DE102017122881A1

DE102017122881A1 - Verstärkerschaltung

Info

Publication number: DE102017122881A1
Application number: DE102017122881.0A
Authority: DE
Inventors: Johannes Hummel; Laura Eckardt
Original assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Current assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Priority date: 2017-10-02
Filing date: 2017-10-02
Publication date: 2019-04-04

Abstract

Beschrieben werden eine Verstärkerschaltung, eine Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks mit einer solchen Verstärkerschaltung und die Verwendung einer solchen Verstärkerschaltung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks. Die Verstärkerschaltung weist einen Versorgungsanschluss zum Anlegen eines Versorgungspotentials, einen Bezugspotentialanschluss zum Anlegen eines Bezugspotentials, einen Eingangsanschluss zum Anlegen eines Eingangssignals, einen Ausgangsanschluss zum Verbinden mit einer Last sowie einen ersten Transistor, einen zweiten Transistor, einen ersten Widerstand und eine Diode auf. Der erste Transistor weist einen Steueranschluss und eine gesteuerte Strecke auf. Der zweite Transistor weist einen Steueranschluss und eine gesteuerte Strecke auf und ist ein spannungsgesteuerter Transistor. Die Diode weist eine Anode und eine Kathode auf. Der Eingangsanschluss ist mit dem Steueranschluss des ersten Transistors verbunden, die gesteuerte Strecke des ersten Transistors ist zwischen den Steueranschluss des zweiten Transistors und den Bezugspotentialanschluss geschaltet, der erste Widerstand ist zwischen den Steueranschluss des zweiten Transistors und den Versorgungsanschluss geschaltet und die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors ist zwischen den Versorgungsanschluss und den Ausgangsanschluss geschaltet. Die Kathode der Diode ist mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors verbunden und die Anode der Diode ist mit dem Ausgangsanschluss verbunden.

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung zur Verstärkung eines Eingangssignals.
Die Erfindung betrifft darüber hinaus eine Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks, insbesondere eines elektrotaktilen Feedbacks, die eine Verstärkerschaltung aufweist.
Die Erfindung betrifft außerdem die Verwendung einer Verstärkerschaltung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks, insbesondere eines elektrotaktilen Feedbacks.
Für eine Vielzahl elektrotechnischer Anwendungen werden Verstärkerschaltungen benötigt, die in Abhängigkeit eines Eingangssignals ein verstärktes Ausgangssignal erzeugen. Für eine Vielzahl unterschiedlicher Anwendungen werden insbesondere Schaltungen zur Spannungsverstärkung benötigt, welche die Erzeugung hoher elektrischer Spannungen erlauben.
Ein Beispiel für eine solche Anwendung, welche die Bereitstellung einer hohen Spannung mit Hilfe einer Verstärkerschaltung erfordert, ist die Erzeugung einer haptischen und/oder taktilen Rückkopplung (Feedback), mit der bspw. virtuelle Objekte und/oder Daten für den Benutzer fühlbar gemacht werden können. Eine solche Rückkopplung kann bspw. in Form eines Force-Feedbacks, eines vibrotaktilen Feedbacks und/oder eines elektrotaktilen Feedbacks bereitgestellt werden.
Bei einem elektrotaktilen Feedback wird die Stimulation durch einen elektrischen Strom erzeugt, der durch die Haut des Benutzers fließt und dabei diejenigen Nerven anregt, die für eine taktile Empfindung verantwortlich sind. Zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks ist die Bereitstellung hoher elektrischer Spannungen notwendig, um den Hautwiderstand, der in einer Größenordnung zwischen 2 MΩ und 10 MΩ liegen kann, zu überwinden. Je nach Anwendungsgebiet des elektrotaktilen Feedbacks können hierzu Spannungen zwischen 120 V und 600 V notwendig sein.
Unter einer hohen Spannung im Sinne der vorliegenden Anmeldung wird demzufolge beispielsweise eine elektrische Gleichspannung zwischen 120 V und 600 V oder eine elektrische Wechselspannung mit einem Scheitelwert und/oder mit einem Effektivwert zwischen 120 V und 600 V oder eine pulsförmige Spannung mit einem Maximalwert zwischen 120 V und 600 V verstanden.
Die Begriffe Spannung, elektrische Spannung und Potentialdifferenz werden im Rahmen dieser Anmeldung synonym verwendet. Spannungen werden im Rahmen dieser Anmeldung, soweit dies nicht anders gekennzeichnet ist, bezogen auf das Bezugspotential der Verstärkerschaltung angegeben.
Eine Verbindung zwischen Bauteilen und/oder Anschlüssen der Verstärkerschaltung im Sinne dieser Anmeldung kann insbesondere eine direkte Verbindung, d. h. eine unmittelbare Verbindung, sein. Eine solche Verbindung im Sinne dieser Anmeldung kann aber auch eine indirekte Verbindung sein, d. h. eine Verbindung unter Zwischenschaltung mindestens eines anderen Bauteils und/oder Anschlusses. Entsprechendes gilt für den Begriff „verbunden (mit ...)“.
Eine Zwischenschaltung mindestens eines ersten Bauteils oder Anschlusses zwischen zwei andere Bauteile und/oder Anschlüsse im Sinne dieser Anmeldung kann insbesondere eine Zwischenschaltung sein, bei der das erste Bauteil bzw. der erste Anschluss direkt mit den beiden anderen Bauteilen bzw. Anschlüssen verbunden ist. Eine solche Zwischenschaltung im Sinne dieser Anmeldung kann aber auch eine Zwischenschaltung sein, bei der das erste Bauteil bzw. der erste Anschluss indirekt mit einem der beiden oder indirekt mit beiden anderen Bauteilen bzw. Anschlüssen verbunden ist. Entsprechendes gilt für den Begriff „(zwischen ...) geschaltet“.
Vorbekannte Schaltungen, die zur Erzeugung der für elektrotaktile Feedbacks notwendigen elektrischen Signale verwendet werden, weisen wegen des hohen Werts der bereitzustellenden Spannung eine erhebliche Komplexität auf. Bisher verfügbare elektrotaktile Geräte, d.h. Vorrichtungen zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks, weisen wegen der Komplexität der Verstärkerschaltungen beträchtliche Abmessungen und ein beträchtliches Gewicht auf, d.h. sie sind in der Regel groß und schwer. Obwohl elektrotaktiles Feedback bereits seit längerer Zeit bekannt und Gegenstand intensiver Forschung ist, hat sich diese Technik aus diesem Grund unter anderem in Virtual-Reality-Anwendungen noch nicht durchgesetzt.
Darüber hinaus besteht auch in einer Vielzahl anderer elektrotechnischer Anwendungsgebiete Bedarf an Verstärkerschaltungen, die eine geringe Komplexität aufweisen und gleichzeitig die Erzeugung hoher elektrischer Spannungen in Abhängigkeit eines Eingangssignals erlauben.
Zur Spannungsverstärkung eines Eingangssignals ist aus dem Stand der Technik die Verwendung von Halb-Brücken als Verstärkerschaltungen bekannt. Eine solche aus dem Stand der Technik bekannte Verstärkerschaltung in Form einer Halb-Brücke ist schematisch in 1 dargestellt. Die in 1 dargestellte Halb-Brücke weist zwei Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) auf, nämlich einen n-Kanal-MOSFET T12 und einen p-Kanal-MOSFET T11. Der Transistor T12 kann über einen mit dem Steueranschluss des Transistors T12, d.h. dem Gate des MOSFETs, verbundenen ersten Eingangsanschluss IN1 gesteuert werden. Der Transistor T11 kann über einen mit seinem Steueranschluss, d.h. seinem Gate, verbundenen zweiten Eingangsanschluss IN2 gesteuert werden. Wenn die beiden Transistoren T11 und T12 über die Eingangsanschlüsse so angesteuert werden, dass der Transistor T11 einen gesperrten Zustand und der Transistor T12 einen leitenden Zustand einnimmt, liegt an dem Ausgangsanschluss OUT das Bezugspotential GND an. Wenn die beiden Transistoren über die Eingangsanschlüsse so angesteuert werden, dass der Transistor T12 einen gesperrten Zustand und der Transistor T11 einen leitenden Zustand einnimmt, liegt am Ausgangsanschluss OUT das Versorgungspotential Vdd an.
Diese aus dem Stand der Technik bekannte und in 1 gezeigte Schaltung zur Spannungsverstärkung ist jedoch mit erheblichen Nachteilen verbunden, wenn am Ausgangsanschluss OUT eine hohe oder sehr hohe Spannung bereitgestellt werden soll. Hierzu muss das Versorgungspotential Vdd hohe oder sehr hohe Werte einnehmen.
Zum einen muss in diesem Fall am zweiten Eingangsanschluss IN2 ein hohes Steuerpotential bereitgestellt werden, welches in der Größenordnung der Versorgungsspannung liegt, damit der p-Kanal-MOSFET T11 vom leitenden in den gesperrten Zustand übergeht, bevor der MOSFET T12 vom gesperrten in den leitenden Zustand übergeht. Erforderlich ist daher bspw. eine Treiberschaltung, mit welcher der zweite Eingangsanschluss IN2 angesteuert wird.
Ein weiterer Nachteil betrifft die Spannungsfestigkeit von p-Kanal-MOSFETs im Allgemeinen. Dies betrifft insbesondere die Spannungsfestigkeit der gesteuerten Strecke von p-Kanal-MOSFETs, d.h. die Spannungsfestigkeit bezüglich der Drain-Source-Spannung. Handelsübliche p-Kanal-MOSFETs weisen nämlich regelmäßig eine näherungsweise um den Faktor 10 kleinere Spannungsfestigkeit der gesteuerten Strecke, d.h. eine näherungsweise um den Faktor 10 geringere Drain-Source-Durchbruchspannung, als vergleichbare handelsübliche n-Kanal-MOSFETs auf.
Mit der aus dem Stand der Technik bekannten und in 1 gezeigten Schaltung ist es daher nicht ohne weiteres möglich, die für die oben genannten Anwendungen erforderlichen Spannungen bereitzustellen.
Darüber hinaus sind aus dem Stand der Technik zur Spannungsverstärkung Verstärkerschaltungen der in 2 gezeigten Art bekannt. Diese Schaltung entspricht im Wesentlichen der in 1 gezeigten Schaltung und umfasst ebenfalls einen n-Kanal-MOSFET T12 und einen p-Kanal-MOSFET T11. Um mit einem vergleichsweise geringen Steuerpotential sowohl den n-Kanal-MOSFET T12 als auch den p-Kanal-MOSFET T11 steuern zu können, weist die in 2 gezeigte Schaltung als dritten Transistor T13 einen zusätzlichen n-Kanal-MOSFET auf, dessen Steueranschluss (Gate) mit dem zweiten Eingangsanschluss IN2 verbunden ist. Die gesteuerte Strecke (Drain-Source-Strecke) des dritten Transistors T13 ist zwischen den Steueranschluss (Gate) des p-Kanal-MOSFETs T11 und das Bezugspotential GND geschaltet. Darüber hinaus weist die in 2 gezeigte Schaltung einen zusätzlichen Widerstand R11 auf, der zwischen den Steueranschluss des p-Kanal-MOSFETs T11 und das Versorgungspotential geschaltet ist.
Auch diese aus dem Stand der Technik bekannte und in 2 gezeigte Schaltung ist allerdings mit dem zuvor bereits erläutertem Nachteil verbunden, dass der p-Kanal-MOSFET T11 eine vergleichsweise geringe Spannungsfestigkeit aufweist und sich daher nicht ohne weiteres zur Bereitstellung hoher Spannungen am Ausgang OUT der Schaltung eignet. Darüber hinaus ist diese Schaltung mit dem Nachteil verbunden, dass mit dem zusätzlichen Transistor T13 ein dritter Transistor benötigt wird.
Des Weiteren sind sowohl die in 1 als auch die in 2 gezeigte aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung mit dem Nachteil verbunden, dass zusätzliche Maßnahmen getroffen werden müssen, um sicherzustellen, dass zu keinem Zeitpunkt beide Transistoren T11 und T12 einen leitenden Zustand einnehmen, weil dies einem Kurzschluss zwischen Versorgungspotential und Bezugspotential gleichkommen würde.
Aus der US 5,408,150 A ist eine Treiberschaltung bekannt, die dazu dient, zwei zwischen einem Versorgungspotential und einem Bezugspotential in Reihe geschaltete MOSFETs einer Halb-Brücke so anzusteuern, dass ein Kurzschluss zwischen dem Versorgungspotential und dem Bezugspotential vermieden wird. Zu diesem Zweck kommt eine logische Schaltung zum Einsatz, welche die Gate- und Source-Potentiale der MOSFETs überwacht und in Abhängigkeit ihres Wertes die MOSFETs so ansteuert, dass ein gleichzeitiges Durchschalten beider MOSFETs verhindert wird. Eine solche Schaltung ist allerdings mit dem Nachteil verbunden, dass sie eine hohe Komplexität aufweist und daher nur eingeschränkt für die eingangs genannten Anwendungen geeignet ist, bei denen eine kompakte Bauform mit kleinen Abmessungen und einem geringen Gewicht der zugehörigen Bauteile im Vordergrund steht.
Aus der US 5,502,632 A ist eine weitere Treiberschaltung bekannt, die dazu dient, zwei zwischen einem Versorgungspotential und einem Bezugspotential in Reihe geschaltete MOSFETs einer Halb-Brücke anzusteuern und dabei zu verhindern, dass beide MOSFETs gleichzeitig einen leitenden Zustand einnehmen. Auch diese aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung weist allerdings eine hohe Komplexität auf. Sie ist daher aus den zuvor genannten Gründen ebenfalls nur eingeschränkt für die eingangs genannten Anwendungen geeignet.
Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Verstärkerschaltung mit geringer Komplexität anzugeben, welche in Abhängigkeit eines Eingangssignals die Erzeugung eines Ausgangssignals mit ausreichend großer Spannung erlaubt. Darüber hinaus ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Möglichkeit zur einfachen Bereitstellung ausreichend großer steuerbarer Spannungen für die Erzeugung eines taktilen Feedbacks, insbesondere eines elektrotaktilen Feedbacks, anzugeben.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Verstärkerschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie eine Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks gemäß Anspruch 10 und eine Verwendung einer Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 11. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Es wird somit eine Verstärkerschaltung vorgeschlagen, die einen Versorgungsanschluss zum Anlegen eines Versorgungspotentials, einen Bezugspotentialanschluss zum Anlegen eines Bezugspotentials, einen Eingangsanschluss zum Anlegen eines Eingangssignals, einen Ausgangsanschluss zum Verbinden mit einer Last, einen ersten Transistor, einen zweiten Transistor, einen ersten Widerstand und eine Diode aufweist.
Die Verstärkerschaltung ist dazu eingerichtet, dass bei ihrem bestimmungsgemäßem Betrieb zwischen ihrem Ausgangsanschluss und dem Bezugspotentialanschluss eine Ausgangssignalspannung anliegt, deren Wert durch das am Eingangsanschluss anliegende Eingangssignal gesteuert werden kann. Über den Ausgangsanschluss kann die Verstärkerschaltung mit einer Last verbunden werden, die auf diese Weise mit der gewünschten Spannung versorgt werden kann.
Der Begriff der Ausgangssignalspannung bezeichnet im Rahmen dieser Anmeldung die Potentialdifferenz zwischen dem elektrischen Potential am Ausgangsanschluss und dem Bezugspotential. Das durch den Verlauf der Ausgangssignalspannung über der Zeit charakterisierte Signal wird im Rahmen dieser Anmeldung auch als Ausgangssignal bezeichnet.
Die Verstärkerschaltung kann dabei insbesondere dazu eingerichtet sein, über den Versorgungsanschluss und den Bezugspotentialanschluss mit einer Versorgungsspannung, d.h. einer Potentialdifferenz zwischen dem Versorgungspotential und dem Bezugspotential, von mindestens 80 V, insbesondere von mindestens 120 V, insbesondere von mindestens 150 V, insbesondere von mindestens 200 V, insbesondere von mindestens 300 V, insbesondere von mindestens 400 V, insbesondere von mindestens 500 V und insbesondere von mindestens 600 V verbunden zu werden. Die Versorgungsspannung kann dabei insbesondere eine Gleichspannung sein.
Die Verstärkerschaltung ist des Weiteren dazu eingerichtet, über ihren Eingangsanschluss verbunden zu werden mit einem Eingangssignal, das charakterisiert ist durch einen Verlauf eines Eingangssignalwerts über der Zeit. Der Eingangssignalwert kann dabei insbesondere eine Eingangssignalspannung sein. Die Verstärkerschaltung kann demnach insbesondere dazu eingerichtet sein, über ihren Eingangsanschluss verbunden zu werden mit einem Eingangssignal, das charakterisiert ist durch einen Verlauf einer Eingangssignalspannung über der Zeit. Der Begriff der Eingangssignalspannung bezeichnet im Rahmen dieser Anmeldung die Spannung zwischen dem elektrischen Potential am Eingangsanschluss der Verstärkerschaltung und dem Bezugspotential.
Die Verstärkerschaltung kann dabei insbesondere dazu eingerichtet sein, über den Eingangsanschluss und den Bezugspotentialanschluss mit einer Eingangssignalspannung von höchstens 25 V, insbesondere höchstens 20 V, insbesondere höchstens 15 V, insbesondere höchstens 10 V, insbesondere höchstens 5 V verbunden zu werden. Das Eingangssignal kann dabei vorteilhaft insbesondere ein wertdiskretes Eingangssignal oder ein wertkontinuierliches Eingangssignal sein. Das Eingangssignal kann zudem vorteilhaft insbesondere ein pulsförmiges oder ein sinusförmiges Eingangssignal sein. Das Eingangssignal kann dabei insbesondere ein wertdiskretes, zweiwertiges Eingangssignal sein, das einen Low-Pegel und einen High-Pegel einnehmen kann. Der Low-Pegel kann dabei vorteilhaft insbesondere eine Eingangssignalspannung von 0 V sein. Der High-Pegel kann dabei vorteilhaft insbesondere eine Eingangssignalspannung von 25 V oder weniger, insbesondere 20 V oder weniger, insbesondere 15 V oder weniger, insbesondere 10 V oder weniger, insbesondere 5 V oder weniger sein.
Unter einer Verstärkerschaltung, die dazu eingerichtet ist, über ihre Anschlüsse mit einem bestimmten Potential, einer bestimmten Spannung oder einem bestimmten Signal verbunden zu werden, wird dabei verstanden, dass ein bestimmungsgemäßer Betrieb der Verstärkerschaltung dauerhaft möglich ist, wenn die Verstärkerschaltung über die jeweiligen Anschlüsse mit dem jeweiligen Potential bzw. der jeweiligen Spannung bzw. dem jeweiligen Signal verbunden ist.
Der erste Transistor weist einen Steueranschluss und eine gesteuerte Strecke auf. Der zweite Transistor weist ebenfalls einen Steueranschluss und eine gesteuerte Strecke auf und ist darüber hinaus ein spannungsgesteuerter Transistor. Der Steueranschluss des ersten und/oder zweiten Transistors kann dabei insbesondere ein Gate-Anschluss (kurz als Gate bezeichnet) eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFETs) sein. Unter einem spannungsgesteuerten Transistor wird dabei ein Transistor verstanden, dessen gesteuerte Strecke über das an seinem Steueranschluss anliegende elektrische Potential gesteuert werden kann. Die gesteuerte Strecke des ersten Transistors und/oder des zweiten Transistors kann dabei insbesondere die Drain-Source-Strecke eines MOSFETs sein.
Die Diode weist eine Anode und eine Kathode auf.
Der Eingangsanschluss ist mit dem Steueranschluss des ersten Transistors verbunden und die gesteuerte Strecke des ersten Transistors ist zwischen den Steueranschluss des zweiten Transistors und den Bezugspotentialanschluss geschaltet. Der erste Widerstand ist zwischen den Steueranschluss des zweiten Transistors und den Versorgungsanschluss geschaltet. Der Steueranschluss des zweiten Transistors ist somit über den ersten Widerstand mit dem Versorgungsanschluss verbunden. Die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors ist zwischen den Versorgungsanschluss und den Ausgangsanschluss geschaltet. Die Kathode der Diode ist mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors verbunden und die Anode der Diode ist mit dem Ausgangsanschluss verbunden.
Im Folgenden soll die prinzipielle Funktionsweise der Verstärkerschaltung kurz erläutert werden. Dabei wird angenommen, dass der zweite Transistor, der ein spannungsgesteuerter Transistor ist, einen gesperrten Zustand einnimmt, wenn eine Steuerspannung des zweiten Transistors, die eine Spannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und einem Bezugspunkt ist, eine Schwellenspannung unterschreitet, und dass der zweite Transistor einen leitenden Zustand einnimmt, wenn diese Steuerspannung des zweiten Transistors die Schwellenspannung erreicht oder überschreitet.
Über das am Eingangsanschluss, der mit dem Steueranschluss des ersten Transistors verbunden ist, anliegende Eingangssignal kann der erste Transistor in einen leitenden Zustand und einen gesperrten Zustand versetzt werden.
Wenn sich der erste Transistor in einem leitenden Zustand befindet, besteht eine leitende Verbindung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Bezugspotentialanschluss, sodass das Potential am Steueranschluss des zweiten Transistors auf das Bezugspotential abfällt. Dies hat zur Folge, dass die Steuerspannung des zweiten Transistors die zugehörige Schwellenspannung unterschreitet und der zweite Transistor einen gesperrten Zustand einnimmt.
Wenn am Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung ein Potential anliegt, das größer als das Bezugspotential ist, fällt dieses Potential am Ausgangsanschluss, nachdem der erste Transistor einen leitenden Zustand eingenommen hat, infolge eines Stromflusses über die Diode (Diodenstrom) in Durchlassrichtung ab, bis am Ausgangsanschluss das Bezugspotential erreicht ist. Wenn dabei die Potentialdifferenz zwischen dem Ausgangsanschluss und dem Steueranschluss des zweiten Transistors größer als die Schwellenspannung der Diode ist, z. B. unmittelbar nachdem der erste Transistor einen leitenden Zustand eingenommen hat, fällt das Potential am Ausgangsanschluss infolge eines großen Diodenstroms in Durchlassrichtung sehr schnell ab, bis die Spannung über der Diode die Schwellenspannung der Diode erreicht. Anschließend fällt das Potential am Ausgangsanschluss langsam weiter ab, bis am Ausgangsanschluss das Bezugspotential erreicht ist, da auch nach Unterschreiten der Schwellenspannung ein geringer Diodenstrom in Durchlassrichtung fließt. Darüber hinaus kann auch ein Leckstrom durch den Steueranschluss des zweiten Transistors zur Entladung des Potentials am Ausgangsanschluss beitragen. Wenn der Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung mit einer Last beschaltet, d.h. über einen endlichen Widerstand mit dem Bezugspotential verbunden ist, findet eine Entladung des Potentials am Ausgangsanschluss darüber hinaus auch über die Last statt.
Wenn der erste Transistor einen leitenden Zustand eingenommen hat, liegt somit am Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung nach einer Übergangszeit näherungsweise das Bezugspotential an. Dieser Zustand der Verstärkerschaltung wird im Folgenden auch als ausgeschalteter Zustand bezeichnet.
Die Diode stellt dabei sicher, dass im ausgeschalteten Zustand das am Ausgangsanschluss anliegende Potential schnell absinken kann.
Über den ersten Widerstand wird zum einen sichergestellt, dass im ausgeschalteten Zustand, d.h. in einem Zustand der Verstärkerschaltung, in dem der erste Transistor einen leitenden Zustand aufweist, ein wesentlicher Teil der Spannung zwischen Versorgungspotential und Bezugspotential über dem ersten Widerstand, d.h. zwischen dem Versorgungsanschluss und dem Steueranschluss des zweiten Transistors, abfällt. Dadurch wird sichergestellt, dass der zweite Transistor einen gesperrten Zustand einnimmt, wenn der erste Transistor einen leitenden Zustand aufweist. Zum anderen wird durch den ersten Widerstand im ausgeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung der Strom begrenzt, der zwischen dem Versorgungsanschluss und dem Bezugspotentialanschluss über die gesteuerte Strecke des ersten Transistors fließt. Der erste Widerstand muss daher hinreichend groß dimensioniert werden. Vorteilhaft kann der erste Widerstand in Abhängigkeit der Versorgungsspannung so dimensioniert werden, dass im ausgeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung ein Strom von höchstens 1 mA, insbesondere von höchstens 0,5 mA, insbesondere von höchstens 0,2 mA, insbesondere von höchstens 0,11 mA, insbesondere von höchstens 0,1 mA durch den Widerstand R1 fließt. Der Widerstand R1 kann zu diesem Zweck vorteilhaft bspw. einen Wert zwischen 0,1 MΩ und 10 MΩ aufweisen. Vorteilhaft kann der Widerstand R1 insbesondere einen Wert zwischen 1 MΩ und 6 MΩ aufweisen.
Wenn der Steueranschluss des ersten Transistors durch das Eingangssignal so angesteuert wird, dass der erste Transistor einen gesperrten Zustand einnimmt, steigt das Potential am Steueranschluss des zweiten Transistors näherungsweise auf das Versorgungspotential. Dies führt dazu, dass die Steuerspannung des zweiten Transistors die zugehörige Schwellenspannung überschreitet und der zweite Transistor einen leitenden Zustand einnimmt, sodass eine leitende Verbindung zwischen dem Versorgungspotential und dem Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung entsteht. In der Folge steigt das Potential am Ausgangsanschluss an, bis es annähernd das Versorgungspotential erreicht.
Wenn der erste Transistor einen gesperrten Zustand einnimmt, liegt somit nach einer Übergangszeit am Ausgangsanschluss annähernd das Versorgungspotential an. Dieser Zustand der Verstärkerschaltung wird im Folgenden auch als eingeschalteter Zustand bezeichnet.
Die Diode stellt beim Übergang vom ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung sicher, dass die Spannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und der gesteuerten Strecke des zweiten Transistors nicht einen zulässigen Wert überschreitet, und verhindert auf diese Weise eine Beschädigung des zweiten Transistors. Überschreitet nämlich die Spannung zwischen der Kathode der Diode und der Anode der Diode die Durchbruchspannung der Diode, so fließt ein Ausgleichstrom von der Kathode der Diode zur Anode der Diode, der die Spannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und der Steuerstrecke des zweiten Transistors begrenzt. Zu diesem Zweck ist die Durchbruchspannung der Diode vorteilhaft so dimensioniert, dass Sie geringer ist als eine maximal zulässige Spannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und der gesteuerten Strecke des zweiten Transistors. Eine solche maximal zulässige Spannung kann beispielsweise die Gate-Source-Durchbruchspannung eines MOSFETs sein.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung bietet den Vorteil, dass sie mit einer sehr geringen Anzahl elektrotechnischer Bauteile, nämlich mit zur zwei Transistoren, einem Widerstand und einer Diode sowie den zugehörigen elektrischen Verbindungen und Anschlüssen realisiert werden kann. Dadurch lässt sich eine Verstärkerschaltung mit sehr geringer Baugröße realisieren, die nicht nur klein in ihren Abmessungen und kompakt, sondern auch sehr leicht ist. Darüber hinaus bietet die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung den Vorteil, dass sie sich wegen ihrer geringen Komplexität zu sehr geringen Kosten herstellen lässt.
Gleichzeitig ist es mit der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung vorteilhaft möglich, auch hohe Spannungen von mehreren 100 V zu schalten, d.h. in Abhängigkeit des Eingangssignals als Ausgangssignalspannung bereitzustellen.
Damit weist die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung eine sehr gute Eignung für Anwendungen auf, die hohe Spannungen und zugleich eine kleine Baugröße der zugehörigen Vorrichtungen erfordern. Hierzu gehört insbesondere die Erzeugung eines taktilen Feedbacks, insbesondere eines elektrotaktilen Feedbacks, bspw. in Form eines taktilen Displays, insbesondere eines elektrotaktilen Displays. Derartiges taktiles Feedback, insbesondere ein elektrotaktiles Feedback, kann bspw. in Virtual-Reality-Anwendungen, bei der Unterstützung körperlich beeinträchtigter Personen und/oder zur Rehabilitation von Patienten eingesetzt werden.
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung und/oder die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks, insbesondere eines elektrotaktilen Feedbacks, können daher vorteilhaft insbesondere zur Anwendung auf einem der zuvor genannten Anwendungsgebiete eingerichtet sein und/oder auf einem der zuvor genannten Anwendungsgebiete verwendet werden.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass der erste Transistor und/oder der zweite Transistor ein Feldeffekttransistor (FET) ist. Der erste Transistor und/oder der zweite Transistor der Verstärkerschaltung kann vorteilhaft insbesondere ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) sein.
Ist der jeweilige Transistor als FET ausgebildet, so wird der Steueranschluss des Transistors durch den Gate-Anschluss (kurz als Gate bezeichnet) des FETs gebildet, die gesteuerte Strecke des Transistors wird durch die Strecke zwischen dem Drain-Anschluss (kurz als Drain bezeichnet) und dem Source-Anschluss (kurz als Source bezeichnet), d. h. durch die Drain-Source-Strecke, des FETs gebildet.
Der Einsatz von Feldeffekttransistoren, insbesondere von MOSFETs, als erster Transistor und/oder zweiter Transistor der Verstärkerschaltung bietet die Vorteile, dass auf diese Weise geringe Schaltzeiten und geringe Schaltverluste realisiert werden können. Ein Feldeffekttransistor hat nämlich die vorteilhafte Eigenschaft, dass die Leitfähigkeit der Drain-Source-Strecke, d.h. der gesteuerten Strecke, vorteilhaft mit einer zwischen Gate, d.h. dem Steueranschluss, und Source angelegten Steuerspannung beeinflusst werden kann, ohne dass ein Steuerstrom fließen muss, sodass eine leistungslose Steuerung des Transistors möglich ist. Darüber hinaus bieten Feldeffekttransistoren und insbesondere MOSFETs den Vorteil, dass sie in Folge ihrer einfachen Herstellung eine sehr weite Verbreitung gefunden haben und sehr kostengünstig verfügbar sind.
Alternativ oder ergänzend hierzu kann der erste Transistor und/oder der zweite Transistor ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) sein. Der Einsatz eines Bipolartransistors mit isolierter Gate-Elektrode als erster Transistor und/oder zweiter Transistor ermöglicht eine Kombination der oben genannten Vorteile eines Feldeffekttransistors mit den Vorteilen eines Bipolartransistors.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass der erste Transistor und/oder der zweite Transistor ein n-Kanal-Transistor ist. Vorteilhaft kann der erste Transistor und/oder der zweite Transistor der Verstärkerschaltung insbesondere ein n-Kanal-MOSFET sein.
Wie eingangs bereits erläutert wurde, bietet der Einsatz eines solchen n-Kanal-Transistors, insbesondere eines n-Kanal-MOSFETs, als erster Transistor und/oder als zweiter Transistor der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung den Vorteil, dass auf diese Weise eine besonders hohe Spannungsfestigkeit des jeweiligen Transistors erreicht werden kann. Dies betrifft insbesondere die Spannungsfestigkeit der gesteuerten Strecke. Insbesondere weisen n-Kanal-MOSFETs beispielsweise eine vergleichsweise hohe Spannungsfestigkeit ihrer gesteuerten Strecke, d.h. eine höhere Spannungsfestigkeit ihrer Drain-Source-Strecke als andere Transistoren, auf. So weisen beispielsweise handelsübliche n-Kanal-MOSFETs regelmäßig eine näherungsweise um den Faktor 10 größere Drain-Source-Durchbruchspannung als vergleichbare handelsübliche p Kanal-MOSFETs und damit eine näherungsweise um den Faktor 10 größere Spannungsfestigkeit der Drain-Source-Strecke auf. Ist der erste Transistor und/oder der zweite Transistor der Verstärkerschaltung als n-Kanal-Transistor, insbesondere als n-Kanal-MOSFET ausgebildet, so kann mit der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung daher vorteilhaft eine höhere Versorgungsspannung geschaltet und damit eine höhere Ausgangssignalspannung bereitgestellt werden.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass der erste Transistor und/oder der zweite Transistor ein selbstsperrender Transistor ist.
Dies bietet den Vorteil, dass mit Hilfe von selbstsperrenden Transistoren eine besonders einfache und zugleich zuverlässige Verstärkerschaltung geschaffen werden kann. Wird der erste Transistor als selbstsperrender Transistor ausgebildet, so bietet dies zudem den Vorteil, dass zwischen dem Versorgungsanschluss und dem Bezugspotentialanschluss über die gesteuerte Strecke des ersten Transistors kein Strom fließt, wenn die Verstärkerschaltung mit dem Versorgungspotential verbunden ist, aber kein Eingangssignal an ihrem Eingangsanschluss anliegt. Wird der zweite Transistor als selbstsperrender Transistor ausgebildet, so bietet dies zudem den Vorteil, dass im ausgeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung der zweite Transistor auch dann in einem gesperrten Zustand verbleibt, wenn das Potential am Ausgangsanschluss annähernd das Bezugspotential erreicht hat.
Alternativ hierzu kann der erste Transistor und/oder der zweite Transistor ein selbstleitender Transistor sein. Wird beispielsweise der zweite Transistor als selbstleitender Transistor ausgebildet, so bietet dies den Vorteil, dass der zweite Transistor auch dann in einem leitenden Zustand verbleibt, wenn im eingeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung das Potential am Ausgangsanschluss annähernd das Versorgungspotential erreicht.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass die Diode eine Z-Diode ist.
Ist die Diode als Z-Diode ausgebildet, so bietet dies den Vorteil, dass die Diode dauerhaft in Sperrrichtung im Bereich ihrer Durchbruchspannung betrieben werden kann, ohne dass die Diode beschädigt oder zerstört wird. Auf diese Weise kann vorteilhaft sichergestellt werden, dass der zweite Transistor der Verstärkerschaltung unbeschädigt bleibt, wenn die Potentialdifferenz zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Ausgangsanschluss - und damit die Potentialdifferenz zwischen dem Steueranschluss (z .B. Gate-Anschluss eines FETs) und dem Anschluss der steuerbaren Strecke, der mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist (z. B. Source-Anschluss eines FETs) - über einen längeren Zeitraum die Durchbruchspannung der Diode überschreitet.
Da die Diode dazu dient, sicherzustellen, dass ein durch die Betriebsparameter des zweiten Transistors vorgegebener maximal zulässiger Wert der Spannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Ausgangsanschluss nicht überschritten und der zweite Transistor somit nicht beschädigt wird, ist eine für diesen Zweck geeignete Dimensionierung der Durchbruchspannung der Diode zweckmäßig. Ist der zweite Transistor bspw. als FET ausgebildet, so weist die Diode vorteilhaft eine Durchbruchspannung auf, die kleiner als die Gate-Source-Durchbruchspannung des zweiten Transistors ist.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass der Ausgangsanschluss weder direkt noch über einen Widerstand mit dem Bezugspotentialanschluss verbunden ist.
Dies bietet den Vorteil, dass die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung mit einer besonders geringen Anzahl von Bauteilen realisiert werden kann. Außerdem kann auf diese Weise vorteilhaft die Verlustleistung der Verstärkerschaltung im eingeschalteten Zustand besonders gering gehalten werden.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass die Verstärkerschaltung einen zweiten Widerstand aufweist, der zwischen den Ausgangsanschluss und den Bezugspotentialanschluss geschaltet ist. In dieser Ausführungsform der Verstärkerschaltung ist somit der Ausgangsanschluss über den zweiten Widerstand mit dem Bezugspotentialanschluss verbunden.
Dies bietet den Vorteil, dass nach dem Übergang vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung ein schnelles und vollständiges Abfallen des am Ausgangsanschluss anliegenden Potentials auf das Bezugspotential, d.h. ein schnelles und vollständiges Abfallen der Ausgangssignalspannung auf 0 V, sichergestellt werden kann.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass die Verstärkerschaltung einen Kondensator aufweist, der zwischen die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors und den Ausgangsanschluss geschaltet ist. Die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors ist in dieser Ausführungsform somit über den Kondensator mit dem Ausgangsanschluss verbunden.
In dieser Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist somit vorgesehen, dass die Verstärkerschaltung dazu eingerichtet ist, durch eine kapazitive Kopplung über ihren Ausgangsanschluss mit der Last verbunden zu werden.
Dies bietet den erfindungsgemäßen Vorteil, dass die von der Verstärkerschaltung an die Last abgegebene elektrische Ladung begrenzt werden kann. Durch das Zwischenschalten eines Kondensators zwischen die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors und den Ausgangsanschluss kann die an die Last abgegebene Ladung begrenzt werden auf das Produkt aus der Kapazität des Kondensators und der am Kondensator anliegenden Spannung.
Eine solche Begrenzung der an die Last abgegebenen elektrischen Ladung ist bspw. aus Sicherheitsgründen zweckmäßig, wenn die Verstärkerschaltung zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks verwendet wird. In diesem Fall sieht der bestimmungsgemäße Gebrauch der Verstärkerschaltung nämlich vor, dass der Ausgangsanschluss mit der Haut eines Benutzers verbunden wird, welche in diesem Fall die Last bildet. Durch die Begrenzung der an die Haut des Benutzers abgegebenen elektrischen Ladung können bspw. ein Herzkammerflimmern oder andere Risiken für die Gesundheit des Benutzers vermieden werden.
Wissenschaftliche Untersuchungen zeigen, dass gesundheitliche Risiken für den Benutzer einer Vorrichtung zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks bei einer Begrenzung der elektrischen Ladung auf 290 µC vermieden werden können. Vorteilhaft kann der Kondensator der Verstärkerschaltung daher so dimensioniert werden, dass das Produkt aus der Versorgungsspannung der Verstärkerschaltung und Kapazität des Kondensators höchstens 290 µC, insbesondere höchstens 200 µC, insbesondere 100 µC, insbesondere 70 µC beträgt.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass die Verstärkerschaltung einen dritten Widerstand aufweist, der zwischen den Eingangsanschluss und den Steueranschluss des ersten Transistors geschaltet ist. Der Eingangsanschluss ist in dieser Ausführungsform somit über den dritten Widerstand mit dem Steueranschluss des ersten Transistors verbunden.
Alternativ oder ergänzend hierzu kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung in einer vorteilhaften Weiterbildung einen vierten Widerstand aufweisen, der zwischen den Steueranschluss des zweiten Transistors und die gesteuerte Strecke des ersten Transistors geschaltet ist. In dieser Ausführungsform ist somit eine Reihenschaltung aus dem vierten Widerstand und der gesteuerte Strecke des ersten Transistors zwischen den Steueranschluss des zweiten Transistors und den Bezugspotentialanschluss geschaltet.
Alternativ oder ergänzend hierzu kann die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung in einer vorteilhaften Weiterbildung einen fünften Widerstand aufweisen, der zwischen den Versorgungsanschluss und die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors geschaltet ist. In dieser Ausführungsform ist somit eine Reihenschaltung aus dem fünften Widerstand und der gesteuerten Strecke des zweiten Transistors zwischen den Versorgungsanschluss und den Ausgangsanschluss geschaltet.
Ein solcher dritter Widerstand bietet den Vorteil, dass der Strom zwischen dem Eingangsanschluss und dem Steueranschluss des ersten Transistors gezielt begrenzt werden kann.
Ein solcher vierter Widerstand bietet den Vorteil, dass der durch die gesteuerte Strecke des ersten Transistors fließende Strom gezielt begrenzt werden kann, wenn der erste Transistor einen leitenden Zustand einnimmt. Durch einen solchen vierten Widerstand ist es vorteilhaft somit auch möglich, die Reaktionsgeschwindigkeit der Verstärkerschaltung beim Übergang vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand an individuelle Anforderungen anzupassen, indem der Wert des Widerstands entsprechend gewählt wird.
Ein solcher fünfter Widerstand bietet den Vorteil, dass der durch die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors fließende Strom gezielt begrenzt werden kann, wenn der zweite Transistor einen leitenden Zustand einnimmt. Durch einen solchen fünften Widerstand ist es somit vorteilhaft auch möglich, die Reaktionsgeschwindigkeit der Verstärkerschaltung beim Übergang von dem ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand an individuelle Anforderungen anzupassen, indem der Wert des fünften Widerstands entsprechend gewählt wird.
In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ist vorgesehen, dass die Verstärkerschaltung neben dem ersten Transistor, dem zweiten Transistor, dem ersten Widerstand, der Diode, Verbindungsleitungen und Anschlüssen keine weiteren passiven elektrischen Bauelemente und/oder keine weiteren aktiven elektrischen Bauelemente aufweist.
Diese Ausführungsform der Verstärkerschaltung bietet den Vorteil, dass neben Verbindungsleitungen und Anschlüssen lediglich vier elektrische Bauteile zur Realisierung der Verstärkerschaltung erforderlich sind. Dadurch kann vorteilhaft eine besonders kleinbauende, kompakte und kostengünstig herstellbare Verstärkerschaltung realisiert werden.
Die eingangs genannte Aufgabe wird des Weiteren gelöst durch eine Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks, die eine Verstärkerschaltung der zuvor beschriebenen Art aufweist. Das taktile Feedback kann dabei insbesondere ein elektrotaktiles Feedback sein.
Die Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks kann dabei vorteilhaft beispielsweise die Gestalt eines Handschuhs aufweisen. In alternativen Ausführungsformen kann die Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks aber auch eine andere Gestalt als die Gestalt eines Handschuhs haben. Insbesondere kann die Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks vorteilhaft die Gestalt eines oder mehrerer Thimbles haben, d. h. fingerhutförmig sein, und/oder die Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks kann mindestens einen Thimble, d. h. eine fingerhutförmige Einheit zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks, aufweisen.
Eine solche Gestalt der Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks bietet den Vorteil, dass die Haut des Benutzers besonders einfach und effektiv im Bereich seiner Hände und/oder seiner Finger stimuliert werden kann.
Die eingangs genannte Aufgabe wird des Weiteren gelöst durch die Verwendung einer Verstärkerschaltung der zuvor beschriebenen Art zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks. Das taktile Feedback kann dabei wiederum insbesondere ein elektrotaktiles Feedback sein.
Die Erfindung soll im Folgenden anhand der in den beigefügten Zeichnungen schematisch dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert werden. Es zeigen:

1 - eine schematische Darstellung einer ersten aus dem Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltung;
2 - eine schematische Darstellung einer zweiten aus dem Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltung;
3 - eine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;
4 - eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;
5 - eine schematische Darstellung eines beispielhaften Signalverlaufs bei bestimmungsgemäßem Gebrauch der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;
6 - eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks.

Die 1 zeigt eine erste Verstärkerschaltung in Form einer Halb-Brücke, die aus dem Stand der Technik bekannt ist und zuvor bereits erläutert wurde.
Die 2 zeigt eine auf der in 1 gezeigten Schaltung aufbauende zweite Verstärkerschaltung, die ebenfalls aus dem Stand der Technik bekannt ist und zuvor bereits erläutert wurde.
Das in 3 gezeigte Ausführungsbeispiel zeigt eine erfindungsgemäße Verstärkerschaltung 1. Die Verstärkerschaltung 1 weist einen Versorgungsanschluss A1 zum Anlegen eines Versorgungspotentials Vdd, einen Bezugspotentialanschluss A2 zum Anlegen eines Bezugspotentials GND, einen Eingangsanschluss IN zum Anlegen eines Eingangssignals und einen Ausgangsanschluss OUT zum Verbinden mit einer Last auf.
Die Verstärkerschaltung 1 weist darüber hinaus einen ersten Transistor T1 und einen zweiten Transistor T2 auf. In diesem Ausführungsbeispiel sind die beiden Transistoren T1 und T2 baugleich ausgebildet, nämlich jeweils in Form eines Transistors vom Typ BSS127. Sowohl der erste Transistor T1 als auch der zweite Transistor T2 sind als n-Kanal-Transistor, nämlich als n-Kanal-MOSFET, d.h. als Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor ausgebildet. Die beiden Transistoren T1 und T2 sind außerdem als selbstsperrende Transistoren ausgebildet.
Die als MOSFETs ausgebildeten Transistoren T1, T2 weisen jeweils einen Steueranschluss T1G, T2G auf, der durch den Gate-Anschluss des jeweiligen MOSFETs T1, T2 gebildet wird. Die beiden als MOSFETs ausgebildeten Transistoren T1, T2 weisen darüber hinaus jeweils einen Drain-Anschluss und einen Source-Anschluss sowie eine gesteuerte Strecke zwischen Drain-Anschluss und Source-Anschluss auf. Die gesteuerte Strecke des jeweiligen Transistors wird somit in dem Fachmann bekannter Weise durch die Drain-Source-Strecke des MOSFETs gebildet.
Über die zwischen Gate und Source des jeweiligen Transistors T1, T2 anliegende Steuerspannung kann der Widerstand der gesteuerten Strecke des Transistors und damit der durch die gesteuerte Strecke fließende Strom gesteuert werden. Unterschreitet die an dem jeweiligen Transistor T1, T2 zwischen Gate und Source anliegende Steuerspannung eine Schwellenspannung, so nimmt der Transistor einen gesperrten Zustand ein, d.h. durch die gesteuerte Strecke des Transistors kann lediglich ein vernachlässigbarer Strom fließen. Erreicht oder überschreitet die Steuerspannung des jeweiligen Transistors hingegen die Schwellenspannung, so nimmt der Transistor einen leitenden Zustand ein, in welchem die gesteuerte Strecke lediglich einen geringen Widerstand aufweist und ein Stromfluss über die gesteuerte Strecke des Transistors möglich ist, wenn eine Spannung zwischen Drain und Source des Transistors anliegt. Bei den im Ausführungsbeispiel verwendeten MOSFETs vom Typ BSS127 beträgt diese Schwellenspannung in Abhängigkeit von Fertigungstoleranzen zwischen 3 V und 4,5 V.
Die MOSFETs T1 und T2 weisen eine hohe Drain-Source-Durchbruchspannung von 600 V, d.h. eine hohe Spannungsfestigkeit auf. Auf diese Weise ist es vorteilhaft möglich, mit Hilfe der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung hohe Spannungen von bis zu 600 V zu schalten, d.h. in Abhängigkeit eines am Eingangsanschluss IN anliegenden Eingangssignals am Ausgangsanschluss OUT als Ausgangssignalspannung bereitzustellen.
Die in der 3 gezeigte Verstärkerschaltung 1 weist darüber hinaus einen ersten Widerstand R1 auf, der in diesem Ausführungsbeispiel einen Wert von 2 MΩ hat. Auf diese Weise fließt durch den Widerstand R1 und durch die gesteuerte Strecke des ersten Transistors T1 ein Strom von höchstens 0,1 mA, wenn die Verstärkerschaltung beispielsweise mit einer zwischen dem Versorgungsanschluss A1 und dem Bezugspotentialanschluss A2 anliegenden Versorgungsspannung von 200 V verbunden wird.
Die Verstärkerschaltung 1 weist darüber hinaus eine Diode D1 auf, die eine Anode und eine Kathode hat. Die Diode D1 ist in diesem Ausführungsbeispiel als Z-Diode ausgeführt, nämlich als Z-Diode vom Typ BZX84-C10. Die Z-Diode D1 weist in diesem Ausführungsbeispiel eine Durchbruchspannung von näherungsweise 10 V auf und ist dazu eingerichtet, dauerhaft in Sperrrichtung im Bereich ihrer Durchbruchspannung betrieben zu werden, ohne dass die Diode D1 geschädigt oder zerstört wird. Die Durchbruchspannung der Diode ist mit näherungsweise 10 V so dimensioniert, dass sie geringer ist als die Gate-Source-Durchbruchspannung des zweiten Transistors T2, welche in diesem Ausführungsbeispiel näherungsweise 20 V beträgt. Auf diese Weise kann vorteilhaft verhindert werden, dass die Gate-Source-Durchbruchspannung als maximal zulässiger Wert der Steuerspannung des zweiten Transistors, d.h. als maximal zulässiger Wert der Spannung zwischen Gate und Source des zweiten Transistors, überschritten wird, um eine Beschädigung oder Zerstörung des zweiten Transistors zu vermeiden.
Der Eingangsanschluss IN der Verstärkerschaltung 1 ist mit dem Steueranschluss T1G, d.h. dem Gate, des ersten Transistors verbunden. Die gesteuerte Strecke, d.h. die Drain-Source-Strecke, des ersten Transistors T1 ist zwischen den Steueranschluss T2G, d.h. das Gate, des zweiten Transistors T2 und den Bezugspotentialanschluss A2 geschaltet. Dies ist dadurch realisiert, dass der Drain-Anschluss des ersten Transistors T1 mit dem Gate-Anschluss des zweiten Transistors T2 verbunden ist und der Source-Anschluss des ersten Transistors T1 mit dem Bezugspotentialeinfluss A2 verbunden ist.
Der erste Widerstand R1 ist zwischen den Steueranschluss T2G, d.h. das Gate, des zweiten Transistors T2 und den Versorgungsanschluss A1 geschaltet.
Die gesteuerte Strecke, d.h. die Drain-Source-Strecke, des zweiten Transistors T2 ist zwischen den Versorgungsanschluss A1 und dem Ausgangsanschluss OUT geschaltet. Dies ist dadurch realisiert, dass der Drain-Anschluss des zweiten Transistors mit dem Versorgungsanschluss A1 verbunden ist und der Source-Anschluss des zweiten Transistors mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist.
Die Kathode der Z-Diode D1 ist mit dem Steueranschluss T2G, d.h. dem Gate, des zweiten Transistors T2 verbunden und die Anode der Z-Diode D1 ist mit dem Ausgangsanschluss OUT sowie außerdem mit dem Source-Anschluss des Transistors T2 verbunden.
Der Ausgangsanschluss OUT des in 3 gezeigten Ausführungsbeispiels der Verstärkerschaltung 1 ist weder direkt noch über einen Widerstand mit dem Bezugspotentialanschluss A2 verbunden. Der Ausgangsanschluss OUT ist in diesem Ausführungsbeispiel vielmehr gegenüber dem Bezugspotentialanschluss A2 offen. Eine solche Ausführungsform des Ausgangsanschlusses OUT kann auch als Floating-Potential-Ausgangsanschluss bezeichnet werden. Der Ausgangsanschluss OUT ist in dem in 3 gezeigten Ausführungsbeispiel demnach als Floating-Potential-Ausgangsanschluss ausgeführt. Dies bietet den Vorteil, dass die Verlustleistung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung im eingeschalteten Zustand besonders gering gehalten werden kann und zugleich die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung mit einer besonders geringen Anzahl von Bauteilen realisiert werden kann.
Das in 3 gezeigte Ausführungsbeispiel der Verstärkerschaltung 1 weist neben dem ersten Transistor T1, dem zweiten Transistor T2, dem ersten Widerstand R1, der Diode D1 sowie Verbindungsleitungen und Anschlüssen keiner weiteren passiven elektrischen Bauelemente und keine weiteren aktiven elektrischen Bauelemente auf. Dies bietet den Vorteil, dass eine besonders kleinbauende, kompakte und kostengünstig herstellbare Verstärkerschaltung realisiert werden kann, die neben Verbindungsleitung und Anschlüssen lediglich vier elektrische Bauteile aufweist.
Die 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung. Im Vergleich zu dem ersten Ausführungsbeispiel der 3 weist die in 4 gezeigte Verstärkerschaltung 2 des zweiten Ausführungsbeispiels zusätzliche Bauteile R2, R3, R4, R5, R6, C1 auf.
Das in 4 gezeigte Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 2 weist zusätzlich zu den Bauteilen des ersten Ausführungsbeispiels einen zweiten Widerstand R2 auf, der zwischen den Ausgangsanschluss OUT und den Bezugspotentialanschluss A2 geschaltet ist. Der Ausgangsanschluss OUT ist somit in diesem Ausführungsbeispiel über den zweiten Widerstand R2 mit dem Bezugspotentialanschluss A2 verbunden.
Dies bietet den Vorteil, dass nach dem Übergang vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung 1 ein schnelles und vollständiges Abfallen des am Ausgangsanschluss OUT anliegenden Potentials auf das Bezugspotential GND, d.h. ein schnelles und vollständiges Abfallen der Ausgangssignalspannung Vout auf 0V, sichergestellt werden kann.
Darüber hinaus weist die Verstärkerschaltung 2 einen zusätzlichen Widerstand R3 auf, der zwischen den Eingangsanschluss IN und den Steueranschluss T1G, d.h. das Gate, des ersten Transistors T1 geschaltet ist. Auf diese Weise kann vorteilhaft der Strom zwischen dem Eingangsanschluss IN und dem Steueranschluss T1G des ersten Transistors T1 gezielt begrenzt werden. Der Widerstand R3 weist hierzu in diesem Ausführungsbeispiel einen Wert von 47 Ω auf.
Des Weiteren weist die Verstärkerschaltung 2 einen zusätzlichen Widerstand R4 auf, der zwischen den Steueranschluss T2G, d.h. das Gate, des zweiten Transistors T2 und die gesteuerte Strecke, d.h. die Drain-Source-Strecke, des ersten Transistors T1 geschaltet ist. Dies ist dadurch realisiert, dass der Widerstand R4 zwischen den Gate-Anschluss des zweiten Transistors T2 und den Drain-Anschluss des ersten Transistors T1 geschaltet ist. Dies bietet den Vorteil, dass durch den zusätzlichen Widerstand R4 der durch die Drain-Source-Strecke des ersten Transistors T1 fließende Strom gezielt begrenzt werden kann, wenn der erste Transistor T1 einen leitenden Zustand einnimmt. Darüber hinaus kann hierdurch vorteilhaft die Reaktionsgeschwindigkeit der Verstärkerschaltung beim Übergang vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand an individuelle Anforderung angepasst werden, indem der Wert des Widerstand R4 entsprechend gewählt wird.
Außerdem weist die Verstärkerschaltung 2 einen zusätzlichen fünften Widerstand R5 auf, der zwischen den Versorgungsanschluss A1 und die gesteuerte Strecke, d.h. die Drain-Source-Strecke, des zweiten Transistors T2 geschaltet ist. Die ist dadurch realisiert, dass der fünfte Widerstand R5 zwischen den Versorgungsanschluss A1 und den Drain-Anschluss des zweiten Transistors T2 geschaltet ist. Der Widerstand R5 weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Wert von 100 kΩ auf. Ein solcher fünfter Widerstand bietet den Vorteil, dass der durch die Drain-Source-Strecke des zweiten Transistors T2 fließende Strom gezielt begrenzt werden kann, wenn der zweite Transistor T2 einen leitenden Zustand einnimmt. Des Weiteren ist es auf diese Weise vorteilhaft möglich, die Reaktionsgeschwindigkeit der Verstärkerschaltung 2 beim Übergang von dem ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand an individueller Anforderungen anzupassen, indem der Wert des fünften Widerstands R5 entsprechend gewählt wird.
Zudem weist die in 4 gezeigte Verstärkerschaltung 2 im Vergleich zu der in 3 gezeigten Verstärkerschaltung 1 einen zusätzlichen Kondensator C1 auf, der zwischen die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors T2 und den Ausgangsanschluss OUT geschaltet ist. Dies ist dadurch realisiert, dass der Kondensator C1 zwischen den Source-Anschluss des Transistors T2 und den Ausgangsanschluss OUT geschaltet ist. Eine Verstärkerschaltung 2 mit einem solchen Kondensator C1 bietet den Vorteil, dass die von der Verstärkerschaltung 2 an die mit dem Ausgangsanschluss OUT verbundene Last abgegebene elektrische Ladung begrenzt werden kann. Dies ist beispielsweise aus Sicherheitsgründen zweckmäßig, wenn die Verstärkerschaltung 2 zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks verwendet wird.
Darüber hinaus weist die Verstärkerschaltung 2 einen zusätzlichen Widerstand R6 auf. Der Widerstand R6 dient dabei zur gezielten Begrenzung des über den Ausgangsanschluss OUT zur angeschlossenen Last fließenden Stroms.
Im Übrigen entspricht die in 4 dargestellte zweite Ausführungsform der Verstärkerschaltung 2 der in 3 dargestellten ersten Ausführungsform der Verstärkerschaltung 1, sodass auf die obigen Erläuterungen zur 3 verwiesen werden kann.
Die 5 zeigt schematisch einen Signalverlauf, anhand dessen die prinzipielle Funktionsweise der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung erläutert werden soll. Die Darstellung hat dabei lediglich qualitativen Charakter und besitzt Gültigkeit für sämtliche zuvor erläuterten Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung, insbesondere für die in den 3 und 4 gezeigten Ausführungsbeispiele der Verstärkerschaltungen 1, 2, auf die mit den folgenden Erläuterungen Bezug genommen wird.
Die 5 zeigt ein Eingangssignal Vin(t), das durch den Verlauf der Eingangssignalspannung Vin über der Zeit t charakterisiert ist. Die 5 zeigt darüber hinaus ein Ausgangssignal Vout(t), das durch den Verlauf der Ausgangssignalspannung Vout über der Zeit t charakterisiert ist. Die 5 zeigt des Weiteren den zeitlichen Verlauf Vp1 (t) der Spannung Vp1. Die Spannung Vp1 ist dabei definiert als die Potentialdifferenz zwischen dem Potential an dem Knotenpunkt P1, der in den 3 und 4 markiert ist, und dem Bezugspotential GND.
Der Wert des Bezugspotentials GND beträgt GND = 0V. Sämtliche an einem bestimmten Punkt der Verstärkerschaltung 1, 2 anliegenden Spannungen entsprechen daher dem an diesem Punkt anliegenden elektrischen Potential. Das Versorgungspotential Vdd, welches gleich der Versorgungsspannung ist, beträgt in diesem Ausführungsbeispiel Vdd = 200V.
Das Eingangssignal Vin(t) ist in dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel ein wertdiskretes, zweiwertiges, pulsförmiges Eingangssignal, das einen Low-Pegel Vlo und einen High-Pegel Vhi einnehmen kann. Der Low-Pegel hat in diesem Ausführungsbeispiel einen Wert von Vlo = 0V und der High-Pegel einen Wert von Vhi = 5V.
Das Eingangssignal weist in dem in 5 beispielhaft gezeigten Signalverlauf zunächst den Low-Pegel Vlo auf. Dies entspricht, wie im Folgenden noch erläutert wird, einem eingeschalteten Zustand der Verstärkerschaltung. Zum Zeitpunkt t₁ ändert das Eingangssignal Vin(t) seinen Wert vom Low-Pegel Vlo zum High-Pegel Vhi. Dadurch wird, wie im Folgenden noch erläutert wird, ein Zustandsübergang der Verstärkerschaltung vom eingeschalteten Zustand zum ausgeschalteten Zustand ausgelöst. Zum Zeitpunkt t₂ ändert das Eingangssignal Vin(t) seinen Wert vom High-Pegel Vhi zum Low-Pegel Vlo. Dadurch wird, wie im Folgenden noch erläutert wird, ein Zustandsübergang der Verstärkerschaltung vom ausgeschalteten zum eingeschalteten Zustand ausgelöst.
Über das am Eingangsanschluss IN der Verstärkerschaltung 1, 2 anliegende Eingangssignal Vin(t) kann der erste Transistor in einen gesperrten Zustand und einen leitenden Zustand versetzt werden. Den gesperrten Zustand nimmt der als selbstsperrender n-Kanal-MOSFET ausgebildete Transistor T1 ein, wenn die Eingangssignalspannung Vin den Low-Pegel Vlo aufweist. Den leitenden Zustand nimmt der erste Transistor T1 ein, wenn die Eingangssignalspannung Vin den High-Pegel Vhi aufweist.
In dem in 5 gezeigten beispielhaften Signalverlauf befindet sich der erste Transistor T1 somit zunächst in einem gesperrten Zustand, d.h. es kann kein Strom von dem Knotenpunkt P1 über die gesteuerte Strecke, d.h. die Drain-Source-Strecke, des ersten Transistors T1 zum Bezugspotentialanschluss A2 fließen. Am Knotenpunkt P1 liegt daher bei dem in 5 gezeigten beispielhaften Signalverlauf zunächst das Bezugspotential Vdd an. Dasselbe gilt für den Gate-Anschluss des zweiten Transistors T2. Demzufolge ist die am zweiten Transistor T2 anliegende Steuerspannung, d.h. die am zweiten Transistor T2 anliegende Gate-Source-Spannung, zunächst größer als die zugehörige Schwellenspannung. Der zweite Transistor T2 nimmt daher einen leitenden Zustand ein, d.h. es ist ein Stromfluss über seine Drain-Source-Strecke vom Versorgungsanschluss A1, an dem das Versorgungspotential Vdd anliegt, zum Ausgangsanschluss OUT möglich. Am Ausgangsanschluss OUT liegt daher näherungsweise die Ausgangsspannung Vout ≈ Vdd an. Die Verstärkerschaltung 1, 2 befindet sich demnach im Zeitraum t < t₁ im eingeschalteten Zustand.
Nachdem zum Zeitpunkt t₁ die Eingangssignalspannung Vin ihren Wert vom Low-Pegel Vlo zum High-Pegel Vhi geändert hat, wechselt der Zustand des ersten Transistors T1 vom gesperrten Zustand in den leitenden Zustand, d.h. es kann nunmehr ein Strom vom Versorgungsanschluss A1 über den ersten Widerstand R1 und den Knotenpunkt P1 und die Drain-Source-Strecke des ersten Transistors T1 zum Bezugspotentialanschluss A2 fließen. Das Potential Vp1 am Knotenpunkt P1 fällt daher nach dem Zeitpunkt t₁ schnell ab, bis es annähernd das Bezugspotential GND erreicht hat. In der Folge unterschreitet die zwischen Gate-Anschluss und Source-Anschluss des zweiten Transistors T2 anliegende Steuerspannung die zugehörige Schwellenspannung, sodass der zweite Transistor T2 einen gesperrten Zustand einnimmt und kein nennenswerter Strom über die Drain-Source-Strecke des zweiten Transistors fließen kann. Das am Ausgangsanschluss OUT anliegende Potential entlädt sich nun über die Diode D1, bis es das Bezugspotential GND erreicht hat. Eine Entladung findet darüber hinaus über den Gate-Leckstrom des zweiten Transistors T2 sowie ggf. über den zweiten Widerstand R2 und über die mit dem Ausgangsanschluss OUT verbundene Last statt. Die Ausgangssignalspannung Vout fällt daher nach einer Übergangszeit auf 0V ab. Die Verstärkerschaltung nimmt somit nunmehr einen ausgeschalteten Zustand ein.
Zum Zeitpunkt t₂ wechselt die Eingangssignalspannung ihren Wert vom High-Pegel Vhi zum Low-Pegel Vlo. In der Folge wechselt der Zustand des ersten Transistors T1 vom leitenden Zustand zum gesperrten Zustand und das Potential Vp1 am Knotenpunkt P1 steigt vom Bezugspotential GND auf das Versorgungspotential Vdd an. Dadurch wechselt der zweite Transistor T2 seinen Zustand vom gesperrten Zustand zum leitenden Zustand und das am Ausgang OUT anliegende Potential steigt an, bis es annähernd das Versorgungspotential Vdd erreicht hat. Somit hat die Verstärkerschaltung wieder ihren eingeschalteten Zustand erreicht.
Die 6 zeigt schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung 3 zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks in Form eines elektrotaktilen Feedbacks. Die Vorrichtung 3 hat in diesem Ausführungsbeispiel die Gestalt eines Handschuhs, den sich ein Benutzer über seine Hand streifen kann und mit dessen Hilfe ein elektrotaktiles Feedback im Bereich der Finger des Benutzers erzeugt wird, indem die Haut des Benutzers im Bereich seiner Finger durch einen elektrischen Strom stimuliert wird. Zu diesem Zweck weist die Vorrichtung an jedem Finger einen Taktor 6 in Form einer Elektrode auf. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Taktoren 6 auch jeweils durch mehrere Elektroden, z. B. in Form eines Elektrodenarrays, gebildet sein.
Die in 6 gezeigte Vorrichtung 3 zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks weist dabei eine erfindungsgemäße Verstärkerschaltung 1 der zuvor beschriebenen Art auf. Über den Versorgungsanschluss 4 kann die Vorrichtung 3 mit einer Spannungsquelle zur Spannungsversorgung verbunden werden. Über einen Eingangsanschluss 5 kann an die Vorrichtung 3 ein Eingangssignal angelegt werden. Der Versorgungsanschluss 4 und der Eingangsanschluss 5 der Vorrichtung 3 sind mit der Verstärkerschaltung 1 der Vorrichtung 3 verbunden. In Abhängigkeit des an dem Eingangsanschluss 5 der Vorrichtung 3 anliegenden Eingangssignals wird durch die Verstärkerschaltung 1 ein Ausgangssignal erzeugt, das die für die Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks notwendige Ausgangssignalspannung bereitstellt.
Die 6 zeigt damit auch schematisch die Verwendung einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 1 der zuvor beschriebenen Art zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks.
In einer alternativen Ausführungsform kann die Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks eine andere Gestalt als die Gestalt eines Handschuhs haben.
Insbesondere kann die Vorrichtung zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks die Gestalt eines oder mehrerer Thimbles haben, d. h. fingerhutförmig sein, und/oder einen oder mehrere Thimbles aufweisen. Durch eine solche Vorrichtung kann ebenfalls die Haut des Benutzers im Bereich seiner Finger durch einen elektrischen Strom stimuliert werden.
Durch den einfachen Aufbau und die geringe Komplexität der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung kann eine besonders kompakte und leichte Vorrichtung 3 zur Erzeugung eines elektrotaktilen Feedbacks geschaffen werden, welche für den Benutzer den Vorteil eines erhöhten Benutzungskomforts bietet.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 5408150 A [0021]
US 5502632 A [0022]

Claims

Verstärkerschaltung (1, 2), die - einen Versorgungsanschluss (A1) zum Anlegen eines Versorgungspotentials (Vdd), - einen Bezugspotentialanschluss (A2) zum Anlegen eines Bezugspotentials (GND), - einen Eingangsanschluss (IN) zum Anlegen eines Eingangssignals, - einen Ausgangsanschluss (OUT) zum Verbinden mit einer Last, - einen ersten Transistor (T1), - einen zweiten Transistor (T2), - einen ersten Widerstand (R1) und - eine Diode (D1) aufweist, wobei - der erste Transistor (T1) einen Steueranschluss (T1G) und eine gesteuerte Strecke aufweist, - der zweite Transistor (T2) einen Steueranschluss (T2G) und eine gesteuerte Strecke aufweist und ein spannungsgesteuerter Transistor ist und - die Diode (D1) eine Anode und eine Kathode aufweist, wobei - der Eingangsanschluss (IN) mit dem Steueranschluss (T1G) des ersten Transistors (T1) verbunden ist, - die gesteuerte Strecke des ersten Transistors (T1) zwischen den Steueranschluss (T2G) des zweiten Transistors (T2) und den Bezugspotentialanschluss (A2) geschaltet ist, - der erste Widerstand (R1) zwischen den Steueranschluss (T2G) des zweiten Transistors (T2) und den Versorgungsanschluss (A1) geschaltet ist, - die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors (T2) zwischen den Versorgungsanschluss (A1) und den Ausgangsanschluss (OUT) geschaltet ist und - die Kathode der Diode (D1) mit dem Steueranschluss (T2G) des zweiten Transistors (T2) verbunden ist und die Anode der Diode (D1) mit dem Ausgangsanschluss (OUT) verbunden ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (T1) und/oder der zweite Transistor (T2) ein Feldeffekttransistor, insbesondere ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (T1) und/oder der zweite Transistor (T2) ein n-Kanal-Transistor ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (T1) und/oder der zweite Transistor (T2) ein selbstsperrender Transistor ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Diode (D1) eine Z-Diode ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangsanschluss (OUT) weder direkt noch über einen Widerstand mit dem Bezugspotentialanschluss (A2) verbunden ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung (1, 2) einen zweiten Widerstand (R2) aufweist, der zwischen den Ausgangsanschluss (OUT) und den Bezugspotentialanschluss (A2) geschaltet ist, sodass der Ausgangsanschluss (OUT) über den zweiten Widerstand (R2) mit dem Bezugspotentialanschluss (A2) verbunden ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung (1, 2) einen Kondensator (C1) aufweist, der zwischen die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors (T2) und den Ausgangsanschluss (OUT) geschaltet ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung (1, 2) - einen dritten Widerstand (R3) aufweist, der zwischen den Eingangsanschluss (IN) und den Steueranschluss (T1G) des ersten Transistors (T1) geschaltet ist, und/oder - einen vierten Widerstand (R4) aufweist, der zwischen den Steueranschluss (T2G) des zweiten Transistors (T2) und die gesteuerte Strecke des ersten Transistors (T1) geschaltet ist, und/oder - einen fünften Widerstand (R5) aufweist, der zwischen den Versorgungsanschluss (A1) und die gesteuerte Strecke des zweiten Transistors (T2) geschaltet ist.
Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung (1, 2) neben dem ersten Transistor (T1), dem zweiten Transistor (T2), dem ersten Widerstand (R1), der Diode (D1), Verbindungsleitungen und Anschlüssen keine weiteren passiven elektrischen Bauelemente und/oder keine weiteren aktiven elektrischen Bauelemente aufweist.
Vorrichtung (3) zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks, insbesondere eines elektrotaktilen Feedbacks, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (3) eine Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der Ansprüche 1 bis 10 aufweist.
Verwendung einer Verstärkerschaltung (1, 2) nach einem der Ansprüche 1 bis 10 zur Erzeugung eines taktilen Feedbacks, insbesondere eines elektrotaktilen Feedbacks.