DE102018115610A1

DE102018115610A1 - Wellenleitervorrichtungsmodul, Mikrowellenmodul, Radarvorrichtung und Radarsystem

Info

Publication number: DE102018115610A1
Application number: DE102018115610.3A
Authority: DE
Inventors: Hideki Kirino; Hiroyuki KAMO
Original assignee: Nidec Corp; WGR Co Ltd
Current assignee: Nidec Corp; WGR Co Ltd
Priority date: 2017-06-30
Filing date: 2018-06-28
Publication date: 2019-01-03
Also published as: US20190006743A1; CN109216846A; JP2019012999A; CN208637566U

Abstract

Eine Wellenleitervorrichtungsmodul weist auf: eine Wellenleitervorrichtung und eine Leiterplatte mit einem elektrisch leitenden Leitungsmuster. Eine Leiterfläche eines elektrisch leitenden Bauglieds der Wellenleitervorrichtung bestimmt einen Wellenleiter zwischen sich und dem Leitungsmuster. Ein Leitungsmuster auf der Leiterplatte weist ein Stammmuster und erste und zweite Zweigmuster auf, die von dem Stammmuster abzweigen. Der Wellenleiter weist einen Hauptwellenleiter, einen ersten Zweigwellenleiter zwischen dem ersten Zweigmuster und der Leiterfläche und einen zweiten Zweigwellenleiter zwischen dem zweiten Zweigmuster und der Leiterfläche auf. Eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den ersten Zweigwellenleiter und einer Phasenvariation der zweiten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den zweiten Zweigwellenleiter liegt innerhalb von 90 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad.

Description

HINTERGRUND
Technisches Gebiet:
Die vorliegende Offenbarung betrifft ein Wellenleitervorrichtungsmodul, ein Mikrowellenmodul, eine Radarvorrichtung und ein Radarsystem, die durch Nutzung eines künstlichen magnetischen Leiters elektromagnetische Wellen führen.
Beschreibung der verwandten Technik:
Mikrowellen (einschließlich Millimeterwellen) zur Verwendung in einem Radarsystem werden durch einen integrierten Schaltkreis (hier als „Mikrowellen-IC“ bezeichnet) generiert, der auf eine Leiterplatte montiert ist. Je nach dem Verfahren, mit dem er hergestellt ist, kann ein Mikrowellen-IC als „MIC“ (integrierter Mikrowellenschaltkreis) oder „MMIC“ (monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis) oder als integrierter Mikrowellen- und Millimeterwellenschaltkreis bezeichnet werden. Eine integrierter Mikrowellen-IC generiert ein elektrisches Signal als Basis für eine zu übertragende Signalwelle und gibt das elektrische Signal an einem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs aus. Über eine Leiterbahn wie etwa einen Bonddraht und einen Wellenleiter auf einer Leiterplatte, wie noch beschrieben wird, trifft das elektrische Signal an einem Umwandlungsabschnitt ein, der an einer Verbindungsstelle zwischen dem vorgenannten Wellenleiter und einem Hohlwellenleiter vorgesehen ist, d.h. an einer Grenze zwischen verschiedenen Wellenleitern.
Der Umwandlungsabschnitt weist einen HF-Signal-Generierungsabschnitt auf. Mit „HF- (Hochfrequenz-) Signal-Generierungsabschnitt“ ist ein Abschnitt bezeichnet, der zum Umwandeln eines elektrischen Signals konstruiert ist, das von dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs durch die Leiterbahn in ein elektromagnetisches HF-Feld direkt vor dem Hohlwellenleiter geführt wurde. Die durch den HF-Signal-Generierungsabschnitt umgewandelte elektromagnetische Welle wird zu dem Hohlwellenleiter geführt.
Als Struktur von dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs zu dem HF-Generierungsabschnitt direkt vor dem Hohlwellenleiter werden bislang üblicherweise die beiden folgenden Strukturen verwendet.
Eine erste Struktur ist beispielsweise in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 2010-141691 beschrieben (nachfolgend „Patentdokument 1“), in der ein Signalanschluss eines Hochfrequenz-Schaltungsmoduls 8 (entsprechend dem Mikrowellen-IC) und Speisestifte 10 (entsprechend dem HF-Signal-Generierungsabschnitt) so nahe beieinander wie möglich verbunden sind, so dass eine elektromagnetische Welle, die durch den HF-Signal-Generierungsabschnitt umgewandelt wurde, an einem Hohlwellenleiter 1 empfangen wird. In dieser Struktur ist der Signalanschluss des Mikrowellen-ICs über eine Übertragungsleitung 9 direkt mit dem HF-Signal-Generierungsabschnitt verbunden. Infolgedessen ist eine Dämpfung des Hochfrequenzsignals reduziert. Andererseits muss sich in dieser ersten Struktur der Hohlwellenleiter bis in die Nähe des Signalanschlusses des Mikrowellen-ICs erstrecken. Der Hohlwellenleiter ist aus einem elektrisch leitenden Metall hergestellt und erfordert in Hochfrequenzregionen eine feine Verarbeitung, entsprechend der Wellenlänge der zu führenden elektromagnetischen Welle. Umgekehrt erfordert bei niedrigeren Frequenzen die Struktur eine große Größe, und die Richtung der Wellenleitung ist eingeschränkt. Die erste Struktur hat also das Problem, dass die Verarbeitungsschaltkreise, die durch den Mikrowellen-IC und seine Montage-Leiterplatte gebildet sind, sich vergrößern.
Eine zweite Struktur ist beispielsweise in der japanischen Veröffentlichungsschrift der nationalen Phase (PCT) Nr. 2012-526434 beschrieben (nachfolgend „Patentdokument 2“). Über einen als Mikrostreifenleitung bezeichneten Weg (der hier als „MSL“ abgekürzt sein kann) wird ein Signalanschluss eines Millimeterwellen-ICs zu einem MSL-HF-Signal-Generierungsabschnitt geführt, der auf einer Leiterplatte gebildet ist, mit der ein Hohlwellenleiter verbunden ist. Eine MSL ist ein Wellenleitertyp, der sich aus einem streifenförmigen Leiter auf einer oberen Fläche einer Leiterplatte und einer elektrischen Leiterschicht auf einer unteren Fläche der Leiterplatte zusammensetzt, so dass eine elektromagnetische Welle sich in Form von Oszillationen eines elektrischen Felds, das zwischen dem oberen Leiter und dem unteren Leiter auftritt, und einem Magnetfeld, das den oberen Leiter umgibt, ausbreitet.
In der zweiten Struktur befindet sich eine MSL zwischen dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs und dem HF-Signal-Generierungsabschnitt, der eine Verbindung mit dem Hohlwellenleiter herstellt. In bestimmten Beispielversuchen soll eine MSL einer Dämpfung von circa 0,4 dB pro 1 mm ihrer Länge unterliegen, so dass Dämpfungsprobleme hinsichtlich der Leistung der elektromagnetischen Welle auftreten. Zudem ist zur Stabilisierung des Oszillationszustands der elektromagnetischen Wellen und zu anderen Zwecken eine komplizierte Struktur aus dielektrischen Schichten und Leiterschichten in dem HF-Signal-Generierungsabschnitt an dem Anschluss-Ende der MSL erforderlich (siehe 3 bis 8 in Patentdokument 2).
Andererseits ermöglicht diese zweite Struktur eine von dem Mikrowellen-IC entfernte Anordnung der Verbindungsstelle zwischen dem HF-Signal-Generierungsabschnitt und dem Hohlwellenleiter. Da dies eine einfachere Struktur des Hohlwellenleiters erlaubt, ist eine Größenverringerung der Mikrowellen-Verarbeitungsschaltkreise möglich.
Da elektromagnetische Wellen (einschließlich Millimeterwellen) ein breiteres Anwendungsspektrum besitzen, ist üblicherweise in einem einzelnen Mikrowellen-IC tendenziell mehr als ein Signalkanal für elektromagnetische Wellen enthalten. Zusätzlich wurde durch Verbesserungen des Schaltungsintegrationsgrades die Größenverringerung vorangetrieben. Zudem wurden mehrere Kanäle von Signal-Anschlüssen dicht auf einem einzelnen Mikrowellen-IC platziert. An der Stelle zwischen dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs und dem Hohlwellenleiter wird hierdurch eine Verwendung der vorgenannten ersten Struktur erschwert; somit wurde meist die zweite Struktur verwendet.
Da in den letzten Jahren der Bedarf an bordeigenen Anwendungen, z.B. Bordradarsystemen mit Verwendung von Millimeterwellen, gestiegen ist, besteht der Wunsch nach der Fähigkeit zur Erkennung von Situationen in immer größerer Entfernung vom Fahrzeug mithilfe von Millimeterwellenradar. Außerdem wird eine Erleichterung des Radar-Einbaus und eine Verbesserung der Wartungsfähigkeit gewünscht, wie sie durch den Einbau eines Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum realisiert würde. Mit anderen Worten: Es besteht der Wunsch nach einer Minimierung von Verlusten im Zusammenhang mit der Dämpfung elektromagnetischer Wellen in dem Wellenleiter von einem Mikrowellen-IC zu Sende-/Empfangsantennen. Außerdem wird ein Millimeterwellenradar nicht nur auf die Erkennung von Situationen vor dem Fahrzeug, sondern auch auf die Erkennung von solchen an den Seiten oder hinter dem Fahrzeug angewandt. In diesen Fällen besteht großer Bedarf an einer Größenverringerung (z.B. einem Einbau in den Außenspiegelkästen) und Preisgünstigkeit (angesichts einer großen Anzahl verwendeter Radare).
Vor dem Hintergrund dieses Bedarfs ist die vorgenannte zweite Struktur bisher mit Problemen behaftet wie etwa Verlusten in der Mikrostreifenleitung sowie Schwierigkeiten bei der Größenverringerung und der Notwendigkeit einer feinen Verarbeitung im Zusammenhang mit der Verwendung eines Hohlwellenleiters.
ZUSAMMENFASSUNG
Ein Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einer Implementierung der vorliegenden Offenbarung ist ein Wellenleitermodul, welches umfasst: eine Wellenleitervorrichtung, die ein elektrisch leitendes Bauglied mit einer elektrisch leitenden Oberfläche, ein Wellenleiterbauglied, das sich neben der elektrisch leitenden Oberfläche erstreckt und eine elektrisch leitende Wellenleiterfläche hat, und einen künstlichen magnetischen Leiter, der sich auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds erstreckt, aufweist; und eine Leiterplatte mit einem elektrisch leitenden Leitungsmuster darauf, wobei die Wellenleitervorrichtung einen ersten Wellenleiter hat, der zwischen dem elektrisch leitenden Bauglied und dem Wellenleiterbauglied bestimmt ist; das elektrisch leitende Bauglied eine Leiterfläche gegenüber der elektrisch leitenden Oberfläche, wobei die Leiterfläche zwischen sich und dem Leitungsmuster einen zweiten Wellenleiter bestimmt, und einen Hohlwellenleiter, der sich von der elektrisch leitenden Oberfläche durch die Leiterfläche erstreckt, aufweist, wobei der Hohlwellenleiter den ersten Wellenleiter und den zweiten Wellenleiter miteinander verbindet; das Leitungsmuster der Leiterplatte
ein Stammmuster mit einem zu einer Apertur des Hohlwellenleiters entgegengesetzten Abschnitt und
ein erstes Zweigmuster und ein zweites Zweigmuster, die von dem Stammmuster abzweigen, aufweist, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster zu der Leiterfläche entgegengesetzt sind; der zweite Wellenleiter einen Hauptwellenleiter zwischen dem Stammmuster und der Leiterfläche, einen ersten Zweigwellenleiter zwischen dem ersten Zweigmuster und der Leiterfläche und einen zweiten Zweigwellenleiter zwischen dem zweiten Zweigmuster und der Leiterfläche aufweist; und,
wenn Enden des ersten Zweigmusters und des zweiten Zweigmusters jeweils mit ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüssen eines integrierten Mikrowellenschaltungselements verbunden sind und eine erste elektromagnetische Welle und eine zweite elektromagnetische Welle mit gleicher Frequenz sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter und den zweiten Zweigwellenleiter ausbreiten, der erste Zweigwellenleiter und der zweite Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den ersten Zweigwellenleiter und einer Phasenvariation der zweiten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von 90 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ist es möglich, Verluste in einem Wellenleiter zu reduzieren, der sich von einem Mikrowellen-IC zu einer Sende-/Empfangsantenne erstreckt.
Figurenliste

1 ist eine perspektivische Ansicht, die ein nicht-einschränkendes Beispiel für die Grundkonstruktion einer Wellenleitervorrichtung schematisch zeigt.
2A ist ein Diagramm, das eine Konstruktion eines Querschnitts einer Wellenleitervorrichtung 100, parallel zu der XZ-Ebene genommen, schematisch zeigt.
2B ist ein Diagramm, das eine leitende Oberfläche 120a zeigt, bei der es sich um die unteren Teile von Flächen mit einer Form ähnlich einer U-Form oder einer V-Form im Querschnitt handelt.
3 ist eine perspektivische Ansicht, die die Wellenleitervorrichtung 100 schematisch so zeigt, dass die Beabstandung zwischen einem ersten leitenden Bauglied 110 und einem zweiten leitenden Bauglied 120 zum leichteren Verständnis übertrieben ist.
4 ist ein Diagramm, das einen Beispiel-Abmessungsbereich eines jedes Bauglieds in der in 2A gezeigten Struktur zeigt.
5A ist ein Diagramm, das schematisch eine elektromagnetische Welle zeigt, die sich in einem schmalen Raum, d.h. einem Abstand zwischen einer Wellenleiterfläche 122a eines Wellenleiterbauglieds 122 und einer leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110, ausbreitet.
5B ist ein Diagramm, das als Referenz einen Querschnitt eines Hohlwellenleiters 130 schematisch zeigt.
5C ist eine Querschnittsansicht, die eine Implementierung zeigt, bei der zwei Wellenleiterbauglieder 122 auf dem leitenden Bauglied 120 vorgesehen sind.
5D ist ein Diagramm, das als Referenz einen Querschnitt einer Wellenleitervorrichtung, bei der zwei Hohlwellenleiter 130 nebeneinander angeordnet sind, schematisch zeigt.
6A ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für die Positionierung von Anschlüssen (Stiftanordnung) auf der unteren Fläche eines Millimeterwellen-MMICs (Millimeterwellen-ICs) 2 zeigt.
6B ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für Leitungsmuster40 zum Führen von Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b, die in 6A gezeigt sind, zu einer Region außerhalb der Grundfläche eines Millimeterwellen-ICs 2 schematisch zeigt.
7A ist eine schematische Draufsicht, die ein Beispiel für eine schematische Gesamtkonstruktion eines Mikrowellenmoduls 1000 gemäß der vorliegenden Offenbarung zeigt.
7B ist eine schematische Draufsicht, die eine weitere Implementierung des Mikrowellenmoduls 1000 zeigt.
8 ist ein Diagramm, das eine hängende Streifenleitung SSL schematisch zeigt.
9A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem Millimeterwellen-IC 2, einer Leiterplatte 4 und einer Wellenleitervorrichtung 100 zeigt.
9B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie A-A' in 9A.
9C ist eine perspektivische Explosionsansicht, welche die Beziehungzwischen der Leiterplatte 4, dem Millimeterwellen-IC 2 und dem ersten leitenden Bauglied 110 der Wellenleitervorrichtung 100 zeigt.
10 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Leitungsmustern 40S, 40G und 40T sowie jeweiligen Wellenleitern zeigt.
11 ist ein Diagramm zur Illustration einer Phasendifferenz zwischen elektromagnetischen Wellen, die sich durch einen ersten ZweigwellenleiterWS und einen zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreiten.
12A ist eine XY-Querschnittsansicht eines Beispiels für einen Hohlwellenleiter 112.
12B ist ein Diagramm, das einen Hohlwellenleiter 112 mit einem I-förmigen XY-Querschnitt zeigt.
13A ist ein Diagramm, das ein Leitungsmuster 40a als Variante des Leitungsmusters 40 zeigt.
13B ist ein Diagramm, das ein Leitungsmuster 40b als Variante des Leitungsmusters 40 zeigt.
14 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem Millimeterwellen-IC 2, einer Leiterplatte 4 und einer Wellenleitervorrichtung 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel zeigt.
15 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Leitungsmustern 40S, 40G1, 40G2 und 40T sowie jeweiligen Wellenleitern zeigt.
16A ist ein Diagramm, das ein Leitungsmuster 40c als Variante des Leitungsmusters 40 zeigt.
16B ist ein Diagramm, das ein Leitungsmuster 40d als Variante des Leitungsmusters 40 zeigt.
17 ist ein Diagramm, das eine Beispielbeziehung zwischen einem Millimeterwellen-IC 2, einer Leiterplatte 4 und einer Wellenleitervorrichtung 100 zeigt.
18 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Leitungsmustern 40S1, 40S2 und 40T sowie jeweiligen Wellenleitern zeigt.
19 ist ein Diagramm, das eine Variante in Bezug auf den Ort des Millimeterwellen-ICs 2 zeigt.
20A ist eine Querschnittsansicht, die ein Beispiel zeigt, bei dem ein künstlicher magnetischer Leiter 101 auf der+Z-Seite der Konstruktion aus 8B hinzugefügt ist.
20B ist eine Querschnittsansicht, die ein Beispiel zeigt, bei dem ein künstlicher magnetischer Leiter 101 auf der+Z-Seite der Konstruktion aus 15 hinzugefügt ist.
21 ist ein Diagramm, das ein elektrisch isolierendes Harz 160 zeigt, welches zwischen einem Millimeterwellen-IC 2 oder einer Leiterplatte 4 und leitenden Stäben 124' vorgesehen ist.
22 ist eine perspektivische Ansicht, die schematisch eine Teilstruktur einer Schlitz-Array-Antenne 300 mit einer Vielzahl von Schlitzen zeigt, die als Abstrahlelemente funktionieren.
23A ist eine Draufsicht von oben auf eine in 22 gezeigte Array-Antenne 300 mit 20 Schlitzen in einem Array aus 5 Zeilen und 4 Spalten, in der Z-Richtung gesehen.
23B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie D-D' in 23A.
23C ist ein Diagramm, das ein planes Layout von Wellenleiterbaugliedern 322U in einer ersten Wellenleitervorrichtung 350a zeigt.
23D ist ein Diagramm, das ein planes Layout eines Wellenleiterbauglieds 322L in einer zweiten Wellenleitervorrichtung 350b zeigt.
24 ist ein Diagramm, das ein Eigenfahrzeug 500 und ein voraus befindliches Fahrzeug 502 zeigt, das in derselben Fahrspur wie das Eigenfahrzeug 500 fährt.
25 ist ein Diagramm, das ein Bordradarsystem 510 des Eigenfahrzeugs 500 zeigt.
26A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen eintreffenden Wellen k an einer Array-Antenne AA des Bordradarsystems 510 zeigt.
26B ist ein Diagramm, das die Array-Antenne AA zeigt, die eine k-te eintreffende Welle empfängt.
27 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispiel-Grundkonstruktion einer Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 gemäß einer Beispielanwendung der vorliegenden Offenbarung zeigt.
28 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Beispielkonstruktion für die Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt.
29 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine spezifischere Konstruktion der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt.
30 ist ein Blockdiagramm, das eine detailliertere Beispielkonstruktion eines Radarsystems 510 gemäß dieser Beispielanwendung zeigt.
31 ist ein Diagramm, das die Veränderung der Frequenz eines Sendesignals zeigt, das auf Basis des Signals moduliert ist, welches durch eine Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581 generiert ist.
32 ist ein Diagramm, das eine Schwebungsfrequenz fu in einer „Anstiegs“-Periode und eine Schwebungsfrequenz fd in einer „Abfall“-Periode zeigt.
33 ist ein Diagramm, das eine Beispielimplementierung zeigt, bei der eine Signalverarbeitungsschaltung 560 in Hardware einschließlich eines Prozessors PR und einer Speichervorrichtung MD implementiert ist.
34 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen drei Frequenzen f1, f2 und f3 zeigt.
35 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen synthetischen Spektren F1 bis F3 auf einer komplexen Ebene zeigt.
36 ist ein Ablaufdiagramm, das die Prozedur eines Bestimmungsprozesses für die relative Geschwindigkeit und Distanz gemäß einer Variante der vorliegenden Offenbarung zeigt.
37 ist ein Diagramm zu einer zusammengeführten Einrichtung in dem Fahrzeug 500, wobei die zusammengeführte Einrichtung aufweist: ein Radarsystem 510 mit einer Schlitz-Array-Antenne, auf welche die Technik der vorliegenden Offenbarung angewandt ist; und eine Kamera 700.
38 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem möglichen Einbauort eines Millimeterwellenradars 510 und einem möglichen Einbauort eines Bordkamerasystems 700 zeigt.
39 ist ein Diagramm, das eine Beispielkonstruktion für ein Überwachungssystem 1500 auf Basis von Millimeterwellenradar zeigt.
40 ist ein Blockdiagramm, das eine Konstruktion für ein digitales Kommunikationssystem 800A zeigt.
41 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispielkommunikationssystem 800B zeigt, das einen Sender 810B aufweist, der fähig ist, sein Funkwellenabstrahlungsmusterzu verändern.
42 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispielkommunikationssystem 800C zeigt, welches eine MIMO-Funktion implementiert.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
<Terminologie>
„Mikrowelle“ bedeutet eine elektromagnetische Welle in einem Frequenzbereich von 300 MHz bis 300 GHz. Unter den „Mikrowellen“ werden diejenigen elektromagnetischen Wellen in einem Frequenzbereich von 30 GHz bis 300 GHz als „Millimeterwellen“ bezeichnet. Im Vakuum liegt die Wellenlänge einer „Mikrowelle“ im Bereich von 1 mm bis 1 m, während die Wellenlänge einer „Millimeterwelle“ im Bereich von 1 mm bis 10 mm liegt.
Ein „Mikrowellen-IC (integriertes Mikrowellen-Schaltungselement)“ ist ein integrierter Halbleiter-Schaltungschip oder Baustein, der ein Hochfrequenzsignal des Mikrowellenbands generiert oder verarbeitet. Ein „Baustein“ ist ein Baustein mit einem oder mehreren integrierten Halbleiterchip(s) (monolithischen IC-Chip(s)), der ein Hochfrequenzsignal des Mikrowellenbands generiert oder verarbeitet. Wenn ein oder mehrere Mikrowellen-ICs auf einem einzigen Halbleitersubstrat integriert sind, wird dies insbesondere als „monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis“ (MMIC) bezeichnet. Obwohl ein „Mikrowellen-IC“ in der vorliegenden Offenbarung häufig als „MMIC“ bezeichnet sein kann, ist dies nur ein Beispiel; es ist keine Voraussetzung, dass ein oder mehrere Mikrowellen-ICs auf einem einzigen Halbleitersubstrat integriert sind. Zudem kann ein „Mikrowellen-IC“, der ein Hochfrequenzsignal des Millimeterbands generiert oder verarbeitet, als „Millimeterwellen-IC“ bezeichnet sein.
„IC-bestückte Leiterplatte“ bedeutet eine Montage-Leiterplatte, auf die ein Mikrowellen-IC montiert ist, und umfasst somit den „Mikrowellen-IC“ und die „Montage-Leiterplatte“ als Bestandteile. Unter „Montage-Leiterplatte“ für sich ist eine Leiterplatte zu verstehen, auf die ein Mikrowellen-IC zu montieren ist, aber noch nicht montiert wurde.
Ein „Wellenleitermodul“ weist eine „Montage-Leiterplatte“ ohne darauf montierten „Mikrowellen-IC“ und eine „Wellenleitervorrichtung“ auf. Dagegen weist ein „Mikrowellenmodul“ eine „Montage-Leiterplatte mit einem darauf montierten Mikrowellen-IC (d.h. eine IC-bestückte Leiterplatte)“ und eine „Wellenleitervorrichtung“ auf.
Bevor Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben werden, werden die Grundkonstruktion und die Funktionsprinzipien einer Wellenleitervorrichtung beschrieben, die in jeder der unten angegebenen Ausführungsformen verwendbar ist.
<Wellenleitervorrichtung>
Ein künstlicher magnetischer Leiter ist eine Struktur, die die Eigenschaften eines perfekten magnetischen Leiters (PMC), der in der Natur nicht vorkommt, künstlich realisiert. Eine Eigenschaft eines perfekten magnetischen Leiters besteht darin, dass „ein Magnetfeld auf seiner Oberfläche eine Tangentialkomponente von null hat“. Diese Eigenschaft ist entgegengesetzt zu der Eigenschaft eines perfekten elektrischen Leiters (PEC), dass nämlich „ein elektrisches Feld auf seiner Oberfläche eine Tangentialkomponente von null hat“. Obwohl ein perfekter magnetischer Leiter in der Natur nicht vorkommt, ist er durch eine künstliche Struktur ausführbar, etwa durch ein Array aus einerVielzahl elektrisch leitender Stäbe. Ein künstlicher magnetischer Leiterfunktioniert als perfekter magnetischer Leiter in einem spezifischen Frequenzband, das durch seine Struktur definiert ist. Ein künstlicher magnetischer Leiter beschränkt oder verhindert die Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle einer jeden Frequenz, die in dem spezifischen Frequenzband enthalten ist (ausbreitungsbeschränktes Band), entlang der Oberfläche des künstlichen magnetischen Leiters. Daher kann die Oberfläche eines künstlichen magnetischen Leiters als Oberfläche mit hoher Impedanz bezeichnet werden.
Bei Wellenleitervorrichtungen, die in den Patentdokumenten 1 und 2 offenbart sind, ist ein künstlicher magnetischer Leiter durch eine Vielzahl elektrisch leitender Stäbe realisiert, die entlang von Zeilen- und Spaltenrichtungen arrayartig angeordnet sind. Solche Stäbe sind Vorsprünge, die auch als Pfeiler oder Stifte bezeichnet werden können. Jede dieser Wellenleitervorrichtungen weist als Ganzes ein Paar elektrisch leitender Platten auf, die einander gegenüberliegen. Eine leitende Platte hat eine Rippe, die in Richtung der anderen leitenden Platte absteht, und Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters, die sich auf beiden Seiten der Rippe erstrecken. Eine obere Fläche der Rippe (d.h. ihre elektrisch leitende Fläche) ist über einen Abstand zu einer leitenden Oberfläche der anderen leitenden Platte entgegengesetzt. Eine elektromagnetische Welle (Signalwelle) mit einer Wellenlänge, die in dem ausbreitungsbeschränkten Band des künstlichen magnetischen Leiters enthalten ist, breitet sich entlang der Rippe in dem Raum (Abstand) zwischen dieser leitenden Oberfläche und der oberen Fläche der Rippe aus.
1 ist eine perspektivische Ansicht, die ein nicht-einschränkendes Beispiel für die Grundkonstruktion einer solchen Wellenleitervorrichtung schematisch zeigt. 1 zeigt XYZ-Koordinaten entlang der Richtungen X, Y und Z, die zueinander orthogonal verlaufen. Die in der Figur gezeigte Wellenleitervorrichtung 100 weist ein plattenartiges erstes leitendes Bauglied 110 und ein plattenartiges zweites leitendes Bauglied 120 auf, die sich in zueinander entgegengesetzten und parallelen Positionen befinden. Eine Vielzahl von leitenden Stäben 124 ist auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 arrayartig angeordnet.
Es wird darauf hingewiesen, dassjede in einer Figur der vorliegenden Anmeldung dargestellte Struktur in einer Ausrichtung gezeigt ist, die zur einfacheren Erläuterung gewählt ist, was ihre Ausrichtung bei tatsächlicher Ausübung einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung in keiner Weise einschränken soll. Zudem sollen Form und Größe eines Ganzen oder eines Teils jedweder Struktur, die in einer Figur gezeigt ist, ihre tatsächliche Form und Größe nicht einschränken.
2A ist ein Diagramm, das die Konstruktion eines Querschnitts der Wellenleitervorrichtung 100, parallel zu derXZ-Ebene genommen, schematisch zeigt. Wie in 2A gezeigt, hat das erste leitende Bauglied 110 auf der dem zweiten leitenden Bauglied 120 zugewandten Seite eine leitende Oberfläche (erste leitende Oberfläche) 110a. Die leitende Oberfläche 110a hat eine zweidimensionale Ausdehnung entlang einer Ebene, die zu der axialen Richtung (Z-Richtung) der leitenden Stäbe 124 orthogonal verläuft (d.h. einer Ebene, die zu der XY-Ebene parallel ist). Obwohl die leitende Oberfläche 110a in diesem Beispiel als glatte Ebene gezeigt ist, braucht die leitende Oberfläche 110a keine Ebene zu sein, wie noch beschrieben wird.
3 ist eine perspektivische Ansicht, die die Wellenleitervorrichtung 100 schematisch so zeigt, dass die Beabstandung zwischen dem ersten leitenden Bauglied 110 und dem zweiten leitenden Bauglied 120 zum leichteren Verständnis übertrieben ist. In einer tatsächlichen Wellenleitervorrichtung 100, wie in 1 und 2A gezeigt, ist die Beabstandungzwischen dem ersten leitenden Bauglied 110 und dem zweiten leitenden Bauglied 120 schmal, wobei das erste leitende Bauglied 110 alle leitenden Stäbe 124 auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 überdeckt.
Siehe wiederum 2A. Die Vielzahl von leitenden Stäben 124, die arrayartig auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 angeordnet sind, haben jeweils ein führendes Ende 124a, das zu der leitenden Oberfläche 110a entgegengesetzt ist. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel befinden sich die führenden Enden 124a der Vielzahl von leitenden Stäben 124 auf derselben Ebene. Diese Ebene bestimmt die Oberfläche 125 eines künstlichen magnetischen Leiters. Jeder leitende Stab 124 braucht nicht vollständig elektrisch leitend zu sein, solange mindestens die Oberfläche (die obere Fläche und die Seitenfläche) der stabartigen Struktur elektrisch leitend ist. Zudem braucht jedes der zweiten leitenden Bauglieder 120 nicht vollständig elektrisch leitend zu sein, solange es die Vielzahl von leitenden Stäben 124 zu stützen vermag, um einen künstlichen magnetischen Leiter zu bilden. Von den Oberflächen des zweiten leitenden Bauglieds 120 kann eine Fläche (die zweite leitende Oberfläche) 120a, welche die Vielzahl von leitenden Stäben 124 trägt, elektrisch leitend sein, so dass die Oberflächen von benachbarten aus der Vielzahl von leitenden Stäben 124 über einen elektrischen Leiter verbunden sind. Mit anderen Worten: Die gesamte Kombination aus dem zweiten leitenden Bauglied 120 und der Vielzahl von leitenden Stäben 124 kann mindestens eine elektrisch leitende Oberfläche mit Anstiegen und Senkungen aufweisen, die zu der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 entgegengesetzt ist.
Auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 ist ein rippenartiges Wellenleiterbauglied 122 zwischen der Vielzahl der leitenden Stäbe 124 vorgesehen. Insbesondere sind Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters in der Weise auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds 122 vorhanden, dass das Wellenleiterbauglied 122 sandwichartig zwischen den Erstreckungen des künstlichen magnetischen Leiters auf beiden Seiten angeordnet ist. Wie aus 3 ersichtlich, ist das Wellenleiterbauglied 122 in diesem Beispiel auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 gestützt und erstreckt sich linear entlang der Y-Richtung. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel hat das Wellenleiterbauglied 122 dieselbe Höhe und Breite wie diejenigen der leitenden Stäbe 124. Wie noch beschrieben wird, können Höhe und Breite des Wellenleiterbauglieds 122 auch andere Werte als die des leitenden Stabes 124 haben. Anders als die leitenden Stäbe 124 erstreckt sich das Wellenleiterbauglied 122 entlang einer Richtung (in diesem Beispiel in derY-Richtung), in der elektromagnetische Wellen entlang der leitenden Oberfläche 110a zu führen sind. Ebenso braucht das Wellenleiterbauglied 122 nicht vollständig elektrisch leitend zu sein, sondern kann mindestens eine elektrisch leitende Wellenleiterfläche 122a aufweisen, die zu der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 entgegengesetzt ist. Das zweite leitende Bauglied 120, die Vielzahl von leitenden Stäben 124 und das Wellenleiterbauglied 122 können Teile eines kontinuierlichen einstückigen Körpers sein. Darüber hinaus kann das erste leitende Bauglied 110 ebenfalls Teil eines solchen einstückigen Körpers sein.
Auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds 122 lässt der Raum zwischen der Oberfläche 125 einer jeden Erstreckung eines künstlichen magnetischen Leiters und der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 keine Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle jedweder Frequenz zu, die innerhalb eines spezifischen Frequenzbands liegt. Dieses Frequenzband wird als „verbotenes Band“ bezeichnet. Der künstliche magnetische Leiter ist so gestaltet, dass die Frequenz (die nachfolgend als die „Betriebsfrequenz“ bezeichnet werden kann) einer elektromagnetischen Welle (die im Folgenden als Signalwelle bezeichnet werden kann) zur Ausbreitung in der Wellenleitervorrichtung 100 in dem verbotenen Band enthalten ist. Das verbotene Band ist auf Basis von Folgendem einstellbar: die Höhe der leitenden Stäbe 124, d.h. die Tiefe einer jeden Vertiefung, die zwischen angrenzenden leitenden Stäben 124 gebildet ist; die Breite eines jeden leitenden Stabes 124; das Intervall zwischen den leitenden Stäben 124 sowie die Größe des Abstands zwischen dem führenden Ende 124a und der leitenden Oberfläche 110a eines jeden leitenden Stabes 124.
<Beispielabmessungen usw. eines jeden Bauglieds>
Als Nächstes werden mit Bezug auf 4 Abmessungen, Form, Positionierung und dergleichen eines jeden Bauglieds beschrieben.
4 ist ein Diagramm, das einen Beispiel-Abmessungsbereich eines jedes Bauglieds in der in 2A gezeigten Struktur zeigt. Eine Wellenleitervorrichtung wird mindestens entweder zum Senden oder zum Empfang elektromagnetischer Wellen in einem vorbestimmten Band verwendet (als „Betriebsfrequenzband“ bezeichnet). In der vorliegenden Beschreibung bezeichnet o einen repräsentativen Wert für Wellenlängen (z.B. eine Zentralwellenlänge, die der Mittelfrequenz des Betriebsfrequenzbands entspricht) einer elektromagnetischen Welle (Signalwelle), die sich in einem Wellenleiter ausbreitet, welcher sich zwischen der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 und der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 erstreckt. Weiterhin bezeichnet m eine Wellenlänge (kürzeste Wellenlänge), im freien Raum, einer elektromagnetischen Welle der höchsten Frequenz in dem Betriebsfrequenzband. Das Ende eines jeden leitenden Stabes 124, das mit dem zweiten leitenden Bauglied 120 in Kontakt steht, wird als die „Wurzel“ bezeichnet. Wie in 4 gezeigt, hat jeder leitende Stab 124 das führende Ende 124a und die Wurzel 124b. Beispiele für Abmessungen, Formen, Positionierung und dergleichen der jeweiligen Bauglieder sind folgende.
Breite des leitenden Stabes
Die Breite (d.h. die Größe entlang der X-Richtung und der Y-Richtung) des leitenden Stabes 124 kann auf weniger als m/2 eingestellt sein. Innerhalb dieses Bereiches kann das Auftreten von Resonanz niedrigster Ordnung entlang der X-Richtung und derY-Richtung verhindert werden. Da Resonanz möglicherweise nicht nur in derX-Richtung und derY-Richtung, sondern auch in jeder diagonalen Richtung in einem X-Y-Querschnitt auftreten kann, ist die diagonale Länge eines X-Y-Querschnitts des leitenden Stabes 124 bevorzugt ebenfalls kleiner als m/2. Die unteren Grenzwerte für Breite und diagonale Länge des Stabes entsprechen den minimalen Längen, die mit dem gegebenen Fertigungsverfahren erzeugbar sind, sind jedoch nicht in besonderer Weise eingeschränkt.
Distanz von der Wurzel des leitenden Stabes zu der leitenden Oberfläche des ersten leitenden Bauglieds 110
Die Distanz von der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 zu der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 kann länger als die Höhe der leitenden Stäbe 124, dabei aber kleiner als m/2 sein. Wenn die Distanz m/2 oder mehr beträgt, kann zwischen der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a Resonanz auftreten, was die Wirkung der Signalwelleneindämmung zerstört.
Die Distanz von der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 zu der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 entspricht der Beabstandung zwischen diesem ersten leitenden Bauglied 110 und dem zweiten leitenden Bauglied 120. Wenn sich beispielsweise eine Signalwelle von 76,5 0,5 GHz (die dem Millimeterband oder dem extrem hohen Frequenzband angehört) in dem Wellenleiter ausbreitet, liegt die Wellenlänge der Signalwelle im Bereich von 3,8934 mm bis 3,9446 mm. Daher ist m in diesem Fall der Wert 3,8934 (mm) zugewiesen, so dass die Beabstandung zwischen dem ersten leitenden Bauglied 110 und dem zweiten leitenden Bauglied 120 auf weniger als eine Hälfte von 3,8934 mm eingestellt ist. Solange das erste leitende Bauglied 110 und das zweite leitende Bauglied 120 eine so schmale Beabstandung realisieren und dabei zueinander entgegengesetzt angeordnet sind, brauchen das erste leitende Bauglied 110 und das zweite leitende Bauglied 120 nicht exakt parallel zu sein. Außerdem kann, wenn die Beabstandung zwischen dem leitenden Bauglied 110 und dem zweiten leitenden Bauglied 120 kleiner als m/2 ist, die Gesamtheit oder ein Teil des ersten und des zweiten leitenden Bauglieds 110 und 120 als gekrümmte Oberfläche geformt sein. Andererseits haben die leitenden Bauglieder 110c und 120 jeweils eine plane Form (d.h. die Form ihrer Region, senkrecht auf die XY-Ebene projiziert) und eine plane Größe (d.h. die Größe ihrer Region, senkrecht auf die XY-Ebene projiziert), die je nach Zweckbestimmung beliebig gestaltet sein können.
Bei dem in 2A gezeigten Beispiel ist die leitende Oberfläche 120a als Ebene illustriert; jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung nicht darauf beschränkt. Wie in 2B gezeigt, kann es sich bei der leitenden Oberfläche 120a beispielsweise um die unteren Teile von Flächen mit einer Form ähnlich einer U-Form oder einer V-Form handeln. Die leitende Oberfläche 120a hat eine solche Struktur, wenn jeder leitende Stab 124 oder das Wellenleiterbauglied 122 mit einer Breite geformt ist, die sich in Richtung der Wurzel erhöht. Auch bei einer solchen Struktur ist die in 2B gezeigte Vorrichtung fähig, als Wellenleitervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zu funktionieren, solange die Distanz zwischen der leitenden Oberfläche 110a und der leitenden Oberfläche 120a kleiner als eine Hälfte der Wellenlänge m ist.
Distanz L2 von dem führenden Ende des leitenden Stabes zu der leitenden Oberfläche
Die Distanz L2 von dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 zu der leitenden Oberfläche 110a ist auf weniger als m/2 eingestellt. Wenn die Distanz m/2 oder mehr beträgt, kann eine zwischen dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a hin und her bewegte Ausbreitungsmode entstehen, so dass ein Eindämmen einer elektromagnetischen Welle nicht mehr möglich ist. Es wird darauf hingewiesen, dass von der Vielzahl von leitenden Stäben 124 mindestens bei den an das Wellenleiterbauglied 122 angrenzenden die führenden Enden nicht in elektrischem Kontakt mit der leitenden Oberfläche 110a stehen. Dass das führende Ende eines leitenden Stabes nicht in elektrischem Kontakt mit der leitenden Oberfläche steht, bedeutet gemäß der vorliegenden Verwendung einen der folgenden Zustände: Zwischen dem führenden Ende und der leitenden Oberfläche besteht ein Luftspalt; oder das führende Ende des leitenden Stabes und die leitende Oberfläche grenzen über eine isolierende Schicht aneinander, die in dem führenden Ende des leitenden Stabes oder in der leitenden Oberfläche existieren kann.
Anordnung und Form der leitenden Stäbe
Der Zwischenraum zwischen zwei angrenzenden leitenden Stäben 124 aus der Vielzahl von leitenden Stäben 124 hat eine Breite von weniger als m/2. Die Breite des Zwischenraums zwischen jeweils zwei benachbarten leitenden Stäben 124 ist definiert durch die kürzeste Distanz von der Oberfläche (Seitenfläche) eines der zwei leitenden Stäbe 124 zu der Oberfläche (Seitenfläche) des anderen. Diese Breite des Zwischenraums zwischen den Stäben ist so zu bestimmen, dass in den Regionen zwischen den Stäben keine Resonanz der niedrigsten Ordnung auftritt. Die Bedingungen, unter denen Resonanz auftritt, werden auf Basis einer Kombination aus Folgendem bestimmt: die Höhe der leitenden Stäbe 124; die Distanz zwischen jeweils zwei benachbarten leitenden Stäben sowie die Kapazitanz des Spalts zwischen dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a. Daher kann die Breite des Zwischenraums zwischen den Stäben in geeigneter Weise nach anderen Gestaltungsparametern bestimmt werden. Obwohl es keine klare Untergrenze für die Breite des Zwischenraums zwischen den Stäben gibt, kann diese zur leichteren Fertigung m/16 oder mehr betragen, wenn eine Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle im extrem hohen Frequenzband erfolgen soll. Es wird darauf hingewiesen, dass der Zwischenraum keine konstante Breite zu haben braucht. Solange diese unter m/2 bleibt, kann der Zwischenraum zwischen den leitenden Stäben 124 variieren.
Die Anordnung der Vielzahl von leitenden Stäben 124 ist nicht auf das illustrierte Beispiel beschränkt, solange sie eine Funktion eines künstlichen magnetischen Leiters aufweist. Die Vielzahl von leitenden Stäben 124 braucht nicht in orthogonalen Zeilen und Spalten angeordnet zu sein; die Zeilen und Spalten können sich auch in anderen Winkeln als 90 Grad überschneiden. Die Vielzahl von leitenden Stäben 124 braucht kein lineares Array entlang von Zeilen oder Spalten zu bilden, sondern kann eine gestreute Anordnung haben, die keine einfache Regelmäßigkeit zeigt. Die leitenden Stäbe 124 können auch je nach der Position auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 in Form und Größe variieren.
Die Oberfläche 125 des künstlichen magnetischen Leiters, die durch die führenden Enden 124a der Vielzahl von leitenden Stäben 124 gebildet ist, braucht keine exakte Ebene zu sein, sondern kann eine Ebene mit sehr kleinen Anstiegen und Senkungen oder sogar eine gekrümmte Oberfläche sein. Mit anderen Worten: Die leitenden Stäbe 124 brauchen keine einheitliche Höhe zu haben, vielmehr können die leitenden Stäbe 124 verschieden sein, solange das Array aus leitenden Stäben 124 als künstlicher magnetischer Leiter funktionieren kann.
Außerdem braucht jeder leitende Stab 124 keine Prismenform zu haben, wie in der Figur gezeigt, sondern kann beispielsweise auch zylindrische Form haben. Außerdem braucht jeder leitende Stab 124 keine einfache Säulenform zu haben. Der künstliche magnetische Leiter kann auch durch jede andere Struktur als durch ein Array aus leitenden Stäben 124 realisiert sein, und verschiedene künstliche magnetische Leiter sind für die Wellenleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung anwendbar. Es wird darauf hingewiesen, dass, wenn das führende Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 Prismenform hat, seine diagonale Länge bevorzugt weniger als m/2 beträgt. Wenn das führende Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 als Ellipse geformt ist, beträgt die Länge ihrer großen Achse bevorzugt weniger als m/2.
Auch bei jeder anderen Form des führenden Endes 124a beträgt die Abmessung darüber auch an der längsten Position bevorzugt weniger als m/2.
Breite der Wellenleiterfläche
Die Breite der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122, d.h. die Größe der Wellenleiterfläche 122a entlang einer Richtung, die orthogonal zu der Richtung ist, in der sich das Wellenleiterbauglied 122 erstreckt, kann auf weniger als m/2 (z.B. m/8) eingestellt sein. Wenn die Breite der Wellenleiterfläche 122a m/2 oder mehr beträgt, tritt Resonanz entlang der Breitenrichtung auf, was bei jedem WRG ein Funktionieren als einfache Übertragungsleitung verhindert.
Höhe des Wellenleiterbauglieds
Die Höhe des Wellenleiterbauglieds 122 (d.h. bei dem in der Figur gezeigten Beispiel die Größe entlang der Z-Richtung) ist auf weniger als m/2 eingestellt. Der Grund hierfür ist, dass bei einer Distanz von m/2 oder mehr die Distanz zwischen der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a m/2 oder mehr beträgt. Ebenso ist die Höhe der leitenden Stäbe 124 (insbesondere derjenigen leitenden Stäbe 124, die zu dem Wellenleiterbauglied 122 benachbart sind) auf weniger als m/2 eingestellt.
Distanz L1 zwischen der Wellenleiterfläche und der leitenden Oberfläche
Die Distanz L1 zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a ist auf weniger als m/2 eingestellt. Wenn die Distanz m/2 oder mehr beträgt, tritt Resonanz zwischen der Wellenleiterfläche 122a und der leitenden Oberfläche 110a auf, was eine Funktionalität als Wellenleiter verhindert. In einem Beispiel beträgt die Distanz L1 m/4 oder weniger. Um eine einfache Fertigung zu gewährleisten, beträgt die Distanz L1 bevorzugt beispielsweise m/16 oder mehr, wenn sich eine elektromagnetische Welle im extrem hohen Frequenzband ausbreiten soll.
Die Untergrenze der Distanz L zwischen der leitenden Oberfläche 110a und der Wellenleiterfläche 122a sowie die Untergrenze der Distanz L2 zwischen der leitenden Oberfläche 110a und dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 sind abhängig von der Bearbeitungsgenauigkeit und auch von der Genauigkeit beim Montieren der zwei oberen und unteren leitenden Bauglieder 110 und 120 in der Weise, dass sie um eine konstante Distanz voneinander entfernt sind. Bei Verwendung einer Presstechnik oder einer Spritztechnik beträgt die praktische Untergrenze der genannten Distanz circa 50 Mikrometer (m). Im Fall der Verwendung einer MEMS-Technik (mikro-elektromechanisches System) zur Herstellung eines Produktes z.B. im Terahertzbereich beträgt die Untergrenze für die genannte Distanz circa 2 bis circa 3 m.
In der Wellenleitervorrichtung 100 mit der oben beschriebenen Konstruktion kann sich eine Signalwelle mit der Betriebsfrequenz nicht in dem Raum zwischen der Oberfläche 125 des künstlichen magnetischen Leiters und der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 ausbreiten, sondern breitet sich in dem Raum zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 aus. Anders als bei einem Hohlwellenleiter braucht die Breite des Wellenleiterbauglieds 122 in einer solchen Wellenleiterstruktur nicht gleich oder größer zu sein als eine Hälfte der Wellenlänge der elektromagnetischen Welle, deren Ausbreitung erfolgen soll. Zudem brauchen das erste leitende Bauglied 110 und das zweite leitende Bauglied 120 nicht durch eine Metallwand verbunden zu sein, die sich entlang der Dickenrichtung (d.h. parallel zu der YZ-Ebene) erstreckt.
5A zeigt schematisch eine elektromagnetische Welle, die sich in einem schmalen Raum, d.h. einem Abstand zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110, ausbreitet. In 5A zeigen drei Pfeile schematisch die Ausrichtung eines elektrischen Feldes der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle an. Das elektrische Feld der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle steht zu der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 und zu der Wellenleiterfläche 122a senkrecht.
Auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds 122 befinden sich Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters, die durch die Vielzahl von leitenden Stäben 124 erzeugt sind. Eine elektromagnetische Welle breitet sich in dem Abstand zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 aus. 5A ist schematisch und stellt die Größenordnung eines elektromagnetischen Feldes, das tatsächlich durch die elektromagnetische Welle zu erzeugen ist, nicht korrekt dar. Ein Teil der elektromagnetischen Welle (elektromagnetisches Feld), der sich in dem Raum über der Wellenleiterfläche 122a ausbreitet, kann eine seitliche Ausdehnung aus dem Raum heraus haben, der durch die Breite der Wellenleiterfläche 122a umgrenzt ist (d.h. dorthin, wo der künstliche magnetische Leiter existiert). In diesem Beispiel breitet sich die elektromagnetische Welle in einer Richtung (Y-Richtung) aus, die zu der Ebene aus 5A senkrecht ist. Als solches braucht sich das Wellenleiterbauglied 122 nicht linear entlang der Y-Richtung zu erstrecken, sondern kann (eine) Biegung(en) und/oder einen Verzweigungsteil(e), nicht gezeigt, aufweisen. Da die elektromagnetische Welle sich entlang der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 ausbreitet, würde sich die Ausbreitungsrichtung an einer Biegung ändern, während die Ausbreitungsrichtung an einem Verzweigungsabschnitt sich in mehrere Richtungen gabeln würde.
In der Wellenleiterstruktur aus 5A existiert keine Metallwand (elektrische Wand), die für einen Hohlwellenleiter unerlässlich wäre, auf beiden Seiten der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle. Daher ist in der Wellenleiterstruktur aus diesem Beispiel „eine Beschränkung aufgrund einer Metallwand (elektrischen Wand)“ nicht in den Grenzbedingungen für die Erzeugung der elektromagnetischen Feldmode durch die sich ausbreitende elektromagnetische Welle enthalten, und die Breite (Größe entlang der X-Richtung) der Wellenleiterfläche 122a ist kleiner als eine Hälfte der Wellenlänge der elektromagnetischen Welle.
Als Referenz zeigt 5B schematisch einen Querschnitt eines Hohlwellenleiters 130. Durch Pfeile zeigt 5B schematisch die Ausrichtung eines elektrischen Feldes einer elektromagnetischen Feldmode (TE10), die in dem inneren Raum 132 des Hohlwellenleiters 130 erzeugt ist. Die Längen der Pfeile entsprechen elektrischen Feldstärken. Die Breite des inneren Raums 132 des Hohlwellenleiters 130 muss breiter als eine Hälfte der Wellenlänge eingestellt sein. Mit anderen Worten: Die Breite des inneren Raums 132 des Hohlwellenleiters 130 kann nicht kleiner eingestellt sein als eine Hälfte der Wellenlänge der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle.
5C ist eine Querschnittsansicht, die eine Implementierung zeigt, bei der zwei Wellenleiterbauglieder 122 auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 vorgesehen sind. Somit besteht zwischen den zwei angrenzenden Wellenleiterbaugliedern 122 ein künstlicher magnetischer Leiter, der durch die Vielzahl von leitenden Stäben 124 erzeugt ist. Genauer gesagt, befinden sich Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters, der durch die Vielzahl von leitenden Stäben 124 erzeugt ist, auf beiden Seiten eines jeden Wellenleiterbauglieds 122, so dass jedes Wellenleiterbauglied 122 unabhängig eine elektromagnetische Welle ausbreiten kann.
Als Referenz zeigt 5D schematisch einen Querschnitt einer Wellenleitervorrichtung, bei der zwei Hohlwellenleiter 130 nebeneinander angeordnet sind. Die beiden Hohlwellenleiter 130 sind elektrisch voneinander isoliert. Jeder Raum, in dem eine elektromagnetische Welle sich ausbreiten soll, muss von einer Metallwand umgeben sein, die den jeweiligen Hohlwellenleiter 130 bestimmt. Daher kann das Intervall zwischen den inneren Räumen 132, in denen elektromagnetische Wellen sich ausbreiten sollen, nicht kleiner gestaltet sein als eine Gesamtdicke von zwei Metallwänden. Üblicherweise ist eine Gesamtdicke von zwei Metallwänden länger als eine Hälfte der Wellenlänge einer sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle. Das Intervall zwischen den Hohlwellenleitern 130 (d.h. das Intervall zwischen ihren Mitten) kann daher nur schwer kürzer als die Wellenlänge einer sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle sein. Insbesondere bei elektromagnetischen Wellen mit Wellenlängen im extrem hohen Frequenzbereich (d.h. Wellenlänge der elektromagnetischen Welle: 10 mm oder kleiner) oder noch kürzeren Wellenlängen ist es schwierig, eine Metallwand zu bilden, die im Verhältnis zur Wellenlänge ausreichend dünn ist. Bei einer gewerblich praktikablen Implementierung stellt dies ein Kostenproblem dar.
Dagegen kann mit einer Wellenleitervorrichtung 100, die einen künstlichen magnetischen Leiter aufweist, leicht eine Struktur realisiert werden, bei der eine Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern 122 nahe beieinander angeordnet sind. Somit ist eine solche Wellenleitervorrichtung 100 zur Verwendung in einer Array-Antenne geeignet, die mehrere Antennenelemente in einer engen Anordnung aufweist.
Zur Realisierung des Austauschs von Hochfrequenzsignalen durch die Verbindung einer Wellenleitervorrichtung, welche die obige Struktur hat, mit einer Montage-Leiterplatte, auf die ein MMIC montiert ist, ist eine wirksame Kopplung der Anschlüsse des MMIC und der Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung notwendig.
Wie bereits beschrieben, kann in einer Frequenzregion, die 30 GHz überschreitet, d.h. dem Millimeterband, während der Ausbreitung in einer Mikrostreifenleitung ein hoher dielektrischer Verlust auftreten. Es war jedoch bislang die übliche Praxis, die Anschlüsse eines MMIC mit Mikrostreifenleitungen zu verbinden, die auf der Montage-Leiterplatte vorgesehen sind. Dies gilt bisher auch in dem Fall, in dem die Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung als Hohlwellenleiter und nicht als Mikrostreifenleitungen implementiert sind. Mit anderen Worten: Die Verbindung zwischen den Anschlüssen des MMIC und einem Hohlwellenleiter erfolgte über eine Mikrostreifenleitung.
6A ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für die Positionierung von Anschlüssen (Stiftanordnung) auf der unteren Fläche eines Millimeterwellen-MMICs (Millimeterwellen-ICs) 2 zeigt. Der Millimeterwellen-IC 2 kann beispielsweise ein integriertes Mikrowellenschaltungselement sein, das ein Hochfrequenzsignal beispielsweise eines Bands von ungefähr 76 GHz generiert oder verarbeitet. Auf der unteren Fläche des in der Figur gezeigten Mikrowellen-IC 2 ist eine Vielzahl von Anschlüssen 20 in Zeilen und Spalten arrayartig angeordnet. Die Anschlüsse 20 weisen erste Antennen-I/O- (Eingangs/Ausgangs-) Anschlüsse 20 und zweite Antennen-I/O-Anschlüsse 20b auf. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel funktionieren die ersten Antennen-I/O-Anschlüsse 20a als Signalanschlüsse, während die zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse 20b als Erdungsanschlüsse funktionieren. Von der Vielzahl von Anschlüssen 20 kann jeder Anschluss außer den Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b beispielsweise ein Leistungsanschluss, ein Steuersignalanschluss oder ein Signal-I/O-Anschluss sein.
In der später beschriebenen Ausführungsform 1 werden Anschlüsse 20A verwendet, die einen ersten Antennen-I/O-Anschluss 20a und einen zweiten Antennen-I/O-Anschluss 20b aufweisen. In Ausführungsform 2 werden Anschlüsse 20B verwendet, die einen ersten Antennen-I/O-Anschluss 20a und zwei zweite Antennen-I/O-Anschlüsse 20b aufweisen. In Ausführungsform 3 werden Anschlüsse 20C verwendet, die zwei erste Antennen-I/O-Anschlüsse 20a aufweisen. In Ausführungsform 3 werden Anschlüsse 20C verwendet, die zwei erste Antennen-I/O-Anschlüsse 20a aufweisen. Bei Ausführungsform 3 wird vorausgesetzt, dass die Anschlüsse 20C keine zwei zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse 20b aufweisen, die jeweils zu zwei ersten Antennen-I/O-Anschlüssen 20a benachbart sind.
6B ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für Leitungsmuster 40 zum Führen der Antennen-Ein/Ausgabe-Anschlüsse 20a und 20b, die in 6A gezeigt sind, zu einer Region außerhalb der Grundfläche des Millimeterwellen-ICs 2 schematisch zeigt. Bei dem in 6B gezeigten Beispiel können Millimeterwellensignale auf drei Kanälen, die entsprechend drei Anschlussgruppen 20A bis 20C nutzen, in die Antennen-I/O-Anschlüsse 20a und 20b des Millimeterwellen-ICs2 eingegeben oder aus derselben ausgegeben sein.
In der vorliegenden Beschreibung bildet in einer Region außerhalb der Grundfläche des Millimeterwellen-ICs 2 jedes Leitungsmuster 40 einen Teil einer hängenden Streifenleitung (SSL), die ein Wellenleiter ist. Eine „hängende Streifenleitung“ ist ein Wellenleiter, der zwischen einer Leiterbahn, die auf einer (nicht gezeigten) Leiterplatte gebildet ist, und einer Leiterfläche erzeugt ist, welche zu der Leiterbahn über die Luft entgegengesetzt ist. Das Leitungsmuster 40 funktioniert als die vorgenannte Leiterbahn, während das erste leitende Bauglied 110 (siehe 1 bis 5A usw.) der Leiterfläche entspricht, die zu dem Leitungsmuster 40 (der Leiterbahn) über die Luft entgegengesetzt ist.
Wenn ein Hochfrequenzsignal einer hohen Frequenz, z.B. eine Millimeterwelle, sich in einem Leitungsmuster 40 und einer Mikrostreifenleitung ausbreitet, tritt aufgrund der dielektrischen Leiterplatte beträchtlicher Verlust auf. Wenn sich beispielsweise eine Millimeterwelle eines Bands von ungefähr 76 GHz in einer Mikrostreifenleitung ausbreitet, können durch dielektrischen Verlust circa 0,4 dB Dämpfung pro Millimeter Weglänge auftreten. Bei der herkömmlichen Technik bestehen daher Verbindungen wie etwa Mikrostreifenleitungen zwischen dem MMIC und der Wellenleitervorrichtung, was zu beträchtlichen dielektrischen Verlusten im Millimeterband führt.
Durch Verwendung der unten beschriebenen neuartigen Kopplungsstruktur kann der vorgenannte Verlust signifikant reduziert werden.
7A ist eine schematische Draufsicht, die ein Beispiel für eine schematische Gesamtkonstruktion eines Mikrowellenmoduls 1000 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt. Das Mikrowellenmodul 1000 weist einen Millimeterwellen-IC 2, eine Leiterplatte 4 und eine Wellenleitervorrichtung 100 auf.
Auf der-Z-Fläche der Leiterplatte 4 (d.h. der Fläche, die sich von der Ebene der Figur aus 7A aus hinten befindet) sind zwei Leitungsmuster 40 vorgesehen. Die -Z-Fläche der Leiterplatte 4 ist zu den Anschlüssen 20 des Millimeterwellen-ICs 20 und der +Z-Fläche der Wellenleitervorrichtung 100 entgegengesetzt. Der in 6A gezeigte Millimeterwellen-IC 2 weist mindestens zwei Anschlüsse 20 auf der +Z-Fläche des Millimeterwellen-ICs 2 auf. Jedes Leitungsmuster 40 und die Anschlüsse 20 des Millimeterwellen-ICs2 stehen über ein elektrisch leitendes Material (z.B. Lotkugeln) in Kontakt, wodurch dazwischen elektrische Leitung hergestellt wird. Obwohl 7A zwei Leitungsmuster 40 illustriert, ist ihre Anzahl nur ein Beispiel. Wie noch beschrieben wird, können drei Leitungsmuster 40 vorgesehen sein.
Außerdem sind die Leitungsmuster 40 auch zu dem ersten leitenden Bauglied 110 entgegengesetzt (1 bis 5A usw.), das die +Z-Fläche der Wellenleitervorrichtung 100 bestimmt. Das bedeutet: Der Millimeterwellen-IC 2 und die Wellenleitervorrichtung 100 sind auf derselben Seite der Leiterplatte 4 angeordnet.
Jedes Leitungsmuster 40 und das erste leitende Bauglied 110 der Wellenleitervorrichtung 100 bilden eine hängende Streifenleitung, die ein Wellenleiter ist. Die hängende Streifenleitung erstreckt sich entlang des Leitungsmusters 40 und des ersten leitenden Bauglieds 110. Details zu der hängenden Streifenleitung werden noch beschrieben.
7B ist eine schematische Draufsicht, die eine weitere Implementierung des Mikrowellenmoduls 1000 zeigt. Ähnlich wie in 7A weist in dem Beispiel aus 7B Mikrowellenmodul 1000 einen Millimeterwellen-IC 2, eine Leiterplatte 4 und eine Wellenleitervorrichtung 100 auf. Das Beispiel aus 7B unterscheidet sich von dem aus 7A in der relativen Positionierung zwischen dem Millimeterwellen-IC 2, der Schaltungsplatine 4 und der Wellenleitervorrichtung 100. Spezifischer sind die Wellenleitervorrichtung 100, die Schaltungsplatine und der Millimeterwellen-IC 2 aus der-Z-Richtung und in der+Z-Richtung in dieser Reihenfolge angeordnet. Die +Z-Fläche der Wellenleitervorrichtung 100 ist zu der-Z-Fläche der Schaltungsplatine 4 entgegengesetzt, während die +Z-Richtung der Leiterplatte 4 zu der -Z-Fläche des Millimeterwellen-ICs2 entgegengesetzt ist.
In dem Beispiel aus 7B sind Leitungsmuster 40 auf der-Z-Fläche der Leiterplatte 4 und nicht auf der +Z-Fläche vorgesehen. Auf der +Z-Fläche sind jedoch elektrisch leitende Teile (nicht gezeigt) vorgesehen, die mit den Anschlüssen 20 des Millimeterwellen-ICs 2 in Kontakt stehen. Die elektrisch leitenden Teile erstrecken sich durch die Leiterplatte 4 und sind elektrisch mit Verbindungslöchern verbunden, die mit einer elektrisch leitenden Paste gefüllt sind. Die Verbindungslöcher erreichen die -Z-Fläche der Leiterplatte 4, so dass sie elektrisch mit den Leitungsmustern 40 verbunden sind. Jedes Leitungsmuster 40 erstreckt sich auf der-Z-Fläche der Leiterplatte 4, z.B. in der-Y-Richtung. Wie in dem Beispiel aus 7A bilden jedes Leitungsmuster 40, das auf der-Z-Fläche der Leiterplatte 4 vorgesehen ist, und das erste leitende Bauglied 110 eine hängende Streifenleitung, die ein Wellenleiter ist. Die hängende Streifenleitung erstreckt sich entlang des Leitungsmusters 40 und des ersten leitenden Bauglieds 110.
In beiden Konstruktionen aus 7A und 7B sind die hängenden Streifenleitungen zu einer einzigen kombiniert, und über einen Hohlwellenleiter, der auf dem ersten leitenden Bauglied 110 der Wellenleitervorrichtung 100, wie unten beschrieben, vorgesehen ist, mit einem Wellenleiter (Rippenwellenleiter) zwischen der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 der Wellenleitervorrichtung 100 und der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 verbunden. Der Hohlwellenleiter erstreckt sich von der leitenden Oberfläche 110a des ersten leitenden Bauglieds 110 durch die Leiterfläche auf der+Z-Seite des ersten leitenden Bauglieds 110 und verbindet so die beiden Wellenleiter (d.h. den Hängende-Streifenleitung-Wellenleiter und den Rippenwellenleiter) miteinander.
Es wird darauf hingewiesen, dass andere Schaltungskomponenten zum Zuführen der notwendigen Leistung aus der Stromquelle und von Signalen für den Millimeterwellen-IC 2 auf der Leiterplatte 4 vorgesehen sein können. Die Leiterplatte 4 kann eine steife Leiterplatte sein, z.B. eine solche aus einem Epoxidharz, einem Polyimidharz oder einem Fluorkunststoff (der ein HF-Leiterplatten-Material ist), oder kann eine flexible Leiterplatte sein, die flexibel ist. Die in 7A und 7B gezeigte Leiterplatte 4 ist ein Teil einer flexiblen bedruckten Leiterplatte (FPC).
Ein flexibler Verdrahtungsabschnitt 4b erstreckt sich von der Leiterplatte 4.
7A und 7B zeigen lediglich Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Offenbarung; diese Beispiele sind nicht einschränkend. Die folgende Beschreibung richtet sich hauptsächlich auf die Konstruktion aus 7A als Beispiel.
Als Nächstes wird eine hängende Streifenleitung gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben, die den Konstruktionen aus 7A und 7B gemeinsam ist.
8 zeigt schematisch eine hängende Streifenleitung SSL. Die hängende Streifenleitung SSL ist ein Wellenleiter, der zwischen einem Leitungsmuster 40, das auf der Leiterplatte 4 gebildet ist, und der Leiterfläche 110b auf der+Z-Seite des ersten leitenden Bauglieds 110 erzeugt ist, wo das Leitungsmuster 40 und die Leiterfläche 110b durch die Luft zueinander entgegengesetzt sind.
8 zeigt ein elektrisches Feld und Magnetfeld zu einem bestimmten Zeitpunkt, während eine elektromagnetische Welle sich in der-Y-Richtung bewegt. Strichpunktpfeile stellen einen Teil der Magnetkraftlinien dar, während Doppelpunkt-Strich-Pfeile einen Teil der elektrischen Kraftlinien darstellen. Bei einer Mikrostreifenleitung, einem anderen bekannten Wellenleiter, ist ein Wellenleiter innerhalb des Dielektrikums der Leiterplatte erzeugt, was einen relativ hohen dielektrischen Verlust zum Ergebnis hat. In einer hängenden Streifenleitung SSL ist dagegen der dielektrische Verlust relativ klein oder ausreichend klein. Infolgedessen kann ein Wellenleiter mit niedrigem Verlust realisiert werden.
Bei dem Wellenleitervorrichtungsmodul 1000 gemäß der vorliegenden Offenbarung erzeugen zwei oder drei Leitungsmuster 40, die sich von Anschlussgruppen 20A bis 20C auf dem Millimeterwellen-IC 2 erstrecken, jeweils eine hängende Streifenleitung SSL zwischen sich und der Leiterfläche auf der+Z-Seite des ersten leitenden Bauglieds 110. Wenn aus jedem Antennen-I/O-Anschluss des Millimeterwellen-ICs 2 ein Hochfrequenzsignal ausgegeben wird, breitet sich das Hochfrequenzsignal auf dem Leitungsmuster 40 in Form einer Potentialveränderung aus. Wenn das Hochfrequenzsignal an einer Position eintrifft, wo das Leitungsmuster 40 und das erste leitende Bauglied 110 einanderzugewandtsind, wird zwischen dem Leitungsmuster 40 und dem ersten leitenden Bauglied 110 ein elektromagnetisches HF-Feld (eine elektromagnetische Welle) generiert. Die elektromagnetische Welle breitet sich entlang der hängenden Streifenleitung SSL aus.
An jeder der Anschlussgruppen 20A bis 20C des Millimeterwellen-ICs 2 werden mindestens zwei Hochfrequenzsignale, wie folgt, ausgegeben: Die mindestens zwei Hochfrequenzsignale können ein Hochfrequenzsignal, das aktiv generiert ist, und ein anderes Hochfrequenzsignal aufweisen, das durch das Hochfrequenzsignal induziert ist und einer Potentialveränderung in der entgegengesetzten Phase unterliegt; oder die mindestens zwei Hochfrequenzsignale können mindestens zwei Hochfrequenzsignale aufweisen, die aktiv generiert sind und in Bezug aufeinander entgegengesetzte Phasen haben. Infolgedessen sind elektromagnetische Wellen, die sich in der Vielzahl von hängenden Streifenleitungen SSL ausbreiten, auch in der Phase entgegengesetzt.
Die Erfinder sind zu dem Konzept gelangt, die Vielzahl von hängenden Streifenleitungen SSL zu einem Wellenleiter zu kombinieren und zuzulassen, dass dieser Wellenleiter mit einem Rippenwellenleiter der Wellenleitervorrichtung 100 verbunden ist.
Dabei haben die Erfinder die folgenden Einstellungen hinsichtlich der Vielzahl von hängenden Streifenleitungen SSL vorgenommen, in denen elektromagnetische Wellen mit zueinander entgegengesetzten Phasen sich ausbreiten; d.h. die Längen der hängenden Streifenleitungen SSL bis zu ihrem Schnittpunkt (Verzweigungspunkt) sind so eingestellt, dass eine Phasendifferenz von weiteren 180 Grad zwischen den elektromagnetischen Wellen eingebracht wird. Infolgedessen erreichen die elektromagnetischen Wellen an dem Schnittpunkt Phasengleichheit, so dass die Ausbreitung einer gegenseitig verstärkten elektromagnetischen Welle entlang des Rippenwellenleiters zugelassen wird. Es wird darauf hingewiesen, dass 180 Grad Phasendifferenz lediglich ein Beispiel sind; es kann auch jede andere Phasendifferenz eingebracht werden.
Nachfolgend werden Wellenleitervorrichtungsmodule, welche die Wellenleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung aufweisen, und Anwendungsbeispiele derselben beschrieben. In der vorliegenden Beschreibung wird eine Leiterplatte mit der Wellenleitervorrichtung 100 und einem oder mehreren Leitungsmustern darauf als „Wellenleitervorrichtungsmodul“ bezeichnet. Das Wellenleitervorrichtungsmodul kann den Millimeterwellen-IC 2 aufweisen oder auch nicht.
(Ausführungsform 1)
Zunächst wird ein Millimeterwellen-IC 2 gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben.
In der vorliegenden Ausführungsform sind ein erster Antennen-I/O-Anschluss (auch als „S-Anschluss“ bezeichnet) 20a und ein zweiter Antennen-I/O-Anschluss (auch als „G-Anschluss“ bezeichnet) 20b des Millimeterwellen-ICs 2, gezeigt in 6A und 6B, Signalanschlüsse eines unsymmetrischen Typs. Wie hier verwendet, bezeichnet „unsymmetrischer Typ“ die Eigenschaft, dass in Antwort auf ein aktives Signal mit fester oder veränderlicher Frequenz, das an den S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 angelegt ist, ein Signal mit entgegengesetzter Phase zu derjenigen dieses Signals an dem G-Anschluss 20b induziert wird.
9A zeigt eine Beziehung zwischen dem Millimeterwellen-IC 2, der Leiterplatte 4 und der Wellenleitervorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform. 9B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie A-A' in 9A. 9C ist eine perspektivische Explosionsansicht, welche die Beziehung zwischen der Leiterplatte 4, dem Millimeterwellen-IC 2 und dem ersten leitenden Bauglied 110 der Wellenleitervorrichtung 100 zeigt.
Die Leiterplatte 4 hat ein darauf vorgesehenes Leitungsmuster 40. Im Folgenden wird hauptsächlich das Leitungsmuster 40 beschrieben, wobei auch die Beziehung zwischen dem Leitungsmuster 40, dem Millimeterwellen-IC 2 und der Wellenleitervorrichtung 100 beschrieben wird.
Das Leitungsmuster 40 ist aus drei Teilmustern zusammengesetzt, d.h. einem ersten Zweigmuster 40S, einem zweiten Zweigmuster 40G und einem Stammmuster 40T.
Das erste Zweigmuster 40S und das zweite Zweigmuster 40G sind zwei Muster, die von dem +Y-Ende des Stammmusters 40T abzweigen. In der Nähe seines +Y-Endes ist das erste Zweigmuster 40S über eine Lotkugel oder dergleichen mit einem S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 verbunden. An seinem +Y-Ende ist das zweite Zweigmuster 40G über eine Lotkugel oder dergleichen mit einem G-Anschluss 20b des Millimeterwellen-ICs 2 verbunden. An seinem -Y-Ende ist das Stammmuster 40T zu der Apertur eines Hohlwellenleiters 112 entgegengesetzt, die sich durch das erste leitende Bauglied 110 erstreckt. Diese Aspekte sind in 9B besser illustriert.
Das erste Zweigmuster 40S und das zweite Zweigmuster 40G spreizen sich über die Leiterplatte 4 und die Wellenleitervorrichtung 100. Das Stammmuster 40T, das erste Zweigmuster 40S und das zweite Zweigmuster 40G auf der Wellenleitervorrichtung 100 sind zu der Leiterfläche 110b des ersten leitenden Bauglieds 110 der Wellenleitervorrichtung 100 entgegengesetzt. Infolgedessen ist ein Wellenleiter jeweils zwischen dem Stammmuster 40T, dem ersten Zweigmuster 40S und dem zweiten Zweigmuster 40G sowie der Leiterfläche 110b erzeugt.
10 zeigt eine Beziehung zwischen den Leitungsmustern 40S, 40G und 40T und den jeweiligen Wellenleitern. In der vorliegenden Beschreibung wird der Wellenleiter, der sich zwischen dem Stammmuster 40T und der Leiterfläche 110b erstreckt, als der „Hauptwellenleiter“ bezeichnet. Dagegen werden der Wellenleiter, der sich zwischen dem ersten Zweigmuster 40S und der Leiterfläche 110b erstreckt, und der Wellenleiter, der sich zwischen dem zweiten Zweigmuster 40G und der Leiterfläche 110b erstreckt, als der „erste Zweigwellenleiter“ bzw. der „zweite Zweigwellenleiter“ bezeichnet. Mit durchbrochenen Linien zeigt 10 einen Hauptwellenleiter WT, der durch das Stammmuster 40T erzeugt ist, sowie einen ersten Zweigwellenleiter WS und einen zweiten Zweigwellenleiter WG, die jeweils durch das erste Zweigmuster 40S und das zweite Zweigmuster 40G erzeugt sind. Es wird darauf hingewiesen, dass die +Y-Enden des ersten Zweigwellenleiters WS und des zweiten Zweigwellenleiters WG mit einem Ende B der Leiterfläche 110b geradlinig ausgerichtet sind. In der vorliegenden Beschreibung können das +Y-Ende des Wellenleiters, der zwischen dem Leitungsmuster 40 und der Leiterfläche 110b auf der+Z-Seite des ersten leitenden Bauglieds 110 erzeugt ist, als „Ende B“ bezeichnet sein.
Der erste Zweigwellenleiter WS und der zweite Zweigwellenleiter WG sind an der Position des +Y-Endes 40M des Stammmusters 40T mit dem Hauptwellenleiter WT verbunden.
Da das Stammmuster 40T und das erste Zweigmuster 40S linear geformt sind, sind der Hauptwellenleiter WT und der erste Zweigwellenleiter WS ebenfalls linear geformt. Dagegen erstreckt sich das zweite Zweigmuster 40G, von seinem +Y-Ende aus gesehen, in der-Y-Richtung, biegt sich dann in die +X-Richtung und erstreckt sich dann wieder in der-Y-Richtung. Danach biegt sich das zweite Zweigmuster 40G weiter, so dass es sich in der -X-Richtung erstreckt. Wegen dieser Form biegt sich der zweite Zweigwellenleiter WG ebenfalls entsprechend.
Die Länge des ersten Zweigmusters 40S von dem S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 zu dem +Y-Ende 40M des Stammmusters 40T unterscheidet sich von der Länge des zweiten Zweigmusters 40G von dem G-Anschluss 20b des Millimeterwellen-ICs 2 zu dem +Y-Ende 40M des Stammmusters 40T. Dieser Längendifferenz manifestiert sich auch als Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter WS und dem zweiten Zweigwellenleiter WG, die auf der-Y-Seite von dem Ende B der Leiterfläche 110b des ersten leitenden Bauglieds 110 erzeugt sind. Die Erfinder haben diese Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter WS und dem zweiten Zweigwellenleiter WG auf Basis seines Verhältnisses zu einer Phasendifferenz zwischen elektromagnetischen HF-Feldern (elektromagnetischen Wellen) bestimmt, die sich jeweils in dem ersten Zweigwellenleiter WS und dem zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreiten.
Nachfolgend wird das Prinzip der Generierung eines elektromagnetischen HF-Feldes (einer elektromagnetischen Welle) durch den Millimeterwellen-IC 2 beschrieben, gefolgt von einer Erläuterung der Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter WS und dem zweiten Zweigwellenleiter WG.
Der Millimeterwellen-IC 2 legt ein HF-Spannungssignal an dem S-Anschluss 20a an. Veränderungen der Amplitude des HF-Spannungssignals breiten sich dann durch das erste Zweigmuster 40S aus. Wenn eine solche Veränderung an der Position eintrifft, an der das erste Zweigmuster 40S und die Leiterfläche 110b einander zugewandt sind, d.h. dem Ende B der Leiterfläche 110b, entsteht ein elektrisches HF-Feld in der Z-Richtung in dem ersten Zweigwellenleiter WS, und außerdem wird ein HF-Magnetfeld entsprechend dem elektrischen HF-Feld induziert. In der Form eines elektromagnetischen HF-Felds (einer elektromagnetischen Welle) breiten sich das induzierte elektrische HF-Feld und das HF-Magnetfeld durch den ersten Zweigwellenleiter WS in der-Y-Richtung aus.
Wenn dagegen ein HF-Spannungssignal an dem S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 anliegt, bewirkt das HF-Spannungssignal die Induzierung eines weiteren HF-Spannungssignals an dem G-Anschluss 20b, wobei dieses Signal die gleiche Amplitude wie das vorgenannte HF-Spannungssignal hat und eine Spannung mit der hierzu entgegengesetzten Phase hat. Eine zu der Phase eines HF-Spannungssignals „entgegengesetzte Phase“ bedeutet eine Phase, die gegenüber der Phase des HF-Spannungssignals um 180 Grad verschoben ist. Wenn ein zu der Zeit t an den S-Anschluss 20a angelegtes HF-Spannungssignal als +a(t) dargestellt ist, wird an dem G-Anschluss 20b ein HF-Spannungssignal induziert, das als -a(t) darstellbar ist. Veränderungen der Amplitude des HF-Spannungssignals, das an dem G-Anschluss 20b induziert ist, breiten sich dann durch das zweite Zweigmuster 40G aus. Wenn eine solche Veränderung an der Position eintrifft, an der das zweite Zweigmuster 40G und die Leiterfläche 110b einander zugewandt sind, d.h. dem Ende B der Leiterfläche 110b, entsteht in dem zweiten Zweigwellenleiter WG ein elektrisches HF-Feld in der Z-Richtung, und außerdem wird in Antwort auf das elektrische HF-Feld ein HF-Magnetfeld induziert. Das induzierte elektrische HF-Feld und HF-Magnetfeld breiten sich als elektromagnetisches HF-Feld (elektromagnetische Welle) durch den zweiten Zweigwellenleiter WG in der-Y-Richtung aus.
Die Phase der elektromagnetischen Welle, die in dem zweiten Zweigwellenleiter WG auftritt, an dem Ende B ist gegenüber der Phase der elektromagnetische Welle, die in dem ersten Zweigwellenleiter WS auftritt, an dem Ende B um 180 Grad verschoben. Das induzierte elektrische HF-Feld und das HF-Magnetfeld breiten sich durch den zweiten Zweigwellenleiter WG in der -Y-Richtung als elektromagnetisches HF-Feld (elektromagnetische Welle) aus, das danach mehrere Male gebogen wird, so dass es sich zu dem Verbindungspunkt 40M mit dem Hauptwellenleiter WT ausbreitet.
Elektromagnetische Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS und den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreiten, treffen an dem Ende 40M des Hauptwellenleiters WT aufeinander. Die Erfinder sind zu dem Konzept gelangt, die Längen des ersten Zweigwellenleiters WS und des zweiten Zweigwellenleiters WG so einzustellen, dass die elektromagnetischen Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS und den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreiten, an dem Ende 40M, wo ihr Aufeinandertreffen erfolgt, in der Phase angeglichen werden. Spezifisch haben die Erfinder sichergestellt, dass die Längen der Längen des ersten Zweigwellenleiters WS und des zweiten Zweigwellenleiters WG in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der elektromagnetischen Welle sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS ausbreitet und eine Phasenvariation der elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreitet, ein ungerades Vielfaches von 180 Grad ist. Der Grund hierfür ist, wie oben beschrieben, dass die elektromagnetische Welle, die an der Position Gr auftritt, und die elektromagnetische Welle, die an der Position Sr auftritt, um 180 Grad phasenverschoben sind. Daher erlaubt eine Einstellung der Längen des ersten Zweigwellenleiters WS und des zweiten Zweigwellenleiters WG auf die genannte Weise eine Angleichung der zwei elektromagnetischen Wellen in der Phase an dem Ende 40M. Nach dem Aufeinandertreffen breiten die elektromagnetischen Wellen sich durch den Hauptwellenleiter WT in der-Y-Richtung aus, wobei sie einander verstärken. Wenn beispielsweise die elektromagnetische Welle, die an dem Ende B des ersten Zweigwellenleiters WS auftritt, bei einer bestimmten Phase ein Signalniveau von +1 hat, hat die elektromagnetische Welle, die an dem Ende B des zweiten Zweigwellenleiters WG auftritt, bei dieser Phase ein Signalniveau von -1; d.h. sie haben die gleiche Amplitude, aber zueinander um 180 Grad verschobene Phasen. Durch Sicherstellung dessen, dass die beiden elektromagnetischen Wellen sich an dem Ende 40M mit angeglichenen Phasen treffen, haben die elektromagnetischen Wellen nach dem Zusammentreffen eine Amplitude von 2.
Im Prinzip sind die Längen des ersten Zweigwellenleiters WS und des zweiten Zweigwellenleiters WG so eingestellt, dass die elektromagnetischen Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS und den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreiten, an dem Ende 40M phasengleich werden. Bei tatsächlichen Produkten können jedoch die Längen des ersten Zweigwellenleiters WS und des zweiten Zweigwellenleiters WG durch Fertigungsschwankungen oder dergleichen Fehler aufweisen, so dass die beiden elektromagnetischen Wellen an dem Ende 40M möglicherweise nicht in der Phase angeglichen sind (d.h. eine Phasendifferenz dazwischen bestehen kann). In der Praxis kann je nach Zweckbestimmung ein bestimmter Toleranzbereich für diese Phasendifferenz bestehen. Beispielsweise kann bei einem Bordradarsystem, das noch beschrieben wird, eine Phasendifferenz von circa 60 Grad toleriert sein. Als spezifisches Beispiel haben die elektromagnetischen Wellen, wenn die elektromagnetische Welle, die an dem Ende B des ersten Zweigwellenleiters WS auftritt, ein Signalniveau von +1 hat und die elektromagnetische Welle, die an dem Ende B des zweiten Zweigwellenleiters WG auftritt, ein Signalniveau von -1 bei einer bestimmten Phase hat, nach dem Zusammentreffen eine Amplitude von 2 bis 1,5. Ein solcher Amplitudenbereich erlaubt in der Praxis ein adäquates Funktionieren des Bordradarsystems. Andere Systeme können adäquat funktionieren, solange die elektromagnetischen Wellen nach dem Zusammentreffen eine Amplitude von 2 bis 1 haben; in diesem Fall kann beispielsweise sogar ein Fehler von bis zu 90 Grad toleriert sein.
Die Größe tolerierbarer Fehler kann auf Basis des Signalniveaus einer elektromagnetischen Welle bestimmt sein, die aus der Kombination einer Vielzahl von hängenden Streifenleitungen SSL zu einem Wellenleiter entsteht. Wenn beispielsweise ein HF-Spannungssignal, das an dem S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 anliegt, ein Signalniveau von +1 hat, lässt sich sagen, dass die Wellenleitervorrichtung adäquat funktioniert, solange das Signalniveau an dem Schnittpunkt zwischen den Wellenleitern beispielsweise gleich oder größer als +1 ist. In einem solchen Fall ist die Vielzahl elektromagnetischer Wellen an dem Schnittpunkt möglicherweise nicht in der Phase angeglichen, und eine vorhandene Phasendifferenz kann toleriert sein. Es wird darauf hingewiesen, dass das Signalniveau an dem Schnittpunkt zwischen den Wellenleitern von +1 oder mehr als +1 nur ein Beispiel ist und dass es auch niedriger als +1 sein kann, um Dämpfungen oder dergleichen zu berücksichtigen.
In der vorliegenden Ausführungsform fallen die +Y-Enden des ersten Zweigmusters 40S und des zweiten Zweigmusters 40G nicht mit ihren Verbindungspositionen mit dem S-Anschluss 20a und dem G-Anschluss 20b zusammen, sondern dazwischen ist eine Differenz um eine Distanz Lx vorgesehen, die zur Endbehandlung eines jeden Zweigmusters bestimmt ist. Die Distanz Lx beträgt z.B. weniger als g/2, wobei g die Wellenlänge der elektromagnetischen Wellen ist, die sich in dem ersten Zweigwellenleiter WS und dem zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreiten. Spezifisch ist g/4 eher bevorzugt. Wenn Lx= g/4, werden Spannungen, die aus dem S-Anschluss 20a und dem G-Anschluss 20b anliegen, an den jeweiligen +Y-Enden (offenen Enden) des ersten Zweigmusters 40S und des zweiten Zweigmusters 40G mit der gleichen Polarität und dem gleichen Spannungswert reflektiert. Infolgedessen können an den Verbindungspunkten mit dem S-Anschluss 20a und dem G-Anschluss 20b eine Signalwelle und eine reflektierte Welle derselben auf jedem Anschluss in der Phase angeglichen sein. In dem Fall, dass eine Frequenz im 76-GHz-Band verwendet wird, beträgt die Wellenlänge g circa 4 mm. Hierdurch wird Lx kleiner als circa 2 mm und bevorzugt circa 1 mm.
Je nach dem Zustand dieser Zweigmuster kann die Distanz Lx etwas von g/4 versetzt sein, um besser sicherzustellen, dass eine Signalwelle und eine reflektierte Welle derselben auf jedem Anschluss in der Phase angeglichen sind. Dieser Versatz kann im Bereich von z.B. - g/8 bis + g/8 liegen, kann sich jedoch auch über einen breiteren oder schmaleren Bereich erstrecken.
11 ist ein Diagramm zur Illustration einer Phasendifferenz zwischen elektromagnetischen Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS und den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreiten. Zur einfacheren Erläuterung wird ein typisches Beispiel illustriert, bei dem die Differenz zwischen der Phase einer elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS ausbreitet, und der Phase einer elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreitet, ein ungerades Vielfaches von 180 Grad ist.
In 11 stellt (a) die Ausbreitungslänge und Phasenvariation der elektromagnetischen Welle dar, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS ausbreitet. In 11 stellt (b) die Ausbreitungslänge und Phasenvariation der elektromagnetischen Welle dar, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreitet. In dem Beispiel aus (a) breitet sich die elektromagnetische Welle durch den ersten Zweigwellenleiter WS von dem Ende B des ersten Zweigwellenleiters WS zu dem +Y-Ende 40M des Hauptwellenleiters WT aus. In dem Beispiel aus (b) breitet sich die elektromagnetische Welle durch den zweiten Zweigwellenleiter WG von dem Ende B des zweiten Zweigwellenleiters WG zu dem +Y-Ende 40M des Hauptwellenleiters WT aus. Da der zweite Zweigwellenleiter WG länger als der erste Zweigwellenleiter WS ist, ist die Phasenvariation der elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreitet, größer als die Phasenvariation der elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS ausbreitet.
Im Hinblick auf (b) sei angenommen, dass eine Phasenvariation 1 auftritt, wenn die elektromagnetische Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter WG ausbreitet, eine Länge entsprechend der Wellenleiterlänge des ersten Zweigwellenleiters WS zurückgelegt hat. Danach sei angenommen, dass eine Phasenvariation 2 auftritt, wenn nach einem weiteren Weg über die Wellenleiterlänge von L das Ende 40M erreicht wird. Indem so definiert wird, dass
= 2- 1, gilt in der vorliegenden Ausführungsform folgende Gleichung.
=180 Grad x(2n-1) (wobei n eine positive ganze Zahl ist)
Mit anderen Worten: Der erste Zweigwellenleiter WS und der zweite Zweigwellenleiter WG stehen in einer solchen Beziehung, dass, wenn sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS und den zweiten ZweigwellenleiterWG elektromagnetische Wellen mit der gleichen Frequenz ausbreiten, eine Differenz zwischen den Phasenvariationen der beiden elektromagnetischen Wellen ein ungerades Vielfaches von 180 Grad ist. Ein ungerades Vielfaches von 180 Grad ist synonym zu einem ungeraden Vielfachen einer halben Wellenlänge der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle. Nimmt man daher eine Wellenlänge g einer elektromagnetischen Welle zurAusbreitung durch den Wellenleiter an, lässtsich L ausdrücken als L=(g/2)×(2n-1), wobei n eine positive ganze Zahl ist. Durch Gestaltung des zweiten Zweigwellenleiters WG in der Weise, dass er um eine Länge von L länger als der erste Zweigwellenleiter WS ist, so dass die obige Bedingung erfüllt ist, werden die jeweiligen elektromagnetischen Wellen nach der Ausbreitung durch den ersten Zweigwellenleiter WS und den zweiten Zweigwellenleiter WG an dem +Y-Ende 40M des Stammmusters 40T in der Phase angeglichen.
Obwohl die vorliegende Ausführungsform illustriert, dass der zweite Zweigwellenleiter WG länger als der erste Zweigwellenleiter WS ist, ist dies nur ein Beispiel. Sie können vertauscht sein, so dass der erste Zweigwellenleiter WS um L länger als der zweite Zweigwellenleiter WG ist.
Wie in 9A gezeigt, werden elektromagnetische Wellen, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS und den zweiten Zweigwellenleiter WG ausgebreitet haben, zu einer elektromagnetischen Welle, die aufgrund der Phasenangleichung eine doppelt so große Amplitude hat und sich durch den Hauptwellenleiter WT in der-Y-Richtung ausbreitet, bis sie die Apertur des Hohlwellenleiters 112 erreicht.
12A ist eine XY-Querschnittsansicht eines Hohlwellenleiters 112 gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Wie in der Figur gezeigt, hat der Hohlwellenleiter 112 eine H-Form. Die H-Form besteht hauptsächlich aus drei Teilen: einem ersten vertikalen Abschnitt 112-1 und einem zweiten vertikalen Abschnitt 112-2, die ein Paar vertikaler Abschnitte bilden; und einem lateralen Abschnitt 112-3, der zwischen dem Paar vertikaler Abschnitte 112-1 und 112-2 verbindet. Das -Y-Ende des Hauptwellenleiters WT ist mit dem lateralen Abschnitt 112-3 verbunden.
Die Längen g und h sind wie in der Figur gezeigt definiert. Der H-förmige Hohlwellenleiter 112 erfüllt also die Bedingung g+h>(g1)/4. Wenn diese Bedingung nicht erfüllt ist, ist die Wellenlänge g länger als die Grenzwellenlänge, so dass sich in dem H-förmigen Hohlwellenleiter 112 keine elektromagnetische Welle ausbreitet. Wenn eine elektromagnetische Welle sich in der -Z-Richtung durch den H-förmigen Hohlwellenleiter 112 bewegt, trifft die elektromagnetische Welle letztlich an einer in der -Z-Fläche 110a erzeugten Apertur (2A usw.) des ersten leitenden Bauglieds 110 der Wellenleitervorrichtung 100 ein. Die elektromagnetische Welle breitet sich entlang eines Rippenwellenleiters aus, der mit der Apertur des Hohlwellenleiters 112 verbunden ist, und wird aus (einem) Antennenelement(en), nicht gezeigt, abgestrahlt. In 9B sind die Richtungen der Ausbreitung elektromagnetischer Wellen durch Pfeile angezeigt. Auf diese Weise kann ein Hochfrequenzsignal, das aus dem Millimeterwellen-IC 2 ausgegeben wird, als elektromagnetische Welle herausgeführt werden.
Wenn dagegen eine elektromagnetische Welle durch ein Antennenelement empfangen wird, trifft die elektromagnetische Welle auf umgekehrten Wegen an dem S-Anschluss 20a und dem G-Anschluss 20b ein, um als Hochfrequenzsignal aus dem S-Anschluss 20a in den Millimeterwellen-IC 2 eingegeben zu werden. Mithilfe des empfangenen Hochfrequenzsignals ist der Millimeterwellen-IC 2 fähig, die Richtung, relative Geschwindigkeit usw. eines Ziels zu schätzen.
Obwohl die vorliegende Beschreibung den Hohlwellenleiter 112 mit einem H-förmigen XY-Querschnitt illustriert, kann er alternativ eine I-Form haben. 12B zeigt einen Hohlwellenleiter 112 mit einem I-förmigen XY-Querschnitt. Die Längen g und h sind wie in der Figur gezeigt definiert. Die Länge g erfüllt g> g/2. Die Länge h ist dagegen nicht eingeschränkt. Eine optimale Länge h kann auf Basis der Schlitzimpedanz bestimmt werden.
Wie in 9B gezeigt, ist an dem -Y-Ende des Rippenwellenleiters eine Drosselstruktur 140 vorgesehen. Typischerweise ist die Drosselstruktur 140 zusammengesetzt aus: einer zusätzlichen Übertragungsleitung an einem Ende des Wellenleiterbauglieds 122 mit einer Länge von ungefähr g/4 und einer Vielzahl von leitenden Stäben 124, die in der+Y-Richtung, von dem Ende der zusätzlichen Übertragungsleitung aus, angeordnet sind. Abhängig von der Impedanzsituation in Bezug auf den benachbarten Wellenleiter kann die optimale Länge, die das Ende des Wellenleiterbauglieds 122 in der Drosselstruktur 140 berücksichtigen sollte, eine Länge sein, die nicht g/4 ist. Jeder aus der Vielzahl von leitenden Stäben 124 hat eine Höhe, die ungefähr 1/4 von 0 beträgt. „0“ ist hier ein repräsentativer Wert der Wellenlänge (z.B. einer zentralen Wellenlänge entsprechend der Mittelfrequenz des Betriebsfrequenzbands), im freien Raum, einer elektromagnetischen Welle (Signalwelle) zur Ausbreitung in dem Wellenleiter. Anstelle einer Zeile elektrisch leitender Stäbe kann auch eine Vielzahl von Vertiefungen mit einer Tiefe verwendet werden, die ungefähr 1/4 von 0 beträgt. Die Drosselstruktur 140 bringt eine Phasendifferenz von circa 180 Grad ( ) zwischen einer einfallenden Welle und einer reflektierten Welle ein. Hierdurch kann das Lecken elektromagnetischer Wellen von beiden Enden des Wellenleiterbauglieds 122 eingeschränkt werden.
Die Drosselstruktur 140 schränkt das Lecken elektromagnetischer Wellen an dem Ende des Rippenwellenleiters ein, was eine wirksame Übertragung der elektromagnetischen Wellen erlaubt. Obwohl die elektromagnetischen Wellen in dem Rippenwellenleiter auch in die Drosselstruktur 140 eindringen, kann eine Phasendifferenz von circa 180 Grad zwischen der einfallenden Welle und der reflektierten Welle eingebracht werden. Infolgedessen kann das Lecken einer elektromagnetischen Welle von einem Ende unterdrückt werden.
Die Form des Leitungsmusters 40 ist nicht auf das in 10 gezeigte Beispiel begrenzt. Beispielsweise zeigen 13A und 13B Leitungsmuster 40a und 40b als Varianten des Leitungsmusters 40. Ein Unterschied zu dem Leitungsmuster 40 (10) ist die Form des zweiten Zweigmusters 40G. Die Differenz zwischen der Länge des ersten Zweigwellenleiters WS, der durch das erste Zweigmuster 40S zu erzeugen ist, und der Länge des zweiten Zweigwellenleiters WG, der durch das zweite Zweigmuster 40G zu erzeugen ist, ist jedoch wie oben auf L eingestellt. Solange diese Bedingung erfüllt ist, kann das zweite Zweigmuster 40G eine Form haben, die sich sogar von derjenigen in 13A und 13B unterscheidet. Außerdem braucht das erste Zweigmuster 40S keine lineare Form zu haben.
(Ausführungsform 2)
14 zeigt eine Beziehung zwischen dem Millimeterwellen-IC 2, der Leiterplatte 4 und der Wellenleitervorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Es wird darauf hingewiesen, dass ein Querschnitt entlang der Linie B-B' in 14 mit demjenigen aus dem in 9B gezeigten Beispiel identisch wäre. Darüber hinaus wäre eine Explosionsansicht der Konstruktion aus 14 identisch mit 9C, mit Ausnahme der Form des Leitungsmusters 40 und der Anzahl der Anschlüsse des Millimeterwellen-ICs 2.
In Ausführungsform 1 wurde ein Wellenleitervorrichtungsmodul zur Verbindung mit einem Millimeterwellen-IC 2 mit zwei Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b illustriert. Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß der vorliegenden Ausführungsform eignet sich zur Verbindung mit einem Millimeterwellen-IC 2 mit drei Antennen-I/O-Anschlüssen. Die drei Antennen-I/O-Anschlüsse sind: ein S-Anschluss 20a und zwei G-Anschlüsse 20b (6A und 6B). Nachfolgend werden aus praktischen Gründen der G-Anschluss 20b auf der unteren Seite in der Figur (-X-Seite) will als „G1-Anschluss 20b“ bezeichnet, während der G-Anschluss 20b auf der oberen Seite in der Figur (+X-Seite) als „G2-Anschluss 20b“ bezeichnet wird. Der G1-Anschluss 20b ist mit dem G-Anschluss 20b gemäß Ausführungsform 1 identisch.
Wie in 14 gezeigt, ist das Leitungsmuster 40 aus vier Leitungsmustern zusammengesetzt: einem ersten Zweigmuster 40S, einem zweiten Zweigmuster 40G1, einem dritten Zweigmuster 40G2 und einem Stammmuster 40T. Hiervon sind das erste Zweigmuster 40S, das zweite Zweigmuster 40G1 und das Stammmuster 40T jeweils identisch mit dem ersten Zweigmuster 40S, dem zweiten Zweigmuster 40G und dem Stammmuster 40T aus Ausführungsform 1.
Das Leitungsmuster 40 der vorliegenden Ausführungsform weist zusätzlich das dritte Zweigmuster 40G2 auf. Ähnlich wie bei dem ersten Zweigmuster 40S und dem zweiten Zweigmuster 40G1 zweigt das dritte Zweigmuster 40G2 von dem +Y-Ende des Stammmusters 40T ab. In der Nähe seines +Y-Endes ist das dritte Zweigmuster 40G2 über eine Lotkugel oder dergleichen mit einem G2-Anschluss 20b des Millimeterwellen-ICs 2 verbunden.
Ähnlich wie bei Ausführungsform 1 sind auch in der vorliegenden Ausführungsform der S-Anschluss 20a, der G1-Anschluss 20b und der G2-Anschluss 20b des Millimeterwellen-ICs 2 Signalanschlüsse eines unsymmetrischen Typs. Entsprechend den aktiven Signalen, die an dem S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 anliegen, werden an den G1- und G2-Anschlüssen 20b Signale mit einer zu diesem Signal entgegengesetzten Phase induziert. Der G-Anschluss ist mit der Erde des Millimeterwellen-ICs 2 verbunden. Eine spezifischere Beschreibung erfolgt später.
In der vorliegenden Ausführungsform ist das Leitungsmuster 40 in Bezug auf Linie B-B' oder das Stammmuster 40T und das erste Zweigmuster 40S symmetrisch. Zur Beschreibung des dritten Zweigmusters 40G2 siehe die Beschreibung des zweiten Zweigmusters 40G1. Das dritte Zweigmuster 40G2 ist ebenfalls über die Leiterplatte 4 und die Wellenleitervorrichtung 100 gespreizt. Das dritte Zweigmuster 40G2 ist zu einer Leiterfläche 110b des ersten leitenden Bauglieds 110 der Wellenleitervorrichtung 100 entgegengesetzt, so dass zwischen ihm und der Leiterfläche 110b ein Wellenleiter erzeugt ist.
15 zeigt eine Beziehung zwischen den Leitungsmustern 40S, 40G2 und 40T und den jeweiligen Wellenleitern.
Das Leitungsmuster 40 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist so geformt, dass es sich von dem +Y-Ende 40M des Stammmusters 40T in drei Abschnitte verzweigt. Spezifisch weist das Leitungsmuster 40 auf: das Stammmuster 40T, das erste Zweigmuster 40S, das sich von dem Ende 40M weiter in der +Y-Richtung erstreckt, das zweite Zweigmuster 40G1, das sich von dem Ende 40M in der+X-Richtung erstreckt, und das dritte Zweigmuster 40G2, das sich von dem Ende 40M in der -X-Richtung erstreckt.
Der Raum zwischen dem Stammmuster 40T und der leitenden Oberfläche 110a, der Raum zwischen dem ersten Zweigmuster 40S und der leitenden Oberfläche 110a, der Raum zwischen dem zweiten Zweigmuster 40G1 und der leitenden Oberfläche 110a sowie der Raum zwischen dem dritten Zweigmuster 40G2 und der leitenden Oberfläche 110a funktionieren alle als Wellenleiter.
Im Folgenden sind die jeweiligen Wellenleiter nach ähnlichen Regeln wie in Ausführungsform 1 bezeichnet. Das bedeutet: Ein Wellenleiter, der durch das Stammmuster 40T und die leitende Oberfläche 110a erzeugt ist, wird als „Hauptwellenleiter WT“ bezeichnet, ein Wellenleiter, der durch das erste Zweigmuster 40S und die leitende Oberfläche 110a erzeugt ist, wird als „erster Zweigwellenleiter WS“ bezeichnet, ein Wellenleiter, der durch das zweite Zweigmuster 40G1 und die leitende Oberfläche 110a erzeigt ist, wird als „zweiter Zweigwellenleiter WG1“ bezeichnet, und ein Wellenleiter, der durch das dritte Zweigmuster 40G2 und die leitende Oberfläche 110a erzeugt ist, wird als „dritter Zweigwellenleiter WG2“ bezeichnet. 15 zeigt den Hauptwellenleiter WT, den ersten Zweigwellenleiter WS, den zweiten Zweigwellenleiter WG1 und den dritten Zweigwellenleiter WG2.
Da das Stammmuster 40T und das erste Zweigmuster 40S linear geformt sind, sind der Hauptwellenleiter WT und der erste Zweigwellenleiter WS ebenfalls linear geformt. Dagegen haben, wie in Ausführungsform 1, der zweite Zweigwellenleiter WG1 und der dritte Zweigwellenleiter WG2 jeweils eine Vielzahl gebogener Abschnitte und linearer Abschnitte. Wie oben erwähnt, ist die Form des Leitungsmusters 40 entlang der X-Achse in Bezug auf das linear geformte Stammmuster 40T und das erste Zweigmuster 40S symmetrisch.
Auch in dem Beispiel aus 15 fallen zur Endbehandlung die +Y-Enden des ersten bis dritten Zweigmusters 40S, 40G1 und 40G2 nicht mit ihren Verbindungspositionen mit dem S-Anschluss 20a, dem G1-Anschluss 20b und dem G2-Anschluss 20b zusammen, sondern dazwischen ist eine Differenz um eine Distanz Lx vorgesehen. Zur Endbehandlung siehe die Beschreibung in Verbindung mit 10 in Ausführungsform 1.
Es wird wieder auf 14 verwiesen.
Wenn der Millimeterwellen-IC 2 ein HF-Spannungssignal an den S-Anschluss 20a anlegt, tritt in dem ersten Zweigwellenleiter WS ein elektromagnetisches HF-Feld (eine elektromagnetische Welle) auf, das sich in der -Y-Richtung ausbreitet, um an dem +Y-Ende 40M des Hauptwellenleiters WT einzutreffen. Die Details hierzu wurden in Ausführungsform 1 beschrieben, und somit wird die Beschreibung aus Ausführungsform 1 zu Grunde gelegt, ohne diese hier wiederholen zu müssen.
Wenn jedoch ein HF-Spannungssignal an den S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 angelegt ist, induziert dieses HF-Spannungssignal HF-Spannungssignale an den G1- und G2-Anschlüssen 20b, jeweils mit der halben Amplitude der vorgenannten HF-Spannung und mit einer Spannung mit der dazu entgegengesetzten Phase. Dies hat den Grund, dass ein Signal induziert wird, welches das an den S-Anschluss 20a angelegte HF-Spannungssignal aufhebt. Spezifisch werden, wenn das an den S-Anschluss 20a angelegte HF-Spannungssignal bei einer bestimmten Phase ein Signalniveau von +1 hat, Signale mit einem Signalniveau von jeweils -0,5 an den beiden G1- und G2-Anschlüssen 20b induziert. Wenn eine an dem Ende B des ersten Zweigwellenleiters WS auftretende elektromagnetische Welle ein Signalniveau von +1 hat, betragen infolgedessen die Signalniveaus von elektromagnetischen Wellen, die an den Enden B des zweiten Zweigwellenleiters WG1 und des dritten Zweigwellenleiters WG2 auftreten, beide - 0,5.
Wie in 15 gezeigt, breiten sich die jeweiligen elektromagnetischen Wellen, die an den Enden B des zweiten Zweigwellenleiters WG1 und des dritten Zweigwellenleiters WG2 auftreten, durch den zweiten Zweigwellenleiter WG1 und den dritten Zweigwellenleiter WG2 in der -Y-Richtung aus. Danach breitet sich in dem zweiten Zweigwellenleiter WG1 die elektromagnetische Welle in der +X-Richtung entlang des gebogenen zweiten Zweigmusters 40G1 aus, während die elektromagnetische Welle in dem dritten Zweigwellenleiter WG2 sich in der -X-Richtung entlang des gebogenen dritten Zweigmusters 40G2 ausbreitet. Die jeweiligen elektromagnetischen Wellen breiten sich in dem zweiten Zweigwellenleiter WG1 und dem dritten Zweigwellenleiter WG2 aus und treffen an dem +Y-Ende 40M des Hauptwellenleiters WT ein.
Die elektromagnetischen Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS, den zweiten Zweigwellenleiter WG1 und den dritten Zweigwellenleiter WG2 ausbreiten, treffen an dem Ende 40M zusammen. Auch in der vorliegenden Ausführungsform sind die Längen des ersten Zweigwellenleiters WS, des zweiten Zweigwellenleiters WG1 und des dritten Zweigwellenleiters WG2 so eingestellt, dass elektromagnetische Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS, den zweiten Zweigwellenleiter WG1 und den dritten Zweigwellenleiter WG2 ausbreiten, an dem Ende 40M, an dem ihr Zusammentreffen erfolgt, in der Phase angeglichen werden. Das Verfahren zur Einstellung der Länge des ersten Zweigwellenleiters WS und der Länge des zweiten Zweigwellenleiters WG1 ist mit demjenigen in Ausführungsform 1 identisch. Da das Leitungsmuster 40 entlang der X-Achse symmetrisch geformt ist, ist darüber hinaus die Länge des dritten Zweigwellenleiters WG2 ebenfalls so eingestellt, dass er in der Länge gleich dem zweiten Zweigwellenleiter WG1 ist.
Es wird darauf hingewiesen, dass die symmetrische Form des Leitungsmusters 40 entlang der X-Achse in Bezug auf das Stammmuster 40T und das erste Zweigmuster 40S nur ein Beispiel und nicht wesentlich ist. Solange die folgenden Bedingungen erfüllt sind, kann die Form des Leitungsmusters 40 in Bezug auf die Y-Achse asymmetrisch sein.
Erstens stehen die Längen des ersten Zweigwellenleiters WS und des zweiten Zweigwellenleiters WG1 in einer solchen Beziehung, dass eine Differenz zwischen der Phasenvariation in der elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS ausbreitet, und der Phasenvariation in der elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter WG1 ausbreitet, ein ungerades Vielfaches von 180 Grad ist. Gleichzeitig stehen die Längen des ersten Zweigwellenleiters WS und des dritten Zweigwellenleiters WG2 in einer solchen Beziehung, dass eine Differenz zwischen der Phasenvariation in der elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS ausbreitet, und einer Phasenvariation in der elektromagnetischen Welle, die sich durch den dritten Zweigwellenleiter WG2 ausbreitet, ein ungerades Vielfaches von 180 Grad ist. Zwei „ungerade Vielfache“ können hier zueinander unterschiedliche Werte haben. Es lässt sich sagen, dass der zweite Zweigwellenleiter WG1 und der dritte Zweigwellenleiter WG2 in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen den Phasenvariationen der jeweiligen elektromagnetischen Wellen, welche sich durch die Zweigwellenleiter WG1 und WG2 ausbreiten, ein gerades Vielfaches von 180 Grad oder ein ganzzahliges Vielfaches von 360 Grad ist. Solange diese Bedingung erfüllt ist, ist das Signal der elektromagnetischen Wellen nach dem Zusammentreffen so verstärkt, dass es zu dem doppelten Signalniveau der elektromagnetischen Welle wird, die an der Position Sr auftritt.
Ähnlich wie bei dem Beispiel aus Ausführungsform 1 ist es bei dem Beispiel der vorliegenden Ausführungsform keine absolute Bedingung, dass „die Differenz der Phasenvariation ein ungerades Vielfaches von 180 Grad“ ist. Durch Fehler in den Längen des ersten Zweigwellenleiters WS, des zweiten Zweigwellenleiters WG1 und des dritten Zweigwellenleiters WG2 sind die drei elektromagnetischen Wellen, die an dem Ende 40M zusammentreffen sollen, möglicherweise nicht in der Phase angeglichen, sondern die Phasendifferenz kann auf sichere Weise in einem Toleranzbereich liegen, der von der Zweckbestimmung abhängig ist. Beispiele für Phasendifferenzen innerhalb eines Toleranzbereiches können circa 60 Grad bis circa 90 Grad sein.
Wie in 14 gezeigt, ist auch in der vorliegenden Ausführungsform das Stammmuster 40T an seinem -Y-Ende zu der Apertur des Hohlwellenleiters 112 entgegengesetzt, die sich durch das erste leitende Bauglied 110 erstreckt. Daher breitet sich eine elektromagnetische Welle von dem Hauptwellenleiter WT, durch den Hohlwellenleiter 112, zu dem Rippenwellenleiter der Wellenleitervorrichtung 100 aus. Wenn dagegen eine elektromagnetische Welle durch ein Antennenelement empfangen wird, trifft die elektromagnetische Welle auf umgekehrten Wegen an dem S-Anschluss 20a und den G1- und G2-Anschlüssen 20b ein, um als Hochfrequenzsignal aus dem S-Anschluss 20a in den Millimeterwellen-IC 2 eingegeben zu werden.
Die vorliegende Ausführungsform ist in der Konstruktion mitAusführungsform 1 identisch, mit Ausnahme der Form des Leitungsmusters 40 und der Anforderungen hinsichtlich der Anschlüsse des Millimeterwellen-ICs 2. Daher kann auch in der Wellenleitervorrichtung 100 der vorliegenden Ausführungsform eine Drosselstruktur 140 (9) vorgesehen sein.
Die Form des Leitungsmusters 40 ist nicht auf das in 15 gezeigte Beispiel begrenzt. Beispielsweise zeigen 16A und 16B Leitungsmuster 40c und 40d als Varianten des Leitungsmusters 40. Ein Unterschied zu dem Leitungsmuster 40 (15) ist die Forms des zweiten Zweigmusters 40G1 und des dritten Zweigmusters 40G2. Ähnlich wie bei Ausführungsform 1 kann jedoch die Differenz L zwischen der Länge des ersten Zweigwellenleiters WS, der durch das erste Zweigmuster 40S erzeugt ist, und der Länge des zweiten Zweigwellenleiters WG1, der durch das zweite Zweigmuster 40G1 erzeugt ist, als L=(g/2)×(2n1-1) ausgedrückt werden, wobei n1 eine positive ganze Zahl ist. Darüber hinaus kann die Differenz zwischen der Länge des ersten Zweigwellenleiters WS und der Länge des dritten Zweigwellenleiters WG2, der durch das dritte Zweigmuster 40G2 erzeugt ist, L=(g/2)×(2n2-1) sein, wobei n2 eine positive ganze Zahl ist. Solange diese Bedingung erfüllt ist, können das zweite Zweigmuster 40G1 und das dritte Zweigmuster 40G2 Formen haben, die sogar von denen aus 16A und 16B verschieden sind. Außerdem braucht das erste Zweigmuster 40S keine lineare Form zu haben.
(Ausführungsform 3)
17 zeigt eine Beziehung zwischen dem Millimeterwellen-IC 2, der Leiterplatte 4 und der Wellenleitervorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Es wird darauf hingewiesen, dass ein Querschnitt entlang der Linie C-C' in 17 mit demjenigen in dem in 9B gezeigten Beispiel identisch wäre. Darüber hinaus wäre eine Explosionsansicht der Konstruktion aus 17 mit 9C identisch, ausgenommen die Anzahl der Anschlüsse des Millimeterwellen-ICs 2.
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß der vorliegenden Ausführungsform eignet sich zur Verbindung mit einem Millimeterwellen-IC 2 mit vier Antennen-I/O-Anschlüssen. Die vier Antennen-I/O-Anschlüsse sind: zwei S-Anschlüsse 20a und zwei G-Anschlüsse 20b. In der vorliegenden Ausführungsform ist das Leitungsmuster 40 nicht mit den beiden G-Anschlüssen 20b verbunden, sondern ist mit den beiden Signalanschlüssen 20a verbunden.
Nachfolgend ist aus praktischen Gründen der S-Anschluss 20a auf der oberen Seite in der Figur (-X-Seite) als „S1-Anschluss 20a“ bezeichnet, während der S-Anschluss 20a auf der unteren Seite in der Figur (+X-Seite) als „S2-Anschluss 20a“ bezeichnet ist. In der vorliegenden Ausführungsform sind das „erste Zweigmuster40S“ und das „zweite Zweigmuster40G“, die in Ausführungsform 1 beschrieben wurden, als das „erste Zweigmuster 40S1“ bzw. „zweite Zweigmuster 40S2“ zu lesen. Wie jedoch in 17 gezeigt, sind die Formen des „ersten Zweigmusters 40S1“ und des „zweiten Zweigmusters 40S2“ identisch mit den Formen des „ersten Zweigmusters 40S“ und des „zweiten Zweigmusters 40G“ des Leitungsmusters 40, wie in 9A und 10 illustriert.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Größe der in 17 gezeigten Leiterplatte 4 ein Beispiel ist. Solange die Leitungsmuster 40S1 und 40S2 vorgesehen sein können, kann die Größe der Leiterplatte 4 beliebig sein. Beispielsweise kann die Breite der Leiterplatte 4 entlang der X-Achse kürzer oder länger sein.
ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen den Leitungsmustern 40S1, 40S2 und 40T sowie den jeweiligen Wellenleitern zeigt.
Auch in der vorliegenden Ausführungsform funktionieren der Raum zwischen dem Stammmuster 40T und der leitenden Oberfläche 110a, der Raum zwischen dem ersten Zweigmuster 40S1 und der leitenden Oberfläche 110a und der Raum zwischen dem zweiten Zweigmuster 40S2 und der leitenden Oberfläche 110a alle als Wellenleiter. Wie bei Ausführungsform 1 wird ein Wellenleiter, der durch das Stammmuster 40T und die leitende Oberfläche 110a erzeugt ist, als „Hauptwellenleiter WT“ bezeichnet. Darüber hinaus werden ein Wellenleiter, der durch das erste Zweigmuster 40S1 und die leitende Oberfläche 110a erzeugt ist, und ein Wellenleiter, der durch das zweite Zweigmuster 40S2 und die leitende Oberfläche 110a erzeugt ist, als „erster Zweigwellenleiter WS1“ bzw. „zweiter Zweigwellenleiter WS2“ bezeichnet. 18 zeigt „WT“, „WS1“ und „WS2“, die Positionen der jeweiligen Wellenleiter anzeigen, welche entsprechend diesen jeweiligen Positionen auf dem Wellenleiterbauglied 122 erzeugt sind.
In der vorliegenden Ausführungsform sind die S1- und S2-Anschlüsse 20a des Millimeterwellen-ICs 2 Signalanschlüsse des symmetrischen Typs. Signale mit gleicher Amplitude, jedoch umgekehrten Polaritäten werden jeweils aktiv in die S1- und S2-Anschlüsse 20a eingegeben oder aus denselben ausgegeben. „Umgekehrte Polaritäten“ aufzuweisen, bedeutet, eine Phasendifferenz von 180 Grad oder ein ungerades Vielfaches davon zu haben. Um diese Eigenschaft wiederzugeben, kann der S1-Anschluss 20a mit „+S-Anschluss“ wiedergegeben sein, während der S2-Anschluss 20a mit „-S-Anschluss“ wiedergegeben sein kann.
Das zweite Zweigmuster 40S2 des in 18 gezeigten Leitungsmusters 40 hat lineare Abschnitte und gebogene Abschnitte. Daher hat auch der zweite Zweigwellenleiter WS2 lineare Abschnitte und gebogene Abschnitte. Obwohl die vorliegende Ausführungsform illustriert, dass der Hauptwellenleiter WT und der erste Zweigwellenleiter WS1 lineare Formen haben, können Form und Positionierung derselben auf Basis verschiedener Faktoren wie etwa der Größe der Wellenleitervorrichtung 100, der Anordnung anderer Wellenleiter, die mit dem Hauptwellenleiter WT verbunden sind, und so weiter, vom Fachmann beliebig bestimmt sein.
In der Nähe seines +Y-Endes ist das erste Zweigmuster 40S1 über eine Lotkugel oder dergleichen mit dem S1- (+S) -Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 verbunden. In der Nähe seines +Y-Endes ist das zweite Zweigmuster 40S2 über eine Lotkugel oder dergleichen mit dem S2- (-S) -Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 verbunden.
Die Länge des ersten Zweigmusters 40S1 von dem S1- (+S) -Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 zu dem +Y-Ende 40M des Stammmusters 40T unterscheidet sich von der Länge des zweiten Zweigmusters 40S2 von dem S2- (-S) -Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 zu dem +Y-Ende 40M des Stammmusters 40T. Diese Längendifferenz manifestiert sich auch als Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter WS1 und dem zweiten Zweigwellenleiter WS2, die auf der-Y-Seite ab dem Ende B der Leiterfläche 110b des ersten leitenden Bauglieds 110 erzeugt sind. Die Erfinder haben diese Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter WS1 und dem zweiten Zweigwellenleiter WS2 auf Basis seines Verhältnisses zu einer Phasendifferenz zwischen elektromagnetischen HF-Feldern (elektromagnetischen Wellen) bestimmt, die sich jeweils in dem ersten Zweigwellenleiter WS1 und dem zweiten Zweigwellenleiter WS2 ausbreiten.
Wie oben beschrieben, werden Signale mit gleicher Amplitude, jedoch umgekehrten Polaritäten aktiv in die S1- bzw. S2-Anschlüsse 20a eingegeben oder aus denselben ausgegeben. Infolgedessen breiten sich Veränderungen der Amplitude der HF-Spannungssignale jeweils durch das erste Zweigmuster 40S1 und das zweite Zweigmuster 40S2 aus.
Wenn eine solche Veränderung an dem Ende B der Leiterfläche 110b eintrifft, tritt ein elektrisches HF-Feld in der Z-Richtungjeweils in dem ersten Zweigwellenleiter WS1 und dem zweiten Zweigwellenleiter WS2 auf, und ferner wird in Antwort auf das elektrische HF-Feld ein HF-Magnetfeld induziert. Die induzierten elektrischen HF-Felder und HF-Magnetfelder breiten sich durch den ersten Zweigwellenleiter WS1 und den zweiten Zweigwellenleiter WS2 in der-Y-Richtung als elektromagnetische HF-Felder (elektromagnetische Wellen) aus. Die beiden elektromagnetischen Wellen breiten sich jeweils in Richtung des +Y-Endes 40M des Hauptwellenleiters WT aus, bis sie an dem Ende 40M zusammentreffen.
Auch in der vorliegenden Ausführungsform sind die Längen des ersten Zweigwellenleiters WS1 und des zweiten Zweigwellenleiters WS2 so eingestellt, dass elektromagnetische Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS1 und den zweiten Zweigwellenleiter WS2 ausbreiten, an dem Ende 40M in der Phase angeglichen werden. Das Verfahren hierzu ist mit dem in Ausführungsform 1 beschriebenen identisch, und somit wird die Beschreibung in Ausführungsform 1 zu Grunde gelegt, ohne diese hier wiederholen zu müssen. Obwohl 11 und ihre zugehörige Beschreibung zu Grunde gelegt sind, können der „erste Zweigwellenleiter WS“ und der „zweite Zweigwellenleiter WG“, die in (a) und (b) aus 11 gezeigt sind, in der vorliegenden Ausführungsform „erster Zweigwellenleiter WS1“ bzw. „zweiter Zweigwellenleiter WS2“ gelesen werden. Infolgedessen werden die elektromagnetischen Wellen, die sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter WS1 und den zweiten Zweigwellenleiter WS2 ausgebreitet haben, an der Position 40M zweifach verstärkt und breiten sich entlang des Hauptwellenleiters WT in der-Y-Richtungdes Hauptwellenleiters WT aus.
Wenn die elektromagnetischen Wellen, die sich durch die Vielzahl von Zweigwellenleitern ausgebreitet haben, an der Position des Endes 40M zusammentreffen, kann ähnlich wie bei Ausführungsform 1 und 2 eine gewisse Phasendifferenz zwischen den elektromagnetischen Wellen innerhalb eines Toleranzbereiches bestehen, der von der Zweckbestimmung abhängt.
Auch in dem Beispiel aus 18 fallen zur Endbehandlung die +Y-Enden des ersten und des zweiten Zweigmusters 40S1 und 40S2 nicht mit ihren Verbindungspositionen mit dem S1-Anschluss 20a und dem S2-Anschluss 20a zusammen, sondern es ist eine Differenz um eine Distanz Lx dazwischen vorgesehen. Zur Endbehandlung siehe die Beschreibung in Verbindung mit 10 in Ausführungsform 1.
Nachfolgend werden Varianten der oben angegebenen Ausführungsformen 1 bis 3 beschrieben. Es werden zwar Varianten der Ausführungsform 1 als Beispiele dargestellt, jedoch vermag der Fachmann diese Varianten auch auf Ausführungsform 2 und 3 anzuwenden.
19 zeigt eine Variante in Bezug auf den Ort des Millimeterwellen-ICs 2. Die Konstruktion aus 19 ist eine Variante der in 9B gezeigten Konstruktion und entspricht der vorgenannten Konstruktion in 7B. Von den in 19 gezeigten Bestandteilen wird die Erläuterung derjenigen, die in Bezug zu 9B beschrieben wurden, hier nicht wiederholt.
In dem Beispiel aus 9B ist der Millimeterwellen-IC 2 zu der -Z-Fläche der Leiterplatte 4 entgegengesetzt. In dem Beispiel aus 19 ist der Millimeterwellen-IC 2 zu der +Z-Fläche der Leiterplatte 4 entgegengesetzt. Infolgedessen sind die Wellenleitervorrichtung 100, die Leiterplatte 4 und der Millimeterwellen-IC 2 in dieser Reihenfolge aus der -Z-Richtung und in der+Z-Richtung angeordnet.
In der Leiterplatte 4 ist ein mit einer elektrisch leitenden Paste gefülltes Verbindungsloch 4a erzeugt. Das Verbindungsloch 4a verbindet den S-Anschluss 20a des Millimeterwellen-ICs 2 und das Leitungsmuster40 elektrisch. Infolgedessen kann ein Hochfrequenzsignal, das aus dem S-Anschluss 20a ausgegeben wird, sich zu dem Leitungsmuster 40 ausbreiten.
Anders als bei der Konstruktion aus 9B ist bei der Konstruktion aus 19 das Leitungsmuster 40 zu der Leiterfläche 110b des ersten leitenden Bauglieds 110 an der Position entgegengesetzt, wo es mit dem Verbindungsloch 4a verbunden ist. Somit wird an dieser Position ein elektromagnetisches HF-Feld (eine elektromagnetische Welle) induziert und breitet sich in Richtungen aus, die in 19 durch Pfeile angezeigt sind.
Die Position, an der das Leitungsmuster40 und das Verbindungsloch 4a verbunden sind, kann sich beispielsweise dort befinden, wo der S-Anschluss 20a und der G-Anschluss 20b liegen, die in 10 gezeigt sind. In diesem Fall entfällt das in 10 illustrierte Ende B; vielmehr treten, wie oben beschrieben, elektromagnetische Wellen an den Positionen des S-Anschlusses 20a und des G-Anschlusses 20b auf, die in 10 gezeigt sind, und breiten sich in der -Y-Richtung aus. Dabei ist es zur Endbehandlung vorzuziehen, dass das +Y-Ende des ersten Zweigmusters 40S und des zweiten Zweigmusters 40G und die Verbindungsposition zwischen dem S-Anschluss 20a und dem G-Anschluss 20b nicht zusammenfallen, sondern eine Differenz um eine Distanz Lx dazwischen vorgesehen ist.
Auch bei Verwendung der Konstruktion aus 19 kann das gleiche Verfahren, das in Ausführungsform 1 beschrieben wurde, zum Einstellen der Längen von Wellenleitern verwendet werden, die zwischen dem Wellenleiterbauglied 122 und dem ersten leitenden Bauglied 110 zu erzeugen sind, wodurch die gleichen Wirkungen erzielt werden.
Als Nächstes wird eine Variante beschrieben, bei der ein künstlicher magnetischer Leiter hinzugefügt ist.
20A ist eine Querschnittsansicht, die ein Beispiel zeigt, bei dem ein künstlicher magnetischer Leiter 101 auf der+Z-Seite der Konstruktion aus 9B hinzugefügt ist. 20A zeigt das erste leitende Bauglied 110, den Millimeterwellen-IC 2 und einen künstlichen magnetischen Leiter 101 mit leitenden Stäben 124', die über der Leiterplatte 4 und dergleichen (in der +Z-Richtung derselben) vorgesehen sind. Das führende Ende in der -Z-Richtung eines jeden leitenden Stabs 124' steht nicht mit der Leiterplatte 4 in Kontakt. Darüber hinaus ist die Distanz von der Wurzel eines jeden leitenden Stabs 124' zu dem Millimeterwellen-IC 2 auf weniger als m/2 eingestellt. m bezeichnet hier eine Wellenlänge, im freien Raum, einer elektromagnetischen Welle der höchsten Frequenz im Betriebsfrequenzband. Alternativ können die leitenden Stäbe alle die gleiche Länge haben, da in nicht wenigen Fällen Millimeterwellen-IC 2 in dem Spalt zwischen dem künstlichen magnetischen Leiter 101 und der Leiterplatte 4 aufgenommen sein können, ohne dass besondere Längeneinstellungen notwendig sind. Durch Vorsehen eines künstlichen magnetischen Leiters 101 mit solchen leitenden Stäben 124' kann das Lecken elektromagnetischer Wellen aus dem Millimeterwellen-IC 2 und der Leiterplatte 4 stark reduziert sein.
20B ist eine Querschnittsansicht, die ein Beispiel zeigt, bei dem ein künstlicher magnetischer Leiter 101 auf der+Z-Seite der Konstruktion aus 19 hinzugefügt ist. In 20B sind zur Vermeidung von Interferenzen zwischen dem Millimeterwellen-IC 2 und der +Z-Fläche die leitenden Stäbe 124', die auf der+Z-Seite des Millimeterwellen-ICs 2 vorgesehen sind, kürzer als jeder andere leitende Stab 124'. Ähnlich wie bei dem Beispiel aus 20A reduzieren auch die Beispiele aus 20B durch Bereitstellung des künstlichen magnetischen Leiters 101 stark das Lecken elektromagnetischer Wellen aus dem Millimeterwellen-IC 2 und der Leiterplatte 4.
In 20A und 20B ist der künstliche magnetische Leiter 101 mit den leitenden Stäben 124' über der Leiterplatte 4 (in der+Z-Richtung derselben) vorgesehen, so dass kein Kontakt zwischen der Leiterplatte 4 und den leitenden Stäben 124' und/oder zwischen dem Millimeterwellen-IC 2 und den leitenden Stäben 124' besteht, sondern ein Zwischenraum vorhanden ist. Nachfolgend wird ein Beispiel beschrieben, bei dem dieser Zwischenraum mit einem Harz gefüllt ist.
21 zeigt ein elektrisch isolierendes Harz 160, das zwischen dem Millimeterwellen-IC 2 oder einer Leiterplatte 4 und den leitenden Stäben 124' vorgesehen ist. Das Beispiel aus 21 illustriert einen Fall, in dem das elektrisch leitende Oberflächen-Bauglied 110d auf der oberen Fläche (der +Z-Fläche) des Millimeterwellen-ICs 2 oder der Leiterplatte 4 vorgesehen ist.
Durch das Vorsehen eines isolierenden Materials wie etwa des elektrisch isolierenden Harzes 160 zwischen den führenden Enden der leitenden Stäbe 124' und der Oberfläche der Leiterplatte 4 oder des Millimeterwellen-ICs 2 kann ein Kontakt dazwischen verhindert werden.
Es werden nun Bedingungen in Bezug auf die Beabstandung zwischen den Wurzeln der Stäbe (der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120') und der elektrisch leitenden Schicht erörtert.
Die Beabstandung L zwischen der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120' und dem elektrisch leitenden Oberflächen-Bauglied 110d muss einer solchen Bedingung entsprechen, dass keine stehende Welle auftritt, wenn eine elektromagnetische Welle sich zwischen der Luftschicht und der Schicht des elektrisch isolierenden Harzes 160 ausbreitet, d.h. eine Phasenbedingung von einer halben Periode oder weniger.
Angenommen, dass das elektrisch isolierende Harz 160 eine Dicke d hat; die Luftschicht eine Dicke a hat; die elektromagnetische Welle im Inneren des elektrisch isolierenden Harzes 160 eine Wellenlänge hat und die elektromagnetische Welle in der Luftschicht eine Wellenlänge 0 hat, muss folgendes Verhältnis erfülltsein. $(d/ (/2)) + (a/ (0/2)) < 1$
In dem Fall, dass das elektrisch isolierende Harz 160 ausschließlich auf den führenden Enden der leitenden Stäbe 124' vorgesehen ist, besteht nur eine Luftschicht zwischen den Wurzeln (der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120') der leitenden Stäbe 124' und dem elektrisch leitenden Oberflächen-Bauglied 110d. In diesem Fall kann die Beabstandung zwischen der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120' und dem elektrisch leitenden Oberflächen-Bauglied 110d kleiner als o/2 sein.
Wenn als das elektrisch isolierende Harz 160 ein Harz mit einer thermischen Leitfähigkeit verwendet wird, die gleich oder größer als ein vorbestimmter Wert ist, kann die Wärme, die in dem Millimeterwellen-IC 2 auftritt, auf das leitende Bauglied 120' übertragen werden. Dies ermöglicht einen verbesserten Wirkungsgrad der Wärmeabstrahlung des Moduls.
Zudem kann, wie in 21 gezeigt, eine Wärmesenke 170 direkt auf der +Z-Fläche des leitenden Bauglieds 120' vorgesehen sein. Die Wärmesenke 170 kann aus dem vorgenannten Harz mit hoher thermischer Leitfähigkeit oder einem keramischen Bauglied mit hoher thermischer Leitfähigkeit gebildet sein, z.B. Aluminiumnitrid oder Siliciumnitrid. Hieraus kann ein Modul 100 mit hoher Kühlfähigkeit aufgebaut sein. Die Wärmesenke 170 kann beliebige Form haben.
Es wird darauf hingewiesen, dass das elektrisch isolierende Harz 160 und die Wärmesenke 170 nicht beide enthalten zu sein brauchen, wie in 21 gezeigt. Der Fachmann kann entscheiden, ob sie jeweils separat aufgenommen sein können oder nicht.
In der Beschreibung der obigen Ausführungsformen sind die Wellenleiterlängen einer Vielzahl von Wellenleitern relativ zueinander so eingestellt, dass elektromagnetische Wellen an ihrem Schnittpunkt in der Phase angeglichen sind. Das Verfahren der Phasenangleichung zwischen elektromagnetischen Wellen ist jedoch nicht auf Einstellungen der Wellenleiterlänge begrenzt.
Wenn beispielsweise die Breite des Leitungsmusters 40 geändert ist oder die Beabstandung zwischen dem Leitungsmuster 40 und der Leiterfläche 110b des ersten leitenden Bauglieds 110 geändert ist, verändert sich die Wellenlänge einer elektromagnetischen Welle lokal an der geänderten Position. Eine Veränderung der Wellenlänge entspricht direkt einer Phasenveränderung. Durch Änderung der Breite des Leitungsmusters 40 und/oder der Beabstandung zwischen dem Leitungsmuster 40 und der Leiterfläche 110b des ersten leitenden Bauglieds 110 ist daher eine Einstellung von Phasenvariationen möglich. Solche Änderungen bedeuten, dass in der Induktanz oder Kapazitanz des Wellenleiters Fluktuationen verursacht werden. Grob gesprochen, würde daher ein Verfahren zur Verursachung von Fluktuationen in der Induktanz oder Kapazitanz eines Wellenleiters das Einstellen der Phase einer elektromagnetischen Welle, die sich in dem Wellenleiter ausbreitet, entsprechend gewünschten Eigenschaften erlauben. Da hiermit verschiedene Bedingungen zusammenhängen, ist es unmöglich zu wissen, wie eine lokale Veränderung der Induktanz oder Kapazitanz eines Wellenleiters sich allgemein auf die Wellenlänge oder Phase auswirkt. Bei einer Kombination der Einstellungen auf Basis der Wellenleiterlängen können Änderungen der Induktanz oder Kapazitanz des Wellenleiters auch bei der Feineinstellung der Phasenvariation genutzt werden.
Als Nächstes werden Anwendungsbeispiele für die oben beschriebenen Ausführungsformen in Bezug auf Beispielfälle beschrieben, in denen Funkwellen mithilfe des Millimeterwellen-ICs 2 in den freien Raum abgestrahlt werden. Obwohl unten Konstruktionen beschrieben werden, die jeweils eine Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern (d.h., Rippenwellenleitern) aufweisen, ist jedes Wellenleiterbauglied zur Ausbreitung eines HF-Elektromagnetfeld-Signals (einer elektromagnetischen Welle) bestimmt, das durch die Konstruktion gemäß einer der obigen Ausführungsformen oder Varianten generiert ist. Der Millimeterwellen-IC 2 kann eine Vielzahl von Anschlussgruppen 20A, 20B und 20C aufweisen, wie in 6A gezeigt. Alternativ kann eine Vielzahl von Millimeterwellen-IC 2 verwendet werden, die jeweils eine oder mehrere Anschlussgruppen 20A, 20B und 20C aufweisen.
<Anwendungsbeispiel 1>
Nachfolgend werden Konstruktionen zur Anwendung des Mikrowellenmoduls 1000 auf Radarvorrichtungen beschrieben. Spezifisch werden Beispiele für Radarvorrichtungen beschrieben, bei denen das Mikrowellenmodul 1000 und Abstrahlelemente kombiniert sind.
Zuerst wird die Konstruktion einer Schlitz-Array-Antenne beschrieben. Obwohl die Schlitz-Array-Antenne mit Hörnern illustriert ist, kann eine Ausführung mit oder ohne Hörner gewählt werden.
22 ist eine perspektivische Ansicht, die schematisch eine Teilstruktur einer Schlitz-Array-Antenne 300 mit einer Vielzahl von Schlitzen zeigt, die als Abstrahlelemente funktionieren. Die Schlitz-Array-Antenne 300 weist auf: ein erstes leitendes Bauglied 310 mit einer Vielzahl von Schlitzen 312 und einer Vielzahl von Hörnern 314 in einem zweidimensionalen Array und ein zweites leitendes Bauglied 320 mit einer Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern 322U und einer Vielzahl von leitenden Stäben 324U, die arrayartig darauf angeordnet sind. Die Vielzahl von Schlitzen 312 in dem ersten leitenden Bauglied 310 ist auf dem ersten leitenden Bauglied 310 in einer ersten Richtung (derY-Richtung) und einer zweiten Richtung (derX-Richtung), welche die erste Richtung schneidet (oder in diesem Beispiel dazu orthogonal ist), arrayartig angeordnet. Der Einfachheit halber ist jede Port- oder Drosselstruktur, die an einem Ende oder der Mitte eines jeden Wellenleiterbauglieds 322U vorzusehen ist, in der Illustration in 22 weggelassen. Obwohl die vorliegende Ausführungsform illustriert, dass vier Wellenleiterbauglieder 322U vorhanden sind, kann die Anzahl der Wellenleiterbauglieder 322U auch zwei oder jede höhere Zahl sein.
23A ist eine Draufsicht von oben auf eine in 22 gezeigte Array-Antenne 300 mit 20 Schlitzen in einem Array aus 5 Zeilen und 4 Spalten, in der Z-Richtung gesehen. 23B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie D-D' in 23A. Das erste leitende Bauglied 310 in dieser Array-Antenne 300 weist eine Vielzahl von Hörnern 314 auf, die so platziert sind, dass sie jeweils der Vielzahl von Schlitzen 312 entsprechen. Jedes aus der Vielzahl von Hörnern 314 hat vier elektrisch leitende Wände, die den Schlitz 312 umgeben. Solche Hörner 314 erlauben eine Verbesserung der Direktivitätseigenschaften.
Bei der in den Figuren gezeigten Array-Antenne 300 sind eine erste Wellenleitervorrichtung 350a und eine zweite Wellenleitervorrichtung 350b schichtartig angeordnet. Die erste Wellenleitervorrichtung 350a weist Wellenleiterbauglieder 322U auf, die direkt an Schlitze 312 koppeln. Die zweite Wellenleitervorrichtung 350b weist weitere Wellenleiterbauglieder 322L auf, die an die Wellenleiterbauglieder 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a koppeln. Die Wellenleiterbauglieder 322L und die leitenden Stäbe 324L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b sind auf einem dritten leitenden Bauglied 340 angeordnet. Die zweite Wellenleitervorrichtung 350b ist der ersten Wellenleitervorrichtung 350a in der Konstruktion grundsätzlich ähnlich.
Wie in 23A gezeigt, hat das leitende Bauglied 310 eine Vielzahl von Schlitzen 312, die entlang der ersten Richtung (derY-Richtung) und einer zu der ersten Richtung orthogonalen zweiten Richtung (der X-Richtung) arrayartig angeordnet sind. Die Wellenleiterfläche 322a eines jeden Wellenleiterbauglieds 322U erstreckt sich entlang derY-Richtung und ist zu vier Schlitzen, die entlang der Y-Richtung angeordnet sind, aus der Vielzahl von Schlitzen 312 entgegengesetzt. Obwohl das leitende Bauglied 310 in diesem Beispiel 20 Schlitze 312 in einem Array aus 5 Zeilen und 4 Spalten hat, ist die Anzahl der Schlitze 312 nicht auf dieses Beispiel begrenzt. Ohne Einschränkung auf das Beispiel, bei dem jedes Wellenleiterbauglied 322U aus der Vielzahl von Schlitzen 312 zu allen Schlitzen entgegengesetzt ist, die entlang derY-Richtung angeordnet sind, kann jedes Wellenleiterbauglied 322U zu mindestens zwei benachbarten Schlitzen entlang derY-Richtung entgegengesetzt sein. Das Intervall zwischen den Mitten von jeweils zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a ist beispielsweise kürzer als die Wellenlänge o eingestellt. Mit einer solchen Struktur wird das Auftreten von Gitterkeulen vermieden. Die Einflüsse von Gitterkeulen treten mit einem Kürzerwerden des Intervalls zwischen den Mitten von zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a mit geringerer Wahrscheinlichkeit auf. Es ist jedoch nicht unbedingt vorzuziehen, dass das Intervall zwischen den Mitten von zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a kleiner als o/2 ist, da dann die Breiten der leitenden Bauglieder und leitenden Stäbe schmaler gestaltet sein müssen.
23C ist ein Diagramm, das ein planes Layout von Wellenleiterbaugliedern 322U in der ersten Wellenleitervorrichtung 350a zeigt. 23D ist ein Diagramm, das ein planes Layout eines Wellenleiterbauglieds 322L in der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b zeigt. Wie aus diesen Figuren ersichtlich, erstrecken sich die Wellenleiterbauglieder 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a linear und weisen keine Verzweigungsabschnitte oder Biegungen auf; dagegen weisen die Wellenleiterbauglieder 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b sowohl Verzweigungsabschnitte als auch Biegungen auf. Die Kombination aus dem „zweiten leitenden Bauglied 320“ und dem „dritten leitenden Bauglied 340“ in der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b entspricht der Kombination aus dem „ersten leitenden Bauglied 310“ und dem „zweiten leitenden Bauglied 320“ in der ersten Wellenleitervorrichtung 350a.
Die Wellenleiterbauglieder 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a koppeln an das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b durch Ports (Öffnungen) 345U, die in dem zweiten leitenden Bauglied 320 vorgesehen sind. Anders ausgedrückt, gelangt eine elektromagnetische Welle, die sich durch das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b ausgebreitet hat, durch einen Port 345U, um ein Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a zu erreichen, und breitet sich durch das Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a aus. In diesem Fall funktioniert jeder Schlitz 312 als Antennenelement, um die Abstrahlung einer elektromagnetischen Welle, die sich durch den Wellenleiter ausgebreitet hat, in den Raum zuzulassen. Wenn umgekehrt eine elektromagnetische Welle, die sich im Raum ausgebreitet hat, auf einen Schlitz 312 auftrifft, koppelt die elektromagnetische Welle an das Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a, das direkt unter diesem Schlitz 312 liegt, und breitet sich durch das Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a aus. Eine elektromagnetische Welle, die sich durch ein Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a ausgebreitet hat, kann auch durch einen Port 345U gelangen, um das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b zu erreichen, und breitet sich durch das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b aus. Über einen Port 345L des dritten leitenden Bauglieds 340 kann das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b an ein externes Wellenleitervorrichtungsmodul koppeln.
23D zeigt eine Beispielkonstruktion, bei der ein Wellenleiterbauglied 122 eines Mikrowellenmoduls 1000 mit dem Wellenleiterbauglied 322L auf dem dritten leitenden Bauglied 340 verbunden ist. Wie oben beschrieben, ist der Millimeterwellen-IC 2 in der Z-Richtung des leitenden Bauglieds 120 so vorgesehen, dass eine Signalwelle, die durch den Millimeterwellen-IC 2 generiert ist, durch die Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und die Wellenleiterfläche des Wellenleiterbauglieds 322L ausgebreitet wird.
Das in 23A gezeigte erste leitende Bauglied 310 kann als „Abstrahlungsschicht“ bezeichnet werden. Weiterhin kann die Gesamtheit des zweiten leitenden Bauglieds 320, der Wellenleiterbauglieder 322U und der leitenden Stäbe 324U, die in 23C gezeigt sind, als „Anregungsschicht“ bezeichnet werden, während die Gesamtheit des dritten leitenden Bauglieds 340, des Wellenleiterbauglieds 322L und der leitenden Stäbe 324L, die in 23D gezeigt sind, als „Verteilungsschicht“ bezeichnet werden kann. Außerdem können die „Anregungsschicht“ und die „Verteilungsschicht“ zusammen als „Speisungsschicht“ bezeichnet werden. Jede der Schichten „Abstrahlungsschicht“, „Anregungsschicht“ und „Verteilungsschicht“ kann durch Verarbeiten einer einzigen Metallplatte massengefertigt sein. Die Strahlungsschicht, die Anregungsschicht, die Verteilungsschicht und elektronische Schaltkreise, die auf der Rückseite der Verteilungsschicht vorzusehen sind, können als Ein-Modul-Erzeugnis hergestellt sein.
Wie aus 23B ersichtlich, sind in der Array-Antenne aus diesem Beispiel schichtartig eine Abstrahlungsschicht, eine Anregungsschicht und eine Verteilungsschicht angeordnet, die Plattenform haben; daher ist als Ganzes eine flache und niedrigprofilige Flachpanel-Antenne realisiert. Die Höhe (Dicke) einer mehrschichtigen Struktur mit einer Querschnittskonstruktion wie der in 23B gezeigten kann beispielsweise 10 mm oder weniger betragen.
Bei dem in 23D gezeigten Beispiel sind die Distanzen von dem Wellenleiterbauglied 122 durch das Wellenleiterbauglied 322L zu den jeweiligen Ports 345U (siehe 23C) des zweiten leitenden Bauglieds 320 alle gleich. Eine Signalwelle, die sich in der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 ausgebreitet hat, um in das Wellenleiterbauglied 322L eingegeben zu werden, erreicht daher die vier Ports 345U, die in der Mitte entlang der Y-Richtung des jeweiligen zweiten Wellenleiterbauglieds 322U angeordnet sind, all in der gleichen Phase. Infolgedessen können die vier Wellenleiterbauglieder 322U auf dem zweiten leitenden Bauglied 320 in derselben Phase angeregt werden.
Je nach Zweckbestimmung ist nicht notwendig, dass alle als Antennenelemente funktionierenden Schlitze 312 elektromagnetische Wellen in derselben Phase abstrahlen. Die Netzwerkmuster der Wellenleiterbauglieder in der Anregungsschicht und der Verteilungsschicht können beliebig sein, ohne auf das in der Figur Gezeigte begrenzt zu sein.
Wie in 23C gezeigt, existiert in der vorliegenden Ausführungsform zwischen zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a unter der Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern 322 nur eine einzelne Spalte leitender Stäbe 324U, die entlang derY-Richtung arrayartig angeordnet sind. Was zwischen diesen beiden Wellenleiterflächen existiert, ist daher ein Raum, der nicht nur keine elektrische Wand, sondern auch keine magnetische Wand (keinen künstlichen magnetischen Leiter) aufweist. Auf Basis dieser Struktur kann das Intervall zwischen zwei benachbarten Wellenleiterbaugliedern 322U reduziert sein. Dies ermöglicht auch eine Reduzierung des Intervalls zwischen zwei Schlitzen 312, die entlang der X-Richtung benachbart sind. Daher kann das Auftreten von Gitterkeulen reduziert werden.
<Anwendungsbeispiel 2: Bordradarsystem>
Als Anwendungsbeispiel für die Nutzung der oben beschriebenen Schlitz-Array-Antenne wird als Nächstes ein Fall eines Bordradarsystems mit einer Schlitz-Array-Antenne beschrieben. Eine in einem Bordradarsystem verwendete Sendewelle kann eine Frequenz z.B. eines 76-Gigahertz-(GHz) -Bands haben, die eine Wellenlänge o von circa 4 mm im freien Raum hat.
In Sicherheitstechnik für Kraftfahrzeuge, z.B. in Kollisionsverhütungssystemen oder beim automatischen Fahren, kommt es insbesondere darauf an, ein oder mehr Fahrzeuge (Ziele) zu identifizieren, die vor dem Eigenfahrzeug fahren. Als Verfahren zum Identifizieren von Fahrzeugen sind Techniken zum Schätzen der Richtungen eintreffender Wellen mithilfe eines Radarsystems in Entwicklung.
24 zeigt ein Eigenfahrzeug 500 und ein voraus befindliches Fahrzeug 502, das auf derselben Fahrspur wie das Eigenfahrzeug 500 fährt. Das Eigenfahrzeug 500 weist ein Bordradarsystem auf, das ein Schlitzantennen-Array gemäß einer der oben beschriebenen Ausführungsformen enthält. Wenn das Bordradarsystem des Eigenfahrzeugs 500 ein Hochfrequenz-Sendesignal abstrahlt, erreicht das Sendesignal das voraus befindliche Fahrzeug 502 und wird von demselben reflektiert, so dass ein Teil des Signals zu dem Eigenfahrzeug 500 zurückkehrt. Das Bordradarsystem empfängt dieses Signal, um eine Position des voraus befindlichen Fahrzeugs 502, eine Distanz („Entfernung“) zu dem voraus befindlichen Fahrzeug 502, eine Geschwindigkeit usw. zu berechnen.
25 zeigt das Bordradarsystem 510 des Eigenfahrzeugs 500. Das Bordradarsystem 510 ist innerhalb des Fahrzeugs vorgesehen. Spezifischer ist das Bordradarsystem 510 auf einer Fläche des Rückspiegels angeordnet, die zu dessen Spiegelfläche entgegengesetzt ist. Aus dem Fahrzeug heraus strahlt das Bordradarsystem 510 ein Hochfrequenz-Sendesignal in der Fahrtrichtung des Fahrzeugs 500 ab und empfängt (ein) Signal(e), das aus der Fahrtrichtung eintrifft.
Das Bordradarsystem 510 aus diesem Anwendungsbeispiel weist eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung auf. Die Schlitz-Array-Antenne kann eine Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern aufweisen, die zueinander parallel sind. In diesem Anwendungsbeispiel ist sie so angeordnet, dass die Richtung, in der jedes von der Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern sich erstreckt, mit der vertikalen Richtung zusammenfällt und dass die Richtung, in der die Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern arrayartig angeordnet ist, mit der horizontalen Richtung zusammenfällt. Infolgedessen können die laterale und die vertikale Abmessung der Vielzahl von Schlitzen, von vorne gesehen, weiter reduziert werden.
Beispielabmessungen für eine Antennenvorrichtung mit der obigen Array-Antenne können 60 mm (Breite) × 30 mm (Länge) × 10 mm (Tiefe) sein. Es sei darauf hingewiesen, dass dies für ein Millimeterwellenradarsystem des 76-GHz-Bands eine sehr geringe Größe ist.
Es wird darauf hingewiesen, dass viele herkömmliche Bordradarsysteme außen am Fahrzeug vorgesehen sind, z.B. ganz vorne an der Frontpartie. Der Grund hierfür ist, dass das Bordradarsystem relativ groß ist und somit nur schwer innerhalb des Fahrzeugs vorgesehen sein kann, wie in der vorliegenden Offenbarung. Das Bordradarsystem 510 aus diesem Anwendungsbeispiel kann innerhalb des Fahrzeugs installiert sein, wie oben beschrieben, kann aber ganz vorne an die Frontpartie montiert sein. Da der Platzbedarf des Bordradarsystems an der Frontpartie reduziert ist, wird die Anordnung anderer Teile erleichtert.
Das Anwendungsbeispiel ermöglicht ein schmales Intervall zwischen einer Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern (Rippen), die in der Sendeantenne verwendet werden, wodurch sich auch das Intervall zwischen einer Vielzahl von Schlitzen verschmälert, die entgegengesetzt zu einer Vielzahl von benachbarten Wellenleiterbaugliedern vorzusehen sind. Dies reduziert die Einflüsse von Gitterkeulen. Beispielsweise treten keine Gitterkeulen in Vorwärtsrichtung auf, wenn das Intervall zwischen den Mitten von zwei lateral benachbarten Schlitzen kleiner als eine Hälfte der Wellenlänge im freien Raum o der Sendewelle (d.h. kleiner als circa 4 mm) ist. Daher werden die Einflüsse von Gitterkeulen reduziert. Es wird angemerkt, dass Gitterkeulen dann auftreten, wenn das Intervall, in dem die Antennenelemente arrayartig angeordnet sind, größer als eine Hälfte der Wellenlänge einer elektromagnetischen Welle ist. Wenn das Intervall, in dem die Antennenelemente arrayartig angeordnet sind, kleiner als die Wellenlänge ist, treten keine Gitterkeulen in Vorwärtsrichtung auf. In dem Fall, dass keine Strahllenkung durchgeführt wird, um Phasendifferenzen zwischen den Funkwellen zu übermitteln, die aus den jeweiligen Antennenelementen abgestrahlt werden, welche eine Array-Antenne bilden, haben Gitterkeulen daher im Wesentlichen keinen Einfluss, solange das Intervall, in dem die Antennenelemente arrayartig angeordnet sind, kleiner als die Wellenlänge ist. Durch Einstellen des Array-Faktors der Sendeantenne kann die Direktivität der Sendeantenne eingestellt werden. Es kann ein Phasenschieber vorgesehen sein, damit die Phasen elektromagnetischer Wellen, die auf mehreren Wellenleiterbaugliedern übertragen werden, individuell eingestellt werden können. Zur Vermeidung der Einflüsse von Gitterkeulen ist es in diesem Fall vorzuziehen, dass das Intervall zwischen den Antennenelementen weniger als eine Hälfte der Wellenlänge im freien Raum o der Sendewelle beträgt. Durch Vorsehen eines Phasenschiebers kann die Direktivität der Sendeantenne in jede gewünschte Richtung geändert werden. Da die Konstruktion eines Phasenschiebers bekannt ist, wird auf ihre Beschreibung verzichtet.
Eine Empfangsantenne gemäß dem Anwendungsbeispiel vermag den Empfang reflektierter Wellen, die Gitterkeulen zugeordnet sind, zu verringern, so dass die Genauigkeit der unten beschriebenen Verarbeitung verbessert werden kann. Im Folgenden wird ein Beispiel für einen Empfangsprozess beschrieben.
26A zeigt ein Verhältnis zwischen einer Array-Antenne AA des Bordradarsystems 510 und mehreren eintreffenden Wellen k (k: eine ganze Zahl von 1 bis K; das gleiche gilt nachfolgend durchgängig. K ist die Anzahl der Ziele, die in verschiedenen Azimuten vorhanden sind). Die Array-Antenne AA weist M Antennenelemente in einem linearen Array auf. Eine Antenne ist prinzipiell sowohl zum Senden als auch zum Empfang verwendbar, und daher kann die Array-Antenne AA sowohl für eine Sendeantenne als auch für eine Empfangsantenne verwendet werden. Im Folgenden wird ein Beispielverfahren für die Verarbeitung einer eintreffenden Welle beschrieben, die durch die Empfangsantenne empfangen wird.
Die Array-Antenne AA empfängt mehrere eintreffende Wellen, die gleichzeitig in verschiedenen Winkeln auftreffen. Einige von den mehreren eintreffenden Wellen können eintreffende Wellen sein, die aus der Sendeantenne desselben Bordradarsystems 510 abgestrahlt und durch ein oder mehrere Ziele reflektiert wurden. Außerdem können einige der mehreren eintreffenden Wellen direkte oder indirekte eintreffende Wellen sein, die aus anderen Fahrzeugen abgestrahlt wurden.
Der Einfallswinkel einer jeden eintreffenden Welle (d.h. ein Winkel, der die Richtung ihres Eintreffens repräsentiert) ist ein auf die breite Seite B der Array-Antenne AA bezogener Winkel. Der Einfallswinkel einer eintreffenden Welle repräsentiert einen Winkel mit Bezug auf eine Richtung, die zu der Richtung der Linie, entlang derer Antennenelemente arrayartig angeordnet sind, senkrecht steht.
Es werde nun eine k-te eintreffende Welle betrachtet. Wenn auf der Array-Antenne von K Zielen aus, die bei unterschiedlichen Azimuten vorhanden sind, K eintreffende Wellen auftreffen, bedeutet eine „k-te eintreffende Welle“ eine eintreffende Welle, die durch einen Einfallswinkel k identifiziert ist.
26B zeigt die Array-Antenne AA, die die k-te eintreffende Welle empfängt. Die durch die Array-Antenne AA empfangenen Signale können durch Gleichung 1 als ein „Vektor“ mit M Elementen ausgedrückt werden. $S = {[s_{1} {,s}_{2}, \dots {,s}_{M}]}^{T}$
In der obigen Gleichung ist s_m (wobei m eine ganze Zahl von 1 bis M ist; dies gilt auch im Folgenden) der Wert eines Signals, das durch ein m-tes Antennenelement empfangen wird. Das hochgestellte T bedeutet Transposition. S ist ein Spaltenvektor. Der Spaltenvektor S ist definiert durch ein Produkt einer Multiplikation aus einem durch die Konstruktion der Array-Antenne bestimmten Richtungsvektor (als Lenkvektor oder Modenvektor bezeichnet) und einem komplexen Vektor, der ein Signal von dem jeweiligen Ziel repräsentiert (auch als Wellenquelle oder Signalquelle bezeichnet). Wenn die Anzahl der Wellenquellen K ist, sind die Wellen von Signalen, die aus den jeweiligen K Wellenquellen an jedem einzelnen Antennenelement eintreffen, linear überlagert. In diesem Zustand kann s_m durch Gleichung 2 ausgedrückt werden. $s_{m} = \sum_{k = 1}^{K} a_{k} exp {j (\frac{2 π}{λ} d_{m} sin θ_{k} + φ_{k})}$
In Gleichung 2 bezeichnen a_k, _k und _k die Amplitude, den Einfallswinkel bzw. die Anfangsphase der k-ten eintreffenden Welle. Außerdem bezeichnet die Wellenlänge einer eintreffenden Welle, und j ist eine imaginäre Einheit.
Wie aus Gleichung 2 ersichtlich, ist s_m als komplexe Zahl ausgedrückt, die aus einem realen Teil (Re) und einem imaginären Teil (Im) besteht.
Wenn dies durch Berücksichtigung von Rauschen (Eigenrauschen oder Wärmerauschen) weiter verallgemeinert wird, lässt sich das Array-Empfangssignal X als Gleichung3 ausdrücken. $X = S + N$
N ist ein Vektorausdruck für das Rauschen.
Die Signalverarbeitungsschaltung erzeugt mithilfe des Array-Empfangssignals X, ausgedrückt durch Gleichung 3, eine räumliche Kovarianzmatrix Rxx (Gleichung 4) eintreffender Wellen und bestimmt des Weiteren Eigenwerte der räumlichen Kovarianzmatrix Rxx. $\begin{matrix} R_{x x} = X X^{H} \\ = [\begin{matrix} R x x_{11} & \dots & R x x_{1 M} \\ ⋮ & ⋱ & ⋮ \\ R x x_{M 1} & \dots & R x x_{M M} \end{matrix}] \end{matrix}$
In der obigen Gleichung bedeutet das hochgestellte H konjugiert-komplexe Transposition (hermitesche Konjugierte).
Bei den Eigenwerten entspricht die Anzahl der Eigenwerte mit Werten, die gleich einem oder größer als ein vorbestimmter Wert sind, der auf Basis von Wärmerauschen definiert ist (Signalraumeigenwerte), der Anzahl eintreffender Wellen. Es werden dann Winkel berechnet, die die höchste Wahrscheinlichkeit hinsichtlich der Einfallsrichtungen reflektierter Wellen (d.h. die maximale Wahrscheinlichkeit) ergeben, wodurch die Anzahl der Ziele und die Winkel, in denen sich die jeweiligen Ziele befinden, identifizierbar sind. Dieser Prozess ist als eine Schätztechnik für die maximale Wahrscheinlichkeit bekannt.
Siehe als Nächstes 27. 27 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispiel-Grundkonstruktion einer Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 gemäß der vorliegenden Offenbarung zeigt. Die in 27 gezeigte Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 weist ein Radarsystem 510, das in einem Fahrzeug montiert ist, und eine mit dem Radarsystem 510 verbundene elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 auf. Das Radarsystem 510 weist eine Array-Antenne AA und eine Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 auf.
Die Array-Antenne AA weist eine Vielzahl von Antennenelementen auf, von denen jedes in Antwort auf eine oder mehrere eintreffende Wellen ein Empfangssignal ausgibt. Wie bereits erwähnt, ist die Array-Antenne AA zum Abstrahlen einer Millimeterwelle mit einer hohen Frequenz fähig.
In dem Radarsystem 510 muss die Array-Antenne AA am Fahrzeug angebracht sein, während zumindest einige der Funktionen der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 durch einen Computer 550 und eine Datenbank 552 implementiert sein können, die extern zu der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 (z.B. außerhalb des Eigenfahrzeugs) vorgesehen sind. In diesem Fall können die Abschnitte der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530, die sich im Fahrzeug befinden, dauerhaft oder gelegentlich mit dem Computer 550 und der Datenbank 552 verbunden sein, die zum Fahrzeug extern sind, so dass bidirektionale Übermittlungen von Signalen oder Daten möglich sind. Die Übermittlungen sind über eine Kommunikationsvorrichtung 540 des Fahrzeugs und ein üblicherweise verfügbares Kommunikationsnetz durchführbar.
Die Datenbank 552 kann ein Programm speichern, das verschiedene Signalverarbeitungsalgorithmen definiert. Der Inhalt der Daten und des Programms, die für den Betrieb des Radarsystems 510 benötigt werden, können über die Kommunikationsvorrichtung 540 extern aktualisiert werden. Somit sind zumindest einige der Funktionen des Radarsystems 510 durch eine Cloud-Computing-Technik extern zum Eigenfahrzeug realisierbar (was das Innere eines anderen Fahrzeugs einschließt). Für ein „Bord“-Radarsystem in der Bedeutung der vorliegenden Offenbarung ist es daher nicht erforderlich, dass alle Bestandteile innerhalb des (Eigen-) Fahrzeugs montiert sind. Jedoch beschreibt die vorliegende Anmeldung der Einfachheit halber eine Implementierung, bei der alle Bestandteile gemäß der vorliegenden Offenbarung in einem einzigen Fahrzeug (d.h. dem Eigenfahrzeug) montiert sind, sofern nicht anders angegeben.
Die Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 weist eine Signalverarbeitungsschaltung 560 auf. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 empfängt direkt oder indirekt Empfangssignale von der Array-Antenne AA und gibt die Empfangssignale oder (ein) sekundäre(s) Signal(e), die aus den Empfangssignalen generiert wurden, in eine Einfallswellen-Schätzeinheit AU ein. Ein Teil der Schaltung oder die gesamte Schaltung (nicht gezeigt), die aus den Empfangssignalen (ein) sekundäre(s) Signal(e) generiert, braucht nicht innerhalb der Signalverarbeitungsschaltung 560 vorgesehen zu sein. Ein Teil einer oder eine gesamte solche Schaltung (Vorverarbeitungsschaltung) kann zwischen der Array-Antenne AA und der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 vorgesehen sein.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 ist dazu konfiguriert, durch Verwendung der Empfangssignale oder sekundären Signal(e) Berechnungen durchzuführen und ein Signal auszugeben, das die Anzahl der eintreffenden Wellen anzeigt. Gemäß der vorliegenden Verwendung kann als „Signal, das die Anzahl der eintreffenden Wellen anzeigt“ ein Signal bezeichnet werden, das die Anzahl voraus befindlicher Fahrzeuge vor dem Eigenfahrzeug anzeigt (die ein voraus befindliches Fahrzeug oder mehrere voraus befindliche Fahrzeuge sein können).
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 kann zum Durchführen vielfältiger Signalverarbeitung konfiguriert sein, die durch bekannte Radarsignal-Verarbeitungseinrichtungen ausführbar ist. Beispielsweise kann die Signalverarbeitungsschaltung 560 dazu konfiguriert sein, „Überauflösungs-Algorithmen“ auszuführen wie etwa das MUSIC-Verfahren, das ESPRIT-Verfahren oder das SAGE-Verfahren, oder andere Algorithmen zur Einfallsrichtungsschätzung mit relativ niedriger Auflösung.
Die in 27 gezeigte Einfallswellen-Schätzeinheit AU schätzt einen Winkel, der das Azimut einer jeden eintreffenden Welle repräsentiert, durch einen beliebigen Algorithmus zur Einfallsrichtungsschätzung, und gibt ein Signal aus, das das Schätzungsergebnis anzeigt. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 schätzt die Distanz zu jedem Ziel als Wellenquelle einer eintreffenden Welle, die relative Geschwindigkeit des Ziels und das Azimut des Ziels mit einem bekannten Algorithmus, der durch die Einfallswellen-Schätzeinheit AU ausgeführt wird, und gibt ein Signal aus, das das Schätzungsergebnis anzeigt.
In der vorliegenden Offenbarung ist der Ausdruck „Signalverarbeitungsschaltung“ nicht auf eine einzelne Schaltung beschränkt, sondern schließt jede Implementierung ein, bei der eine Kombination aus mehreren Schaltungen konzeptionell als ein einziges funktionelles Teil betrachtet wird. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 kann durch ein oder mehr Ein-Chip-Systeme (SoCs) realisiert sein. Beispielsweise kann ein Teil der oder die gesamte Signalverarbeitungsschaltung 560 ein FPGA (feldprogrammierbares Array) sein, das eine programmierbare Logikvorrichtung (PLD) ist. In diesem Fall weist die Signalverarbeitungsschaltung 560 eine Vielzahl von Berechnungselementen (z.B. Universallogiken und Multiplizierer) und eine Vielzahl von Speicherelementen (z.B. Verweistabellen oder Speicherblöcke) auf. Alternativ kann die Signalverarbeitungsschaltung 560 ein Satz aus (einem) Universalprozessor(en) und (einer) Hauptspeichervorrichtung(en) sein. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 kann eine Schaltung sein, die (einen) Prozessorkern(e) und (eine) Speichervorrichtung(en) aufweist. Diese können als die Signalverarbeitungsschaltung 560 funktionieren.
Die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ist dazu konfiguriert, Fahrassistenz für das Fahrzeug auf Basis verschiedener Signale bereitzustellen, die aus der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 ausgegeben werden. Die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 weist verschiedene elektronische Steuereinheiten dazu an, vorbestimmte Funktionen zu erfüllen, z.B. eine Funktion zur Alarmausgabe, um den Fahrer zu einem Bremsvorgang aufzufordern, wenn die Distanz zu einem voraus befindlichen Fahrzeug (Fahrzeugabstand) kürzer als ein vordefinierter Wert geworden ist; eine Funktion zur Steuerung der Bremsen und eine Funktion zur Beschleunigungssteuerung. Beispielsweise schickt im Fall eines Betriebsmodus, der eine adaptive Fahrgeschwindigkeitsregelung des Eigenfahrzeugs durchführt, die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 vorbestimmte Signale an verschiedene elektronische Steuereinheiten (nicht gezeigt) und Aktoren, um die Distanz des Eigenfahrzeugs zu einem voraus befindlichen Fahrzeug auf einem vordefinierten Wert zu halten oder die Fahrgeschwindigkeit des Eigenfahrzeugs auf einem vordefinierten Wert zu halten.
Im Fall des MUSIC-Verfahrens bestimmt die Signalverarbeitungsschaltung 560 Eigenwerte der räumlichen Kovarianzmatrix und gibt als Signal, das die Anzahl eintreffender Wellen anzeigt, die Anzahl derjenigen Eigenwerte („Signalraum-Eigenwerte“) aus, die größer als ein vorbestimmter Wert sind, der auf Basis von Wärmerauschen definiert ist (thermische Rauschleistung).
Siehe als Nächstes 28. 28 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Beispielkonstruktion für die Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt. Das Radarsystem 510 in der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 aus 28 weist eine Array-Antenne AA, die eine nur für den Empfang bestimmte Array-Antenne Rx (auch als Empfangsantenne bezeichnet) und eine nur zum Senden bestimmte Array-Antenne Tx (auch als Sendeantenne bezeichnet) aufweist; und eine Objektdetektionseinrichtung 570 auf.
Mindestens entweder die Sendeantenne Tx oder die Empfangsantenne Rx hat die oben genannte Wellenleiterstruktur. Die Sendeantenne Tx strahlt eine Sendewelle ab, die beispielsweise eine Millimeterwelle sein kann. Die Empfangsantenne Rx, die nur für den Empfang bestimmt ist, gibt ein Empfangssignal in Antwort auf eine oder mehrere eintreffende Wellen (z.B. eine Millimeterwelle(n)) aus.
Eine Sende-/Empfangsschaltung 580 schickt ein Sendesignal für eine Sendewelle an die Sendeantenne Tx und führt „Vorverarbeitung“ für Empfangssignale von Empfangswellen durch, die an der Empfangsantenne Rx empfangen werden. Ein Teil der oder die gesamte Vorverarbeitung kann durch die Signalverarbeitungsschaltung 560 in der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 erfolgen. Ein typisches Beispiel für eine durch die Sende-/Empfangsschaltung 580 durchzuführende Vorverarbeitung kann es sein, aus einem Empfangssignal ein Schwebungssignal zu generieren und ein Empfangssignal mit analogem Format in ein Empfangssignal mit digitalem Format umzuwandeln.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Radarsystem gemäß der vorliegenden Offenbarung, ohne auf die Implementierung beschränkt zu sein, bei der es in dem Eigenfahrzeug montiert ist, an der Straße oder einem Gebäude angebracht verwendet werden kann.
Als Nächstes wird ein Beispiel für eine spezifischere Konstruktion der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 beschrieben.
29 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine spezifischere Konstruktion der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt. Die in 29 gezeigte Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 weist ein Radarsystem 510 und ein Bordkamerasystem 700 auf. Das Radarsystem 510 weist eine Array-Antenne AA, eine Sende-/Empfangsschaltung 580, die mit der Array-Antenne AA verbunden ist, und eine Signalverarbeitungsschaltung 560 auf.
Das Bordkamerasystem 700 weist eine Bordkamera 710, die in einem Fahrzeug montiert ist, und eine Bildverarbeitungsschaltung 720 auf, die ein durch die Bordkamera 710 erfasstes Bild oder Video verarbeitet.
Die Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 aus diesem Anwendungsbeispiel weist eine Objektdetektionseinrichtung 570, die mit der Array-Antenne AA und der Bordkamera 710 verbunden ist, und eine elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 auf, die mit der Objektdetektionseinrichtung 570 verbunden ist. Zusätzlich zu der oben beschriebenen Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 (einschließlich der Signalverarbeitungsschaltung 560) weist die Objektdetektionseinrichtung 570 eine Sende-/Empfangsschaltung 580 und eine Bildverarbeitungsschaltung 720 auf. Die Objektdetektionseinrichtung 570 detektiert ein Ziel auf der Straße oder in der Nähe der Straße mithilfe nicht nur der durch das Radarsystem 510 gewonnenen Informationen, sondern auch der durch die Bildverarbeitungsschaltung 720 gewonnenen Informationen. Beispielsweise kann die Bildverarbeitungsschaltung 720, während das Eigenfahrzeug auf einer von zwei oder mehr Fahrspuren derselben Richtung fährt, unterscheiden, auf welcher Fahrspur das Eigenfahrzeug fährt, und dieses Unterscheidungsergebnis der Signalverarbeitungsschaltung 560 zuführen. Wenn Anzahl und Azimut(e) von voraus befindlichen Fahrzeugen mithilfe eines vorbestimmten Algorithmus zur Einfallsrichtungsschätzung (z.B. das MUSIC-Verfahren) erkannt werden sollen, kann die Signalverarbeitungsschaltung 560 zuverlässigere Informationen zu einer räumlichen Verteilung voraus befindlicher Fahrzeuge liefern, indem auf die Informationen aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 zurückgegriffen wird.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Bordkamerasystem 700 ein Beispiel für ein Mittel zum Identifizieren dessen ist, auf welcher Fahrspur das Eigenfahrzeug fährt. Die Fahrspurposition des Eigenfahrzeugs kann auch durch jedes andere Mittel identifiziert werden. Beispielsweise ist es durch Nutzung einer Ultrabreitband- (UWB-) Technik möglich, zu identifizieren, auf welcher von einer Vielzahl von Fahrspuren das Eigenfahrzeug fährt. Es ist allgemein bekannt, dass die Ultrabreitbandtechnik auf Positionsmessung und/oder Radar anwendbar ist. Die Verwendung der Ultrabreitbandtechnik erhöht die Entfernungsauflösung des Radars, so dass auch dann, wenn sich eine große Anzahl von Fahrzeugen voraus befindet, jedes einzelne Ziel auf Basis von Distanzunterschieden deutlich detektiert werden kann. Dies ermöglicht eine korrekte Identifikation der Distanz von einer Leitplanke am Straßenrand oder vom Mittelstreifen. Die Breite einer jeden Fahrspur ist durch die Gesetze des jeweiligen Landes oder dergleichen vordefiniert. Durch Verwendung solcher Informationen wird es möglich, zu identifizieren, wo sich die Fahrspur befindet, auf der das Eigenfahrzeug gerade fährt. Es wird darauf hingewiesen, dass die Ultrabreitbandtechnik ein Beispiel ist. Es kann auch eine Funkwelle auf Basis jeder anderen Drahtlostechnik verwendet werden. Zudem kann zusammen mit einem Radar LIDAR (Lichtdetektion und Abstandsmessung) verwendet werden. LIDAR wird manchmal als „Laserradar“ bezeichnet.
Die Array-Antenne AA kann eine generische Millimeterwellen-Array-Antenne zur bordeigenen Verwendung sein. Die Sendeantenne Tx in diesem Anwendungsbeispiel strahlt eine Millimeterwelle als Sendewelle vor dem Fahrzeug ab. Ein Abschnitt der Sendewelle wird von einem Ziel reflektiert, das typischerweise ein voraus befindliches Fahrzeug ist, so dass von dem Ziel als Wellenquelle eine reflektierte Welle ausgeht. Ein Abschnitt der reflektierten Welle erreicht die Array-Antenne (Empfangsantenne) AA als eintreffende Welle. Jedes aus der Vielzahl von Antennenelementen der Array-Antenne AA gibt in Antwort auf eine oder mehrere eintreffende Wellen ein Empfangssignal aus. In dem Fall, dass die Anzahl der Ziele, die als Wellenquellen reflektierter Wellen funktionieren, K ist (wobei K eine ganze Zahl mit dem Wert 1 oder mehr ist), ist die Anzahl eintreffender Wellen K, jedoch ist diese Zahl K eintreffender Wellen nicht im Voraus bekannt.
In dem Beispiel aus 27 wird vorausgesetzt, dass das Radarsystem 510 als integrales Stück, einschließlich der Array-Antenne AA, am Rückspiegel vorgesehen ist. Jedoch sind Anzahl und Positionen von Array-Antennen AA nicht auf eine spezifische Anzahl oder spezifische Positionen beschränkt. Eine Array-Antenne AA kann an der hinteren Oberfläche des Fahrzeugs angeordnet sein, um Ziele detektieren zu können, die sich hinter dem Fahrzeug befinden. Außerdem kann eine Vielzahl von Array-Antennen AA an der vorderen Oberfläche und der hinteren Oberfläche des Fahrzeugs angeordnet sein. Die Array-Antenne(n) AA können im Inneren des Fahrzeugs angeordnet sein. Auch in dem Fall, in dem eine Hornantenne, deren jeweilige Antennenelemente, wie oben erwähnt, Hörner aufweisen, als Array-Antenne(n) AA verwendet werden soll, können die Array-Antenne(n) mit solchen Antennenelementen sich im Inneren des Fahrzeugs befinden.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 empfängt und verarbeitet die Empfangssignale, die durch die Empfangsantenne Rx empfangen wurden und einer Vorverarbeitung durch die Sende-/Empfangsschaltung 580 unterzogen wurden. Dieser Prozess umfasst das Eingeben der Empfangssignale in die Einfallswellen-Schätzeinheit AU oder alternativ das Generieren eines bzw. mehrerer sekundärer Signale aus den Empfangssignalen und Eingeben des bzw. der sekundäre(n) Signal(e) in die Einfallswellen-Schätzeinheit AU.
In dem Beispiel aus 29 ist in der Objektdetektionseinrichtung 570 eine Auswahlschaltung 596 vorgesehen, die das aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 ausgegebene Signal und das aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 ausgegebene Signal empfängt. Die Auswahlschaltung 596 ermöglicht das Einspeisen des aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 ausgegebenen Signals oder des aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 ausgegebenen Signals, oder beider Signale, in die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520.
30 ist ein Blockdiagramm, das eine detailliertere Beispielkonstruktion des Radarsystems 510 gemäß diesem Anwendungsbeispiel zeigt.
Wie in 30 gezeigt, weist die Array-Antenne AA eine Sendeantenne Tx, die eine Millimeterwelle sendet, und Empfangsantennen Rx auf, die eintreffende, von Zielen reflektierte Wellen empfangen. Obwohl in der Figur nur eine Sendeantenne Tx illustriert ist, können zwei oder mehr Arten von Sendeantennen mit unterschiedlichen Charakteristiken vorgesehen sein. Die Array-Antenne AA weist M Antennenelemente 11₁ , 11₂ , ,11_M auf (wobei M eine ganze Zahl gleich oder größer als 3 ist). In Antwort auf die eintreffenden Wellen geben die Vielzahl von Antennenelementen 11₁ , 11₂ , , 11_M jeweils Empfangssignale s₁ , s₂ , , s_M aus (26B).
In der Array-Antenne AAsind die Antennenelemente 11₁ bis 11_M beispielsweise in einem linearen Array oder einem zweidimensionalen Array in festen Intervallen angeordnet. Jede eintreffende Welle trifft auf die Array-Antenne AA aus einer Richtung in einem Winkel mit Bezug auf die Normale der Ebene auf, in der die Antennenelemente 11₁ bis 11_M arrayartig angeordnet sind. Somit ist die Einfallsrichtung einer eintreffenden Welle durch diesen Winkel definiert.
Wenn eine eintreffende Welle von einem Ziel aus auf derArray-Antenne AA auftrifft, nähert sich dies einer ebenen Welle, die auf die Antennenelemente 11₁ bis 11_M aus Azimuten desselben Winkels auftrifft. Wenn K eintreffende Wellen auf derArray-Antenne AA von K Zielen mit unterschiedlichen Azimuten auftreffen, können die einzelnen eintreffenden Wellen in Bezug auf jeweils unterschiedliche Winkel 1 bis K identifiziert werden.
Wie in 30 gezeigt, weist die Objektdetektionseinrichtung 570 die Sende-/Empfangsschaltung 580 und die Signalverarbeitungsschaltung 560 auf.
Die Sende-/Empfangsschaltung 580 weist eine Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581, einen VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) 582, einen Verteiler 583, Mischer 584, Filter 585, einen Schalter 586, einen A/D-Wandler 587 und eine Steuerung588 auf. Obwohl das Radarsystem in diesem Anwendungsbeispiel dazu konfiguriert ist, Senden und Empfang von Millimeterwellen im FMCW-Verfahren durchzuführen, ist das Radarsystem der vorliegenden Offenbarung nicht auf dieses Verfahren beschränkt. Die Sende-/Empfangsschaltung 580 ist dazu konfiguriert, auf Basis eines Empfangssignals von derArray-Antenne AA und eines Sendesignals von der Sendeantenne Tx ein Schwebungssignal zu generieren.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 weist einen Distanzdetektionsabschnitt 533, einen Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 und einen Azimut-Detektionsabschnitt 536 auf. Die Signalverarbeitungsschaltung560 ist dazu konfiguriert, ein Signal aus dem A/D-Wandler 587 in der Sende-/Empfangsschaltung580 zu verarbeiten und Signale auszugeben, die jeweils die detektierte Distanz zum Ziel, die relative Geschwindigkeit des Ziels und das Azimut des Ziels anzeigen.
Zunächst werden Konstruktion und Funktionsweise der Sende-/Empfangsschaltung 580 im Detail beschrieben.
Die Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581 generiert ein Dreieckswellensignal und führt es dem VCO 582 zu. Der VCO 582 gibt ein Sendesignal mit einer Frequenz aus, die auf Basis des Dreieckswellensignals moduliert ist. 31 ist ein Diagramm, das die Veränderung der Frequenz eines Sendesignals zeigt, das auf Basis des Signals moduliert ist, welches durch die Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581 generiert ist. Diese Wellenform hat eine Modulationsbreite f und eine Mittelfrequenz von f0. Das Sendesignal mit einer so modulierten Frequenz wird dem Verteiler 583 zugeführt. Der Verteiler 583 lässt eine Verteilung des aus dem VCO 582 gewonnenen Sendesignals zwischen den Mischern 584 und der Sendeantenne Tx zu. Somit strahlt die Sendeantenne eine Millimeterwelle mit einer Frequenz ab, die in Dreieckswellen moduliert ist, wie in 31 gezeigt.
Zusätzlich zu dem Sendesignal zeigt 31 auch ein Beispiel für ein Empfangssignal aus einer eintreffenden Welle, die von einem einzelnen voraus befindlichen Fahrzeug reflektiert ist. Das Empfangssignal ist gegenüber dem Sendesignal verzögert. Diese Verzögerung steht in Proportion zu der Distanz zwischen dem Eigenfahrzeug und dem voraus befindlichen Fahrzeug. Zudem erhöht oder verringert sich die Frequenz des Empfangssignals aufgrund des Dopplereffekts entsprechend der relativen Geschwindigkeit des voraus befindlichen Fahrzeugs.
Wenn das Empfangssignal und das Sendesignal gemischt werden, wird auf Basis ihres Frequenzunterschieds ein Schwebungssignal generiert. Die Frequenz dieses Schwebungssignals (Schwebungsfrequenz) differiert zwischen einer Periode, in der das Sendesignal sich in der Frequenz erhöht (Anstieg) und einer Periode, in der das Sendesignal sich in der Frequenz verringert (Abfall). Sobald eine Schwebungsfrequenz für jede Periode auf Basis solcher Schwebungsfrequenzen bestimmt ist, werden die Distanz zum Ziel und die relative Geschwindigkeit des Ziels berechnet.
32 zeigt eine Schwebungsfrequenz fu in einer „Anstiegs“-Periode und eine Schwebungsfrequenz fd in einer „Abfall“-Periode. In dem Graphen aus 32 stellt die horizontale Achse die Frequenz und die vertikale Achse die Signalintensität dar. Dieser Graph wird gewonnen, indem das Schwebungssignal einer Zeit-Frequenz-Umwandlung unterzogen wird. Sobald die Schwebungsfrequenzen fu und fd auf Basis einer bekannten Gleichung bestimmt sind, werden die Distanz zum Ziel und die relative Geschwindigkeit des Ziels berechnet. In diesem Anwendungsbeispiel mit der unten beschriebenen Konstruktion und Funktionsweise werden Schwebungsfrequenzen gewonnen, die dem jeweiligen Antennenelement der Array-Antenne AA entsprechen, was die Schätzung der Positionsinformationen eines Ziels ermöglicht.
In dem in 30 gezeigten Beispiel werden Empfangssignale aus Kanälen Ch₁ bis Ch_M , die den jeweiligen Antennenelementen 11₁ bis 11_M entsprechen, jeweils durch einen Verstärker verstärkt und in die entsprechenden Mischer 584 eingegeben. Jeder Mischer 584 mischt das Sendesignal in das verstärkte Empfangssignal. Durch dieses Mischen wird ein Schwebungssignal generiert, das dem Frequenzunterschied zwischen dem Empfangssignal und dem Sendesignal entspricht. Das generierte Schwebungssignal wird in das entsprechende Filter 585 gespeist. Die Filter 585 wenden Bandbreitensteuerung auf die Schwebungssignale auf den Kanälen Ch₁ bis Ch_M an und führen dem Schalter 586 bandbreitengesteuerte Schwebungssignale zu.
Der Schalter 586 führt ein Schalten in Antwort auf ein aus der Steuerung 588 eingegebenes Abtastsignal durch. Die Steuerung588 kann beispielsweise durch einen Mikrocomputer gebildet sein. Auf Basis eines Computerprogramms, das in einem Speicher wie etwa einem ROM gespeichert ist, steuert die Steuerung 588 die gesamte Sende-/Empfangsschaltung 580. Die Steuerung 588 braucht nicht innerhalb der Sende-/Empfangsschaltung 580 vorgesehen zu sein, sondern kann innerhalb der Signalverarbeitungsschaltung 560 vorgesehen sein. Anders ausgedrückt: Die Sende-/Empfangsschaltung 580 kann entsprechend einem Steuersignal aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 arbeiten. Alternativ können einige oder alle Funktionen der Steuerung 588 durch eine zentrale Verarbeitungseinheit realisiert sein, die die gesamte Sende-/Empfangsschaltung 580 und Signalverarbeitungsschaltung 560 steuert.
Nachdem die Schwebungssignale auf den Kanälen Ch₁ bis Ch_M durch die jeweiligen Filter 585 passiert sind, werden sie über den Schalter 586 nacheinander dem A/D-Wandler 587 zugeführt. Der A/D-Wandler 587 wandelt die Schwebungssignale auf den Kanälen Ch₁ bis Ch_M , die aus dem Schalter 586 eingegeben werden, in digitale Signale um.
Im Folgenden werden Konstruktion und Funktionsweise der Signalverarbeitungsschaltung 560 im Detail beschrieben. In diesem Anwendungsbeispiel werden die Distanz zum Ziel und die relative Geschwindigkeit des Ziels im FMCW-Verfahren geschätzt. Ohne auf das unten beschriebene FMCW-Verfahren beschränkt zu sein, kann das Radarsystem auch mithilfe anderer Verfahren implementiert sein, z.B. in 2-Frequenz-CW- und Spreizspektrum-Verfahren.
Bei dem in 30 gezeigten Beispiel weist die Signalverarbeitungsschaltung 560 auf: einen Speicher 531, einen Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532, einen Distanzdetektionsabschnitt 533, einen Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534, einen DBF- (Digitale-Strahlformung-) Verarbeitungsabschnitt 535, einen Azimut-Detektionsabschnitt 536, einen Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537, einen Matrixgenerierungsabschnitt 538, einen Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 und eine Einfallswellen-Schätzeinheit AU. Wie bereits erwähnt, kann ein Teil der oder die gesamte Signalverarbeitungsschaltung 560 durch FPGA oder durch einen Satz aus (einem) Universalprozessor(en) und (einer) Hauptspeichervorrichtung(en) implementiert sein. Der Speicher 531, der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532, der DBF-Verarbeitungsabschnitt 535, der Distanzdetektionsabschnitt 533, der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534, der Azimut-Detektionsabschnitt 536, der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 und die Einfallswellen-Schätzeinheit AU können einzelne Teile, die in eigenständigen Hardware-Teilen implementiertsind, oder Funktionsblöcke einer einzigen Signalverarbeitungsschaltung sein.
33 zeigt eine Beispielimplementierung, bei der die Signalverarbeitungsschaltung 560 in Hardware einschließlich eines Prozessors PR und einer Speichervorrichtung MD implementiert ist. Auch bei der Signalverarbeitungsschaltung 560 mit dieser Konstruktion kann ein in der Speichervorrichtung MD gespeichertes Computerprogramm die Funktionen des Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitts 532, des DBF-Verarbeitungsabschnitts 535, des Distanzdetektionsabschnitts 533, des Geschwindigkeitsdetektionsabschnitts 534, des Azimut-Detektionsabschnitts 536, des Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitts 537, des Matrixgenerierungsabschnitts 538 und der Einfallswellen-Schätzeinheit AU erfüllen, die in 30 gezeigt sind.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 in diesem Anwendungsbeispiel ist konfiguriert zum Schätzen der Positionsinformationen eines voraus befindlichen Fahrzeugs mithilfe eines jeden Schwebungssignals, das in ein digitales Signal umgewandelt ist, als sekundäres Signal des Empfangssignals sowie zum Ausgeben eines Signals, das das Schätzungsergebnis anzeigt. Im Folgenden werden Konstruktion und Funktionsweise der Signalverarbeitungsschaltung 560 in diesem Anwendungsbeispiel im Detail beschrieben.
Für jeden der Kanäle Ch₁ bis Ch_M speichert der Speicher 531 in der Signalverarbeitungsschaltung 560 ein digitales Signal, das aus dem A/D-Wandler 587 ausgegeben wird. Der Speicher 531 kann durch ein generisches Speichermedium wie etwa einen Halbleiterspeicher oder eine Festplatte und/oder eine optische Platte gebildet sein.
Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 wendet Fourier-Transformation auf die jeweiligen Schwebungssignale für die Kanäle Ch₁ bis Ch_M an (in dem unteren Graphen aus 31 gezeigt), die in dem Speicher 531 gespeichert sind. In der vorliegenden Beschreibung wird die Amplitude eines Komplexe-Zahl-Datums nach der Fourier-Transformation als „Signalintensität“ bezeichnet. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 wandelt die Komplexe-Zahl-Daten eines Empfangssignals aus einem von der Vielzahl von Antennenelementen oder eine Summe der Komplexe-Zahl-Daten aller Empfangssignale aus der Vielzahl von Antennenelementen in ein Frequenzspektrum um. In dem so entstandenen Spektrum können Schwebungsfrequenzen entsprechend jeweiligen Spitzenwerten detektiert werden, die Vorhandensein und Distanz von Zielen (voraus befindlichen Fahrzeugen) anzeigen. Das Errechnen einer Summe der Komplexe-Zahl-Daten der Empfangssignale aus allen Antennenelementen ermöglicht das Ausmitteln der Rauschanteile, wodurch das S/N-Verhältnis verbessert wird.
In dem Fall, in dem nur ein Ziel, d.h. ein voraus befindliches Fahrzeug, vorhanden ist, wie in 32 gezeigt, erzeugt die Fourier-Transformation ein Spektrum mit einem Spitzenwert in einer Periode mit steigender Frequenz (der „Anstiegs“-Periode) und einem Spitzenwert in einer Periode mit sich verringernder Frequenz (der „Abfall“-Periode). Die Schwebungsfrequenz des Spitzenwertes in der „Anstiegs“-Periode ist mit „fu“ bezeichnet, während die Schwebungsfrequenz des Spitzenwertes in der „Abfall“-Periode mit „fd“ bezeichnet ist.
Aus den Signalintensitäten von Schwebungsfrequenzen detektiert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 jede Signalintensität, die einen vordefinierten Wert (Schwellenwert) überschreitet, wodurch das Vorhandensein eines Ziels bestimmt wird. Beim Detektieren einer Signalintensitätsspitze gibt der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 die Schwebungsfrequenzen (fu, fd) der Spitzenwerte als die Frequenzen des Objekts von Interesse an den Distanzdetektionsabschnitt 533 und den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 aus. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 gibt Informationen, welche die Frequenzmodulationsbreite f anzeigen, an den Distanzdetektionsabschnitt 533 aus und gibt Informationen, welche die Mittelfrequenz f0 anzeigen, an den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 aus.
In dem Fall, in dem Signalintensitätsspitzen entsprechend mehreren Zielen detektiert werden, findet der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 Verbindungen zwischen den Anstiegs-Spitzenwerten und den Abfall-Spitzenwerten auf Basis vordefinierter Bedingungen. Spitzen, die als zu Signalen von demselben Ziel gehörig bestimmt werden, erhalten dieselbe Nummer und werden somit in den Distanzdetektionsabschnitt 533 und den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 gespeist.
Wenn es mehrere Ziele gibt, erscheinen nach der Fourier-Transformation so viele Spitzen, wie es Ziele gibt, in den Anstiegsteilen und den Abfallteilen des Schwebungssignals. In Proportion zu der Distanz zwischen dem Radar und einem Ziel wird das Empfangssignal weiter verzögert, und das Empfangssignal in 31 verschiebt sich mehr nach rechts. Daher erhält ein Schwebungssignal mit der Erhöhung der Distanz zwischen dem Ziel und dem Radar eine höhere Frequenz.
Auf Basis der aus dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eingegebenen Schwebungsfrequenzen fu und fd berechnet der Distanzdetektionsabschnitt 533 durch die untenstehende Gleichung eine Distanz R und führt sie dem Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 zu. $\begin{matrix} R = {c T/ (2 f)} & {(fu + fd) / 2} \end{matrix}$
Außerdem berechnet der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 durch die untenstehende Gleichung auf Basis der aus dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eingegebenen Schwebungsfrequenzen fu und fd eine relative Geschwindigkeit V und führt sie dem Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 zu. $\begin{matrix} V = {C/ (2 f0)} & {(fu - fd) / 2} \end{matrix}$
In der Gleichung, die die Distanz R und die relative Geschwindigkeit V berechnet, ist C die Lichtgeschwindigkeit, und T ist die Modulationsperiode.
Es wird darauf hingewiesen, dass die an der Untergrenze liegende Auflösung der Distanz R als C/(2 f) ausgedrückt ist. Mit einer Erhöhung von f erhöht sich daher die Auflösung der Distanz R. In dem Fall, in dem sich die Frequenz f0 im 76-GHz-Band befindet, liegt bei einer Einstellung von f in der Größenordnung von 660 Megahertz (MHz) die Auflösung der Distanz R beispielsweise in der Größenordnung von 0,23 Metern (m). Wenn zwei voraus befindliche Fahrzeuge nebeneinander fahren, kann es mit dem FMCW-Verfahren daher schwer identifizierbar sein, ob ein Fahrzeug oder zwei Fahrzeuge vorhanden sind. In einem solchen Fall könnte das Betreiben eines Algorithmus zur Schätzung der Einfallsrichtung mit extrem hoher Winkelauflösung möglich sein, um zwischen den Azimuten derzwei voraus befindlichen Fahrzeuge zu separieren und die Detektion zu ermöglichen.
Durch Nutzung von Phasendifferenzen zwischen Signalen aus den Antennenelementen 11₁ , 11₂ , , 11_M erlaubt der DBF-Verarbeitungsabschnitt 535 die Durchführung einer Fourier-Transformation der eintreffenden, den jeweiligen Antennenelementen entsprechenden komplexen Daten, die mit Bezug auf die Zeitachse Fourier-transformiert wurden, mit Bezug auf die Richtung, in der die Antennenelemente arrayartig angeordnet sind. Der DBF-Verarbeitungsabschnitt 535 berechnet dann räumliche Komplexe-Zahl-Daten, die die Spektrumsintensität für jeden Winkelkanal, wie durch die Winkelauflösung bestimmt, anzeigen, und gibt sie für die jeweiligen Schwebungsfrequenzen an den Azimut-Detektionsabschnitt 536 aus.
DerAzimut-Detektionsabschnitt 536 ist zu dem Zweck vorgesehen, das Azimut eines voraus befindlichen Fahrzeugs zu schätzen. Aus den Werten von räumlichen Komplexe-Zahl-Daten, die für die jeweiligen Schwebungsfrequenzen berechnet wurden, wählt der Azimut-Detektionsabschnitt 536 einen Winkel , der den größten Wert annimmt, und gibt ihn an den Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 als das Azimut aus, bei dem ein Objekt von Interesse existiert.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Verfahren zum Schätzen des Winkels , der die Einfallsrichtung einer eintreffenden Welle anzeigt, nicht auf dieses Beispiel beschränkt ist. Es können verschiedene Algorithmen zur Einfallsrichtungsschätzung eingesetzt werden, die bereits erwähnt wurden.
Der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 berechnet absolute Werte der Differenzen zwischen den jeweiligen, im aktuellen Zyklus berechneten Werten der Distanz, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts des Objektes von Interesse und den 1 Zyklus zuvor berechneten jeweiligen Werten der Distanz, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts des Objektes von Interesse, die aus dem Speicher 531 ausgelesen werden. Wenn der absolute Wert einer jeden Differenz kleiner als ein Wert ist, der für den jeweiligen Wert definiert ist, bestimmt dann der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537, dass das Ziel, das 1 Zyklus zuvor detektiert wurde, und das in dem aktuellen Zyklus detektierte Ziel ein identisches Ziel sind. In diesem Fall erhöht der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 die Zählung der Zielverbindungsprozesse, die aus dem Speicher 531 gelesen werden, um eins.
Wenn der absolute Wert einer Differenz größer als vorbestimmt ist, bestimmt der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537, dass ein neues Objekt von Interesse detektiert wurde. Der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 speichert die jeweiligen, im aktuellen Zyklus berechneten Werte der Distanz, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts des Objekts von Interesse und auch die Zählung der Zielverbindungsprozesse für dieses Objekt von Interesse in dem Speicher 531.
In der Signalverarbeitungsschaltung 560 können die Distanz zu dem Objekt von Interesse und seine relative Geschwindigkeit durch Verwendung eines Spektrums detektiert werden, das durch eine Frequenzanalyse von Schwebungssignalen gewonnen ist, die auf Basis von empfangenen reflektierten Wellen generierte Signale sind.
Der Matrixgenerierungsabschnitt 538 generiert eine räumliche Kovarianzmatrix mithilfe der jeweiligen Schwebungssignale für die Kanäle Ch₁ bis Ch_M (unterer Graph in 31), die in dem Speicher 531 gespeichert sind. In der räumlichen Kovarianzmatrix aus Gleichung 4 ist jede Komponente der Wert eines Schwebungssignals, der in Form von realen und imaginären Teilen ausgedrückt ist. Ferner bestimmt der Matrixgenerierungsabschnitt 538 Eigenwerte der räumlichen Kovarianzmatrix Rxx und gibt die so entstehenden Eigenwertinformationen in die Einfallswellen-Schätzeinheit AU ein.
Wenn eine Vielzahl von Signalintensitätsspitzen, die mehreren Objekten von Interesse entsprechen, detektiert wurden, nummeriert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 die Spitzenwerte jeweils in dem Anstiegsteil und in dem Abfallteil, angefangen bei denjenigen mit kleineren Frequenzen, und gibt sie an den Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 aus. In den Anstiegs- und Abfallteilen entsprechen Spitzen mit identischer Nummer demselben Objekt von Interesse. Die Identifikationsnummern sind als die Nummern anzusehen, die den Objekten von Interesse zugewiesen sind. Zur einfacheren Illustration ist eine Bezugslinie von dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 zu dem Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 in 30 der Einfachheit halber weggelassen.
Wenn das Objekt von Interesse eine voraus befindliche Struktur ist, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 die Identifikationsnummer dieses Objektes von Interesse als ein Ziel anzeigend aus. Beim Empfang von Bestimmungsergebnissen zu mehreren Objekten von Interesse in der Weise, dass es alles voraus befindliche Strukturen sind, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 die Identifikationsnummer eines Objekts von Interesse, das sich auf der Fahrspur des Eigenfahrzeugs befindet, als die Objektpositionsinformationen aus, die anzeigen, wo sich ein Ziel befindet. Beim Empfang von Bestimmungsergebnissen zu mehreren Objekten von Interesse in der Weise, dass es alles voraus befindliche Strukturen sind und dass sich auf der Fahrspur des Eigenfahrzeugs zwei oder mehr Objekte von Interesse befinden, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 außerdem die Identifikationsnummer eines Objekts von Interesse, das der höchsten aus dem Verbindungs-Verarbeitungsspeicher 531 gelesenen Zählung der Ziele zugeordnet ist, als die Objektpositionsinformationen aus, die anzeigen, wo sich ein Ziel befindet.
Wiederum mit Bezug auf 29 wird ein Beispiel beschrieben, bei dem das Bordradarsystem 510 in die in 29 gezeigte Beispielkonstruktion eingebaut ist. Die Bildverarbeitungsschaltung 720 erfasst Informationen eines Objekts aus dem Video und detektiert aus den Objektinformationen Zielpositionsinformationen. Beispielsweise ist die Bildverarbeitungsschaltung 720 dazu konfiguriert, durch Detektieren des Tiefenwertes eines Objekts in einem erfassten Video Distanzinformationen eines Objekts zu schätzen oder aus charakteristischen Beträgen in dem Video Größeninformationen und dergleichen zu einem Objektzu detektieren und so Positionsinformationen des Objekts zu detektieren.
Die Auswahlschaltung 596 führt Positionsinformationen, die aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 oder der Bildverarbeitungsschaltung 720 empfangen werden, selektiv der elektronischen Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 zu. Beispielsweise vergleicht die Auswahlschaltung 596 eine erste Distanz, d.h. die Distanz von dem Eigenfahrzeug zu einem detektierten Objekt, wie in den Objektpositionsinformationen aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 enthalten, mit einer zweiten Distanz, d.h. der Distanz von dem Eigenfahrzeug zu dem detektierten Objekt, wie in den Objektpositionsinformationen aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 enthalten, und bestimmt, welche näher am Eigenfahrzeug ist. Beispielsweise kann die Auswahlschaltung 596 auf Basis des Bestimmungsergebnisses die Objektpositionsinformationen auswählen, die eine nähere Distanz zum Eigenfahrzeug anzeigen, und dieselben an die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ausgeben. Wenn das Bestimmungsergebnis anzeigt, dass die erste Distanz und die zweite Distanz denselben Wert haben, kann die Auswahlschaltung 596 entweder eine davon oder beide an die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ausgeben.
Wenn aus dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 Informationen eingegeben werden, die anzeigen, dass kein voraussichtliches Ziel vorhanden ist, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 (30) als Objektpositionsinformationen null aus, was anzeigt, dass kein Ziel vorhanden ist. Die Auswahlschaltung 596 wählt dann, auf Basis der Objektpositionsinformationen aus dem Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539, durch Vergleich mit einem vordefinierten Schwellenwert, entweder die Objektpositionsinformationen aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 oder die Objektpositionsinformationen aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 zur Verwendung.
Auf Basis vordefinierter Bedingungen führt die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 nach Empfang der Positionsinformationen eines voraus befindlichen Objekts aus der Objektdetektionseinrichtung 570 eine Steuerung durch, um den Betrieb für den Fahrer des Eigenfahrzeugs sicherer oder einfacher zu machen, entsprechend der durch die Objektpositionsinformationen angezeigten Distanz und Größe, der Geschwindigkeit des Eigenfahrzeugs, Straßenbedingungen wie etwa Regen, Schneefall oder klarem Wetter oder anderen Bedingungen. Wenn die Objektpositionsinformationen beispielsweise anzeigen, dass kein Objekt detektiert wurde, kann die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ein Steuersignal an eine Beschleunigungssteuerschaltung 526 schicken, um die Drehzahl bis zu einer vordefinierten Geschwindigkeit zu erhöhen, so dass die Beschleunigungssteuerschaltung 526 dazu gesteuert wird, eine Operation durchzuführen, die zu einem Herunterdrücken des Gaspedals äquivalent ist.
In dem Fall, in dem die Objektpositionsinformationen anzeigen, dass ein Objekt detektiert wurde, steuert die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520, wenn festgestellt wird, dass es sich in einer vorbestimmten Distanz zu dem Eigenfahrzeug befindet, die Bremsen über eine Bremssteuerschaltung 524 durch eine Brake-by-Wire-Konstruktion oder dergleichen. Anders ausgedrückt: Sie führt eine Operation der Geschwindigkeitsverringerung durch, um einen konstanten Fahrzeugabstand einzuhalten. Beim Empfang der Objektpositionsinformationen schickt die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ein Steuersignal an eine Alarmsteuerschaltung 522, um das Aufleuchten einer Lampe zu steuern oder Audio über einen im Fahrzeug vorgesehenen Lautsprecher zu steuern, so dass dem Fahrer die Annäherung eines voraus befindlichen Objekts mitgeteilt wird. Beim Empfang von Objektpositionsinformationen einschließlich einer räumlichen Verteilung von voraus befindlichen Fahrzeugen kann die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520, wenn die Fahrgeschwindigkeit innerhalb eines vordefinierten Bereiches liegt, automatisch eine Betätigung des Lenkrads nach links oder rechts erleichtern oder den Hydraulikdruck auf der Lenkradseite dazu steuern, eine Richtungsänderung der Räder zu erzwingen, wodurch Assistenz bei der Kollisionsverhütung mit Bezug auf das voraus befindliche Objekt bereitgestellt wird.
Die Objektdetektionseinrichtung 570 kann so eingerichtet sein, dass kontinuierliche Nachführung gewählt wird und Objektpositionsinformationen aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 mit Priorität ausgegeben werden, wenn eine Objektpositionsinformation, die im vorherigen Detektionszyklus durch die Auswahlschaltung 596 für einige Zeit kontinuierlich detektiert wurde, die jedoch im aktuellen Detektionszyklus nicht detektiert wird, einer Objektpositionsinformation aus einem kameradetektierten Video zugeordnet wird, die ein voraus befindliches Objekt anzeigt.
Eine spezifische Beispielkonstruktion und Beispielfunktionsweise, mit denen die Auswahlschaltung 596 eine Auswahl zwischen den Ausgaben aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 und der Bildverarbeitungsschaltung 720 vornehmen kann, sind in der Beschreibung des US-Patents Nr. 8446312 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 8730096 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 8730099 offenbart. Die gesamte Offenbarung derselben wird hier durch Verweis aufgenommen.
[Erste Variante des Anwendungsbeispiels 2]
In dem Radarsystem zur bordeigenen Verwendung aus dem obigen Anwendungsbeispiel beträgt die (Sweep-) Bedingung für eine einzelne Instanz von FMCW-Frequenzmodulation (frequenzmodulierte kontinuierliche Welle), d.h. eine Zeitspanne, die für eine solche Modulation erforderlich ist (Sweep-Zeit), z.B. 1 Millisekunde, obwohl die Sweep-Zeit auf circa 100 Mikrosekunden verkürzt sein könnte.
Jedoch müssen zur Realisierung einer solchen schnellen Sweep-Bedingung nicht nur diejenigen Bestandteile schnell arbeiten können, die an der Abstrahlung einer Sendewelle beteiligt sind, sondern auch diejenigen Bestandteile, die am Empfang unter dieser Sweep-Bedingung beteiligt sind. Beispielsweise wird ein A/D-Wandler 587 (30) benötigt, der unter dieser Sweep-Bedingung schnell arbeitet. Die Abtastfrequenz des A/D-Wandlers 587 kann beispielsweise 10 MHz betragen. Die Abtastfrequenz kann auch schneller als 10 MHz sein.
Bei der vorliegenden Variante wird eine relative Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel berechnet, ohne eine Frequenzkomponente auf Dopplerverschiebungs-Basis zu nutzen. Bei dieser Variante ist die Sweep-Zeit Tm = 100 Mikrosekunden, was sehr kurz ist. Die niedrigste Frequenz eines detektierbaren Schwebungssignals, die 1/Tm beträgt, ist in diesem Fall gleich 10 kHz. Dies würde einer Dopplerverschiebung einer reflektierten Welle von einem Ziel mit einer relativen Geschwindigkeit von circa 20 m/Sekunde entsprechen. Anders ausgedrückt: Solange man eine Dopplerverschiebungzu Grunde legt, wäre es unmöglich, relative Geschwindigkeiten zu detektieren, die gleich diesem Wert oder kleiner sind. Somit wird bevorzugt ein Berechnungsverfahren verwendet, das sich von einem Berechnungsverfahren auf Dopplerverschiebungs-Basis unterscheidet.
Als Beispiel illustriert diese Variante einen Prozess, der ein Signal (Aufwärts-Schwebungssignal) nutzt, das eine Differenz zwischen einer Sendewelle und einer Empfangswelle repräsentiert und in einem Aufwärts- (Anstiegs-) Abschnitt gewonnen ist, in dem die Sendewelle sich in der Frequenz erhöht. Eine einzelne Sweep-Zeit von FMCW beträgt 100 Mikrosekunden, und ihre Wellenform ist eine Sägezahnform, die nur aus einem Aufwärtsteil besteht. Anders ausgedrückt: Bei dieser Variante hat die durch die Signalwelle, die durch die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581 erzeugt wird, Sägezahnform. Die Sweep-Breite in der Frequenz beträgt 500 MHz. Da keine Dopplerverschiebungen zugeordneten Spitzen zu nutzen sind, generiert der Prozess nicht ein Aufwärts-Schwebungssignal und ein Abwärts-Schwebungssignal, um die Spitzen aus beiden zu nutzen, sondern er beruht nur auf einem dieser Signale. Obwohl hier ein Fall der Nutzung eines Aufwärts-Schwebungssignals illustriert ist, kann ein ähnlicher Prozess auch mithilfe eines Abwärts-Schwebungssignals durchgeführt werden.
Der A/D-Wandler 587 (30) tastetjedes Aufwärts-Schwebungssignal mit einer Abtastfrequenz von 10 MHz ab und gibt mehrere hundert digitale Daten aus (nachfolgend als „Abtastdaten“ bezeichnet). Die Generierung der Abtastdaten erfolgt beispielsweise auf Basis von Aufwärts-Schwebungssignalen nach einem Zeitpunkt, an dem eine Empfangswelle erfasst wird, und bis zu einem Zeitpunkt, an dem eine Sendewelle die Übertragung beendet. Es wird darauf hingewiesen, dass der Prozess beendet sein kann, sobald eine bestimmte Anzahl von Abtastdaten gewonnen ist.
In dieser Variante werden 128 Aufwärts-Schwebungssignale in Serie gesendet/empfangen, für die jeweils mehrere hundert Abtastdaten gewonnen werden. Die Anzahl der Aufwärts-Schwebungssignale ist nicht auf 128 beschränkt. Sie kann 256 oder 8 betragen. Je nach Zweckbestimmung kann eine beliebige Anzahl ausgewählt werden.
Die so entstehenden Abtastdaten werden in dem Speicher 531 gespeichert. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 wendet eine zweidimensionale schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf die Abtastdaten an. Insbesondere wird zuerst für jedes der Abtastdaten, die durch einen einzelnen Sweep gewonnen wurden, ein erster FFT-Prozess (Frequenzanalyseprozess) durchgeführt, um ein Leistungsspektrum zu generieren. Als Nächstes führt der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 einen zweiten FFT-Prozess für die Verarbeitungsergebnisse durch, die aus allen Sweeps gesammelt wurden.
Wenn die reflektierten Wellen von demselben Ziel stammen, haben Spitzenkomponenten in dem zu detektierenden Leistungsspektrum in jeder Sweep-Periode die gleiche Frequenz. Dagegen unterscheiden sich bei unterschiedlichen Zielen die Spitzenkomponenten in der Frequenz. Durch den ersten FFT-Prozess können mehrere Ziele separiert werden, die sich in unterschiedlichen Distanzen befinden.
In dem Fall, in dem eine relative Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel ungleich null ist, verändert sich die Phase des Aufwärts-Schwebungssignals von Sweep zu Sweep etwas. Anders ausgedrückt: Durch den zweiten FFT-Prozess wird ein Leistungsspektrum, dessen Elemente die Daten von Frequenzkomponenten sind, welche solchen Phasenveränderungen zugeordnet sind, für diejeweiligen Ergebnisse des ersten FFT-Prozesses gewonnen.
Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 extrahiert Spitzenwerte in dem obigen zweiten Leistungsspektrum und schickt sie an den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534.
Der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 bestimmt aus den Phasenveränderungen eine relative Geschwindigkeit. Beispielsweise sei angenommen, dass eine Reihe gewonnenerAufwärts-Schwebungssignale durch jede Phase [RXd] Phasenveränderungen durchläuft. Angenommen, dass die Sendewelle eine durchschnittliche Wellenlänge hat, bedeutet dies, dass jedes Mal, wenn ein Aufwärts-Schwebungssignal gewonnen wird, eine Veränderung der Distanz von /(4 /) besteht. Da diese Veränderung über ein Intervall der Aufwärts-Schwebungssignalübertragung Tm (=100 Mikrosekunden) aufgetreten ist, wird die relative Geschwindigkeit mit { /(4 / )}/Tm bestimmt.
Durch die obigen Prozesse können eine relative Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel und eine Distanz vom Ziel gewonnen werden.
[Zweite Variante des Anwendungsbeispiels 2]
Das Radarsystem 510 ist fähig zum Detektieren eines Ziels mithilfe von (einer) kontinuierlichen Welle(n) CW mit einer oder mehreren Frequenzen. Dieses Verfahren ist besonders sinnvoll in einem Umfeld, wo eine Vielzahl reflektierter Wellen von unbewegten Objekten in der Umgebung auf dem Radarsystem 510 auftrifft, z.B. wenn das Fahrzeug in einem Tunnel ist.
Das Radarsystem 510 hat ein Antennen-Array zu Empfangszwecken, das fünf Kanäle unabhängiger Empfangselemente aufweist. Bei einem solchen Radarsystem ist die Einfallsazimut-Schätzung für einfallende reflektierte Wellen nur dann möglich, wenn vier oder weniger reflektierte Wellen vorhanden sind, die gleichzeitig einfallen. Bei einem Radar des FMCW-Typs kann die Anzahl reflektierter Wellen, die gleichzeitig einer Einfallsazimut-Schätzung zu unterziehen sind, reduziert werden, indem ausschließlich reflektierte Wellen aus einer spezifischen Distanz ausgewählt werden. In einer Umgebung mit einer großen Anzahl unbewegter Objekte in der Nähe, z.B. in einem Tunnel, ist es jedoch so, als gäbe es ein Kontinuum von Objekten zum Reflektieren von Funkwellen; daher ist möglicherweise auch dann, wenn man die reflektierten Wellen auf Basis der Distanz eingrenzt, die Anzahl der reflektierten Wellen immer noch nicht gleich oder kleiner als vier. Jedoch hat jedes solche unbewegte Objekt in der Umgebung mit Bezug auf das Eigenfahrzeug identische relative Geschwindigkeit, und die relative Geschwindigkeit ist größer als diejenige, die einem anderen Fahrzeug zugeordnet ist, das vorausfährt. Auf dieser Basis können solche unbewegten Objekte auf Basis der Größen der Dopplerverschiebungen von jedem anderen Fahrzeug unterschieden werden.
Daher führt das Radarsystem 510 folgenden Prozess durch: Abstrahlen kontinuierlicher Wellen CW mehrerer Frequenzen sowie, unter Außerachtlassung von unbewegten Objekten entsprechenden Dopplerverschiebungsspitzen in den Empfangssignalen, Detektieren einer Distanz durch Verwendung einer Dopplerverschiebungsspitze(n) mit kleinerem Verschiebungsbetrag bzw. -beträgen. Anders als beim FMCW-Verfahren ist beim CW-Verfahren ein Frequenzunterschied zwischen einer Sendewelle und einer Empfangswelle nur auf eine Dopplerverschiebung zurückführbar. Anders ausgedrückt: Jede Spitzenfrequenz, die in einem Schwebungssignal auftritt, ist nur auf eine Dopplerverschiebungzurückführbar.
Auch in der Beschreibung dieser Variante wird eine im CW-Verfahren zu verwendende kontinuierliche Welle als „kontinuierliche Welle CW“ bezeichnet. Wie oben beschrieben, hat eine kontinuierliche Welle CW eine konstante Frequenz; d.h. sie ist unmoduliert.
Angenommen, dass das Radarsystem 510 eine kontinuierliche Welle CW einer Frequenz fp abgestrahlt hat und eine reflektierte Welle einer Frequenz fq detektiert hat, die von einem Ziel reflektiert wurde. Die Differenz zwischen der Sendefrequenz fp und der Empfangsfrequenz fq wird als Dopplerfrequenz bezeichnet, die sich auf fp-fq=2 Vr fp/c nähert. Dabei ist Vr eine relative Geschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Ziel, und c ist die Lichtgeschwindigkeit. Die Sendefrequenz fp, die Dopplerfrequenz (fp-fq) und die Lichtgeschwindigkeit c sind bekannt. Daher kann aus dieser Gleichung die relative Geschwindigkeit Vr=(fp-fq) c/2fp bestimmt werden. Die Distanz zum Ziel wird durch Nutzung von Phaseninformationen berechnet, wie noch beschrieben wird.
Zum Detektieren einer Distanz zu einem Ziel durch Verwendung kontinuierlicher Wellen CW wird ein 2-Frequenzen-CW-Verfahren verwendet. Im 2-Frequenzen-CW-Verfahren werden kontinuierliche Wellen CW zweier Frequenzen, die etwas auseinander liegen, jeweils für eine bestimmte Periode abgestrahlt und ihre jeweiligen reflektierten Wellen erfasst. Beispielsweise würde im Fall der Verwendung von Frequenzen im 76-GHz-Band die Differenz zwischen den zwei Frequenzen mehrere hundert kHz betragen. Wie noch beschrieben wird, ist es vorzuziehen, die Differenz zwischen den zwei Frequenzen unter Berücksichtigung der Minimaldistanz zu bestimmen, bei welcher der verwendete Radar zum Detektieren eines Ziels fähig ist.
Angenommen, dass das Radarsystem 510 kontinuierliche Wellen CW der Frequenzen fp1 und fp2 (fpl<fp2) sequentiell abgestrahlt hat und dass die beiden kontinuierlichen Wellen CW von einem einzigen Ziel reflektiert wurden, so dass reflektierte Wellen der Frequenzen fq1 und fq2 durch das Radarsystem 510 empfangen werden.
Auf Basis der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp1 und der reflektierten Welle (Frequenz fq1) derselben wird eine erste Dopplerfrequenz gewonnen. Auf Basis der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp2 und der reflektierten Welle (Frequenz fq2) derselben wird eine zweite Dopplerfrequenz gewonnen. Die beiden Dopplerfrequenzen haben im Wesentlichen den gleichen Wert. Aufgrund der Differenz zwischen den Frequenzen fp1 und fp2 unterscheiden sich jedoch die komplexen Signale der jeweiligen Empfangswellen in der Phase. Durch Nutzung dieser Phaseninformationen kann eine Distanz (Entfernung) zum Ziel berechnet werden.
Spezifisch ist das Radarsystem 510 fähig zum Bestimmen der Distanz R als R=c /4 (fp2-fpl). Dabei bezeichnet die Phasendifferenz zwischen zwei Schwebungssignalen, d.h. Schwebungssignal 1, das als Differenz zwischen der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp1 und der reflektierten Welle (Frequenz fql) derselben gewonnen ist, und Schwebungssignal 2, das als Differenz zwischen der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp2 und der reflektierten Welle (Frequenz fq2) derselben gewonnen ist. Das Verfahren zum Identifizieren der Frequenz fb1 des Schwebungssignals 1 und der Frequenz fb2 des Schwebungssignals 2 ist identisch mit demjenigen im oben genannten Fall eines Schwebungssignals aus einer kontinuierlichen Welle CW einer einzigen Frequenz.
Es wird darauf hingewiesen, dass eine relative Geschwindigkeit Vr gemäß dem 2-Frequenzen-CW-Verfahren folgendermaßen bestimmt wird. $\begin{matrix} Vr = fb1 & c/2 & fp1 oder Vr = fb2 & \begin{matrix} c/2 & fp2 \end{matrix} \end{matrix}$
Außerdem ist die Entfernung, innerhalb derer eine Distanz zu einem Ziel eindeutig identifiziert werden kann, auf die Entfernung begrenzt, die durch Rmax<c/2(fp2-fp1) definiert ist. Der Grund hierfür ist, dass aus einer reflektierten Welle von einem weiter entfernten Ziel resultierende Schwebungssignale ein erzeugen würden, das größer als 2 ist, so dass sie nicht von Schwebungssignalen unterscheidbar wären, die Zielen an näheren Positionen zugeordnet sind. Daher ist es vorzuziehen, die Differenz zwischen den Frequenzen der zwei kontinuierlichen Wellen CW so einzustellen, dass Rmax größer als die minimale detektierbare Distanz des Radars wird. Im Fall eines Radars, dessen minimale detektierbare Distanz 100 m beträgt, kann fp2-fp1 z.B. als 1,0 MHz vorgesehen sein. In diesem Fall ist Rmax = 150 m, so dass ein Signal von jedem Ziel aus einer Position jenseits von Rmax nicht detektiert wird. Im Fall der Einrichtung eines Radars, der zur Detektion bis zu 250 m fähig ist, kann fp2-fp1 z.B. als 500 kHz vorgesehen sein. In diesem Fall ist Rmax = 300 m, so dass ein Signal von jedem Ziel aus einer Position jenseits von Rmax ebenfalls nicht detektiert wird. In dem Fall, dass der Radar sowohl einen Betriebsmodus hat, in dem die minimale detektierbare Distanz 100 m und der horizontale Sichtwinkel 120 Grad beträgt, als auch einen Betriebsmodus hat, in dem die minimale detektierbare Distanz 250 m und der horizontale Sichtwinkel 5 Grad beträgt, ist es vorzuziehen, für den Betrieb in den jeweiligen Betriebsmodi den Wert von fp2-fp1 zwischen 1,0 MHz und 500 kHz umzuschalten.
Es ist ein Detektionsansatz bekannt, bei dem durch Senden kontinuierlicher Wellen CW bei N unterschiedlichen Frequenzen (wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 3 ist) und durch Nutzungvon Phaseninformationen der jeweiligen reflektierten Wellen eine Distanz zu jedem Ziel detektiert wird. Gemäß diesem Detektionsansatz kann die Distanz für bis zu N-1 Ziele korrekt erkannt werden. Als Verarbeitung, die dies ermöglicht, wird beispielsweise eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) verwendet. Bei gegebenem N = 64 oder 128 wird eine FFT für Abtastdaten eines Schwebungssignals als Differenz zwischen einem Sendesignal und einem Empfangssignal für jede Frequenz durchgeführt, wodurch ein Frequenzspektrum (relative Geschwindigkeit) gewonnen wird. Danach wird bei der Frequenz der CW-Welle eine weitere FFT für Spitzen derselben Frequenz durchgeführt, um so Distanzinformationen abzuleiten.
Im Folgenden wird dies spezifischer beschrieben.
Zur einfacheren Erläuterung wird zunächst ein Fall beschrieben, in dem Signale mit drei Frequenzen f1, f2 und f3 gesendet werden, während sie im Zeitverlauf geschaltet werden. Es wird angenommen, dass f1>f2>f3 und f1-f2=f2-f3= f. Für die Signalwelle jeder Frequenz wird eine Übertragungszeit von t angenommen. 34 zeigt ein Verhältnis zwischen drei Frequenzen f1, f2 und f3.
Über die Sendeantenne Tx überträgt die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581 (30) kontinuierliche Wellen CW der Frequenzen fl, f2 und f3, die jeweils für die Zeit t andauern. Die Empfangsantennen Rx empfangen reflektierte Wellen, die sich aus der Reflexion der jeweiligen kontinuierlichen Wellen CW von einem oder mehreren Zielen ergeben.
Jeder Mischer 584 mischt eine Sendewelle und eine Empfangswelle, um ein Schwebungssignal zu generieren. Der A/D-Wandler 587 wandelt das Schwebungssignal, das ein analoges Signal ist, beispielsweise in mehrere hundert digitale Daten (Abtastdaten) um.
Mithilfe der Abtastdaten führt der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 FFT-Berechnung durch. Durch die FFT-Berechnung werden Frequenzspektrumsinformationen von Empfangssignalen für die jeweiligen Sendefrequenzen f1, f2 und f3 gewonnen.
Danach separiert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 Spitzenwerte aus den Frequenzspektrumsinformationen der Empfangssignale. Die Frequenz eines jeden Spitzenwertes, der vorbestimmt oder größer ist, steht in Proportion zu einer relativen Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel. Das Separieren von (einem) Spitzenwert(en) aus den Frequenzspektrumsinformationen von Empfangssignalen ist gleichbedeutend mit dem Separieren eines oder mehrerer Ziele mit unterschiedlichen relativen Geschwindigkeiten.
Als Nächstes misst der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 mit Bezug auf jede der Sendefrequenzen f1 bis f3 Spektrumsinformationen von Spitzenwerten derselben relativen Geschwindigkeit oder relativen Geschwindigkeiten innerhalb eines vordefinierten Bereiches.
Es werde nun ein Szenario betrachtet, in dem zwei Ziele A und B existieren, die ungefähr dieselbe relative Geschwindigkeit haben, sich jedoch in jeweils unterschiedlichen Distanzen befinden. Ein Sendesignal der Frequenz f1 wird von beiden Zielen A und B reflektiert, so dass Empfangssignale gewonnen werden. Die reflektierten Wellen von den Zielen A und B ergeben im Wesentlichen dieselbe Schwebungssignalfrequenz. Daher werden die Leistungsspektren bei den Dopplerfrequenzen der Empfangssignale, entsprechend ihren relativen Geschwindigkeiten, als synthetisches Spektrum F1 gewonnen, zu dem die Leistungsspektren von zwei Zielen A und B verschmolzen wurden.
Ebenso werden für jede der Frequenzen f2 und f3 die Leistungsspektren bei den Dopplerfrequenzen der Empfangssignale entsprechend ihren relativen Geschwindigkeiten als synthetisches Spektrum F1 gewonnen, zu dem die Leistungsspektren von zwei Zielen A und B verschmolzen wurden.
35 zeigt ein Verhältnis zwischen den synthetischen Spektren F1 bis F3 auf einer komplexen Ebene. In den Richtungen der zwei Vektoren, die jedes der synthetischen Spektren F1 bis F3 bilden, entspricht der rechte Vektor dem Leistungsspektrum einer reflektierten Welle von Ziel A; d.h. in 35 die Vektoren f1A, f2A und f3A. Dagegen entspricht in den Richtungen der zwei Vektoren, die jedes der synthetischen Spektren F1 bis F3 bilden, der linke Vektor dem Leistungsspektrum einer reflektierten Welle von Ziel B; d.h. in 35 die Vektoren f1B, f2B und f3B.
Bei einer konstanten Differenz f zwischen den Sendefrequenzen steht die Phasendifferenz zwischen den Empfangssignalen, die den jeweiligen Sendesignalen der Frequenzen f1 und f2 entsprechen, in Proportion zu der Distanz zu einem Ziel. Daher haben die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f1A und f2A und die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f2A und f3A denselben Wert A, wobei diese Phasendifferenz A zu der Distanz zu Ziel A in Proportion steht. Ebenso haben die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f1B und f2B und die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f2B und f3B denselben Wert B, wobei diese Phasendifferenz B zu der Distanz zu Ziel B in Proportion steht.
Durch Verwendung eines bekannten Verfahrens können die jeweiligen Distanzen zu den Zielen A und B aus den synthetischen Spektren F1 bis F3 und der Differenz f zwischen den Sendefrequenzen bestimmt werden. Diese Technik ist beispielsweise im US-Patent Nr. 6703967 offenbart. Die gesamte Offenbarung dieser Veröffentlichung wird hier durch Verweis aufgenommen.
Eine ähnliche Verarbeitung ist auch anwendbar, wenn die übertragenen Signale vier oder mehr Frequenzen haben.
Es wird darauf hingewiesen, dass vor dem Übertragen kontinuierlicher Wellen CW bei N unterschiedlichen Frequenzen ein Prozess der Bestimmung der Distanz zu jedem Ziel und der relativen Geschwindigkeit desselben im 2-Frequenzen-CW-Verfahren durchgeführt werden kann. Von diesem Prozess kann dann unter vorbestimmten Bedingungen zu einem Prozess der Übertragung kontinuierlicher Wellen CW bei N unterschiedlichen Frequenzen umgeschaltet werden. Beispielsweise kann eine FFT-Berechnung mithilfe der jeweiligen Schwebungssignale bei den zwei Frequenzen durchgeführt werden, und wenn das Leistungsspektrum einer jeden Sendefrequenz im Zeitverlauf einer Veränderung von 30% oder mehr unterliegt, kann der Prozess umgeschaltet werden. Die Amplitude einer reflektierten Welle von jedem Ziel unterliegt im Zeitverlauf einer großen Veränderung durch Mehrwegeinflüsse und dergleichen. Wenn eine Veränderung von einer vorbestimmten Größenordnung oder mehr existiert, kann in Betracht gezogen werden, dass möglicherweise mehrere Ziele existieren.
Außerdem ist bekannt, dass das CW-Verfahren ein Ziel nicht detektieren kann, wenn die relative Geschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Ziel null beträgt, d.h. wenn die Dopplerfrequenz null beträgt. Wenn jedoch beispielsweise mit den folgenden Verfahren ein Pseudo-Dopplersignal bestimmt wird, ist es möglich, mithilfe dieser Frequenz ein Ziel zu detektieren.
(Verfahren 1) Es wird ein Mischer hinzugefügt, der eine bestimmte Frequenzverschiebung in der Ausgabe einer empfangenden Antenne bewirkt. Durch Verwendung eines Sendesignals und eines Empfangssignals mit einer verschobenen Frequenz kann ein Pseudo-Dopplersignal gewonnen werden.
(Verfahren 2) Zwischen dem Ausgang einer empfangenden Antenne und einem Mischer wird zum kontinuierlichen Einführen von Phasenveränderungen im Zeitverlauf ein variabler Phasenschieber eingefügt, so dass zu dem Empfangssignal eine Pseudo-Phasendifferenz hinzugefügt wird. Durch Verwendung eines Sendesignals und eines Empfangssignals mit einer hinzugefügten Phasendifferenz kann ein Pseudo-Dopplersignal gewonnen werden.
Ein Beispiel für eine spezifische Konstruktion und Funktionsweise zum Einführen eines variablen Phasenschiebers zum Generieren eines Pseudo-Dopplersignals gemäß Verfahren 2 ist in derjapanischen Patentveröffentlichung Nr. 2004-257848 offenbart. Die gesamte Offenbarung dieser Veröffentlichung wird hier durch Verweis aufgenommen.
Wenn Ziele ohne oder mit sehr geringer relativer Geschwindigkeit detektiert werden müssen, können die oben genannten Prozesse der Generierung eines Pseudo-Dopplersignals verwendet werden, oder es kann zu einem Zieldetektionsprozess im FMCW-Verfahren umgeschaltet werden.
Als Nächstes wird mit Bezug auf 36 eine Verarbeitungsprozedur beschrieben, die durch die Objektdetektionseinrichtung 570 des Bordradarsystems 510 durchzuführen ist.
Das untenstehende Beispiel illustriert einen Fall, in dem kontinuierliche Wellen CW bei zwei unterschiedlichen Frequenzen fp1 und fp2 (fpl<fp2) übertragen werden und die Phaseninformationen einer jeden reflektierten Welle genutzt werden, um jeweils eine Distanz mit Bezug auf ein Ziel zu detektieren.
36 ist ein Ablaufdiagramm, das die Prozedur eines Bestimmungsprozesses für die relative Geschwindigkeit und Distanz gemäß dieser Variante zeigt.
Bei Schritt S11 generiert die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581 zwei kontinuierliche Wellen CW mit Frequenzen, die etwas auseinander liegen, d.h. den Frequenzen fp1 und fp2.
Bei Schritt S12 führen die Sendeantenne Tx und die Empfangsantennen Rx ein Senden / einen Empfang der generierten Serie kontinuierlicher Wellen CW durch. Es wird darauf hingewiesen, dass der Prozess aus Schritt S11 und der Prozess aus Schritt S12 durch die Dreiecksweiten-/CW-Weiten-Generierungsschaltung 581 und die Sendeantenne Tx/die Empfangsantenne Rx parallel durchführbar sind, anstelle einer Durchführung von Schritt S12 erst nach Beendigung von Schritt S11.
Bei Schritt S13 generiert jeder Mischer 584 durch Nutzung einerjeden Sendewelle und einerjeden Empfangswelle ein Differenzsignal, wodurch zwei Differenzsignale gewonnen werden. Jede Empfangswelle schließt eine von einem unbewegten Objekt ausgehende Empfangswelle und eine von einem Ziel ausgehende Empfangswelle ein. Daher wird als Nächstes ein Prozess der Identifikation von Frequenzen zur Nutzung als Schwebungssignale durchgeführt. Es wird darauf hingewiesen, dass der Prozess aus Schritt S11, der Prozess aus Schritt S12 und der Prozess aus Schritt S13 durch die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581, die Sendeantenne Tx/ Empfangsantenne Rx und die Mischer 584 parallel durchführbar sind, anstelle einer Durchführung von Schritt S12 erst nach Beendigung von Schritt S11 oder von Schritt S13 erst nach Beendigung von Schritt S12.
Bei Schritt S14 identifiziert die Objektdetektionseinrichtung 570 für jedes der zwei Differenzsignale bestimmte Spitzenfrequenzen als Frequenzen fb1 und fb2 von Schwebungssignalen in der Weise, dass diese Frequenzen gleich oder kleiner als eine Frequenz sind, die als Schwellenwert vordefiniert ist, dabei aber Amplitudenwerte haben, die gleich oder größer als ein vorbestimmter Amplitudenwert sind, und dass die Differenz zwischen den zwei Frequenzen gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist.
Bei Schritt S15 detektiert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 auf Basis von einer der zwei identifizierten Schwebungssignalfrequenzen eine relative Geschwindigkeit. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 berechnet die relative Geschwindigkeit beispielsweise gemäß Vr=fb1 c/2 fpl. Es wird darauf hingewiesen, dass eine relative Geschwindigkeit durch Nutzung einerjeden derzwei Schwebungssignalfrequenzen berechnet werden kann, was dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eine Verifikation dessen erlaubt, ob sie übereinstimmen oder nicht, wodurch die Genauigkeit der Berechnung der relativen Geschwindigkeit erhöht wird.
Bei Schritt S16 bestimmt der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eine Phasendifferenz zwischen den zwei Schwebungssignalen 1 und 2 und bestimmt eine Distanz R=c /4 (fp2-fpl) zu dem Ziel.
Durch die obigen Prozesse kann die relative Geschwindigkeit und Distanz zu einem Ziel detektiert werden.
Es wird darauf hingewiesen, dass kontinuierliche Wellen CW bei N unterschiedlichen Frequenzen übertragen werden können (wobei N = 3 oder mehr ist) und dass durch Nutzung von Phaseninformationen der jeweiligen reflektierten Welle Distanzen zu mehreren Zielen mit derselben relativen Geschwindigkeit, jedoch an unterschiedlichen Positionen detektiert werden können.
Zusätzlich zu dem Radarsystem 510 kann das oben beschriebene Fahrzeug 500 ferner ein weiteres Radarsystem aufweisen. Beispielsweise kann das Fahrzeug 500 ferner ein Radarsystem mit einem Detektionsbereich in Richtung der Rückseite oder der Seiten der Fahrzeugkarosserie aufweisen. Im Fall des Einbaus eines Radarsystems mit einem Detektionsbereich in Richtung der Fahrzeugkarosserierückseite kann das Radarsystem die Rückseite überwachen, und wenn die Gefahr besteht, dass ein anderes Fahrzeug hinten auffährt, eine Reaktion durchführen, indem beispielsweise ein Alarm ausgelöst wird. Im Fall des Einbaus eines Radarsystems mit einem Detektionsbereich in Richtung der Seiten der Fahrzeugkarosserie kann das Radarsystem eine benachbarte Fahrspur überwachen, wenn das Eigenfahrzeug die Fahrspur wechselt usw., und gegebenenfalls eine Reaktion durchführen, indem ein Alarm ausgelöst wird oder dergleichen.
Die Anwendungen des oben beschriebenen Radarsystems 510 sind nicht ausschließlich auf die bordeigene Verwendung beschränkt. Vielmehr kann das Radarsystem 510 als Sensoren für verschiedene Zwecke verwendet werden. Beispielsweise kann es als Radar zur Überwachung der Umgebung eines Hauses oder jedes anderen Gebäudes verwendet werden. Alternativ ist es verwendbar als Sensor zum Detektieren der Anwesenheit oder Abwesenheit einer Person an einer bestimmten Position in einem Innenraum, oder zum Detektieren dessen, ob eine solche Person sich bewegt usw., ohne Nutzung optischer Bilder.
[Zusätzliche Details der Verarbeitung]
Weitere Ausführungsformen werden in Verbindung mit den 2-Frequenz-CW- oder FMCW-Techniken für die oben beschriebenen Array-Antennen beschrieben. Wie bereits beschrieben, wendet der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 in dem Beispiel aus 30 eine Fourier-Transformation auf die jeweiligen Schwebungssignale für die Kanäle Ch₁ bis Ch_M an (unterer Graph aus 31), die in dem Speicher 531 gespeichert sind. Diese Schwebungssignale sind komplexe Signale, damit die Phase des Signals identifiziert wird, das für die Berechnung von Interesse ist. Dies erlaubt eine korrekte Identifikation der Richtung einer eintreffenden Welle. In diesem Fall erhöht sich jedoch die Rechenlast für eine Fourier-Transformation, so dass es einer größeren Schaltung bedarf.
Zur Lösung dieses Problems kann ein skalares Signal als Schwebungssignal generiert werden. Für jedes von einer Vielzahl von Schwebungssignalen, die generiert wurden, können zwei komplexe Fourier-Transformationen in Bezug auf die Raumachsenrichtung, die dem Antennen-Array entspricht, und auf die Zeitachsenrichtung, die dem Verstreichen der Zeit entspricht, durchgeführt werden, um so Ergebnisse der Frequenzanalyse zu gewinnen. Infolgedessen kann mit geringem Rechenaufwand letztlich eine Strahlformung in der Weise erreicht werden, dass Richtungen des Eintreffens reflektierter Wellen identifizierbar sind, wodurch Frequenzanalyseergebnisse für die jeweiligen Strahlen gewonnen werden können. Als die vorliegende Offenbarung betreffendes Patentdokument wird die gesamte Offenbarung der Beschreibung des US-Patents Nr. 6339395 hier durch Verweis aufgenommen.
[Optischer Sensor, z.B. Kamera, und Millimeterwellenradar]
Als Nächstes werden ein Vergleich zwischen der oben beschriebenen Array-Antenne und herkömmlichen Antennen sowie ein Anwendungsbeispiel beschrieben, bei dem sowohl die vorliegende Array-Antenne als auch ein optischer Sensor (z.B. eine Kamera) genutzt werden. Es wird darauf hingewiesen, dass LIDAR oder dergleichen als der optische Sensor einsetzbar ist.
Ein Millimeterwellenradar ist fähig zum direkten Detektieren einer Distanz (Entfernung) zu einem Ziel und einer relativen Geschwindigkeit desselben. Eine weitere Eigenschaft besteht darin, dass seine Detektionsleistung sich nachts (einschließlich der Dämmerung) oder bei schlechtem Wetter, z.B. Regen, Nebel oder Schneefall, nicht besonders verringert. Andererseits wird davon ausgegangen, dass eine zweidimensionale Erfassung eines Ziels mit einem Millimeterwellenradar nicht so einfach ist wie mit einer Kamera. Dagegen ist eine zweidimensionale Erfassung eines Ziels und Erkennung seiner Form mit einer Kamera relativ einfach. Jedoch kann eine Kamera ein Ziel möglicherweise nicht bei Nacht oder schlechtem Wetter abbilden, was ein erhebliches Problem darstellt. Dieses Problem ist besonders dann bedeutsam, wenn sich an dem Abschnitt, durch den die Belichtung sichergestellt werden soll, Wassertröpfchen angelagert haben oder die Sicht durch Nebel eingeschränkt ist. Dieses Problem besteht in ähnlicher Weise bei LIDAR oder dergleichen, was ebenfalls das Gebiet optischer Sensoren betrifft.
In Reaktion auf eine steigende Nachfrage nach sichererem Fahrzeugbetrieb werden seit einigen Jahren Fahrerassistenzsysteme zur Verhinderung von Kollisionen oder dergleichen entwickelt. Ein Fahrerassistenzsystem erfasst ein Bild in Fahrtrichtung mit einem Sensor wie etwa einer Kamera oder einem Millimeterwellenradar, und wenn ein Hindernis erkannt wird, bei dem vorhergesagt wird, dass es die Fahrt des Fahrzeugs hemmt, werden Bremsen oder dergleichen automatisch betätigt, um Kollisionen oder dergleichen zu verhindern. Von einer solchen Funktion der Kollisionsverhütung wird normales Funktionieren auch bei Nacht oder schlechtem Wetter erwartet.
Daher gewinnen Fahrerassistenzsysteme mit einer sogenannten zusammengeführten Konstruktion an Verbreitung, bei denen zusätzlich zu einem herkömmlichen optischen Sensor wie etwa einer Kamera ein Millimeterwellenradar als Sensor angebracht ist, wodurch ein Erkennungsprozess realisiert wird, der beides ausnutzt. Ein solches Fahrerassistenzsystem wird noch erläutert.
Andererseits werden an die Funktionen des Millimeterwellenradars selbst immer höhere Erwartungen gestellt. Ein Millimeterwellenradar zur bordeigenen Verwendung nutzt hauptsächlich elektromagnetische Wellen des 76-GHz-Bands. Die Antennenleistung seiner Antenne ist gemäß den jeweiligen Landesgesetzen oder dergleichen unter ein bestimmtes Niveau eingeschränkt. Beispielsweise ist sie in Japan auf 0,01 W oder weniger begrenzt. Gemäß solchen Einschränkungen wird von einem Millimeterwellenradar zur bordeigenen Verwendung die erforderliche Leistung erwartet, dass beispielsweise sein Detektionsbereich 200 m oder mehr beträgt; die Antennengröße 60 mm × 60 mm oder weniger beträgt; ihr horizontaler Erfassungswinkel 90 Grad oder mehr beträgt; ihre Entfernungsauflösung 20 cm oder weniger beträgt; dass sie zu Nahbereichsdetektion innerhalb von 10 m fähig ist und so weiter. Bei herkömmlichen Millimeterwellenradars wurden Mikrostreifenleitungen als Wellenleiter und Patch-Antennen als Antennen verwendet (im Folgenden werden beide als „Patch-Antennen“ bezeichnet). Jedoch war mit einer Patch-Antenne die oben genannte Leistungsfähigkeit nur schwer zu erzielen.
Mit einer Schlitz-Array-Antenne, auf welche die Technik der vorliegenden Offenbarung angewandt wird, haben die Erfinder die oben genannte Leistungsfähigkeit erzielt. Infolgedessen wurde ein Millimeterwellenradar realisiert, der kleinere Größe hat, effizienter ist und höhere Leistungsfähigkeit besitzt als herkömmliche Patch-Antennen und dergleichen. Daneben wurde durch Kombinieren dieses Millimeterwellenradars und eines optischen Sensors wie etwa einer Kamera eine klein bemessene, hocheffiziente und hochleistungsfähige zusammengeführte Einrichtung realisiert, die es zuvor nicht gab. Dies wird unten ausführlich beschrieben.
37 ist ein Diagramm zu einer zusammengeführten Einrichtung in einem Fahrzeug 500, wobei die zusammengeführte Einrichtung ein Bordkamerasystem 700 und ein Radarsystem 510 (nachfolgend als der Millimeterwellenradar 510 bezeichnet) mit einer Schlitz-Array-Antenne aufweist, auf welche die Technik der vorliegenden Offenbarung angewandt ist. Mit Bezug auf diese Figur werden unten verschiedene Ausführungsformen beschrieben.
[Einbau des Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum]
Eine herkömmlicher Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis ist hinter und einwärts von einem Grill 512 platziert, der sich an der Frontpartie eines Fahrzeugs befindet. Eine elektromagnetische Welle, die aus einer Antenne abgestrahlt wird, gelangt durch die Öffnungen in dem Grill 512 und wird vor dem Fahrzeug 500 abgestrahlt. In der Region, durch welche die elektromagnetische Welle passiert, existiert in diesem Fall keine dielektrische Schicht, z.B. Glas, welche die Energie der elektromagnetischen Welle vermindert oder reflektiert. Infolgedessen reicht eine elektromagnetische Welle, die von dem Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis abgestrahlt wird, über einen langen Bereich, z.B. zu einem Ziel, das 150 m oder weiter entfernt ist. Durch Empfangen der davon reflektierten elektromagnetischen Welle mit der Antenne ist der Millimeterwellenradar 510' fähig, ein Ziel zu detektieren. Da die Antenne hinter und einwärts von dem Grill 512 des Fahrzeugs platziert ist, kann der Radar in diesem Falljedoch beschädigt werden, wenn das Fahrzeug mit einem Hindernis kollidiert. Zudem kann er bei Regen usw. mit Schlamm oder dergleichen verschmutzt werden, und der an der Antenne anhaftende Schmutz kann Abstrahlung und Empfang elektromagnetischer Wellen hemmen.
Ähnlich wie auf herkömmliche Weise kann der Millimeterwellenradar 510, der eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, hinter dem Grill 512 platziert sein, der an der Frontpartie des Fahrzeugs (nicht gezeigt) angeordnet ist. Dies erlaubt eine Ausnutzung der von der Antenne abzustrahlenden elektromagnetischen Welle zu 100%, wodurch eine Ferndetektion über das übliche Niveau hinaus ermöglicht wird, z.B. die Detektion eines Ziels, das sich in einer Distanz von 250 m oder mehr befindet.
Außerdem kann der Millimeterwellenradar 510 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung auch im Fahrzeugraum, d.h. im Inneren des Fahrzeugs, platziert sein. In diesem Fall ist der Mittimeterwellenradar 510 einwärts von der Windschutzscheibe 511 des Fahrzeugs platziert, um in einen Raum zwischen der Windschutzscheibe 511 und einer Fläche des Rückspiegels (nicht gezeigt) zu passen, die zu dessen Spiegeloberfläche entgegengesetzt ist. Der herkömmliche Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis kann dagegen hauptsächlich aus folgenden zwei Gründen nicht im Inneren des Fahrzeugraums platziert werden. Ein erster Grund ist seine große Größe, die eine Unterbringung in dem Raum zwischen der Windschutzscheibe 511 und dem Rückspiegel verhindert. Ein zweiter Grund besteht darin, dass eine nach vorn abgestrahlte elektromagnetische Welle von der Windschutzscheibe 511 reflektiert wird und sich aufgrund dielektrischer Verluste abschwächt, so dass sie die gewünschte Distanz nicht mehr überwinden kann. Daher können bei Platzierung eines herkömmlichen Millimeterwellenradars auf Patch-Antennen-Basis im Fahrzeugraum beispielsweise nur Ziele erfasst werden, die sich 100 m oder weniger voraus befinden. Dagegen vermag ein Millimeterwellenradar gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ein Ziel in einer Distanz von 200 m oder mehr trotz Reflexion oder Verminderung an der Windschutzscheibe 511 zu detektieren. Diese Leistungsfähigkeit ist äquivalent zu oder sogar größer als in dem Fall, in dem ein herkömmlicher Millimeterwellenradar auf Patch-Antennen-Basis außerhalb des Fahrzeugraums platziert ist.
[Zusammengeführte Konstruktion auf Basis von Millimeterwellenradar und Kamera usw., die im Fahrzeugraum platziert sind]
Gegenwärtig wird in vielen Fahrerassistenzsystemen eine optische Bildgebungsvorrichtung wie etwa eine CCD-Kamera als der Hauptsensor verwendet. Üblicherweise ist eine Kamera oder dergleichen im Fahrzeugraum, einwärts von der Windschutzscheibe 511 platziert, um ungünstigen Einflüssen der Außenumgebung usw. Rechnung zu tragen. Zur Minimierung der Einflüsse von Regentropfen und dergleichen wird dabei die Kamera oder dergleichen in einer Region platziert, die von den Scheibenwischern (nicht gezeigt) überstrichen wird, jedoch einwärts von der Windschutzscheibe 511 liegt.
Wegen des Bedarfs an erhöhter Leistungsfähigkeit eines Fahrzeugs, z.B. im Hinblick auf eine Bremsautomatik, besteht seit einigen Jahren der Wunsch nach einer Bremsautomatik oder dergleichen, deren Funktionieren unabhängig von der Außenumgebung gewährleistet ist. Wenn der einzige Sensor in dem Fahrerassistenzsystem eine optische Vorrichtung wie etwa eine Kamera ist, besteht in diesem Fall das Problem, dass ein zuverlässiges Funktionieren bei Nacht oder schlechtem Wetter nicht gewährleistet ist. Hierdurch entstand Bedarf an einem Fahrerassistenzsystem, das nicht nur einen optischen Sensor (wie etwa eine Kamera), sondern auch einen Millimeterwellenradar enthält, wobei diese für eine gemeinsame Verarbeitung verwendet werden, so dass ein zuverlässiger Betrieb auch bei Nacht oder schlechtem Wetter erreicht wird.
Wie bereits beschrieben, ist ein Millimeterwellenradar, der die vorliegende Schlitz-Array-Antenne enthält, aufgrund der Größenverringerung und merklichen Erhöhung des Wirkungsgrades der abgestrahlten elektromagnetischen Welle gegenüber einer herkömmlichen Patch-Antenne, im Fahrzeugraum platzierbar. Durch Nutzung dieser Eigenschaften, wie in 37 gezeigt, ermöglicht der Millimeterwellenradar 510, der nicht nur einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera (Bordkamerasystem 700), sondern auch die vorliegende Schlitz-Array-Antenne enthält, eine Platzierung von beidem einwärts von der Windschutzscheibe 511 des Fahrzeugs 500. Hierdurch sind folgende neuartige Wirkungen entstanden.

(1) Das Fahrerassistenzsystem ist leichter an dem Fahrzeug 500 anzubringen. Bei dem herkömmlichen Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis war bisher zur Aufnahme des Radars ein Raum hinter dem Grill 512 an der Frontpartie erforderlich. Da dieser Raum einige Stellen aufweisen kann, die sich auf die strukturelle Gestaltung des Fahrzeugs auswirken, konnte es bei einer Größenänderung der Radarvorrichtung notwendig sein, die strukturelle Gestaltung zu überdenken. Diese Schwierigkeit wird durch Platzierung des Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum vermieden.
(2) Ohne Einflüsse durch Regen, Nacht oder andere äußere Umgebungsfaktoren auf das Fahrzeug kann ein zuverlässigeres Funktionieren erreicht werden. Durch Platzierung des Millimeterwellenradars (Bordradarystems) 510 und des Bordkamerasystems 700 an im Wesentlichen derselben Position im Fahrzeugraum, wie in 38 gezeigt, können dieselben insbesondere ein identisches Sichtfeld und eine identische Sichtlinie erreichen, was den „Abgleichprozess“, der noch beschrieben wird, erleichtert, d.h. einen Prozess, mit dem festgestellt werden soll, dass jeweilige Zielinformationen, die durch dieselben erfasst werden, von einem identischen Objekt stammen. Wenn der Millimeterwellenradar 510' dagegen hinter dem Grill 512 platziert wäre, der sich an der Frontpartie außerhalb des Fahrzeugraums befindet, würde seine Radarsichtlinie L von einer Radarsichtlinie M des Falls abweichen, in dem derselbe im Fahrzeugraum platziert ist, woraus sich gegenüber dem durch das Bordkamerasystem 700 zu erfassenden Bild ein großer Versatz ergäbe.
(3) Die Zuverlässigkeit des Millimeterwellenradars wird verbessert. Da, wie oben beschrieben, der herkömmliche Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis hinter dem Grill 512 platziert ist, der sich an der Frontpartie befindet, setzt er leicht Schmutz an und kann schon bei einem kleinen Kollisionsunfall oder dergleichen beschädigt werden. Aus diesen Gründen sind Reinigung und Funktionalitätsprüfungen dauernd erforderlich. Wenn sich die Position oder Richtung der Anbringung des Millimeterwellenradars durch einen Unfall oder dergleichen verschiebt, ist zudem, wie unten beschrieben wird, eine Wiederherstellung der Ausrichtung bezüglich der Kamera notwendig. Die Wahrscheinlichkeit solcher Erscheinungen wird durch Platzierung des Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum reduziert, so dass die oben genannten Schwierigkeiten vermieden werden.

In einem Fahrerassistenzsystem mit einer solchen zusammengeführten Konstruktion können der optische Sensor, z.B. eine Kamera, und der Millimeterwellenradar 510, der die vorliegende Schlitz-Array-Antenne enthält, eine integrierte Konstruktion haben, d.h. in Bezug zueinander an fester Position sein. In diesem Fall sollte eine bestimmte relative Positionierung zwischen der optischen Achse des optischen Sensors wie etwa einer Kamera und der Direktivität der Antenne des Millimeterwellenradars gewahrt bleiben, wie noch beschrieben wird. Wenn dieses Fahrerassistenzsystem mit einer integrierten Konstruktion im Fahrzeugraum des Fahrzeugs 500 fixiert ist, sollte die optische Achse der Kamera usw. so eingestellt sein, dass sie dem Fahrzeug voraus in einer bestimmten Richtung ausgerichtet ist. Siehe hierzu die US-Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnr. 2015/193366, die US-Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnr. 2015/0264230, die US-Patentanmeldung Nr. 15/067503 , die US-Patentanmeldung Nr. 15/248141 , die US-Patentanmeldung Nr. 15/248149 und die US-Patentanmeldung Nr. 15/248156 , die durch Verweis hier aufgenommen werden. Verwandte Techniken bezüglich der Kamera sind in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7355524 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 7420159 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird.
Zur Platzierung eines optischen Sensors wie etwa einer Kamera und eines Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum siehe beispielsweise die Beschreibung des US-Patents Nr. 8604968 , die Beschreibung des US-Patents Nr. 8614640 und die Beschreibung des US-Patents Nr. 7978122 , dessen gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird. Jedoch waren zum Anmeldezeitpunkt dieser Patente nur herkömmliche Antennen mit Patch-Antennen die bekannten Millimeterwellenradare, und somit war eine Observation nicht über ausreichende Distanzen möglich. Beispielsweise wird die mit einem herkömmlichen Millimeterwellenradar observierbare Distanz mit höchstens 100 m bis 150 m beziffert. Wenn ein Millimeterwellenradar einwärts von der Windschutzscheibe platziert ist, wird außerdem durch die Größe des Radars das Sichtfeld des Fahrers in unpraktischer Weise versperrt, was eine sichere Fahrt verhindert. Dagegen ist ein Millimeterwellenradar, der eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält, wegen seiner geringen Größe und merklichen Erhöhung des Wirkungsgrades der abgestrahlten elektromagnetischen Welle gegenüber demjenigen einer herkömmlichen Patch-Antenne, im Fahrzeugraum platzierbar. Dies ermöglicht eine Fernobservation über 200 m, wobei das Sichtfeld des Fahrers nicht versperrt wird.
[Einstellen der Anbringungsposition zwischen Millimeterwellenradar und Kamera usw.]
Bei derVerarbeitung mit einer zusammengeführten Konstruktion (die im Folgenden als „zusammengeführter Prozess“ bezeichnet werden kann) ist es erwünscht, dass ein mit einer Kamera oder dergleichen gewonnenes Bild und die mit dem Millimeterwellenradar gewonnenen Radarinformationen auf dasselbe Koordinatensystem abgebildet werden, da ihre Abweichung hinsichtlich Position und Zielgröße eine gemeinsame Verarbeitung zwischen beiden behindert.
Hierzu gehört eine Einstellung unter folgenden drei Gesichtspunkten.
(1) Die optische Achse der Kamera oder dergleichen und die Antennenrichtwirkung des Millimeterwellenradars müssen ein bestimmtes festes Verhältnis haben.
Es ist erforderlich, dass die optische Achse der Kamera oder dergleichen und die Antennendirektivität des Millimeterwellenradars abgeglichen sind. Alternativ kann ein Millimeterwellenradarzwei oder mehr Sendeantennen und zwei oder mehr Empfangsantennen aufweisen, wobei die Direktivitäten dieser Antennen gezielt unterschiedlich gestaltet sind. Es muss daher gewährleistet sein, dass mindestens ein bestimmtes bekanntes Verhältnis zwischen der optischen Achse der Kamera oder dergleichen und den Direktivitäten dieser Antennen besteht.
In dem Fall, in dem die Kamera oder dergleichen und der Millimeterwellenradar die oben genannte integrierte Konstruktion haben, d.h. in fester Position zueinander stehen, bleibt die relative Positionierung zwischen der Kamera oder dergleichen und dem Millimeterwellenradarfest. Dahersind die oben genannten Anforderungen in Bezug auf eine solche integrierte Konstruktion erfüllt. Dagegen ist bei einer herkömmlichen Patch-Antenne oder dergleichen, bei welcher der Millimeterwellenradar hinter dem Grill 512 des Fahrzeugs 500 platziert ist, die relative Positionierung zwischen ihnen normalerweise gemäß (2) unten einzustellen.
(2) In einem Anfangszustand (z.B. bei Lieferung) nach Anbringung an dem Fahrzeug besteht zwischen einem mit der Kamera oder dergleichen erfassten Bild und Radarinformationen des Millimeterwellenradars ein bestimmtes festes Verhältnis.
Die Anbringungspositionen des optischen Sensors wie etwa einer Kamera und des Millimeterwellenradars 510 oder 510' an dem Fahrzeug 500 werden zuletzt auf folgende Weise bestimmt. An einer vorbestimmten Position 800 dem Fahrzeug 500 voraus wird ein als Referenz verwendbares Diagramm oder ein Ziel, das der Observation durch den Radar unterliegt, korrekt positioniert (im Folgenden als „Referenzdiagramm“ bzw. „Referenzziel“ und zusammen als „Vergleichspunkt“ bezeichnet). Dies wird mit dem optischen Sensor wie etwa einer Kamera oder mit dem Millimeterwellenradar 510 observiert. Die Observationsinformationen bezüglich des observierten Vergleichspunktes werden mit zuvor gespeicherten Forminformationen oder dergleichen des Vergleichspunktes verglichen, und die aktuellen Versatzinformationen werden quantifiziert. Auf Basis dieser Versatzinformationen werden durch mindestens eins der folgenden Mittel die Anbringungspositionen des optischen Sensors wie etwa einer Kamera und des Millimeterwellenradars 510 oder 510' eingestellt oder korrigiert. Es kann auch jedes andere Mittel eingesetzt werden, das ähnliche Ergebnisse zu liefern vermag.

(i) Einstellen der Anbringungspositionen der Kamera und des Millimeterwellenradars in der Weise, dass der Vergleichspunkt an einen Mittelpunkt zwischen der Kamera und dem Millimeterwellenradar gelangt. Diese Einstellung kann mit einem Hilfsmittel oder Werkzeug usw. erfolgen, das separat vorgesehen ist.
(ii) Bestimmung eines Versatzbetrags in den Azimuten der Kamera und des Millimeterwellenradars relativ zu dem Vergleichspunkt und Korrigieren dieser Versatzbeträge der Achse/Direktivität durch Bildverarbeitung des Kamerabildes und Radarverarbeitung.

Zu beachten ist, dass in dem Fall, in dem der optische Sensor 700 wie etwa eine Kamera und der Millimeterwellenradar 510, der eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, eine integrierte Konstruktion haben, d.h. in fester Position zueinander stehen, bei einer Einstellung eines Versatzes der Kamera oder des Radars mit Bezug auf den Vergleichspunkt der Versatzbetrag auch dem anderen bekannt wird, so dass sich eine Überprüfung des Versatzes des anderen mit Bezug auf den Vergleichspunkt erübrigt.
Spezifisch kann bezüglich des Bordkamerasystems 700 ein Referenzdiagramm an einer vorbestimmten Position 750 platziert sein, und ein durch die Kamera aufgenommenes Bild wird mit Vorausinformationen verglichen, die anzeigen, wo in dem Sichtfeld der Kamera das Referenzdiagrammbild sich befinden soll, wodurch ein Versatzbetrag detektiert wird. Auf dieser Basis wird die Kamera durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) eingestellt. Als Nächstes wird der Versatzbetrag, der für die Kamera festgestellt wurde, in einen Versatzbetrag des Millimeterwellenradars übersetzt. Danach wird eine Einstellung des Versatzbetrags in Bezug auf die Radarinformationen durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) vorgenommen.
Alternativ kann dies auf Basis des Millimeterwellenradars 510 erfolgen. Anders ausgedrückt: In Bezug auf den Millimeterwellenradar 510 kann ein Referenzziel an einer vorbestimmten Position 800 platziert sein, und die Radarinformationen desselben werden mit Vorausinformationen verglichen, die anzeigen, wo in dem Sichtfeld des Millimeterwellenradars 510 das Referenzziel angeordnet sein soll, so dass ein Versatzbetrag detektiert wird. Auf dieser Basis wird der Millimeterwellenradar 510 durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) eingestellt. Als Nächstes wird der Versatzbetrag, der für den Millimeterwellenradar festgestellt wurde, in einen Versatzbetrag der Kamera übersetzt. Danach wird eine Versatzbetragseinstellung in Bezug auf die durch die Kamera gewonnenen Bildinformationen durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) vorgenommen.
(3) Auch nach einem Anfangszustand des Fahrzeugs wird ein bestimmtes Verhältnis zwischen einem mit der Kamera oder dergleichen erfassten Bild und Radarinformationen des Millimeterwellenradars beibehalten.
Üblicherweise wird angenommen, dass ein mit der Kamera oder dergleichen erfasstes Bild und Radarinformationen des Millimeterwellenradars im Anfangszustand fixiert sind und kaum schwanken, es sei denn bei einem Unfall des Fahrzeugs oder dergleichen. Wenn jedoch tatsächlich ein Versatz zwischen denselben auftritt, ist eine Einstellung mit den folgenden Mitteln möglich.
Die Kamera ist beispielsweise so angebracht, dass Abschnitte 513 und 514 (charakteristische Punkte), die für das Eigenfahrzeug charakteristisch sind, in ihr Sichtfeld passen. Die Positionen, an denen diese charakteristischen Punkte durch die Kamera tatsächlich abgebildet werden, werden mit den Information der Positionen verglichen, die diese charakteristischen Punkte einnehmen sollten, wenn die Kamera korrekt an ihrem Ort angebracht ist, und (ein) Versatzbetrag/-beträge werden dazwischen detektiert. Auf Basis dieses/dieser detektierten Versatzbetrags/-beträge kann die Position jedes danach aufgenommenen Bildes korrigiert werden, wodurch ein Versatz der physikalischen Anbringungsposition der Kamera ausgeglichen werden kann. Wenn diese Korrektur die von dem Fahrzeug erforderte Leistungsfähigkeit ausreichend ausbildet, erübrigt sich möglicherweise die Einstellung gemäß dem obigen Punkt (2). Durch regelmäßige Durchführung dieser Einstellung während des Startens oder Betriebs des Fahrzeugs 500 ist ein Ausgleich des Versatzbetrags auch bei erneutem Auftreten eines Versatzes der Kamera oder dergleichen möglich, was zur Fahrtsicherheit beiträgt.
Jedoch ergibt dieses Mittel nach allgemeiner Auffassung eine geringere Einstellgenauigkeit als bei dem oben genannten Mittel (2). Wenn die Einstellung auf Basis eines Bildes erfolgen soll, das durch Aufnehmen eines Vergleichspunktes mit einer Kamera gewonnen ist, kann das Azimut des Vergleichspunktes sehr genau bestimmt werden, so dass eine hohe Einstellungsgenauigkeit leicht erreichbar ist. Dieses Mittel nutzt für die Einstellung jedoch ein Bild eines Teils der Fahrzeugkarosserie anstelle eines Vergleichspunktes, was eine Erhöhung der Bestimmungsgenauigkeit für den Azimut etwas schwierig macht. Das Ergebnis ist also eine geringere Einstellungsgenauigkeit. Als Korrekturmittel kann dies aber wirksam sein, wenn die Anbringungsposition der Kamera oder dergleichen aus Gründen wie etwa einem Unfall oder einer großen äußeren Kraft, die auf die Kamera oder dergleichen im Fahrzeugraum wirkt, usw. erheblich verändert ist.
[Abbildung des durch Millimeterwellenradar und Kamera oder dergleichen detektierten Ziels: Abgleichprozess]
In einem zusammengeführten Prozess muss für ein gegebenes Ziel festgestellt werden, dass ein mit einer Kamera oder dergleichen erfasstes Bild desselben und mit dem Millimeterwellenradar erfasste Radarinformationen sich auf „dasselbe Ziel“ beziehen. Es sei beispielsweise angenommen, dass zwei Hindernisse (erste und zweite Hindernisse), z.B. zwei Fahrräder, dem Fahrzeug 500 voraus aufgetreten sind. Diese zwei Hindernisse werden als Kamerabilder erfasst und als Radarinformationen des Millimeterwellenradars detektiert. Zu diesem Zeitpunkt müssen das Kamerabild und die Radarinformationen mit Bezug auf das erste Hindernis so aufeinander abgebildet sein, dass sie beide auf dasselbe Ziel gerichtet sind. Ebenso müssen das Kamerabild und die Radarinformationen mit Bezug auf das zweite Hindernis so aufeinander abgebildet sein, dass sie beide auf dasselbe Ziel gerichtet sind. Wenn das Kamerabild des ersten Hindernisses und die Millimeterwellen-Radarinformationen des zweiten Hindernisses fälschlicherweise als auf ein identisches Ziel bezogen erkannt werden, kann es zu einem schwerwiegenden Unfall kommen. Ein solcher Prozess der Bestimmung dessen, ob ein Ziel auf einem Kamerabild und ein Ziel auf einem Radarbild dasselbe Ziel betreffen, kann in der vorliegenden Beschreibung nachfolgend als „Abgleichprozess“ bezeichnet werden.
Dieser Abgleichprozess kann durch verschiedene Detektionsvorrichtungen (oder Verfahren) implementiert sein, die unten beschrieben sind. Nachfolgend werden diese spezifisch beschrieben. Es wird darauf hingewiesen, dass jede derfolgenden Detektionsvorrichtungen in dem Fahrzeug zu installieren ist und mindestens einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt, einen Bilddetektionsabschnitt (z.B. eine Kamera), der in einer Richtung ausgerichtet ist, welche die Richtung der Detektion durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt überlagert, und einen Abgleichsabschnitt aufweist. Dabei weist der Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer der Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung auf und erfasst mindestens Radarinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Der Bilderfassungsabschnitt erfasst mindestens Bildinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Der Abgleichsabschnitt weist eine Verarbeitungsschaltung auf, die ein Detektionsergebnis des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts mit einem Detektionsergebnis des Bilddetektionsabschnitts abgleicht, um zu bestimmen, ob durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Ziel detektiert wird oder nicht. Hierbei kann der Bilddetektionsabschnitt aus einem ausgewählten von, oder zwei oder mehr ausgewählten von, einer optischen Kamera, LIDAR, einem Infrarotradar und einem Ultraschallradar gebildet sein. Die folgenden Detektionsvorrichtungen unterscheiden sich voneinander hinsichtlich des Detektionsprozesses an ihrem jeweiligen Abgleichsabschnitt.
Bei einer ersten Detektionsvorrichtung führt der Abgleichsabschnitt zwei Abgleiche wie folgt durch. Zu einem ersten Abgleich gehören für ein Ziel von Interesse, das durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert wurde, das Gewinnen von Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen desselben und auch das Finden eines Ziels, das sich am nächsten an dem Ziel von Interesse befindet, aus einem Ziel oder zwei oder mehr Zielen, die durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wurden, und das Detektieren von (einer) Kombination(en) daraus. Zu einem zweiten Abgleich gehören für ein Ziel von Interesse, das durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wurde, das Gewinnen von Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen desselben und auch das Finden eines Ziels, das sich am nächsten an dem Ziel von Interesse befindet, aus einem Ziel oder zwei oder mehr Zielen, die durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert sind, und Detektieren von (einer) Kombination(en) daraus. Außerdem bestimmt dieser Abgleichsabschnitt, ob es eine übereinstimmende Kombination zwischen der bzw. den Kombination(en) solcher Ziele, wie durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert, und der bzw. den Kombination(en) solcher Ziele, wie durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert, gibt. Wenn es eine übereinstimmende Kombination gibt, wird dann bestimmt, dass durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Objekt detektiert wird. Auf diese Weise wird ein Abgleich zwischen den jeweiligen Zielen erreicht, die durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt und den Bilddetektionsabschnitt detektiert wurden.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7358889 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird. In dieser Veröffentlichung ist der Bilddetektionsabschnitt durch eine sogenannte Stereokamera illustriert, die zwei Kameras aufweist. Jedoch ist diese Technik nicht darauf beschränkt. In dem Fall, in dem der Bilddetektionsabschnitt eine einzige Kamera aufweist, können detektierte Ziele gegebenenfalls einem Bilderkennungsprozess oder dergleichen unterzogen werden, um Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen der Ziele zu gewinnen. In ähnlicher Weise kann ein Laser-Sensor wie etwa ein Laser-Scanner als der Bilddetektionsabschnitt verwendet werden.
Bei einer zweiten Detektionsvorrichtung gleicht der Abgleichsabschnitt mit jeder vorbestimmten Zeitperiode ein Detektionsergebnis des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts und ein Detektionsergebnis des Bilddetektionsabschnitts ab. Wenn der Abgleichsabschnitt bestimmt, dass durch die zwei Detektionsabschnitte in dem vorherigen Abgleichsergebnis dasselbe Ziel detektiert wurde, führt er einen Abgleich mithilfe dieses vorherigen Abgleichsergebnisses durch. Spezifisch gleicht der Abgleichsabschnitt ein Ziel, das aktuell durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert wird, und ein Ziel, das aktuell durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wird, mit dem Ziel ab, das in dem vorherigen Abgleichsergebnis als durch die zwei Detektionsabschnitte detektiert bestimmt wurde. Sodann bestimmt der Abgleichsabschnitt auf Basis des Abgleichsergebnisses für das Ziel, das aktuell durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert wird, und des Abgleichsergebnisses für das Ziel, das aktuell durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wird, ob durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Ziel detektiert wird oder nicht. Statt eines direkten Abgleichs der Ergebnisse der Detektion durch die zwei Detektionsabschnitte führt diese Detektionsvorrichtung somit einen chronologischen Abgleich zwischen den zwei Detektionsergebnissen und einem vorherigen Abgleichsergebnis durch. Daher wird die Genauigkeit der Detektion gegenüber dem Fall verbessert, in dem nur ein momentaner Abgleich erfolgt, so dass eine stabiler Abgleich realisiert wird. Insbesondere ist durch die Nutzung vergangener Abgleichsergebnisse ein Abgleich auch dann noch möglich, wenn die Genauigkeit des Detektionsabschnitts momentan nachlässt. Zudem ist diese Detektionsvorrichtung durch Nutzung des vorherigen Abgleichsergebnisses zur leichten Durchführung eines Abgleichs zwischen den zwei Detektionsabschnitten fähig.
Bei dem aktuellen Abgleich, der das vorherige Abgleichsergebnis nutzt, schließt der Abgleichsabschnitt dieser Detektionsvorrichtung, wenn er bestimmt, dass durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Objekt detektiert wird, dieses bestimmte Objekt bei der Durchführung des Abgleichs zwischen aktuell durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektierten Objekten und aktuell durch den Bilddetektionsabschnitt detektierten Objekten aus. Sodann bestimmt dieser Abgleichsabschnitt, ob ein identisches Objekt existiert, das aktuell durch die zwei Detektionsabschnitte detektiert wird. Somit nimmt die Objektdetektionsvorrichtung unter Berücksichtigung des Ergebnisses des chronologischen Abgleichs auch einen momentanen Abgleich auf Basis von zwei Detektionsergebnissen vor, die von Moment zu Moment gewonnen werden. Infolgedessen ist die Objektdetektionsvorrichtung fähig zur sicheren Durchführung eines Abgleichs für jedes Objekt, das während der aktuellen Detektion detektiert wird.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7417580 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hierdurch Verweis aufgenommen wird. In dieser Veröffentlichung ist der Bilddetektionsabschnitt durch eine sogenannte Stereokamera illustriert, die zwei Kameras aufweist. Jedoch ist diese Technik nicht darauf beschränkt. In dem Fall, in dem der Bilddetektionsabschnitt eine einzige Kamera aufweist, können detektierte Ziele gegebenenfalls einem Bilderkennungsprozess oder dergleichen unterzogen werden, um Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen der Ziele zu gewinnen. In ähnlicher Weise kann ein Laser-Sensor wie etwa ein Laser-Scanner als der Bilddetektionsabschnitt verwendet werden.
In einer dritten Detektionsvorrichtung führen die zwei Detektionsabschnitte und der Abgleichsabschnitt eine Detektion von Zielen und Abgleiche dazwischen in vorbestimmten Zeitintervallen durch, und die Ergebnisse einer solchen Detektion sowie die Ergebnisse eines solchen Abgleichs werden chronologisch in einem Speicherungsmedium, z.B. Speicher, abgelegt. Auf Basis einer Veränderungsrate der Größe eines Ziels auf dem Bild, wie durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert, und einer Distanz von dem Eigenfahrzeug zu einem Ziel und ihrer Veränderungsrate (relativen Geschwindigkeit in Bezug auf das Eigenfahrzeug), wie durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert, bestimmt der Abgleichsabschnitt dann, ob das durch den Bilddetektionsabschnitt detektierte Ziel und das durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektierte Ziel ein identisches Objekt sind.
Wenn auf Basis der Position des Ziels auf dem Bild, wie durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert, und der Distanz von dem Eigenfahrzeug zu dem Ziel und/oder ihrer Veränderungsrate, wie durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert, bestimmt wird, dass diese Ziele ein identisches Objekt sind, sagt der Abgleichsabschnitt eine Möglichkeit der Kollision mit dem Fahrzeug voraus.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6903677 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Wie oben beschrieben, werden in einem zusammengeführten Prozess eines Millimeterwellenradars und einer Bildgebungsvorrichtung wie etwa einer Kamera ein Bild, das mit der Kamera oder dergleichen gewonnen ist, und Radarinformationen, die mit dem Millimeterwellenradar gewonnen sind, gegeneinander abgeglichen. Ein Millimeterwellenradar, der die oben genannte Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, kann so konstruiert sein, dass er geringe Größe und hohe Leistungsfähigkeit hat. Daher können für den gesamten zusammengeführten Prozess einschließlich des oben genannten Abgleichprozesses hohe Leistungsfähigkeit und Größenverringerung usw. erreicht werden. Dies verbessert die Genauigkeit der Zielerkennung und ermöglicht eine sicherere Fahrtsteuerung für das Fahrzeug.
[Weitere zusammengeführte Prozesse]
In einem zusammengeführten Prozess sind unterschiedliche Funktionen auf Basis eines Abgleichprozesses zwischen einem Bild, das mit einer Kamera oder dergleichen gewonnen ist, und Radarinformationen realisiert, die mit dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt gewonnen sind. Beispiele für Verarbeitungseinrichtungen, die repräsentative Funktionen eines zusammengeführten Prozesses realisieren, werden unten beschrieben.
Jede der folgenden Verarbeitungseinrichtungen ist in einem Fahrzeug zu installieren und weist mindestens auf: einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt zum Senden oder Empfangen von elektromagnetischen Wellen in einer vorbestimmten Richtung; einen Bilderfassungsabschnitt wie etwa eine monokulare Kamera mit einem Sichtfeld, welches das Sichtfeld des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts überlagert; und einen Verarbeitungsabschnitt, der Informationen daraus gewinnt, um Zieldetektion und dergleichen durchzuführen. Der Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt erfasst Radarinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Der Bilderfassungsabschnitt erfasst Bildinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Ein ausgewähltes oder zwei oder mehr ausgewählte von einer optischen Kamera, LIDAR, einem Infrarotradar und einem Ultraschallradar können als der Bilderfassungsabschnitt verwendet werden. DerVerarbeitungsabschnitt kann durch eine Verarbeitungsschaltung implementiert sein, die mit dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt und dem Bilderfassungsabschnitt verbunden ist. Die folgenden Verarbeitungseinrichtungen unterscheiden sich voneinander mit Bezug auf den Inhalt der Verarbeitung durch diesen Verarbeitungsabschnitt.
Bei einer ersten Verarbeitungseinrichtung extrahiert der Verarbeitungsabschnitt aus einem Bild, das durch den Bilderfassungsabschnitt erfasst ist, ein Ziel, das als dasselbe Ziel wie das durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektierte erkannt wird. Anders ausgedrückt: Es wird ein Abgleichprozess entsprechend der oben genannten Detektionsvorrichtung durchgeführt. Sodann erfasst sie Informationen eines rechten Randes und eines linken Randes des extrahierten Zielbildes und leitet Ortsnäherungslinien ab, die Geraden oder vorbestimmte gekrümmte Linien zum Annähern an Orte des erfassten rechten Randes und des linken Randes sind, die für beide Ränder erfasst werden. Der Rand, der eine größere Anzahl von Rändern hat, die auf der Ortsnäherungslinie liegen, wird als ein echter Rand des Ziels ausgewählt. Die laterale Position des Ziels wird auf Basis der Position des Randes abgeleitet, der als echter Rand ausgewählt wurde. Dies erlaubt eine weitere Verbesserung der Detektionsgenauigkeit für eine laterale Position des Ziels.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 8610620 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer zweiten Verarbeitungseinrichtung verändert der Verarbeitungsabschnitt bei der Bestimmung des Vorhandenseins eines Ziels eine Bestimmungsschwelle zur Verwendung bei der Überprüfung hinsichtlich eines Zielvorhandenseins in Radarinformationen auf der Basis von Bildinformationen. Wenn ein Zielbild, das ein Hindernis für die Fahrt des Fahrzeugs sein kann, mit einer Kamera oder dergleichen bestätigt wurde, oder wenn das Vorhandensein eines Ziels geschätzt wurde usw., ist somit beispielsweise die Bestimmungsschwelle für die Zieldetektion durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt so optimierbar, dass korrektere Zielinformationen gewonnen werden können. Wenn die Möglichkeit des Vorhandenseins eines Hindernisses groß ist, wird die Bestimmungsschwelle so verändert, dass diese Verarbeitungseinrichtung mit Sicherheit aktiviert wird. Ist die Möglichkeit des Vorhandenseins eines Hindernisses dagegen gering, wird die Bestimmungsschwelle so verändert, dass eine unerwünschte Aktivierung dieser Verarbeitungseinrichtung verhindert wird. Dies erlaubt eine angemessene Aktivierung des Systems.
Außerdem kann in diesem Fall auf Basis von Radarinformationen der Verarbeitungsabschnitt eine Detektionsregion für die Bildinformationen angeben und eine Möglichkeit des Vorhandenseins eines Hindernisses auf Basis von Bildinformationen innerhalb dieser Region schätzen. Hieraus ergibt sich ein effizienterer Detektionsprozess.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7570198 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer dritten Verarbeitungseinrichtung führt der Verarbeitungsabschnitt ein kombiniertes Anzeigen durch, bei dem Bilder, die aus einerVielzahl unterschiedlicher Bildgebungsvorrichtungen und einem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt gewonnen sind, und ein Bildsignal auf Basis von Radarinformationen auf mindestens einer Anzeigevorrichtung angezeigt werden. In diesem Anzeigeprozess werden Horizontal- und Vertikal-Synchronisationssignale zwischen der Vielzahl von Bildgebungsvorrichtungen und dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt synchronisiert, und unter den Bildsignalen aus diesen Vorrichtungen kann selektiv zu einem gewünschten Bildsignal innerhalb einer Horizontal-Abtastungsperiode oder einer Vertikal-Abtastungsperiode umgeschaltet werden. Dies erlaubt, auf Basis der Horizontal- und Vertikal-Synchronisationssignale, ein Anzeigen von Bildern einerVielzahl von ausgewählten Bildsignalen nebeneinander; und aus der Anzeigevorrichtung wird ein Steuersignal zum Einstellen eines Steuerbetriebes in der gewünschten Bildgebungsvorrichtung und dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt geschickt.
Wenn eine Vielzahl unterschiedlicher Anzeigevorrichtungen jeweilige Bilder oder dergleichen anzeigen, ist ein Vergleich der jeweiligen Bilder miteinander schwierig. Wenn Anzeigevorrichtungen separat von der dritten Verarbeitungseinrichtung selbst vorgesehen sind, besteht zudem nur geringe Funktionsfähigkeit der Vorrichtung. Mit der dritten Verarbeitungseinrichtung würden solche Nachteile behoben.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6628299 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 7161561 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer vierten Verarbeitungseinrichtung weist der Verarbeitungsabschnitt mit Bezug auf ein Ziel, das sich einem Fahrzeug voraus befindet, einen Bilderfassungsabschnitt und einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt dazu an, ein Bild und Radarinformationen zu erfassen, die dieses Ziel enthalten. Aus solchen Bildinformationen bestimmt der Verarbeitungsabschnitt eine Region, in der das Ziel enthalten ist. Außerdem extrahiert der Verarbeitungsabschnitt Radarinformationen innerhalb dieser Region und detektiert eine Distanz von dem Fahrzeug zu dem Ziel und eine relative Geschwindigkeit zwischen dem Fahrzeug und dem Ziel. Auf Basis solcher Informationen bestimmt der Verarbeitungsabschnitt eine Möglichkeit, dass eine Kollision zwischen Ziel und Fahrzeug erfolgt. Dies ermöglicht eine frühzeitige Detektion einer möglichen Kollision mit einem Ziel.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 8068134 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer fünften Verarbeitungseinrichtung erkennt der Verarbeitungsabschnitt auf Basis von Radarinformationen oder durch einen zusammengeführten Prozess, der auf Radarinformationen und Bildinformationen basiert, ein Ziel oder zwei oder mehr Ziele, die sich dem Fahrzeug voraus befinden. Das „Ziel“ schließt jedes bewegte Objekt ein wie etwa andere Fahrzeuge oder Fußgänger, durch weiße Linien auf der Straße angezeigte Fahrspuren, Seitenstreifen und alle unbewegten Objekte (einschließlich Straßengräben, Hindernissen usw.), Ampeln, Fußgängerüberwege und dergleichen, die möglicherweise vorhanden sind. DerVerarbeitungsabschnitt kann eine GPS- Antenne (globales Positionierungssystem) einschließen. Durch Verwendung einer GPS-Antenne kann die Position des Eigenfahrzeugs detektiert werden, und auf Basis dieser Position kann eine Speicherungsvorrichtung (als Karteninformations-Datenbankvorrichtung bezeichnet), die Straßenkarteninformationen speichert, durchsucht werden, um eine aktuelle Position auf der Karte zu ermitteln. Diese aktuelle Position auf der Karte kann mit einem Ziel oder zwei oder mehr Zielen verglichen werden, die auf Basis von Radarinformationen oder dergleichen erkannt wurden, wodurch die Fahrtumgebung erkannt werden kann. Auf dieser Basis kann der Verarbeitungsabschnitt jedes Ziel extrahieren, das gemäß einer Einschätzung die Fahrt des Fahrzeugs behindert, sicherere Fahrtinformationen finden und diese gegebenenfalls auf einer Anzeigevorrichtung anzeigen, um den Fahrerzu informieren.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6191704 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Die fünfte Verarbeitungseinrichtung kann weiterhin eine Datenkommunikationsvorrichtung (mit Kommunikationsschaltungen) aufweisen, die mit einer Karteninformations-Datenbankvorrichtung kommuniziert, welche zum Fahrzeug extern ist. Die Datenkommunikationsvorrichtung kann auf die Karteninformations-Datenbankvorrichtung mit einer Periode von z.B. einmal pro Woche oder einmal pro Monat zugreifen, um die neuesten Karteninformationen davon herunterzuladen. Dies erlaubt eine Durchführung der oben genannten Verarbeitung mit den neuesten Karteninformationen.
Außerdem kann die fünfte Verarbeitungseinrichtungzwischen den neuesten Karteninformationen, die während der oben genannten Fahrt des Fahrzeugs erfasst wurden, und Informationen, die auf Basis von Radarinformationen usw. über ein Ziel oder zwei oder mehr Ziele erkannt wurden, vergleichen, um Zielinformationen (im Folgenden als „Kartenaktualisierungsinformationen“ bezeichnet) zu extrahieren, die nicht in den Karteninformationen enthalten sind. Sodann können diese Kartenaktualisierungsinformationen über die Datenkommunikationsvorrichtung an die Karteninformations-Datenbankvorrichtung gesendet werden. Die Karteninformations-Datenbankvorrichtung kann diese Kartenaktualisierungsinformationen in Verknüpfung mit den Karteninformationen speichern, die in der Datenbank sind, und die aktuellen Karteninformationen nötigenfalls selbst aktualisieren. Bei der Durchführung der Aktualisierung können jeweilige einzelne Kartenaktualisierungsinformationen, die aus einer Vielzahl von Fahrzeugen gewonnen sind, miteinander verglichen werden, um die Sicherheit derAktualisierungzu überprüfen.
Es wird darauf hingewiesen, dass diese Kartenaktualisierungsinformationen möglicherweise detailliertere Informationen enthalten als die Karteninformationen, die durch jede aktuell verfügbare Karteninformations-Datenbankvorrichtung geführt werden. Beispielsweise sind aus üblicherweise verfügbaren Karteninformationen möglicherweise schematische Formen von Straßen bekannt, sie enthalten jedoch typischerweise nicht Informationen wie etwa die Breite des Seitenstreifens, die Breite des möglicherweise vorhandenen Straßengrabens, neu aufgetretene Erhebungen oder Senken, Gebäudeformen und so weiter. Sie enthalten auch nicht die Höhen der Fahrbahn und des Bürgersteigs, eine mögliche Verbindung einer geneigten Fläche mit dem Bürgersteig usw. Auf Basis von separat eingestellten Bedingungen kann die Karteninformations-Datenbankvorrichtung solche detaillierten Informationen (im Folgenden als „Kartenaktualisierungs-Detailinformationen“ bezeichnet) in Verknüpfung mit den Karteninformationen speichern. Solche Kartenaktualisierungs-Detailinformationen liefern einem Fahrzeug (einschließlich des Eigenfahrzeugs) Informationen, die detaillierter sind als die ursprünglichen Karteninformationen, wodurch sie nicht nur zur Sicherstellung einer sicheren Fahrt, sondern auch für andere Zwecke verfügbar werden. Wie hier verwendet, kann ein „Fahrzeug (einschließlich des Eigenfahrzeugs)“ z.B. ein Kraftfahrzeug, ein Motorrad, ein Fahrrad oder jedes autonome Fahrzeug sein, das in Zukunft erhältlich wird, z.B. ein elektrischer Rollstuhl. Die Kartenaktualisierungs-Detailinformationen sind für die Fahrt eines jeden solchen Fahrzeugs verwendbar.
(Erkennung über neuronales Netz)
Jede der ersten bis fünften Verarbeitungseinrichtungen kann weiterhin eine komplexe Erkennungseinrichtung aufweisen. Die komplexe Erkennungseinrichtung kann extern zu dem Fahrzeug vorgesehen sein. In diesem Fall kann das Fahrzeug eine Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikationsvorrichtung aufweisen, die mit der komplexen Erkennungseinrichtung kommuniziert. Die komplexe Erkennungseinrichtung kann aus einem neuronalen Netz gebildet sein, das sogenanntes tiefes Lernen und dergleichen einschließen kann. Dieses neuronale Netz kann beispielsweise ein neuronales Konvolutionsnetz aufweisen (im Folgenden als „CNN“ bezeichnet). Ein CNN, ein neuronales Netz, das sich bei der Bilderkennung als erfolgreich erwiesen hat, ist dadurch gekennzeichnet, dass es ein oder mehr Sätze aus zwei Schichten besitzt, und zwar eine Konvolutionsschicht und eine Pooling-Schicht.
Es existieren mindestens folgende drei Arten von Informationen, die jeweils in eine Konvolutionsschicht in der Verarbeitungseinrichtung eingebbar sind:

(1) Informationen, die auf Radarinformationen basieren, welche durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt erfasst sind;
(2) Informationen, die auf spezifischen Bildinformationen basieren, welche auf Basis von Radarinformationen durch den Bilderfassungsabschnitt erfasst sind; oder
(3) zusammengeführte Informationen, die auf Radarinformationen und Bildinformationen, die durch den Bilderfassungsabschnitt erfasst sind, basieren, oder Informationen, die auf Basis solcher zusammengeführter Informationen gewonnen sind.

Auf Basis von Informationen jeder der oben genannten Arten oder Informationen auf Basis einer Kombination daraus werden Produkt-Summen-Operationen durchgeführt, die einer Konvolutionsschicht entsprechen. Die Ergebnisse werden in die nachfolgende Pooling-Schicht eingegeben, wo Daten gemäß einer vorbestimmten Regel ausgewählt werden. Im Fall eines Maximal-Poolings, bei dem ein Maximalwert unter Pixelwerten gewählt wird, kann die Regel beispielsweise vorschreiben, dass ein Maximalwert für jede Teilungsregion in der Konvolutionsschicht gewählt wird, wobei dieser Maximalwert als der Wert der entsprechenden Position in der Pooling-Schicht angesehen wird.
Eine komplexe Erkennungseinrichtung, die aus einem CNN gebildet ist, kann einen einzelnen Satz aus einer Konvolutionsschicht und einer Pooling-Schicht oder eine Vielzahl solcher Sätze aufweisen, die in Serie kaskadiert sind. Dies ermöglicht eine korrekte Erkennung eines Ziels, das in den Radarinformationen und den Bildinformationen enthalten ist, die um ein Fahrzeug vorhanden sein können.
Verwandte Techniken sind beschrieben in US-Patent Nr. 8861842 , in der Beschreibung des US-Patents Nr. 9286524 und der Beschreibung der US-Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnr. 2016/0140424, deren gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer sechsten Verarbeitungseinrichtung führt der Verarbeitungsabschnitt Verarbeitung bezüglich der Frontscheinwerfersteuerung eines Fahrzeugs durch. Wenn ein Fahrzeug nachts unterwegs ist, kann der Fahrer überprüfen, ob sich dem Eigenfahrzeug voraus ein anderes Fahrzeug oder ein Fußgänger befindet, und (einen) Lichtstrahl(en) aus dem/den Frontscheinwerfer(n) des Eigenfahrzeugs steuern, um zu verhindern, dass der Fahrer des anderen Fahrzeugs oder der Fußgänger durch den/die Frontscheinwerfer des Eigenfahrzeugs geblendet wird. Diese sechste Verarbeitungseinrichtung steuert automatisch den/die Frontscheinwerfer des Eigenfahrzeugs mithilfe von Radarinformationen oder einer Kombination aus Radarinformationen und einem Bild, das von einer Kamera oder dergleichen aufgenommen ist.
Auf Basis von Radarinformationen, oder durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen, detektiert der Verarbeitungsabschnitt ein Ziel, das einem dem Fahrzeug voraus befindlichen Fahrzeug oder Fußgänger entspricht. In diesem Fall kann ein einem Fahrzeug voraus befindliches Fahrzeug ein voranfahrendes Fahrzeug, ein Fahrzeug oder ein Motorrad auf der Gegenfahrbahn und so weiter einschließen. Beim Detektieren eines solchen Ziels gibt der Verarbeitungsabschnitt einen Befehl aus, den/die Strahl(en) des Frontscheinwerfers bzw. der Frontscheinwerfer abzublenden. Beim Empfang dieses Befehls kann der Steuerabschnitt (die Steuerschaltung), der sich intern im Fahrzeug befindet, den/die Frontscheinwerfer dazu steuern, den/die daraus ausgesandten Strahl(en) abzublenden.
Verwandte Techniken sind beschrieben in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6403942 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 6611610 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 8543277 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 8593521 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 8636393 , deren gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird.
Gemäß der oben beschriebenen Verarbeitung durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt und dem oben beschriebenen zusammengeführten Prozess des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts und einer Bildgebungsvorrichtung wie etwa einer Kamera kann der Millimeterwellenradar mit geringer Größe und hoher Leistungsfähigkeit konstruiert sein, so dass hohe Leistungsfähigkeit und Größenverringerung usw. für die Radarverarbeitung oder den gesamten zusammengeführten Prozess erreicht werden können. Dies verbessert die Genauigkeit der Zielerkennung und ermöglicht eine sicherere Fahrtsteuerung für das Fahrzeug.
<Anwendungsbeispiel 3: Verschiedene Überwachungssysteme (Naturelemente, Gebäude, Straßen, Bewachung, Sicherheit)>
Ein Millimeterwellenradar (Radarsystem), der eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, hat auch einen breiten Anwendungsbereich auf den Gebieten der Überwachung, was Naturelemente, das Wetter, Gebäude, Sicherheit, Pflege und dergleichen einschließen kann. Bei einem Überwachungssystem in diesem Zusammenhang kann eine Überwachungseinrichtung, die den Millimeterwellenradar aufweist, z.B. an einer festen Position installiert sein, um (einen) Überwachungsgegenstand/-gegenstände ständig zu überwachen. Bei der Realisierung wird bei einem gegebenen Überwachungsgegenstand bzw. Überwachungsgegenständen die Detektionsauflösung des Millimeterwellenradars eingestellt und auf einen optimalen Wert gesetzt.
Ein Millimeterwellenradar, der eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, ist fähig zur Detektion mit einer elektromagnetischen Welle mit einer Hochfrequenz von z.B. mehr als 100 GHz. Hinsichtlich des Modulationsbands in den Schemata, die bei der Radarerkennung verwendet werden, z.B. dem FMCW-Verfahren, erzielt der Millimeterwellenradar aktuell ein breites Band von mehr als 4 GHz, wodurch das oben genannte Ultrabreitband (UWB) unterstützt wird. Es wird darauf hingewiesen, dass das Modulationsband mit der Entfernungsauflösung zusammenhängt. Bei einer herkömmlichen Patch-Antenne betrug das Modulationsband bis zu circa 600 MHz, was eine Entfernungsauflösung von 25 cm ergab. Dagegen hat ein Millimeterwellenradar im Zusammenhang mit der vorliegenden Array-Antenne eine Entfernungsauflösung von 3,75 cm, was eine Leistungsfähigkeit anzeigt, die mit der Entfernungsauflösung von herkömmlichem LIDAR konkurrieren kann. Während ein optischer Sensor wie etwa LIDAR zum Detektieren eines Ziels bei Nacht oder schlechtem Wetter nicht fähig ist, wie oben erwähnt, ist ein Millimeterwellenradar immer zur Detektion fähig, gleichgültig ob bei Tag oder Nacht und ungeachtet des Wetters. Infolgedessen ist ein der vorliegenden Array-Antenne zugeordneter Millimeterwellenradar für vielfältige Anwendungen verfügbar, die mit einem Millimeterwellenradar, der eine herkömmliche Patch-Antenne enthält, nicht möglich waren.
39 ist ein Diagramm, das eine Beispielkonstruktion für ein Überwachungssystem 1500 auf Basis von Millimeterwellenradar zeigt. Das Überwachungssystem 1500 auf Basis von Millimeterwellenradar weist mindestens einen Sensorabschnitt 1010 und einen Hauptabschnitt 1100 auf. Der Sensorabschnitt 1010 weist mindestens eine Antenne 1011, die auf den Überwachungsgegenstand 1015 gerichtet ist, einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt 1012, der auf Basis einer gesendeten oder empfangenen elektromagnetischen Welle ein Ziel detektiert, und einen Kommunikationsabschnitt (Kommunikationsschaltung) 1013 auf, der detektierte Radarinformationen sendet. Der Hauptabschnitt 1100 weist mindestens einen Kommunikationsabschnitt (Kommunikationsschaltung) 1103, der Radarinformationen empfängt, einen Verarbeitungsabschnitt (Verarbeitungsschaltung) 1101, der vorbestimmte Verarbeitung auf Basis der empfangenen Radarinformationen durchführt, und einen Datenspeicherungsabschnitt (Speicherungsmedium) 1102 auf, in dem ältere Radarinformationen und andere Informationen gespeichert sind, die für die vorbestimmte Verarbeitung usw. benötigt werden. Zwischen dem Sensorabschnitt 1010 und dem Hauptabschnitt 1100 existieren Telekommunikationsverbindungen 1300, über die Senden und Empfang von Informationen und Befehlen zwischen denselben stattfinden. Wie hier verwendet, können die Telekommunikationsverbindungen beispielsweise ein Allzweck-Kommunikationsnetz wie etwa das Internet, ein Mobilkommunikationsnetz, dedizierte Telekommunikationsverbindungen und so weiter einschließen. Es wird darauf hingewiesen, dass das vorliegende Überwachungssystem 1500 so angeordnet sein kann, dass der Sensorabschnitt 1010 und der Hauptabschnitt 1100 statt über Telekommunikationsverbindungen direkt verbunden sind. Zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar kann der Sensorabschnitt 1010 auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen. Dies erlaubt eine Zielerkennung durch einen zusammengeführten Prozess, der auf Radarinformationen und Bildinformationen aus der Kamera oder dergleichen basiert, wodurch eine komplexere Detektion des Überwachungsgegenstandes 1015 oder dergleichen ermöglicht wird.
Nachfolgend werden Beispiele für Überwachungssysteme, die diese Anwendungen verkörpern, spezifisch beschrieben.
[Naturelement-Überwachungssystem]
Ein erstes Überwachungssystem ist ein System, das Naturelemente überwacht (im Folgenden als „Naturelement-Überwachungssystem“ bezeichnet). Mit Bezug auf 39 wird dieses Naturelement-Überwachungssystem beschrieben. Überwachungsgegenstände 1015 des Naturelement-Überwachungssystems 1500 können beispielsweise ein Fluss, die Meeresoberfläche, ein Berg, ein Vulkan, die Bodenoberfläche oder dergleichen sein. Wenn der Überwachungsgegenstand 1015 beispielsweise ein Fluss ist, überwacht der an einer fixen Position befestigte Sensorabschnitt 1010 ständig die Wasseroberfläche des Flusses 1015. Diese Wasseroberflächeninformationen werden ständig an einen Verarbeitungsabschnitt 1101 in dem Hauptabschnitt 1100 gesendet. Erreicht oder überschreitet die Wasseroberfläche dann eine bestimmte Höhe, benachrichtigt der Verarbeitungsabschnitt 1101 ein getrenntes System 1200, das separat von dem Überwachungssystem existiert (z.B. ein Wetterbeobachtungs-Überwachungssystem), über die Telekommunikationsverbindungen 1300. Alternativ kann der Verarbeitungsabschnitt 1101 Informationen an ein System (nicht gezeigt) schicken, das die Schleuse verwaltet, wodurch das System auf Anweisung eine an dem Fluss 1015 vorgesehene Schleuse usw. (nicht gezeigt) automatisch schließt.
Das Naturelement-Überwachungssystem 1500 ist fähig zum Überwachen einer Vielzahl von Sensorabschnitten 1010, 1020, usw. mit dem einzelnen Hauptabschnitt 1100. Wenn die Vielzahl von Sensorabschnitten über einen bestimmten Bereich verteilt sind, können die Pegelstände von Flüssen in diesem Bereich gleichzeitig erfasst werden. Dies erlaubt eine Einschätzung dessen, wie der Niederschlag in diesem Bereich die Pegelstände der Flüsse beeinflussen kann, mit möglicherweise katastrophalen Folgen wie etwa Überschwemmungen. Informationen hierzu können über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an das getrennte System 1200 (z.B. ein Wetterbeobachtungs-Überwachungssystem) übermittelt werden. So ist das getrennte System 1200 (z.B. ein Wetterbeobachtungs-Überwachungssystem) fähig, die übermittelten Informationen zur Wetterbeobachtung oder Katastrophenvorhersage in einem weiteren Bereich zu nutzen.
Das Naturelement-Überwachungssystem 1500 ist in ähnlicher Weise auch auf jedes andere Naturelement als einen Fluss anwendbar. Beispielsweise ist bei einem Überwachungssystem, das Tsunamis oder Sturmfluten überwacht, der Meeresspiegel der Überwachungsgegenstand. Es ist auch möglich, in Antwort auf einen Anstieg des Meeresspiegels automatisch eine Seedeichschleuse zu öffnen oder zu schließen. Alternativ kann der Überwachungsgegenstand eines Überwachungssystems, das Erdrutsche infolge von Niederschlag, Erdbeben oder dergleichen überwacht, die Bodenoberfläche einer Berggegend usw. sein.
[Verkehrsüberwachungssystem]
Ein zweites Überwachungssystem ist ein System, das den Verkehr überwacht (im Folgenden als „Verkehrsüberwachungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Verkehrsüberwachungssystems kann beispielsweise ein Bahnübergang, eine spezifische Bahnlinie, eine Flughafen-Start- und -Landebahn, eine Straßenkreuzung, eine spezifische Straße, ein Parkplatz usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand beispielsweise ein Bahnübergang ist, ist der Sensorabschnitt 1010 an einer Position platziert, wo das Innere des Bahnübergangs überwacht werden kann. In diesem Fall kann der Sensorabschnitt 1010 zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen, der eine Detektion eines Ziels (Überwachungsgegenstandes) aus mehr Perspektiven durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen zulässt. Die mit dem Sensorabschnitt 1010 gewonnenen Zielinformationen werden über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an den Hauptabschnitt 1100 geschickt. Der Hauptabschnitt 1100 sammelt andere Informationen (z.B. Fahrplaninformationen), die bei einem komplexeren Erkennungsprozess oder komplexerer Steuerung notwendig sein können, und gibt auf dessen Basis notwendige Steueranweisungen oder dergleichen aus. Wie hier verwendet, kann eine notwendige Steueranweisung beispielsweise eine Anweisung sein, einen Zug anzuhalten, wenn bei geschlossenem Bahnübergang eine Person, ein Fahrzeug usw. in dem Bahnübergang aufgefunden wird.
Wenn der Überwachungsgegenstand eine Start- und Landebahn auf einem Flughafen ist, kann beispielsweise eine Vielzahl von Sensorabschnitten 1010, 1020 usw. entlang der Start- und Landebahn platziert sein, um eine vorbestimmte Auflösung zu erreichen, z.B. eine Auflösung, die das Detektieren eines Fremdkörpers mit einer Größe von 5 cm mal 5 cm auf der Start- und Landebahn zulässt. Das Überwachungssystem 1500 überwacht die Start- und Landebahn ständig, gleichgültig, ob bei Tag oder Nacht, und ungeachtet des Wetters. Ermöglicht wird diese Funktion gerade durch die Fähigkeit des Millimeterwellenradars gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, UWB zu unterstützen. Da der vorliegende Millimeterwellenradar mit geringer Größe, hoher Auflösung und niedrigen Kosten ausgebildet sein kann, stellt er zudem eine realistische Lösung dafür dar, die gesamte Start- und Landebahnoberfläche von einem Ende zum anderen abzudecken. In diesem Fall hält der Hauptabschnitt 1100 die Vielzahl von Sensorabschnitten 1010, 1020 usw. unter integrierter Verwaltung. Wenn ein Fremdkörper auf der Start- und Landebahn gefunden wird, sendet der Hauptabschnitt 1100 Informationen bezüglich Position und Größe des Fremdkörpers an ein Flugsicherungssystem (nicht gezeigt). Beim Empfang derselben verbietet das Flugsicherungssystem vorübergehend das Starten und Landen auf dieser Bahn. In der Zwischenzeit sendet der Hauptabschnitt 1100 Informationen bezüglich Position und Größe des Fremdkörpers an ein separat vorgesehenes Fahrzeug, das beispielsweise automatisch die Oberfläche der Start- und Landebahn reinigt usw. Beim Empfang hiervon kann das Reinigungsfahrzeug sich autonom an die Position bewegen, an der sich der Fremdkörper befindet, und den Fremdkörper automatisch beseitigen. Sobald die Beseitigung des Fremdkörpers beendet ist, sendet das Reinigungsfahrzeug Informationen über die Beendigung an den Hauptabschnitt 1100. Der Hauptabschnitt 1100 bestätigt dann wiederum, dass der Sensorabschnitt 1010 oder dergleichen, der den Fremdkörper detektiert hat, nun meldet, dass „kein Fremdkörper vorhanden ist“ und dass es nun sicher ist, und benachrichtigt das Flugsicherungssystem darüber. Beim Empfang hiervon kann das Flugsicherungssystem die Unterbindung von Starts und Landungen auf der Start- und Landebahn aufheben.
In dem Fall, in dem der Überwachungsgegenstand ein Parkplatz ist, kann es außerdem beispielsweise möglich sein, automatisch zu erkennen, welche Position auf dem Parkplatz aktuell frei ist. Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6943726 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
[Sicherheitsüberwachungssystem]
Ein drittes Überwachungssystem ist ein System, das einen Eindringling auf einem privaten Grundstück oder in einem Haus überwacht (im Folgenden als „Sicherheitsüberwachungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Sicherheitsüberwachungssystems kann beispielsweise eine spezifische Region innerhalb eines privaten Grundstücks oder eines Hauses usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand ein privates Grundstück ist, kann/können der/die Sensorabschnitt(e) 1010 beispielsweise an einer Position oder zwei oder mehr Positionen platziert sein, an denen der/die Sensorabschnitt(e) 1010 dasselbe zu überwachen vermögen. In diesem Fall kann/können der/die Sensorabschnitt(e) 1010 zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen, der eine Detektion eines Ziels (Überwachungsgegenstandes) aus mehr Perspektiven durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen zulässt. Die mit dem bzw. den Sensorabschnitt(en) 1010 gewonnenen Zielinformationen werden über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an den Hauptabschnitt 1100 geschickt. Der Hauptabschnitt 1100 sammelt andere Informationen (z.B. Referenzdaten oder dergleichen, die zur korrekten Erkennung dessen notwendig sind, ob der Eindringling eine Person oder ein Tier wie etwa ein Hund oder eine Vogel ist), die bei einem komplexeren Erkennungsprozess oder komplexerer Steuerung notwendig sein können, und gibt auf Basis dessen notwendige Steueranweisungen oder dergleichen aus. Wie hier verwendet, kann eine notwendige Steueranweisung beispielsweise eine Anweisung sein, einen Alarm auszulösen oder Beleuchtung zu aktivieren, die auf dem Gelände installiert ist, und auch eine Anweisung, über Mobil-Telekommunikationsverbindungen oder dergleichen einen für das Gelände Verantwortlichen direkt zu verständigen usw. Der Verarbeitungsabschnitt 1101 in dem Hauptabschnitt 1100 kann eine Erkennung des detektierten Ziels durch eine intern enthaltene, komplexe Erkennungseinrichtung zulassen (die tiefes Lernen oder eine ähnliche Technik verwendet). Alternativ kann eine solche komplexe Erkennungseinrichtung extern vorgesehen sein, wobei die komplexe Erkennungseinrichtung dann über die Telekommunikationsverbindungen 1300 angeschlossen sein kann.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7425983 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Eine weitere Ausführungsform eines solchen Sicherheitsüberwachungssystems kann ein Personenüberwachungssystem sein, das an einem Gate auf einem Flughafen, einer Sperre am Bahnhof, einem Eingang eines Gebäudes oder dergleichen zu installieren ist. Der Überwachungsgegenstand eines solchen Personenüberwachungssystems kann beispielsweise ein Gate auf einem Flughafen, eine Sperre am Bahnhof, ein Eingang eines Gebäudes oder dergleichen sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand ein Gate auf einem Flughafen ist, kann/können der/die Sensorabschnitt(e) 1010 beispielsweise in einer Anlage zur Überprüfung persönlicher Gegenstände an dem Gate installiert sein. In diesem Fall kann es folgende zwei Überprüfungsverfahren geben. In einem ersten Verfahren sendet der Millimeterwellenradar eine elektromagnetische Welle und empfängt die von einem Passagier (der der Überwachungsgegenstand ist) reflektierte elektromagnetische Welle, wodurch persönliche Gegenstände oder dergleichen des Passagiers überprüft werden. In einem zweiten Verfahren wird durch die Antenne eine vom Körper des Passagiers abgestrahlte schwache Millimeterwelle empfangen, wodurch eine Überprüfung auf etwaige Fremdkörper erfolgt, die der Passagier möglicherweise versteckt. In letzterem Verfahren hat der Millimeterwellenradar bevorzugt die Funktion, die empfangene Millimeterwelle abzutasten. Diese Abtastfunktion ist mithilfe digitaler Strahlformung oder durch einen mechanischen Abtastvorgang implementierbar. Es wird darauf hingewiesen, dass die Verarbeitung durch den Hauptabschnitt 1100 einen Kommunikationsprozess und einen Erkennungsprozess ähnliche denen in den oben beschriebenen Beispielen nutzen kann.
(Gebäudeuntersuchungssystem (zerstörungsfreie Untersuchung))
Ein viertes Überwachungssystem ist ein System, das das Betonmaterial einer Straße, einer Eisenbahnüberführung, eines Gebäudes usw. oder das Innere einer Straße oder des Bodens usw. überwacht oder überprüft (im Folgenden als „Gebäudeuntersuchungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Gebäudeuntersuchungssystems kann beispielsweise das Innere des Betonmaterials einer Überführung oder eines Gebäudes usw. oder das Innere einer Straße oder des Bodens usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand das Innere eines Betongebäudes ist, ist der Sensorabschnitt 1010 beispielsweise so strukturiert, dass die Antenne 1011 Abtastbewegungen entlang der Oberfläche eines Betongebäudes durchführen kann. Wie hier verwendet, können „Abtastbewegungen“ manuell implementiert sein, oder es kann separat eine ortsfeste Schiene für die Abtastbewegung vorgesehen sein, auf der die Bewegung mithilfe der Antriebskraft aus einem Elektromotor oder dergleichen bewirkt werden kann. In dem Fall, dass der Überwachungsgegenstand eine Straße oder der Boden ist, kann die Antenne 1011 mit der Fläche nach unten an einem Fahrzeug oder dergleichen installiert sein, und das Fahrzeug kann mit einer konstanten Geschwindigkeit fahren gelassen werden, wodurch eine „Abtastbewegung“ erzeugt wird. Die durch den Sensorabschnitt 1010 zu verwendende elektromagnetische Welle kann eine Millimeterwelle z.B. in der sogenannten Terahertz-Region sein, die 100 GHz überschreitet. Wie bereits beschrieben, ist auch bei einer elektromagnetischen Welle von mehr als z.B. 100 GHz eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung so anpassbar, dass sie geringere Verluste aufweist, als dies bei herkömmlichen Patch-Antennen oder dergleichen der Fall ist. Eine elektromagnetische Welle einer höheren Frequenz vermag tiefer in den überprüften Gegenstand, wie etwa Beton, einzudringen, wodurch eine korrektere zerstörungsfreie Untersuchung realisiert wird. Es wird darauf hingewiesen, dass die Verarbeitung durch den Hauptabschnitt 1100 auch einen Kommunikationsprozess und einen Erkennungsprozess ähnlich denen in den oben beschriebenen anderen Überwachungssystemen nutzen kann.
Eine verwandte Technik wird in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6661367 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
[Personenüberwachungssystem]
Ein fünftes Überwachungssystem ist ein System, das eine Pflege erhaltende Person bewacht (im Folgenden als „Personenbewachungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Personenbewachungssystems kann beispielsweise eine Pflege erhaltende Person oder ein Patient in einem Krankenhaus usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand eine Pflege erhaltende Person in einem Zimmer einer Pflegeeinrichtung ist, ist/sind der/die Sensorabschnitt(e) 1010 beispielsweise an einer Position oder zwei oder mehr Positionen in dem Zimmer platziert, an denen der/die Sensorabschnitt(e) 1010 zum Überwachen des gesamten Innenraums des Zimmers fähig ist/sind. In diesem Fall kann der Sensorabschnitt 1010 zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen. In diesem Fall kann der Überwachungsgegenstand durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen aus mehr Perspektiven überwacht werden. Wenn der Überwachungsgegenstand eine Person ist, kann andererseits eine Überwachung mit einer Kamera oder dergleichen aus Datenschutzsicht unangebracht sein. Daher muss die Auswahl der Sensoren unter Berücksichtigung dieses Aspektes erfolgen. Es wird darauf hingewiesen, dass eine Zieldetektion durch den Millimeterwellenradar es erlaubt, eine Person, die der Überwachungsgegenstand ist, nicht durch ihr Bild, sondern durch ein Signal zu erfassen (das gewissermaßen ein Schatten der Person ist). Daher kann der Millimeterwellenradar als aus Datenschutzsicht vorteilhafter Sensor angesehen werden.
Informationen über die Pflege erhaltende Person, die durch den/die Sensorabschnitt(e) 1010 gewonnen wurden, werden über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an den Hauptabschnitt 1100 geschickt. Der Hauptabschnitt 1100 sammelt andere Informationen (z.B. Referenzdaten oder dergleichen, die zum korrekten Erkennen von Zielinformationen der Pflege erhaltenden Person benötigt werden), die in einem komplexeren Erkennungsprozess oder komplexerer Steuerung möglicherweise benötigt werden, und gibt auf dieser Basis notwendige Steueranweisungen oder dergleichen aus. Wie hier verwendet, kann eine notwendige Steueranweisung beispielsweise eine Anweisung sein, auf Basis des Detektionsergebnisses einen Verantwortlichen direkt zu verständigen usw. Der Verarbeitungsabschnitt 1101 in dem Hauptabschnitt 1100 kann eine Erkennung des detektierten Ziels durch eine intern enthaltene, komplexe Erkennungseinrichtung zulassen (die tiefes Lernen oder eine ähnliche Technik verwendet). Alternativ kann eine solche komplexe Erkennungseinrichtung extern vorgesehen sein, wobei die komplexe Erkennungseinrichtung dann über die Telekommunikationsverbindungen 1300 angeschlossen sein kann.
In dem Fall, in dem der Überwachungsgegenstand des Millimeterwellenradars eine Person ist, können mindestens die folgenden zwei Funktionen hinzugefügt sein.
Eine erste Funktion ist eine Funktion der Überwachung der Herzfrequenz und/oder der Atemfrequenz. Bei einem Millimeterwellenradar ist eine elektromagnetische Welle fähig zum Hindurchsehen durch die Kleidung, um die Position und die Bewegungen der Hautoberfläche des Körpers einer Person zu detektieren. Zuerst detektiert der Verarbeitungsabschnitt 1101 eine Person, die der Überwachungsgegenstand ist, und eine äußere Form derselben. Als Nächstes kann im Fall der Detektion einer Herzfrequenz beispielsweise eine Position auf der Körperoberfläche identifiziert werden, an der die Herzschlagbewegungen leicht detektierbar sind, und die Bewegungen dort können chronologisch detektiert werden. Dies erlaubt beispielsweise das Detektieren einer Herzfrequenz pro Minute. Das gleiche gilt beim Detektieren einer Atemfrequenz. Durch Verwendung dieser Funktion kann der Gesundheitszustand einer Pflege erhaltenden Person ständig überprüft werden, was eine höherwertige Bewachung einer Pflege erhaltenden Person ermöglicht.
Eine zweite Funktion ist eine Funktion der Sturzdetektion. Eine Pflege erhaltende Person wie etwa eine ältere Person kann aufgrund einer Schwächung der Beine und Füße von Zeit zu Zeit stürzen. Wenn eine Person stürzt, gelangt die Geschwindigkeit oder Beschleunigung einer Spezifikationsstelle des Körpers der Person, z.B. des Kopfes, auf ein bestimmtes Niveau oder darüber. Wenn der Überwachungsgegenstand des Millimeterwellenradars eine Person ist, kann die relative Geschwindigkeit oder Beschleunigung des Ziels von Interesse ständig detektiert werden. Daher kann beispielsweise durch Identifizieren des Kopfes als des Überwachungsgegenstandes und chronologisches Detektieren seiner relativen Geschwindigkeit oder Beschleunigung ein Sturz erkannt werden, wenn eine Geschwindigkeit mit einem bestimmten Wert oder darüber detektiert wird. Beim Erkennen eines Sturzes kann der Verarbeitungsabschnitt 1101 eine Anweisung oder dergleichen ausgeben, die beispielsweise relevanter Pflegeassistenz entspricht.
Es wird darauf hingewiesen, dass der/die Sensorabschnitt(e) 1010 in dem oben beschriebenen Überwachungssystem oder dergleichen an (einer) festen Position(en) befestigt sind. Jedoch kann der/ können die Sensorabschnitt(e) 1010 auch an einem bewegten Objekt installiert sein, z.B. einem Roboter, einem Fahrzeug, einem fliegenden Objekt wie etwa einer Drohne. Wie hier verwendet, kann das Fahrzeug oder dergleichen nicht nur ein Kraftfahrzeug einschließen, sondern beispielsweise auch ein kleineres bewegtes Objekt wie etwa einen elektrischen Rollstuhl. In diesem Fall kann dieses bewegte Objekt eine interne GPS-Einheit aufweisen, mit der seine aktuelle Position jederzeit bestätigt werden kann. Zusätzlich kann dieses bewegte Objekt auch die Funktion haben, die Genauigkeit seiner eigenen aktuellen Position mithilfe von Karteninformationen und den Kartenaktualisierungsinformationen, die mit Bezug auf die oben genannte fünfte Verarbeitungseinrichtung beschrieben wurden, weiter zu verbessern.
Außerdem kann bei jeder Vorrichtung oder jedem System, das den oben beschriebenen ersten bis dritten Detektionsvorrichtungen, ersten bis sechsten Verarbeitungseinrichtungen, ersten bis fünften Überwachungssystemen usw. ähnlich ist, die gleiche Konstruktion verwendet werden, um eine Array-Antenne oder einen Millimeterwellenradar gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zu nutzen.
<Anwendungsbeispiel 4: Kommunikationssystem>
[Erstes Beispiel für ein Kommunikationssystem]
Die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung (Array-Antenne) gemäß der vorliegenden Offenbarung kann für den Sender und/oder Empfänger verwendet werden, mit dem ein Kommunikationssystem (Telekommunikationssystem) konstruiert ist. Die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung sind aus schichtartig angeordneten leitenden Baugliedern gebildet und sind deshalb fähig, die Größe des Senders und/oder Empfängers kleiner zu halten als bei Verwendung eines Hohlwellenleiters. Zudem ist ein Dielektrikum nicht notwendig, und somit kann der dielektrische Verlust von elektromagnetischen Wellen kleiner gehalten werden als bei Verwendung einer Mikrostreifenleitung. Daher kann ein Kommunikationssystem konstruiert werden, das einen kleinen und hocheffizienten Sender und/oder Empfänger enthält.
Ein solches Kommunikationssystem kann ein Kommunikationssystem analoger Art sein, das ein analoges Signal sendet oder empfängt, welches direkt moduliert wird. Jedoch kann zur Konstruktion eines flexibleren und leistungsfähigeren Kommunikationssystems ein digitales Kommunikationssystem verwendet werden.
Nachfolgend wird mit Bezug auf 40 ein digitales Kommunikationssystem 800A beschrieben, bei dem eine Wellenleitervorrichtung und eine Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung verwendet werden.
40 ist ein Blockdiagramm, das eine Konstruktion für das digitale Kommunikationssystem 800A zeigt. Das Kommunikationssystem 800A weist einen Sender 810A und einen Empfänger 820A auf. Der Sender 810A weist einen Analog-Digital- (A/D-) Wandler 812, einen Codierer 813, einen Modulator 814 und eine Sendeantenne 815 auf. Der Empfänger 820A weist eine Empfangsantenne 825, einen Demodulator 824, einen Decodierer 823 und einen Digital-Analog- (D/A-) Wandler 822 auf. Mindestens entweder die Sendeantenne 815 oder die Empfangsantenne 825 können mithilfe einer Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung implementiert sein. In diesem Anwendungsbeispiel werden die Schaltkreise, die den Modulator 814, den Codierer 813, den A/D-Wandler 812 und so weiter aufweisen, welche mit der Sendeantenne 815 verbunden sind, als die Sendeschaltung bezeichnet. Die Schaltkreise, die den Demodulator 824, den Decodierer 823, den D/A-Wandler 822 und so weiter aufweisen, welche mit der Empfangsantenne 825 verbunden sind, werden als die Empfangsschaltung bezeichnet. Die Sendeschaltung und die Empfangsschaltung können zusammen als die Kommunikationsschaltung bezeichnet werden.
Mit dem Analog-Digital- (A/D-) Wandler 812 wandelt der Sender 810A ein analoges Signal, das aus der Signalquelle 811 empfangen wird, in ein digitales Signal um. Als Nächstes wird das digitale Signal durch den Codierer 813 codiert. Wie hier verwendet, bedeutet „Codieren“ ein Abändern des zu sendenden digitalen Signals in ein Format, das für die Kommunikation geeignet ist. Beispiele für eine solche Codierung sind unter anderem CDM (Code-Multiplexen) und dergleichen. Außerdem ist auch jede Wandlungzum Bewirken von TDM (Zeitmultiplexen) oder FDM (Frequenz-Multiplexen) oder OFDM (orthogonalem Frequenz-Multiplexen) ein Beispiel für die Codierung. Das codierte Signal wird durch den Modulator 814 in ein Hochfrequenzsignal gewandelt, um aus der Sendeantenne 815 gesendet zu werden.
Auf dem Gebiet der Kommunikation kann eine Welle, die ein auf eine Trägerwelle zu überlagerndes Signal repräsentiert, als eine „Signalwelle“ bezeichnet werden;jedoch hat der Ausdruck „Signalwelle“, wie er in der vorliegenden Beschreibung verwendet wird, nicht diese Definition. Eine „Signalwelle“ gemäß der vorliegenden Beschreibung bedeutet im breiten Sinne jede elektromagnetische Welle, die sich in einem Wellenleiter ausbreiten soll, oder jede elektromagnetische Welle zum Senden/Empfang über ein Antennenelement.
Der Empfänger 820A stellt das Hochfrequenzsignal, das durch die Empfangsantenne 825 empfangen wurde, an dem Demodulator 824 zu einem Niederfrequenzsignal und an dem Decodierer 823 zu einem digitalen Signal wieder her. Das decodierte digitale Signal wird durch den Digital-Analog- (D/A-) Wandler 822 zu einem analogen Signal wiederhergestellt und wird an eine Datensenke (einen Datenempfänger) 821 geschickt. Durch die oben genannten Prozesse wird eine Sequenz aus Sende- und Empfangsprozessen beendet.
Wenn die kommunizierende Einheit ein digitales Gerät wie etwa ein Computer ist, sind die Analog-Digital-Wandlung des Sendesignals und Digital-Analog-Wandlung des Empfangssignals in den oben genannten Prozessen nicht nötig. Somit können der Analog-Digital-Wandler 812 und der Digital-Analog-Wandler 822 in 40 weggelassen werden. Ein System mit einer solchen Konstruktion ist ebenfalls in einem digitalen Kommunikationssystem eingeschlossen.
In einem digitalen Kommunikationssystem können zur Sicherstellung der Signalintensität oder zur Erweiterung der Kanalkapazität verschiedene Verfahren verwendet werden. Viele solche Verfahren sind auch in einem Kommunikationssystem wirksam, das Funkwellen des Millimeterwellenbands oder des Terahertz-Bands nutzt.
Funkwellen im Millimeterwellenband oder im Terahertz-Band haben höhere Geradlinigkeit als Funkwellen niedrigerer Frequenzen und unterliegen geringerer Beugung, d.h. geringerem Umlenken auf die Schattenseite eines Hindernisses. Daher ist es nicht ungewöhnlich, dass ein Empfänger eine aus einem Sender gesendete Funkwelle nicht direkt empfängt. Auch in solchen Situationen können reflektierte Wellen oft empfangen werden, jedoch ist eine reflektierte Welle eines Funkwellensignals häufig von schlechterer Qualität als die direkte Welle, was einen stabilen Empfang schwieriger macht. Außerdem kann eine Vielzahl reflektierter Wellen auf unterschiedlichen Wegen eintreffen. In diesem Fall könnten die Empfangswellen mit unterschiedlichen Weglängen sich in der Phase voneinander unterscheiden und so Mehrwegeschwund verursachen.
Als eine Technik zur Verbesserung solcher Situationen kann eine sogenannte Antennendiversitätstechnik verwendet werden. Bei dieser Technik weist mindestens entweder der Sender oder der Empfänger eine Vielzahl von Antennen auf. Wenn die Vielzahl von Antennen voneinander um Distanzen getrennt sind, die sich mindestens um circa die Wellenlänge unterscheiden, sind die so entstehenden Zustände der Empfangswellen unterschiedlich. Dementsprechend wird selektiv die Antenne verwendet, die von allen Antennen zu dem Senden/Empfang mit der höchsten Qualität fähig ist, was die Zuverlässigkeit der Kommunikation erhöht. Alternativ können Signale, die aus mehr als einer Antenne gewonnen sind, zur Verbesserung der Signalqualität verschmolzen werden.
Bei dem in 40 gezeigten Kommunikationssystem 800A kann beispielsweise der Empfänger 820A eine Vielzahl von Empfangsantennen 825 aufweisen. In diesem Fall existiert zwischen der Vielzahl von Empfangsantennen 825 und dem Demodulator 824 eine Umschalteinrichtung. Durch die Umschalteinrichtung verbindet der Empfänger 820A die Antenne, die von der Vielzahl von Empfangsantennen 825 das Signal mit der höchsten Qualität bereitstellt, mit dem Demodulator 824. In diesem Fall kann der Sender 810A auch eine Vielzahl von Sendeantennen 815 aufweisen.
[Zweites Beispiel für ein Kommunikationssystem]
41 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für ein Kommunikationssystem 800B zeigt, welches einen Sender 810B aufweist, der zum Variieren des Strahlungsmusters von Funkwellen fähig ist. In diesem Anwendungsbeispiel ist der Empfänger identisch mit dem in 40 gezeigten Empfänger 820A; deshalb ist der Empfänger in der Illustration in 41 weggelassen. Zusätzlich zu der Konstruktion des Senders 810A weist der Sender 810B auch ein Antennen-Array 815b auf, das eine Vielzahl von Antennenelementen 8151 aufweist. Das Antennen-Array 815b kann eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sein. Der Sender 810B weist ferner eine Vielzahl von Phasenschiebern (PS) 816 auf, die jeweils zwischen dem Modulator 814 und der Vielzahl von Antennenelementen 8151 verbunden sind. In dem Sender 810B wird ein Ausgang des Modulators 814 an die Vielzahl von Phasenschiebern 816 geschickt, wo Phasendifferenzen eingebracht werden und die so entstehenden Signale zu der Vielzahl von Antennenelementen 8151 geführt werden. In dem Fall, in dem die Vielzahl von Antennenelementen 8151 in gleichen Intervallen angeordnet sind, ist eine Hauptkeule 817 des Antennen-Arrays 815b, wenn ein Hochfrequenzsignal, dessen Phase in Bezug auf ein benachbartes Antennenelement um einen bestimmten Betrag abweicht, in jedes Antennenelement 8151 gespeist wird, in einem Azimut ausgerichtet, das von vorne aus geneigt ist, wobei diese Neigung mit der Phasendifferenz übereinstimmt. Dieses Verfahren kann als Strahlformung bezeichnet werden.
Das Azimut der Hauptkeule 817 kann verändert werden, indem zugelassen wird, dass die jeweiligen Phasenschieber 816 variierende Phasendifferenzen einbringen. Dieses Verfahren kann als Strahllenkung bezeichnet werden. Durch Finden von Phasendifferenzen, die für den besten Sende-/Empfangszustand förderlich sind, kann die Zuverlässigkeit der Kommunikation erhöht werden. Obwohl das vorliegende Beispiel einen Fall illustriert, in dem die Phasendifferenz, die durch die Phasenschieber 816 einzubringen ist, zwischen beliebigen benachbarten Antennenelementen 8151 konstant ist, ist dies nicht einschränkend. Zudem können Phasendifferenzen in der Weise eingebracht werden, dass die Funkwelle in einem Azimut abgestrahlt wird, welches ermöglicht, dass nicht nur die direkte Welle, sondern auch reflektierte Wellen den Empfänger erreichen.
Ein Verfahren namens Nullsteuerung kann in dem Sender 810B ebenfalls verwendet werden. Dies ist ein Verfahren, bei dem Phasendifferenzen dazu eingestellt werden, einen Zustand zu erzeugen, in dem die Funkwelle in keiner spezifischen Richtung abgestrahlt wird. Mit Durchführung von Nullsteuerung wird es möglich, ein Abstrahlen von Funkwellen in Richtung jedes anderen Empfängers, an den die Funkwelle nicht gesendet werden soll, einzuschränken. Hierdurch können Interferenzen vermieden werden. Obwohl für die digitale Kommunikation unter Nutzung von Millimeterwellen oderTerahertz-Wellen ein sehr breites Frequenzband zur Verfügung steht, ist es dennoch vorzuziehen, die Bandbreite möglichst effizient zu nutzen. Durch Verwendung von Nullsteuerung können mehrere Instanzen eines Sendens/Empfangs innerhalb desselben Bands durchgeführt werden, wodurch der Nutzungsgrad der Bandbreite erhöht werden kann. Ein Verfahren, das den Nutzungsgrad der Bandbreite mithilfe von Techniken wie etwa Strahlformung, Strahllenkung und Nullsteuerung erhöht, kann manchmal als SDMA (Mehrfachzugriff mit räumlicher Teilung) bezeichnet werden.
[Drittes Beispiel für ein Kommunikationssystem]
Zur Erhöhung der Kanalkapazität in einem spezifischen Frequenzband kann ein Verfahren namens MIMO (Mehrfach-Eingang und Mehrfach-Ausgang) verwendet werden. Gemäß MIMO wird eine Vielzahl von Sendeantennen und eine Vielzahl von Empfangsantennen verwendet. Aus jeder von der Vielzahl von Sendeantennen wird eine Funkwelle abgestrahlt. In einem Beispiel können jeweils unterschiedliche Signale auf die abzustrahlenden Funkwellen überlagert sein. Jede von der Vielzahl von Empfangsantennen empfängt sämtliche aus der gesendeten Vielzahl von Funkwellen. Da jedoch unterschiedliche Empfangsantennen Funkwellen empfangen, die auf unterschiedlichen Wegen eintreffen, treten unter den Phasen der empfangenen Funkwellen Differenzen auf. Durch Nutzung dieser Differenzen ist es möglich, auf der Empfängerseite die Vielzahl von Signalen, die in der Vielzahl von Funkwellen enthalten waren, zu separieren.
Die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung kann auch in einem Kommunikationssystem verwendet werden, das MIMO nutzt. Nachfolgend wird ein Beispiel für ein solches Kommunikationssystem beschrieben.
42 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für ein Kommunikationssystem 800C zeigt, welches eine MIMO-Funktion implementiert. In dem Kommunikationssystem 800C weist ein Sender 830 einen Codierer 832, einen TX-MIMO-Prozessor 833 sowie zwei Sendeantennen 8351 und 8352 auf. Ein Empfänger 840 weist zwei Empfangsantennen 8451 und 8452, einen RX-MIMO-Prozessor 843 sowie einen Decodierer 842 auf. Es wird darauf hingewiesen, dass die Anzahl der Sendeantennen und die Anzahl der Empfangsantennen jeweils größer als zwei sein kann. Hier wird zur einfacheren Erläuterung ein Beispiel illustriert, bei dem es von jeder Sorte zwei Antennen gibt. Allgemein erhöht sich die Kanalkapazität eines MIMO-Kommunikationssystems proportional zu der Anzahl der Sendeantennen oder der Empfangsantennen; je nachdem, welche geringer ist.
Nach dem Empfang eines Signals aus der Datensignalquelle 831 codiert der Sender 830 das Signal an dem Codierer 832 in der Weise, dass das Signal zum Senden bereit ist. Das codierte Signal wird durch den TX-MIMO-Prozessor 833 zwischen den zwei Sendeantennen 8351 und 8352 verteilt.
In einem Verarbeitungsverfahren gemäß einem Beispiel des MIMO-Verfahrens teilt der TX-MIMO-Prozessor 833 eine Sequenz codierter Signale in zwei, d.h. so viele, wie es Sendeantennen 8352 gibt, und schickt sie parallel an die Sendeantennen 8351 und 8352. Die Sendeantennen 8351 und 8352 strahlen jeweils Funkwellen ab, die Informationen der geteilten Signalsequenzen enthalten. Wenn N Sendeantennen vorhanden sind, wird die Signalsequenz in N geteilt. Die abgestrahlten Funkwellen werden durch die zwei Empfangsantennen 8451 und 8452 gleichzeitig empfangen. Anders ausgedrückt: In den Funkwellen, die durch jede der Empfangsantennen 8451 und 8452 empfangen werden, sind die zwei Signale, die zur Zeit des Sendens geteilt wurden, gemischt enthalten. Die Separierung zwischen diesen gemischten Signalen wird durch den RX-MIMO-Prozessor 843 erreicht.
Die zwei gemischten Signale können separiert werden, indem beispielsweise die Phasendifferenzen zwischen den Funkwellen beachtet werden. Eine Phasendifferenz zwischen zwei Funkwellen bei einem Empfang der aus der Sendeantenne 8351 eingetroffenen Funkwellen durch die Empfangsantennen 8451 und 8452 unterscheidet sich von einer Phasendifferenz zwischen zwei Funkwellen bei einem Empfang der aus der Sendeantenne 8352 eingetroffenen Funkwellen durch die Empfangsantennen 8451 und 8452. Das bedeutet: Die Phasendifferenz zwischen Empfangsantennen differiert abhängig von dem Sende-/Empfangsweg. Sofern das räumliche Verhältnis zwischen einer Sendeantenne und einer Empfangsantenne nicht verändert wird, bleibt zudem die Phasendifferenz dazwischen unverändert. Auf Basis einer Korrelation zwischen Empfangssignalen, die durch die zwei Empfangsantennen empfangen werden, verschoben um eine Phasendifferenz, die durch den Sende-/Empfangsweg bestimmt ist, ist es daher möglich, jedes Signal zu extrahieren, das auf diesem Sende-/Empfangsweg empfangen wird. Der RX-MIMO-Prozessor 843 kann die zwei Signalsequenzen aus dem Empfangssignal z.B. durch dieses Verfahren separieren, wodurch die Signalsequenz vor der Teilung wiederhergestellt wird. Die wiederhergestellte Signalsequenz ist noch codiert und wird daher an den Decodierer 842 geschickt, um dort zu dem ursprünglichen Signal wiederhergestellt zu werden. Das wiederhergestellte Signal wird an die Datensenke 841 geschickt.
Obwohl das MIMO-Kommunikationssystem 800C in diesem Beispiel ein digitales Signal sendet oder empfängt, kann auch ein MIMO-Kommunikationssystem realisiert werden, das ein analoges Signal sendet oder empfängt. In diesem Fall sind zusätzlich zu der Konstruktion aus 42 ein Analog-Digital-Wandler und ein Digital-Analog-Wandler vorgesehen, wie sie mit Bezug auf 40 beschrieben wurden. Es wird darauf hingewiesen, dass die Informationen, die zum Unterscheiden zwischen Signalen aus unterschiedlichen Sendeantennen verwendbar sind, nicht auf Phasendifferenzinformationen beschränkt sind. Allgemein ausgedrückt, kann für eine andere Kombination aus Sendeantenne und Empfangsantenne die empfangene Funkwelle nicht nur bezüglich der Phase, sondern auch bezüglich Streuung, Schwund und anderer Bedingungen abweichen. Diese werden gemeinsam als CSI (Kanalzustandsinformationen) bezeichnet. CSI sind in einem System, das MIMO nutzt, zur Unterscheidung zwischen unterschiedlichen Sende-/Empfangswegen nutzbar.
Es wird darauf hingewiesen, dass es keine wesentliche Bedingung ist, dass die Vielzahl von Sendeantennen Sendewellen abstrahlt, die jeweils unabhängige Signale enthalten. Solange ein Separieren auf der Seite der Empfangsantenne möglich ist, kann jede Sendeantenne eine Funkwelle abstrahlen, die eine Vielzahl von Signalen enthält. Zudem kann auf der Seite der Sendeantenne Strahlformung durchgeführt werden, während eine Sendewelle, die ein einzelnes Signal enthält, als eine synthetische Welle der Funkwellen aus den jeweiligen Sendeantennen an der Empfangsantenne geformt werden kann. Auch in diesem Fall ist jede Sendeantenne zum Abstrahlen einer Funkwelle angepasst, die eine Vielzahl von Signalen enthält.
Wie im ersten und zweiten Beispiel können auch in diesem dritten Beispiel verschiedene Verfahren wie etwa CDM, FDM, TDM und OFDM als Verfahren zur Signalcodierung verwendet werden.
In einem Kommunikationssystem kann eine Leiterplatte, die einen integrierten Schaltkreis implementiert (als Signalverarbeitungsschaltung oder Kommunikationsschaltung bezeichnet), zum Verarbeiten von Signalen als eine Schicht auf die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung gestapelt sein. Da die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung so strukturiert ist, dass plattenartige leitende Bauglieder darin schichtartig angeordnet sind, ist es einfach, außerdem eine Leiterplatte auf dieselben zu stapeln. Durch Verwendung einer solchen Anordnung können ein Sender und ein Empfänger mit kleinerem Volumen als in dem Fall realisiert werden, in dem ein Hohlwellenleiter oder dergleichen eingesetzt wird.
Im ersten bis dritten Beispiel des Kommunikationssystems, wie oben beschrieben, ist jedes Element eines Senders oder eines Empfängers, z.B. ein Analog-Digital-Wandler, ein Digital-Analog-Wandler, ein Codierer, ein Decodierer, ein Modulator, ein Demodulator, ein TX-MI-MO-Prozessor oder ein RX-MIMO-Prozessor in 40, 41 und 42 als ein unabhängiges Element illustriert; jedoch brauchen dieselben nicht getrennt zu sein. Beispielsweise können diese Elemente alle durch einen einzigen integrierten Schaltkreis implementiert sein. Alternativ können einige dieser Elemente kombiniert sein, um durch einen einzigen integrierten Schaltkreis implementiert zu sein. Beide Fälle gelten als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, solange die Funktionen, die in der vorliegenden Offenbarung beschrieben wurden, dadurch realisiert werden.
Das vorgenannte Bordradarsystem ist nur ein Beispiel. Die oben beschriebene Array-Antenne ist auf jedem technischen Gebiet anwendbar, auf dem eine Antenne zum Einsatz kommt.
Somit umfasst die vorliegende Offenbarung die folgenden Vorrichtungen und Systeme.
[Punkt 1]
Ein Wellenleitervorrichtungsmodul, umfassend:

eine Wellenleitervorrichtung, die ein elektrisch leitendes Bauglied mit einer elektrisch leitenden Oberfläche, ein Wellenleiterbauglied, das sich neben der elektrisch leitenden Oberfläche erstreckt und eine elektrisch leitende Wellenleiterfläche hat, und einen künstlichen magnetischen Leiter, der sich auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds erstreckt, aufweist; und
eine Leiterplatte mit einem elektrisch leitenden Leitungsmuster darauf, wobei die Wellenleitervorrichtung einen ersten Wellenleiter hat, der zwischen dem elektrisch leitenden Bauglied und dem Wellenleiterbauglied bestimmt ist;
das elektrisch leitende Bauglied
eine Leiterfläche gegenüber der elektrisch leitenden Oberfläche, wobei die Leiterfläche zwischen sich und dem Leitungsmuster einen zweiten Wellenleiter bestimmt, und einen Hohlwellenleiter, der sich von der elektrisch leitenden Oberfläche durch die Leiterfläche erstreckt, aufweist, wobei der Hohlwellenleiter den ersten Wellenleiter und den zweiten Wellenleiter miteinander verbindet;
das Leitungsmuster der Leiterplatte
ein Stammmuster mit einem zu einer Apertur des Hohlwellenleiters entgegengesetzten Abschnitt und
ein erstes Zweigmuster und ein zweites Zweigmuster, die von dem Stammmuster abzweigen, aufweist, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster zu der Leiterfläche entgegengesetzt sind;
der zweite Wellenleiter einen Hauptwellenleiter zwischen dem Stammmuster und der Leiterfläche, einen ersten Zweigwellenleiter zwischen dem ersten Zweigmuster und der Leiterfläche und einen zweiten Zweigwellenleiter zwischen dem zweiten Zweigmuster und der Leiterfläche aufweist; und,
wenn Enden des ersten Zweigmusters und des zweiten Zweigmusters jeweils mit ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüssen eines integrierten Mikrowellenschaltungselements verbunden sind und eine erste elektromagnetische Welle und eine zweite elektromagnetische Welle mit gleicher Frequenz sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter und den zweiten Zweigwellenleiter ausbreiten,
der erste Zweigwellenleiter und der zweite Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während derAusbreitung durch den ersten Zweigwellenleiter und einer Phasenvariation der zweiten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von 90 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.

[Punkt 2]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 1, wobei der erste Zweigwellenleiter und der zweite Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den ersten Zweigwellenleiter und einer Phasenvariation der zweiten elektromagnetischen Welle während derAusbreitung durch den zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von 60 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
[Punkt 3]
Die Wellenleitervorrichtung gemäß Punkt 1, wobei
die erste elektromagnetische Welle und die zweite elektromagnetische Welle jeweils eine Wellenlänge von g haben und
eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/4) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
[Punkt 4]
Die Wellenleitervorrichtung gemäß Punkt 2, wobei
die erste elektromagnetische Welle und die zweite elektromagnetische Welle jeweils eine Wellenlänge von g haben und
eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/6) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
[Punkt 5]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 1 oder 3, wobei eine Phase der ersten elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, und eine Phase der zweiten elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, angeglichen sind.
[Punkt 6]
Die Wellenleitervorrichtung gemäß einem der Punkte 1 bis 4, wobei
das erste Zweigmuster mit einem ersten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein Signalanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist; und
das zweite Zweigmuster mit einem zweiten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein Erdanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist.
[Punkt 7]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 1 bis 4, wobei die ersten und zweiten Zweigmuster jeweils mit einem ersten Antennen-I/O-Anschluss und einem zweiten Antennen-I/O-Anschluss verbunden sind, die Signalanschlüsse des integrierten Mikrowellenschaltungselements sind.
[Punkt 8]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 6 oder 7, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster von einer gleichen Position auf dem Stammmuster abzweigen.
[Punkt 9]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 6 bis 8, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster sich in der Länge unterscheiden.
[Punkt 10]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 9, wobei eines von dem ersten Zweigmuster und dem zweiten Zweigmusters eine Vielzahl von Biegungen hat.
[Punkt 11]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 10, wobei ein anderes von dem ersten Zweigmuster und dem zweiten Zweigmuster eine lineare Form hat.
[Punkt 12]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 1 bis 11, wobei der zweite Wellenleiter ein Hängende-Streifenleitung-Wellenleiter ist, bei dem die Leiterfläche und das Leitungsmuster über eine Luftschicht zueinander entgegengesetzt sind.
[Punkt 13]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 1 bis 12, wobei eine Querschnittsform des Hohlwellenleiters entlang einer angenommenen Ebene, die zu einer Richtung senkrecht ist, in welcher der Hohlwellenleiter sich erstreckt, eine I-Form hat oder eine H-Form mit einem Paar vertikalerAbschnitte und einem lateralen Abschnitt hat, der zwischen dem Paar vertikalerAbschnitte verbindet.
[Punkt 14]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 6, wobei
der erste Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ein Signalanschluss ist, an den ein aktives Signal anzulegen ist, und derzweite Antennen-I/O-Anschluss ein Erdanschluss ist;
das aktive Signal, das aus dem ersten Antennen-I/O-Anschluss ausgegeben ist, an das erste Zweigmuster angelegt ist und
ein Signal, das in dem zweiten Antennen-I/O-Anschluss in Antwort auf das aktive Signal induziert ist, wobei das Signal relativ zu dem aktiven Signal eine entgegengesetzte Phase hat, an das zweite Zweigmuster angelegt ist.
[Punkt 15]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 7, wobei
der erste Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ein Signalanschluss ist, an den ein aktives erstes Signal anzulegen ist, und der zweite Antennen-I/O-Anschluss ein Signalanschluss ist, an den ein aktives zweites Signal anzulegen ist, wobei das aktive zweite Signal eine gleiche Amplitude wie das an den ersten Antennen-I/O-Anschluss angelegte aktive erste Signal, jedoch eine umgekehrte Polarität hat;
das erste Signal, das aus dem ersten Antennen-I/O-Anschluss ausgegeben ist, an das erste Zweigmuster angelegt ist und
das zweite Signal, das aus dem zweiten Antennen-I/O-Anschluss ausgegeben ist, an das zweite Zweigmuster angelegt ist.
[Punkt 16]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 1, wobei
das Leitungsmuster ferner ein drittes Zweigmuster aufweist, das zu der Leiterfläche entgegengesetzt ist und von dem Stammmuster abzweigt, um mit einem dritten Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements verbunden zu sein;
der zweite Wellenleiter ferner einen dritten Zweigwellenleiter aufweist, der zwischen dem dritten Zweigmuster und der Leiterfläche bestimmt ist; und,
wenn ein Ende des dritten Zweigmusters mit dem dritten Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements verbunden ist und eine dritte elektromagnetische Welle der gleichen Frequenz wie die erste elektromagnetische Welle und die zweite elektromagnetische Welle sich durch den dritten Zweigwellenleiter ausbreitet,
der erste Zweigwellenleiter und der dritte Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von einem Ende des ersten Zweigwellenleiters zu einem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter und einer Phasenvariation der dritten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von einem Ende des dritten Zweigwellenleiters zu einem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter innerhalb von 90 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
[Punkt 17]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 16, wobei der erste Zweigwellenleiter und der dritte Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von dem Ende des ersten Zweigwellenleiters zu dem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter und einer Phasenvariation der dritten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von dem Ende des dritten Zweigwellenleiters zu dem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter innerhalb von 60 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
[Punkt 18]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 16, wobei
die erste elektromagnetische Welle, die zweite elektromagnetische Welle und die dritte elektromagnetische Welle jeweils eine Wellenlänge von g haben;
eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/4) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt und
eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem dritten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/4) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
[Punkt 19]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 18, wobei
d Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/6) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt und
die Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem dritten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/6) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
[Punkt 20]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 16 bis 19, wobei eine Phase der ersten elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, eine Phase der zweiten elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, und eine Phase der dritten elektromagnetischen Welle, die sich durch den dritten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, angeglichen sind.
[Punkt 21]
Die Wellenleitervorrichtung gemäß einem der Punkte 16 bis 19, wobei
das erste Zweigmuster mit einem ersten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein Signalanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist;
das zweite Zweigmuster mit einem zweiten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein erster Erdanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist; und das dritte Zweigmuster mit einem dritten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein zweiter Erdanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist.
[Punkt 22]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 21, wobei das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster von einer gleichen Position auf dem Stammmuster abzweigen.
[Punkt 23]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 21 oder 22, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster sich in der Länge unterscheiden und das erste Zweigmuster und das dritte Zweigmuster sich in der Länge unterscheiden.
[Punkt 24]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 23, wobei mindestens entweder das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster oder das dritte Zweigmuster eine Vielzahl von Biegungen hat.
[Punkt 25]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 22 oder 23, wobei das erste Zweigmuster eine lineare Form hat.
[Punkt 26]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 23 bis 25, wobei das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster in Bezug auf das erste Zweigmuster eine symmetrische Form haben.
[Punkt 27]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß Punkt 25 oder 26, wobei
das Stammmuster eine lineare Form hat und
das Stammmuster und das erste Zweigmuster auf einer gleichen Geraden liegen.
[Punkt 28]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 16 bis 27, wobei der zweite Wellenleiter ein Hängende-Streifenleitung-Wellenleiter ist, bei dem die Leiterfläche und das Leitungsmuster über eine Luftschicht zueinander entgegengesetzt sind.
[Punkt 29]
Das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 16 bis 28, wobei eine Querschnittsform des Hohlwellenleiters entlang einer angenommenen Ebene, die zu einer Richtung senkrecht ist, in welcher der Hohlwellenleiter sich erstreckt, eine I-Form hat oder eine H-Form mit einem Paar vertikalerAbschnitte und einem lateralen Abschnitt hat, der zwischen dem Paar vertikalerAbschnitte verbindet.
[Punkt 30]
Ein Mikrowellenmodul, umfassend:
das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 1 bis 15 und
ein integriertes Mikrowellenschaltungselement, das erste und zweite Antennen-I/O-Anschlüsse aufweist, die jeweils mit dem ersten Zweigmuster und dem zweiten Zweigmuster verbunden sind.
[Punkt 31]
Das Mikrowellenmodul gemäß Punkt30, wobei die ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer Fläche der Leiterplatte entgegengesetzt sind, auf der das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster angeordnet sind.
[Punkt 32]
Das Mirowellenmodul gemäß Punkt 30, wobei
die ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer anderen Fläche der Leiterplatte entgegengesetzt sind, die einer Fläche gegenüberliegt, auf der das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster angeordnet sind; und die Leiterplatte ein Loch hat, welches das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster und die andere Fläche elektrisch verbindet, wobei das Loch eine galvanisch beschichtete innere Oberfläche hat oder mit einem elektrisch leitenden Material gefüllt ist.
[Punkt 33]
Das Mikrowellenmodul gemäß einem der Punkte 30 bis 32, das ferner einen künstlichen magnetischen Leiter auf einer Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber einer Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
[Punkt 34]
Das Mikrowellenmodul gemäß Punkt 33, das ferner ein elektrisch isolierendes Harz zwischen dem integrierten Mikrowellenschaltungselement und dem künstlichen magnetischen Leiter auf der Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber der Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
[Punkt 35]
Das Mikrowellenmodul gemäß Punkt 34, wobei das integrierte Mikrowellenschaltungselement und der weitere künstliche magnetische Leiter, die auf der Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements angeordnet sind, welche zu der Seite entgegengesetzt ist, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, mit dem elektrisch isolierenden Harz in Kontakt stehen.
[Punkt 36]
Ein Mikrowellenmodul, umfassend:

das Wellenleitervorrichtungsmodul gemäß einem der Punkte 16 bis 29 und
ein integriertes Mikrowellenschaltungselement, das einen ersten, einen zweiten und einen dritten Antennen-I/O-Anschluss aufweist, die jeweils mit dem ersten Zweigmuster, dem zweiten Zweigmuster und dem dritten Zweigmuster verbunden sind.

[Punkt 37]
Das Mikrowellenmodul gemäß Punkt 36, wobei der erste, der zweite und der dritte Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer Fläche der Leiterplatte entgegengesetzt sind, auf der das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster angeordnet sind.
[Punkt 38]
Das Mirowellenmodul gemäß Punkt 36, wobei
der erste, der zweite und der dritte Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer anderen Fläche der Leiterplatte gegenüber einer Fläche, auf der das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster angeordnet sind, entgegengesetzt sind und
die Leiterplatte ein Loch hat, welches das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster und die andere Fläche elektrisch verbindet, wobei das Loch eine galvanisch beschichtete innere Oberfläche hat oder mit einem elektrisch leitenden Material gefüllt ist.
[Punkt 39]
Das Mikrowellenmodul gemäß einem der Punkte 36 bis 38, das ferner einen künstlichen magnetischen Leiter auf einer Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber einer Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
[Punkt 40]
Das Mikrowellenmodul gemäß Punkt 39, das ferner ein elektrisch isolierendes Harz zwischen dem integrierten Mikrowellenschaltungselement und dem künstlichen magnetischen Leiter auf der Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber der Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
[Punkt 41]
Das Mikrowellenmodul gemäß Punkt 40, wobei das integrierte Mikrowellenschaltungselement und der weitere künstliche magnetische Leiter, die auf der gegenüberliegenden Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements von der Seite angeordnet sind, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, mit dem elektrisch isolierenden Harz in Kontakt stehen.
[Punkt 42]
Eine Radarvorrichtung, umfassend:
das Mikrowellenmodul gemäß einem der Punkte 30 bis 41 und
ein Abstrahlelement, das mit der Wellenleitervorrichtung des Mikrowellenmoduls verbunden ist.
[Punkt 43]
Ein Radarsystem, umfassend:
die Radarvorrichtung gemäß Punkt42 und
eine Signalverarbeitungsschaltung, die mit dem Mikrowellenmodul der Radarvorrichtung verbunden ist.
[Punkt 44]
Eine Drahtlos-Kommunikationsvorrichtung, umfassend:
das Mikrowellenmodul gemäß einem der Punkte 30 bis 41 und
ein Abstrahlelement, das mit der Wellenleitervorrichtung des Mikrowellenmoduls verbunden ist, wobei
das integrierte Mikrowellenschaltungselement des Mikrowellenmoduls ein Signal zur Verwendung in der drahtlosen Kommunikation generiert.
Ein Wellenleitervorrichtungsmodul und eine Mikrowellenmodul gemäß der vorliegenden Offenbarung sind auf jedem technischen Gebiet anwendbar, auf dem elektromagnetische Wellen auszubreiten sind. Beispielsweise stehen sie für verschiedene Anwendungen zur Verfügung, bei denen Senden/Empfang von elektromagnetischen Wellen des Gigahertz-Bands oder des Terahertz-Bands durchgeführt werden. Insbesondere werden sie geeigneterweise z.B. in Bordradarsystemen, Überwachungssystemen verschiedener Art, Innenpositionierungssystemen und Drahtlos-Kommunikationssystemen verwendet, wo eine Größenverringerung erwünscht ist.
Die vorliegende Anmeldung basiert auf der japanischen Patentanmeldung Nr. 2017-129543 , eingereicht am 30. Juni 2017, deren gesamter Inhalt hiermit durch Verweis aufgenommen wird.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2010141691 [0005]
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US 7355524 [0347]
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US 8614640 [0348]
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JP 2017 [0500]

Claims

Wellenleitervorrichtungsmodul, umfassend: eine Wellenleitervorrichtung, die ein elektrisch leitendes Bauglied mit einer elektrisch leitenden Oberfläche, ein Wellenleiterbauglied, das sich neben der elektrisch leitenden Oberfläche erstreckt und eine elektrisch leitende Wellenleiterfläche hat, und einen künstlichen magnetischen Leiter, der sich auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds erstreckt, aufweist; und eine Leiterplatte mit einem elektrisch leitenden Leitungsmuster darauf, wobei die Wellenleitervorrichtung einen ersten Wellenleiter hat, der zwischen dem elektrisch leitenden Bauglied und dem Wellenleiterbauglied bestimmt ist; das elektrisch leitende Bauglied eine Leiterfläche gegenüber der elektrisch leitenden Oberfläche, wobei die Leiterfläche zwischen sich und dem Leitungsmuster einen zweiten Wellenleiter bestimmt, und einen Hohlwellenleiter, der sich von der elektrisch leitenden Oberfläche durch die Leiterfläche erstreckt, aufweist, wobei der Hohlwellenleiter den ersten Wellenleiter und den zweiten Wellenleiter miteinander verbindet; das Leitungsmuster der Leiterplatte ein Stammmuster mit einem zu einer Apertur des Hohlwellenleiters entgegengesetzten Abschnitt und ein erstes Zweigmuster und ein zweites Zweigmuster, die von dem Stammmuster abzweigen, aufweist, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster zu der Leiterfläche entgegengesetzt sind; der zweite Wellenleiter einen Hauptwellenleiter zwischen dem Stammmuster und der Leiterfläche, einen ersten Zweigwellenleiter zwischen dem ersten Zweigmuster und der Leiterfläche und einen zweiten Zweigwellenleiter zwischen dem zweiten Zweigmuster und der Leiterfläche aufweist; und, wenn Enden des ersten Zweigmusters und des zweiten Zweigmusters jeweils mit ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüssen eines integrierten Mikrowellenschaltungselements verbunden sind und eine erste elektromagnetische Welle und eine zweite elektromagnetische Welle mit gleicher Frequenz sich jeweils durch den ersten Zweigwellenleiter und den zweiten Zweigwellenleiter ausbreiten, der erste Zweigwellenleiter und der zweite Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den ersten Zweigwellenleiter und einer Phasenvariation der zweiten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von 90 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 1, wobei der erste Zweigwellenleiter und der zweite Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den ersten Zweigwellenleiter und einer Phasenvariation der zweiten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung durch den zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von 60 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 1, wobei die erste elektromagnetische Welle und die zweite elektromagnetische Welle jeweils eine Wellenlänge von g haben und eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/4) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 2, wobei die erste elektromagnetische Welle und die zweite elektromagnetische Welle jeweils eine Wellenlänge von g haben und eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/6) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 1 oder 3, wobei eine Phase der ersten elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, und eine Phase der zweiten elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, angeglichen sind.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das erste Zweigmuster mit einem ersten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein Signalanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist; und das zweite Zweigmuster mit einem zweiten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein Erdanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die ersten und zweiten Zweigmuster jeweils mit einem ersten Antennen-I/O-Anschluss und einem zweiten Antennen-I/O-Anschluss verbunden sind, die Signalanschlüsse des integrierten Mikrowellenschaltungselements sind.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 6 oder 7, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster von einer gleichen Position auf dem Stammmuster abzweigen.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster sich in der Länge unterscheiden.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 9, wobei eines von dem ersten Zweigmuster und dem zweiten Zweigmusters eine Vielzahl von Biegungen hat.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 10, wobei ein anderes von dem ersten Zweigmuster und dem zweiten Zweigmuster eine lineare Form hat.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der zweite Wellenleiter ein Hängende-Streifenleitung-Wellenleiter ist, bei dem die Leiterfläche und das Leitungsmuster über eine Luftschicht zueinander entgegengesetzt sind.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei eine Querschnittsform des Hohlwellenleiters entlang einer angenommenen Ebene, die zu einer Richtung senkrecht ist, in welcher der Hohlwellenleiter sich erstreckt, eine I-Form hat oder eine H-Form mit einem Paar vertikaler Abschnitte und einem lateralen Abschnitt hat, der zwischen dem Paar vertikaler Abschnitte verbindet.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 6, wobei der erste Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ein Signalanschluss ist, an den ein aktives Signal anzulegen ist, und der zweite Antennen-I/O-Anschluss ein Erdanschluss ist; das aktive Signal, das aus dem ersten Antennen-I/O-Anschluss ausgegeben ist, an das erste Zweigmuster angelegt ist und ein Signal, das in dem zweiten Antennen-I/O-Anschluss in Antwort auf das aktive Signal induziert ist, wobei das Signal relativ zu dem aktiven Signal eine entgegengesetzte Phase hat, an das zweite Zweigmuster angelegt ist.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 7, wobei der erste Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ein Signalanschluss ist, an den ein aktives erstes Signal anzulegen ist, und der zweite Antennen-I/O-Anschluss ein Signalanschluss ist, an den ein aktives zweites Signal anzulegen ist, wobei das aktive zweite Signal eine gleiche Amplitude wie das an den ersten Antennen-I/O-Anschluss angelegte aktive erste Signal, jedoch eine umgekehrte Polarität hat; das erste Signal, das aus dem ersten Antennen-I/O-Anschluss ausgegeben ist, an das erste Zweigmuster angelegt ist und das zweite Signal, das aus dem zweiten Antennen-I/O-Anschluss ausgegeben ist, an das zweite Zweigmuster angelegt ist.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 1, wobei das Leitungsmuster ferner ein drittes Zweigmuster aufweist, das zu der Leiterfläche entgegengesetzt ist und von dem Stammmuster abzweigt, um mit einem dritten Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements verbunden zu sein; der zweite Wellenleiter ferner einen dritten Zweigwellenleiter aufweist, der zwischen dem dritten Zweigmuster und der Leiterfläche bestimmt ist; und, wenn ein Ende des dritten Zweigmusters mit dem dritten Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements verbunden ist und eine dritte elektromagnetische Welle der gleichen Frequenz wie die erste elektromagnetische Welle und die zweite elektromagnetische Welle sich durch den dritten Zweigwellenleiter ausbreitet, der erste Zweigwellenleiter und der dritte Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von einem Ende des ersten Zweigwellenleiters zu einem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter und einer Phasenvariation der dritten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von einem Ende des dritten Zweigwellenleiters zu einem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter innerhalb von 90 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 16, wobei der erste Zweigwellenleiter und der dritte Zweigwellenleiter in einer solchen Beziehung stehen, dass eine Differenz zwischen einer Phasenvariation der ersten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von dem Ende des ersten Zweigwellenleiters zu dem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter und einer Phasenvariation der dritten elektromagnetischen Welle während der Ausbreitung von dem Ende des dritten Zweigwellenleiters zu dem Verbindungspunkt mit dem Hauptwellenleiter innerhalb von 60 Grad von einem ungeraden Vielfachen von 180 Grad liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 16, wobei die erste elektromagnetische Welle, die zweite elektromagnetische Welle und die dritte elektromagnetische Welle jeweils eine Wellenlänge von g haben; eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/4) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt und eine Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem dritten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/4) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 18, wobei die Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem zweiten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/6) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt und die Längendifferenz zwischen dem ersten Zweigwellenleiter und dem dritten Zweigwellenleiter innerhalb von (g/6) von einem ungeraden Vielfachen von (g/2) liegt.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei eine Phase der ersten elektromagnetischen Welle, die sich durch den ersten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, eine Phase der zweiten elektromagnetischen Welle, die sich durch den zweiten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, und eine Phase der dritten elektromagnetischen Welle, die sich durch den dritten Zweigwellenleiter ausgebreitet hat, um an den Hauptwellenleiter gekoppelt zu sein, angeglichen sind.
Die Wellenleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei das erste Zweigmuster mit einem ersten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein Signalanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist; das zweite Zweigmuster mit einem zweiten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein erster Erdanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist; und das dritte Zweigmuster mit einem dritten Antennen-I/O-Anschluss verbunden ist, der ein zweiter Erdanschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements ist.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 21, wobei das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster von einer gleichen Position auf dem Stammmuster abzweigen.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 21 oder 22, wobei das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster sich in der Länge unterscheiden und das erste Zweigmuster und das dritte Zweigmustersich in der Länge unterscheiden.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 23, wobei mindestens entweder das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster oder das dritte Zweigmuster eine Vielzahl von Biegungen hat.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 22 oder 23, wobei das erste Zweigmuster eine lineare Form hat.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 23 bis 25, wobei das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster in Bezug auf das erste Zweigmuster eine symmetrische Form haben.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach Anspruch 25 oder 26, wobei das Stammmuster eine lineare Form hat und das Stammmuster und das erste Zweigmuster auf einer gleichen Geraden liegen.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 16 bis 27, wobei der zweite Wellenleiter ein Hängende-Streifenleitung-Wellenleiter ist, bei dem die Leiterfläche und das Leitungsmuster über eine Luftschicht zueinander entgegengesetzt sind.
Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 16 bis 28, wobei eine Querschnittsform des Hohlwellenleiters entlang einer angenommenen Ebene, die zu einer Richtung senkrecht ist, in welcher der Hohlwellenleiter sich erstreckt, eine I-Form hat oder eine H-Form mit einem Paar vertikaler Abschnitte und einem lateralen Abschnitt hat, der zwischen dem Paar vertikaler Abschnitte verbindet.
Mikrowellenmodul, umfassend: das Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 15 und ein integriertes Mikrowellenschaltungselement, das erste und zweite Antennen-I/O-Anschlüsse aufweist, die jeweils mit dem ersten Zweigmuster und dem zweiten Zweigmuster verbunden sind.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 30, wobei die ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer Fläche der Leiterplatte entgegengesetzt sind, auf der das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster angeordnet sind.
Mirowellenmodul nach Anspruch 30, wobei die ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer anderen Fläche der Leiterplatte entgegengesetzt sind, die einer Fläche gegenüberliegt, auf der das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster angeordnet sind; und die Leiterplatte ein Loch hat, welches das erste Zweigmuster und das zweite Zweigmuster und die andere Fläche elektrisch verbindet, wobei das Loch eine galvanisch beschichtete innere Oberfläche hat oder mit einem elektrisch leitenden Material gefüllt ist.
Mikrowellenmodul nach einem der Ansprüche 30 bis 32, das ferner einen künstlichen magnetischen Leiter auf einer Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber einer Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 33, das ferner ein elektrisch isolierendes Harz zwischen dem integrierten Mikrowellenschaltungselement und dem künstlichen magnetischen Leiter auf der Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber der Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 34, wobei das integrierte Mikrowellenschaltungselement und der weitere künstliche magnetische Leiter, die auf der gegenüberliegenden Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements von der Seite angeordnet sind, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, mit dem elektrisch isolierenden Harz in Kontakt stehen.
Mikrowellenmodul, umfassend: das Wellenleitervorrichtungsmodul nach einem der Ansprüche 16 bis 29 und ein integriertes Mikrowellenschaltungselement, das einen ersten, einen zweiten und einen dritten Antennen-I/O-Anschluss aufweist, die jeweils mit dem ersten Zweigmuster, dem zweiten Zweigmuster und dem dritten Zweigmuster verbunden sind.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 36, wobei der erste, der zweite und der dritte Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer Fläche der Leiterplatte entgegengesetzt sind, auf der das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster angeordnet sind.
Mirowellenmodul nach Anspruch 36, wobei der erste, der zweite und der dritte Antennen-I/O-Anschluss des integrierten Mikrowellenschaltungselements zu einer anderen Fläche der Leiterplatte gegenüber einer Fläche, auf der das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster angeordnet sind, entgegengesetzt sind und die Leiterplatte ein Loch hat, welches das erste Zweigmuster, das zweite Zweigmuster und das dritte Zweigmuster und die andere Fläche elektrisch verbindet, wobei das Loch eine galvanisch beschichtete innere Oberfläche hat oder mit einem elektrisch leitenden Material gefüllt ist.
Mikrowellenmodul nach einem der Ansprüche 36 bis 38, das ferner einen künstlichen magnetischen Leiter auf einer Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber einer Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 39, das ferner ein elektrisch isolierendes Harz zwischen dem integrierten Mikrowellenschaltungselement und dem künstlichen magnetischen Leiter auf der Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements gegenüber der Seite, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, umfasst.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 40, wobei das integrierte Mikrowellenschaltungselement und der weitere künstliche magnetische Leiter, die auf der gegenüberliegenden Seite des integrierten Mikrowellenschaltungselements von der Seite angeordnet sind, auf der die Wellenleitervorrichtung angeordnet ist, mit dem elektrisch isolierenden Harz in Kontakt stehen.