DE102017110233A1

DE102017110233A1 - SAW-Vorrichtung mit unterdrücktem Parasitärsignal

Info

Publication number: DE102017110233A1
Application number: DE102017110233.7A
Authority: DE
Inventors: Markus Mayer; Werner Ruile; Andreas Mayer; Elena Mayer
Original assignee: RF360 Europe GmbH
Current assignee: RF360 Europe GmbH
Priority date: 2017-05-11
Filing date: 2017-05-11
Publication date: 2018-11-15
Also published as: CN110892639A; WO2018206264A1; EP3622624A1

Abstract

In einer SAW-Vorrichtung, welche einen SAW-Chip umfasst, der einen SAW-Wandler aufweist, welcher innerhalb einer ersten Signalleitung angeordnet ist, werden Parasitärsignale infolge höherer Harmonischer der Betriebsfrequenz der SAW-Vorrichtungen durch Kompensationsmittel elektrisch beseitigt, welche zumindest eine zweite Signalleitung mit Mitteln zum Erzeugen eines Aufhebungssignals, das im Vorzeichen oder in der Phase vom Parasitärsignal verschieden ist, oder eine Nebenschlussleitung zum elektrischen Verbinden des SAW-Wandlers mit einer rückseitigen Metallisierung des SAW-Chips umfassen.

Description

Bei akustischen Filtern, wie sie üblicherweise in modernen Kommunikationsvorrichtungen in der Art von Mobiltelefonen verwendet werden, können Nichtlinearitäten auftreten. Diese Nichtlinearitäten erzeugen Parasitärsignale in der Art zweiter und höherer Harmonischer und Mischprodukte, die Probleme bei der Signalverarbeitung beispielsweise einer Filterung, Selektivität oder Isolation hervorrufen können.
Bei SAW-Vorrichtungen ist die als H2 bezeichnete zweite Harmonische mit einer Volumen-Welle korreliert, die beim Zweifachen der verwendeten Durchlassband- oder Resonanzfrequenz der Vorrichtung ein Signal erzeugt. Infolge ihrer Nichtlinearität ist diese Anregung bei Filteranwendungen unerwünscht, und es wurden daher viele Versuche unternommen, um diese Anregung zu unterdrücken. Ungeachtet des vorstehend Erwähnten wurde diese Nichtlinearität in technischen Anwendungen in der Art von Convolvern verwendet.
Einige Versuche sind auf das Dämpfen der Wellen auf der Rückseite des jeweiligen SAW-Chips oder das Herausfiltern von ihnen durch eine hochentwickelte Filtertechnologie gerichtet. Es wurde jedoch keine Lösung gefunden, die für das wirksame Unterdrücken von H2-Harmonischen in SAW-Vorrichtungen unterschiedlicher Designs verwendbar ist.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, eine SAW-Vorrichtung bereitzustellen, welche die zweite Harmonische H2 und verwandte Mischprodukte wirksam unterdrücken kann.
Diese und andere Aufgaben werden durch eine SAW-Vorrichtung gemäß Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte und weitergebildete Ausführungsformen können weiteren Ansprüchen entnommen werden.
Eine SAW-Vorrichtung umfasst einen SAW-Chip, der ein piezoelektrischer Körper ist, welcher an seiner Oberfläche einen SAW-Wandler trägt. Der Wandler ist dafür eingerichtet, mit einer Betriebsfrequenz der Vorrichtung zu arbeiten, welche gewöhnlich mit einer Resonanzfrequenz des Wandlers übereinstimmt. Der Wandler kann ein Teil einer Filterschaltung sein und ist innerhalb einer ersten Signalleitung angeordnet. Abgesehen von Merkmalen, die dafür eingerichtet sind, bei der Betriebsfrequenz zu arbeiten, stellt die Erfindung Kompensationsmittel bereit, die mit der Signalleitung verbunden sind oder in der Signalleitung angeordnet sind,
um die nichtlinearen Parasitärsignale, die bei von der Betriebsfrequenz verschiedenen Frequenzen auftreten, elektrisch zu beseitigen.
Die Kompensationsmittel umfassen:

- wenigstens eine zweite Signalleitung mit Mitteln zum Erzeugen eines Aufhebungssignals, das gegenüber dem Parasitärsignal im Vorzeichen oder in der Phase verschieden ist, oder
- eine Nebenschlussleitung zum elektrischen Verbinden des SAW-Wandlers mit einer rückseitigen Metallisierung des SAW-Chips oder
- ein Nebenschlusselement, das einen Kurzschluss zur Masse bei einer Frequenz bildet, bei der das Parasitärsignal zu unterdrücken ist, beispielsweise bei etwa dem Doppelten der Resonanzfrequenz für die H2-Unterdrückung.

In allen vorstehend erwähnten Fällen wird das Parasitärsignal elektrisch entweder durch Kombinieren und Aufheben des Parasitärsignals mit einem symmetrischen Signal unterschiedlichen Vorzeichens, oder durch Kurzschließen zweier Metallisierungen, welche das Parasitärsignal tragen, unterdrückt.
Eine einfache Lösung für den ersten Fall besteht darin, eine zweite Signalleitung mit identischen Komponenten wie die erste Signalleitung bereitzustellen und beide Signalleitungen mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von n bei der Parasitärfrequenz zu kombinieren. Eine solche Phasendifferenz kann durch Einfügen eines Phasenschiebers in wenigstens eine der Signalleitungen erreicht werden.
Ein einzelner Phasenschieber erfordert die Erzeugung einer Phasenverschiebung von π, während zwei oder mehr Phasenschieber ihre Phasenverschiebungen bis zu einer gegenseitigen Phasendifferenz von n oder allgemeiner von (2n + 1)π addieren müssen, wobei n eine ganze Zahl ist. Eine mögliche Lösung kombiniert einen +π/2- und einen -π/2-Phasenschieber.
Eine einfache Lösung gemäß dem zweiten Fall umfasst eine gewöhnliche Leitung als Nebenschlussleitung zur Verbindung einer der beiden Elektroden des SAW-Wandlers mit einer Metallisierung, die auf der Rückseite des SAW-Chips angeordnet ist. Eine solche Nebenschlussleitung verhindert den Aufbau einer Spannung zwischen der Rückseite und dem Wandler an der oberen Oberfläche. Eine solche Spannung kann das Ergebnis der parasitären Bulk-Welle entsprechend der zweiten Harmonischen H2 sein. Die Bulk-Welle wird an der Rückseite reflektiert, so dass sich eine stehende Welle aufbaut. Diese Bulk-Welle erzeugt unerwünschte Signale bei unterschiedlichen Frequenzen, abhängig vom Resonanzraum und damit abhängig von der Dicke des SAW-Chips. Dadurch ergibt sich eine Potentialdifferenz, und solange sie nicht kurzgeschlossen sind kann ein Signal zwischen beiden Flächen, d.h. zwischen der Metallisierung darauf wie etwa einem Wandler und der rückseitigen Metallisierung gemessen werden. Durch Kurzschließen dieser Metallisierungen wird die Spannung beseitigt und wird das resultierende Parasitärsignal unterdrückt. Es ist notwendig, dass die rückseitige Metallisierung floatend ist und demgemäß keine Verbindung zur Masse oder einer Signalquelle hat.
Die rückseitige Metallisierung kann eine kontinuierliche Metallisierung sein, welche die gesamte Fläche der Rückseite des SAW-Chips bedeckt. Es ist jedoch bevorzugt, die rückseitige Metallisierung durch Trennen und elektrisches Isolieren verschiedener Teilbereiche davon zu strukturieren. Jeder Bereich ist gegenüberliegend zu lediglich einem einzigen Element an der oberen Fläche, beispielsweise gegenüber dem Wandler. Ein Teilbereich kann in seinen lateralen Abmessungen auf den Bereich des jeweiligen Elements an der oberen Fläche beschränkt werden.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist ein Nebenschlussresonator mit einer Resonanzfrequenz bei oder in der Nähe der Parasitärfrequenz in der Nebenschlussleitung angeordnet, und die Nebenschlussleitung ist mit einem Massepotential verbunden. Dadurch werden Signale bei der Parasitärfrequenz entsprechend der Resonanzfrequenz des Nebenschlussresonators kurzgeschlossen, während Signale bei der Betriebsfrequenz nicht oder nur vernachlässigbar beeinflusst werden.
Der Nebenschlussresonator kann als SAW-Resonator verwirklicht werden. Dann kann er als eine weitere Metallisierung an der Oberseite des SAW-Chips gebildet werden.
Alternativ kann der Nebenschlussresonator ein BAW-Resonator oder ein in einer anderen Technologie verwirklichter Resonator in Form einer getrennten Vorrichtung sein.
Im ersten Fall (erste Ausführungsform) sind zwei oder mehr zweite Signalleitungen parallel zur ersten Signalleitung geschaltet. Jede der ersten und der wenigstens einen zweiten Signalleitungen umfasst die gleichen Komponenten, so dass die Amplituden des Nutzsignals sowie der Parasitärsignale in den jeweiligen Signalleitungen gleich sind. Ein Phasenschieber ist in wenigstens einer der Signalleitungen angeordnet und dafür eingerichtet, die Phase des Parasitärsignals in der wenigstens einen zweiten Signalleitung in Bezug auf die erste Signalleitung zu verschieben, so dass die Parasitärsignale einander infolge ihrer Phasendifferenz aufheben. Die Nutzsignale erleiden die Phasenverschiebung nicht und interferieren daher konstruktiv und addieren ihre Amplituden.
Bei einer einfachen Lösung ist der Phasenschieber als ein SAW-Resonator mit einer Resonanzfrequenz bei oder in der Nähe der Parasitärfrequenz verwirklicht. Der SAW-Resonator kann auf der oberen Fläche des SAW-Chips der SAW-Vorrichtung angeordnet sein.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst die Signalleitung einen Resonator, der kaskadiert ist. Dies bedeutet, dass der einzelne ursprüngliche Resonator durch eine Parallelschaltung zweier Reihenschaltungen von jeweils zwei Resonatoren ersetzt ist. Bei einer solchen Reihenschaltung kann eine Phasenverschiebung erreicht werden, falls die beiden Resonatoren gegeneinander verstimmt werden. Durch Verstimmen der beiden Reihenschaltungen in zueinander entgegengesetzten Richtungen ergibt sich eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Reihenschaltungen, die bei der Parasitärfrequenz auf n gesetzt werden kann.
Weil die meisten heutigen Filterschaltungen einen kaskadierten Resonator umfassen, benötigt die erfindungsgemäße Lösung keine zusätzliche Komponente, keinen zusätzlichen Raum, keine zusätzliche Chipfläche oder zusätzlichen Aufwand gegenüber dem Stand der Technik.
Gemäß einer anderen Ausführungsform kann der Phasenschieber als ein symmetrisches π-Element aus Kondensatoren und Induktivitäten ausgewählter Impedanzelemente verwirklicht sein. Es ist jedoch auch jede andere Schaltung möglich, die eine Phasenverschiebung hervorruft. Der Phasenschieber kann als diskretes Bauteil ausgebildet sein, das in die jeweilige Signalleitung geschaltet ist. Ferner können die Impedanzelemente des Phasenschiebers in ein Trägersubstrat integriert sein, das Teil der Baugruppe des SAW-Chips oder seines Gehäuses ist. Der Phasenschieber arbeitet in einem kleinen Frequenzband, so dass Signale bei der Betriebsfrequenz nicht beeinflusst werden.
Im zweiten Fall (zweite Ausführungsform) kann die Nebenschlussleitung durch den SAW-Chip geführt sein und als eine Durchkontaktierung oder als eine Durchkontaktierung verwirklicht sein. Alternativ umfasst die Nebenschlussleitung einen Leiter, der über und um eine Kante des SAW-Chips geführt ist. Ferner kann die Nebenschlussleitung einen Abschnitt aufweisen, der durch ein Gehäuse gebildet ist, worin der SAW-Chip angeordnet ist. Die Nebenschlussleitung kann sogar insgesamt durch das Gehäuse gebildet sein. Dann muss eine Elektrode des Wandlers mit dem Gehäuse verbunden werden und muss das Gehäuse an Masse gelegt werden. Unabhängig davon kann die rückseitige Metallisierung auch an Masse gelegt werden, so dass die Elektrode und die rückseitige Metallisierung kurzgeschlossen sind.
Ein weiteres Verfahren, das zusätzlich den Aufbau einer stehenden Welle durch parasitäre Bulk-Wellen-Anregung unterdrücken kann, besteht darin, die Rückseite derart zu strukturieren, dass eine Dispersion der auf die Rückseite treffenden Volumen-Wellen erreicht wird. Dadurch können verzögerte (reflektierte) Signale unterdrückt werden. Die Strukturierung kann eine Oberflächenbehandlung des piezoelektrischen Chips oder eine Strukturierung der rückseitigen Metallisierung umfassen. Der letzte Fall kann mit einem viel geringeren Aufwand als eine Oberflächenbehandlung durch Aufrauen, Sägen, Sandstrahlen oder Ätzen verwirklicht werden.
Schließlich können die vorgeschlagenen Verfahren zum Unterdrücken von Parasitärsignalen der erwähnten Art in jeder beliebigen Kombination kombiniert werden. Insbesondere beeinflussen die erste und die zweite Ausführungsform einander nicht und können parallel implementiert werden. Dadurch können Parasitärsignale unterschiedlicher Frequenzen aufgehoben oder unterdrückt werden, wenn jeweilige frequenzselektive Phasenschieber in der ersten und der zweiten Signalleitung verwendet werden und/oder wenn Nebenschlussleitungen implementiert werden, die frequenzselektiv sind, wie vorstehend bereits erklärt wurde.
Die Erfindung kann verwendet werden, um Parasitärsignale zu unterdrücken, die von anderen Parasitäreffekten in der Art der dritten Harmonischen H3 ausgehen. In diesem Fall sollten die frequenzselektiven Elemente (Phasenschieber und/oder Nebenschlusselemente) für die Frequenz der dritten Harmonischen, die 3f ist, optimiert werden, wobei f die Betriebsfrequenz der SAW-Vorrichtung oder der Filterschaltung ist.
Gemäß anderen Ausführungsformen kann die SAW-Vorrichtung ein Ladder-Type Filter, ein DMS-Filter oder ein Resonator sein oder umfassen.
Das Konzept des Nebenschlusselements gemäß der dritten Ausführungsform ist nicht auf SAW-Filter beschränkt. Daher kann die Idee des selektiven Bereitstellens eines Kurzschlusses an Masse für Signale einer zu unterdrückenden Frequenz in der Art von H2 auch bei anderen Filtertechniken angewendet werden, beispielsweise bei BAW-Filtern. Selbst bei Filtern, die keine akustischen Signale verwenden, wie beispielsweise bei LC-Filtern, kann das erfindungsgemäße Nebenschlusselement zusätzlich zu den bekannten Filterelementen verwendet werden.
Nachfolgend wird die Erfindung in weiteren Einzelheiten mit Bezug auf konkrete Ausführungsformen und die beigefügten Figuren erklärt. Die Figuren sind nur schematisch und nicht maßstabsgerecht dargestellt. Gleiche Elemente oder Elemente mit der gleichen Funktion sind mit den gleichen Bezugssymbolen bezeichnet. Es zeigen:

1 verschiedene Beispiele gemäß der ersten Ausführungsform,
2 ein Beispiel gemäß der zweiten Ausführungsform,
3 verschiedene Beispiele für Filterschaltungen in der Art jener, die gemäß der ersten und der zweiten Ausführungsform verwendet werden,
4 eine Schnittansicht einer Anordnung mit zwei SAW-Chips gemäß der ersten Ausführungsform,
5 eine Schnittansicht eines SAW-Chips gemäß der zweiten Ausführungsform,
6 eine Schnittansicht verschiedener SAW-Chips mit einer Nebenschlussleitung gemäß der zweiten Ausführungsform,
7 einen Vergleich von Chipflächen, die erforderlich sind, um einen Resonator aus dem Stand der Technik und eine Signalleitung zu bilden, gemäß der ersten Ausführungsform,
8 ein SAW-Filter gemäß der Erfindung, das einen Nebenschlussresonator aufweist,
9 einen Vergleich zweier Übertragungsfunktionen einer Filterschaltung mit einer erfindungsgemäßen Nebenschlussleitung und ohne diese gemäß der zweiten Ausführungsform,
10 einen vergrößerten Abschnitt des S12-Matrixelements derselben Filterschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform und
11 eine Erläuterung der Anregung parasitärer Bulk-Wellen in einer SAW-Vorrichtung bei einer H2-Frequenz.

11 zeigt in schematischer Ansicht einen Querschnitt durch eine SAW-Vorrichtung. Interdigitalwandler, die Wandlerfinger TRF umfassen, sind an der oberen Fläche eines piezoelektrischen Chips CHP angeordnet. Bei einem Normalfingerwandler sind die Wandlerfinger TRF in einem hauptsächlich regelmäßigen Raster von π/2 angeordnet. Bei der Resonanzfrequenz f bewirkt ein angelegtes HF-Signal eine Auslenkung der Wandlerfinger, so dass sich die Finger alternierend aufwärts und abwärts bewegen. Bei einer harmonischen Frequenz des Wandlers kann bei einer Frequenz von 2f eine synchrone Bewegung aller Wandlerfinger gesehen werden, wie in 11 dargestellt ist. Eine solche synchrone Aufwärts- und Abwärtsbewegung aller Wandlerfinger bewirkt eine Bulk-Welle, die sich gegen die Rückseite des anzuregenden Chips CHP bewegt. Auf der Rückseite des Chips CHP kann eine rückseitige Metallisierung BSM aufgebracht sein. In jedem Fall werden die Bulk-Wellen BWV an der Rückseite reflektiert, um eine reflektierte Welle RWV zu bilden. Die reflektierte Welle bewegt sich nach oben zur oberen Fläche und kann wieder an der oberen Fläche reflektiert werden. Dadurch bildet sich eine stehende Welle, die wie in einem Volumen-Wellen-Resonator eine Resonanz bildet. Die Volumen-Welle bildet Parasitärsignale bei allen Frequenzen, welche die Resonanzbedingungen für eine stehende Welle in einer Kavität mit einer Länge h erfüllen, wobei h in der Figur der Abstand zwischen dem Wandlerfinger TRF und der rückseitigen Metallisierung BSM ist. Das Parasitärsignal kann als Potentialdifferenz zwischen der rückseitigen Metallisierung BSM und den Wandlerfingern TRF abgenommen werden.
Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, diese Parasitärsignale zu unterdrücken, deren Ursprung eine zweite harmonische Vibration des Wandlers ist.
1 zeigt verschiedene Anordnungen gemäß der ersten Ausführungsform, welche diese Aufgabe erfüllen können. 1 zeigt bei a) eine Signalleitung, die in zwei symmetrische Signalleitungen SL1 und SL2 zerlegt ist, die zwischen einem Eingang EIN und einem Ausgang AUS parallel geschaltet sind. Jede der beiden Signalleitungen SL umfasst eine erste bzw. eine zweite Filterschaltung FC1 bzw. FC2, die identisch sind, so dass sie in gleicher Weise arbeiten. Ohne weitere Mittel würden diese beiden Signalleitungen SL ihre Amplituden am Ausgang AUS konstruktiv addieren. Gemäß der Erfindung ist ein Phasenschieber PS2 zwischen eine der Filterschaltungen FC und den Ausgang eingefügt. In der Figur ist der Phasenschieber in die zweite Signalleitung SL2 eingefügt. Der Phasenschieber PS2 bewirkt eine Phasenverschiebung von n für die Frequenz des Parasitärsignals. Vorzugsweise wird der Phasenschieber PS2 so eingestellt, dass er eine Phasenverschiebung zumindest für die Frequenz der zweiten Harmonischen bereitstellt. Folglich interferieren die Signale in den beiden Signalleitungen SL1 und SL2 am Ausgang AUS, wodurch sie einander aufheben. Auf diese Weise kann das Parasitärsignal insgesamt beseitigt werden. Signale bei der Betriebsfrequenz, die von der Filterschaltung verwendet wird, werden infolge der begrenzten Bandbreite, in der der Phasenschieber arbeitet, durch den Phasenschieber PS nicht beeinflusst.
Die Variante b) unterscheidet sich infolge der Tatsache, dass der Phasenschieber PS2 zwischen dem Eingang EIN und der zweiten Filterschaltung FC2 angeordnet ist, nur leicht von der Variante a). Die vertauschte Reihenfolge erreicht das gleiche Ergebnis wie Variante a) und führt auch zu einer vollständigen Aufhebung des Parasitärsignals.
Gemäß Variante c) wird die beanspruchte Phasenverschiebung n zwischen den beiden Signalleitungen SL bei einer zu unterdrückenden Frequenz durch einen in der ersten Signalleitung SL1 angeordneten ersten Phasenschieber PS1 und einen in der zweiten Signalleitung SL2 angeordneten zweiten Phasenschieber PS2 erreicht. Die beiden Phasenschieber PS1 und PS2 bewirken eine Phasenverschiebung in zueinander entgegengesetzten Richtungen, so dass am Ausgang AUS eine Gesamtphasendifferenz von π und eine Aufhebung des Parasitärsignals erreicht werden. Falls das zu unterdrückende Parasitärsignal eine Frequenz 2f hat, wobei f die Grundmode des Filters ist, zeigt die Grundmode eine Phasendifferenz von ±π/4. Der erste Phasenschieber PS1 kann beispielsweise eine Phasenverschiebung von +π/2 bewirken und mit einem zweiten Phasenschieber PS2 kombiniert werden, der eine Phasenverschiebung von -π/2 hervorruft, so dass sie sich zu einer Gesamtphasendifferenz zwischen den beiden Signalleitungen von n bei der Frequenz des zu unterdrückenden Parasitärsignals addieren.
Variante c) kann auf Variante d) erweitert werden, die eine Parallelschaltung von n Signalleitungen SL1 bis SLn umfasst, welche parallel geschaltet sind. Alle n Signalleitungen SL umfassen eine Filterschaltung, die der ersten Filterschaltung FC1 gleicht, und einen Phasenschieber PSn. Die Phasenschieber PS sind ausgewählt, um am Ausgang AUS eine jeweilige Phasenverschiebung bei der Parasitärsignalfrequenz zu bewirken, so dass sich alle Frequenzkomponenten der Parasitärsignalfrequenz aufheben.
2 zeigt eine Anordnung gemäß einer zweiten Ausführungsform. Eine Filterschaltung FC ist in einer Signalleitung SL zwischen einem Eingang EIN und einem Ausgang AUS angeordnet. Die Signalleitung und die Filterschaltung FC sind auf dem SAW-Chip angeordnet. Auf die Rückseite des SAW-Chips ist eine rückseitige Metallisierung BSM gegenüberliegend zu den Elementen der Filterschaltung FC aufgebracht. In der Figur ist die rückseitige Metallisierung BSM als eine Leitung dargestellt, welche infolge einer Polarisation des piezoelektrischen Materials, welche durch eine Parasitärwelle in der Art der zweiten Harmonischen hervorgerufen wird, ein Potential annehmen kann. Gemäß der zweiten Ausführungsform schlägt die Erfindung vor, eine Nebenschlussleitung SHL zwischen die Signalleitung SL und die rückseitige Metallisierung BSM zu schalten. Die Nebenschlussleitung kann in der Nähe der Komponenten der Filterschaltung FC angeordnet werden, d.h. an einer Stelle, wo sich eine maximale Potentialdifferenz zwischen der Filtermetallisierung an der Oberseite und der rückseitigen Metallisierung aufbauen kann. Durch die Nebenschlussleitung SHL wird das aufgebaute Potential durch Kurzschließen ausgeglichen und daher beseitigt.
Gemäß einer Weiterentwicklung können weitere Nebenschlussleitungen SHL an anderen Stellen zwischen der Signalleitung SL und der rückseitigen Metallisierung BSM angeordnet werden. Dies kann in Fällen erforderlich sein, in denen die rückseitige Metallisierung BSM in Teilbereichen getrennt wird, die elektrisch voneinander isoliert sind. Dann kann jeder isolierte Teilbereich der rückseitigen Metallisierung BSM durch eine jeweilige Nebenschlussleitung SHL mit der Signalleitung verbunden werden.
3 zeigt fünf verschiedene Beispiele von Schaltungen FC oder von Komponenten einer Filterschaltung, bei der die Erfindung angewendet werden kann. 3A zeigt eine schematische Filterschaltung FC, die zwischen einem Eingang und einem Ausgang in die Signalleitung geschaltet ist. Die Filterschaltung kann verschiedene Elemente umfassen, die elektrisch oder akustisch in Reihe geschaltet sind. 3B zeigt als notwendige Komponente einer solchen SAW-Filterschaltung FC einen Interdigitalwandler TRD, der in die Signalleitung geschaltet ist. Eine andere Komponente einer Filterschaltung FC kann ein in 3C schematisch dargestellter Resonator RES sein. Ein Wandler, wie er in 3B dargestellt ist, kann Teil eines Resonators, eines DMS-Filters oder eines anderen in 3D dargestellten longitudinal gekoppelten Resonatorfilters sein. Beispielsweise kann der in 3C dargestellte Resonator Teil eines Resonatorfilters sein, das Teil einer Ladder-Type Anordnung gemäß 3E ist, welche einen Reihenresonator, der in der Signalleitung angeordnet ist, und einen Parallelresonator, der in einem parallelen Zweig angeordnet ist, der die Signalleitung mit einem Massepotential verbindet, umfasst.
Jede Filterschaltung FC kann auch andere Komponenten umfassen, die eine Kombination der dargestellten Beispiele sein können, oder sie kann andere Elemente umfassen, die in 3 nicht dargestellt sind.
4 zeigt ein Beispiel gemäß der ersten Ausführungsform, das in der Art der Filterschaltung gemäß 3E verwirklicht ist. Wie in 1A dargestellt ist, umfasst die Filterschaltung FC eine erste Signalleitung SL1 und eine zweite Signalleitung SL2, die zwischen einem Eingang EIN und einem Ausgang AUS parallel geschaltet sind. In jeder der Signalleitungen SL ist ein Reihenresonator SR in Reihe geschaltet. Ferner ist ein Parallelresonator PR parallel zwischen eine jeweilige Signalleitung SL und ein Massepotential GND geschaltet. Zur Vereinfachung ist jeder der Resonatoren SR, PR schematisch durch nur drei Wandlerfinger, die ineinander eingreifen, dargestellt. Die erste und die zweite Filterschaltung sind jeweils mit einem getrennten Chip dargestellt, die ein erster Chip CHP1 und ein zweiter Chip CHP2 sind. Weil dies nur dem besseren Verständnis dient, umfasst eine reale Anordnung vorzugsweise nur einen Chip, auf dem die beiden Signalleitungen und die jeweiligen Komponenten davon angeordnet sind. Ein Phasenschieber PS2 ist in der zweiten Signalleitung SL2 zwischen dem jeweiligen Reihenresonator SR und dem Ausgang AUS angeordnet. Alternativ kann der Phasenschieber PS2 zwischen dem Eingang EIN und dem Reihenresonator SR angeordnet werden. Der Phasenschieber ist dafür eingerichtet, eine Phasenverschiebung von n für Signale mit der Parasitärfrequenz hervorzurufen. Die Bandbreite des Phasenschiebers PS wird so ausgewählt, dass ein Signal bei der Betriebsfrequenz durch den Phasenschieber PS nicht in seiner Phase beeinflusst wird.
5 zeigt eine weitere Variante der Erfindung gemäß der zweiten Ausführungsform. Hier umfasst die Nebenschlussleitung SHL, die in 2 schematisch dargestellt ist, einen Nebenschlussresonator SHR, der zwischen die Signalleitung SL und ein Massepotential geschaltet ist. Der Nebenschlussresonator SHR unterscheidet sich durch seine Resonanzfrequenz, die bei oder in der Nähe der Frequenz des Parasitärsignals liegt, von jedem in der Signalleitung angeordneten Resonator. Infolge dieser Anordnung ist die den Nebenschlussresonator SHR aufweisende Nebenschlussleitung nur bei Frequenzen in der Nähe der Resonanzfrequenz des Nebenschlussresonators aktiv. Daher ist die Nebenschlussleitung nur für das Parasitärsignal frequenzselektiv. Ein solcher Nebenschlussresonator SHR kann vorteilhaft in einem Resonatorfilter gemäß 3E verwendet werden und daher als ein weiterer Resonator über dem SAW-Chip CHP verwirklicht werden. Alternativ kann der Nebenschlussresonator SHR eine getrennte Vorrichtung sein, die nur elektrisch zwischen die Signalleitung und die Masse GND geschaltet ist. Die getrennte Vorrichtung kann ein beliebiger Typ eines Resonators in der Art eines SAW-Resonators, eines akustischen Volumenwellen-Resonators oder eines Resonators in einer anderen Technik, beispielsweise eines LC-Resonators, sein. Der Nebenschlussresonator SHR kann mit derselben Masseleitung GND verbunden sein, mit der der Parallelzweig, in dem sich ein paralleler Resonator befindet, verbunden ist.
6 zeigt drei Beispiele einer Verwirklichung der Nebenschlussleitung und der rückseitigen Metallisierung. In 6A verbindet die Nebenschlussleitung SHL die Signalleitung, von der in der Figur ein Teil als Wandler dargestellt ist, und eine rückseitige Metallisierung BSM auf der entgegengesetzten Fläche des Chips CHP. Die Nebenschlussleitung SHL verläuft teilweise auf der oberen Fläche und wird um die obere Kante, entlang der Seitenfläche und um die untere Kante des Chips CHP geführt.
6B zeigt ein Beispiel, bei dem die Nebenschlussleitung als eine Durchkontaktierung verwirklicht ist, die eine Metallisierung an der oberen Fläche mit einer rückseitigen Metallisierung BSM an der unteren Fläche oder einer Rückseite des Chips CHP verbindet. Die Durchkontaktierung kann als ein durch den Chip CHP verlaufendes Durchgangsloch verwirklicht sein, das zumindest an seinen Seitenwänden metallisiert ist oder das ganz mit einem elektrisch leitenden Material gefüllt ist. Die Durchkontaktierung VIA erstreckt sich von der Metallisierung an der oberen Fläche zur entgegengesetzten Fläche des Chips CHP unter der rückseitigen Metallisierung BSM.
Falls ein SAW-Chip CHP mehrere Wandler oder mehrere andere an der oberen Fläche angeordnete Filterkomponenten aufweist, kann wenigstens eine weitere Durchkontaktierung bereitgestellt werden, welche die andere Komponente mit der rückseitigen Metallisierung BSM verbindet. Wenngleich die rückseitige Metallisierung BSM als eine einheitliche Schicht dargestellt ist, welche die gesamte Rückseite des Chips CHP bedeckt, kann es vorteilhaft sein, die rückseitige Metallisierung zu strukturieren und jeden Teilbereich der rückseitigen Metallisierung auf den entgegengesetzten Bereich des Wandlers, womit die rückseitige Metallisierung durch die Nebenschlussleitung verbunden ist, zu beschränken.
6C zeigt eine Variante, bei der die Nebenschlussleitung zumindest teilweise durch eine Metallisierung eines Gehäuses oder des Packages, das den Chip umschließt, verwirklicht ist. Innerhalb des Packages ist der Chip CHP in einer Flip-Chip-Anordnung auf einem Träger montiert, der beispielsweise eine gedruckte Leiterplatte ist. Das Package für den Chip umfasst eine Deckschicht, die auf den Chip aufgebracht ist und mit der Oberfläche des Trägers abschließt oder abdichtet, so dass ein Hohlraum zwischen dem Chip und dem Träger eingeschlossen und abgedichtet ist. Die Deckschicht umfasst ein formbares Material und wenigstens eine elektrisch leitende Schicht, so dass die Deckschicht als eine Nebenschlussleitung SHL verwendet werden kann. Innerhalb des Trägers muss die Signalleitung mit der elektrisch leitenden Schicht, welche die Nebenschlussleitung bildet, verbunden sein. Hierdurch wird die Signalleitung zur rückseitigen Metallisierung BSM kurzgeschlossen. Bei diesem Beispiel darf die Deckschicht nicht mit Masse verbunden sein. Alternativ befindet sich oberhalb des Gehäuses eine zweite leitende Deckschicht, um das Gehäuse mit Masse zu verbinden, ohne gleichzeitig die Nebenschlussleitung an Masse kurzzuschließen.
7 vergleicht die erforderlichen Chipflächen eines Resonators RES und einer Filterschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung. Ein einzelner Resonator, der mit akustischen Wellen arbeitet, kann durch einen kaskadierten Resonator ersetzt werden, um eine höhere Leistungsfestigkeit zu erreichen und dadurch die Lebensdauer des Resonators zu vergrößern. Das Kaskadieren eines einzelnen Resonators RES bedeutet, dass eine Reihenschaltung eines ersten Resonators und eines zweiten Resonators bereitgestellt werden muss, welche beide das Doppelte der Resonatorfläche oder -kapazität des ursprünglichen einzelnen Resonators aufweisen. Eine Verdopplung der Fläche oder Kapazität des kaskadierten Resonators kann durch Parallelschalten zweier Reihenschaltungen aus einem ersten und einem zweiten Resonator erreicht werden, wobei der erste und der zweite Resonator jeweils die gleiche Fläche aufweisen wie der ursprüngliche einzelne Resonator. 7B zeigt eine Signalleitung, die in zwei parallele Leitungen unterteilt ist, welche an ihren beiden äußersten Enden verbunden sind. In jeder Teilsignalleitung sind zwei Resonatoren in Reihe geschaltet. Daher ergibt sich durch Ersetzen der in 7A dargestellten einzelnen Resonatoren durch vier Resonatoren, die wie in 7B dargestellt geschaltet sind, ein kaskadierter Resonator, der die gleichen Eigenschaften aufweist wie der einzelne Resonator, jedoch eine erhöhte Leistungshaltbarkeit und eine geringere Nichtlinearität aufweist, wie auf dem Fachgebiet bekannt ist.
7C zeigt einen solchen kaskadierten Resonator, der in zwei Signalleitungen unterteilt ist und in jeder der beiden Signalleitungen mit einem Phasenschieber PS versehen ist. Die beiden Phasenschieber verschieben die Phase einer der jeweiligen Parasitärsignalleitung entgegengesetzt zur Richtung der anderen Signalleitung. Hierdurch kann eine Phasendifferenz von etwa π erreicht werden, die nur für dem Parasitärsignal entsprechende Frequenzen wirksam ist. Es ist ersichtlich, dass die für das Verwirklichen der Erfindung gemäß der ersten Ausführungsform erforderliche Chipfläche nur etwas größer ist als die Chipfläche für einen kaskadierten Resonator.
Eine weitere Lösung, die keine zusätzliche Chipfläche erfordert, wurde bereits in den 7B und 7D angegeben. Die Resonatoren sind mit unterschiedlichen Indizes bezeichnet, was bedeutet, dass sich die beiden Resonatoren leicht unterscheiden. Die beiden in Reihe geschalteten Resonatoren weisen gegeneinander verschobene Resonanzfrequenzen auf, so dass ein Resonator RES_A und ein Resonator RES_B unterschiedliche Resonanzfrequenzen aufweisen. In der jeweiligen anderen Signalleitung ist die Sequenz des mit A bezeichneten Resonators und des mit B bezeichneten Resonators ausgetauscht. Die Frequenzlücke zwischen einem Paar zweier in Reihe geschalteter Resonatoren ist so gewählt, dass sich für die Teilsignalleitung eine Phasenverschiebung ergibt, die für die Frequenzen des Parasitärsignals wirksam ist. In der jeweiligen anderen Signalleitung und infolge der ausgetauschten Sequenz der verschiedenen Resonatoren ist die jeweilige Phasenverschiebung in der anderen Richtung wirksam. Daher kann durch geeignetes Auswählen der Frequenzen der beiden Resonatoren in jeder Teilsignalleitung aus 7B die gleiche Wirkung wie mit der in 7C dargestellten Anordnung erreicht werden. Es ist jedoch keine zusätzliche Fläche für einen Phasenschieber erforderlich, weil die Phasenverschiebung hier ohne Implementation weiterer Komponenten erreicht werden kann. Ähnlich und gemäß 7D werden Resonatoren mit unterschiedlichen Frequenzen in verschiedenen Signalleitungen verwendet, aber innerhalb einer der Signalleitungen werden identische Resonatoren verwendet.
Die 8A und 8B zeigen zwei als Beispiel dienende Lösungen, welche eine Verbesserung von Eigenschaften gegenüber vergleichbaren Filterschaltungen ohne die Erfindung bereitstellen. 8A zeigt einen T-Abschnitt einer Ladder-Type Anordnung mit einem ersten und einem zweiten Reihenresonator SR1 und SR2, die in Reihe mit der Signalleitung geschaltet sind. Zwischen den beiden Reihenresonatoren sind ein erster und ein zweiter Parallelresonator PR1, PR2, die jeweils in einem parallelen Zweig der Schaltung angeordnet sind, mit der Signalleitung gekoppelt. Zwischen den zweiten Parallelresonator PR2 und den zweiten Reihenresonator SR2 ist ein paralleler Zweig zwischen die Signalleitung und Masse geschaltet. In diesem Zweig ist ein Nebenschlussresonator SHR angeordnet, dessen Frequenz bei etwa 2f gewählt wird, falls das Parasitärsignal H2 zu unterdrücken ist. Falls H3 zu unterdrücken ist, beträgt die Frequenz etwa 3f usw. Die beiden Reihenresonatoren SR sowie die beiden Parallelresonatoren bilden eine Ladder-Type Anordnung, um ein Durchlassband bei einer Frequenz f bereitzustellen.
9A zeigt die Amplitude der zweiten Harmonischen, die Spitzen bei einer Frequenz von etwa 2f erzeugt. Die Graphik, die zur in 8A dargestellten Struktur gehört, ist als Kurve 2 dargestellt. Als Referenz zeigt Kurve 1 die Amplitude der zweiten Harmonischen einer Struktur ähnlich jener aus 8A, wobei jedoch der Nebenschlussresonator fortgelassen ist. Es ist ersichtlich, dass das höchste Signal bei etwa 1870 MHz um wenigstens 5 dB verringert ist. Dies ist ein Ergebnis des Kurzschließens von Signalen gemäß der Erfindung.
Diese Nichtlinearität kann durch eine Struktur gemäß 8B weiter verringert werden. 10 zeigt die Amplitude nur des Parasitärsignals H2 und die Verbesserung, wenn Kurve 2 (gemäß der Verbesserung aus 8B) mit Kurve 1 (gemäß der Struktur aus 8A, wie vorstehend erörtert wurde), verglichen wird. Die Amplitude des Parasitärsignals H2 ist bei einer Frequenz von etwa 1875 MHz erheblich verringert.
Die Erfindung wurde mit Bezug auf eine begrenzte Anzahl konkreter Ausführungsformen erklärt, ist jedoch nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt. Variationen und Kombinationen von Merkmalen, die als einzelne Merkmalen dargestellt wurden, werden auch als in den Schutzbereich fallend angesehen. Der Schutzumfang der Erfindung soll nur durch die Ansprüche begrenzt sein.
Bezugszeichenliste

BSM: rückseitige Metallisierung
BWV: Volumenwelle
CAR: Träger
CHP: SAW-Chip
FC: Filterschaltung
GND: Masseverbindung
EIN: Eingang (der Signalleitung)
AUS: Ausgang (der Signalleitung)
PR: Parallelresonator
PS: Phasenschieber
RES: Resonator
RWV: reflektierte Wellen
SHL: Nebenschlussleitung
SHR: Nebenschlussresonator
SL: Signalleitung
SR: Reihenresonator
TRD: (Interdigital-) Wandler
TRF: Wandlerfinger
VIA: Durchkontaktierung
1: Übertragungskurve des Referenzbeispiels
2: Übertragungskurve gemäß der Ausführungsform

Claims

SAW-Vorrichtung, welche Folgendes umfasst: - einen SAW-Chip (CP), der einen SAW-Wandler aufweist, der dafür eingerichtet ist, mit einer Betriebsfrequenz zu arbeiten und innerhalb einer ersten Signalleitung angeordnet ist, - Kompensationsmittel, die mit der Signalleitung verbunden sind, um das nichtlineare Parasitärsignal elektrisch zu beseitigen, wobei die Kompensationsmittel Folgendes umfassen: - wenigstens eine zweite Signalleitung (SL2) mit Mitteln zum Erzeugen eines Aufhebungssignals, das vom Parasitärsignal im Vorzeichen oder in der Phase verschieden ist, oder - eine Nebenschlussleitung (SHL) zum elektrischen Verbinden des SAW-Wandlers mit einer rückseitigen Metallisierung (BSM) des SAW-Chips oder - einen Nebenschlussresonator (SHR) zum elektrischen Verbinden des SAW-Wandlers mit einem Massepotential bei einer Frequenz des zu unterdrückenden Parasitärsignals.
SAW-Vorrichtung nach Anspruch 1, - wobei eine rückseitige Metallisierung (BSM) auf der Rückseite des SAW-Chips (CHP) gegenüber dem Wandler angeordnet ist, - wobei der Wandler eine erste und eine zweite Elektrode umfasst, - wobei entweder die erste oder die zweite Elektrode über die Nebenschlussleitung (SHL) mit der rückseitigen Metallisierung (BSM) verbunden ist.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, - wobei ein Nebenschlussresonator (SHR) mit einer Resonanzfrequenz bei oder in der Nähe der Parasitärfrequenz zwischen eine Signalleitung der SAW-Vorrichtung und Masse geschaltet ist.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die wenigstens eine zweite Signalleitung (SL2) - einen Phasenschieber (PS) umfasst oder eine Phasenverschiebung ausführt, - parallel zur ersten Signalleitung (SL1) geschaltet ist, - ein Nutzsignal bei der Betriebsfrequenz und ein Aufhebungssignal bei der Parasitärfrequenz, dessen Amplitude gleich jener des Parasitärsignals ist, das sich jedoch im Vorzeichen oder in der Phase davon unterscheidet, bereitstellt.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Phasenschieber (PS1, PS2) in der ersten Signalleitung (SL1) und jeder der wenigstens einen zweiten Signalleitung (SL) angeordnet ist, wobei die Aufhebung durch Interferenz aller ersten und zweiten Signalleitungen bewirkt wird.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, - wobei ein erstes und ein zweites Signal (SL1, SL2) parallel geschaltet sind, wobei jede Signalleitung eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Resonator (RES) umfasst, - wobei die Resonanzfrequenz des ersten Resonators (RES_A) gegenüber jener des zweiten Resonators (RES_B) verschoben ist, so dass sich bei einer Frequenz des Parasitärsignals, das vorzugsweise die zweite Harmonische ist, eine Phasenverschiebung mit einem Betrag von π/2 ergibt, - wobei die Reihenfolge von erstem und zweitem Resonator (RES) in der ersten und der zweiten Signalleitung (SL1, SL2) vertauscht ist, so dass sich die beiden resultierenden Phasenverschiebungen der beiden Signalleitungen bei der Frequenz des Parasitärsignals zu n addieren.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Phasenschieber (PS) als ein Resonator (RES) mit einer Resonanzfrequenz bei oder in der Nähe der Parasitärfrequenz verwirklicht ist.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Phasenschieber (PS) als ein SAW-Resonator verwirklicht ist, der auf dem SAW-Chip der SAW-Vorrichtung angeordnet ist.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Nebenschlussleitung als eine Durchkontaktierung (VIA) verwirklicht ist, die durch den SAW-Chip (CHP) geleitet ist.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Nebenschlussleitung (SHL) einen Abschnitt umfasst, der durch ein Gehäuse gebildet ist, worin der SAW-Chip (CHP) angeordnet ist.
SAW-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, welche als ein Ladder-Type Filter, ein DMS-Filter oder ein Resonator verwirklicht ist.