DE102017100306A1

DE102017100306A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Vermessung einer optischen, kapazitiven, induktiven Übertragungsstrecke mittels Mehrfachmodulation

Info

Publication number: DE102017100306A1
Application number: DE102017100306.1A
Authority: DE
Inventors: Stephan Dittrich
Original assignee: Elmos Semiconductor SE
Current assignee: Elmos Semiconductor SE
Priority date: 2017-01-09
Filing date: 2017-01-09
Publication date: 2018-07-12
Anticipated expiration: 2037-01-10
Also published as: DE102017100306B4

Abstract

Es wird eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder von Objekten (O) innerhalb dieser vorgeschlagen, bei der ein Sender (H) in die Übertragungsstrecke hineinsendet und ein Empfänger (D) das Signal zusammen mit dem eines Kompensationssender (K) summierend überlagernd empfängt. Sowohl das Signal des Kompensationssenders (K) als auch das Signal des Senders (H) werden mit zwei Taktsignalen (clk1, clk2) statt wie im Stand der Technik bereits bekannt einem Taktsignal moduliert. Durch die hier offenbarte spezielle Wahl der beiden Taktsignale (clk1, clk2) wird sichergestellt, dass beide bezüglich des in der Demodulation gebildeten Skalarprodukts orthogonal sind. Die Skalar-Produktbildung wird dadurch synchronisiert, dass das erste Taktsignal (clk1) den digitalisierten Skalarproduktwert synchron mit seiner fallenden oder steigenden Flanke in ein FlipFlop (FF) lädt. Vorzugsweise ist die Taktperiode des ersten Taktsignals (clk1) ein geradzahliges ganzzahliges Vielfaches der Taktperiode des zweiten Taktsignals (clk2).

Description

Oberbegriff
Die Erfindung richtet sich auf ein Verfahren und ein System bei dem die Reflexion oder die Wiederausstrahlung elektromagnetischer Wellen verwendet wird. Der Schwerpunkt liegt dabei auf der Verwendung optischer Wellen mit Übertragung stetiger, nicht modulierten, amplituden-, frequenz- oder phasenmodulierten Wellen. Die vorgeschlagene Vorrichtung ist aber auch für Systeme geeignet, die die Reflexion oder Wiederausstrahlung von Funkwellen anwenden oder vergleichbare Systeme, die die Reflexion oder Wiederausstrahlung von Wellen, deren Art oder Wellenlänge unerheblich oder nicht spezifiziert ist, anwenden. Des Weiteren betrifft die Vorrichtung Maßnahmen zum Überwachen, Kalibrieren oder Eichen. Die Vorrichtung ist auch geeignet als Messanordnung, gekennzeichnet durch die Verwendung optischer Messmittel zur Messung von Abständen und allgemeinen optischen Eigenschaften von Objekten und Übertragungskanälen. Sie betrifft auch Anordnungen zum Aufspüren von Objekten mittels ultraviolettem, sichtbarem und infrarotem Licht. Als Lichtquellen (Sender) sind insbesondere LEDs und Laser geeignet. Das Verfahren ist aber auch für elektrisches oder magnetisches Prospektieren oder Aufspüren oder die Vermessung magnetisch oder elektrostatisch aktiver Objekte geeignet.
Allgemeine Einleitung
Vorrichtungen und Verfahren zur Vermessung einer optischen, kapazitiven, induktiven Übertragungsstrecke werden in mannigfachen Anwendungen eingesetzt. Hier sind beispielsweise zu nennen: Gestenerkennungssysteme, Regensensoren, Fahrspurerkennung, Eissensoren etc. In der Regel sind die optischen, insbesondere elektromagnetischen Eigenschaften einer Übertragungsstrecke und/oder die optischen und insbesondere elektromagnetischen Eigenschaften eines Objekts innerhalb der Übertragungsstrecke zu erkennen.
Stand der Technik
Die Erfindung betrifft eine kompensierende elektromagnetische und/oder optische Messstrecke. Ein solches Messprinzip ist als HALIOS^®-System bekannt, das beispielsweise aus den folgenden Offenbarungen bekannt ist:

EP 2 016 480 B1 , EP 2 598 908 A1 , WO 2013 113 456A1 , EP 2 594 023 A1 , EP 2 653 885 A1 ,
EP 2 405 283 B1 , EP 1 671 160 B1 , EP 2 016 480 B1 , WO 2013 037 465 A1 , EP 1 901 947 B1 ,
US 2012 0 326 958A1 , EP 1 747 484 B1 , EP 2 107 550 A3 , EP 1 723 446 B1 , EP 1 435 509 B1 ,
EP 1410 507 B1 , EP 8 017 26 B1 , EP 1 435 509 B1 , EP 1 269 629 B1 , EP 1 258 084 B1 ,
EP 801 726 B1 , EP 1 480 015 A1 , EP 1410 507 B1 , DE 10 2005 045 993 B4 , DE 4 339 574 C2 ,
DE 4 411 770 C1 , DE 4 411 773 C2 , WO 2013 083 346 A1 , EP 2 679 982 A1 , WO 2013 076 079 A1 , WO 2013 156 557 A1 .

Folgende Anmeldungen betreffen ebenfalls Halios^®-Systeme:

WO 2014 096 385 A1 , DE 10 2014 002 194 A1 , DE 10 2014 002 788 A1 , DE 10 2014 002 486 A1 Allen diesen Verfahren ist gemeinsam, dass
- • ein Sender (H), der von einem Sendesignal (S5) gespeist wird, in eine erste Übertragungsstrecke (I1) ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignal (S5i) einspeist, das mit dem Sendesignal (S5) korreliert, und
- • diese erste Übertragungsstrecke (I1) an einem zu vermessenden Objekt (O) endet, das das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) des Senders (H) reflektiert und/oder transmittiert und damit modifiziert, und
- • in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) einspeist, und
- • wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) an einem Empfänger (D) endet, und
- • dass ein Kompensationssender (K), der durch ein Kompensationssendesignal (S3) gespeist wird, in eine dritte Übertragungsstrecke (I3), die ebenfalls an dem Empfänger (D) endet, ein moduliertes Kompensationssignal (S3i) einspeist, das mit dem Kompensationssignal (S3) korreliert, und
- • dass sich das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) und das elektromagnetische Kompensationssignal (S3i) im Empfänger (D) überlagern, wobei aus dem Stand der Technik lineare und multiplizierende Überlagerungen bekannt sind, und
- • dass das so überlagerte Gesamtsignal durch den Empfänger (D) in ein Empfängerausgangssignal (S0) gewandelt wird und
- • dass auf Basis dieses Empfängerausgangssignals (S0) zumindest ein Regler (CT) nun das Sendesignal (S5) und/oder das Kompensationssignal (S3) in der Amplitude so ausregelt, dass zumindest für einen bestimmten Spektralbereich der Modulation des Empfängerausgangssignals (S0) die relevanten Anteile des Modulationsspektrums des Sendesignals (S5) im Empfängerausgangssignal (S0) verschwinden.

Dieses Regelprinzip wird im Folgenden mit „altes HALIOS^®-Prinzip“ bezeichnet. Die Kombinationen der in dieser Offenlegung genannten Schutzrechte mit der hier offengelegten technischen Lehre sind Teil dieser Offenlegung.
1 zeigt das System der EP 2 602 635 B1 aus dem Stand der Technik. Bei dem System der EP 2 602 635 B1 handelt es sich um eine Variation des alten HALIOS^®-Prinzips, bei dem die absolute Amplitude des Sendesignals des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) nicht geändert wird. Ein Taktgenerator (G) erzeugt ein digitales Basissendesignal (S50). Dieses Basissendesignal (S50) wird über einen ersten Schalter (SW1), der vom Regelsignal (S4) gesteuert wird, in das Sendevorsignal (S5v) bzw. das Kompensationsvorsignal (S3v) gewandelt. Dabei wird die Modulation des Kompensationssenders (K) mit dem Basissendesignal (S50) abgeschaltet, wenn der erste Schalter (SW1) eine erste Schalterstellung einnimmt, die das Basissendesignal (S50) nicht mit dem Kompensationsvorsignal (S3v), sondern dem Sendevorsignal (S5v) verbindet. In dieser ersten Schalterstellung des ersten Schalters (SW1) ist die Modulation des Senders (H) eingeschaltet. Die Modulation des Kompensationssenders (K) mit dem Basissendesignal (S50) wird jeweils eingeschaltet, wenn der erste Schalter (SW1) eine zweite Schalterstellung einnimmt, die das Basissendesignal (S50) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) und nicht mit dem Sendevorsignal (S5v) verbindet. In dieser zweiten Schalterstellung des ersten Schalters (SW1) ist die Modulation des Senders (H) ausgeschaltet. Diese Umschaltung entspricht der Multiplikation des Basissendesignals (S50) mit dem Regelsignal (S4) zum Kompensationsvorsignal (S3v) und mit dem invertierten Regelsignal (S4) zum Sendevorsignal (S5v). Es ist also ein gutes Beispiel zur Realisierung eines Multiplizierers durch einen Schalter.
Ein zweiter Verstärker (V2) erzeugt das Sendesignal (S5) aus dem Sendevorsignal (S5v) und versorgt typischerweise den Sender (H) mit elektrischer Energie. Ein dritter Verstärker (V3) erzeugt das Kompensationssignal (S3) aus dem Kompensationsvorsignal (S3v) und versorgt typischerweise den Kompensationssender (K) mit elektrischer Energie. Hierdurch werden entweder der Sender (H) oder der Kompensationssender (K) mit dem Basissendesignal (S50) des Generators (G) moduliert, wobei das Regelsignal (S4) festlegt, welcher dieser beiden Sender (K, H) gerade sendet und dabei moduliert wird. Der Sender (H) bestrahlt nun, wie oben beschrieben, über eine erste Übertragungsstrecke (I1) das Objekt (O) mit dem modulierten elektromagnetischen Sendesignal (S5i). Dieses Objekt (O) reflektiert und/oder transmittiert nun die eingestrahlte elektromagnetische Strahlung in eine zweite Übertragungsstrecke (I2). Aus dem Stand der Technik ist bekannt, dass sowohl eine Vermessung der Eigenschaften der Übertragungsstrecke (I1, I2) oder von Teilen derselben, als auch eine Vermessung von Objekteigenschaften des Objekts (O) möglich ist. Der Kompensationssender (K) strahlt in eine, in den meisten Anwendungsfällen bekannte, dritte Übertragungsstrecke (I3) ein. Eine derartige Vorrichtung wird typischerweise so angeordnet, dass der Sender (H) nicht direkt in den Empfänger (D) einstrahlen kann und der Kompensationssender (K) möglichst ausschließlich direkt in den Empfänger (D) einstrahlen kann. Für eine optimale Einstellung des Arbeitspunktes wird die elektromagnetische Strahlung des Kompensationssender (K) in der dritten Übertragungsstrecke (I3) typischerweise geschwächt, damit der Kompensationssender (K) im gleichen elektrischen und elektromagnetischen Arbeitspunkt arbeiten kann, wie der Sender (H). Vorzugsweise wird die Schwächung in der dritten Übertragungsstrecke (I3) so dimensioniert, dass diese Schwächung mit einer für den bestimmungsgemäßen Anwendungsfall auftretenden Schwächung der elektromagnetischen Strahlung des Senders (H) in der ersten und zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und durch ein typisches Objekt (O) übereinstimmt. Die elektromagnetische Strahlung des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) werden jeweils nach Durchgang durch ihre jeweiligen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3) im Empfänger (D), wie erwähnt, überlagernd empfangen. Dieser erzeugt ein Empfängerausgangssignal (S0). Durch einen Filter, der vorzugsweise ein Bandpassfilter (BP) ist, wird der Empfang auf das Frequenzspektrum der Modulation des Basissendesignals (S50) beschränkt. Dies dient beispielsweise einer Dämpfung des Einflusses beispielsweise von Störpegeln durch Sonnenbestrahlung bei optischen Anwendungen oder durch andere Fremdstrahler. Dieses kann trotz der nachfolgenden Signalverarbeitung aufgrund von Nichtlinearitäten, ansonsten ohne eine solche Filterung (BP), immer noch zu Fehlern führen. Das Ausgangssignal des Filters (BP), das gefilterte Empfängerausgangssignal (S1), wird anschließend zum verstärkten Empfängerausgangssignal (S2) durch einen ersten Verstärker (V1) verstärkt. Dem Fachmann ist offensichtlich, dass Filter (BP) und erster Verstärker (V1) als eine Einheit ausgeführt werden können. Besonders bevorzugt ist das verstärkte Empfängerausgangssignal (S3), ein differentielles Signal. In einem ersten Multiplizierer (M1) wird das verstärkte Empfängerausgangssignal (S2) mit dem Basissendesignal (S50) zum ersten Mischsignal (S6) multipliziert und dadurch gemischt. Dies kann im Falle eines differentiellen, verstärkten Empfängerausgangssignals (S2) durch vertauschen bzw. nicht vertauschen der beiden Leitungen des differentiellen, verstärkten Empfängerausgangssignals (S2) in Abhängigkeit vom logischen Zustand des Basissendesignals (S50) geschehen. Dies entspräche dann jeweils einer Multiplikation mit -1 und 1. Im Folgenden wird eine Multiplikation mit 0 und 1 ebenso beschrieben. Ein Vorzeichengenerator (VG) erzeugt ein Vorzeichensignal (S4i), das das Vorzeichen des Regelsignals (S4) angibt. Mit diesem Vorzeichensignal (S4i) wird das Mischsignal (S7) in einem zweiten Multiplizierer (M2) zum demodulierten Empfängerausgangssignal (S7) multipliziert. Auch dies kann bei einem differentiellen Signal durch Vertauschen der beiden Leitungen des differentiellen Signals geschehen. Ein erster Filter (F1) filtert das demodulierte Empfängerausgangssignal (S7) zum Regelvorsignal (S8). Typischerweise handelt es sich bei dem ersten Filter (F1) um einen einfachen Integrator, einen Tiefpass oder einen Bandpass, der nur die interessierenden Frequenzen durchlässt. Ein Komparator oder Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) wandelt das Regelvorsignal (S8) in das digitale Regelvorsignal (S9) um. In einer Verzögerungsstufe (FF) wird das digitale Regelvorsignal (S9) um einen Takt des Basissendesignals (S50) zum Regelsignal (S4) verzögert. Das Regelsignal (S4) stellt den Messwert als seriellen Delta-Sigma-Datenstrom dar.
Bei dieser, in der EP 2 602 635 B1 offengelegten Vorrichtung werden in Abhängigkeit vom Regelvorsignal (S9), das durch den Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) gebildet wird, der Sender (H) und der Kompensationssender (K) mit konstanter Amplitude gepulst. Eine Delta-Sigma-Schleife steuert die Dichte der Pulse des Kompensationssenders (K) und des Senders (H) derart, dass gemittelt über die Zeit die gleiche Menge elektromagnetischer Sendestrahlung, beispielsweise eine gleiche Lichtenergiemenge, der beiden Sendekanäle, des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) auf den Empfänger (D) trifft. An dieser Stelle sollte erwähnt werden, dass dies jedoch eine bereits vereinfachte Darstellung ist. In einer typischen Realisierung der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 ist in Wirklichkeit die Signalmenge eines Signalpulses, beispielsweise die Lichtenergiemenge eines Lichtpulses, wegen des Bandpasses (BP) nicht linear proportional zu den demodulierten elektrischen Pulsen des demodulierten Empfängerausgangssignals der EP 2 602 635 B1 . In dieser typischen Realisierung der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 steuert dann eine Delta-Sigma-Schleife die Dichte der Pulse des Kompensationssenders (K) und des Senders (H) derart, dass gemittelt über die Zeit die Fläche der demodulierten Empfangspulse des demodulierten Empfängerausgangssignals, also des Mischsignals (S7), der beiden Sendekanäle, des Senders (H) und des Kompensationssenders (K), gleich ist (siehe 2). Das demodulierte Empfängerausgangssignal (also das Mischsignal S7) wird im Folgenden genauer beschrieben. Als Messsignal wird der Delta-Sigma-Datenstrom des einsynchronisierten Ausgangs (digitales Regelvorsignal S9) des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) verwendet. Dieser Delta-Sigma-Datenstrom ist typischerweise der Ausgang (Regelsignal S4) eines Flip-Flops (Verzögerungsstufe FF), zur Verzögerung und Einsynchronisation.
Bei der Umsetzung haben sich folgende Probleme gezeigt: Da bei der technische Lehre der EP 2 602 635 B1 nur zu 50% der Zeit einer der beiden Sender, der Kompensationssender (K) oder der Sender (H), eingeschaltet ist, wird im Empfänger (D) immer die volle Pulshöhe der beiden Sender (H, K) empfangen. Daher ist im Vergleich zum alten HALIOS^®-Prinzip, in welchem nur das Differenzsignal verstärkt wird, die Verstärkung des empfangenen Signals eingeschränkt. Dies beschränkt - so wurde im Rahmen der Ausarbeitung der Erfindung erkannt - die theoretische Messauflösung des Systems.
Ein weiteres Problem ist, dass der Bandpassmittelwert des Bandpasses (BP) in der analogen Verstärkerstrecke vom aktuellen Pulsverhältnis der beiden Sendekanäle abhängt. Dadurch ist es sehr schwer, das System störungsfrei zeitweise pausieren zu lassen, was in Anwendungen jedoch erfahrungsgemäß regelmäßig der Fall ist. Wenn der Integrator (erster Filter F1) angehalten wird, fehlt die Information, welcher Sender (H, K) pulsen soll. Der Bandpassmittelwert des Bandpasses (BP) ändert sich und damit auch die zu integrierende Pulshöhe.
Eine Notwenigkeit zum Pausieren ergibt sich z.B. bei einer Störung der Referenzspannung durch andere parallel durch die gleiche integrierte Schaltung durchgeführte Messungen, als deren Teil ggf. die erfindungsgemäße Vorrichtung realisiert wird.
Des Weiteren wurde bei der Verwendung von LEDs als Sender (H) und Kompensationssender (K) in optischen Systemen vereinzelt beobachtet, dass die zeitlich nicht konstante Ansteuerung der Sender (S, K), im Speziellen die zeitlich nicht konstante Ansteuerung von Sende-LEDs, entsprechend der Offenbarung des Patents EP 2 602 635 B1 , zu weiteren parasitären Effekten führen kann. Ein solcher parasitärer Effekt wird insbesondere z.B. für den Fall eines verzögerten Einschaltens der LED-Treiber (V2, V3) nach langer Aus-Phase nicht ausgeschlossen. Auch thermische Effekte durch niedrige Pulsraten eines Senders (H, K), insbesondere einer Sendediode, können auftreten.
Die weiter unten beschriebene Lösung geht von dem Stand der Technik aus (siehe 2, 4, 6, 7, 8). In 2 ist die Technik der DE 10 2015 006 174 B3 dargestellt. Bei diesem bekannten Verfahren bzw. der Vorrichtung der DE 10 2015 006 174 B3 aus dem Stand der Technik werden die Sender (H) mit konstanter Amplitude unabhängig vom digitalisierten Regelvorsignal (S9) immer abwechselnd gepulst, sodass immer ein Sender (H, K) stets zu 50% der Gesamtzeit eingeschaltet ist und sendet. Dadurch entsteht hinter dem ersten Verstärker (V1) ein Wechselsignal als verstärktes Empfängerausgangssignal (S2), dessen Amplitude proportional zur Differenz der empfangenen Signalamplitude, bei LEDs als Sender proportional zur Differenz der empfangenen Lichtmenge, der beiden Messkanäle ist.
Der Demodulator moduliert bei der DE 10 2015 006 174 B3 nicht immer zur selben Zeit, sondern in Abhängigkeit vom Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC), dem digitalen Regelvorsignal (S9), auch um 180° phasenverschoben. Wenn das digitale Regelvorsignal (S9) logisch 1 ist, wird der eine Sender (bzw. die eine Sendediode) demoduliert, und wenn das digitale Regelvorsignal (S9) logisch 0 ist, wird der andere Sender (bzw. die andere Sendediode) demoduliert.
Zusätzlich wird in der DE 10 2015 006 174 B3 eine niedrige Referenzspannung (vref2) durch einen Referenzwertgeber (LR) erzeugt, um ein herabgesetztes, invertiertes Signal der Verstärkerkette zu erzeugen. Diese Referenzspannung (vref2) wird in der DE 10 2015 006 174 B3 als invertiertes Signal für den Demodulator benutzt. Der Integrator (Filter F1) der DE 10 2015 006 174 B3 benutzt die zusätzlich niedrige Referenzspannung (vref2) als Bezugspotential.
Anstatt die Signalamplitude (bei LEDS als Sender die Lichtmenge) über die Anzahl (zeitliche Pulsdichte) der Pulse der Sender (H, K) zu regeln, wird in der DE 10 2015 006 174 B3 die Pulsdichte über die Dichte der demodulierten elektrischen Pulse des Demodulators geregelt. Der Bitstrom (digitales Regelvorsignal S9) entscheidet, ob die „positive“ Phase oder die um 180° verschobene „negative“ Phase im Filter (F1) integriert wird.
Als Messsignal (Regelsignal S4) wird das Ausgangssignal des in einem Flip-Flop - als Verzögerungsstufe (FF) - zum Sendevorsignal (S5v) einsynchronisierten Ausgangs (digitalisiertes Regelvorsignal S9) des Analog-zu-Digitalwandlers (ADC) verwendet, welches über das gemittelte 0-1-Verhältniss den Messwert angibt. Z.B kann das Regelsignal (S4) mit einem nicht gezeichneten digitalen Tiefpass mit einer Knickfrequenz von beispielsweise 170 Hz nachgefiltert und als 11 bitWert ausgegeben werden.
Dieses Messverfahren der DE 10 2015 006 174 B3 misst somit die Differenz der beiden empfangenen Pulshöhen der beiden Kanäle 1 und 2.
Problembeschreibung
Bei der Ausarbeitung der Erfindung wurde die im Schutzrecht EP 2 602 635 B1 offenbarte technische Lehre als Messverfahren umgesetzt. Dabei traten Schwierigkeiten bei Einstrahlung von modulierter Störstrahlung in den Übertragungskanal (I1, I2) und bei EMV-Einstrahlungstests auf. Erwartet wurde nur eine Empfindlichkeit bei der Abtastfrequenz (z.B. 100Khz) und einem Vielfachen derselben. Im Rahmen der Ausarbeitung der Erfindung wurde jedoch überraschender Weise nun festgestellt, dass eine erhebliche Empfindlichkeit ab 1/10 der Abtastfrequenz (hier ca. 10kHz) bei sehr vielen Frequenzen zu beobachten war (6, 7, 8). Es handelte sich eher um ein Frequenzband. Die Frequenzempfindlichkeit hing dabei auch vom Gleichsignalanteil (im Folgenden auch DC-Wert) des Messsignals ab. Beim DC-Wert handelt es sich um den zeitlich gemittelten Wert der 0-1 Folgen.
In den 6, 7 und 8 ist die gemessene Empfindlichkeit bei einer modulierten Störstrahlung von 10 Hz bis 1 MHz dargestellt. Dabei zeigt 6, die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 (Gleichspannungsanteil). 7 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert (Wechselspannungsanteil). 8 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert bei doppelt-logarithmischer Skalierung (in dB). Die Ergebnisse lassen darauf schließen, dass die Anwendungen im Automobil bestimmte Tests nicht bestehen würden und Probleme mit über IR-Licht kommunizierenden Systemen (z.B. Verkehrsschilder in Asien) oder frequenzmodulierten LED-Licht bestehen würden, wenn IR-Sendedioden verwendet werden.
Problemursache
Es wurde nun erkannt, dass die Ursache für die Probleme aus dem Stand der Technik gemäß der EP 2 602 635 B1 die Abtastung bzw. Integration eines potentiellen Störsignals (SR) ist. Es wird zwar mit 100 kHz abgetastet, jedoch wird es nicht zyklisch konstant aufintegriert oder ab-integriert. Ob auf- oder ab-integriert wird hängt vom letzten Wert des Bit-Datenstroms, dem Regelsignal (S4) ab und damit vom Messwert. Es wurde erkannt, dass die wirksame Abtastfrequenz ständig variiert und dass ein Störsignal (SR) somit wiederum die wirksame Abtastfrequenz verändert. Da ein Störsignal (SR) mit der wirksamen Abtastfrequenz und der Breite des digitalen Tiefpassfilters in das Nutzband gefaltet wird, gibt es bei dem Messverfahren der EP 2 602 635 B1 somit sehr viele störende Frequenzen.
Aufgabe der Erfindung
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine kompensierende Messvorrichtung anzugeben, die diesen Nachteil der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 vermeidet. Die Frequenzempfindlichkeit von Vorrichtungen gemäß der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 gegen Störungen von außen soll für alle Störer-Frequenzen eliminiert werden. Nur bei der Abtastfrequenz einer erfindungsgemäßen Vorrichtung und dem Vielfachen derselben wird eine Empfindlichkeit gegen Störquellen als unvermeidbar hingenommen, soweit diese Störfrequenzen von einem Bandpass nicht weggefiltert werden. Ziel ist es, ein Störsignal zyklisch konstant abzutasten bzw. zu integrieren.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2 und ein Verfahren nach Anspruch 3 gelöst.
Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe
In den 3 und 5 ist eine verbesserte Vorrichtung dargestellt. Der Unterschied zu bestehenden Verfahren ( EP 2 602 635 B1 ) ist wie folgt:
Statt einer Multiplikation des Sendetaktes in Form des bisherigen Basissendesignals (S50) einerseits mit dem Regelsignal (S4) andererseits wird nun vorgeschlagen, den Sendetakt in Form eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem Regelsignal (S4) zu mischen und zwar bevorzugt zu multiplizieren.
Hierbei ist die Definition des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) wichtig. Beispielsweise ist es zum einen möglich, die Taktsignale (clk1, clk2) als symmetrische Taktsignale um den 0-Wert herum zu definieren. Zum anderen ist es möglich das erste und zweite Taktsignal als zwischen 0 und einer maximalen Amplitude - beispielsweise 1 - schwankend aufzufassen. Je nach der derartigen Pegeldefinition der Signale muss ggf. die Lage der invertierenden Verstärker bzw. der Inverter im Signalpfad und die Verwendung des Ursprungssignals oder des zu dem Ursprungssignal komplementären Signals angepasst werden. Hierzu werden im Folgenden zwei Beispiele angegeben.
Fall I: clk1 und clk2 zwischen -1 und +1
Zunächst wird ein erstes Beispiel mit einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) behandelt, bei dem diese Taktsignale (clk1, clk2) zwischen -1 und +1 schwanken.
Die Mischung auf der Seite des Senders (H) erfolgt in diesem Fall I mit einem zum ersten Taktsignal (clk1) komplementären ersten Taktsignal (clk1q), das beispielsweise durch Invertierung des ersten Taktsignals (clk1) erzeugt werden kann, und mit einem zum zweiten Taktsignal (clk2) komplementären zweiten Taktsignal (clk2q), das beispielsweise durch Invertierung des zweiten Taktsignals (clk2) erzeugt werden kann. Die Mischung auf der Seite des Kompensationssenders (K) erfolgt dabei nun entgegengesetzt nicht mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) und dem komplementären zweiten Taktsignal (clk2q) auf der Seite des Sendesignals sondern mit dem ersten Taktsignal (clk1) und dem zweiten Taktsignal (clk2). Hierdurch sendet der Sender (H) immer dann, wenn der Kompensationssender (K) nicht sendet und umgekehrt. Die erste Periodendauer (T₁) des ersten Taktsignals (clk1) ist dabei von der zweiten Periodendauer (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2) verschieden. Besonders bevorzugt und vorteilhaft ist es, wenn die erste Periodendauer (T₁) ein geradzahliges Vielfaches der zweiten Periodendauer (T₂) ist. Hierdurch entstehen auf dem Messsignal, das in die erste Übertragungsstrecke hineingesendet wird, neben dem Nutzsignal bei f=0Hz frequenzmäßig vier Satellitenbänder-zwei im negativen Frequenzbereich und zwei im positiven Frequenzbereich. Nach dem Empfang erfolgt eine dementsprechende zweistufige Demodulation. Ist der Betrag der Frequenz (1/T₂)des zweiten Taktsignals (clk2) ein ganzzahliges, vorzugsweises um einen geraden Faktor erhöhtes Vielfaches des Betrags der Frequenz des ersten Taktsignals (clk1), und ist der Duty-Cycle des zweiten Taktsignals (clk2) 50%, so eliminiert diese zusätzliche Modulation mit der erhöhten Taktfrequenz erhebliche Teile der niederfrequenten Störungen. Insbesondere werden Störungen (SR) mit einer Frequenz entsprechend der ersten Taktfrequenz (1/T₁), die für das Abtasten des Ausgangs des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) beispielsweise mittels eines Flip-Flops (FF) benutzt wird, durch die Multiplikation mit der zweiten Taktfrequenz (1/T₂) in einen anderen Frequenzbereich verschoben und werden für die Abtastung somit nicht mehr wirksam.
Fall II: clk1 und clk2 zwischen 0 und +1
Nun wird ein zweites Beispiel mit einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) behandelt, bei dem diese Taktsignale (clk1, clk2) zwischen 0 und +1 statt zwischen -1 und 1 schwanken.
Hierbei tritt das Problem auf, dass bei einer Multiplikation des höher frequenten zweiten Taktsignals (clk2) mit dem niederfrequenten ersten Taktsignal (clk1) Pulse des zweiten Taktsignals (clk2) durch das erste Taktsignal (clk1) in dessen 0-Phasen gelöscht werden. Die Multiplikation muss daher für diesen Fall in anderer Weise erfolgen, als für den Fall I (4) mit zu Null symmetrischen Pegeln. Dieser Fall II (3) ist aber von besonderem Interesse für die Realisierung, da er eine einfache Digitalisierung der Methode erlaubt und hier daher als der bevorzugte Fall zu sehen ist. Auf dieses Problem wird im Verlauf genauer eingegangen werden.
Die Modulation mit einem ersten Taktsignal (clk1) mit einer ersten Frequenz (1/T₁) und einem zweiten Taktsignal (clk2) mit einer zweiten Frequenz (1/T₂) mit bevorzugt T₁=2*n*T₂ ist der entscheidende erfinderische Gedanke, der bisher in keiner vorausgehenden Schrift aus dem Stand der Technik bekannt ist.
Die Erfindung kann für den Fall I (clk1 und clk2 Pegel zwischen -1 und 1) bezüglich der Sendeseite also so zusammengefasst werden, dass das Sendesignal (S5) mit einem bandbegrenzten Taktsignal (clk1 × ckl2) multipliziert mit dem Regelsignal (S4) moduliert wird. Das Kompensationssendesignal (S3) wird mit dem dementsprechenden komplementären bandbegrenzten Taktsignal (clk1q × ckl2q) moduliert. Das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) weist dabei bevorzugt eine betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω/2+ω_u auf.
Die Erfindung kann für den Fall II (clk1 und clk2 Pegel zwischen 0 und 1) demgegenüber bezüglich der Sendeseite so zusammengefasst werden, dass das Sendesignal (S5) mit einem ersten bandbegrenzten Taktsignal (clk1q × ckl2) moduliert wird, das beispielsweise durch Multiplikation des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem zweiten Taktsignal (clk2) erzeugt wird und gleichzeitig mit einem komplementären Regelsignal (S4q) multipliziert wird. Das Kompensationssendesignal (S3) wird mit dem dementsprechenden einem zweiten bandbegrenzten Taktsignal (clk1 × ckl2) moduliert, das beispielsweise durch Multiplikation des ersten Taktsignals (clk1) mit dem zweiten Taktsignal (clk2) erzeugt wird und gleichzeitig mit einem komplementären Regelsignal (S4q) multipliziert wird. Das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2) und das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) weisen dabei bevorzugt eine typischerweise gemeinsame betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine typischerweise gemeinsame betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer typischerweise gemeinsamen betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer typischerweise gemeinsamen betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω/2+ω_u auf.
Der bereits oben beschriebene vorteilhafte Effekt kann im Fall I und im Fall II nun dadurch für beliebige Taktsignale erreicht werden, dass deren Frequenzspektren nach erfolgter Amplitudennormung in einander überführt werden können. Die oben für monofrequente Taktsignale (clk1, clk2) beschriebenen Bedingungen können auf ein erstes nicht monofrequentes Taktsignal (clk1) und ein zweites nicht monofrequentes Taktsignal (clk2) nun erweitert und verallgemeinert werden, wobei ein komplementäres erste Taktsignal (clk1q) wieder komplementär zum ersten Taktsignal (clk1) ist und wobei das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) wiederum komplementär zum zweiten Taktsignal (clk2) ist. Das erste Taktsignal (clk1) weist ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude und das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Analog weist das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude das komplementäre zweite Taktsignal (clk2) ein viertes Frequenzspektrum (A₄(ω) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Um die zuvor beschriebenen Bedingungen zu erfüllen, ist es vorteilhaft, wenn der erste normierte Amplitudenverlauf $N_{1} (ω) = \frac{| A_{1} (ω) |}{\int_{ω_{a}}^{ω_{b}} | A_{1} (ω) | d ω}$
und der zweite normierte Amplitudenverlauf $N_{2} (ω) = \frac{| A_{2} (ω) |}{\int_{ω_{a}}^{ω_{b}} | A_{2} (ω) | d ω}$
über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich (hier von ω_a bis ω_b) der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: $| N_{2} (ω) - N_{1} (2 * ω) | \leq | N_{1} (2 * ω) | * 10 % .$
Diese Bedingung gilt sinnvoller Weise auch für die komplementären Taktsignale (clklq, clk2q) bzw. für das komplementäre bandbreitenbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q).
Dementsprechend sollte der oder wobei der dritte normierte Amplitudenverlauf $N_{3} (ω) = \frac{| A_{3} (ω) |}{\int_{ω_{a}}^{ω_{b}} | A_{3} (ω) | d ω}$
und der vierte normierte Amplitudenverlauf $N_{4} (ω) = \frac{| A_{4} (ω) |}{\int_{ω_{a}}^{ω_{b}} | A_{4} (ω) | d ω}$
über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich (hier von ω_a bis ω_b) der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: $| N_{4} (ω) - N_{3} (2 * ω) | \leq | N_{3} (2 * ω) | * 10 %,$
Vorteil der Erfindung
Ein solches optisches Messsystem ermöglicht zumindest in einigen Realisierungen eine signifikante Verringerung der Empfindlichkeit eines optischen Messsystems gegenüber Störsignalen und EMV Einstrahlungen. Die Vorteile sind hierauf aber nicht beschränkt.
Die Empfindlichkeit gegenüber einer auf den Empfänger (D) treffende Störgröße (SR) wird in der erfindungsgemäßen Vorrichtung somit erheblich gemindert. Die Verbesserung bezieht sich auch auf eine gestörte physikalische Messgröße
Das Messprinzip besteht aus der von der Messgröße abhängigen Auf- bzw. Ab-Integration des demodulierten Signals, des Mischsignals (S7), in einem Filter (F1), das ein Integrator, Tiefpass aber auch ein Bandpass sein kann. Daher lässt sich die zu messende physikalische Eigenschaft (Verhältnis der Intensitäten in den Übertragungsstrecken (I1. I2)) nicht zyklisch konstant abtasten. Aufgrund der vorgenommenen Änderungen lässt sich nun jedoch ein Störsignal (SR), welches auf den Empfänger (D) trifft, sich zyklisch konstant abtasten bzw. integrieren. In den 3 und 5 ist das verbesserte Verfahren dargestellt. Das Vorzeichen des Integrators (F1) wird entgegen dem zitierten Stand der Technik nicht mehr vom Ergebnis, dem Regelsignal (S4), gesteuert sondern von dem ersten Taktsignal (clk1). Ist dessen Periodendauer (T₁) ein geradzahliges (n-faches) Vielfaches der Periodendauer (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2), so erfolgt die Integration im ersten Filter (F1) immer zu einen gleichen Zeitpunkt in einer Taktperiode des zweiten Taktsignals (clk2) und immer über volle Perioden (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2). Somit kann es zu keinem Phasenfehler bei der Integration mehr kommen. Zusammen mit dem vorzugsweise doppelt so schnellen zweiten Taktsignal (clk2) wird das gefilterte Empfängerausgangssignal (S1) und/oder ein verstärktes Empfängerausgangssignal (S2) somit zyklisch konstant abwechselnd auf- und ab-integriert. Somit ist sichergestellt, dass ein Störsignal (SR) konstant abgetastet wird und daher eine kontinuierliche Integration erfolgen kann.
Im beispielhaften Fall I (siehe auch 4) wird die von der Messgröße, dem Regelsignal (S4) abhängige Auf- bzw. Ab-Integration dadurch sichergestellt, dass der durch einen Kompensationssender (K), die dritte und vierte Übertragungsstrecke (I3, I4) und den Empfänger (D) gebildete erste Übertragungskanal nur während der negativen Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2) und bei einem positiven Wert des Regelsignals (S4) aktiv ist. Das zweite Taktsignal (clk2) wird hier später in der Demodulation im Rahmen einer Multiplikation wiederverwendet, wodurch sich das Minuszeichen wieder weghebt. Der durch den Sender (H), die erste Übertragungsstrecke (I1), das Objekt (O), die zweite Übertragungsstrecke (I2) und den Empfänger (D) gebildete zweite Übertragungskanal ist hier beispielhaft nur bei einer positiven Integrationsphase, also bei in einer positiven Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2), und einem positiven Wert des Regelsignals (S4) aktiv. So wird immer noch sichergestellt, dass (vereinfacht gesagt) im zeitlichen Mittel die empfangene Lichtenergiemenge des ersten und zweiten Übertragungskanals über einen ersten Filter (F1), der vorzugsweise ein Integrator oder Tiefpass ist, gleich geregelt wird. In der negativen Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2) bei einem positiven Wert des Regelsignals (S4) ist hingegen der Kompensationssender (K) aktiv, der direkt in den Empfänger (D) einstrahlt. Im Empfangspfad führt dann die Verwendung des zweiten Taktsignals zu einem negativen Vorzeichen, was zu einer fortschreitenden Verringerung des Integrationsergebnisses des ersten Filters (F1) in dieser Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2) führt. Ein digitales Filter (FF) speichert das Zwischenergebnis als Regelsignal (S4) am Ende der Periode (T₁) des ersten Taktsignals (clk1) ab, das mit dem Ende einer Periode (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2) zusammenfallen sollte, um keine Phasenfehler zu verursachen.
Im beispielhaften Fall II (siehe auch 3) wird die von der Messgröße, dem Regelsignal (S4) abhängige Auf- bzw. Ab-Integration dadurch sichergestellt, dass der durch einen Kompensationssender (K), die dritte und vierte Übertragungsstrecke (I3, I4) und den Empfänger (D) gebildete erste Übertragungskanal nur während der positiven Integrationsphase und bei einem positiven Wert des Regelsignals (S4) aktiv ist. Die positive Integrationsphase liegt dann vor, wenn das zweite Taktsignal (clk2) sich in der positiven Halbwelle befindet. Der durch den Sender (H), die erste Übertragungsstrecke (I1), das Objekt (O), die zweite Übertragungsstrecke (I2) und den Empfänger (D) gebildete zweite Übertragungskanal ist dagegen nur bei einer positiven Integrationsphase, also während der positiven Halbwelle des zweiten Taktsignal (clk2), und einem negativen Wert des Regelsignals (S4) aktiv. So wird immer noch sichergestellt, dass (vereinfacht gesagt) im zeitlichen Mittel die empfangene Lichtenergiemenge des ersten und zweiten Übertragungskanals über einen ersten Filter (F1), der vorzugsweise ein Integrator oder Tiefpass ist, gleich geregelt wird.
Es wird somit zum Ersten ein Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) vorgeschlagen. Das Verfahren muss nicht zwangsweise permanent angewendet werden. Es reicht aus, wenn das Verfahren nur während eines Betrachtungszeitraums zur Anwendung kommt.
Das Verfahren weist folgende Schritte auf, die typischerweise parallel durchgeführt werden. Es handelt sich also nicht um eine zeitliche Abfolge von Schritten.

1. Erzeugen eines ersten Taktsignals (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁);
2. Erzeugen eines zweiten Takts (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂). Diese zweite Taktperiode (T₂) ist vorzugsweise nur halb so lang wie die erste Taktperiode (T₁), um das Nyquist-Theorem zu erfüllen. Bevorzugt ist die erste Taktperiode (T₁) ein ganzzahliges vielfaches der zweiten Taktperiode (T₂). Daher ist es beispielsweise denkbar, sowohl die erste, als auch die zweite Taktperiode (T₁, T₂) durch einen einzigen Taktgenerator (G), beispielsweise einen zweistelligen Binärzähler, erzeugen zu lassen, um die Synchronizität sicherzustellen.
3. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) mit einem Regelsignal (S4), das den späteren Messwert darstellt, zu einem Kompensationsvorsignal (S3v);
4. Im Fall I (z.B. Signalpegel zwischen -1 und 1, 4) das Mischen, insbesondere Multiplizieren, des zuvor in einem ersten Inverter (INV1) zu einem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) invertierten ersten Taktsignals (clk1) und des in einem zweiten Inverter (INV2) zu einem komplementären zweiten Taktsignal (clk2q) invertierten zweiten Taktsignals (clk2) mit dem Regelsignal (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v) und
5. Im Fall II (z.B. Signalpegel zwischen 0 und 1, 3) das Mischen, insbesondere Multiplizieren, des zuvor in einem ersten Inverter (INV1) zu einem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) invertierten ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) mit dem in einem vierten Inverter (INV4) zum komplementären Regelsignal (S4q) modifizierten Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v);
6. Erzeugen eines modulierten Sendesignals (S5) mit einer zumindest im Betrachtungszeitraum konstanten ersten Modulationsamplitude in Abhängigkeit vom Sendevorsignal (S5v);
7. Erzeugen eines modulierten Kompensationssignals (S3) in Abhängigkeit vom Kompensationsvorsignal (S3v), das im Vergleich zum Sendesignal (S5) eine von der ersten Modulationsamplitude abweichende zweite Modulationsamplitude aufweisen kann, die im Betrachtungszeitraum konstant ist;
8. Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendesignal (S5) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten, modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendesignals (S5) umfasst, proportional zum Sendesignal (S5) sind;
9. Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationssignal (S3) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationssignals (S3) umfasst, proportional zum Kompensationssignal (S3) sind;
10. Es folgt dann die Wechselwirkung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit der ersten und zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und einem sich darin ggf. befindlichen Objekt (O) und ggf. ebenfalls die Wechselwirkung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) mit der dritten und vierten Übertragungsstrecke (I3, I4) und einem darin ggf. befindlichen zweiten Objekt (O2). Dies kann zum Ersten durch Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, geschehen. Zum Zweiten kann dies alternativ oder gleichzeitig durch die Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder die Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4) geschehen. Dabei können die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein. Das erste Objekt (O) kann mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein.
11. Es folgt der Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und der Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D), sowie der Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3), nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4) und der Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D). Der Empfang erfolgt dabei summierend überlagernd und/oder multiplizierend überlagernd mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist.
12. Ein Empfänger (D) bildet das Empfängerausgangssignal (S0) in Abhängigkeit von der Intensität der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s).
13. Die auf Senderseite vorgenommene doppelte Mischung mit einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) wird nun auf Empfangsseite durch eine zweistufige Demodulation je nach beispielhaftem Fall I (4) oder beispielhaftem Fall II (3) in unterschiedlicher Weise wieder rückgängig gemacht. Es folgt daher in einer ersten Demodulationsstufe die Mischung des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) andererseits, insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1). Dabei entsteht das erste Mischsignal (S6). Diese Entmischung erfolgt vorzugsweise wieder mittels Multiplikation.
14. Des Weiteren folgt dann die zweite Stufe der Demodulation im Fall I durch Mischung des zuvor zum komplementären ersten Taktsignal (clk1q) invertierten ersten Taktsignals (clk1) mit dem ersten Mischsignal (S6) in einem zweiten Multiplizierer (M2). Im Fall II (3) wird das erste Taktsignal (clk1) mit einem negativen Vorzeichen versehen und dem zweiten Multiplizierer (M2) zugeführt. Dabei entsteht das Mischsignal (S7). Da Multiplikationen sowohl das Assoziativgesetz als auch das Kommutativgesetz erfüllen, ist die Reihenfolge der Multiplikationen beliebig. Daher ist es beispielsweise auch denkbar, im Fall I zunächst das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) mit dem zweiten Taktsignal (clk2) zu mischen und dann erst das so gewonnene Taktmischsignal einerseits mit dem Empfängerausgangssignal (S0) oder mit einem aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signal, insbesondere einem gefilterten Empfängerausgangssignal (S1) oder mit einem verstärkten Empfängerausgangssignal (S2), andererseits zu mischen. Auch die Multiplikation mit „-1“ kann anders vorgenommen werden. Am Ende ist es nur wichtig, die beiden Taktsignale (clk1 und clk2) so zu mischen, dass ein vorzeichenrichtiges Produkt des Wechselanteils der beiden Taktsignale (clk1, clk2) auf das Empfängerausgangssignal (S0) oder eines der daraus abgeleiteten Signale (S1, S2) aufmultipliziert wird und so eine Demodulation erzielt wird. Die Wahl des Vorzeichens erfolgt dabei so, dass sich Stabilität im Regelkreis einstellt.
15. Es folgt dann wieder eine Filterung des Mischsignals (S7), bevorzugt in einem ersten Filter (F1) zur Bildung eines Regelvorsignals (S8). Besonders bewährt hat sich eine Tiefpassfilterung und/oder Integration als Filtercharakteristik des Filters (F1), da diese einfach zu implementieren sind. Zusammen mit der vorausgegangenen Multiplikation entsteht so ein Skalarprodukt zwischen dem Empfängerausgangssignal (S0) bzw. einem daraus abgeleiteten Signal (S1, S2) und den Wechselsignalanteilen der beiden Taktsignale (clk1 und clk2). Im Fall II ist daher im Entwurf darauf Sorgfalt zu verwenden, dass keine Gleichanteile bei der Skalar-Produktbildung den Integrator, das erste Filter (F1), erreichen können.
16. Als Nächstes folgt dann im Signalpfad eine Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9). Hierfür wird typischerweise ein Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) verwendet, bei dem es sich auch nur um einen Komparator mit einem 1-Bit-breitem Ausgang handeln kann. Man erhält ein digitales Regelvorsignal (S9), wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann. Es ist aber von Vorteil, wenn das Quantisierungsrauschen nicht in den ersten Filter (F1) gelangt.
17. Es folgt dann die Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), vorzugsweise in einem digitalen Filter (FF) und/oder Flip-Flop, zu dem besagten Regelsignal (S4), wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann.
18. Schließlich erfolgt die Ausgabe des Regelsignals (S4) als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4).

In allgemeinerer Form kann das Verfahren wie folgt beschrieben werden: Es handelt sich in dieser allgemeineren Form ebenfalls um ein Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums.
Es umfasst im Fall I (4) folgende allgemeine Schritte:

Erzeugen eines bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines dazu komplementären bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2q). Dabei besitzt das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) und damit auch das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2q) eine betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω/2+ω_u. Dass bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) ist zeitlich oder im Frequenzspektrum dabei so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2q) ist ebenfalls zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit einem komplementären zweiten Taktsignal (clk2q) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) ist dabei komplementär zum ersten Taktsignal (clk1). Das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) ist dabei komplementär zum zweiten Taktsignal (clk2). Das erste Taktsignal (clk1) weist ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das zweite Taktsignal (clk2q) weist ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) weist ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das komplementäre zweite Taktsignal (clk2) weist ein viertes Frequenzspektrum (A₄(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Dabei können der erste normierte Amplitudenverlauf (N₁(ω)=|A₁(ω)|/∫|A₁(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₂(ω)=|A₂(ω)|/∫|A₂(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt: |N₂(ω)-N₁(2*ω)|≤|N₁(2*ω)|*10%. Ebenso können der dritte normierte Amplitudenverlauf (N₃(ω)=|A₃(ω)|/∫|A₃(ω)|dω) und der vierte normierte Amplitudenverlauf (N₄(ω)=|A₁(ω)|/∫|A₄(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt: |N₄(ω)-N₃(2*ω)|≤|N₃(2*ω)|*10%;
Es umfasst im Fall II (3) (z.B. Signalpegel des ersten Taktsignals zwischen 0 und 1) folgende allgemeine Schritte:
- Erzeugen eines ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines zweiten bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2). Dabei besitzen das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) und das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2) eine gemeinsame betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine gemeinsame betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer gemeinsamen betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer gemeinsamen betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω/2+ω_u. Dass erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) ist zeitlich oder im Frequenzspektrum dabei so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2) ist ebenfalls zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem besagten komplementären zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) ist komplementär zum ersten Taktsignal (clk1). Das erste Taktsignal (clk1) weist wieder ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das zweite Taktsignal (clk2q) weist wieder ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) weist wieder ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Dabei können der erste normierte Amplitudenverlauf (N₁(ω)=|A₁((ω)|/∫|A₁(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₂(ω)=|A₂(ω)|/∫|A₂(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt:
  - |N₂(ω)-N₁(2*ω)|≤|N₁(2*ω)|*10%. Ebenso können der dritte normierte Amplitudenverlauf (N₃(ω)=|A₃(ω)|/∫|A₃(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₄(ω)) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt: |N₂(ω)-N₃(2*ω)|≤|N₃(2*ω)|*10%;

Die folgenden beiden Schritte 2 und 3 können ebenfalls unterschiedlich realisiert werden.
Im Fall I (Figur 4):
Mischen, insbesondere Multiplizieren, des bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und eines Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) oder Multiplizieren des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v);
1. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des bandbegrenzten komplementären Taktsignals (clk1q × ckl2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v) oder Multiplizieren des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v);
Die Alternative umfasst die zwei Schritte
2. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und
3. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v);
Im Fall II (Figur 3):
Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und eines Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) oder Multiplizieren des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v);
1. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des zweiten bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2) und des zum Regelsignal (S4) komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v) oder Multiplizieren des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v);
Die Alternative für den Fall II (beispielsweise Signalpegel des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) zwischen 0 und 1) umfasst die zwei Schritte

1. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und
2. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v);

Es folgt als weiterer Schritt für beide Fälle I und II:

1. Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendesignal (S5) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendesignals (S5) umfasst, proportional zum Sendesignal (S5) sind;
2. Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationssignal (S3) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationssignals (S3) umfasst, proportional zum Kompensationssignal (S3) sind;
3. Einen oder mehrere der beiden Schritte
1. a. Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, und/oder
2. b. Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4), wobei die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein können und wobei das erste Objekt (O) mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein kann;
4. Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D);
5. Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3), nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4) und Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D), wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist, als Empfang einer Überlagerung erfolgt;
6. Bilden eines Empfängerausgangssignals (S0) durch den Empfänger (D) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s);

Die Demodulation kann wieder auf verschiedene Weisen erfolgen:

Als erste Möglichkeit:
- 7. Bilden eines ersten Mischsignals (S6) durch Multiplikation des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1), andererseits;
- 8. Bilden eines Mischsignals (S7) im Fall I durch Multiplikation des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem ersten Mischsignal (S6) und im Fall II durch Multiplikation des ersten Taktsignals (clk1) mit einem Faktor -1 und mit dem ersten Mischsignal (S6), wobei diese Multiplikationen insbesondere in einem zweiten Multiplizierer (M2) erfolgen;
Als zweite Möglichkeit
- 9. Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und im Fall I mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) und im Fall II mit dem mit -1 multiplizierten ersten Taktsignal (clk1), insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3) Als dritte Möglichkeit
- 10. Im Fall I (4): Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem ersten Taktsignal (clk1) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3) Als vierte Möglichkeit
- 11. Im Fall I (4): Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1 × clk2) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3);
Als fünfte Möglichkeit
- 12. Im Fall I (4): Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1q × clk2q) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3);
Als weitere typische Schritte werden hier genannt:
- 13. Filterung - insbesondere Tiefpassfilterung und/oder Integration - des Mischsignals (S7), insbesondere in einem ersten Filter (F1), zur Bildung eines Regelvorsignals (S8);
- 14. Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9), insbesondere in einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), um ein digitales Regelvorsignal (S9) zu erhalten, wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann;
- 15. Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), insbesondere in einem digitalen Filter (FF), zu dem besagten Regelsignal (S4),
  1. a. wobei das digitale Filter mit dem ersten Taktsignal (clk1) oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) synchronisiert ist und
  2. b. wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann;
- 16. Ausgabe des Regelsignals (S4) als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, 14).

Eine Benutzung bandbegrenzter Taktsignale (clk1 × clk2, clk1q × clk2q, clk1 × clk2) hat den Vorteil, dass beispielsweise bandbegrenzte Zufallssignale anstelle von monofrequenten Signalen verwendet werden können. Diese können zu einer Kode-Spreizung verwendet werden. Hierzu sei auf die EP 2 817 657 B1 verwiesen, die die Verwendung von bandbegrenzten Sendesignalen behandelt. In dieser Offenlegung wird also eine besonders einfache Variante des Verfahrens der EP 2 817 657 B1 behandelt, die durch eine ganz spezielle Form des Sendesignals ermöglicht wird und gegenüber dem Verfahren der EP 2 817 657 B1 erheblich vereinfacht ist. Die EP 2 817 657 B1 legt die hier offengelegten Randbedingungen an das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × clk2) und das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q) sowie das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × clk2) und das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2) nicht offen.
Dem Verfahren entspricht eine korrespondierende Vorrichtung zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder mindestens eines Objekts (O, O2) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen oder optischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4)zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums. Sie weist einen ersten Taktgenerator (G) auf, der ein erstes Taktsignal (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁) erzeugt und ein zweites Taktsignal (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂) erzeugt. Die zweite Taktperiode (T₂) ist kürzer als die erste Taktperiode (T₁). Vorzugsweise entspricht die zweite Taktperiode (T₂) der ersten Taktperiode (T₁) geteilt durch eine ganze Zahl größer 1. Der Taktgenerator (G) kann beispielsweise aus einem ersten Taktgenerator (G1) und einem zweiten Taktgenerator (G2) bestehen. Neben diesen Signalen erzeugt der Taktgenerator (G) auch ein zu dem ersten Taktsignal (clk1) komplementäres erstes Taktsignal (clk1q) und im Fall II (3) zusätzlich ein zu dem zweiten Taktsignal (clk2) komplementäres zweites Taktsignal (clk2q). Der Taktgenerator (G) kann stattdessen auch ein bandbegrenztes Taktsignal (clk1 × clk2) und ein dazu komplementäres bandbegrenztes Taktsignal (clk1q × clk2q) oder ein erstes bandbegrenztes Taktsignal (clk1 × clk2) und ein zweites bandbegrenztes Taktsignal (clk1q × ckl2) für die Nutzung der oben beschriebenen allgemeineren Verfahren erzeugen.
Die Vorrichtung umfasst des Weiteren einen ersten Mischer (Mi1), beispielsweise bestehend aus einem fünften und dritten Multiplizier (M5, M3), der das erste Taktsignal (clk1) und das zweite Taktsignal (clk2) und das Regelsignal (S4) zu dem Kompensationsvorsignal (S3v) miteinander mischt, hier also bevorzugt multipliziert, oder das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × clk2) mit dem Regelsignal (S4) zu dem Kompensationsvorsignal (S3v) mischt, hier also bevorzugt multipliziert.
Die Vorrichtung umfasst des Weiteren einen zweiten Mischer (Mi2), beispielsweise bestehend aus einem vierten und sechsten Multiplizier (M4, M6), der im Fall I (4) das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) und das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) und das Regelsignal (S4) zu dem Sendevorsignal (S5v) miteinander mischt, hier also bevorzugt multipliziert, oder ebenfalls im Fall I (4) das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q) bzw. das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q) mit dem Regelsignal (S4) zu dem Sendevorsignal (S5v) mischt, hier also bevorzugt multipliziert. Im Fall II (3) ist dieser Mischer verändert, um dem Problem Rechnung zu tragen, dass es in den negativen Halbwellen (O-Phasen) des zweiten Taktsignals (clk2) zu Auslöschungen kommen würde. Daher mischt der zweite Mischer (Mi2) dann nur das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) und das zweite Taktsignal (clk2) und das komplementäre Regelsignal (S4q) zu dem Sendevorsignal (S5v) miteinander. Auch hier handelt es sich bevorzugt um eine Multiplikation. Alternativ kann in diesem Fall II der zweite Mischer (Mi2) das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2) mit dem Regelsignal (S4) zu dem Sendevorsignal (S5v) mischen, hier also bevorzugt multiplizieren.
Diese Mischer und Signalgeneratoren können natürlich als eine funktionale Einheit gleicher Wirkung und anderer Architektur ausgeführt werden. Beispielsweise ist es verbreitet üblich, Multiplikationen und damit die Multiplizierer durch Schalter zu realisieren. Dies ist besonders dann von Vorteil, wenn beispielsweise im Empfangspfad die Signale differentiell verarbeitet werden.
Die vorgeschlagene Vorrichtung weist in einer Ausprägung einen Sender (H) auf, der ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignals (S5i) in die erste Übertragungsstrecke (I1) hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5) sind. Sie weist einen Kompensationssender (K) auf, der ein elektromagnetisches moduliertes Kompensationssignals (S3i) in die dritte Übertragungsstrecke (I3) hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind.
Das elektromagnetische modulierte Sendesignal (S5i) und/oder das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) wird an mindestens einem Objekt (O, O2) in mindestens einer Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4)reflektiert und/oder durch mindestens ein Objekt (O, O2) transmittiert. Anschließend speist das Objekt (O) das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) ein. Auch kann das zweite Objekt (O2) anschließend das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4) einspeisen, wobei eine oder mehrere Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4)mit dem jeweiligen Objekt (O, O2) identisch sein können. Ein Empfänger (D) empfängt das modifizierte elektromagnetische Kompensationssignal (S3s) des Kompensationssenders (K) nach Austritt aus der dritten und/oder vierten Übertragungsstrecke (I3, I4)und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen. Der Empfang erfolgt summierend überlagernd und/oder multiplizierend überlagernd mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H). Der Empfänger (D) empfängt des Weiteren das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) des Senders (H) nach Austritt aus der ersten und/oder zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen. Der Empfänger (D) erzeugt ein Empfängerausgangssignal (S0) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des modifizierten Sendesignals (S5s) und des Kompensationssendesignals (S3s).
Sie weist bevorzugt einen dritten Mischer (Mi3) auf. Dieser besteht bevorzugt aus einem ersten Multiplizierer (M1) und einem zweiten Multiplizierer (M2).
Der dritte Mischer (Mi3) multipliziert im Fall I (4) das zweite Taktsignal (clk2) mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q). Hierdurch wird im Fall I (4) im Rahmen der Demodulation ein Faktor -1 in den Signalkreis eingespeist, der zur Stabilität der Regelung führt. Die Demodulation durch den dritten Mischer (Mi3) im Fall I (4) erfolgt bevorzugt so, dass das zweite Taktsignal (clk2) und das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) oder entsprechende daraus abgeleitete Signale gleicher Wirkung (z.B. digitalisierte oder phasenverschobene Taktsignale) mit dem Empfängerausgangssignal (S0)oder einem aus dem Empfängerausgangssignal (S0)abgeleiteten Signal, insbesondere einem gefilterten Empfängerausgangssignal (S1) oder einem verstärkten Empfängerausgangssignal (S2), zu einem ersten Mischsignal (S7) multipliziert werden.
Der dritte Mischer (Mi3) multipliziert im Fall II (3) das zweite Taktsignal (clk2) mit dem mit - 1 multiplizierten ersten Taktsignal (clk1). Hierdurch wird im Fall II (3) im Rahmen der Demodulation ein Faktor -1 in den Signalkreis eingespeist, der zur Stabilität der Regelung führt. Die Demodulation durch den dritten Mischer (Mi3) im Fall II (3) erfolgt bevorzugt so, dass das zweite Taktsignal (clk2) und das mit -1 multiplizierte erste Taktsignal (clk1) oder entsprechende daraus abgeleitete Signale gleicher Wirkung (z.B. digitalisierte oder phasenverschobene Taktsignale) mit dem Empfängerausgangssignal (S0)oder einem aus dem Empfängerausgangssignal (S0)abgeleiteten Signal, insbesondere einem gefilterten Empfängerausgangssignal (S1) oder einem verstärkten Empfängerausgangssignal (S2), zu einem ersten Mischsignal (S7) multipliziert werden.
Der zweite Multiplizierer (M2) und der erste Multiplizierer (M1) können also in ihrer Funktion allesamt oder teilweise durch eine einzige Teilvorrichtung - den dritten Mischer (Mi3) -ersetzt werden, die Teile dieser Funktionen funktionsgleich ersetzt. Wesentlich ist, dass die Demodulation durch Mischung der beiden Taktsignale (clk1, clk2) oder durch Mischung mit aus diesen jeweils beispielsweise durch Multiplikation mit -1 oder Inversion abgeleiteten Signalen jeweils so erfolgt, dass er gleiche Zweck der Demodulation ohne eine Auslöschung durch NullPegel erfolgt.
Die Vorrichtung weist einen bevorzugt analogen ersten Filter (F1) auf, der insbesondere ein Tiefpassfilter und/oder ein Integrator sein kann, und der das erste Mischsignal (S7) und/oder ein daraus abgeleitetes Signal zu einem Regelvorsignal (S8) filtert. Hierbei weist der erste Filter (F1) eine obere Filtergrenzfrequenz ω_fo auf die bei einigen Anwendungen unterhalb der halben unteren Grenzfrequenz ω_u des bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) bzw. des ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) liegen sollte. Die Vorrichtung weist einen ein Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) auf, der das Regelvorsignal (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9) wandelt, wobei die Digitalisierung durch den Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) auch vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann, was aber erfahrungsgemäß weniger günstig ist. Dieses digitalisierte Regelsignal (S9) wird nun in einem digitalisierten Schleifenfilter (das Filter FF) weiterbehandelt. Die vorgeschlagene Vorrichtung weist also einen digitalen Filter (FF) auf, das gemäß dem hier offengelegten Vorschlag mit dem ersten Taktsignal (clk1) synchronisiert wird. Diese Synchronisation ist erfindungswesentlich und stellt sicher, dass die beiden Taktsignale (clk1, clk2) hinsichtlich des in der Vorrichtung implementierten Skalarprodukts stets orthogonal sind. Dieses digitale Filter (FF) ist im Falle eines ein-Bit-breiten digitalen Regelvorsignals (S9) der Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC). Dieses digitale Filter (FF) ist besonders bevorzugt lediglich ein Flip-Flop (FF). Das digitale Filter (FF) filtert das digitale Regelvorsignal (S9) zu dem Regelsignal (S4) und/oder verzögert dieses. Sofern es sich bei dem digitalen Regelvorsignal (S9) um ein digitales Signal mit einer Bit-Breite von mehr als einem Bit, also beispielsweise n Bit mit n>1, handelt, so wird das Regelsignal (S4) vor der Rückspeisung in die Vorrichtung bevorzugt wieder in ein analoges Signal gewandelt. Die Figuren zeigen lediglich den Fall eines ein-Bit breiten digitalen Regelvorsignals (S9). Ein solches ins Analoge zurückgewandelte Regelsignal (S4) mit n-Bit-Breite würde dann statt des Regelsignals (S4) das Eingangssignal für den ersten Mischer (Mi1) und den zweiten Mischer (Mi2) an Stelle des gezeichneten digitalen Regelsignals (S4) darstellen. Die Vorrichtung weist somit ein digitales Filter (FF) auf, das insbesondere ein Flip-Flop (FF) sein kann, und wobei dieses digitale Filter (FF) das digitale Regelvorsignal (S9) zu dem Regelsignal (S4) filtert und/oder verzögert. Das digitale Filter (FF) wird dabei mit dem ersten Taktsignal (clk1) oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) oder mit einem dazu synchronen und ggf. phasenverschobenen Signal synchronisiert. Besonders bevorzugt handelt es sich um ein mit dem ersten Taktsignal (clk1) synchronisiertes Flip-Flop (FF). Die Vorrichtung gibt das Regelsignal (S4) als Messwertsignal für Eigenschaften zumindest einer optischen Übertragungsmessstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder als Messwert der Eigenschaft zumindest eines Objekts (O, O2) innerhalb einer oder mehrerer optischer Übertragungsmessstrecken (I1, I2, I3, I4)aus oder zur Weiterverarbeitung an andere Teile der Vorrichtung weiter.
Solche Eigenschaften, die durch den Messwert repräsentiert werden können, können beispielsweise aber nicht nur sein:

• die optische Transparenz einer Übertragungsstrecke,
• der optische Brechungsindex in einer Übertragungsstrecke,
• die optische Streuung in einer Übertragungsstrecke,
• die Reflexion an einer Grenzfläche in der Übertragungsstrecke - insbesondere an der Wand einer Glasfaser,
• spektrale Eigenschaften einer Übertragungsstrecke bei Verwendung von LEDs mit unterschiedlicher Wellenlänge
• Reflektivität eines Objekts
• Abstand eines Objekts
• Polarisationseigenschaften einer Übertragungstrecke oder der Oberfläche eines Objekts
• Reflexionseigenschaften der Oberfläche eines Objekts
• Oberflächenform eines Objekts
• Vorhandensein eines Objekts
• Aerosoleigenschaften eines wolkenförmigen Objekts, wie beispielsweise Rauch, Nebel oder Regen
• etc.

Figurenliste

1 1 zeigt schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der EP 2 602 635 B1 aus dem Stand der Technik.
2 2 zeigt schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der DE 10 2015 006 174 B3 aus dem Stand der Technik.
3 3 zeigt beispielhaft schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung für den Fall II der Verwendung von unsymmetrischen Taktsignalpegeln beispielsweise zwischen 0 und 1.
4 3 zeigt beispielhaft schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung für den Fall I der Verwendung von zu Null symmetrischen Taktsignalpegeln beispielsweise zwischen -1 und 1.
5 5 zeigt die Signale entsprechend der EP 2 602 635 B1 . (Stand der Technik).
6 6 zeigt die Signale entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung für den Fall II.
7 7 zeigt die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 ohne einen Hochpassfilter.
8 8 zeigt die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 als entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert.
9 9 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert der Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 bei doppelt-logarithmischer Skalierung (in dB).

Die Figuren werden im Text oben erläutert.
Glossar
Mischen
Unter dem Mischen zweier Signale wird im Sinne dieser Offenlegung vorzugsweise die Multiplikation zweier Signale verstanden. Diese kann analog oder digital geschehen. Im Falle einer digitalen Multiplikation sind zwei Wertsysteme möglich. Zum Ersten (Fall I)kann ein Pegel als -1 und der andere Pegel als +1 bewertet werden. In dem Fall kann ein XOR-Gatter als Multiplizierer verwendet werden. Zum Zweiten (Fall II) kann ein Pegel als 0 und der andere Pegel als 1 bewertet werden. In dem Fall ist eine Multiplikation mittels eines einfachen Und-Gatters für zwei ein-bit-breite Signale möglich. Auch ist die Verwendung von Schaltern etc. denkbar. Des Weiteren können multiplizierende Verstärker etc. verwendet werden. Theoretisch ist auch die Verwendung nichtlinearer Mischer möglich, was aber nicht empfohlen wird.
Entsprechen von Amplituden
Die erste Amplitude eines Signals bei einer ersten Frequenz ω₁ entspricht betragsmäßig dann der zweiten Amplitude eines ggf. anderen Signals bei einer zweiten Frequenz ω₂ , wenn der Betrag der ersten und zweiten Amplitude um nicht mehr als 10% des Amplitudenmesswertes voneinander abweicht.
Betrachtungszeitraum
Unter einem Betrachtungszeitraum wird im Sinne dieser Offenlegung ein Zeitraum verstanden, der mehrere aufeinander folgende Taktperioden des ersten Taktsignals (clk1) umfasst.
Komplementär
Ein erstes Signal S₁(t) ist im Sinne dieser Offenlegung komplementär zu einem zweiten Signal S₂(t), wenn bezüglich der Amplituden dieser beiden Signale zu einem Zeitpunkt t gilt: S₂(t)= a*S₁(t)+O und a<0
Das zweite Signal ist also eine affine Abbildung des ersten Signals mit einem Offset O. Bei einem digitalen Signal S₁(t) ist also das invertierte Signal ein komplementäres Signal. Kleinere zeitliche Verzögerungen durch die Durchlaufzeit durch die Verstärker bzw. Inverter sind hierbei vernachlässigbar, wenn diese Phasenbeziehung fest ist.
Bezugszeichenliste

A1: Addierer;
ADC: Komparator oder Analog-zu-Digital-Wandler;
BP: Filter, der vorzugsweise ein Bandpassfilter ist;
clk1: erstes Taktsignal;
clk1q: komplementäres erstes Taktsignal. Das komplementäre erste Taktsignal wird bevorzugt aus dem ersten Taktsignal (clk1) durch Inversion oder Verstärkung mit einer negativen Verstärkung erzeugt;
clk1 × clk2: bandbreitenbegrenztes Taktsignal (Fall I) bzw. erstes bandbreitenbegrenztes Taktsignal (Fall II). Besonders bevorzugt stellt das bandbreitenbegrenzte Taktsignal bzw. das erste bandbreitenbegrenzte Taktsignal das Produkt aus einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) dar. Andere bandbreitenbegrenzten Taktsignale sind denkbar;
clk1q × clk2: zweites bandbreitenbegrenztes komplementäres Taktsignal im Fall II. Das zweite bandbreitenbegrenzte Taktsignal stellt bevorzugt das Produkt aus einem komplementären ersten Taktsignal (clklq) und einem zweiten Taktsignal (clk2) dar;
clk1q × clk2q: bandbreitenbegrenztes komplementäres Taktsignal im Fall I. Das bandbreitenbegrenzte komplementäre Taktsignal wird bevorzugt aus dem bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1 × clk2) durch Inversion oder Verstärkung mit einer negativen Verstärkung erzeugt;
clk2: zweites Taktsignal;
clk2q: komplementäres zweites Taktsignal. Das komplementäre zweite Taktsignal wird bevorzugt aus dem zweiten Taktsignal (clk2) durch Inversion oder Verstärkung mit einer negativen Verstärkung erzeugt;
CT: Regler;
D: Empfänger;
Δω: Bandbreite des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II)
F1: erster Filter;
FF: Verzögerungsstufe. Die Verzögerungsstufe wird bevorzugt als getaktetes Register oder als Flip-Flop ausgeführt;
G: Taktgenerator;
G1: erster Taktgenerator;
G2: zweiter Taktgenerator;
H: Sender;
I1: erste Übertragungsstrecke;
I2: zweite Übertragungsstrecke;
I3: dritte Übertragungsstrecke;
I4: vierte Übertragungsstrecke;
INV1: erster Inverter;
INV2: zweiter Inverter;
INV3: dritter Inverter;
INV4: vierte Inverter;
K: Kompensationssender;
LR: Referenzwertgeber;
M1: erster Multiplizierer;
M2: zweiter Multiplizierer;
M3: dritter Multiplizierer;
M4: vierter Multiplizierer;
M5: fünfter Multiplizierer;
M6: sechster Multiplizierer;
Mi1: erster Mischer beispielsweise bestehend aus dem fünften Multiplizierer (M5) und dem dritten Multiplizierer (M3);
Mi2: zweiter Mischer beispielsweise bestehend aus dem vierten Multiplizierer (M4) und dem sechsten Multiplizierer (M6);
Mi3: dritter Mischer beispielsweise bestehend aus dem ersten Multiplizierer (M1) und dem zweiten Multiplizierer (M2);
N₁(ω): normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des ersten Taktsignals (clk1)
N₂(ω): normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des zweiten Taktsignals (clk2)
N₃(ω): normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des komplementären ersten Taktsignals (clk1q)
N₄(ω): normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q)
O: erstes Objekt;
O2: zweites Objekt;
ω₁: erste Frequenz;
ω₂: zweite Frequenz;
ω_fo: obere Filtergrenzfrequenz des ersten Filters (F1);
ω_u: untere Grenzfrequenz des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II);
ω_m: Mittenfrequenz des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II);
ω_o: obere Grenzfrequenz des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II);
S0: Empfängerausgangssignal des Empfängers (D);
S1: gefiltertes Empfänger Ausgangssignal;
S2: verstärktes Empfängerausgangssignal;
S3: Kompensationssignal;
S3i: moduliertes Kompensationssignal, das der Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3) einspeist und das mit dem Kompensationssignal (S3) korreliert;
S5s: modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal, das das zweite Objekt (O2) auf Basis des modulierten Kompensationssignals (S3i) in die vierte Übertragungsstrecke (I4) einspeist;
S3v: Kompensationsvorsignal;
S4: Regelsignal, das auch den Messwert darstellt;
S4i: Vorzeichensignal;
S4q: komplementäres Regelsignal, das auch den Messwert darstellt;
S5: Sendesignal;
S50: Basissendesignals der EP 2 602 635 B1
S5d: deformiertes Sendesignal;
S5i: moduliertes elektromagnetisches Sendesignal, das der Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1)einspeist;
S5s: modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal, das das Objekt (O) auf Basis des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in die zweite Übertragungsstrecke (I2) einspeist;
S5v: Sendevorsignal;
S6: erstes Mischsignal;
S7: Mischsignal;
S8: Regelvorsignal;
S9: digitales Regelvorsignal;
S50: Basissendesignal;
SR: einfallendes Störsignal;
SW1: erster Schalter;
SW2: zweiter Schalter;
T₁: erste Taktperiode des ersten Taktsignals (clk1) bzw. des komplementären ersten Taktsignals (clk1q);
T₂: zweite Taktperiode des zweiten Taktsignals (clk2) bzw. des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q);
V1: erster Verstärker;
V2: zweiter Verstärker;
V3: dritter Verstärker;
VG: Vorzeichengenerator;
vref2: Referenzwert;

Liste der zitierten Schriften

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

EP 2016480 B1 [0003, 0075]
EP 2598908 A1 [0003, 0075]
WO 2013113456 A1 [0003, 0075]
EP 2594023 A1 [0003, 0075]
EP 2653885 A1 [0003, 0075]
EP 2405283 B1 [0003, 0075]
EP 1671160 B1 [0003, 0075]
WO 2013037465 A1 [0003, 0075]
EP 1901947 B1 [0003, 0075]
US 20120326958 A1 [0003, 0075]
EP 1747484 B1 [0003, 0075]
EP 2107550 A3 [0003, 0075]
EP 1723446 B1 [0003, 0075]
EP 1435509 B1 [0003, 0075]
EP 1410507 B1 [0003, 0075]
EP 801726 B1 [0003, 0075]
EP 1269629 B1 [0003, 0075]
EP 1258084 B1 [0003, 0075]
EP 1480015 A1 [0003, 0075]
DE 102005045993 B4 [0003, 0075]
DE 4339574 C2 [0003, 0075]
DE 4411770 C1 [0003, 0075]
DE 4411773 C2 [0003, 0075]
WO 2013083346 A1 [0003, 0075]
EP 2679982 A1 [0003, 0075]
WO 2013076079 A1 [0003, 0075]
WO 2013156557 A1 [0003, 0075]
WO 2014096385 A1 [0004, 0075]
DE 102014002194 A1 [0004, 0075]
DE 102014002788 A1 [0004, 0075]
DE 102014002486 A1 [0004, 0075]
EP 2602635 B1 [0006, 0008, 0009, 0012, 0019, 0020, 0021, 0022, 0024, 0069, 0075]
DE 102015006174 B3 [0013, 0014, 0015, 0016, 0018, 0069, 0075]
EP 2817657 B1 [0057, 0075]

Claims

Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4)zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums mit den Schritten: - Erzeugen eines ersten Taktsignals (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁) und eines dazu komplementären ersten Taktsignals (clk1q); - Erzeugen eines zweiten Taktsignals (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂), die kürzer als die erste Taktperiode (T₁) ist; - Mischen, insbesondere durch Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v); - Erzeugen eines komplentären Regelvorsignals (S4q) aus dem Regelsignal (S4); - Mischen, insbesondere durch Multiplizieren, des komplementären ersten Takts (clk1q) und des zweiten Taktsignals (clk2) mit dem komplementären Regelsignal (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v); - Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5v) sind; - Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind; - Einen oder mehrere der beiden Schritte • Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, und/oder • Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4), wobei die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein können und • wobei das erste Objekt (O) mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein kann; - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D); - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritte Übertragungsstrecke (I3) nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4)und Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D), wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist, als Empfang einer Überlagerung erfolgt; - Bilden eines Empfängerausgangssignals (S0)durch den Empfänger (D) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s); - Entweder: • Bilden eines ersten Mischsignals (S6) durch Mischung, insbesondere durch Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0)oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1), andererseits; • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere durch Multiplikation, des mit -1 multiplizierten ersten Taktsignals (clk1) mit dem ersten Mischsignal (S6), insbesondere in einem zweiten Multiplizierer (M2); oder • Bilden des Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere durch Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0)oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), und mit dem mit -1 multiplizierten ersten Taktsignal (clk1); - Filterung, insbesondere Tiefpassfilterung und/oder Integration, des Mischsignals (S7), insbesondere in einem ersten Filter (F1), zur Bildung eines Regelvorsignals (S8); - Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9), insbesondere in einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), um ein digitales Regelvorsignal (S9) zu erhalten, wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch das erste Filter (F1) erfolgen kann; - Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), insbesondere in einem digitalen Filter (FF), zu dem besagten Regelsignal (S4), • wobei die Filterung und/oder Verzögerung mit dem ersten Taktsignal (clk1) und/oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) synchronisiert ist und • wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann; - Ausgabe des Regelsignals (S4) oder eines daraus abgeleiteten Signals als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4).
Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4)zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums mit den Schritten: - Erzeugen eines ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines zweiten bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2); • wobei das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) und das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2q) eine gemeinsame betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine gemeinsame betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer gemeinsamen betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer gemeinsamen betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω/2+ω_u aufweisen und • wobei das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann und • wobei das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2) zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann und • wobei das komplementäre erste Taktsignal (clklq) komplementär zum ersten Taktsignal (clk1) ist und • wobei das erste Taktsignal (clk1) ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude aufweist und • wobei das zweite Taktsignal (clk2) ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude aufweist und • wobei das komplementäre erste Taktsignal (clklq) ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude aufweist und • wobei der erste normierte Amplitudenverlauf (N₁(ω)=|A₁(ω)|/∫|A₁(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₂(ω)=|A₂(ω)|/∫|A₂(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: |N₂(ω)-N₁(2*ω)|≤|N₁(2*ω)|*10%, oder wobei der dritte normierte Amplitudenverlauf (N₃(ω)=|A₃(ω) |/∫| A₃(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: |N₂(ω)-N₃(2*ω)|≤|N₃(2*ω)|*10%, - Entweder • Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und • Mischen, insbesondere Multiplizieren des zweiten bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2) und des komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v), • Wobei das komplementäre Regelsignals (S4q) komplementär zum Regelsignal (S4) ist oder • Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und • Mischen, insbesondere Multiplizieren, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v) • Wobei das komplementäre Regelsignals (S4q) komplementär zum Regelsignal (S4) ist; - Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (l1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5v) sind; - Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind; - Einen oder mehrere der beiden Schritte • Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, und/oder • Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4), wobei die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein können und • wobei das erste Objekt (O) mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein kann; - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D); - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4) und Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D), wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist, als Empfang einer Überlagerung erfolgt; - Bilden eines Empfängerausgangssignals (S0) durch den Empfänger (D) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s); - Entweder • Bilden eines ersten Mischsignals (S6) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1), andererseits; • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des mit -1 multiplizierten ersten Taktsignals (clk1) mit dem ersten Mischsignal (S6), insbesondere in einem zweiten Multiplizierer (M2); Oder • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem mit -1 multiplizierten ersten Taktsignal (clkl), insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3) Oder - Filterung, insbesondere Tiefpassfilterung und/oder Integration des Mischsignals (S7), insbesondere in einem ersten Filter (F1), zur Bildung eines Regelvorsignals (S8); - Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9), insbesondere in einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), um ein digitales Regelvorsignal (S9) zu erhalten, wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch das erste Filter (F1) erfolgen kann; - Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), insbesondere in einem digitalen Filter (FF), zu dem besagten Regelsignal (S4), • wobei das digitale Filter (FF) mit dem ersten Taktsignal (clk1) oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) synchronisiert ist und • wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann; - Ausgabe des Regelsignals (S4) als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4).
Vorrichtung zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4)und/oder mindestens eines Objekts (O, O2) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen oder optischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums, - wobei sie einen Taktgenerator (G) aufweist, • der einen ersten Taktsignal (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁) und einen zum ersten Taktsignal (clk1) komplementäres ersten Taktsignal (clk1q) erzeugt und • der einen zweiten Taktsignal (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂) erzeugt, • wobei die zweite Taktperiode (T₂) kürzer als die erste Taktperiode (T₁) ist, und - wobei sie entweder einen fünften und dritten Multiplizier (M5, M3) aufweist, • die das erste Taktsignal (clk1) und das zweite Taktsignal (clk2) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) multiplizieren und • die als eine funktionale Einheit gleicher Wirkung ausgeführt sein können, oder wobei sie alternativ einen ersten Mischer (Mi1) aufweist, • der das erste Taktsignal (clk1) und das zweite Taktsignal (clk2) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) mischt, und - wobei sie entweder einen vierten und sechsten Multiplizierer (M4, M6) aufweist, • die das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) und das zweite Taktsignal (clk2) mit einem komplementären Regelsignal (S4q), das zum Regelsignal (S4) komplementär ist, zu einem Sendevorsignal (S5v) multiplizieren und • die als eine funktionale Einheit gleicher Wirkung ausgeführt sein können oder wobei sie einen zweiten Mischer (Mi2) aufweist, • der das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) und das zweite Taktsignal (clk2) mit einem komplementären Regelsignal (S4q) ), das zum Regelsignal (S4) komplementär ist, zu einem Sendevorsignal (S5v) mischt, und - wobei sie einen Sender (H) aufweist, der ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignals (S5i) in die erste Übertragungsstrecke (I1)hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5v) sind und - wobei sie einen Kompensationssender (K) aufweist, der ein elektromagnetisches moduliertes Kompensationssignals (S3i) in die dritte Übertragungsstrecke (I3) hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind; - wobei das elektromagnetische modulierte Sendesignal (S5i) und/oder das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) an mindestens einem Objekt (O, O2) in mindestens einer Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) reflektiert und/oder durch mindestens ein Objekt (O, O2) transmittiert wird und dass das Objekt (O) anschließend das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) einspeist und/oder dass das zweite Objekt (O2) anschließend das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4) einspeist, wobei eine oder mehrere Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4)mit dem jeweiligen Objekt (O, O2) identisch sein können, und - wobei ein Empfänger (D) das modifizierte elektromagnetische Kompensationssignal (S3s) des Kompensationssenders (K) nach Austritt aus der dritten und/oder vierten Übertragungsstrecke (I3, I4)und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen empfängt, wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H) erfolgt, und - wobei der Empfänger (D) das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) des Senders (H) nach Austritt aus der ersten und/oder zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen empfängt, und - wobei der Empfänger (D) ein Empfängerausgangssignal (S0) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des modifizierten Sendesignals (S5s) und des Kompensationssendesignals (S3s) erzeugt und - wobei sie entweder als Fall α • einen ersten Multiplizierer (M1) aufweist, ■ der das erste Mischsignal (S6) erzeugt in dem er das Empfängerausgangssignal (S0) oder ein aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleitetes Signals, insbesondere ein gefiltertes Empfängerausgangssignal (S1) oder ein verstärktes Empfängerausgangssignal (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) andererseits multipliziert, und • einen zweiten Multiplizierer (M2) aufweist, ■ der das erste Mischsignal (S6) mit dem mit -1 multiplizierten ersten Taktsignal (clk1) zum Mischsignal (S7) multipliziert, und • wobei der zweite Multiplizierer (M2) und der erste Multiplizierer (M1) in ihrer Funktion allesamt oder teilweise durch eine einzige Teilvorrichtung ersetzt sein können, die Teile dieser Funktionen funktionsgleich ersetzt, - oder wobei sie alternativ zum Fall α als Fall β • einen dritten Mischer (Mi3) aufweist, ■ der das Empfängerausgangssignal (S0) oder ein aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleitetes Signals, insbesondere ein gefiltertes Empfängerausgangssignal (S1) oder ein verstärktes Empfängerausgangssignal (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und dem mit -1 multiplizierten ersten Taktsignal (clk1) zum Mischsignal (S7) mischt, und - wobei sie einen ersten Filter (F1) aufweist, der insbesondere ein Tiefpassfilter und/oder ein Integrator sein kann und der das erste Mischsignal (S7) und/oder ein daraus abgeleitetes Signal zu einem Regelvorsignal (S8) filtert und - wobei sie einen ein Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) aufweist, der das Regelvorsignal (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9) wandelt, wobei die Digitalisierung durch den Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) auch vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann, und - wobei sie ein digitales Filter (FF) aufweist, das insbesondere ein Flipflop (FF) sein kann, und wobei dieses digitale Filter (FF) das digitale Regelvorsignals (S9) zu dem Regelsignal (S4) filtert und/oder verzögert und - wobei die Vorrichtung das Regelsignal (S4) als Messwertsignal für Eigenschaften zumindest einer optischen Übertragungsmessstrecke (I1, I2, I3, I4)und/oder zumindest eines Objekts (O, O2) innerhalb einer oder mehrerer optischer Übertragungsmessstrecken (I1, I2, I3, I4) ausgibt oder zur Weiterverarbeitung an andere Teile der Vorrichtung weitergibt.