nicht darauf beschränkt. Verglichen mit dem Temperatursensor 40 aus 4 kann die Diodenspannung V_D den gleichen Spannungspegel haben wie die Rücksetzspannung V_RST, die im Laufe der Zeit während der ersten Phase P1 variiert. Zum Beispiel kann, wie in 6 gezeigt, die Anode der Diode D in der ersten Phase P1 mit dem zweiten Kondensator C2 verbunden sein, der in der zweiten Phase P2 durch den dritten Schalter SW3 mit der positiven Zufuhrspannung VDD geladen wird. Entsprechend kann die Diode D in der ersten Phase P1 mit dem zweiten Kondensator C2 verbunden sein und kann in der zweiten Phase P2 mit dem ersten Kondensator C1 verbunden sein.
Bezugnehmend auf 7 Bezug kann die erste Phase P1 entsprechend dem Steuersignal CTR einer Spannung mit hohem Pegel zwischen Zeit t70 und Zeit t71 auftreten, und können der erste Schalter SW1 und der vierte Schalter SW4 in der ersten Phase P1 ausgeschaltet sein, aber können der zweite Schalter SW2 und der dritte Schalter SW3 eingeschaltet sein; allerdings sind die beispielhaften Ausführungsformen nicht darauf beschränkt. Entsprechend kann der erste Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD geladen werden, während die Anode der Diode D mit einem Rücksetzknoten verbunden sein kann, dem die Rücksetzspannung V_RST durch den dritten Schalter SW3 zugeführt wird. Entsprechend können die Diode D und der zweite Kondensator C2 parallel geschaltet werden, und sowie der zweite Kondensator C2 entladen wird, kann die Diodenspannung V_D allmählich sinken, wie in 7 gezeigt.
Das Vergleichssignal CMP kann eine fallende Flanke haben als Folge der steigenden Diodenspannung V_D basierend auf der positiven Zufuhrspannung VDD zur Zeit t70. Entsprechend kann das Steuersignal CTR zur Zeit t71 eine fallende Flanke aufweisen und die erste Phase P1 kann beendet werden. In ähnlicher Weise können aufgrund der Anstiegsflanken des Vergleichssignals CMP, die zu Zeiten t72 und t77 erzeugt werden, die Anstiegsflanken des Steuersignals CTR jeweils zu Zeiten t73 und t78 erzeugt werden. Auch können aufgrund der fallenden Flanken des Vergleichssignals CMP, die zur Zeit t73 und t78 erzeugt werden, die Anstiegsflanken des Steuersignals CTR jeweils zu Zeiten t74 und t79 erzeugt werden. Entsprechend kann die erste Phase P1 jeweils zwischen Zeiten t73 und t74 auftreten und zwischen Zeiten t75 und t76. In 7 kann die Dauer der ersten Phase P1 zum Zwecke der Darstellung übermäßig vergrößert sein, und die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt.
Die zweite Phase P2 entsprechend einem niedrigen Spannungspegel des Steuersignals CTR kann zwischen Zeit t71 und Zeit t73 auftreten, der erste Schalter SW1 kann in der zweiten Phase P2 eingeschaltet sein, und der zweite Schalter SW2 und der dritte Schalter SW3 können ausgeschaltet sein. Entsprechend kann der zweite Kondensator C2 mit der positiven Zufuhrspannung VDD geladen werden, während der erste Kondensator C1 und die Diode D parallel geschaltet sein können, und die in dem ersten Kondensator C1 gespeicherte Ladung kann sich durch die Diode D zu einem Masseknoten bewegen (z. B. entladen). Entsprechend kann die Diodenspannung V_D von der positiven Zufuhrspannung VDD auf einen Massenpegel gesenkt werden. In ähnlicher Weise kann die zweite Phase P2 zu Zeiten t76 und t78 auftreten.
Wie in 7 gezeigt, kann die Dauer der zweiten Phase P2 zur ersten Temperatur T1, das heißt, die Länge von Zeit t71 bis zur Zeit t73 länger sein als die Dauer der zweiten Phase P2 zur zweiten Temperatur T2, das heißt, die Länge von Zeit t76 bis Zeit t78. Da die erste Phase P1 eine konstante Dauer hat, kann die Frequenz des Steuersignals CTR bei der zweiten Temperatur T2 höher sein als bei der ersten Temperatur T1.
8 ist ein Schaltbild eines Temperatursensors 80 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform, und 9 ist ein Zeitablaufdiagramm, das ein Betriebsbeispiel des Temperatursensors 80 aus 8 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt. Nachfolgend werden Beschreibungen, die oben bezüglich 1 und 5 gegeben werden, ausgelassen, um Redundanz zu vermeiden.
Bezugnehmend auf 8 kann der Temperatursensor 80, ähnlich wie der Temperatursensor 10 aus 1, den ersten Kondensator C1, die Diode D, einen ersten Schalterstromkreis 81, einen Schaltersteuerstromkreis 83, einen Referenzspannungsgenerator 85 und/oder einen Ausgangssignalgenerator 87 usw. umfassen, und der erste Schalterstromkreis 81 kann einen ersten Schalter SW1 und einen zweiten Schalter SW2 umfassen. Obwohl nicht gezeigt, können der erste Schalter SW1 und der zweite Schalter SW2 das Steuersignal CTR empfangen und können gemäß dem Steuersignal CTR an- oder ausgeschaltet werden. Der erste Schalter SW1 und der zweite Schalter SW2 können einen beliebigen Aufbau haben und können, zum Beispiel, einen NFET und/oder einen PFET mit einem Gate zum Empfangen des Steuersignals CTR usw. umfassen. Wie in 8 gezeigt, kann der Schaltersteuerstromkreis 83 eine Entladespannung des ersten Kondensators C1 empfangen, das heißt, die erste Kondensatorspannung V_C1 anstelle der Diodenspannung V_D, und kann die erste Kondensatorspannung V_C1 mit der Referenzspannung V_REF vergleichen.
Das Steuersignal CTR kann eine erste Phase P1 und eine zweite Phase P2 haben, die abwechselnd wiederholt werden, ähnlich wie das Steuersignal CTR, das oben unter Bezugnahme auf 5 beschrieben wird. Verglichen mit dem Temperatursensor 40 aus 4 kann die Anode der Diode D während der ersten Phase P1 gefloated sein. Zum Beispiel kann, wie in 8 gezeigt, während der ersten Phase P1 die Anode der Diode D durch den ersten Schalter SW1 gefloated sein, der sich in einem Aus-Zustand befindet.
Bezugnehmend auf 9 kann die erste Phase P1 entsprechend dem Steuersignal CTR einer Spannung mit hohem Pegel zwischen Zeit t90 und Zeit t91 auftreten, und kann der erste Schalter SW1 in der ersten Phase P1 ausgeschaltet sein, aber kann der zweite Schalter SW2 eingeschaltet sein; allerdings sind die beispielhaften Ausführungsformen nicht darauf beschränkt. Entsprechend kann der erste Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD während der ersten Phase P1 geladen werden, während die Anode der Diode D durch den ersten Schalter SW1 gefloated werden kann. Entsprechend kann die erste Kondensatorspannung V_C1 derart gehalten werden, dass sie gleich der positiven Zufuhrspannung VDD während der ersten Phase P1 ist.
Das Vergleichssignal CMP kann eine fallende Flanke haben als Folge der steigenden Diodenspannung V_C1 basierend auf der positiven Zufuhrspannung VDD zur Zeit t90. Entsprechend kann das Steuersignal CTR zu Zeit t91 eine fallende Flanke aufweisen und die erste Phase P1 kann beendet werden. In ähnlicher Weise können aufgrund der Anstiegsflanken des Vergleichssignals CMP, die zu Zeiten t92 und t97 erzeugt werden, die Anstiegsflanken des Steuersignals CTR jeweils zu Zeiten t93 und t98 erzeugt werden. Auch können aufgrund der fallenden Flanken des Vergleichssignals CMP, die zu Zeiten t93 und t98 erzeugt werden, die Anstiegsflanken des Steuersignals CTR jeweils zu Zeiten t94 und t99 erzeugt werden. Entsprechend kann die erste Phase P1 jeweils zwischen Zeiten t93 und t94 auftreten und zwischen Zeiten t95 und t97. In 9 kann die Dauer der ersten Phase P1 zum Zwecke der Darstellung übermäßig vergrößert sein, und die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt.
Die zweite Phase P2 entsprechend dem Steuersignal CTR eines niedrigen Spannungspegels kann zwischen Zeit t91 und Zeit t93 auftreten, und der erste Schalter SW1 kann in der zweiten Phase P2 eingeschaltet sein aber der zweite Schalter SW2 kann ausgeschaltet sein, ist aber nicht darauf beschränkt. Entsprechend können der erste Kondensator C1 und die Diode D parallel geschaltet sein, und eine in dem ersten Kondensator C1 gespeicherte Ladung kann sich durch die Diode D zu einem Masseknoten bewegen (z. B. entladen). Entsprechend kann die erste Kondensatorspannung V_C1 von der positiven Zufuhrspannung VDD während der zweiten Phase P2 gesenkt werden. In ähnlicher Weise kann die zweite Phase P2 zu Zeiten t96 und t98 auftreten.
Wie in 9 gezeigt, kann die Dauer der zweiten Phase P2 zur ersten Temperatur T1, das heißt, die Länge ab Zeit t91 bis zur Zeit t93 länger sein als die Dauer der zweiten Phase P2 zur zweiten Temperatur T2, das heißt, die Länge ab Zeit t96 bis Zeit t98. Da die erste Phase P1 eine konstante Dauer hat, kann die Frequenz des Steuersignals CTR bei der zweiten Temperatur T2 höher sein als bei der ersten Temperatur T1.
10A bis 10C sind Graphen, die Beispiele für die Referenzspannungen V_REF gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellen. Genauer gesagt, zeigt jeder der Graphen aus 10A bis 10C Entladungskurven eines Dioden-Kondensators entsprechend unterschiedlichen Temperaturen und eine Referenzspannung. Nachfolgend werden 10A bis 10C unter Bezugnahme auf 1 beschrieben.
Bezugnehmend auf 10A kann der Referenzspannungsgenerator 15 die Referenzspannung V_REF mit einer gewünschten und/oder gewissen Größe erzeugen. Zum Beispiel kann die Referenzspannung V_REF, wie in 10A gezeigt, eine Gleichspannung sein und kann mit einer Entladespannung verglichen werden, die nach Zeit t0 allmählich sinkt. Wie in 10A gezeigt, kann eine Entladungskurve mit der Temperatur variieren, und eine Dauer ab Zeit t0 bis zu einem Zeitpunkt, an dem eine Entladungskurve und die Referenzspannung V_REF überschneiden, kann abhängig von (und/oder basierend auf) der Temperatur variieren. Die Größe der Referenzspannung V_REF kann basierend auf einem Bereich bestimmt werden, in dem die Entladungskurve mit der Temperatur variiert.
Bezugnehmend auf 10B kann der Referenzspannungsgenerator 15 die Referenzspannung V_REF erzeugen, die im Laufe der Zeit variiert. Zum Beispiel kann der Referenzspannungsgenerator 15, wie in 10B gezeigt, eine linear ansteigende Spannung erzeugen, die allmählich steigt. Der Referenzspannungsgenerator 15 kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen eine erste Referenzspannung V_REF1 erzeugen, die vor Zeit t0 anfängt zu steigen, und kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen eine zweite Referenzspannung V_REF2 erzeugen, die ab Zeit t0 anfängt zu steigen. Wie in 10B gezeigt, kann eine Dauer ab Zeit t0 bis zu einem Zeitpunkt, an dem sich die Entladungskurve und die erste Referenzspannung V_REF1 oder die zweite Referenzspannung V_REF2 überschneiden, abhängig von der Temperatur variieren.
Bezugnehmend auf 10C kann der Referenzspannungsgenerator 15 die Referenzspannung V_REF erzeugen, die abhängig von der Temperatur variiert. Wie in dem linken Graphen in 10C gezeigt, kann der Referenzspannungsgenerator 15 zum Beispiel die Referenzspannung V_REF erzeugen, die mit steigender Temperatur sinkt, und wie die Referenzspannung V_REF aus 10C kann eine Spannung, die mit steigender Temperatur sinkt, als Spannung, die zur Absoluttemperatur komplementär ist (CTAT), bezeichnet werden. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann der Referenzspannungsgenerator 15 die Referenzspannung V_REF erzeugen, die linear mit einer steigenden Temperatur sinkt. Entsprechend kann die Referenzspannung V_REF, wie durch Strichlinien in dem rechten Graph in 10C gezeigt, abhängig von (und/oder basierend auf) der Temperatur variieren. Die Größe und ein Variationsbereich der Referenzspannung V_REF (d. h., die Steigung und der Offset einer Linie, welche die Referenzspannung V_REF in dem oberen Graph in 10C darstellt) können basierend auf einem Variationsbereich einer Temperaturkurve bestimmt werden. Nachfolgend wird ein Beispiel für den Referenzspannungsgenerator 15 zur Erzeugung der Referenzspannung V_REF als CTAT-Spannung unter Bezugnahme auf 11 beschrieben.
11 ist ein Schaltbild eines Referenzspannungsgenerators 110 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform. Genauer gesagt ist das Schaltbild aus 11 ein Beispiel für den Referenzspannungsgenerator 15 aus 1 und zeigt einen Referenzspannungsgenerator 110, der die Referenzspannung V_REF erzeugt, welche eine CTAT-Spannung ist, wie oben unter Bezugnahme auf 10C beschrieben. Wie in 11 gezeigt, kann der Referenzspannungsgenerator 110 einen Widerstand R0, eine Diode D0, einen Operationsverstärker OA und/oder eine Stromquellenschaltung CS usw. umfassen. Es ist anzumerken, dass der Referenzspannungsgenerator 15 aus 1 nicht auf den in 11 dargestellten beschränkt ist und einen beliebigen anderen Aufbau haben kann. Nachfolgend wird 11 unter Bezugnahme auf 10C beschrieben.
Die Diode D0 kann eine Kathode gekoppelt mit einem Masseknoten aufweisen, und kann eine Anode gekoppelt mit einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA und einem zweiten Transistor M2 der Stromquellenschaltung CS aufweisen, aber sie ist nicht darauf beschränkt. Die Referenzspannung V_REF kann an der Anode der Diode D0 erzeugt werden. Der Widerstand R0 kann ein erstes Ende aufweisen, das mit dem Masseknoten gekoppelt ist, und kann ein zweites Ende aufweisen, das mit einem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA und einem ersten Transistor M1 der Stromquellenschaltung CS gekoppelt ist, aber er ist nicht darauf beschränkt. Wie in 11 gezeigt, kann eine Spannung des zweiten Endes des Widerstands R0 als Widerstandsspannung V_R bezeichnet werden.
Der erste Transistor M1 der Stromquellenschaltung CS kann ein Gate aufweisen, das mit einem Ausgangsknoten des Operationsverstärkers OA gekoppelt ist, und kann die Größe eines Stroms, der dem Widerstand R0 von der positiven Zufuhrspannung VDD bereitgestellt wird, gemäß (und/oder basierend auf) der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OA steuern, ist aber nicht darauf beschränkt. In ähnlicher Weise kann der zweite Transistor M2 der Stromquellenschaltung CS ein Gate aufweisen, das mit dem Ausgangsknoten des Operationsverstärkers OA gekoppelt ist, und kann die Größe eines Stroms, welcher der Diode D0 von der positiven Zufuhrspannung VDD bereitgestellt wird, gemäß (und/oder basierend auf) der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OA steuern, ist aber nicht darauf beschränkt. In einigen Ausführungsformen kann der Operationsverstärker OA ein Verstärker mit Zerhacker usw. sein.
An der Diode D0, wenn der durch die Diode D0 fließende Strom konstant ist, kann eine Spannung der Anode in dem Maße sinken, in dem die Temperatur steigt, und wenn die Spannung der Anode konstant ist, kann der durch die Diode D0 fließende Strom in dem Maße sinken, wie die Temperatur steigt. Wenn die Referenzspannung V_REF abhängig von einer Temperaturänderung variiert, können der dem Widerstand R0 bereitgestellte Strom und der der Diode D0 bereitgestellte Strom durch den Operationsverstärker OA derart gesteuert werden, dass die Widerstandsspannung V_R der Referenzspannung V_REF folgt (und/oder dieser entspricht). Die Größe des dem Widerstand R0 bereitgestellten Stroms und die Größe des der Diode D0 bereitgestellten Stroms kann von einem Größenverhältnis des ersten Transistors M1 und des zweiten Transistors M2 der Stromquellenschaltung CS abhängig sein (und/oder darauf basieren), und das Größenverhältnis des ersten Transistors M1 und des zweiten Transistors M2 kann basierend auf dem Offset einer geraden Linie der Referenzspannung V_REF in dem linken Graphen in 10C bestimmt werden. Der Referenzspannungsgenerator 110 kann nur die CTAT-Spannung erzeugen, wie in 11 gezeigt, ist aber nicht darauf beschränkt. Entsprechend kann, um sowohl die CTAT-Spannung als auch eine Spannung proportional zur Temperatur (PTAT) zu erzeugen, ein Dynamic Element Matching (DEM), welches gewünscht und/oder erforderlich ist, um ein Stromverhältnis genau zu erreichen, das durch die Stromquellenschaltung CS bereitgestellt wird, ausgelassen werden, und folglich kann der Referenzspannungsgenerator 110 eine kleine physische Fläche und einen niedrigen Leistungsverbrauch usw. haben.
12 ist ein Blockschaltbild eines Temperatursensors 120 gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform. Genauer gesagt zeigt 12 den Temperatursensor 120, der zwei oder mehrere in Reihe gekoppelte Diodenvorrichtungen umfasst. Ähnlich wie der Temperatursensor 60 aus 6, kann der Temperatursensor 120 den ersten Kondensator C1, den zweiten Kondensator C2, die Diode D, einen ersten Schalterstromkreis 121, einen zweiten Schalterstromkreis 122, einen Schaltersteuerstromkreis 123, einen Referenzspannungsgenerator 125 und/oder einen Ausgangssignalgenerator 127 umfassen, er ist aber nicht darauf beschränkt. Zudem kann der erste Schalterstromkreis 121 einen ersten Schalter SW1 und einen zweiten Schalter SW2 umfassen, und der zweite Schalterstromkreis 122 kann einen dritten Schalter SW3 und einen vierten Schalter SW4 umfassen, aber die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt. Nachfolgend werden Beschreibungen, die oben bezüglich 6 gegeben wurden, hier ausgelassen, um Redundanz zu vermeiden.
Die Diode D kann zwei oder mehr Diodenvorrichtungen umfassen, die in Reihe gekoppelt sind. Zum Beispiel kann die Diode D, wie in 12 gezeigt, eine erste Diodenvorrichtung D1 und eine zweite Diodenvorrichtung D2, die in Reihe gekoppelt sind, usw. umfassen. In einigen beispielhaften Ausführungsformen können die erste Diodenvorrichtung D1 und die zweite Diodenvorrichtung D2 den gleichen Aufbau haben, aber sie sind nicht darauf beschränkt. Die Anzahl an in Reihe gekoppelten Diodenvorrichtungen, die in der Diode D umfasst sind, kann basierend auf einem Variationsbereich einer Entladungskurve mit einer Temperatur bestimmt werden. Zum Beispiel in dem Maße, in dem die Anzahl an in Reihe gekoppelten Diodenvorrichtungen steigt, kann die Position der Entladungskurve entsprechend der ersten Temperatur T1 in dem Graph aus 2A nach oben steigen, und das Intervall der Entladungskurven, die in 2A gezeigt sind, kann größer werden. Entsprechend kann, um einen Variationsbereich der Diodenvorrichtung V_D derart anzupassen, dass er der Referenzspannung V_REF entspricht, der Temperatursensor 120 zwei oder mehr in Reihe gekoppelte Diodenvorrichtungen umfassen, und so kann der Schaltersteuerstromkreis 123 einfacher die Diodenspannung V_D mit der Referenzspannung V_REF vergleichen.
13 ist ein Schaltbild und ein Anordnungsschema einer Diode, die in einem Temperatursensor umfasst ist, gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform. Genauer gesagt ist ein Schaltbild einer Diode 130 im oberen Teil der 13 gezeigt und ein Aufbau der Diode 130 ist in dem unteren Teil der 13 gezeigt.
In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann die Diode 130 mit einem MOSFET mit dynamischer Schwellenspannung (DTMOS) implementiert werden. Zum Beispiel können, wie in 13 gezeigt, ein Body, ein Drain und ein Gate eines P-Typ DTMOS, der häufig mit einem Masseknoten verbunden ist, als Kathode der Diode 130 dienen, während ein Source des P-Typ DTMOS als Anode der Diode 130 dienen kann. Entsprechend kann die Diode 130 einfach in einem komplementären Metall-Oxid-Halbleiter(CMOS)-Prozess implementiert werden und kann aufgrund einer niedrigen Empfindlichkeit gegenüber einer Schwellenspannungsvariation durch die Diode 130 zu der hohen Genauigkeit eines Temperatursensors beitragen. Ferner kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen die Größe des DTMOS basierend auf der Steigung einer Entladungskurve bestimmt werden. Zum Beispiel in dem Maße, in dem die Größe des DTMOS steigt, kann die Entladungskurve in dem Graph aus 2A nach Zeit t0 stärker sinken. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann die Diode D0 aus 11 auch den DTMOS umfassen.
14 ist ein Blockschaltbild eines Ausgangssignalgenerators gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform, und 15 ist ein Zeitablaufdiagramm, das ein Betriebsbeispiel eines Ausgangssignalgenerators gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt. Wie oben unter Bezugnahme auf 1 beschrieben, kann der Ausgangssignalgenerator 140 das Ausgabesignal OUT mit einem Wert entsprechend einer Temperatur, die von dem Temperatursensor 10 erfasst und/oder gemessen wurde, basierend auf dem Steuersignal CTR erzeugen. Nachfolgend werden 14 und 15 unter Bezugnahme auf 1 beschrieben.
Bezugnehmend auf 14 kann der Ausgangssignalgenerator 140 einen Taktgenerator 142 und/oder einen Frequenzzähler 144 umfassen, er ist aber nicht darauf beschränkt. Wie oben unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben, kann eine Frequenz des Steuersignals CTR mit einer Temperatur aufgrund der Dauer der zweiten Phase P2 variieren, welche mit der Temperatur variiert. Entsprechend kann der Ausgangssignalgenerator 140 die Frequenz des Steuersignals CTR messen und das Ausgangssignal OUT mit einer gemessenen Frequenz erzeugen, oder einen Wert, der erhalten wird, indem die gemessene Frequenz verarbeitet wird, welche der erfassten und/oder gemessenen Temperatur entspricht.
Der Taktgenerator 142 kann ein Taktsignal CLK aus dem Steuersignal CTR erzeugen. Zum Beispiel kann der Taktgenerator 142, wie in 15 gezeigt, das Taktsignal CLK erzeugen, das ansprechend auf eine Anstiegsflanke des Steuersignals CTR übergeht (oder umgeschaltet wird). Die Anstiegsflanke des Steuersignals CTR kann häufiger zur zweiten Temperatur T2 erzeugt werden, die höher ist als die erste Temperatur T1, und so kann das Taktsignal CLK bei der zweiten Temperatur T2 eine höhere Frequenz aufweisen als bei der ersten Temperatur T1. In einigen beispielhaften Ausführungsform kann der Taktgenerator 142 einen T-Flip-Flop umfassen, der das Steuersignal CTR empfängt, er ist aber nicht darauf beschränkt.
Der Frequenzzähler 144 kann das Taktsignal CLK von dem Taktgenerator 142 empfangen und kann das Ausgangssignal OUT erzeugen, indem er eine Frequenz des Taktsignals CLK misst. Zum Beispiel kann der Frequenzzähler 144 die Anstiegsflanken und/oder fallenden Flanken des Taktsignals CLK für eine gewünschte und/oder vordefinierte Zeit zählen und kann das Ausgangssignal OUT mit dem gezählten Wert erzeugen. Zum Beispiel kann das Ausgangssignal OUT, wie in 15 gezeigt, einen digitalen Wert f1, der eine relativ niedrige Frequenz des Ausgangssignals CLK repräsentiert, bei der ersten Temperatur T1 als Multi-Bit-Signal haben, während es einen digitalen Wert f2, der eine relativ hohe Frequenz des Taktsignals CLK repräsentiert, bei der zweiten Temperatur T2 hat, aber es ist nicht darauf beschränkt.
16 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren zur Erfassung einer Temperatur gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform darstellt. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann das Verfahren aus 16 durch den Temperatursensor 10 aus 1 durchgeführt werden und kann als Betriebsverfahren des Temperatursensors 10 bezeichnet werden. Wie in 16 gezeigt, kann das Verfahren zur Erfassung einer Temperatur eine Mehrzahl von Vorgängen S11, S12, S13, S14, S15 und S16 umfassen, und die Vorgänge S11 und S12 können in der ersten Phase P1 durchgeführt werden, und Vorgang S13, Vorgang S14 und Vorgang S15 können in der zweiten Phase P2 durchgeführt werden. In der Beschreibung aus 16 wird angenommen, dass der Schaltersteuerstromkreis 13 aus 1 die Komponenten des Schaltersteuerstromkreises 30 aus 3 umfasst, welche unter Bezugnahme auf 1 und 3 beschrieben werden, aber die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt und der Schaltersteuerstromkreis 13 kann einen anderen Aufbau haben.
In Vorgang S11 kann ein Vorgang zum Laden eines Kondensators mit einer positiven Spannung durchgeführt werden. Zum Beispiel kann der erste Schalterstromkreis 11 den ersten Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD gemäß dem Steuersignal CTR verbinden, und so kann der erste Kondensator C1 mit der positiven Zufuhrspannung VDD geladen werden. Zudem kann in einigen beispielhaften Ausführungsformen die Rücksetzspannung V_RST der Diode D bereitgestellt werden.
In Vorgang S12 kann bestimmt werden, ob ein Übergang eines verzögerten Vergleichssignals stattgefunden hat. In der zweiten Phase P2, die vor der ersten Phase P1 liegt, kann der Komparator 32, der in dem Schaltersteuerstromkreis 13 umfasst ist, das Vergleichssignal CMP basierend auf und/oder durch Vergleichen der Diodenspannung V_D mit der Referenzspannung V_REF erzeugen, und die Verzögerungsschaltung 34 kann das Vergleichssignal CMP für eine gewünschte Zeitspanne verzögern. Das verzögerte Vergleichssignal CMP kann dem Steuersignal CTR entsprechen, und wenn ein Übergang des Steuersignals CTR stattfindet, das heißt, wenn eine gewünschte und/oder gewisse Zeit abgelaufen ist, nachdem die erste Phase P1 gestartet ist, kann die erste Phase P1 beendet werden. Danach kann Vorgang S13 wie in 16 gezeigt durchgeführt werden.
In Vorgang S13 kann ein Vorgang zur Entladung des Kondensators durch die Diode D durchgeführt werden. Zum Beispiel kann der erste Schalterstromkreis 11 den ersten Kondensator C1 mit der Diode D gemäß dem Steuersignal CTR verbinden, und so kann sich die in dem ersten Kondensator C1 gespeicherte Ladung durch die Diode zu einem Masseknoten bewegen (z. B. entladen). Wie oben unter Bezugnahme auf 2A und 2B beschrieben, kann die Diodenspannung V_D (oder die Entladespannung des ersten Kondensators C1) unabhängig von der in dem ersten Kondensator C1 geladenen Spannung in der ersten Phase P1 sinken, und kann basierend auf der Temperatur unterschiedlich sinken. Zudem kann die Diodenspannung VD logarithmisch sinken.
In Vorgang S14 kann ein Vorgang zum Vergleichen der Diodenspannung V_D mit der Referenzspannung V_REF durchgeführt werden. Zum Beispiel kann der Komparator 32, der in dem Schaltersteuerstromkreis 13 umfasst ist, die Diodenspannung V_D mit der Referenzspannung V_REF vergleichen, die durch den Referenzspannungsgenerator 15 erzeugt wird. Wenn die Diodenspannung V_D unter die Referenzspannung V_REF sinkt, kann anschließend Vorgang S15 wie in 16 gezeigt durchgeführt werden. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann der Komparator 32 das Vergleichssignal CMP mit einem niedrigen Spannungspegel (z. B. einem ersten Spannungspegel) erzeugen, wenn die Diodenspannung V_D größer ist als die Referenzspannung V_REF, und mit einem hohen Spannungspegel (z. B. einem zweiten Spannungspegel), wenn die Diodenspannung V_D niedriger ist als die Referenzspannung V_REF, aber die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt, und es kann, zum Beispiel, das Vergleichssignal CMP einen hohen Spannungspegel aufweisen, wenn die Diodenspannung V_D größer ist als die Referenzspannung V_REF usw. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann, wie oben unter Bezugnahme auf 8 beschrieben, die Entladespannung des ersten Kondensators C1, das heißt, die erste Kondensatorspannung V_C1, mit der Referenzspannung V_REF verglichen werden.
Im Vorgang S15 kann ein Vorgang für einen Übergang des Vergleichssignals CMP durchgeführt werden. Zum Beispiel kann der Komparator 32 das Vergleichssignal CMP überführen bzw. den Übergang veranlassen, wenn die Diodenspannung V_D niedriger wird als die Referenzspannung V_REF, aber er ist nicht darauf beschränkt. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann der Komparator 32 das Vergleichssignal CMP mit einer Anstiegsflanke erzeugen, wenn die Diodenspannung V_D niedriger wird als die Referenzspannung V_REF, aber die beispielhaften Ausführungsformen sind nicht darauf beschränkt. Entsprechend kann die zweite Phase P2 beendet werden, und wie in 16 gezeigt, kann die erste Phase P1 wiederholt werden.
In Vorgang S16 kann ein Vorgang zum Messen einer Frequenz des Vergleichssignals CMP durchgeführt werden. Zum Beispiel kann das Steuersignal CTR, das durch die Verzögerungsschaltung 34 des Schaltersteuerstromkreises 13 erzeugt wird, indem das Vergleichssignal CMP verzögert wird, die gleiche Frequenz wie das Vergleichssignal CMP aufweisen. Der Ausgangssignalgenerator 17 kann das Ausgangssignal OUT erzeugen, indem er die Frequenz des Steuersignals CTR misst.
17 ist ein Blockschaltbild eines Systems 170, welches einen Temperatursensor gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform umfasst. In einigen beispielhaften Ausführungsformen kann das System 170 ein Ein-Chip-System als integrierte Schaltung sein, welche durch einen Halbleiterprozess hergestellt wird, aber es ist nicht darauf beschränkt. Wie in 17 gezeigt, kann das System 170 mindestens eine Verarbeitungsschaltung 171, einen Speicher 172, einen Hardware-Beschleuniger 173, eine Schnittstelle 174 und/oder einen Bus 175 usw. umfassen. Die mindestens eine Verarbeitungsschaltung 171, der Speicher 172, der Hardware-Beschleuniger 173 und die Schnittstelle 174 können miteinander über den Bus 175 kommunizieren.
Die mindestens eine Verarbeitungsschaltung 171 kann eine Verarbeitungsschaltung wie beispielsweise Hardware umfassen, die Logikschaltungen umfasst, eine Hardware/Software-Kombination, wie beispielsweise mindestens ein Prozessorkern, der Software und/oder einen beliebigen Anweisungssatz ausführt, oder eine Kombination daraus umfassen. Zum Beispiel kann die Verarbeitungsschaltung insbesondere eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) umfassen, eine arithmetisch-logische Einheit (ALU), einen digitalen Signalprozessor (DSP), eine Grafikprozessoreinheit (GPU), einen Kommunikationsprozess (CP), einen Mikrocomputer, ein Field Programmable Gate Array (FPGA), ein Ein-Chip-System (SoC), eine programmierbare Logikeinheit, einen Mikroprozessor, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) usw. Die mindestens eine Verarbeitungsschaltung 171 kann durch den Bus 175 auf den Speicher 172 zugreifen und computerlesbare Anweisungen ausführen, die in dem Speicher 172 gespeichert sind.
Der Speicher 172 kann ein nicht-flüchtiges, computer-lesbares Medium sein und kann flüchtigen Speicher umfassen, wie beispielsweise einen statischen Direktzugriffsspeicher (SRAM), einen dynamischen Direktzugriffsspeicher (DRAM) usw. und kann einen nichtflüchtigen Speicher, wie beispielsweise Flash-Speicher, Phasenänderungs-Direktzugriffsspeicher (PRAM) usw., umfassen. Der Speicher 172 kann Anweisungen speichern, die von der mindestens einen Verarbeitungsschaltung 171 ausgeführt werden, kann Daten speichern, die von der mindestens einen Verarbeitungsschaltung 171 oder dem Hardware-Beschleuniger 173 erzeugt werden, oder er kann Daten speichern, die er über die Schnittstelle 174 von außen empfangen kann.
Der Hardware-Beschleuniger 173 kann sich auf einen Hardware-Block beziehen, der ausgelegt ist, eine spezifische Funktion durchzuführen, und kann als Hardware-Intellectual-Property (IP) oder IP-Blöcke bezeichnet werden. Die mindestens eine Verarbeitungsschaltung 171 kann es dem Hardware-Beschleuniger 173 erlauben, eine spezifische Aufgabe durchzuführen, und der Hardware-Beschleuniger 173 kann Ausgangsdaten erzeugen, indem er Eingangsdaten verarbeitet, die in dem Speicher 172 gespeichert sind, und kann die Ausgangsdaten in dem Speicher 172 speichern.
Die Schnittstelle 174 kann einen Kommunikationskanal mit der Außenseite des Systems 170 bilden. Zum Beispiel kann die Schnittstelle 174 die Daten, die in dem Speicher 172 gespeichert sind, von außen durch einen Kommunikationskanal übertragen, oder sie kann Daten, die von außen durch den Kommunikationskanal empfangen wurden, in dem Speicher 172 speichern.
Ein Temperatursensor gemäß mindestens einer beispielhaften Ausführungsform kann sich in mindestens einer der Komponenten befinden, die in dem System 170 umfasst sind. Die in dem System 170 umfassten Komponenten können eine unterschiedliche Leistung bereitstellen, abhängig von (und/oder basierend auf) der Temperatur, und kann während eines Betriebs aufgrund einer Wärmeerzeugung durch die Komponente(n) des Systems 170 hohe Temperaturen aufweisen. Wie oben unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, kann eine Temperatur in unterschiedlichen Abschnitten des Systems 170 durch den Temperatursensor mit hoher Genauigkeit, hoher Auflösung, einem breiten Messbereich, niedrigem Leistungsverbrauch und/oder kleiner, physischer Fläche usw. erfasst werden. Folglich kann die Leistung und Effizienz des Systems 170 verbessert werden.
Obwohl verschiedene beispielhaften Ausführungsformen der erfinderischen Konzepte mit Bezug auf beispielhafte Ausführungsformen derselben genau gezeigt und beschrieben worden sind, versteht es sich, dass verschiedene Veränderungen an der Form und den Details vorgenommen werden können, ohne vom Schutzumfang der nachfolgenden Ansprüche abzuweichen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

KR 1020190108940 [0001]

Claims

Temperatursensor, der eingerichtet ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer erfassten Temperatur zu erzeugen, wobei der Temperatursensor aufweist: eine Diode, die eine Kathode umfasst, die mit einem Masseknoten gekoppelt ist; einen ersten Kondensator umfassend ein erstes Ende, das mit dem Masseknoten gekoppelt ist; einen Schalterstromkreis, der eingerichtet ist, ein zweites Ende des ersten Kondensators mit einem positiven Spannungsknoten oder einer Anode der Diode basierend auf einem Steuersignal zu verbinden; einen Schaltersteuerstromkreis, der eingerichtet ist, das Steuersignal basierend auf einer Referenzspannung und einer Spannung der Anode der Diode zu erzeugen; und einen Ausgangssignalgenerator, der eingerichtet ist, das Ausgangssignal basierend auf einer Frequenz des Steuersignals zu erzeugen.
Temperatursensor nach Anspruch 1, wobei der Schalterstromkreis aufweist: einen ersten Schalter, der zwischen dem zweiten Ende des ersten Kondensators und dem positiven Spannungsknoten gekoppelt ist; und einen zweiten Schalter, der zwischen dem zweiten Ende des ersten Kondensators und der Anode der Diode gekoppelt ist.
Temperatursensor nach Anspruch 1, ferner aufweisend: einen dritten Schalter, der eingerichtet ist, basierend auf dem Steuersignal die Anode der Diode mit einem Rücksetzknoten zu verbinden, während das zweite Ende des ersten Kondensators mit dem positiven Spannungsknoten verbunden wird.
Temperatursensor nach Anspruch 3, ferner aufweisend: einen zweiten Kondensator, der ein erstes Ende und ein zweites Ende umfasst, wobei das erste Ende des zweiten Kondensators mit dem Masseknoten gekoppelt ist und das zweite Ende des zweiten Kondensators mit dem Rücksetzknoten gekoppelt ist; und einen vierten Schalter, der eingerichtet ist, basierend auf dem Steuersignal den Rücksetzknoten mit dem positiven Spannungsknoten zu verbinden, während das zweite Ende des ersten Kondensators mit der Anode der Diode verbunden wird.
Temperatursensor nach Anspruch 3, wobei der Rücksetzknoten eingerichtet ist, eine größere Spannung als die Referenzspannung zu erhalten.
Temperatursensor nach Anspruch 1, ferner aufweisend: einen Referenzspannungsgenerator, der eingerichtet ist, eine Spannung komplementär zur Absoluttemperatur (CTAT), welche sinkt, während die erfasste Temperatur steigt, als Referenzspannung zu erzeugen.
Temperatursensor nach Anspruch 6, wobei der Referenzspannungsgenerator aufweist: eine zweite Diode, die eine Kathode und eine Anode umfasst, wobei die Kathode der zweiten Diode mit dem Masseknoten gekoppelt ist und die Anode der zweiten Diode eingerichtet ist, die Referenzspannung zu erzeugen; einen Widerstand umfassend ein erstes Ende, das mit dem Masseknoten gekoppelt ist; einen Operationsverstärker, der eingerichtet ist, eine Spannung des zweiten Endes des Widerstands und eine Spannung der Anode der zweiten Diode zu verstärken; und einen Vorspannungsschaltkreis, der eingerichtet ist, dem Widerstand und der zweiten Diode basierend auf einer Ausgabe des Operationsverstärkers Strom zuzuführen.
Temperatursensor nach Anspruch 1, ferner aufweisend: einen Referenzspannungsgenerator, der eingerichtet ist, eine Gleichspannung oder eine linear ansteigende Spannung als Referenzspannung zu erzeugen, wobei die linear ansteigende Spannung im Laufe der Zeit ansprechend auf das Steuersignal steigt.
Temperatursensor nach Anspruch 1, wobei der Schaltersteuerstromkreis aufweist: einen Komparator, der eingerichtet ist, die Referenzspannung und die Spannung der Anode der Diode zu vergleichen; und eine Verzögerungsschaltung, die eingerichtet ist, das Steuersignal zu erzeugen, indem sie ein Ausgangssignal des Komparators verzögert.
Temperatursensor nach Anspruch 9, wobei der Schaltersteuerstromkreis ferner einen Wechselrichter aufweist, der eingerichtet ist, ein invertiertes Steuersignal aus dem Steuersignal zu erzeugen.
Temperatursensor nach Anspruch 1, wobei der Ausgangssignalgenerator aufweist: einen Taktsignalgenerator, der eingerichtet ist, ein Taktsignal basierend auf einer Flanke des Steuersignals zu erzeugen; und einen Frequenzzähler, der eingerichtet ist, eine Frequenz des Taktsignals zu messen.
Temperatursensor nach Anspruch 1, wobei die Diode eine Mehrzahl von in Reihe gekoppelten Diodenvorrichtungen aufweist.
Temperatursensor nach Anspruch 1, wobei die Diode einen P-Typ Dynamic Threshold Voltage MOSFET (DTMOS) aufweist, der einen Body, ein Drain und ein Gate umfasst, die mit der Kathode der Diode verbunden sind.
Temperatursensor, der eingerichtet ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer erfassten Temperatur zu erzeugen, indem er zwischen einer ersten Phase und einer zweiten Phase schaltet, wobei der Temperatursensor aufweist: einen ersten Kondensator und eine Diode; einen ersten Schalterstromkreis, der eingerichtet ist, den ersten Kondensator auf eine positive Spannung in der ersten Phase aufzuladen, und den ersten Kondensator durch die Diode in der zweiten Phase zu entladen; einen Referenzspannungsgenerator, der eingerichtet ist, eine Referenzspannung unabhängig von der Entladung des ersten Kondensators zu erzeugen; einen Schaltersteuerstromkreis, der eingerichtet ist, den ersten Schalterstromkreis zu steuern und die zweite Phase basierend auf einer Entladespannung des ersten Kondensators und der Referenzspannung zu beenden; und einen Ausgangssignalgenerator, der eingerichtet ist, das Ausgangssignal entsprechend der erfassten Temperatur basierend auf einer Dauer der zweiten Phase zu erzeugen.
Temperatursensor nach Anspruch 14, ferner aufweisend: einen zweiten Schalterstromkreis, der von dem Schaltersteuerstromkreis gesteuert wird, wobei der zweite Schalterstromkreis eingerichtet ist, während der ersten Phase eine Rücksetzspannung an der Diode anzulegen.
Temperatursensor nach Anspruch 15, ferner aufweisend: einen zweiten Kondensator, und wobei der zweite Schalterstromkreis eingerichtet ist, den zweiten Kondensator mit der positiven Spannung während der zweiten Phase aufzuladen, und der Diode während der ersten Phase eine Spannung des zweiten Kondensators als Rücksetzspannung bereitzustellen.
Temperatursensor nach Anspruch 15, wobei die Rücksetzspannung größer ist als die Referenzspannung.
Temperatursensor nach Anspruch 14, wobei der Referenzspannungsgenerator eingerichtet ist, eine Spannung komplementär zur Absoluttemperatur (CTAT), die sinkt, während die erfasste Temperatur steigt, als Referenzspannung zu erzeugen.
Temperatursensor nach Anspruch 14, wobei der Referenzspannungsgenerator eingerichtet ist, eine Gleichspannung oder eine linear ansteigende Spannung als Referenzspannung zu erzeugen, wobei die linear ansteigende Spannung im Laufe der Zeit während der zweiten Phase steigt.
Temperatursensor nach Anspruch 14, wobei der Schaltersteuerstromkreis eingerichtet ist, eine Dauer der ersten Phase konstant zu halten; und der Ausgangssignalgenerator eingerichtet ist, das Ausgangssignal entsprechend der erfassten Temperatur basierend auf einer Frequenz eines Steuersignals, das die erste Phase und die zweite Phase repräsentiert, zu erzeugen.
Temperatursensor, der eingerichtet ist, ein Ausgangssignal entsprechend einer erfassten Temperatur zu erzeugen, indem er zwischen einer ersten Phase und einer zweiten Phase schaltet, wobei der Temperatursensor aufweist: eine Mehrzahl von Schaltern und eine Diode; einen ersten Kondensator, der eingerichtet ist, von mindestens einem der Mehrzahl von Schaltern mit einer positiven Spannung während der ersten Phase aufgeladen zu werden und durch die Diode während der zweiten Phase entladen zu werden; einen zweiten Kondensator, der eingerichtet ist, von mindestens einem der Mehrzahl von Schaltern durch die Diode während der ersten Phase entladen zu werden, und während der zweiten Phase mit der positiven Spannung aufgeladen zu werden; einen Schaltersteuerstromkreis, der eingerichtet ist, basierend auf einer Referenzspannung und einer Spannung des ersten Kondensators eine Dauer der ersten Phase zu halten und die zweite Phase zu beenden; und einen Ausgangssignalgenerator, der eingerichtet ist, das Ausgangssignal entsprechend der erfassten Temperatur basierend auf einer Dauer der zweiten Phase zu erzeugen.
Temperatursensor nach Anspruch 21, wobei die Diode und der zweite Kondensator durch die Mehrzahl von Schaltern während der ersten Phase parallel geschaltet sind und die Diode und der erste Kondensator während der zweiten Phase parallel geschaltet sind.
Temperatursensor nach Anspruch 21, ferner aufweisend: einen Referenzspannungsgenerator, der eingerichtet ist, eine Spannung komplementär zur Absoluttemperatur (CTAT), welche sinkt, während die erfasste Temperatur steigt, als Referenzspannung zu erzeugen.
Temperatursensor nach Anspruch 21, ferner aufweisend: einen Referenzspannungsgenerator, der eingerichtet ist, eine Gleichspannung oder eine linear ansteigende Spannung als Referenzspannung zu erzeugen, wobei die linear ansteigende Spannung im Laufe der Zeit in der zweiten Phase steigt.
Temperatursensor nach Anspruch 21, wobei der Ausgangssignalgenerator eingerichtet ist, das Ausgangssignal entsprechend der erfassten Temperatur basierend auf einer Frequenz eines Steuersignals, das die erste Phase und die zweite Phase repräsentiert, zu erzeugen.