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Oberbegriff
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Die Erfindung richtet sich auf ein Snubber-Netzwerk (SN) zur Dämpfung der Schwingungen an einer Konverterinduktivität (Lboost ) eines Spannungsreglers (BSIC) und ein zugehöriges Verfahren zur Dämpfung der Schwingungen an der Konverterinduktivität (Lboost ) des Spannungsreglers (BSIC).
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Allgemeine Einleitung
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Das Ziel des hier vorgelegten Vorschlags ist die Reduktion der elektromagnetischen Emission an Schaltreglerknoten mit hoher Güte und der damit einhergehenden Schwingneigung im Abschaltmoment. Aus dem Stand der Technik sind hier sogenannte Snubber-Netzwerke bekannt.
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Aus der
US 6 625 046 B2 ist aus deren
14 ein Schalter (Bezugszeichen 1400 der
US 6 625 046 B2 ) bekannt, der ein Paar von Schaltern oder IGBT's (Bezugszeichen 1402 und 1403 der
US 6 625 046 B2 ) und ein Paar Dioden (Bezugszeichen 1404 und 1405 der
US 6 625 046 B2 ) aufweist. Eine Diode (Bezugszeichen 1404 der
US 6 625 046 B2 ) der beiden Dioden (Bezugszeichen 1402 und 1404 der
US 6 625 046 B2 ) ist eine Antiparallel-Diode zu einem ersten Schalter (Bezugszeichen 1402 der
US 6 625 046 B2 ). Die andere Diode (Bezugszeichen 1405 der
US 6 625 046 B2 ) der beiden Dioden (Bezugszeichen 1402 und 1404 der
US 6 625 046 B2 ) ist eine Antiparallel-Diode zu einem zweiten Schalter (Bezugszeichen 1403 der
US 6 625 046 B2 ). Die beiden Schalter/Dioden-Kombinationen sind in Serie geschaltet, aber zu einander umgedreht in entgegengesetzte Richtungen verschaltet. Ziel ist es, laut der Beschreibung der
US 6 625 046 B2 , eine Diode zu erhalten, deren Richtung umgeschaltet werden kann. Diese in ihrer Richtung umschaltbare Dioden-Konstruktion wird benutzt, um je nach Schaltvorgang ein sanftes Schalten des High-Side-Transistors (Bezugszeichen 1502 der
US 6 625 046 B2 ) oder des Low-Side-Transistors (Bezugszeichen 1504 der
US 6 625 046 B2 ) einzuprägen.
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Die in diesen Druckschriften beschriebenen Techniken und Verfahren sind jedoch nicht geeignet, Schaltenergien in den Konverterinduktivitäten mit geringer EMV-Strahlung abzubauen, wenn die Last nicht konstant ist. Sie sind vielmehr in der Regel darauf ausgerichtet, durch geeignete Änderung der Phasenlage, z.B. über kapazitive oder induktive Netzwerke bei konstanter Last optimal zu arbeiten.
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Aufgabe der Erfindung
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Lösung zu schaffen, die im Betrieb im Mittel geringere Verluste als die Lösungen aus dem Stand der Technik im Teillastbereich oder im lückenden Betrieb, also bei nicht konstanter Last, aufweist und weitere Vorteile aufweist.
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Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach Anspruch 1 und ein Verfahren nach Anspruch 4 gelöst.
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Lösung der Aufgabe
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Es wird eine Schaltung vorgeschlagen, mit der die dämpfende Funktion der externen Komponenten realisiert werden kann. Der Vorschlag ist so gestaltet, dass Ausschwingvorgänge möglichst strahlungsarm bei gleichzeitig möglichst geringer anfallender Leistung in einem Entlastungsnetzwerk, im Folgenden als Snubber-Netzwerk (SN) bezeichnet, gestaltet sind. Grundidee ist das Einbringen eines integrierten Entlastungs- oder Snubber-Netzwerks (SN) in eine mikrointegrierte Spannungsreglerschaltung (BSIC).
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Es wird vorgeschlagen, die notwendige Dämpfung des parasitären Schwingkreises aus parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) und Konverterinduktivität (Lboost ) als Paralleldämpfung in Form eines Entlastungs- oder Snubber-Netzwerks (SN) parallel geschaltet zu diesem parasitären Schwingkreis aus parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) und Konverterinduktivität (Lboost ) in die Gesamtschaltung einzubringen. Im Gegensatz zum Stand der Technik wird nun vorgeschlagen, das Entlastungs- oder Snubber-Netzwerk (SN) und damit die Dämpfung des parasitären Schwingkreises aus parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) und Konverterinduktivität (Lboost ) aus Verlustleistungsgründen selektiv schaltbar zu machen. Hierdurch entstehen also zwei Betriebsmodi:
- 1. ein erster Betriebsmodus mit einer hohen Dämpfung und hohen Verlusten und
- 2. ein zweiter Betriebsmodus mit einer geringen Dämpfung und nur geringen Verlusten.
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Der erste Betriebsmodus wird bei Last- und Spannungswechseln aktiviert, der zweite Betriebsmodus wird im Normalbetrieb aktiviert.
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Das Besondere ist dabei, dass im ersten Betriebsmodus die Energie der Schwingung selbst genutzt wird, um das Snubber-Netzwerk (SN) quasi passiv zu halten: Die Transistoren im Snubber-Netzwerk (SN) müssen nicht aktiv von der Schaltung getrieben werden, sondern werden quasi passiv aus der Spannungsdifferenz in Folge der pendelnden Energie aufgesteuert. Hierzu sei imVorgriff auf die Fugurenbeschreibung auf 4 verwiesen, die eine besondere Implementation eines Snubber-Netzwerkes (SN) darstellt. Durch die Beschaltung wird die Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Anschluss-Knoten (N1) des Snubber-Netzwerks (SN) und dem zweiten Anschluss-Knoten (N2) gleichgerichtet und zur Steuerung der Steuerlektroden (Gates) der Schalttransistoren (Ms ) verwendet.
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In 1 der Zeichnungen ist eine beispielhafte Schaltungsstruktur eines Schaltreglers in Form eines beispielhaften integrierten Schaltkreises des Boost-Konverters (BSIC) vereinfacht dargestellt. Der zu dämpfende parasitäre Schwingkreis besteht aus den beiden parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) an dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) und der Konverterinduktivität (Lboost ).
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Die Schaltung des beispielhaften integrierten Schaltkreises des Boost-Konverters (BSIC) der 1 wird aus der Versorgungsspannung (Vdd) und über das Bezugspotenzial (GND) mit elektrischer Energie versorgt.
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Eine Last am Ausgang (out) des Schaltreglers (BSIC) wird wie folgt mit elektrischer Energie versorgt:
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Der elektrische Strom fließt über den typischerweise eingeschalteten High-Side-Transistor (T1) und die Konverterinduktivität (Lboost ) durch die Freilaufdiode (FD) in die Boost-Kapazität (Cboost ), die als Energiespeicher für die Last am Ausgang (out) des Spannungsreglers (BSIC) dient. Der Low-Side-transistor (T2) wird periodisch geschlossen. Hierdurch fließt ein Strom durch die Konverterinduktivität (Lboost ) zum Bezugspotenzial (GND). Wird der Low-Side-transistor (T2) geöffnet, so wird das Potenzial am Knoten N2 über das Potenzial am Ausgang (out) durch Selbstinduktion der Konverterinduktivität (Lboost ) angehoben und die Boost-Kapazität (Cboost ) mit dem Strom der Konverterinduktivität (Lboost ) geladen. Das Ein- und Ausschalten des High-Side-Transistors (T1) und des Low-Side-Transistors (T2) werden dabei durch eine Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) gesteuert. Die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) erzeugt ein Treibereingangssignal (HvT1 ) für den High-Side-Treiber (DR1) für den High-Side-Transistor (T1). Des Weiteren erzeugt die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) ein Treibereingangssignal (Lpwm ) für den Low-Side-Treiber (DR2) des Low-Side-Transistors (T2). Der High-Side-Treiber (DR1) erzeugt aus dem einen Treibereingangssignal (HvT1 ) für den High-Side-Treiber (DR1) ein Steuersignal (HT1 ) für die Steuerelektrode des High-Side-Transistors (T1). Der Low-Side-Treiber (DR2) erzeugt aus dem Treibereingangssignal (Lpwm ) für den Low-Side-Treiber (DR2) ein Steuersignal (LT2 ) für die Steuerelektrode des Low-Side-Transistors (T2).
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Eine erste Strommessvorrichtung (Mv1 ) erfasst den Strom aus der Versorgungsspannung (Vdd) heraus in den High-Side-Transistor (T1) hinein als High-Side-Strom-Ist-Signal (IHist ). Ein High-Side-Überstromschutz (HSOCP) wertet das High-Side-Strom-Ist-Signal (IHist ) aus und erzeugt bei überschreiten eines High-Side-Maximalstromschwellwerts ein High-Side-Überstromwarnsignal (WH ). Die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) wertet das High-Side-Überstromwarnsignal (WH ) aus und schaltet bei Überstrom den High-Side-Transistor (T1) ab. Die Spannungsbegrenzungsdiode (ZD1) übernimmt in diesem Fall den Strom. Es sollte hier erwähnt werden, dass die Spannungsbegrenzungsdiode (ZD1) nicht zwingend eine Zener-Diode sein muss, falls das Bezugszeichen der Spannungsbegrenzungsdiode (ZD1) dies suggerieren sollte. Im Gegenteil, eine normale Diode reicht an dieser Stelle vollkommen aus.
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Eine zweite Strommessvorrichtung (Mv2 ) erfasst den Strom in das Bezugspotenzial (GND) hinein aus dem Low-Side-Transistor (T2) heraus als Low-Side-Strom-Ist-Signal (IList ). Ein Low-Side-Überstromschutz (LSOCP) wertet das Low-Side-Strom-Ist-Signal (IList ) aus und erzeugt bei überschreiten eines Low-Side-Maximalstromschwellwerts ein Low-Side-Überstromwarnsignal (WL ). Eine Überstromwarnungsunterdrückung (BL) erzeugt nur dann eine Überstromwarnung in Form des Überstromsignals (OCS), wenn genügend Zeit nach einem Schaltvorgang des Low-Side-Transistors (T2) vergangen ist, um nicht aufgrund von Stromspitzen während des eigentlichen Schaltvorgangs eine Überstromwarnung auszulösen. Die Überstromwarnungsunterdrückung (BL) wertet hierzu das Treibereingangssignal (Lpwm ) für den Low-Side-Treiber (DR2) des Low-Side-Transistors (T2) und das Low-Side-Überstromwarnsignal (WL ) und erzeugt dann in Abhängigkeit hiervon das Überstromsignal (OCS). Die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) wertet das Überstromsignal (OCS) aus und schaltet bei Überstrom beispielsweise den High-Side-Transistor (T1) und den Low-Side-Transistor (T2) ab.
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Eine relative Spannungsmessvorrichtung (RVM) erfasst die Boost-Spannung (Vboost ) am Ausgang (out) des Spannungsreglers und erzeugt in Abhängigkeit von dieser Spannung ein Spannungsmesssignal (Vm ). Ein Regler (REG) vergleicht das Spannungsmesssignal (Vm ) mit einer Referenzspannung (Vref ) und erzeugt in Abhängigkeit von der Abweichung - typischerweise in Abhängigkeit von der Spannungsdifferenz (Vref -Vm ) - ein Regelsignal (Vreg ). Die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) wertet das Regelsignal (Vreg ) aus und steuert in Abhängigkeit von dem Regelsignal (Vreg ) und der Zeit sowie in Abhängigkeit von den zuvor erwähnten Signalen den Schaltzustand des High-Side-Transistors (T1) und den Schaltzustand des Low-Side-Transistors (T2). Im Normalbetrieb ist der High-Side-Schalter (T1) im Wesentlichen eingeschaltet, während zeitgleich bevorzugt der Low-Side-Transistor (T2) mit gleicher oder höherer Frequenz getaktet wird.
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Erreicht jedoch die Boost-Spannung (Vboost ) am Ausgang den Zielwert, so werden zur Energieeinsparung sowohl der High-Side-Transistor (T1) als auch der Low-Side-Transistor (T2) durch die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) ausgeschaltet, um Energie zu sparen, da die Konverterinduktivität (Lboost ), der High-Side-Schalter (T1) und der Low-Side-Schalter (T2) bei einem Stromfluss stets einen Verlustwiderstand aufweisen.... Dabei kann durch den Freilauf am Hig-Side-transistor (T1) durch die SPannungsbegrenzungsdiode (ZD1) die Energie in der Konverterinduktivität (Lboost ) schnell abgebaut werden. Dies führt vorteilhafterweise zu einem geringeren Energieeintrag am Ausgang (out) über den durch die Regelung angestrebten Zielwert der Boost-Spannung (Vboost ) hinaus. Ist die Boost-Kapazität (Cboost ) ausreichend geladen, so ist dieser Stromfluss unnötig und führt nur zu Verlusten. Ein Abschalten des High-Side-Transistors (T1) und des Low-Side-Transistors (T2) führt daher nach Abbau der Energie in der Konverterinduktivität (Lboost ) zu einer Oszillation des parasitären Schwingkreises aus parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) und Konverterinduktivität (Lboost ). Die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) schaltet daher in diesem Fall zwischen dem ersten Knoten (N1), der dem Drain des High-Side-Transistors und einem ersten Anschluss, der Konverterinduktivität (Lboost ) entspricht, und dem zweiten Knoten (N2), der dem Drain des Low-Side-Transistors und einem zweiten Anschluss der Konverterinduktivität (Lboost ) entspricht, ein Dämpfungsnetzwerk (Subber-Netzwerk SN). Dieses Snubber-Netzwerk (SN) wird vorteilhafterweise aus der Energie der Schwingung selbst angesteuert und arbeitet in der Folge vorteilhafterweise adaptiv bezogen auf die Amplituden der Spannungsdifferenz zwischen den zu dämpfenden Knoten (N1,N2) selbstständig und absorbiert die in der Konverterinduktivität (Lboost ) und in den parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) gespeicherte Energie. Im Normalbetrieb ist der High-Side-Transistor (T1) eingeschaltet und der Low-Side-Transistor (T2) wird mit einer PWM durch Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) über das Treibereingangssignal (Lpwm ) für den Low-Side-Treiber (DR2) des Low-Side-Transistors (T2) angesteuert. Für diesen Normalbetrieb wird nun im Gegensatz zum Stand der Technik vorgeschlagen, das Snubber-Netzwerk (SN) mittels eines Steuersignals (enq) in einen hochohmigen Zustand bezüglich der beiden Anschlüsse des Snubber-Netzwerks (SN), die mit dem ersten Knoten (N1) und mit dem zweiten Knoten (N2) verbunden sind, zu schalten. Hierzu erzeugt die Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung (CTL) das entsprechende Steuersignal (enq).
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In 2 wird der prinzipielle Einfluss des Snubber-Netzwerks (SN) zusammen mit der Zielfunktion dargestellt. Die 2a stellt einen Ausschnitt aus der 1 dar. Das Snubber-Netzwerk (SN) ist zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) angeschlossen. Der parasitäre Schwingkreis aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) ist dazu parallel ebenfalls zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) geschaltet. Das Snubber-Netzwerk (SN) besitzt einen komplexen Widerstand (ZSN ). Für diesen komplexen Widerstand (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) ist ein Optimum der Dämpfung des parasitären Schwingkreises (Cp , Lboost ) zu ermitteln als Kompromiss zwischen
- a. Spitzenströmen und Verlusten in einem Snubber-Netzwerk (SN) gegenüber
- b. der erzielten Dämpfung.
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In 2b ist der komplexe Widerstand (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) nicht an den Schwingkreis aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) angepasst. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn das Snubber-Netzwerk (SN) mittels des Steuersignals (enq) in einen hochohmigen Zustand geschaltet ist, also einen komplexen Widerstand (ZSN ) mit einem hohen ohmschen Anteil aufweist.
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In 2c ist der komplexe Widerstand (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) an den Schwingkreis aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) angepasst. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn das Snubber-Netzwerk (SN) mittels des Steuersignals (enq) in einen niederohmigen Zustand oder einen passiv dämpfenden Zustand geschaltet ist, also einen komplexen Widerstand (ZSN ) mit einem niedrigen ohmschen Anteil aufweist. Hierbei sollte der komplexe Widerstand (ZSN ) des Snubber-Netzwerk (SN) bevorzugt den gleichen ohmschen Realteil aufweisen, wie der parasitäre Schwingkreis aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) zwischen dem ersten Knoten (N1) und seinem zweiten Knoten (N2) bei seiner Resonanzfrequenz (fr ). Hierdurch ist das Snubber-Netzwerk (SN) dann optimal an die Energiequelle, den parasitären Schwingkreis aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) angepasst und entnimmt mit maximaler Geschwindigkeit Energie aus diesem parasitären Schwingkreis aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ). Es hat sich aber gezeigt, dass eine gewisse Fehlanpassung sinnvoll ist. In einer Referenzanwendung, die für die Ausarbeitung des Vorschlags verwendet wurde, wurden Realteile im Resonanzkreis von 1-4 Ohm (DC Widerstand der Konverterinduktivität (Lboost ) bei Gleichspannungsansteuerung aufgefunden. Der Resonnazwiderstand lag bei typischerweise 3-4kOhm. Im Vergleich dazu wurde eine geschaltete Impedanz mit ca. 4kOhm eingebracht. Dieser Fall ist in etwa in 2c dargestellt. Für die Nacharbeit wird empfohlen, durch Simulationen den geeigneten Kompromiss zwischen Einschwingverhalten, Chipfläche und Temperaturbelastung anwendungsbezogen entsprechend den Eigenschaften der geplanten Last und der vorgesehenen Konverterinduktivität (Lboost ) zu ermitteln. In der Folge wird die Abstrahlung des Schaltkreises massiv verbessert und somit das EMV-Verhalten optimiert.
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Bevorzugt wird daher das Snubber-Netzwerk (SN) so ausgelegt, dass in einem Zustand des Steueranschlusses (enq) der Realteil des komplexen Innenwiderstands (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) nicht mehr als 200% oder nicht mehr als 150% oder nicht mehr als 120% oder nicht mehr als 110% oder nicht mehr als 105% des Betrags des Resonanzwiderstandswerts (Rr ) des parasitären Schwingkreises aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) beträgt und das Snubber-Netzwerk (SN) so ausgelegt werden, dass in diesem Zustand des Steueranschlusses (enq) der Realteil des komplexen Innenwiderstands (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) nicht weniger als 50% oder nicht weniger als 75% oder nicht weniger als 88% oder nicht weniger als 95% oder nicht weniger als 98% des Betrags des Resonanzwiderstandswerts (Rr ) des parasitären Schwingkreises aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) beträgt.
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Bei der Dimensionierung der Anpassung muss allerdings auch die anfallende Wärmeleistung berücksichtigt werden. Je nach Gehäuse kann daher eine subpoptimale Anpassung in unterschiedlicher Weise in Abhängigkeit von Anwendungsfall zu Anwendungsfall sinnvollsein.
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In 3 sind verschiedene Entwicklungsstufen eines Snubber-Netzwerks (SN) dargestellt. 3a zeigt ein Snubber-Netzwerk (SN) entsprechend dem Stand der Technik. Im Stand der Technik befindet sich am ersten Knoten (N1) ein RC-Filter beispielsweise bestehend aus einer Kapazität (Cs ) und einem Widerstand (Rs ) und symmetrisch dazu am zweiten Knoten (N2) ein gleich gestalteter RC-Filter (siehe 3a). Das Snubber-Netzwerk (SN) kann entsprechend dem Stand der Technik auch potenzialfrei ohne Masseanschluss mittels eines RC-Filters (Cs, Rs ) realisiert werden (3b). Auch kann das Snubber-Netzwerk (SN) im Stand der Technik als einfacher Widerstand (3c) realisiert werden. Erfindungsgemäß ist es nun vorgesehen, den Widerstand des Snubber-Netzwerks (SN) im Normalbetrieb in Abhängigkeit von einem Steuersignal (enq) des Snubber-Netzwerks (SN) zu erhöhen und im Falle einer notwendigen Dämpfung mittels dieses Steuersignals (enq) zu erniedrigen (3d). Im einfachsten Fall kann das Snubber-Netzwerk (SN) durch einen Schalter in Abhängigkeit von dem Steuersignal (enq) des Snubber-Netzwerks (SN) unterbrochen werden.
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In 4 ist der Vollständigkeit halber ein detaillierter, beispielhafter Vorschlag für die Implementation eines schaltbaren Snubber-Netzwerks (SN) entsprechend 3d in den integrierten Schaltkreis des Boost-Konverters (BSIC) in vereinfachter Form dargestellt. Der Schalter der 3d wird in der 4 durch die beiden Schalttransistoren (Ms) in sogenannter back-to-back Anordnung zum Öffnen bzw. Schließen der Verbindung zwischen den Knoten N1 und N2 realisiert. Diese sind in Serie mit den zwei eigentlichen Snubber-Widerständen (Rs) geschaltet, in denen die zu vernichtende Schwingungsenergie des parasitären Schwingkreises (Cp , Lboost ) im Abschaltmoment in Wärme umgesetzt werden kann. Es wird vorgeschlagen das Snubber-Netzwerk (SN) hoch symmetrisch aufzubauen, um die Dämpfungs- und EMV-Wirkung zu maximieren. Ein Begrenzer-Element (DG ) (z.B. eine Zenerdiode) dient zur Begrenzung der maximalen Gate-Source-Spannung (VGS ) der Schalttransistoren (Ms ) des vorgeschlagenen schaltbaren Snubber-Netzwerks (SN). Je ein Bias-Widerstand (RB ) pro Schalttransistor (Ms ) ist zur Aufladung der jeweiligen Steuerelektrode (Gate) des jeweiligen Schalttransistors (Ms ) aus der Potentialdifferenz zwischen den Knoten N1 und N2 sowie zur Begrenzung des Stromes in dem Begrenzer-Element (DG ) einer Diode vorgesehen. Je eine Bias-Diode (DB ) ist zur Gleichrichtung der Potential-Differenz zwischen N1 und N2 vorgesehen. Sie erlauben vorteilhafterweise darüber hinaus, das Dämpfungsnetzwerk mit einer geeigneten Zeitkonstante, die über die Knotenkapazität am dritten Knoten (N3) und über den passiver Entladewiderstand (RG ) für die Gates der Schalttransistoren (MS ) bestimmt wird, über das Abklingen der Schwingung hinaus aktiv zu halten . Diese Bias-Dioden (DB ) verhindern außerdem einen Querstrom über das Bias-Netzwerk zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2). Hierbei ist des Weiteren von Interesse, dass eine Ansteuerung auf diese Art auch implizit oberhalb der verfügbaren Versorgungsspannungen erfolgen kann, da es eine Art Chargepump ist. Der passive Entladewiderstand (RG ) dient zur Entladung der Gates der Schalttransistoren (MS ). Durch diese Konstruktion ist es möglich, mit einem Ausschalttransistor (MDIS ) das Snubber-Netzwerk (SN) zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) effektiv zu aktivieren, also niederohmig zu schalten, oder zu deaktivieren, also hochohmig zu schalten. Eine vorteilhafte Eigenschaft dieser Implementierung des Snubber-Netzwerks (SN) ist der geringe Aufwand zur Steuerung des Snubber-Netzwerks (SN), wodurch insbesondere der Integrationsaufwand innerhalb einer integrierten Schaltung reduziert werden kann.
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Das vorgeschlagene Verfahren der Änderung des Innenwiderstands des Snubber-Netzwerks (SN) auf einen ersten Innenwiderstandswert (ZSN1 ) für den Fall des Normalbetriebs und einen zweiten Innenwiderstandswert (ZSN2 ) für den Fall, dass die Zielausgangsspannung am Ausgang (out) erreicht wurde, kann für Schaltregler im Allgemeinen angewendet werden. Bevorzugt wird dabei das Snubber-Netzwerk (SN) parallel zur energiespeichernden Induktivität in der betreffenden Schaltreglerkonstruktion eingesetzt. Der dargestellte Ansatz kann von einem Fachmann somit auch auf andere Schaltreglerschaltungen als die dargestellte Boost-Schaltung mit Bezug zur Batterie erweitert werden. Beispielsweise ist die Übertragung auf Buck Konverter, dessen Schaltknoten und Ausgangsknoten i.d.R. Teil der Schnittstelle einer integrierten Schaltung Interfaces sind, angewendet werden. Prinzipiell kann das Prinzip der Verwendung einer schaltbaren Paralleldämpfungsschaltung (Snubber-Netzwerk) dort ebenfalls verwendet werden.
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Es wird daher ein Snubber-Netzwerk (SN) zur Dämpfung der Schwingungen an einer Konverterinduktivität (Lboost ) eines Spannungsreglers (BSIC) mit steuerbarem Querwiderstand (ZSN ) vorgeschlagen. Die Konverterinduktivität (Lboost ) weist einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss aufweist, wobei die Konverterinduktivität (Lboost ) mit dem ersten Anschluss mit einem ersten Knoten (N1) verbunden ist und mit dem zweiten Anschluss mit einem zweiten Knoten (N2) verbunden ist. Das Snubber-Netzwerk (SN) weist ebenfalls einen ersten Anschluss auf, mit dem es mit dem ersten Anschluss (N1) der Konverterinduktivität (Lboost ) verbunden ist, und einen zweiten Anschluss aufweist, mit dem es mit dem zweiten Anschluss (N2) der Konverterinduktivität (Lboost ) verbunden ist. Das Snubber-Netzwerk (SN) besitzt einen komplexen Innenwiderstand (ZSN ) zwischen seinem ersten Anschluss und seinem zweiten Anschluss. Das Snubber-Netzwerk (SN) hat einen Steueranschluss (enq), wobei der komplexe Innenwiderstand (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) von dem Zustand des Steueranschlusses (enq) abhängt.
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Die Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitäre Knotenkapazitäten (Cp ) am ersten Knoten (N1) und am zweiten Knoten (N2) bilden einen parasitären Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz (fr ), wobei der parasitäre Schwingkreis aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) bei dieser Resonanzfrequenz (fr ) einen Resonanzwiderstandswert (Rr ) zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) aufweist. Dieser Resonanzwiderstand (Rr ) liegt sehr häufig zwischen 3 und 4 kOhm. Das Snubber-Netzwerk (SN) ist in einer bevorzugten Variante des Vorschlags so ausgelegt ist, dass in einem ersten Zustand des Steueranschlusses (enq) der Realteil des komplexen Innenwiderstands (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) nicht mehr als 200% oder besser nicht mehr als 150% oder besser nicht mehr als 120% oder besser nicht mehr als 110% oder besser nicht mehr als 105% des Betrags des Resonanzwiderstandswerts (Rr ) des parasitären Schwingkreises aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) beträgt und dass in diesem ersten Zustand des Steueranschlusses (enq) der Realteil des komplexen Innenwiderstands (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) nicht weniger als 50% oder besser nicht weniger als 75% oder besser nicht weniger als 88% oder besser nicht weniger als 95% oder besser nicht weniger als 98% des Betrags des Resonanzwiderstandswerts (Rr ) des parasitären Schwingkreises aus Konverterinduktivität (Lboost ) und parasitären Knotenkapazitäten (Cp ) beträgt.
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Ein solches Snubber-Netzwerk (SN, 4) umfasst in einer bevorzugten Variante des Vorschlags einen ersten Snubber-Widerstand (Rs), einen zweiten Snubber-Widerstand (Rs), einen ersten Schalttransistor (Ms ), einen zweiten Schalttransistor (Ms ), einen ersten Bias-Widerstand (RB ), einen zweiten Bias-Widerstand (RB ), eine erste Bias-Diode (DB ), eine zweite Bias-Diode (DB ), ein Begrenzer-Element (DG ), einen passiven Entladewiderstand (RG ) und einen Ausschalttransistor (MDIS ). Der erste Snubber-Widerstand (Rs) ist mit seinem ersten Anschluss mit dem ersten Knoten (N1) und mit seinem zweiten Anschluss und einem fünften Knoten (N5) verbunden. Der zweite Snubber-Widerstand (Rs) ist mit seinem ersten Anschluss mit dem zweiten Knoten (N2) und mit seinem zweiten Anschluss und einem sechsten Knoten (N6) verbunden. Eine Serienschaltung aus dem ersten Bias-Widerstand (RB ) und der ersten Bias-Diode (DB ) ist mit ihrem ersten Anschluss mit dem ersten Knoten (N1) und mit ihrem zweiten Anschluss mit einem dritten Knoten (N3) verbunden. Die Kathode der ersten Bias-Diode (DB ) ist dabei in Richtung auf den dritten Knoten (N3) orientiert. Eine Serienschaltung aus dem zweiten Bias-Widerstand (RB ) und der zweiten Bias-Diode (DB ) ist mit ihrem ersten Anschluss mit dem zweiten Knoten (N2) und mit ihrem zweiten Anschluss mit dem dritten Knoten (N3) verbunden. Die Kathode der zweiten Bias-Diode (DB ) ist dabei in Richtung auf den dritten Knoten (N3) orientiert. Die Steuerelektrode des ersten Schalttransistors (Ms ) ist mit dem dritten Knoten (N3) und die Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors (Ms ) mit dem dritten Knoten (N3) verbunden. Ein erster Anschluss des ersten Schalttransistors (Ms ), der nicht die Steuerelektrode des ersten Schalttransistors (Ms ) ist, ist mit einem vierten Knoten (N4) verbunden. Ein erster Anschluss des zweiten Schalttransistors (Ms ), der nicht die Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors (Ms ) ist, ist mit dem vierten Knoten (N4) verbunden. Ein zweiter Anschluss des ersten Schalttransistors (Ms ), der nicht die Steuerelektrode des ersten Schalttransistors (Ms ) und nicht der erste Anschluss des ersten Schalttransistors (Ms ) ist, ist mit dem fünften Knoten (N5) verbunden. Ein zweiter Anschluss des zweiten Schalttransistors (Ms ), der nicht die Steuerelektrode des zweiten Schalttransistors (Ms ) und nicht der erste Anschluss des zweiten Schalttransistors (Ms ) ist, ist mit dem sechsten Knoten (N6) verbunden. Der passiven Entladewiderstand (RG ) ist mit seinem ersten Anschluss mit dem vierten Knoten (N4) und mit seinem zweiten Anschluss mit dem dritten Knoten (N3) verbunden. Das Begrenzer-Element (DG ) besitzt eine Anode und eine Kathode. Die Kathode des Begrenzer-Elements (DG ) ist mit dem dritten Knoten (N3) und die Anode des Begrenzer-Elements (DG ) mit dem vierten Knoten (N4) verbunden. Die Steuerelektrode des Ausschalttransistors (MDIS ) ist der Steueranschluss (enq) des Snubber-Netzwerks (SN). Ein erster Anschluss des Ausschalttransistors (MDIS ), der nicht die Steuerelektrode des Ausschalttransistors (MDIS ) ist, ist mit einem Bezugspotenzial (GND) verbunden. Ein zweiter Anschluss des Ausschalttransistors (MDIS ), der nicht die Steuerelektrode des Ausschalttransistors (MDIS ) und nicht der erste Anschluss des Ausschalttransistors (MDIS ) ist, ist mit dem dritten Knoten (K3) verbunden.
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Es wird somit ein Verfahren zur Dämpfung der Schwingungen an einer Konverterinduktivität (Lboost ) eines Spannungsreglers (BSIC) mit einem Ausgang (out) und einem Bezugspotenzial (GND) vorgeschlagen. Die Konverterinduktivität (Lboost ) hat dabei einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss. Die Konverterinduktivität (Lboost ) ist mit dem ersten Anschluss mit einem ersten Knoten (N1) und mit dem zweiten Anschluss mit einem zweiten Knoten (N2) verbunden. Ein Snubber-Netzwerk (SN) weist einen ersten Anschluss auf, mit dem es mit dem ersten Anschluss (N1) der Konverterinduktivität (Lboost ) verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, mit dem es mit dem zweiten Anschluss (N2) der Konverterinduktivität (Lboost ) verbunden ist. Das Snubber-Netzwerk (SN) besitzt einen komplexen Innenwiderstand (ZSN ) zwischen seinem ersten Anschluss und seinem zweiten Anschluss. Das Snubber-Netzwerk (SN) besitzt darüber hinaus einen Steueranschluss (enq). Der komplexe Innenwiderstand (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) ist von dem Zustand des Steueranschlusses (enq) abhängig, kann also über den Steueranschluss (enq) gesteuert werden. Das Verfahren umfasst die Schritte des Bestromens der Konverterinduktivität (Lboost ) mit einem Strom (Iboost ), der im zeitlichen Mittelwert von Null Ampere abweicht, und das Schalten des komplexen Innenwiderstands (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) auf einen ersten komplexen Innenwiderstandswert (ZSN1 ) des Snubber-Netzwerks (SN), wenn die Ausgangsspannungsdifferenz zwischen dem Ausgang (out) des Spannungsreglers (BSIC) und dem Bezugspotenzial (GND) von einem vorgegebenen Referenzwert um mehr als eine vorgegebene minimale Spannungsdifferenz ΔV betragsmäßig abweicht, sowie das Nicht-Bestromen der Konverterinduktivität (Lboost ) und Schalten des komplexen Innenwiderstands (ZSN ) des Snubber-Netzwerks (SN) auf einen zweiten komplexen Innenwiderstandswert (ZSN2 ) des Snubber-Netzwerks (SN), wenn die Ausgangsspannungsdifferenz zwischen dem Ausgang (out) des Spannungsreglers (BSIC) und dem Bezugspotenzial (GND) von einem vorgegebenen Referenzwert um weniger als eine vorgegebene minimale Spannungsdifferenz ΔV betragsmäßig abweicht. Der Realteil des ersten komplexen Innenwiderstandswerts (ZSN1 ) des Snubber-Netzwerks (SN) ist dabei betragsmäßig größer als der Realteil des zweiten komplexen Innenwiderstandswerts (ZSN2 ) des Snubber-Netzwerks (SN).
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In einer Variante des Verfahrens werden die Eigenschaften des schwingenden Elements ausgenutzt. Die Schwingungen der Konverterinduktivität (Lboost ) erfolgen bei ihrem Auftreten mit einer Resonanzfrequenz (fr ). Die Konverterinduktivität (Lboost ) und die die Schwingung verursachenden parasitären Komponenten (Cp ) weisen bei dieser Resonanzfrequenz (fr ) einen Resonanzwiderstandswert (Rr ) auf. Der Realteil des zweiten komplexen Innenwiderstandswerts (ZSN2 ) des Snubber-Netzwerks (SN) beträgt vorzugsweise nicht mehr als 200% oder besser nicht mehr als 150% oder besser nicht mehr als 120% oder besser nicht mehr als 110% oder besser nicht mehr als 105% des Betrags des Resonanzwiderstandswerts (Rr ) und nicht weniger als 50% oder besser nicht weniger als 75% oder besser nicht weniger als 88% oder besser nicht weniger als 95% oder besser nicht weniger als 98% des Betrags des Resonanzwiderstandswerts (Rr ).
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Vorteil des Vorschlags
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Ein solches Snubber-Netzwerk (SN) zur Dämpfung der Schwingungen an einer Konverterinduktivität (Lboost ) eines Spannungsreglers (BSIC) ermöglicht zumindest in einigen Realisierungen im Betrieb im Mittel geringere Verluste als die Lösungen aus dem Stand der Technik bei nicht konstanter Last. Die Vorteile sind hierauf aber nicht beschränkt.
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Ein wesentlicher kommerzieller Vorteil ist, dass eine mögliche Integration in einen mikroelektronischen Schaltkreis externen Bauteilaufwand vermeidet und damit die Funktionssicherheit erhöht. Hinzu kommt der verringerte benötigte Bauraum durch die Integration, der sich wiederrum vorteilhaft hinsichtlich der emittierten Störungen durch den Schaltbetrieb selbst darstellt. Gleichzeitig ist über das aktive Schalten des Snubber-Netzwerks (SN) invers zur Aktivität des Schaltreglers eine Verlustleistungseinsparung möglich. Bevorzugt wird daher das Snubber-Netzwerk (SN) immer dann in einen niederohmigen Zustand geschaltet, wenn der Schaltregler die Boost-Kapazität (Cboost ) nicht mit Energie versorgen muss. Ebenso bevorzugt wird daher das Snubber-Netzwerk (SN) immer dann in einen hochohmigen Zustand geschaltet, wenn der Schaltregler die Boost-Kapazität (Cboost ) mit Energie versorgen muss.
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Bezugszeichenliste
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- BL
- Überstromwarnungsunterdrückung;
- BSIC
- integrierter Schaltkreis des Boost-Konverters;
- Cboost
- Boost-Kapazität;
- CLT
- Kontrolllogik- und Zeitgeberschaltung;
- Cp
- parasitäre Knotenkapazitäten;
- Cs
- Kapazität eines Snubber-Netzwerks (SN) mit RC-Filter;
- ΔV
- vorgegebene Spannungsdifferenz;
- DB
- Bias-Diode zur Gleichrichtung der Potential-Differenz zwischen N1 und N2;
- DG
- Begrenzer-Element (z.B. Zenerdiode) zur Begrenzung der maximalen Gate-Source-Spannung (VGS ) der Schalttransistoren (MS );
- DR1
- High-Side-Treiber für den High-Side-Transistor (T1);
- DR2
- Low-Side-Treiber für den Low-Side-Transistor (T2);
- EMV
- elektromagnetische Verträglichkeit;
- enq
- Steuersignal zum Umschalten des Snubber-Netzwerks (SN) zwischen einem hochohmigen und einem niederohmigen Zustand bezogen auf die beiden Anschlüsse des Snubber-Netzwerks (SN), die mit dem ersten Knoten (N1) und mit dem zweiten Knoten (N2) verbunden sind;
- FD
- Freilaufdiode des Schaltreglers zwischen der Boost-Spannung (Vboost ) und dem zweiten Knoten (N2);
- fr
- Resonanzfrequenz des parasitären Schwingkreises (Cp , Lboost );
- GND
- Bezugspotenzial;
- HSOCP
- High-Side-Überstromschutz;
- HT1
- Steuersignal für die Steuerelektrode des High-Side-Transistors (T1);
- HvT1
- Treibereingangssignal für den High-Side-Treiber (DR1) für den High-Side-Transistor (T1);
- IHist
- High-Side-Strom-Ist-Signal;
- IList
- Low-Side-Strom-Ist-Signal;
- Lboost
- Konverterinduktivität;
- Lpwm
- Treibereingangssignal für den Low-Side-Treiber (DR2) des Low-Side-Transistors (T2);
- LSOCP
- Low-Side-Überstromschutz;
- LT2
- Steuersignal für die Steuerelektrode des Low-Side-Transistors (T2);
- MDIS
- Ausschalttransistor zur effektiven Deaktivierung des Snubber-Netzwerks (SN)
- zwischen
- den Knoten N1 und N2;
- MS
- Schalttransistor in sogenannter back-to-back Anordnung zum Öffnen/Schließen der Verbindung zwischen den Knoten N1 und N2;
- MV1
- erste Strommessvorrichtung;
- MV2
- zweite Strommessvorrichtung;
- N1
- erster Knoten;
- N2
- zweiter Knoten;
- N3
- dritter Knoten;
- N4
- vierter Knoten;
- N5
- fünfter Knoten;
- N6
- sechster Knoten;
- OCS
- Überstromsignal;
- out
- Spannungsausgang des Schaltreglers;
- REG
- Regler;
- RB
- Bias-Widerstand zur Aufladung der Gates aus Potentialdifferenzen zwischen Knoten N1 und N2 sowie Begrenzung des Stromes in DG ;
- RG
- passiver Entladewiderstand für die Gates der Schalttransistoren MS ;
- Rpc
- Vorladewiderstand;
- RR
- Resonanzwiderstandswert den der Schwingkreis aus der Konverterinduktivität (Lboost ) und den die Schwingung verursachenden parasitären Komponenten (Cp ) bei der Resonanzfrequenz (fr ) zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) aufweist. Der Resonanzwiderstandswert ist bei der Resonanzfrequenz (fr ) typischerweise real und besitzt typischerweise keinen Imaginärteil. Der Resonanzwiderstand liegt häufig zwischen 3 und 4 kOhm;
- RS
- eigentlicher Snubber-Widerstand, verantwortlich für die Energieumsetzung im Abschaltmoment (zwischen N1/N2);
- RVM
- relative Spannungsmessvorrichtung;
- SdT
- Stand der Technik;
- SN
- Snubber-Netzwerk;
- T1
- High-Side-Transistor;
- T2
- Low-Side-Transistor;
- SN
- Snubber-Netzwerk;
- Vboost
- Boost-Spannung;
- Vdd
- Versorgungsspannung;
- VGS
- Gate-Source-Spannung der Schalttransistoren (Ms );
- Vm
- Spannungsmesssignal;
- VN1
- Spannung am ersten Knoten N1 gegen das Bezugspotenzial (GND);
- VN2
- Spannung am zweiten Knoten N2 gegen das Bezugspotenzial (GND);
- Vref
- Referenzspannung;
- Vreg
- Regelsignal;
- WH
- High-Side-Überstromwarnsignal;
- WL
- Low-Side-Überstromwarnsignal;
- ZD1
- Spannungsbegrenzungsdiode zur Begrenzung der Spannung zwischen dem Bezugspotenzial (GND) und dem ersten Knoten (N1). Bei der Spannungsbegrenzungsdiode kann es sich auch um eine einfache Diode statt einer Zener-Diode handeln. Sie wird für den Freilauf benötigt. Die Klemmung der Spannung nach oben wird durch den High-Side-Transistor (T1) typischerweise implizit über dessen Bulk-Diode bereitgestellt.;
- ZSN
- komplexer Innenwiderstandswert des Snubber-Netzwerks (SN) zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2);
- ZSN1
- erster komplexer Innenwiderstandswert des Snubber-Netzwerks (SN) zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2), der bevorzugt durch das Snubber-Netzwerk (SN) angenommen wird, wenn die Ausgangsspannungsdifferenz zwischen dem Ausgang (out) des Spannungsreglers (BSIC) und dem Bezugspotenzial (GND) von einem vorgegebenen Referenzwert um mehr als eine vorgegebene minimale Spannungsdifferenz ΔV betragsmäßig abweicht;
- ZSN2
- zweiter komplexer Innenwiderstandswert des Snubber-Netzwerks (SN) zwischen dem ersten Knoten (N1) und dem zweiten Knoten (N2), der bevorzugt durch das Snubber-Netzwerk (SN) angenommen wird, wenn die Ausgangsspannungsdifferenz zwischen dem Ausgang (out) des Spannungsreglers (BSIC) und dem Bezugspotenzial (GND) von einem vorgegebenen Referenzwert um weniger als eine vorgegebene minimale Spannungsdifferenz ΔV betragsmäßig abweicht;
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 60212463 T2 [0003]
- EP 0695023 B1 [0003]
- US 8941962 B2 [0003]
- EP 1500181 B1 [0003]
- EP 1413039 B1 [0003]
- US 6333861 B1 [0003]
- US 6532160 B2 [0003]
- US 6625046 B2 [0004]
