DE102019214195A1

DE102019214195A1 - Mehrstufiger leistungswandler

Info

Publication number: DE102019214195A1
Application number: DE102019214195.1A
Authority: DE
Inventors: Holger Petersen
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2019-04-17
Filing date: 2019-09-18
Publication date: 2020-10-22
Also published as: US20200336063A1; US10790742B1

Abstract

Ein mehrstufiger Leistungswandler und ein Verfahren werden vorgestellt. Der Wandler sieht einen Masseanschluss, einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss vor. Er sieht auch einen Induktor, einen ersten fliegenden Kondensator, einen zweiten fliegenden Kondensator und ein Netzwerk von Schaltern vor. Das Netzwerk von Schaltern wird mit einer Sequenz von Zuständen angesteuert, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfassen. In dem ersten Zustand ist einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt, während der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen zweiten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.

Description

VERWANDTE PATENTANMELDUNGEN
Diese Anmeldung bezieht sich auf die Anmeldung Nr. US 16/386,770 , eingereicht am 17. April 2019 (Ref: DS19-002G), und die Anmeldung Nr. US 16/386,735 , eingereicht am 17. April 2019 (Ref: DS19-012G), die einem gemeinsamen Rechtsnachfolger zugewiesen sind, und die in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme aufgenommen sind.
Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft einen Leistungswandler und ein Verfahren zum Betreiben desselben. Insbesondere betrifft die vorliegende Offenbarung einen mehrstufigen Leistungswandler mit einer verbesserten Transiente-Last-Antwort.
Hintergrund
In den letzten Jahren haben tragbare Computervorrichtungen, wie Smartphones, Tablets und Notebooks, ihre Rechenleistung, Bildschirmauflösung und Anzeigerahmenrate erhöht. Diese Fortschritte wurden ermöglicht, indem sich eine Siliziumtechnologie im Submikrometerbe-reich 10 nm und darunter nähert und die Bildung von ultraschmalen Gate-Strukturen ermöglicht. Ultraschmale Gate-Strukturen haben einen erhöhten Leckstrom für jeden Transistor.
Angesichts der Tatsache, dass zentrale Verarbeitungseinheiten (CPUs - central processing units) und Grafikverarbeitungseinheiten (GPUs - graphical processing units) aus mehreren hundert Millionen Transistoren bestehen, ist der Leckstrom eines modernen Mikroprozessors erheblich. Um einen Batterieverbrauch zu reduzieren, werden die eingebetteten Rechenkerne typischerweise so oft wie möglich von der Leistungsversorgung getrennt. Infolgedessen wird die erforderliche Rechenleistung innerhalb kurzer Betriebs-„Bursts“ vorgesehen. Daher wird das Leistungsprofil einer modernen mobilen Computervorrichtung von relativ langen Perioden von Standby-Strömen in dem mA-Bereich dominiert, die durch Pulse von hohen Spitzenströmen (in dem Bereich von 20A und höher) unterbrochen werden. Die Herausforderung für eine Leistungsverwaltungseinheit besteht in der Bereitstellung von niedrigen Strömen bei hoher Umwandlungseffizienz zur Optimierung der Batterielebensdauer, kombiniert mit der Bereitstellung von hohen Strömen ohne Sättigungseffekte und bei einer stabilen Ausgangsspannung.
Eine Lösung, um eine Sättigung und hohe Widerstandsverluste in der Stromspur von der Batterie zu vermeiden, ist die Verwendung eines Batteriepacks mit in Serie verbundenen Zellen. Für Li-lon/Li-Poly-Zellen führt dies zu Nennspannungen des Batteriepacks von ungefähr N x 3,7V (wobei N die Anzahl von Zellen ist). Zum Beispiel kann eine Spannung von 7,4V für einen Pack mit 2 Zellen in Serie (2S) oder eine Spannung von 11V für einen Pack mit 3 Zellen verbunden in Serie (3S) erhalten werden. Der dominante Stromverbrauch wird typischerweise durch den Prozessor verursacht, der Transistoren aufweist, die nur Spannungen in oder sogar unter dem 1V-Bereich beibehalten können. Dies löst erhebliche Spannungsumwandlungsverhältnisse aus, die von DC-DC-Wandlern, die mit relativ großen Schaltern mit hoher Nennspannung und hohem Gate-Ladungsverbrauch für jeden Schaltvorgang aufgebaut sind, nicht effizient vorgesehen werden können. Als Ergebnis tendieren Standard-Abwärts-Wandler dazu, bei relativ niedriger Frequenz zu schalten, weshalb Spulen mit hoher Induktivität erforderlich sind, um Stromwelligkeiten zu begrenzen. Diese Spulen mit hoher Induktivität sind typischerweise groß, insbesondere wenn ein hoher Spitzenstrom vorgesehen werden muss.
Die obige Herausforderung kann adressiert werden durch Vorsehen einer Zwischenschiene zwischen der Ausgangsspannung des Batteriepacks und der Prozessoreingangsspannung. Dieser Ansatz ermöglicht die Verwendung von DC-DC-Wandlern mit Schaltern mit reduzierter Nennspannung, die schneller geschaltet werden können bei gleichem Schaltverlust. Infolgedessen kann eine niedrigere Induktivität verwendet werden. Die niedrigere Induktivität reduziert den DC-Widerstand der Spule, wodurch ein höherer Spitzenstrom erreicht werden kann.
Zum Beispiel können mobile Computervorrichtungen einen 5V- oder einen 3,3V-Zwischenbus implementieren. Die Verwendung von standardmäßigen (induktiven) Abwärts-Wandlern mit einer Leistungsfähigkeit, die größer als die Prozessorspitzenlast ist, leidet unter den obigen Einschränkungen und der Wandler ist entweder groß oder implementiert eine schlechte Effizienz bei geringer Last.
Wenn der Zwischenbus der Batteriepackspannung folgt, kann ein ungeregelter kapazitiver Spannungsteiler eine hohe Effizienz über einen weiten Strombereich und ohne die Notwendigkeit eines platzeinnehmenden Induktors vorsehen. Zum Beispiel kann für einen 2:1-Wandler der Ausgang eines 2S-Batteriepacks in den typischen Spannungsbereich eines 1S-Packs umgewandelt werden, wodurch die Verwendung von Standard-Niedrigspannungs-PMICs ermöglicht wird. Der Mangel an Regelung kann jedoch zu Problemen führen, wenn der Batteriepack tiefentladen ist (z.B. gegen 5V). Da der Wandler eine 2:1-reduzierte Ausgangsspannung vorsieht, kann die Ausgangsspannung weiter abfallen, zum Beispiel um 100-300mV, wenn ein Laststrom bezogen wird. Eine solche niedrige Busspannung ist typischerweise unter der Unterspannungssperrschwelle von kaskadierten Leistungswandlern.
Eine Regelung kann durch Verwendung eines dreistufigen DC-DC-Wandlers hinzugefügt werden, wie in US2018175726 beschrieben. Die Effizienz eines mehrstufigen Wandlers ist typischerweise unter der Effizienz eines ungeregelten kapazitiven Spannungsteilers unter Verwendung ähnlicher Schalter. Dies wird durch den Induktor-Gleichstromwiderstand (DCR - direct current resistance) und die Induktormagnetkernverluste verursacht. Der maximale Ausgangsstrom eines herkömmlichen mehrstufigen Wandlers ist durch die Nennstromstärke seines Induktors begrenzt.
Um eine Spitzenstromfähigkeit zu erhöhen, muss ein solcher Wandler größere Induktoren verwenden oder den Gesamtstrom durch mehrere Induktoren leiten. Dies führt zu einer größeren Fläche der Leiterplatte (PCB - printed circuit board) und einer größeren Materialliste (BOM - bill of materials).
Wenn das Umwandlungsverhältnis V_in/V_out in dem Bereich von 2:1 ist (oder 1:2 in dem Fall eines Rückwärtsbetriebs), ermöglicht der Wandler von US2018175726 , den Strom durch den Induktor auf einen Bruchteil des Wandlerausgangsstroms zu reduzieren. Der reduzierte Induktorstrom führt zu einem reduzierten Induktor-DCR-Verlust und einer verbesserten Effizienz des Wandlers.
Anwendungen, die empfindlich gegenüber Stromwelligkeit sind, können jedoch eine große Eingangskapazität oder Ferritperlen erfordern, um den von dem Wandler bezogenen gepulsten Strom zu adressieren. Für Umwandlungsverhältnisse V_in/V_out näher an 1:1 oder 1:0 ist der Ansatz US2018175726 durch erhöhte Schaltleitungsverluste im Vergleich zu herkömmlichen dreistufigen DC-DC-Wandler-Topologien begrenzt.
Zusammenfassung
Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung wird ein Leistungswandler vorgesehen, der einen Masseanschluss, einen Eingangsanschluss zum Empfangen einer Eingangsspannung und einen Ausgangsanschluss zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis aufweist, wobei der Leistungswandler aufweist einen Induktor; einen ersten fliegenden Kondensator, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; einen zweiten fliegenden Kondensator, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; ein Netzwerk von Schaltern; und einen Treiber, der ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen zweiten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Optional ist in dem zweiten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen dritten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Optional weist die Sequenz einen Zwischenzustand auf, wobei der Treiber ausgebildet ist zum Auswählen des Zwischenzustands aus einer Vielzahl von Zwischenzuständen basierend auf dem Sollumwandlungsverhältnis.
Optional kann der Zwischenzustand zwischen dem ersten Zustand und dem zweiten Zustand vorgesehen sein. Zum Beispiel kann eine Sequenz mit dem ersten Zustand starten, gefolgt von dem Zwischenzustand, dann von dem zweiten Zustand und mit dem Zwischenzustand enden.
Optional ist der Zwischenzustand ein Magnetisierungszustand, in dem der Eingangsanschluss über zumindest einen des ersten Pfads und des dritten Pfads mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der Eingangsanschluss zusätzlich über einen den Induktor aufweisenden fünften Pfad mit dem Ausgang gekoppelt ist.
Optional ist der Zwischenzustand ein Entmagnetisierungszustand, in dem der Eingangsanschluss über zumindest einen des ersten Pfads und des dritten Pfads mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der Masseanschluss über einen den Induktor aufweisenden sechsten Pfad mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Optional ist der Treiber ausgebildet zum Beibehalten des ersten Zustands und des zweiten Zustands für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode. Die vorgegebene Dauer kann basierend auf dem Umwandlungsverhältnis eingestellt werden. Die vorgegebene Dauer kann für den ersten Zustand und den zweiten Zustand unterschiedlich sein. Zum Beispiel kann der zweite Zustand länger als der erste Zustand beibehalten werden.
Optional ist der Treiber ausgebildet zum Ändern einer Dauer des Zwischenzustands basierend auf dem Sollumwandlungsverhältnis.
Optional ist in dem zweiten Zustand der Eingangsanschluss über einen siebten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt und der Masseanschluss ist über einen achten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt.
Optional weist das Netzwerk von Schaltern auf einen ersten Eingangsschalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem Eingangsanschluss; einen zweiten Eingangsschalter zum Koppeln des zweiten fliegenden Kondensators mit dem Eingangsanschluss; einen ersten Masseschalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem Masseanschluss; einen zweiten Masseschalter zum Koppeln des zweiten fliegenden Kondensators mit dem Masseanschluss; wobei der Induktor einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss aufweist, wobei der zweite Anschluss mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Optional hat jeder des ersten fliegenden Kondensators und des zweiten fliegenden Kondensators einen ersten Anschluss, der selektiv mit dem Eingangsanschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der selektiv mit dem Masseanschluss gekoppelt ist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Kondensatorschalter aufweist, der mit dem ersten Anschluss des ersten fliegenden Kondensators gekoppelt ist; einen zweiten Kondensatorschalter, der mit dem ersten Anschluss des zweiten fliegenden Kondensators gekoppelt ist; einen dritten Kondensatorschalter, der mit dem zweiten Anschluss des ersten fliegenden Kondensators gekoppelt ist; und einen vierten Kondensatorschalter, der mit dem zweiten Anschluss des zweiten fliegenden Kondensators gekoppelt ist.
Optional sind der dritte Kondensatorschalter und der vierte Kondensatorschalter mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt.
Optional ist der erste Anschluss des Induktors über den ersten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator und über den zweiten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt.
Optional weist der Leistungswandler einen ersten Entmagnetisierungsschalter auf, der zwischen dem ersten Anschluss des Induktors und dem Masseanschluss oder zwischen dem ersten Anschluss des Induktors und dem ersten Masseschalter vorgesehen ist.
Optional weist der Leistungswandler einen zweiten Entmagnetisierungsschalter auf, der zwischen dem ersten Anschluss des Induktors und dem zweiten Masseschalter vorgesehen ist.
Optional sind der erste Kondensatorschalter und der zweite Kondensatorschalter mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt, und der erste Anschluss des Induktors ist über den dritten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator und über den vierten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt; wobei der Wandler weiter einen Magnetisierungsschalter aufweist, der mit dem ersten Anschluss des Induktors gekoppelt ist.
Optional ist der Magnetisierungsschalter mit dem Eingangsanschluss oder mit dem ersten Anschluss des ersten oder zweiten fliegenden Kondensators gekoppelt.
Optional ist der erste Anschluss des Induktors über den ersten Kondensatorschalter und den dritten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt; und wobei der erste Anschluss des Induktors über den zweiten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.
Optional ist der erste Anschluss des Induktors über den dritten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator und über den zweiten Kondensatorschalter und den vierten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt; wobei der erste Kondensatorschalter mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Masseanschlusses, eines Eingangsanschlusses zum Empfangen einer Eingangsspannung und eines Ausgangsanschlusses zum Vorsehen einer Ausgangsspannung; Vorsehen eines Induktors; Vorsehen eines ersten fliegenden Kondensators, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; Vorsehen eines zweiten fliegenden Kondensators, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; Vorsehen eines Netzwerks von Schaltern; Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist; wobei in dem ersten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgang gekoppelt ist und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen zweiten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgang gekoppelt ist.
Optional ist in dem zweiten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen dritten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Die in Bezug auf den ersten Aspekt der Offenbarung beschriebenen Optionen sind auch dem zweiten Aspekt der Offenbarung gemeinsam.
Figurenliste
Die Offenbarung wird im Folgenden auf beispielhafte Weise und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detaillierter beschrieben, in denen:

1 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis ist;
2A und 2B Diagramme eines DC-DC-Wandlers zum Implementieren des Verfahrens von 1 sind;
3A ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem ersten Zustand betrieben wird;
3B ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem zweiten Zustand betrieben wird;
4A ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem Zwischenmagnetisierungszustand betrieben wird;
4B ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem anderen Zwischenmagnetisierungszustand betrieben wird;
5A ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem Zwischenentmagnetisierungszustand betrieben wird;
5B ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem anderen Zwischenentmagnetisierungszustand betrieben wird;
6 ein Zeitablaufdiagramm ist, das eine Ansteuersequenz zum Betreiben des DC-DC-Wandlers von 2 darstellt;
7 ein Zeitablaufdiagramm ist, das eine andere Ansteuersequenz für den Betrieb des DC-DC-Wandlers von 2 darstellt;
8 ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers zum Implementieren des Verfahrens von 1 ist;
9 ein Diagramm eines weiteren DC-DC-Wandlers zum Implementieren des Verfahrens von 1 ist;
10 ein Diagramm einer modifizierten Version des DC-DC-Wandlers von 9 ist;
11 ein Diagramm eines asymmetrischen DC-DC-Wandlers zum Implementieren des Verfahrens von 1 ist;
12 ein Diagramm eines anderen asymmetrischen DC-DC-Wandlers zum Implementieren des Verfahrens von 1 ist;
13A ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem ersten Aufwärts-Wandlungszustand betrieben wird;
13B ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2 ist, der in einem zweiten Aufwärts-Wandlungszustand betrieben wird.

Beschreibung
1 ist ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Umwandeln einer Spannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis. In Schritt 105 werden ein Masseanschluss, ein Eingangsanschluss zum Empfangen einer Eingangsspannung und ein Ausgangsanschluss zum Vorsehen einer Ausgangsspannung vorgesehen. In Schritt 110 wird ein Induktor vorgesehen. In Schritt 120 wird ein erster fliegender Kondensator vorgesehen, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist. In Schritt 130 wird ein zweiter fliegender Kondensator vorgesehen, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist. In Schritt 140 wird ein Netzwerk von Schaltern vorgesehen. In Schritt 150 wird das Netzwerk von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode angesteuert. Die Sequenz von Zuständen weist einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand auf. In dem ersten Zustand ist entweder der Eingangsanschluss oder der Masseanschluss über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt. In dem ersten Zustand ist der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen zweiten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt.
Es können verschiedene zweite Zustände verwendet werden. Zum Beispiel kann in dem zweiten Zustand der Eingangsanschluss über einen dritten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt sein. In dem zweiten Pfad kann der Masseanschluss über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt sein.
2B ist ein Diagramm eines DC-DC-Wandlers 200 zum Implementieren des Verfahrens von 1. Der DC-DC-Wandler 200 umfasst zwei Kondensatoren C1 und C2 und einen Induktor L, der zwischen einem Eingangsknoten 202 und einem Ausgangsknoten 204 über ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, das aus neun Schaltern S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8 und S9 besteht. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 202 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 204 und Masse vorgesehen. Der Schalter S9 ist optional und kann verwendet werden, um einen Körperdiodenstrom während einer Totzeit vorzusehen. Zum Beispiel ist für ein Umwandlungsverhältnis von $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} \leq 2$
der Schalter S9 mög-licherweise nicht erforderlich. Die Kondensatoren Cin und Cout sind mit einer festen Massespannung verbunden und können als Reservoirkondensatoren bezeichnet werden. Die Kondensatoren C1 und C2 haben Anschlüsse, die mit variierenden Spannungen versehen sind, und können als fliegende Kondensatoren bezeichnet werden.
Der erste fliegende Kondensator C1 ist über den Schalter S1 mit dem Eingangsknoten 202 und über den Schalter S4 mit Masse gekoppelt. In ähnlicher Weise ist der zweite fliegende Kondensator C2 über den Schalter S5 mit dem Eingangsknoten 202 und über den Schalter S8 mit Masse gekoppelt. Der erste fliegende Kondensator C1 hat einen ersten Anschluss, der mit dem Knoten 206 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem Knoten 208 gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator C2 hat einen ersten Anschluss, der mit dem Knoten 210 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem Knoten 212 gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Anschluss an dem Knoten 214 und einen zweiten Anschluss, der mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt ist. Der erste Anschluss an dem Knoten 214 ist über den Schalter S2 mit dem Knoten 206 und über den Schalter S6 mit dem Knoten 210 gekoppelt. Der Ausgangsanschluss an dem Knoten 204 ist über den Schalter S3 mit dem Knoten 208 und über den Schalter S7 mit dem Knoten 212 gekoppelt. Ein einzelner Schalter S9 koppelt den ersten Anschluss des Induktors L mit Masse. Ein Treiber 220 ist vorgesehen, um eine Vielzahl von Steuersignalen Ct1, Ct2, Ct3, Ct4, Ct5, Ct6, Ct7, Ct8, Ct9 zu erzeugen, um die Schalter S1-S9 jeweils zu betätigen. Der Treiber 220 in 2A ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 200 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben.
3A zeigt den DC-DC-Wandler von 2, der in einem ersten Hauptzustand betrieben wird, der auch als Zustand A bezeichnet wird, in dem die Schalter S1, S3, S6 und S8 geschlossen sind, während die übrigen Schalter S2, S4, S5, S7 und S9 offen sind. In dem Zustand A ist der Eingangsknoten 202 über einen ersten Pfad, der den Schalter S1, den ersten fliegenden Kondensator C1 und den Schalter S3 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt. Die Masse ist über einen zweiten Pfad, der den Schalter S8, den zweiten fliegenden Kondensator C2, den Schalter S6 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt.
3B zeigt den DC-DC-Wandler von 2, der in einem zweiten Hauptzustand betrieben wird, der auch als Zustand B bezeichnet wird, in dem die Schalter S2, S4, S5 und S7 geschlossen sind, während die übrigen Schalter S1, S3, S6, S8 und S9 offen sind. In dem Zustand B ist der Eingangsknoten 202 über einen dritten Pfad, der den Schalter S5, den zweiten fliegenden Kondensator C2 und den Schalter S7 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt. Die Masse ist über einen vierten Pfad, der die Schalter S2 und S4, den ersten fliegenden Kondensator C1 und den Induktor L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt.
Der Treiber ist daher konfiguriert, ein sogenanntes verschachteltes Schalten bzw. Interleaved Switching durchzuführen, so dass, wenn der erste fliegende Kondensator einen Strom von dem Eingang bezieht, der zweite fliegende Kondensator einen Strom von Masse bezieht und umgekehrt. Die Spannungen V_C1 und V_C2 über dem fliegenden Kondensator C1 und C2 sind durch die Gleichung 1 definiert als: $V_{C 1} = V_{C 2} = V_{i n} = V_{o u t}$
Die Spannung V_L über L kann ausgedrückt werden als: $V_{L} = V_{C 2} - V_{o u t}$
Daher kann V_L abhängig von dem Wert von V_out entweder positiv oder negativ sein.
Der DC-DC-Wandler 200 kann Energie aufgrund von Leitungsverlusten durch die Schalter, den Induktor und die fliegenden Kondensatoren sowie Kernverluste aufgrund von Energie, die durch den Kern des Induktors L dissipiert wird, dissipieren. Wenn das Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} = 2, V_{C 1} = V_{C 2} = V_{i n} / 2.$
Infolgedessen ist V_L = 0 und der DC-DC-Wandler hat keine Induktorkernverluste. Die niedrigseitigen Schalter S3, S4, S7 und S8 sind für eine Spannung V_out ausgelegt.
4A zeigt ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2, der in einem Zwischenmagnetisierungszustand betrieben wird, der als Zustand I1 bezeichnet wird. Die Schalter S1, S2, S3, S5 und S6 sind geschlossen, während die übrigen Schalter S4, S7, S8 und S9 offen sind. In dem Zwischenzustand I1 ist der Eingangsknoten 202 mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt über drei Pfade, die den ersten Pfad (mit dem Schalter S1, dem ersten fliegenden Kondensator C1 und dem Schalter S3) und zwei parallele Magnetisierungspfade umfassen, die durch die Schalter S1, S2, L bzw. durch S5, S6, L definiert sind.
4B zeigt ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2, der in einem anderen Zwischenmagnetisierungszustand betrieben wird, der als Zustand I2 bezeichnet wird. Die Schalter S1, S2, S5, S6 und S7 sind geschlossen, während die übrigen Schalter S3, S4, S8 und S9 offen sind. In dem Zwischenzustand I2 ist der Eingangsknoten 202 mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt über drei Pfade, die den dritten Pfad (mit dem Schalter S5, dem zweiten fliegenden Kondensator C2 und dem Schalter S7) und die zwei Magnetisierungspfade umfassen, die durch die Schalter S1, S2, L bzw. S5, S6, L definiert sind.
5A zeigt ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2, der in einem Zwischenentmagnetisierungszustand betrieben wird, der als Zustand I3 bezeichnet wird. Die Schalter S1, S3 und S9 sind geschlossen, während die übrigen Schalter S2, S4, S5, S6, S7, S8 offen sind. In dem Zwischenzustand I3 ist der Eingangsknoten 202 mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt über den fünften Pfad (mit dem Schalter S1, dem ersten fliegenden Kondensator C1 und dem Schalter S3) und einen sechsten Pfad, der auch als Entmagnetisierungspfad bezeichnet wird. Der Entmagnetisierungspfad ist durch den Entmagnetisierungsschalter S9 und den Induktor L definiert.
5B zeigt ein Diagramm des DC-DC-Wandlers von 2, der in einem anderen Zwischenentmagnetisierungszustand betrieben wird, der als Zustand I4 bezeichnet wird. Die Schalter S5, S7 und S9 sind geschlossen, während die verbleibenden Schalter S1, S2, S3, S4, S6, S8 offen sind. In dem Zwischenzustand I4 ist der Eingangsknoten 202 mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt über den dritten Pfad (mit dem Schalter S5, dem zweiten fliegenden Kondensator C2 und dem Schalter S7) und den sechsten Pfad, der durch den Entmagnetisierungsschalter S9 und den Induktor L definiert ist.
6 zeigt eine Ansteuersequenz zum Betreiben des DC-DC-Wandlers von 2 mit einem Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} = 2.$
In diesem Beispiel steuert der Treiber 220 den DC-DC-Wandler 200 mit dem Zustand A (Wellenform 610) zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 für eine Dauer TA, dann mit dem Zustand B (Wellenform 620) zwischen dem Zeitpunkt t1 und t2 für eine Dauer TB an. Diese Sequenz wird dann über die Zeit wiederholt, um die erforderliche Ausgangsleistung zu liefern. Bei einem Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} = 2 ist TA=TB=T/2$
und der Treiber betreibt den DC-DC-Wandler 50% der Zeit in dem Zustand A und 50% der Zeit in dem Zustand B. Infolgedessen fließen 50% des an dem Ausgang des DC-DC-Reglers vorgesehenen Stroms nicht durch den Induktor L. Dies reduziert Induktorverluste um 75% im Vergleich zu einem herkömmlichen DC-DC-Wandler. Es ist offensichtlich, dass eine Verzögerung, die auch als Totzeit bezeichnet wird, zu den Zeitpunkten t1und t2 eingeführt werden kann.
7 zeigt eine andere Ansteuersequenz zum Betreiben des DC-DC-Wandlers von 2. In diesem Beispiel steuert der Treiber den DC-DC-Wandler mit dem Zustand A (Wellenform 710) zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 für eine Dauer TA, mit dem Zwischenzustand I (Wellenform 730) zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 für eine Dauer TI, mit dem Zustand B (Wellenform 720) zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 für eine Dauer TB und dann mit dem Zwischenzustand I zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 an. Diese Sequenz wird dann über die Zeit wiederholt, um die erforderliche Ausgangsleistung zu liefern. Es ist offensichtlich, dass zu den Zeitpunkten t1, t2, t3 und t4 eine Totzeit eingeführt werden kann.
Der Treiber 220 kann den Zwischenzustand I aus den Zwischenmagnetisierungszuständen I1 und I2 oder den Entmagnetisierungszuständen I3 und I4 auswählen. Zum Beispiel sollte für ein Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} > 2,$
das zu niedrigeren Ausgangsspannungen führt, der DC-DC-Wandler für eine vorgegebene Zeitdauer in dem Zwischenzustand I3 oder I4 betrieben werden. Die Werte von TA, TB und TI können eingestellt werden, um ein gewünschtes Umwandlungsverhältnis zu erzielen. Zum Beispiel kann TA = TB auf 40% der Ansteuerperiode T eingestellt werden und TI kann auf 10% von T eingestellt werden, so dass TA + TB + 2TI = T.
Es ist offensichtlich, dass der Treiber verschiedene Zwischenzustände in derselben Sequenz auswählen kann. Zum Beispiel kann für ein Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} < 2$
eine mögliche Sequenz mit Zustand A starten, gefolgt von Zustand I1, dann Zustand B, und mit Zustand I2 enden.
Der DC-DC-Wandler 200 sieht eine verbesserte Effizienz zusammen mit reduziertem Platzbedarf und Höhe im Vergleich zu herkömmlichen dreistufigen DC-DC-Topologien vor. Wie oben beschrieben, implementieren die Wandlerzustände A, B, I1, I2, I3 und I4 eine kapazitive Verbindung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss entweder über den ersten Pfad, der fliegende Kondensatoren C1 enthält, oder über den dritten Pfad, der den fliegenden Kondensator C2 enthält. Als Ergebnis entsteht während aller Schaltzustände ein Strom aus dem Eingangsanschluss. Dies reduziert ein Eingangswelligkeitsrauschen und verbessert eine Transiente-Antwort, indem der Ausgangsstrom bei einem plötzlichen Lastanstieg einfach vorgesehen wird.
Die fliegenden Kondensatoren C1 und C2 verbinden die Eingangsleistungsquelle und den Eingangskondensator C_in parallel mit dem Ausgangskondensator C_out. Die effektive Kapazität, die von den Kondensatoren C_in in Serie mit C1 und parallel zu dem Kondensator Cout vorgesehen wird, ist größer als die Kapazität Cout. Als Ergebnis sieht der DC-DC-Wandler reduzierte Ausgangsspannungswelligkeiten vor. Ein kleinerer Ausgangskondensator kann auch im Vergleich zu bestehenden Wandlertopologien verwendet werden.
Während eines Anstiegs des Laststroms führt der äquivalente Serienwiderstand (ESR - equivalent series resistance) der Ausgangskapazität von Cout zu einem sofortigen Spannungsabfall. Dieser Spannungsabfall ist signifikanter, wenn der Wandlerausgangsstrom zeitlich höher als der durchschnittliche Laststrom ist. Während dieser Periode lädt der Ausgangskondensator Cout typischerweise und muss seinen Betrieb auf Entladung umstellen, um einen plötzlich erhöhten Laststrom vorzusehen, bis der Strom durch den Induktor auf den geänderten Laststrom angestiegen ist. Der Ausgangsspannungsabfall ist proportional zu einem Delta-Strom, der als Entladestrom minus dem Ladestrom definiert ist. Ein Produkt des Ausgangsspannungsabfalls mit dem äquivalenten Serienwiderstand des Kondensators wird auf den DC-DC-Wandler angewendet. Der erste und der zweite Pfad durch die fliegenden Kondensatoren C1 bzw. C2 sind in einem kontinuierlichen Ladezustand und der zusätzliche Laststrom erhöht seinen Pegel. Infolgedessen ändert der Strom durch den fliegenden Kondensator seine Richtung nicht, was zu einem reduzierten Ausgangsspannungsabfall führt. Die Topologie des DC-DC-Wandlers von 2 kann modifiziert werden, um die Nennspannung des Schalters S9 zu reduzieren.
8 zeigt einen weiteren DC-DC-Wandler 800 zum Implementieren des Verfahrens von 1. Der Wandler 800 ist ähnlich zu dem mit Bezug auf 2 beschriebenen Wandler 200, in dem bestimmte Teile der Schaltung hinzugefügt oder modifiziert wurden. Die gleichen Bezugszeichen wurden verwendet, um entsprechende Komponenten darzustellen, und deren Beschreibung wird der Kürze halber nicht wiederholt.
In diesem Ausführungsbeispiel hat der Schalter S9 einen ersten Anschluss, der mit dem Induktor L an dem Knoten 214 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem fliegenden Kondensator C1 an dem Knoten 208 gekoppelt ist. Alternativ oder in Kombination kann auch ein anderer Schalter S10 vorgesehen sein. Der Schalter S10 hat einen ersten Anschluss, der mit dem Induktor L an dem Knoten 214 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem fliegenden Kondensator C2 an dem Knoten 212 gekoppelt ist.
In Betrieb kann der Induktor L entweder über die Schalter S9 und S4 oder über die Schalter S10 und S8 oder über beide Schalterpaare entmagnetisiert werden. Der optionale Schalter S10 ermöglicht das Leiten des Schalters S8 parallel zu S4 während des Entmagnetisierungszustands des Induktors. Dies verbessert die Wandlereffizienz für Ausgangsspannungen unter V_in/2. Die Schalter S9 und S10 können auch mit einer reduzierten Nennspannung von Vout anstelle von V_in implementiert werden.
Für ein Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} \geq 2$
kann der Wandler ohne die Schalter S9 und S10 implementiert werden, wodurch die Effizienz des Wandlers verbessert und seine Kosten gesenkt werden.
9 zeigt einen weiteren DC-DC-Wandler 900 zum Implementieren des Verfahrens von 1. Der Wandler 900 ähnelt dem mit Bezug auf 2 beschriebenen Wandler 200, in dem bestimmte Teile der Schaltung hinzugefügt oder modifiziert wurden. Die gleichen Bezugszeichen wurden verwendet, um entsprechende Komponenten darzustellen, und ihre Beschreibung wird der Kürze halber nicht wiederholt. In diesem Ausführungsbeispiel hat der Induktor L einen ersten Anschluss, der mit dem Schalter S3 an dem Knoten 914 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt ist. Der Induktor ist über einen Schalter S9' an dem Knoten 914 mit dem Eingang gekoppelt.
Ein verschachteltes Schalten wird wie folgt vorgesehen. In dem Zustand A ist der Eingangsknoten 202 über einen ersten Pfad, der S1, C1, S3 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt. Die Masse ist über einen zweiten Pfad, der S8, C2 und S6 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt. In dem Zustand B ist der Eingangsknoten 202 über einen dritten Pfad, der S5, C2, S7 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt. Die Masse ist über einen vierten Pfad, der S4, C1 und S2 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt. Zwischenzustände können vorgesehen werden, um den Induktor zu magnetisieren oder zu entmagnetisieren. Der Induktor L kann über S9' magnetisiert und über S3 und S4 oder S7 und S8 entmagnetisiert werden.
Die Spannung über den fliegenden Kondensatoren C1 und C2 ist ungefähr V_out und für ein Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} = 2$
ist die Spannung über dem Induktor L Null. Dadurch kann die Nennspannung der niedrigseitigen Schalter S3, S4, S7 und S8 reduziert werden. Diese Topologie reduziert auch das Schaltrauschen auf Vi_n über die Serienverbindung des Induktors L. Bei einem Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} \geq 2$
kann der Wandler ohne die Schalter S9' implementiert werden, wodurch die Effizienz des Wandlers weiter erhöht wird und seine Kosten reduziert werden.
10 ist ein Diagramm einer modifizierten Version des DC-DC-Wandlers von 9. In diesem Ausführungsbeispiel hat der Schalter S9' einen ersten Anschluss, der an dem Knoten 206 mit C1 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der an dem Knoten 1014 mit dem Induktor L gekoppelt ist. Alternativ oder in Kombination kann ein zusätzlicher Schalter S10' vorgesehen sein. Der Schalter S10 hat einen ersten Anschluss, der an dem Knoten 210 mit C2 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der an dem Knoten 1014 mit dem Induktor gekoppelt ist. Der Induktor L kann über die Schalter S1, S9' oder über die Schalter S5 und S10' oder über beide Paare von Schaltern magnetisiert werden. Die Schalter S9' und S10' können mit einer Nennspannung niedriger als Vin implementiert werden. Für ein Umwandlungsverhältnis $\frac{V_{i n}}{V_{o u t}} = 2$
kann der Wandler ohne die Schalter S9' und S10' implementiert werden, wodurch die Effizienz des Wandlers erhöht wird und seine Kosten reduziert werden.
11 ist ein Diagramm eines DC-DC-Wandlers, der mit nur acht Schaltern implementiert ist. Der DC-DC-Wandler 1100 umfasst zwei fliegende Kondensatoren C1 und C2 und einen Induktor L, gekoppelt über ein Netzwerk von Schaltern, das aus acht Schaltern S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7 und S8 besteht, zwischen einem Eingangsknoten 1102 und einem Ausgangsknoten 1104. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 1102 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 1104 und Masse vorgesehen.
Der erste fliegende Kondensator C1 ist über den Schalter S1 mit dem Eingangsknoten 1102 und über den Schalter S4 mit Masse gekoppelt. In ähnlicher Weise ist der zweite fliegende Kondensator C2 über den Schalter S5 mit dem Eingangsknoten 1102 und über den Schalter S8 mit Masse gekoppelt. Der erste fliegende Kondensator C1 hat einen ersten Anschluss, der mit dem Knoten 1106 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem Knoten 1108 gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator C2 hat einen ersten Anschluss, der mit dem Knoten 1110 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem Knoten 1112 gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator C2 ist auch über den Schalter S7 mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt. Der Induktor L hat einen ersten Anschluss an dem Knoten 1114 und einen zweiten Anschluss, der mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt ist. Der erste Anschluss an dem Knoten 1114 ist über den Schalter S2 mit dem Knoten 1106, über den Schalter S6 mit dem Knoten 1110 und über den Schalter S3 mit dem Knoten 1108 gekoppelt. Ein nicht gezeigter Treiber ist vorgesehen, um eine Vielzahl von Steuersignalen zum Betätigen der Schalter S1-S8 zu erzeugen.
In Betrieb betreibt der Treiber den Wandler 1100 unter Verwendung einer Sequenz von Zuständen, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfassen. In dem ersten Zustand sind die Schalter S2, S4, S5 und S7 geschlossen, während die übrigen Schalter S1, S3, S6 und S8 offen sind. Der Eingangsknoten 1102 ist über einen Pfad, der S5, C2 und S7 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt. Die Masse ist über einen anderen Pfad, der S4, C1, S2 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt. In dem zweiten Zustand sind die Schalter S1, S3, S6 und S8 geschlossen, während die übrigen Schalter S2, S4, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten 1102 ist über einen Pfad, der S1, C1, S3 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt. Die Masse ist über einen anderen Pfad, der S8, C2, S6 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt. Der zweite Zustand kann länger dauern als der erste Zustand. Zum Beispiel kann die Dauer des zweiten Zustands doppelt so lange sein wie die Dauer des ersten Zustands.
Die Topologie des Wandlers von 11 wird als asymmetrische Topologie bezeichnet, da sich die Spannung über C1 von der Spannung über C2 unterscheiden kann. Die Spannung über C2 ist V_in - V_out, während die Spannung über C1 verschiedene Werte zwischen 0 und V_in annehmen kann. Ein Eingangsstrom mit relativ kleinen Schwankungen kann erzielt werden, wenn C1 auf ungefähr V_out geladen wird. In diesem Fall können die kleinen Amplitudenschwankungen des Eingangsstroms aufgrund der Schalttotzeit und der Entmagnetisierung des Induktors sein.
Der Vollständigkeit halber wird angemerkt, dass der Wandler von 11 unter Verwendung einer alternativen Sequenz betrieben werden kann, wobei die Spannung über C1 V_in - V_out ist. In einem ersten Zustand sind die Schalter S1, S3, S5 und S7 geschlossen, während die übrigen Schalter S2, S4, S6 und S8 offen sind. Der Eingangsknoten 1102 ist über einen ersten Pfad, der S1, C1, S3 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt. Der Eingang ist auch über einen zweiten Pfad, der S5, C2 und S7 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1104 gekoppelt. Jeder fliegende Kondensator wird daher individuell über den ersten Pfad bzw. den zweiten Pfad geladen. In einem zweiten Zustand sind die Schalter S1 und S5 offen, um die Kondensatoren C1 und C2 zu entladen und den Ausgangsstrom vorzusehen. Zum Beispiel kann die Dauer des zweiten Zustands doppelt so lange sein wie die Dauer des ersten Zustands.
12 zeigt einen anderen asymmetrischen DC-DC-Wandler. In diesem Ausführungsbeispiel hat der Schalter S2 einen ersten Anschluss, der an dem Knoten 1206 mit C1 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt ist. Der Schalter S6 hat einen ersten Anschluss, der an dem Knoten 1210 mit C2 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der über den Induktor L mit dem Ausgang gekoppelt ist. Die Spannung über C1 ist V_out, während die Spannung über C2 verschiedene Werte zwischen O und V_in annehmen kann.
In Betrieb betreibt der Treiber den Wandler 1200 unter Verwendung einer Sequenz von Zuständen, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfassen. In dem ersten Zustand sind die Schalter S2, S4, S5 und S7 geschlossen, während die übrigen Schalter S1, S3, S6 und S8 offen sind. Der Eingangsknoten 1202 ist über einen Pfad, der S5, C2, S7 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. Die Masse ist über einen weiteren Pfad, der S4, C1 und S2 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. In dem zweiten Zustand sind die Schalter S1, S3, S6 und S8 geschlossen, während die übrigen Schalter S2, S4, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten 1202 ist über einen Pfad, der S1, C1, S3 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. Die Masse ist über einen weiteren Pfad, der S8, C2, S6 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. Der zweite Zustand kann länger dauern als der erste Zustand. Zum Beispiel kann die Dauer des zweiten Zustands doppelt so lange sein wie die Dauer des ersten Zustands. In dem Ausführungsbeispiel der 11 und 12 ist der maximale Anteil des Ausgangsstroms, der den Induktor umgeht, 25%.
Der Vollständigkeit halber sei angemerkt, dass der Wandler von 12 unter Verwendung einer alternativen Sequenz betrieben werden kann, in der das Schalten nicht-verschachtelt ist und die Spannung über C2 V_out ist. In einem ersten Zustand sind die Schalter S1, S3, S5 und S7 geschlossen, während die übrigen Schalter S2, S4, S6 und S8 offen sind. Der Eingangsknoten 1202 ist über einen ersten Pfad, der S1, C1, S3 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. Der Eingang ist auch über einen zweiten Pfad, der S5, C2, S7 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. Jeder fliegende Kondensator wird daher individuell über den ersten Pfad bzw. den zweiten Pfad geladen. In einem zweiten Zustand sind die Schalter S2, S4, S6 und S8 geschlossen, während die übrigen Schalter S1, S3, S5 und S7 offen sind. Der Masseknoten ist über einen dritten Pfad, der S4, C1 und S2 aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. Die Masse ist auch über einen vierten Pfad, der S8, C2, S6 und L aufweist, mit dem Ausgangsknoten 1204 gekoppelt. Zum Beispiel kann die Dauer des ersten Zustands doppelt so lange sein wie die Dauer des zweiten Zustands.
Die in Bezug auf die 2 bis 12 beschriebenen DC-DC-Wandler wurden als Stepdown- bzw. Abwärts-Wandler beschrieben, die auch als Buck- bzw. Abwärts-Wandler bezeichnet werden. Es ist offensichtlich, dass die DC-DC-Wandler der 2 bis 12 Wandler umgekehrt als Boost- bzw. Aufwärts-Wandler betrieben werden können (das heißt, der Eingang wird als Ausgang und der Ausgang als Eingang verwendet), um eine Aufwärts-Wandlung zu erzielen. Alternativ kann eine Aufwärts-Wandlung durch Modifizieren der Schaltsequenz erreicht werden.
13 zeigt eine Sequenz von Zuständen zum Betreiben des DC-DC-Wandlers von 2 als einen Aufwärts-Wandler. 13A zeigt die Zustände der Schalter in einem ersten Aufwärtsumwandlungszustand. Die Schalter S1, S2, S4, S5, S6 und S8 sind geschlossen, während die übrigen Schalter S3, S7 und S9 offen sind. Der Eingangsknoten 202 ist über zwei Induktorpfade, die die Schalter S1, S2, L bzw. S5, S6, L aufweisen, mit dem Ausgangsknoten 204 gekoppelt, wodurch der Induktor entmagnetisiert wird. Der Eingang ist über einen Pfad, der S1, C1 und S4 aufweist, und einen weiteren Pfad, der S5, C2 und S8 aufweist, mit Masse gekoppelt, wodurch der erste und der zweite Kondensator C1 und C2 auf V_in geladen werden. 13B zeigt die Zustände der Schalter in einem zweiten Aufwärtsumwandlungszustand. Die Schalter S2, S3, S6 und S7 sind geschlossen, während die übrigen Schalter S1, S4, S5 und S8 offen sind. In diesem Zustand übertragen die Kondensatoren C1 und C2 ihre Energie in den Induktor L, wodurch der Induktor magnetisiert wird. Unter Bedingungen geringer Last kann eine Aufwärts-Wandlung unter Verwendung eines einzelnen Pfades erreicht werden, wodurch zum Beispiel nur der Kondensator C1 durch Schließen von S1, S2 und S4 oder S2 und S3 geschaltet wird. Eine Verwendung einer einzelnen Phase reduziert die Schaltverluste weiter.
Für Fachleute ist offensichtlich, dass Variationen der offenbarten Anordnungen möglich sind, ohne von der Offenbarung abzuweichen. Zum Beispiel können die fliegenden Kondensatoren als einzelne oder mehrere Kondensatoren implementiert sein, die in Serie und/oder parallel verbunden sind. Alternativ kann ein Kondensatornetzwerk verwendet werden. Ein solches Kondensatornetzwerk kann die Konfiguration während des Betriebs des Wandlers ändern. Dementsprechend ist die obige Beschreibung des spezifischen Ausführungsbeispiels nur beispielhaft und nicht zum Zwecke der Beschränkung. Für Fachleute ist offensichtlich, dass geringfügige Modifikationen vorgenommen werden können, ohne dass der beschriebene Betrieb wesentlich geändert wird.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 16/386770 [0001]
US 16/386735 [0001]
US 2018175726 [0009, 0011, 0012]

Claims

Leistungswandler, der einen Masseanschluss, einen Eingangsanschluss zum Empfangen einer Eingangsspannung und einen Ausgangsanschluss zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis aufweist, wobei der Leistungswandler aufweist einen Induktor; einen ersten fliegenden Kondensator, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; einen zweiten fliegenden Kondensator, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; ein Netzwerk von Schaltern; und einen Treiber, der ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen zweiten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 1, wobei in dem zweiten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen dritten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Sequenz einen Zwischenzustand aufweist, wobei der Treiber ausgebildet ist zum Auswählen des Zwischenzustands aus einer Vielzahl von Zwischenzuständen basierend auf dem Sollumwandlungsverhältnis.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 3, wobei der Zwischenzustand zwischen dem ersten Zustand und dem zweiten Zustand vorgesehen ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 3 oder 4, wobei der Zwischenzustand ein Magnetisierungszustand ist, in dem der Eingangsanschluss über zumindest einen des ersten Pfads und des dritten Pfads mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der Eingangsanschluss zusätzlich über einen den Induktor aufweisenden fünften Pfad mit dem Ausgang gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 3 oder 4, wobei der Zwischenzustand ein Entmagnetisierungszustand ist, in dem der Eingangsanschluss über zumindest einen des ersten Pfads und des dritten Pfads mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der Masseanschluss über einen den Induktor aufweisenden sechsten Pfad mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Treiber ausgebildet ist zum Beibehalten des ersten Zustands und des zweiten Zustands für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode.
Der Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei der Treiber ausgebildet ist zum Ändern einer Dauer des Zwischenzustands basierend auf dem Sollumwandlungsverhältnis.
Der Leistungswandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei in dem zweiten Zustand der Eingangsanschluss über einen siebten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und der Masseanschluss über einen achten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Netzwerk von Schaltern aufweist einen ersten Eingangsschalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem Eingangsanschluss; einen zweiten Eingangsschalter zum Koppeln des zweiten fliegenden Kondensators mit dem Eingangsanschluss; einen ersten Masseschalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem Masseanschluss; einen zweiten Masseschalter zum Koppeln des zweiten fliegenden Kondensators mit dem Masseanschluss; wobei der Induktor einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss aufweist, wobei der zweite Anschluss mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 10, wobei jeder des ersten fliegenden Kondensators und des zweiten fliegenden Kondensators einen ersten Anschluss, der selektiv mit dem Eingangsanschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss hat, der selektiv mit dem Masseanschluss gekoppelt ist; wobei das Netzwerk von Schaltern aufweist einen ersten Kondensatorschalter, der mit dem ersten Anschluss des ersten fliegenden Kondensators gekoppelt ist; einen zweiten Kondensatorschalter, der mit dem ersten Anschluss des zweiten fliegenden Kondensators gekoppelt ist; einen dritten Kondensatorschalter, der mit dem zweiten Anschluss des ersten fliegenden Kondensators gekoppelt ist; und einen vierten Kondensatorschalter, der mit dem zweiten Anschluss des zweiten fliegenden Kondensators gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 11, wobei der dritte Kondensatorschalter und der vierte Kondensatorschalter mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt sind.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 11 oder 12, wobei der erste Anschluss des Induktors über den ersten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator und über den zweiten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 10 bis 13, der einen ersten Entmagnetisierungsschalter aufweist, der zwischen dem ersten Anschluss des Induktors und dem Masseanschluss oder zwischen dem ersten Anschluss des Induktors und dem ersten Masseschalter vorgesehen ist.
Der Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 10 bis 14, der einen zweiten Entmagnetisierungsschalter aufweist, der zwischen dem ersten Anschluss des Induktors und dem zweiten Masseschalter vorgesehen ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 11, wobei der erste Kondensatorschalter und der zweite Kondensatorschalter mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt sind, und wobei der erste Anschluss des Induktors über den dritten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator und über den vierten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; wobei der Wandler weiter einen Magnetisierungsschalter aufweist, der mit dem ersten Anschluss des Induktors gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 16, wobei der Magnetisierungsschalter mit dem Eingangsanschluss oder mit dem ersten Anschluss des ersten oder zweiten fliegenden Kondensators gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 11, wobei der erste Anschluss des Induktors über den ersten Kondensatorschalter und den dritten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; und wobei der erste Anschluss des Induktors über den zweiten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.
Der Leistungswandler gemäß Anspruch 11, wobei der erste Anschluss des Induktors über den dritten Kondensatorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator und über den zweiten Kondensatorschalter und den vierten Kondensatorschalter mit dem zweiten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; wobei der erste Kondensatorschalter mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis, wobei das Verfahren aufweist Vorsehen eines Masseanschlusses, eines Eingangsanschlusses zum Empfangen einer Eingangsspannung und eines Ausgangsanschlusses zum Vorsehen einer Ausgangsspannung; Vorsehen eines Induktors; Vorsehen eines ersten fliegenden Kondensators, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; Vorsehen eines zweiten fliegenden Kondensators, der selektiv mit dem Induktor gekoppelt ist; Vorsehen eines Netzwerks von Schaltern; Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist; wobei in dem ersten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen zweiten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 20, wobei in dem zweiten Zustand einer des Eingangsanschlusses und des Masseanschlusses über einen dritten Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist und der den Induktor umgeht, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist und wobei der verbleibende Anschluss aus dem Eingangsanschluss und dem Masseanschluss über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt ist.