DE102018106031A1

DE102018106031A1 - Transistor mit integriertem Aktivschutz

Info

Publication number: DE102018106031A1
Application number: DE102018106031.9A
Authority: DE
Inventors: Peter Bredemeier; Jorge Cerezo; Thomas Kimmer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2017-03-16
Filing date: 2018-03-15
Publication date: 2019-01-24
Also published as: CN108633118B; US11388784B2; US10728960B2; CN108633118A; US20200337122A1; US20180270913A1

Abstract

Gemäß einer Ausgestaltung enthält ein Verfahren zum Betreiben eines Transistors: Ein- und Ausschalten des Transistors basierend auf einem Steuersignal; Überwachen einer Spannung eines Kollektorknotens des Transistors; Detektieren, ob die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über einem ersten Schwellenwert liegt; und Regeln einer Spannung über einem Lastpfad des Transistors auf eine erste Zielspannung nach dem Detektieren, dass die Spannung des Kollektorknotens über dem ersten Schwellenwert liegt.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine elektronische Schaltung und, in bestimmten Ausgestaltungen, einen Transistor mit integriertem Aktivschutz.
Transistoreinrichtungen werden in einer Vielfalt verschiedener Anwendungen wie beispielsweise Industrie-, Automobil- oder Verbraucheranwendungen weithin als elektronische Schalter eingesetzt. Jene Anwendungen können, um einige zu nennen, Leistungswandlungs-, Motorantriebs-, Induktionsheizungs- oder Beleuchtungs-Anwendungen umfassen. Bei vielen dieser Anwendungen schaltet ein Treiber die Transistoreinrichtung basierend auf einem PWM-(pulsweitenmodulierten)-Signal ein und aus. Eine Frequenz dieses PWM-Signals kann von der Art der Anwendung und/oder dem Betriebszustand der betreffenden Anwendung abhängen. Zum Beispiel kann eine Frequenz des PWM-Signals bei Heizungsanwendungen, bei denen die Transistoreinrichtung verwendet werden kann, um einen Heizwiderstand anzusteuern, im Bereich von einigen zehn Hz liegen; bei Beleuchtungsanwendungen, bei denen die Transistoreinrichtung verwendet werden kann, um eine Leuchte wie beispielsweise eine Leuchtdiode (LED) anzusteuern, kann eine Frequenz des PWM-Signals mehrere hundert Hz betragen; bei Automotive-Anwendungen, bei denen die Transistoreinrichtung verwendet werden kann, um ein Magnetventil anzusteuern, kann eine Frequenz des PWM-Signals mehrere Kilohertz (kHz) betragen; bei Motorantriebs-Anwendungen, bei denen die Transistoreinrichtung verwendet werden kann, um einen DC-Bürstenmotor anzusteuern, kann eine Frequenz des PWM-Signals mehrere zehn kHz betragen; und bei Leistungswandlungs-Anwendungen, bei denen die Transistoreinrichtung verwendet werden kann, um eine induktive Last (Drossel) anzusteuern, kann eine Frequenz des PWM-Signals mehrere zehn kHz bis zu mehrere hundert kHz betragen.
Transistoreinrichtungen können mit unterschiedlichen Technologien implementiert werden. Da jede Transistortechnologie im Allgemeinen einen anderen Kompromiss zwischen verschiedenen Leistungsmaßen, Größe und Kosten bietet, kann die Auswahl des Transistortyps wichtig sein. Zum Beispiel sind Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs) im Allgemeinen für einen hohen Wirkungsgrad und Schalten optimiert. IGBTs sind im Allgemeinen auch dazu in der Lage, bei sehr hohen Spannungen mit Durchbruchsspannungen, die 1 kV, 1,2 kV oder höher erreichen, zu arbeiten.
Eine Technologie wie beispielsweise IGBT kann für Anwendungen wie beispielsweise Induktionsheiz-(IH)-Kocher geeignet sein. IH-Kocher sind teilweise wegen ihres hohen Energiewirkungsgrads sehr beliebt. Um einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen, können IH-Kocher aufgrund der Weichschaltverluste und des geringeren EMI-Spektrums Resonanzwandlertopologien verwenden.
Gemäß einer Ausgestaltung beinhaltet ein Verfahren zum Betreiben eines Transistors: Ein- und Ausschalten des Transistors basierend auf einem Steuersignal; Überwachen einer Spannung eines Kollektorknotens des Transistors; Detektieren, ob die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über einem ersten Schwellenwert liegt; und Regeln einer Spannung über einem Lastpfad des Transistors auf eine erste Zielspannung nach dem Detektieren, dass die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über dem ersten Schwellenwert liegt.
Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und deren Vorteile wird nun Bezug genommen auf die folgenden Beschreibungen, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen erfolgen, bei denen:

1 ein Beispiel-IH-Kochersystem gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2a einen geschützten IGBT in einem IH-Kocher-Untersystem gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2b ein High-Level-Schaltbild eines Schutztreibers gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2c einen Schutztreiber mit einem Schaltbild einer Strombegrenzerschaltung gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2d Kurvenverläufe eines IH-Kocher-Untersystems gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
die 2e und 2f verschiedene Kurvenverläufe von V_ce und dem Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202 mit zwei verschiedenen AC-Eingangsspannungen gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2g einen Schutztreiber mit einem Schaltbild einer Überspannungsschutzschaltung gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2h V_ce eines IGBTs, den Strom durch den Lastpfad des IGBTs und die Spannung des Gates des IGBTs während eines Überspannungszustands gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2i einen geschützten IGBT mit einem Schaltbild einer Diagnoseschaltung gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2j eine Tabelle mit Spannungsbereichen und Fehlertypen gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
2k ein Flussdiagramm eines Beispiel-Verfahrens zum Betreiben eines IGBT-Transistors veranschaulicht;
3 einen Schutztreiber mit einem Diagramm der Strombegrenzerschaltung gemäß einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 einen Schutztreiber mit einem Schaltbild einer Überspannungsschutzschaltung gemäß einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
5a einen Schutztreiber mit einem Schaltbild einer Überspannungsschutzschaltung 541 gemäß noch einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
5b V_ce eines IGBTs, den Strom durch den Lastpfad des IGBTs und die Spannung des Gates des IGBTs während eines Überspannungszustands gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
die 5c und 5d Flussdiagramme von Beispiel-Verfahren des Betreibens einer Überspannungsschutzschaltung zeigen;
6 einen geschützten IGBT in einem IH-Kocher-Untersystem gemäß einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
7a einen Schutztreiber in einem IH-Kocher-Untersystem gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt;
die 7b und 7c Einzelpulskurvenverläufe des durch eine Diode fließenden Stroms vor bzw. nach dem Entfernen eines Kochgefäßes von einem PCB-Aufbau, der eine Kocheroberfläche emuliert, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt; und
7d Kurvenverläufe des durch eine Diode fließenden Stroms vor und nach dem Entfernen eines Kochgefäßes von der Kocheroberfläche gemäß einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt.

Übereinstimmende Zahlen und Symbole in verschiedenen Figuren beziehen sich, sofern nicht anders angegeben, allgemein auf übereinstimmende Teile. Die Figuren sind so gezeichnet, dass sie die relevanten Aspekte der bevorzugten Ausgestaltungen klar darzustellen, und sie sind nicht notwendigerweise maßstäblich. Um bestimmte Ausgestaltungen klarer darzustellen kann ein Buchstabe, der Variationen derselben Struktur, des Materials oder Prozessschritts anzeigt, einer Figurennummer folgen.
Die Herstellung und das Verwenden der vorliegend bevorzugten Ausgestaltungen werden nachfolgend ausführlich erörtert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte, die in einer breiten Vielfalt spezifischer Zusammenhänge ausgestaltet sein können, bereitstellt. Die erörterten konkreten Ausgestaltungen veranschaulichen lediglich konkrete Wege, um die Erfindung herzustellen und zu verwenden, und sie beschränken den Geltungsbereich der Erfindung nicht.
Die vorliegende Erfindung wird in Bezug auf bevorzugte Ausgestaltungen in einem bestimmten Zusammenhang, einem IGBT mit integriertem Aktivschutz, in verschiedenen Implementierungen und Systemen beschrieben. Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung können mit anderen Implementierungen von unsymmetrischen Parallelresonanztopologien, anderen Arten von Transistoren, alternativen Implementierungen und anderen Systemen wie beispielsweise Mikrowellenöfen und Reiskochern verwendet werden.
Bei einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung ist ein IGBT mit einer Überspannungsschutzschaltung, einer Strombegrenzerschaltung und einem Übertemperatursensor integriert. Der integrierte Temperatursensor ist dazu in der Lage, die Sperrschichttemperatur des IGBTs zu überwachen, während die integrierte Strombegrenzerschaltung und die Überspannungsschutzschaltung dazu in der Lage sind, den IGBT vor einer Beschädigung aufgrund eines Überstrom- oder Überspannungszustands zu schützen. Die Strombegrenzerschaltung kann implementiert werden, ohne dass sich der Erfassungswiderstand in der Gatetreiberschleife befindet. Die Überspannungsschutzschaltung kann implementiert werden, indem man eine Regelungsschleife hat, die die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs regelt, wenn ein Überspannungszustand detektiert wird. Einige Ausgestaltungen können die Spannung über der Laststrecke des IGBTs, nachdem ein Überspannungszustand detektiert wird, auf eine feste Zielspannung regeln. Andere Ausgestaltungen können die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs, nachdem ein Überspannungszustand detektiert wird, dynamisch regeln.
IH-Kocher sind Systeme, die eine Last, typischerweise ein Kochgefäß, erhitzen, indem sie über eine Induktionsspule einen AC-Strom bereitstellen. Die Induktionsspule induziert in dem Kochgefäß Wirbelströme, was bewirkt, dass sich das Kochgefäß aufheizt. Typischerweise ist das Kochgefäß unter Verwendung eines Materials wie beispielsweise Eisen, das aus Magnetfeldern Wirbelströme und Wärme erzeugt, aufgebaut. Die Frequenz und der Tastgrad des AC-Stroms können eingestellt und optimiert werden, um bei einer bestimmten Art von Material Wärme zu erzeugen. Der Wirkungsgrad der Erzeugung des AC-Stroms kann durch Verwenden eines Schwingkreises, der auf eine bestimmte Resonanzfrequenz abgestimmt ist, optimiert werden.
1 zeigt ein beispielhaftes IH-Kochersystem 100 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Das IH-Kochersystem 100 enthält eine AC-Leistungsquelle 124, einen Brückengleichrichter 118, einen Schwingkreis 105, eine Last 144, einen IGBT 102, externe Temperatursensoren 110 und 112, einen Gatetreiber 120, Controller 126 und 134, einen Kondensator 108, sowie Anwenderschnittstellen 142 und 140. Der Schwingkreis 105 enthält eine Resonanzinduktivität 106 und einen Resonanzkondensator 104. Der Controller 126 enthält einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 132, einen Komparatorblock 130, einen Ausgangsblock 128 und einen Schutz-Steuer-Block 127.
Während des Normalbetriebs richtet der Brückengleichrichter 118 eine durch die AC-Leistungsquelle 124 gelieferte Spannung gleich. Wenn der IGBT 102 eingeschaltet ist, kann ein Strom von einem Knoten VRECT+ durch die Resonanzinduktivität 106 und durch einen Lastpfad des IGBTs 102 fließen. Wenn der IGBT 102 ausgeschaltet ist, fließt der durch die Resonanzinduktivität 106 fließende Strom in den Resonanzkondensator 104, bis der durch die Resonanzinduktivität 106 fließende Strom null erreicht. Wenn der durch die Resonanzinduktivität fließende Strom null erreicht, befindet sich eine Spannung über dem Resonanzkondensator 104 für den Zyklus bei ihrem Maximum. Nachdem der durch die Resonanzinduktivität fließende Strom null erreicht, bewirkt die Spannung über dem Resonanzkondensator 104, dass ein Strom durch die Resonanzinduktivität 106 in die entgegengesetzte Richtung fließt und dabei den Resonanzkondensator 104 entlädt. Ein derartiger Strom kann den Kondensator 108 laden und er kann durch eine Diode des IGBTs 102 wieder in Umlauf gelangen, was eine Spannung über einem Lastpfad des IGBTs 102 verringern kann. Nachdem die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs 102 auf zum Beispiel null Volt verringert ist, kann der IGBT 102 mit Nullspannungsschalten (engl.: „zero-voltage switching“; ZVS) eingeschaltet werden, und danach die Sequenz wiederholen.
Der durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließende Strom kann höhere Spitzenwerte erreichen, wenn die Spannung an dem Knoten VRECT+ höher ist. Der Spitzenwert des durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließende Stroms, wenn der IGBT 102 ein ist, kann die Spitzenspannung des Resonanzkondensators 104, wenn der IGBT 102 aus ist, bestimmen. Das Steuern des durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließenden maximalen Spitzenstroms, wenn der IGBT 102 ein ist, kann deshalb auch die maximale Kollektor-Emitter-Spannung (V_ce) des IGBTs 102, wenn der IGBT 102 aus ist, bestimmen. Das Klemmen des durch den IGBT 102 fließenden Spitzenstroms, wenn der IGBT 102 ein ist, auf einen Wert, der dazu führt, dass der IGBT 102 einer V_ce, die geringer als die Durchbruchsspannung des IGBTs 102, wenn der IGBT 102 aus ist, ausgesetzt ist, kann die Zerstörung des IGBTs 102 verhindern. Der Schutz-Steuer-Block 127 kann den durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließenden Strom durch Messen der Spannung an einem Anschluss des Widerstands 122 unter Verwendung des ADCs 132 überwachen, die Spannung von VRECT+ durch Verwendung des ADCs 132 überwachen, einen sicheren Maximalwert für den durch den IGBT 102 fließenden Spitzenstrom bestimmen, und den IGBT 102 ausschalten, wenn der sichere Maximalwert für den Spitzenstrom überschritten wird.
Die Leistungsübertragung an die Last 144 kann gesteuert werden, zum Beispiel um die Temperatur der Last 144 zu regeln. Die an die Last 144 übertragene Leistung basiert auf der mittleren Spannung des Knotens VRECT+ und dem mittleren Strom, der durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließt. Die Spannung des Knotens VRECT+ kann basierend auf der Spannung der AC-Leistungsquelle 124 variieren. Der Controller 126 kann die übertragene Leistung berechnen, zum Beispiel durch Multiplizieren des durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließenden mittleren Stroms mit der mittleren Spannung des Knotens VRECT+, und er kann, um ein bestimmtes Leistungsübertragungsniveau zu erreichen, die Ein-Zeit des IGBTs 102 einstellen.
Der Controller 126 kann dazu ausgebildet sein, die Temperatur der Last 144 auf eine bestimmte Ziel-Lasttemperatur zu regeln. Zum Beispiel kann der Controller 126 die Temperatur der Last unter Verwendung des Temperatursensors 110 über dem ADC 132 überwachen und die Ein-Zeit des IGBTs 102 einstellen, um die Ziel-Lasttemperatur zu erreichen. Alternativ kann der Controller 126 in einer offenen Schleife arbeiten, wobei die Dauer, für die der IGBT 102 ein ist, basierend auf der Ziel-Lasttemperatur eingestellt wird, ohne den Temperatursensor 110 zu überwachen. Der Controller 126 kann den Zustand des IGBTs 102 mit dem Ausgangsblock 128 über den Gatetreiber 120 steuern. Andere Implementierungen sind ebenfalls möglich.
Der Controller 134 kann einem Anwender über die Anwenderschnittstelle 140 eine Information wie beispielsweise eine gegenwärtige Temperatur der Last 144 liefern, und er kann von einem Anwender über die Anwenderschnittstelle 142 eine Information wie beispielsweise eine Ziel-Lasttemperatur empfangen. Die Ziel-Lasttemperatur kann dem Controller 126 zugeführt werden, so dass der Controller 126 die Temperatur der Last 144 regelt, um die Ziel-Lasttemperatur zu erreichen.
Transistoren im Allgemeinen und IGBTs im Besonderen können auf das Auftreten von Überstrom-, Überspannungs- oder Übertemperatur-Zuständen hin beschädigt werden. Zum Schutz gegen ein Systemversagen kann das IH-Kochersystem 100 verschiedene Schutzmechanismen implementieren. Zum Beispiel kann der Mikrocontroller 126 dazu ausgebildet sein, die externen Temperatursensoren 110 und 112 zu überwachen und die Leistungsübertragung zu verringern oder zu stoppen, wenn an der Last 144 bzw. dem IGBT 102 gefährliche Temperaturen erreicht werden. Zwischen einem Basis- und einem Kollektor-Anschluss des IGBTs 102 können antiserielle Zenerdioden (nicht gezeigt) platziert werden, um eine Spannung zwischen dem Basis- und Kollektoranschluss des IGBTs 102 zu klemmen und dabei die V_ce des IGBTs 102 während eines Überspannungszustands zu klemmen. Das Klemmen der V_ce des IGBTs 102 auf eine Spannung, die geringer als die Durchbruchsspannung des IGBTs 102 ist, kann die Zerstörung des IGBTs 102 verhindern.
Die IGBT-Durchbruchsspannung neigt dazu, einen positiven thermischen Koeffizienten aufzuweisen. In anderen Worten, je heißer die Sperrschichttemperatur des IGBTs ist, desto höher ist die Durchbruchsspannung und, deshalb, desto höher ist die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs 102, die toleriert werden kann. Überspannungsschutzschaltungen können deshalb dazu ausgelegt sein, die Klemmspannung basierend auf der Temperatur des IGBTs 102 dynamisch zu ändern, um das Systemverhalten zu optimieren. Der Schutz-Steuer-Block 127 kann die V_ce des IGBTs 102 über dem ADC 132 messen und das Gate des IGBTs 102 über dem Gatetreiber 120 steuern, um die Spannung V_ce zu regeln, sobald die Spannung V_ce einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt.
Ein externer Controller kann verwendet werden, um den Controller 126 zu implementieren. Da externe Temperatursensoren aufgrund langer thermischer Zeitkonstanten möglicherweise nicht in der Lage sind, schnelle interne Temperaturänderungen zu detektieren, kann der Controller 126 dazu ausgebildet sein, die Leistungsübertragung proaktiv zu begrenzen, um einen Systemausfall oder eine Beschädigung des IGBTs 102 aufgrund eines Übertemperaturzustands zu vermeiden. Auf ähnliche Weise kann der Controller 126 dazu ausgebildet sein, auf die Detektion eines Überspannungszustands hin eine Überspannungsklemmschaltung zu aktivieren. Der Controller 126 kann weiterhin dazu ausgebildet sein, den durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließenden Spitzenstrom Zyklus um Zyklus zu begrenzen, um den IGBT 102 vor einer Beschädigung aufgrund von Überstrom oder Übertemperatur, die durch den durch den Lastpfad des IGBTs 102 fließenden Strom erzeugt wird, zu schützen. Das Begrenzen des durch den IGBT 102 fließenden Stroms begrenzt auch den durch die Resonanzinduktivität 106 fließenden Strom und begrenzt dabei die maximale Spannung über dem Lastpfad des IGBTs 102, wenn der Resonanzkondensator 104 vollständig geladen ist.
Die AC-Leistungsquelle 124 ist dazu ausgebildet, dem IH-Kochersystem 100 Leistung zuzuführen. Die AC-Leistungsquelle kann eine hohe Netzleistung (engl: „high-line power“) von 230 V_rms und 50 Hz bereitstellen, oder eine niedrige Netzleistung (engl: „low-line power“) von 110 V_rms und 60 Hz. Andere Spannungen und Frequenzen können verwendet werden. Bei verschiedenen Ausgestaltungen repräsentiert die AC-Leistungsquelle zum Beispiel einen AC-Spannungsgenerator wie beispielsweise einen Leistungsinverter oder ein Stromnetz (engl.: „power grid“), das eine AC-Netzspannung bereitstellt.
Der Brückengleichrichter 118 ist dazu ausgebildet, das Signal von der AC-Leistungsquelle 124 gleichzurichten. Der Brückengleichrichter 118 ist mit vier Dioden implementiert. Alternativ kann Synchrongleichrichtung verwendet werden. Beliebige andere auf dem Fachgebiet bekannte Gleichrichtungsmechanismen können ebenfalls verwendet werden.
Die Temperatursensoren 110 und 112 sind externe Temperatursensoren, die dazu ausgebildet sind, eine Temperatur zu überwachen und sie an eine externe Schaltung wie beispielsweise einen Controller zu übermitteln. Die Temperatursensoren 110 und 112 können unter Verwendung von Thermistoren implementiert werden. Der Temperatursensor 112 kann zusammen mit dem IGBT 102 integriert sein. Andere Implementierungen sind möglich.
Die Last 144 ist die zu heizende Last und sie ist typischerweise ein Kochgefäß. Eine beliebige Last, die ein Material, das auf Induktionsheizen reagiert, enthält, kann verwendet werden.
Der Schwingkreis 105 kann mit der Resonanzinduktivität 106 und dem Resonanzkondensator 104 implementiert werden. Die Resonanzinduktivität 106 kann mit einer Induktionsspule implementiert werden. Alternativ kann die Resonanzinduktivität mit einem beliebigen auf dem Fachgebiet bekannten induktiven Element implementiert werden. Die Induktivität der Resonanzinduktivität 106 und die Kapazität des Resonanzkondensators 104 können so gewählt werden, dass der Schwingkreis 105 mit einer bestimmten Frequenz schwingt. Die Frequenz kann so gewählt werden, dass die Energieübertragung von der Resonanzinduktivität 106 an die Last 144 effizient ist. Da Toleranzen, parasitäre Impedanzen und die Art und Platzierung der Last 144 die optimale Frequenz beeinflussen können, kann es ausreichen, den Schwingkreis nahe der optimalen Frequenz schwingen zu lassen, um Effizienzvorteile zu erhalten. Zum Beispiel kann der Resonanzkondensator 104 bei einem System, das bei einer Frequenz von 24 kHz eine effiziente Energieübertragung an die Last 144 zeigt, so gewählt werden, dass er eine Kapazität von 300 nF aufweist, und die Resonanzinduktivität 106 kann so gewählt werden, dass sie einen Induktivitätswert von 110 µH aufweist. Andere Werte können verwendet werden.
Der Ausgangsblock 128 ist dazu ausgebildet, das Gate des IGBTs 102 über den Gatetreiber 120 zu steuern. Der Ausgangsblock 128 kann mit einer Eingangs-/ Ausgangs-(I/O)-Schaltung, einer Pulsweitenmodulations-(PWM)-Schaltung, einem Digital-Analog-Wandler (DAC) oder mit einer beliebigen anderen auf dem Fachgebiet bekannten Implementierung implementiert werden.
Der Gatetreiber 120 ist dazu ausgebildet, das Gate des IGBTs 102 zu steuern. Der Gatetreiber 120 kann mit einer Offene-Schleife-Implementierung auf eine beliebige auf dem Fachgebiet bekannte Weise implementiert werden. Alternativ kann der Gatetreiber 120 mit einer Geschlossene-Schleife-Implementierung wie beispielsweise einem Spannungsregler implementiert werden. Bei einigen Ausgestaltungen ist der Gatetreiber 120 mit einer Offene-Schleife-Betriebsart und einer Geschlossene-Schleife-Betriebsart implementiert, wobei die Betriebsart basierend auf der V_ce des IGBTs 102 auswählbar ist. Andere Implementierungen sind ebenfalls möglich.
Die Anwenderschnittstellen 140 und 142 sind dazu ausgebildet, einem Anwender Informationen zur Verfügung zu stellen bzw. von diesem zu empfangen. Die Anwenderschnittstelle 142 kann mit mechanischen Tasten oder einer berührungsempfindlichen Schnittstelle implementiert werden. Andere Implementierungen sind ebenfalls möglich. Bei der Anwenderschnittstelle 140 kann es sich um ein visuelles Display, einen Lautsprecher, eine Einrichtung, die in der Lage ist, eine haptische Rückmeldung bereitzustellen, eine Kombination hiervon, oder eine beliebige andere auf dem Fachgebiet bekannte Anwenderschnittstelle handeln.
Bei einigen Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung sind ein IGBT, eine Strombegrenzerschaltung, eine Überspannungsschutzschaltung und ein Temperatursensor in einem Sechs-Pin-Package integriert. Die Schutzmechanismen arbeiten unabhängig von einem externen Controller, und der IGBT ist mit einem Steuerpin, der auch verwendet werden kann, um den Fehlerstatus des IGBTs an eine externe Schaltung zu kommunizieren, steuerbar.
2a zeigt einen geschützten IGBT 216 in einem IH-Kocher-Untersystem 200 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Das IH-Kocher-Untersystem 200 enthält einen Schwingkreis 205, den geschützten IGBT 216, Widerstände 208 und 210, einen Erfassungswiderstand 212 und einen Kondensator 204. Der geschützte IGBT 216 enthält einen IGBT 202, einen Temperatursensor 214, einen Diagnoseblock 219 und einen Schutztreiber 218.
Das IH-Kocher-Untersystem 200 kann durch eine Leistungsquelle (nicht gezeigt), die mit einem Brückengleichrichter (nicht gezeigt), der mit Anschlüssen 220 und 226 verbunden ist, Leistung empfangen. Während des normalen Betriebs kann ein Controller (nicht gezeigt) den IGBT 202 über ein Steuersignal 224 ein- und ausschalten, um den Schwingkreis 205 auf eine ähnliche Weise wie unter Bezugnahme auf das IH-Kocher-System 100 beschrieben schwingen zu lassen. Zum Beispiel kann ein externer Treiber mit offenem Drain (nicht gezeigt) verwendet werden, um einen INN-Anschluss 238 so zu steuern, dass der IGBT 202, wenn der externe Treiber mit offenem Drain den INN-Anschluss 238 auf nach unten zieht, einschaltet, und der INN-Anschluss 238, wenn der externe Treiber mit offenem Drain aus ist, intern nach oben gezogen wird und der IGBT 202 ausschaltet. Andere Implementierungen zum Steuern des IGBTs 202 sind ebenfalls möglich.
Der Schutztreiber 218 kann ein Gate des IGBTs 202 steuern und er kann den IGBT 202 auch gegen Beschädigung schützen. Der Schutztreiber 218 enthält sechs Anschlüsse: Ein Anschluss C 230 ist an einen Kollektoranschluss des IGBTs 202 angeschlossen. Ein Anschluss E/COM 234 ist an einen Emitteranschluss des IGBTs 202 sowie an einen Masseanschluss (Com) 217 des Schutztreibers 218 angeschlossen. Ein Anschluss INN 238 ist an einen Anschluss INN 215 des Schutztreibers 218 und an den Diagnoseblock 219 angeschlossen und kann ein Steuersignal empfangen, um zu steuern, ob der IGBT 202 ein oder aus ist, sowie ein Signal mit Diagnoseinformationen bereitstellen. Ein Anschluss VCC 240 empfängt die Leistung, die verwendet wird, um den geschützten IGBT 216 mit Leistung zu versorgen. Ein Anschluss CS 236 wird verwendet, um den durch den Lastpfad des IGBTs 216 fließenden Strom zu überwachen. Ein Anschluss VDET 232 wird verwendet, um die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs 202 zu überwachen, und er kann auch verwendet werden, um die Spannung zwischen dem Kollektoranschluss und dem Gateanschluss des IGBTs 202 zu überwachen. Einige Ausgestaltungen können den Schutztreiber 218 mit mehr Anschlüssen implementieren. Andere Ausgestaltungen können einige der Merkmale des Schutztreibers 218 integrieren oder entfernen, um eine geringere Anschlusszahl zu erreichen.
Der Schutztreiber 218 kann mehrere Schutzmerkmale implementieren. Zum Beispiel kann der Schutztreiber 218 einen Strombegrenzungsmechanismus, der den maximalen durch einen Lastpfad des IGBTs 202 fließenden Strom begrenzt, enthalten. Der Schutztreiber 218 kann auch eine Überspannungserkennung und einen Schutz, der die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs 202 begrenzen kann, enthalten. Der Schutztreiber 218 kann weiterhin einen Übertemperaturschutz, der den IGBT 202 oder den geschützten IGBT 216 aufgrund von Überhitzung warnen und/oder abschalten kann, enthalten. Einige Ausgestaltungen können den geschützten IGBT 216 in eine Niedrigleistungsbetriebsart konfigurieren, um eine Beschädigung aufgrund von Überhitzung zu vermeiden.
Der Diagnoseblock 219 ist dazu ausgebildet, einer externen Schaltung wie beispielsweise einem Controller eine Diagnoseinformation betreffend den Zustand des geschützten IGBTs 216 zuzuführen. Die Diagnoseinformation kann beinhalten, ob ein Fehler aufgetreten ist oder nicht, und, falls ein Fehler aufgetreten ist, welcher Fehler aufgetreten ist.
Der Diagnoseblock 219 kann durch den Anschluss INN 238 mit einer externen Schaltung (nicht gezeigt) kommunizieren. Wenn zum Beispiel ein externer Treiber mit offenem Drain, der den Anschluss INN 238 steuert, aus ist, kann der Diagnoseblock die Spannung des Anschlusses INN 238 abhängig davon, ob ein Fehler vorliegt oder nicht, auf eine andere Spannung und, falls ein Fehler vorliegt, abhängig davon, welcher Fehler vorliegt, auf eine andere Art von Spannung nach oben ziehen. Der Diagnoseblock 219 kann mit einer externen Schaltung auf andere auf dem Fachgebiet bekannte Weisen wie beispielsweise durch Verwenden von Kommunikationsprotokollen wie beispielsweise PC-, SPI- oder anderen Protokollen kommunizieren.
Der geschützte IGBT 216 kann in einem einzelnen Chip wie beispielsweise einem sechs-Pin-Package integriert sein. Eine andere Anzahl von Pins kann ebenso verwendet werden. Zum Beispiel kann sich der geschützte IGBT 216 ein Substrat teilen und er kann in eine monolithische integrierte Schaltung auf einem einzigen Halbleitersubstrat implementiert sein. Der geschützte IGBT 216 kann auch in einem Mehr-Chip-Package, das ein oder mehr Halbleiter-Dies enthält, implementiert sein. Einige Ausgestaltungen können sämtliche Komponenten des geschützten IGBTs 216 integrieren. Andere Ausgestaltungen können nur einige der Komponenten wie beispielsweise den Temperatursensor 214 und den IGBT 202 integrieren. Noch andere Ausgestaltungen können den Schwingkreis 205 und externe Widerstände und Kondensatoren integrieren. Die Controllerschaltung, die das Steuersignal 224 bereitstellt, der Brückengleichrichter, der mit den Anschlüssen 220 und 226 gekoppelt ist, sowie andere Komponenten, können ebenfalls integriert werden.
Der Temperatursensor 214 ist dazu ausgebildet, eine Sperrschichttemperatur des IGBTs 202 zu überwachen. Der Temperatursensor 214 kann in demselben Substrat des IGBTs 202 implementiert sein und er kann als Diode, die an eine Schaltung, die einen durch eine Diode fließenden Strom überwacht und ihn mit einem Schwellenwert oder einem Satz von Schwellenwerten vergleicht, angeschlossen ist, implementiert werden. Mit dem in demselben Substrat des IGBTs 202 implementierten Temperatursensor 214 ergibt sich der Vorteil einer schnellen Reaktionszeit, da ein kleiner oder kein thermischer Widerstand zwischen dem Temperatursensor und dem IGBT 202 vorliegen kann. Alternativ kann der Temperatursensor 214 in einem anderen Substrat innerhalb des Packages implementiert sein, und er kann mit dem IGBT 202 thermisch gekoppelt sein.
Wie in 2a gezeigt, handelt es sich bei dem IGBT 202 um einen Transistor vom Typ n. Bei Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung kann der IGBT 202 unter Verwendung von Transistoren des Typs n oder des Typs p, einschließlich aber nicht beschränkt auf IGBTs, Siliziumkarbid-(SiC)-Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFET), Galliumnitrid-(GaN)-Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMT) und Leistungs-Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFETs) implementiert werden. Die Auswahl davon, welcher Transistor zu verwenden ist, kann entsprechend den Spezifikationen, dem Strom, der Spannung und den Leistungspegeln des jeweils, auszulegenden Systems erfolgen, und es können geeignete Anpassungen an der Schaltung vorgenommen werden, um den speziellen Bauelementtyp unterzubringen.
Vorteile einiger Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung beinhalten, dass die Reaktionszeit auf einen Fehlerzustand durch das Integrieren des Temperatursensors 214 mit dem Schutztreiber 218 und dem IGBT 202 verringert wird und dabei die Robustheit des Systems erhöht wird. Ein zusätzlicher Vorteil beinhaltet, dass eine integrierte Lösung den IGBT 202 wirkungsvoll schützen kann, ohne auf einen externen Controller zu bauen, was die Systemauslegung vereinfachen und die Systemkosten verringern kann. Die erhöhte Zuverlässigkeit der integrierten Lösung kann auch Fehler im Feld verringern.
2b zeigt ein High-Level-Diagramm des Schutztreibers 218 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Der Schutztreiber 218 enthält einen Gatetreiber 244, eine Strombegrenzerschaltung 243, eine Überspannungsschutzschaltung 241 und eine Übertemperaturschutzschaltung 245. Wie in 2b gezeigt, enthält der Schutztreiber 218 auch einen Anschluss VCC 205, einen Anschluss INN 215, einen Anschluss VDET 213, einen Anschluss GD 209, einen Anschluss CS 207, einen Anschluss Temp 211, sowie einen Anschluss Com 217. Es kann sein, dass einige Ausgestaltungen des Schutztreibers 218 keine physischen Anschlüsse für die Anschlüsse 205, 207, 209, 211, 213, 215 und 217 aufweisen. Stattdessen kann es sich bei den Anschlüssen 205, 207, 209, 211, 213, 215 und 217 um verschiedene Knoten handeln. Andere Ausgestaltungen können einige der Anschlüsse 205, 207, 209, 211, 213, 215 und 217 oder Knoten kombinieren.
2c zeigt den Schutztreiber 218 mit einem Diagramm der Strombegrenzerschaltung 243 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Die Strombegrenzerschaltung 243 enthält einen Referenzspannungsgenerator 248, einen Komparator 243 und ein Logikgatter 247. Während des Normalbetriebs steuert ein Steuersignal 224, ob der IGBT 202 ein oder aus ist, während die Strombegrenzerschaltung 243 einen durch einen Lastpfad des IGBTs 202 fließenden Strom über einen Erfassungswiderstand 212 erfasst. Wenn ein durch den Lastpfad des IGBTs 202 fließender Strom einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt, wird der IGBT 202 unabhängig von dem Steuersignal 224 ausgeschaltet. Zum Beispiel ist der Komparator 246, wie in 2c gezeigt, dazu ausgebildet, den Zustand zu ändern, wenn eine Spannung an einem Knoten CS eine durch den Referenzspannungsgenerator 248 erzeugte Referenzspannung kreuzt. Wenn ein Ausgang des Komparators 246 high ist, schaltet der Gatetreiber 244 den IGBT 202 ein, wenn der Anschluss INN low ist, und er schaltet den IGBT 202 aus, wenn der Anschluss INN high ist. Wenn der Ausgang des Komparators 248 low ist, wird der IGBT 202 unabhängig von der Spannung an dem Anschluss INN ausgeschaltet.
Die gemeinsame Spannungs- oder Massereferenz (engl.: common voltage or ground reference) des Schutztreibers 218 wird durch den Anschluss Com 217 bereitgestellt. Da der Anschluss Com 217 an den Emitterknoten des IGBTs 202 angeschlossen ist und da der durch den Lastpfad des IGBTs 202 fließende Strom, wenn der IGBT 202 ein ist, vom Kollektor des IGBTs zum Emitter des IGBTs 202 zum Anschluss 226 hin fließt, kann die an dem Knoten CS erfasste Spannung negativ sein. Die an dem Knoten CS erfasste Spannung kann deshalb um eine positive Spannung verschoben sein (nicht gezeigt) und dann durch den Komparator 246 mit einem positiven, durch den Referenzgenerator 248 erzeugten positiven Schwellenwert verglichen werden. Zum Beispiel kann der Spannung an dem Knoten CS eine 2,5 V-Offsetspannung hinzu addiert werden und mit einer Referenz von 2 V verglichen werden. Alternativ kann der Referenzspannungsgenerator 248 durch Verwenden von zum Beispiel einer externen negativen Referenz oder einer negativen Ladungspumpe eine negative Referenzspannung erzeugen.
Wie in 2c gezeigt, befindet sich der Erfassungswiderstand 212 außerhalb der Gatetreiberschleife. In anderen Worten, der Gatetreiber 244 erzeugt an dem GD-Anschluss 209 eine Spannung, die auf den an den Emitter des IGBTs 202 angeschlossenen Anschluss Com 217 bezogen ist und steuert dabei direkt die Gate-Emitter-Spannung V_ge des IGBTs. Deshalb kann der Gatetreiber 244 die V_ge des IGBTs 202 unabhängig von der Höhe des durch den Erfassungswiderstand 212 fließenden Stroms steuern, was das Schalten des IGBTs 202 effizienter gestaltet. Das Verringern des Widerstands der Gatetreiberschleife kann auch zu schnelleren Reaktionszeiten zum Ein- und Ausschalten des IGBTs 202 führen.
Wie in 2c gezeigt, handelt es sich bei dem Logikgatter 247 um ein UND-Gatter mit einem invertierten Eingang und einen nicht-invertierten Eingang, und bei dem Komparator 246 handelt es sich um einen Schmitt-Trigger-Komparator. Es versteht sich, dass das Logikgatter 247, der Komparator 246 und der Referenzspannungsgenerator 248 auf eine beliebige auf dem Fachgebiet bekannte Weise implementiert werden können.
2d zeigt Kurvenverläufe des IH-Kocher-Untersystems 200 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Eine Kurve 250 zeigt die auch als Kollektor-Emitter-Spannung oder V_ce bekannte Spannung über dem Lastpfad des IGBTs 202, eine Kurve 252 zeigt die Spannung des Anschlusses CS 207, die den durch den Lastpfad des IGBTs 202 fließenden Strom repräsentiert, und eine Kurve 254 zeigt die Spannung Anschlusses 215 INN, die das Steuersignal 224 repräsentiert.
Während des Normalbetriebs ist, wenn die Spannung an dem Anschluss INN 215 gering (engl.: „low“) ist, die V_ce des IGBTs 202 gering, da der IGBT ein ist, und es fließt, wie an den Kurven 254 und 252 und 250 zu sehen ist, Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202. Wenn die Spannung an dem Anschluss INN 215 hoch (engl.: „high“) ist, hört der Strom auf, durch den Lastpfad des IGBTs 202 zu fließen, da der IGBT 202 aus ist, und die V_ce des IGBTs 202 erhöht und verringert sich basierend auf dem Schwingkreis.
Wie in 2d gezeigt ist, ist die V_ce des IGBTs 202, wenn der IGBT 202 aus ist, umso höher, je höher der Spitzenstrom des durch den Lastpfad des IGBTs 202 fließenden Stroms ist. Das Begrenzen des durch den Lastpfad des IGBTs 202 fließenden Stroms Zyklus um Zyklus kann deshalb auch die maximale V_ce des IGBTs 2002 begrenzen.
Die 2e und 2f zeigen Kurvenverläufe von V_ce und dem Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202 mit zwei verschiedenen AC-Eingangsspannungen, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Eine Kurve 280 zeigt die V_ce des IGBTs 202, und eine Kurve 282 zeigt den Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202. 2e zeigt Kurvenverläufe mit einer AC-Eingangsspannung von 230 V_rms. 2f zeigt Kurvenverläufe mit einer AC-Eingangsspannung von 260 V_rms. Wie durch die Kurve 280 der 2e und 2f gezeigt, ist das Maximum V_ce des IGBTs 202 bei 1,07 kV aufgrund der Zyklus-um-Zyklus-Stromgrenze unabhängig von der AC-Eingangsspannung dasselbe.
2g zeigt den Schutztreiber 218 mit einem Schaltbild der Überspannungsschutzschaltung 241 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Die Überspannungsschutzschaltung 241 enthält einen Referenzspannungsgenerator 260, einen Proportional-Integral-(PI)-Controller 266, einen Komparator 258, Inverter 262 und 264, sowie Schalter 270 und 272. Während des Normalbetriebs ist der Schalter 272 geschlossen, der Schalter 270 ist geöffnet, und das Steuersignal 224 steuert, ob der IGBT 202 ein oder aus ist, während die Überspannungsschutzschaltung 241 die Spannung an einem Kollektorknoten des IGBTs 202 durch Überwachen der Spannung des Anschlusses VDET 213 überwacht. Widerstände 208 und 210 teilen die Spannung an dem Kollektorknoten des IGBTs 202 herunter. Da der Widerstand 210 zwischen den Anschluss VDET 213 und den Anschluss Com 217 gekoppelt ist, ist die Spannung des Anschlusses VDET 213 auch ein Maß der V_ce des IGBTs 202.
Wenn die Spannung V_ce des IGBTs 202 einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt, wird der Schalter 270 geschlossen, der Schalter 272 wird geöffnet, und der PI-Controller 266 steuert das Gate des IGBTs 202, um die Spannung auf eine vorgegebene Zielspannung zu regeln. Durch das Regeln der Spannung V_ce des IGBTs 202 fließt etwas Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202, ohne den Schwingkreis 205 vollständig zu entladen. Es versteht sich, dass der PI-Controller 266, wenn der Überspannungszustand verschwindet oder genug der durch den Überspannungszustand erzeugten, überschüssigen Energie dissipiert wird, möglicherweise nicht dazu in der Lage ist, die V_ce des IGBTs 202 bis zu dem vorgegebenen Ziel zu regeln. An dieser Stelle kann es jedoch sein, dass kein Bedarf nach einem Regeln der V_ce des IGBTs 202 besteht, da das Risiko einer Schädigung des IGBTs 202 aufgrund eines Überspannungszustands verringert oder eliminiert wurde.
2h zeigt die V_ce des IGBTs 202, den Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202 und die Spannung des Gates des IGBTs 202 während eines Überspannungszustands, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Eine Kurve 280 zeigt die V_ce des IGBTs 202, eine Kurve 282 zeigt den Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202, und eine Kurve 284 zeigt die Spannung des Gates des IGBTs 202. Wie durch 2h gezeigt, schaltet das Gate des IGBTs 202, wenn eine Überspannung gerade auftritt, ein, um die Spannung V_ce zu regeln und dabei die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs 202 zu klemmen. Wie durch die Kurve 282 gezeigt, fließt während des Regelungsprozesses Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202. Die während des Klemmprozesses bei dem in 2h dargestellten Überspannungsereignis dissipierte Gesamtenergie beträgt etwa 500 mJ.
2i zeigt den geschützten IGBT 216 mit einem Schaltbild einer Diagnoseschaltung 219 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Die Diagnoseschaltung 219 enthält eine Stromquelle 223 und einen programmierbaren Referenzspannungsgenerator 221. Der Controller 225 mit einem Transistor 227 in einer Konfiguration mit offenem Drain ist an den Anschluss INN 238 angeschlossen, um den IGBT 202 zu steuern. Wenn der Transistor 227 einschaltet, befindet sich die Spannung an dem Anschluss INN 238 bei oder nahe null Volt und schaltet dadurch den IGBT 202 ein. Wenn der Transistor 227 aus ist, zieht die Stromquelle 223 die Spannung des Anschlusses INN 238 auf eine durch eine programmierbare Referenzspannung 221 gegebene Spannung nach oben. Der Strom der Stromquelle kann so gewählt werden, dass er klein genug ist, um durch den Transistor 227 in den Hintergrund gedrängt (engl.: „overpowered“) zu werden, wenn der Transistor 227 ein ist.
Die durch die programmierbare Referenzspannung 221 gegebene Spannung kann davon abhängen, ob bei dem geschützten IGBT 216 ein Fehler vorliegt, sowie von der Art des vorliegenden Fehlers. Zum Beispiel zeigt 2j eine Tabelle mit Spannungsbereichen und Fehlerarten gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Wie in 2j gezeigt, kann eine externe Schaltung eine Spannung des Anschlusses INN 238 im Bereich zwischen 1,25 V und 1,75 V als fehlerfreien Zustand interpretieren. Ähnlich kann eine externe Schaltung eine Spannung des Anschlusses INN im Bereich zwischen 2,5 V und 3,3 V als Übertemperaturwarnung interpretieren, und eine Spannung des Anschlusses INN unter 0,5 V entweder als Überspannungserkennung oder als Übertemperaturabschaltung. Andere Spannungen können verwendet werden, und es können verschiedene Arten von Fehlern über den Anschluss INN 238 übermittelt werden.
Der programmierbare Referenzspannungsgenerator 221 kann eine Spannung gemäß 2j erzeugen. Der programmierbare Referenzspannungsgenerator 221 kann mit einem Digital-Analog-Wandler (DAC) oder auf jede andere auf dem Fachgebiet bekannte Weise implementiert werden.
Die Stromquelle 223 kann durch einen Widerstand implementiert werden. Andere Implementierungen sind ebenfalls möglich.
2k zeigt ein Flussdiagramm eines Beispielverfahrens 271 zum Betreiben eines IGBT-Transistors. Das Verfahren 271 kann in einem IH-Kocher-Untersystem 200 implementiert werden, aber es kann ebenso in anderen Anwendungen mit anderen Transistorarten und auf andere auf dem Fachgebiet bekannte Weisen implementiert werden. Die folgende Erörterung geht davon aus, dass das IH-Kocher-Untersystem 200, wie in den 2a-2j gezeigt, das Verfahren 271 zum Betreiben eines geschützten IGBT-Transistors implementiert.
Während Schritt 273 wird ein Steuersignal wie beispielsweise das Steuersignal 224 empfangen. Während Schritt 275 wird bestimmt, ob das Steuersignal high oder low ist. Schritt 275 kann jedes Mal, wenn das Steuersignal von einem ersten Zustand auf einen zweiten Zustand übergeht, ausgeführt werden. Alternativ kann Schritt 275 periodisch abgerufen werden.
Wenn das Steuersignal low ist, wird Schritt 287 ausgeführt. Während Schritt 287 wird der IGBT wie beispielsweise der IGBT 202 eingeschaltet. Während Schritt 289 wird der durch den Lastpfad des IGBTs 202 fließende Strom überwacht. Der Strom kann durch Verwenden eines Erfassungswiderstands wie beispielsweise des Erfassungswiderstands 212 überwacht werden. Alternativ können andere Stromüberwachungstechniken wie beispielsweise durch Verwenden von Stromspiegeln, Stromwandlern und Hall-Sensoren eingesetzt werden. Während Schritt 279 wird der durch den IGBT fließenden Stroms mit einer Referenz verglichen. Wenn die Stärke des durch den IGBT fließenden Stroms größer als die Referenz ist, wird Schritt 291 ausgeführt. Während Schritt 291 wird der IGBT ausgeschaltet. Schritt 279 kann periodisch ausgeführt werden. Alternativ kann Schritt 279 ein Überstromereignis asynchron detektieren.
Wenn das Steuersignal high ist, wird Schritt 283 ausgeführt. Während Schritt 283 wird der IGBT ausgeschaltet. Während Schritt 285 wird die Spannung an einem Kollektorknoten des IGBTs überwacht. Die Spannung kann durch Verwenden eines Komparators und eines Referenzspannungsgenerators wie beispielsweise des Komparators 258 und des Referenzspannungsgenerators 260 überwacht werden. Alternativ können andere Spannungsüberwachungstechniken wie beispielsweise durch Verwenden eines ADCs eingesetzt werden. Während Schritt 281 wird die Spannung des Kollektorknotens des IGBTs mit einer Referenz verglichen. Wenn die Spannung an dem Kollektorknoten des IGBTs größer als die Referenz ist, wird Schritt 293 ausgeführt. Während Schritt 293 wird die V_ce des IGBTs auf eine Zielspannung geregelt. Schritt 281 kann periodisch ausgeführt werden. Alternativ kann Schritt 281 einen Überspannungszustand asynchron detektieren.
Schritt 297 kann kontinuierlich und unabhängig vom Zustand des Steuersignals ausgeführt werden. Während Schritt 297 wird die Temperatur des IGBTs überwacht. Die Temperatur des IGBTs kann durch einen Temperatursensor wie beispielsweise den Temperatursensors 214 erfasst werden. Während Schritt 299 wird die Temperatur des jeweiligen IGBTs mit einer Referenz verglichen. Wenn die Temperatur des IGBTs größer als die Referenz ist, wird Schritt 295 ausgeführt. Während Schritt 295 kann der IGBT ausgeschaltet werden, das System kann abgeschaltet oder in einen Niedrigleistungsverbrauchszustand versetzt werden, oder es kann jeder andere Mechanismus ausgeführt werden, um die Temperatur zu verringern oder zu verhindern, dass sie auf eine Temperatur, die den IGBT oder eine andere Systemkomponente beschädigt, ansteigt. Schritt 299 kann periodisch ausgeführt werden. Alternativ kann Schritt 299 einen Übertemperaturzustand asynchron detektieren.
Alternative Implementierungen der Strombegrenzerschaltungen sind ebenfalls möglich. Zum Beispiel zeigt 3 einen Schutztreiber 318 mit einem Schaltbild einer Strombegrenzerschaltung 343 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Die Strombegrenzerschaltung 343 arbeitet auf eine ähnliche Weise wie die Strombegrenzerschaltung 243 und sie kann in einem System, das auch andere Schutzmechanismen wie beispielsweise Übertemperatur- und Überspannungsschutzschaltungen implementiert, implementiert werden. Allerdings ist die Strombegrenzerschaltung 343 mit einem Erfassungswiderstand, der zwischen dem Anschluss Com 317 und dem Emitterknoten des IGBTs 202 angeschlossen ist, implementiert, während der Anschluss CS 307 mit dem Emitterknoten des IGBTs 202 verbunden ist. Andere Implementierungen sind ebenfalls möglich.
Alternative Implementierungen der Überspannungsschutzschaltungen sind ebenfalls möglich. Zum Beispiel zeigt 4 einen Schutztreiber 418 mit einem Schaltbild einer Überspannungsschutzschaltung 441 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Die Überspannungsschutzschaltung 441 arbeitet auf eine ähnliche Weise wie die Überspannungsschutzschaltung 241, und sie kann in einem System, das auch andere Schutzmechanismen wie beispielsweise Übertemperatur- und Strombegrenzerschutzschaltungen implementiert, implementiert werden. Die Überspannungsschutzschaltung 441 implementiert allerdings Transkonduktanz-Operationsverstärker (engl.: „operational transconductance amplifier“; OTA) 402 anstelle des PI-Controllers 266. Andere Implementierungen sind ebenfalls möglich.
5a zeigt einen Schutztreiber 518 mit einem Schaltbild einer Überspannungsschutzschaltung 541 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Die Überspannungsschutzschaltung 541 arbeitet auf eine ähnliche Weise wie die Überspannungsschutzschaltung 241 und sie kann in einem System, das auch andere Schutzmechanismen wie beispielsweise Übertemperatur- und Strombegrenzerschutzschaltungen implementiert, implementiert werden. Allerdings implementiert die Überspannungsschutzschaltung 541 anstelle des Referenzspannungsgenerators 260 einen dynamischen Referenzspannungsgenerator 560, und sie enthält einen Energieberechnungsblock 502.
Der dynamische Referenzspannungsgenerator 560 kann die Regelungszielspannung dynamisch ändern, um die Effizienz des Systems zu verbessern. Zum Beispiel kann der dynamische Referenzspannungsgenerator 560 auf die Detektion eines Überspannungszustands wie beispielsweise V_ce oberhalb 1,1 kV hin eine erste Referenzspannung derart erzeugen, dass die Überspannungsschutzschaltung 541 die Spannung V_ce auf eine erste Zielspannung wie beispielsweise 1,1 kV regelt. Wenn Strom durch den IGBT 202 fließt, heizt sich der IGBT 202 auf, wodurch die Durchbruchsspannung des IGBTs 202 aufgrund des positiven thermischen Koeffizienten ansteigt. Nach einer Zeitdauer kann die Durchbruchsspannung des IGBTs 202 erhöht sein, zum Beispiel auf 1,3 kV. Zu dieser Zeit kann der dynamische Referenzspannungsgenerator 560 eine zweite Referenzspannung derart erzeugen, dass die Überspannungsschutzschaltung 541 die Spannung V_ce auf eine zweite Zielspannung wie beispielsweise 1,3 kV regelt. Durch Erhöhen der V_ce des IGBTs 202 fließt weniger Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202, wodurch die durch den Spannungsklemmmechanismus dissipierte Leistung verringert wird.
5b zeigt die V_ce des IGBTs 202, den Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202, sowie die Spannung des Gates des IGBTs 202 während eines Überspannungszustands, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Eine Kurve 580 zeigt V_ce des IGBTs 202, eine Kurve 582 zeigt den Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202, und eine Kurve 584 zeigt die Spannung des Gates des IGBTs 202. Wie durch 5b gezeigt schaltet das Gate des IGBTs 202, wenn ein Überspannungsereignis auftritt, ein, um die Spannung V_ce basierend auf einer ersten Referenzspannung, die durch den dynamischen Referenzspannungsgenerator 560 erzeugt wird, auf eine erste Zielspannung von 1,1 kV zu regeln, wodurch die Spannung über dem Lastpfad des IGBTs geklemmt wird. Eine erste Zeit nach dem Regeln der Spannung V_ce auf 1,1 kV wird die durch den dynamischen Referenzspannungsgenerator 560 erzeugte Referenzspannung erhöht, um die Spannung V_ce auf 1,4 kV zu regeln, wobei die Gatespannung des IGBTs 202 verringert wird. Der IGBT 202 bleibt geschützt, da die Durchbruchspannung des IGBTs 202 aufgrund der Wärme, die durch den durch den Lastpfad des IGBTs 202 fließenden Strom erzeugt wird, erhöht wird. Die während des Klemmprozesses bei dem in 5b gezeigten Überspannungsereignis dissipierte Gesamtenergie beträgt etwa 250 mJ, was etwa die Hälfte der bei einem ähnlichen Überspannungsereignis dissipierte Energie ist, wenn, wie in 2h dargestellt, eine feste Klemmspannung, verwendet wird.
Andere Mechanismen zum Ändern der Ziel-Klemm-/-Regelungsspannung können verwendet werden. Zum Beispiel kann die Ziel-Regelungsspannung mit der Zeit linear ansteigen. Einige Ausgestaltungen können das Ziel entsprechend einem vorangehend charakterisierten Verhalten der Durchbruchsspannung des jeweiligen IGBTs einstellen. Andere Ausgestaltungen können die Ziel-Regelungsspannung basierend auf dem aktiven Überwachen der Sperrschichttemperatur des IGBTs 202 dynamisch ändern. Andere Implementierungen sind ebenfalls möglich.
5c zeigt ein Flussdiagramm eines Beispielverfahrens 501 zum Betreiben einer Überspannungsschutzschaltung. Das Verfahren 501 kann bei einem Schutztreiber 518 implementiert werden, aber es kann ebenso bei anderen Überspannungsschutzschaltungen, anderen Anwendungen, mit anderen Transistortypen oder auf andere auf dem Fachgebiet bekannte Weisen implementiert werden. Die folgende Erörterung geht davon aus, dass der Schutztreiber 518, wie in 5a gezeigt, das Verfahren 501 zum Betreiben einer Überspannungsschutzschaltung implementiert.
Während Schritt 503 wird die Spannung an dem Kollektorknoten eines IGBTs wie beispielsweise des IGBTs 202 überwacht. Die Spannung kann unter Verwenden eines Komparators und eines Referenzspannungsgenerators wie beispielsweise dem Komparator 258 und dem Referenzspannungsgenerator 560 überwacht werden. Alternativ können andere Spannungsüberwachungstechniken wie beispielsweise durch Verwenden eines ADCs eingesetzt werden. Während Schritt 505 wird die Spannung des Kollektorknotens des IGBTs mit einer Referenz verglichen. Wenn die Spannung des Kollektorknotens des IGBTs größer als die Referenz ist, wird Schritt 507 ausgeführt. Während Schritt 507 wird die V_ce des IGBTs auf eine erste Zielspannung geregelt. Während Schritt 509 läuft eine Wartezeit ab. Während Schritt 511 wird die V_ce des IGBTs auf eine zweite Zielspannung geregelt. Die zweite Zielspannung kann größer als die erste Zielspannung sein. Indem die zweite Zielspannung größer als die erste Zielspannung ist, wird eine verringerte Leistungsdissipation während des Klemmprozesses möglich, während der IGBT nach wie vor geschützt ist.
5d zeigt ein Flussdiagramm eines Beispielverfahrens 513 des Betreibens einer Überspannungsschutzschaltung. Das Verfahren 513 kann in dem Schutztreiber 518 implementiert sein, aber es kann ebenso in anderen Überspannungschutzschaltungen, anderen Anwendungen, mit anderen Transistortypen oder auf andere auf dem Fachgebiet bekannte Weisen implementiert werden. Die folgende Erörterung geht davon aus, dass der Schutztreiber 518, wie in 5a gezeigt, das Verfahren 501, das eine Überspannungsschutzschaltung betreibt, implementiert.
Während Schritt 515 wird die Spannung an einem Kollektorknoten eines IGBTs wie beispielsweise des IGBTs 202 überwacht. Die Spannung kann durch Verwenden eines Komparators und eines Referenzspannungsgenerators wie beispielsweise des Komparators 258 und des Referenzspannungsgenerators 560 überwacht werden. Alternativ können andere Spannungsüberwachungstechniken wie beispielsweise durch Verwenden eines ADCs eingesetzt werden. Während Schritt 517 wird die Spannung des Kollektorknotens des IGBTs mit einer Referenz verglichen. Wenn die Spannung des Kollektorknotens des IGBTs größer als die Referenz ist, wird Schritt 519 ausgeführt. Während Schritt 519 wird die V_ce des IGBTs dynamisch geregelt. Die Regelungsspannung kann zum Beispiel linear ansteigen, um die Leistungsdissipation während des Klemmprozesses zu verringern. Einige Ausgestaltungen können eine Echtzeit-Energieberechnung, beispielsweise durch Verwenden des Energieberechnungsblocks 502, durchführen und die Regelungsspannung basierend auf der berechneten Energie bestimmen. Andere Ausgestaltungen können die Regelungsspannung entsprechend einer willkürlichen Kurve ändern. Die willkürliche Kurve lässt sich beispielsweise durch Charakterisieren der Durchbruchsspannungen des IGBTs bei unterschiedlichen Temperaturen erhalten. Andere Regelungsspannungen sind ebenso möglich.
6 zeigt einen geschützten IGBT 616 in einem IH-Kocher-Untersystem 600 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Der geschützte IGBT 616 arbeitet auf eine ähnliche Weise wie der geschützte IGBT 216. Allerdings integriert der geschützte IGBT 616 Widerstände 608 und 610, einen Erfassungswiderstand 612, und enthält weiterhin eine Leistungsquelle 604, um einem Schutztreiber 618 Leistung zuzuführen. Deshalb kann der geschützte IGBT 616 in herkömmlichen Transistorpackages wie beispielsweise einem herkömmlichen 3-Pin-Package integriert werden.
Es ist möglich, zu detektieren, wenn eine Last wie beispielsweise ein Kochgefäß von der Kochoberfläche entfernt wird. Zum Beispiel zeigt 7a einen Schutztreiber 718 in einem IH-Kocher-Untersystem 200 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Der Schutztreiber 718 verhält sich auf eine ähnliche Weise wie der Schutztreiber 218. Allerdings enthält der Schutztreiber 718 eine Entfernungserkennungsschaltung 745 zum Detektieren, wenn die Last 144 von der Kochoberfläche entfernt wird.
Das Detektieren, dass die Last 144 von der Kochoberfläche entfernt wurde, kann durch Überwachen des durch eine Diode 750 fließenden Stroms I_sense erreicht werden. Während des Normalbetriebs ist der durch die Diode 750 fließende Strom sehr gering oder null. Wenn sich zum Beispiel die Last 144 in der Nähe der Kochoberfläche befindet und der IGBT 202 ein ist, fließt typischerweise ein Strom durch den Lastpfad des IGBTs 202 nach Masse. Wenn der IGBT 202 ausschaltet, wird die Diode 750 typischerweise in Rückwärtsrichtung vorgespannt und würde deshalb einen geringen oder keinen Strom aufweisen. Wenn die Last 144 von der Kochoberfläche entfernt wird, befindet sich die Last nicht länger in der Nähe der Resonanzinduktivität 206. Wenn der IGBT 202 ausschaltet, wenn die Last 144 von der Kochoberfläche entfernt wird, gäbe es eine geringe oder keine Energieübertragung von der Resonanzinduktivität 206 an die Last 144. Deshalb kann der Kondensator 204, verglichen mit der Spitzenspannung des resonanten Kondensators 204, bevor die Last 144 von der Kochoberfläche entfernt wurde, auf eine höhere Spitzenspannung geladen werden. Die höhere Spannung des resonanten Kondensators 204 kann bewirken, dass der durch die Resonanzinduktivität 206 fließende Strom, wenn der Kondensator 708 geladen wird, höher ist als bevor die Last 144 von der Kochoberfläche entfernt wurde. Deshalb kann die Diode 750 als Ergebnis des Entfernens der Last 144 von der Kocheroberfläche in Vorwärtsrichtung vorgespannt werden und deshalb einen Strom leiten.
Der durch die Diode 750 fließende Strom I_sense kann durch Messen einer Spannung über dem Erfassungswiderstand 212 erfasst werden. Ein Komparator 746 kann verwendet werden, um die an dem Anschluss CS 207 erfasste Spannung mit einer durch einen Referenzspannungsgenerator erzeugten Spannung zu vergleichen. Der Komparator 746 erfasst effektiv die Spannung über dem Erfassungswiderstand 212, weil der Komparator 746 auf den Anschluss Com 217 bezogen ist. Wenn der erfasste Strom über einem ersten Schwellenwert wie beispielsweise 50 A liegt, wird ein Lastentfernungsereignis detektiert. Basierend auf dem Lastentfernungsereignis kann der IGBT 202 ausgeschaltet werden. Andere Aktionen können auf das Detektieren eines Lastentfernungsereignisses hin vorgenommen werden.
Der Schwellenstrom für das Detektieren einer Lastentfernung kann, zum Beispiel basierend auf der Größe der Last, dem Material, der Menge an Leistung, die an die Last übertragen wird, und dem Abstand zwischen der Last und der Resonanzinduktivität variieren. Es versteht sich, dass der Schwellenwert auf andere Stromwerte wie beispielsweise 20 A oder 100 A eingestellt werden kann. Der Schwellenwertstrom für das Detektieren einer Lastentfernung kann auch dynamisch eingestellt werden. Zum Beispiel kann ein niedrigerer Schwellenwertstrom verwendet werden, wenn eine geringe Leistung an die Last 144 übertragen wird.
Die 7b und 7c zeigen Einzelpuls-Kurvenverläufe des durch die Diode 750 fließenden Stroms vor bzw. nach dem Entfernen eines Kochgefäßes von einem PCB-Aufbau, der eine Kochoberfläche emuliert, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Insbesondere beziehen sich die Kurvenverläufe der 7b und 7c auf eine Ausgestaltung, bei der der PCB-Aufbau, der die Kochoberfläche emuliert, 2,1 kV an Ausgangsleistung bei einer Schaltfrequenz von 20 kHz geliefert hat. Bei dem Kochgefäß handelt es sich um einen Kessel aus rostfreiem Stahl. Der Strommaßstab der 7b und 7c beträgt 50 A pro Teilung. Eine Kurve 705 zeigt die V_ce des IGBTs 202. Eine Kurve 709 zeigt den durch die Diode 750 fließenden Strom. Kurven 709 und 710 zeigen den maximalen Spitzenstrom der Diode 750 vor bzw. nach dem Entfernen eines Kochgefäßes von der Kochoberfläche.
Wie durch die 7b und 7c gezeigt, steigt der durch die Diode 750 fließende Spitzenstrom nach dem Entfernen des Kochgefäßes wesentlich an. Zum Beispiel erreicht der durch die Diode 750 fließende Spitzenstrom, wie durch Kurve 709 gezeigt, bevor das Kochgefäß entfernt wird, etwa 20 A. Der durch die Diode 750 fließende Spitzenstrom, nachdem das Kochgefäß entfernt ist, erreicht, wie durch Kurve 710 gezeigt, 90 A.
7d zeigt eine herausgezoomte Version des durch die Diode 750 fließenden Stroms vor und nach dem Entfernen eines Kochgefäßes von einer Kochoberfläche gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Insbesondere beziehen sich die Kurvenverläufe der 7b und 7c auf eine Ausgestaltung, bei der das Kochfeldsystem bei einer Schaltfrequenz von 20 kHz 2,1 kW an Ausgangsleistung geliefert hat. Bei dem Kochgefäß handelt es sich um einen Kessel aus rostfreiem Stahl. Der Strommaßstab von 7d beträgt 20 A pro Teilung. Wie in 7d gezeigt, wird das Kochgefäß zu einer Zeit to von der Kochoberfläche entfernt. An dieser Stelle beginnt der durch die Diode 750 fließende Spitzenstrom, wie durch Kurve 707 gezeigt, anzusteigen.
Obwohl diese Erfindung unter Bezugnahme auf illustrative Ausgestaltungen beschrieben wurde, ist diese Beschreibung nicht dazu gedacht, auf eine beschränkende Weise ausgelegt zu werden. Fachleuten werden auf die Bezugnahme auf die Beschreibung hin verschiedene Modifikationen und Kombinationen der illustrativen Ausgestaltungen, sowie andere Ausgestaltungen der Erfindung erkennen. Es ist deshalb beabsichtigt, dass die beigefügten Ansprüche jegliche derartigen Modifikationen oder Ausgestaltungen umfassen.

Claims

Verfahren zum Betreiben eines Transistors, das aufweist: Ein- und Ausschalten des Transistors basierend auf einem Steuersignal; Überwachen einer Spannung eines Kollektorknotens des Transistors; Detektieren, ob die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über einem ersten Schwellenwert liegt; und Regeln einer Spannung über einem Lastpfad des Transistors auf eine erste Zielspannung nach dem Detektieren, dass die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über dem ersten Schwellenwert liegt.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Regeln der Spannung über dem Lastpfad des Transistors aufweist: Überwachen der Spannung des Kollektorknotens des Transistors; und Einstellen der Spannung über dem Lastpfad des Transistors basierend auf der überwachten Spannung des Kollektorknotens des Transistors.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der Transistor einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) aufweist.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, das, eine ers te Zeitperiode nach dem Detektieren, dass die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über dem ersten Schwellenwert liegt, weiterhin das Regeln der Spannung über dem Lastpfad des Transistors auf eine zweite Zielspannung aufweist.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, das weiterhin aufweist: Überwachen eines durch einen Lastpfad des Transistors fließenden Stroms; Ausschalten des Transistors, wenn der durch den Lastpfad des Transistors fließende Strom über einem zweiten Schwellenwert liegt.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Schalten des Transistors weiterhin aufweist: Empfangen des Steuersignals an einem Steueranschluss; Einschalten des Transistors, wenn der Steueranschluss unter einem zweiten Schwellenwert liegt; und Hochziehen des Steueranschlusses auf eine erste Spannung, wenn der Steueranschluss schwebend ist.
Verfahren gemäß Anspruch 6, das weiterhin aufweist: Bestimmen, ob ein Fehlerzustand in dem Transistor aufgetreten ist; und Bestimmen der ersten Spannung basierend darauf, ob der Fehlerzustand aufgetreten ist.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, das weiterhin das Heizen eines Kochgefäßes durch Ein- und Ausschalten des Transistors aufweist.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, das weiterhin aufweist: Überwachen eines Diodenstroms, der durch eine über den Lastpfad des Transistors hinweg gekoppelte Diode fließt; und Detektieren eines Entfernungsereignisses, wenn der Diodenstrom über einem vorgegebenen Diodenstromschwellenwert liegt.
Schaltung, die einen Schutztreiber aufweist, die aufweist: einen Gatetreiber, der dazu ausgebildet ist, mit einem Transistor gekoppelt zu werden und dazu ausgebildet ist, den Transistor basierend auf einem Steuersignal ein- und auszuschalten; eine Überspannungserkennungsschaltung, die dazu ausgebildet ist: eine Spannung an einem Kollektorknoten des Transistors zu überwachen, zu detektieren, ob die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über einem ersten Schwellenwert liegt; und eine Reglerschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Spannung über einem Lastpfad eines Transistors auf eine erste Zielspannung zu regeln, nachdem die Überspannungserkennungsschaltung detektiert, dass die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über dem ersten Schwellenwert liegt.
Schaltung gemäß Anspruch 10, wobei die Reglerspannung die Spannung über dem Lastpfad des Transistors basierend auf der überwachten Spannung des Kollektorknotens des Transistors einstellt.
Schaltung gemäß Anspruch 10 oder 11, die weiterhin den Transistor aufweist.
Schaltung gemäß Anspruch 12, wobei der Transistor einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) aufweist.
Schaltung gemäß Anspruch 13, die weiterhin eine Induktionsspule, die mit dem Lastpfad des Transistors gekoppelt ist, aufweist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 14, wobei die Reglerschaltung weiterhin dazu ausgebildet ist, die Spannung über dem Lastpfad des Transistors eine erste Zeitperiode nachdem die Überspannungserkennungsschaltung detektiert, dass die Spannung des Kollektorknotens des Transistors über dem ersten Schwellenwert liegt, auf eine zweite Zielspannung zu regeln.
Schaltung gemäß Anspruch 15, wobei die zweite Zielspannung höher als die erste Zielspannung ist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 16, wobei der Schutztreiber weiterhin eine Strombegrenzerschaltung, die dazu ausgebildet ist, den Transistor auszuschalten, wenn ein durch einen Lastpfad des Transistor fließenden Stroms eine Stärke über einem zweiten Schwellenwert aufweist, aufweist.
Schaltung gemäß Anspruch 17, wobei die Strombegrenzerschaltung einen Komparator mit einem ersten Eingang, der mit einer Referenzspannung gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der über einen Erfassungswiderstand mit einem Emitterknoten des Transistors gekoppelt ist, aufweist; und der Schutztreiber einen gemeinsamen Referenzknoten, der mit einem Zwischenknoten gekoppelt ist, aufweist, wobei der Zwischenknoten zwischen den Emitterknoten des Transistors und den Erfassungswiderstand gekoppelt ist.
Schaltung gemäß Anspruch 17 oder 18, wobei die Strombegrenzerschaltung einen Komparator mit einem ersten Eingang, der mit einer positiven Referenzspannung gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Emitterknoten des Transistors gekoppelt ist, aufweist; und der Schutztreiber einen gemeinsamen Bezugsknoten, der über einen Erfassungswiderstand mit dem Emitterknoten des Transistors gekoppelt ist, aufweist.
Integrierte Schaltung, die aufweist: einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT); einen Temperatursensor; und einen Schutztreiber, der aufweist: einen Gatetreiber, der mit einem Gate des IGBTs gekoppelt ist, eine Strombegrenzerschaltung, die mit dem Gatetreiber gekoppelt ist, und eine mit dem Gate des IGBTs gekoppelte Überspannungsschutzschaltung.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 20, wobei die integrierte Schaltung in ein 6-Pin-Package gepackt ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 20 oder 21, wobei die integrierte Schaltung in ein 3-Pin-Package gepackt ist.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 20 bis 22, die weiterhin eine Diagnoseschaltung aufweist, die dazu ausgebildet ist: eine erste Spannung an einen Eingangspin anzulegen, wenn der IGBT aus ist und kein Fehler detektiert wird, und eine zweite Spannung an den Eingangspin anzulegen, wenn der IGBT aus ist und ein Fehler detektiert wird, wobei der Eingangspin mit dem Gatetreiber gekoppelt ist, wobei sich die zweite Spannung von der ersten Spannung unterscheidet.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 20 bis 23, wobei die Überspannungsschutzschaltung aufweist: einen ersten Komparator mit einem ersten Eingang, der mit einer ersten Referenzspannung gekoppelt ist, und einem zweiten Eingang, der mit einem Kollektorknoten des IGBTs gekoppelt ist; einen ersten Schalter, der zwischen einen Ausgang des Gatetreibers und das Gate des IGBTs gekoppelt ist; eine Reglerschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Spannung des Kollektorknotens auf eine Ziel-Kollektorspannung zu regeln und die zwischen den Kollektorknoten des IGBTs und das Gate des IGBTs gekoppelt ist; und einen zweiten Schalter, der zwischen die Regelungsschaltung und das Gate des IGBTs gekoppelt ist, wobei der erste Schalter dazu ausgebildet ist, zu öffnen, wenn sich ein Ausgang des ersten Komparators in einem ersten Zustand befindet, und der zweite Schalter dazu ausgebildet ist, zu schließen, wenn sich der Ausgang des ersten Komparators in dem ersten Zustand befindet.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 24, wobei die Regelungsschaltung einen Proportional-Integral-(PI)-Controller aufweist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 24 oder 25, wobei die Regelungsschaltung einen Transkonduktanz-Operationsverstärker (OTA) aufweist.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 24 bis 26, wobei die Ziel-Kollektorspannung auf einer durch einen Referenzspannungsgenerator erzeugten Spannung basiert.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 27, wobei der Referenzspannungsgenerator, wenn ein Überspannungszustand detektiert wird, eine erste Spannung und, eine erste Zeitperiode, nachdem der Überspannungszustand detektiert wird, eine zweite Spannung erzeugt.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 28, wobei die zweite Spannung höher als die erste Spannung ist.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 24 bis 29, wobei die Strombegrenzerschaltung einen zweiten Komparator mit einem ersten Eingang, der mit einer zweiten Referenzspannung gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der dazu ausgebildet ist, über einen Erfassungswiderstand mit einem Emitterknoten des IGBTs gekoppelt zu werden, und einen Ausgang, der mit dem Gatetreiber gekoppelt ist, aufweist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 30, die weiterhin den Erfassungswiderstand aufweist.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 20 bis 31, wobei die Strombegrenzerschaltung einen ersten Komparator, der dazu ausgebildet ist, einen durch einen Lastpfad des IGBTs fließenden Strom zu erfassen, aufweist, wobei der erste Komparator dazu ausgebildet ist, den IGBT auszuschalten, wenn der erfasste Strom über einem vorgegebenen Schwellenwert liegt.