DE102016223986A1 - Phasenverschiebungsoptimierung für asymmetrische lnduktoren in Mehrfachphasen-DC-DC-Wandlern - Google Patents

Phasenverschiebungsoptimierung für asymmetrische lnduktoren in Mehrfachphasen-DC-DC-Wandlern Download PDF

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Abstract

[0048] Es wird ein System offenbart, das die Minimierung einer Spitze-zu-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit in Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandlern mit zwei oder mehr Induktoren mit unterschiedlichen Werten (asymmetrische Induktoren) durch die Optimierung einer Phasenverschiebung vorsieht, die durch die Induktivität auf jeder Phase bestimmt wird. Eine Aufgabe der Offenbarung ist, sicherzustellen, dass sowohl die AC-Genauigkeit der Ausgangsspannung als auch die Effizienz des DC-DC-Schaltwandlers erhöht wird. Die Verbesserung der Ausgangsspannungswelligkeit ist abhängig von dem Arbeitszyklus. Eine weitere Aufgabe der Offenbarung ist, die Gesamtinduktorstromwelligkeit zu minimieren und die Effizienz des DC-DC-Schaltwandlers zu verbessern durch Reduzieren des Kondensatorverlusts. Eine weitere Aufgabe der Offenbarung ist, die Ausgangsspannungswelligkeit in dem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler zu minimieren, indem sichergestellt wird, dass die Summe der Induktorstromvektoren gleich null ist.

Description

  • Hintergrund
  • Gebiet
  • Diese Offenbarung betrifft im Allgemeinen eine Phasenverschiebung in einem DC-DC-Schaltwandler.
  • Beschreibung der verwandten Technik
  • Eine asymmetrische Induktorkonfiguration ist bekannt, um die Effizienzleistung eines Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandlers über einen weiten Bereich von Lastströmen zu optimieren. Phasenverschachtelungsverfahren werden üblicherweise verwendet, um die Ausgangsspannungswelligkeit zu minimieren. Eine Phasenverschiebung um 180 Grad, eine Phasenverschiebung um 120 Grad und eine Phasenverschiebung um 90 Grad werden in zweiphasigen, dreiphasigen und vierphasigen DC-DC-Schaltwandlern verwendet.
  • Diese Phasenverschiebungskonfigurationen müssen jedoch nicht die optimale Konfiguration sein, wenn asymmetrische Induktoren in einem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler-Design verwendet werden. Induktoren mit verschiedenen Werten erzeugen unterschiedliche Amplituden einer Stromwelligkeit. Wenn die Amplituden der Stromwelligkeit in jeder Phase unterschiedlich sind, kann das 360-Grad/Phasenanzahl-Verfahren nicht die optimale Konfiguration sein, um die kleinste Ausgangsspannungswelligkeit zu erzielen.
  • Zusammenfassung
  • Eine Aufgabe der Offenbarung ist, die Spitze-zu-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit in einem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler, mit zwei oder mehr verschiedenen Induktorwerten (asymmetrische Induktoren), durch eine optimale Phasenverschiebungskonfiguration zu minimieren, die durch die Induktivität auf jeder Phase bestimmt wird.
  • Weiter ist eine weitere Aufgabe dieser Offenbarung, sicherzustellen, dass die AC-Genauigkeit der Ausgangsspannung und die Effizienz des DC-DC-Schaltwandlers erhöht wird. Die Verbesserung der Ausgangsspannungswelligkeit ist abhängig von dem Arbeitszyklus.
  • Eine weitere Aufgabe dieser Offenbarung ist, die Gesamtinduktorstromwelligkeit zu minimieren und die Effizienz des DC-DC-Schaltwandlers zu verbessern durch Reduzieren des Kondensatorverlusts.
  • Eine weitere Aufgabe dieser Offenbarung ist, die Ausgangsspannungswelligkeit in dem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler zu minimieren, indem sichergestellt wird, dass die Summe der Induktorstromvektoren gleich null ist.
  • Um die obigen und andere Aufgaben zu erreichen, wird ein n-Phase-Abwärtswandler offenbart, der aus n Phasen besteht, konfiguriert mit einem Paar von Leistungsschaltern auf jeder Phase. Jedes Paar von Leistungsschaltern ist mit einem Induktor verbunden. Die n asymmetrischen Induktoren sind parallel konfiguriert und sind mit einem einzelnen Ausgang verbunden. Ein Rückkopplungssignal, das von dem Ausgang abgenommen wird, wird durch einen Fehlerverstärker mit einer Referenzspannung verglichen. Der Ausgang des Fehlerverstärkers wird mit Rampensignalen verglichen, was zu PWM-Pulsen führt. Die PWM-Pulse werden als Treibersignale für die n Leistungsschalter verwendet. Die Treibersignale für die Leistungsschalter jeder Phase werden durch den Taktgenerator phasenverschoben. Der Taktgenerator ist konfiguriert zum Optimieren der Phasenverschiebungskonfiguration.
  • Die obigen und weiteren Aufgaben werden weiter durch ein Verfahren für eine Phasenverschiebungsoptimierung unter Verwendung von asymmetrischen Induktoren in einem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler erreicht. Die Schritte umfassen ein Vorsehen eines Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandlers. Ein Anpassen der Phasenverschiebungskonfiguration basierend auf den Induktivitätswerten ist vorgesehen. Ein Minimieren der Ausgangsspannungswelligkeit in dem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler, indem sichergestellt wird, dass die Summe der Induktorstromvektoren gleich null ist.
  • In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann die Funktion durch Implementieren eines Abwärts- bzw. Buck-, Aufwärts- bzw. Boost- oder Abwärts-Aufwärts- bzw. Buck-Boost-DC-DC-Schaltwandlers erreicht werden.
  • In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann die Funktion durch Implementieren einer Phasenverschiebung unter Verwendung einer synchronen Logikschaltung erreicht werden.
  • In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann die Funktion durch Implementieren einer Phasenverschiebung unter Verwendung eines Taktteilers und von Verzögerungsleitungen erreicht werden. Die Länge der Verzögerungsleitung für jede Phase wird basierend auf der optimalen Phasenverschiebungskonfiguration konfiguriert.
  • In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann die Funktion durch Implementieren einer Phasenverschiebung unter Verwendung eines Ringoszillators mit variablen Verzögerungen erreicht werden. Die Verzögerungen werden basierend auf der optimalen Phasenverschiebungskonfiguration konfiguriert.
  • In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann die Funktion durch Implementieren einer Phasenverschiebung unter Verwendung einer Verzögerungsschleife (DLL - delay-locked loop) erreicht werden. Die DLL wird verwendet, um variable Verzögerungen für jedes Phasentreibersignal zu erzeugen. Die Verzögerungen werden basierend auf der optimalen Phasenverschiebungskonfiguration konfiguriert.
  • Figurenliste
    • 1 zeigt eine Phasenverschiebung in einem dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler.
    • 2 zeigt ein Blockdiagramm eines dreiphasigen DC-DC-Schaltwandlers.
    • 3 zeigt Treibersignal-Zeitdiagramme des Standes der Technik im Vergleich zu den Prinzipien der Offenbarung in einem dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler.
    • 4 zeigt eine Phasenverschiebung unter Verwendung einer synchronen Logikschaltung, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd.
    • 5 zeigt eine weitere mögliche Phasenverschiebungsimplementierung unter Verwendung eines Taktteilers und einer Verzögerungsleitung, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd.
    • 6 zeigt eine weitere mögliche Phasenverschiebungsimplementierung unter Verwendung eines Ringoszillators mit variablen Verzögerungen, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd.
    • 7 zeigt eine weitere mögliche Phasenverschiebungsimplementierung unter Verwendung einer Verzögerungsschleife (DLL - Delay-Locked Loop), die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd.
    • 8 zeigt den Ausgangsspannungswelligkeitsvergleich eines dreiphasigen DC-DC-Schaltwandlers mit asymmetrischen Induktoren und unterschiedlichen Phasenverschiebungskonfigurationen im Vergleich zu dem Stand der Technik.
    • 9 zeigt eine Induktor- und Ausgangskondensatorstromwelligkeit, mit 120 Grad zwischen den Phasen, gemäß dem Stand der Technik.
    • 10 zeigt eine Induktor- und Ausgangskondensatorstromwelligkeit mit einer Phasenverschiebungskonfiguration von 0 Grad/102,8 Grad/257,2 Grad, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd.
    • 11 zeigt eine Verbesserung der Ausgangsspannungswelligkeit gegenüber einem Arbeitszyklus in einem dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler mit asymmetrischen Induktoren, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd.
    • 12 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Minimieren der Größe der Ausgangsspannungswelligkeit in Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandlern mit asymmetrischen Induktoren, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Die Genauigkeit der Ausgangsspannung eines DC-DC-Schaltwandlers für Buck- bzw. Abwärts-, Boost- bzw. Aufwärts- oder Buck-Boost- bzw. Abwärts-Aufwärts-Typen besteht aus einem DC- und einem AC-Pegel. Die vorliegende Offenbarung sieht eine Verbesserung der AC-Genauigkeit der Ausgangsspannung vor durch Minimieren der Ausgangsspannungswelligkeit. Die Offenbarung sieht auch ein Minimieren der Gesamtinduktorstromwelligkeit vor durch Reduzieren des Kondensatorverlusts, wodurch die Gesamteffizienz verbessert wird.
  • Der Kondensatorverlust kann durch die Gleichung berechnet werden: PCAP = ICAP ( RMS ) ∧ 2 × ESR
    Figure DE102016223986A1_0001
    wobei ICAP(RMS) der RMS-Wert des durch den Kondensator fließenden AC-Stroms ist. Der Kondensatorstrom entspricht der Gesamtinduktorstromwelligkeit und ein Minimieren der Gesamtinduktorstromwelligkeit reduziert den Kondensatorverlust und verbessert die Gesamteffizienz.
  • In der Offenbarung ist ein Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler mit asymmetrischen Induktoren mit optimaler Phasenverschiebungskonfiguration ausgebildet. Ein gebräuchlicher Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler kann eine 360 Grad/Phasenanzahl-Phasenverschiebungstechnik annehmen, um die Größe der Ausgangsspannungswelligkeit zu reduzieren. Dies ist jedoch keine optimale Art und Weise zum Minimieren der Ausgangsspannungswelligkeit. Die minimale Ausgangsspannungswelligkeit in einem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler kann erreicht werden, wenn die Summe der Induktorstromvektoren gleich null ist, wie durch die nachstehende Gleichung beschrieben wird, wobei der Buchstabe n die Anzahl von Phasen repräsentiert. I L p h ( 1 ) → + I L p h ( 2 ) → + I L p h ( 3 ) → + ... + I L p h ( n − 1 ) → + I L p h ( n ) → = 0
    Figure DE102016223986A1_0002
  • Ein wesentliches Merkmal der Offenbarung ist, dass die Richtung der Induktorstromvektoren zu einem Faktor von 360 Grad aufsummieren muss.
  • 1 zeigt eine Phasenverschiebung 100 in einem dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler. Sie zeigt ein Beispiel für eine Ableitung der optimalen Phasenverschiebung für einen dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler mit einer Induktivität auf-Phase-1 größer als die anderen Phasen. Y ist die Amplitude der Stromwelligkeit auf Phase-1 und X ist die Amplitude der Stromwelligkeit auf den anderen Phasen. Es ist bekannt, dass die Amplitude der Stromwelligkeit umgekehrt proportional zu dem Wert der Induktivität ist. Eine höhere Induktivität führt zu einer kleineren Stromwelligkeit und eine niedrigere Induktivität führt zu einer größeren Stromwelligkeit.
  • Die kleinste Ausgangsspannungswelligkeit wird bestimmt, wenn Y gleich 2XCOSθ ist. Unter der Annahme zum Beispiel, dass Y die Hälfte von X ist, ist θ gleich 75,5 Grad. Die Phasenverschiebung von Phase-1 zu Phase-2 wird auf 104,5 Grad (180-θ) gesetzt und die Phasenverschiebung von Phase-2 zu Phase-3 wird auf 151 Grad (2θ) gesetzt. Damit wird die minimale Ausgangsspannungswelligkeit erreicht, und ist für eine Phasenverschiebungskonfiguration von 0 Grad/104,5 Grad/255,5 Grad. Wenn Y gleich der Hälfte von X ist für einen dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler, bestimmt eine 120-Grad-Phasenverschiebungskonfiguration eine größere Ausgangsspannungswelligkeit.
  • 2 zeigt das Blockdiagramm 200 eines dreiphasigen DC-DC-Schalt-wandlers. Es gibt drei Phasen mit einem Paar von Leistungsschaltern auf jeder Phase. PH1_DRV steuert die Leistungsschalter 210 und 220, die mit dem Induktor L1 verbunden sind. PH2_DRV steuert die Leistungsschalter 230 und 240, die mit dem Induktor L2 verbunden sind. PH3_DRV steuert die Leistungsschalter 250 und 260, die mit dem Induktor L3 verbunden sind. Die drei parallelen Induktoren sind mit einem einzelnen Ausgang VOUT über einen Kondensator 270 verbunden. Das von dem Ausgang abgenommene Rückkopplungssignal wird mit einer Spannungsreferenz in dem Fehlerverstärker EA 280 verglichen. Der Ausgang des Fehlerverstärkers wird mit Rampensignalen von den Rampengeneratoren 281, 282 und 283 durch die PWM-Komparatoren 284, 285 und 286 verglichen, was zu PWM-Pulsen führt. Die PWM-Pulse werden als Treibersignale PH1_DRV, PH2_DRV und PH3_DRV für die Leistungsschalter verwendet.
  • Die PWM-Komparatoren 284, 285 und 286 werden verwendet, um den Ausgang des Fehlerverstärkers und das Rampensignal zu vergleichen. Der Taktgenerator 287 erzeugt phasenverschobene Takte für die Rampengeneratoren 281, 282 und 283. Die von dem Taktgenerator erzeugten phasenverschobenen Takte bestimmen die Phasenverschiebungskonfiguration in dem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler.
  • 3 zeigt Treibersignal-Zeitdiagramme 300 des Standes der Technik im Vergleich zu den Prinzipien der Offenbarung in einem dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler. Das Zeitdiagramm 310 gemäß dem Stand der Technik zeigt 120 Grad zwischen den Signalen PH1_DRV, PH2_DRV und PH3_DRV für seine Phasenverschiebungskonfiguration und ist nicht die optimale Konfiguration. Das Zeitdiagramm 320 gemäß der Offenbarung zeigt asymmetrische Induktoren, die konfiguriert sind zum Erzeugen einer Phasenverschiebung, die von 120 Grad verschieden ist, zwischen Signalen. Zum Beispiel ist die Induktivität L1 auf Phase-1 größer als die Induktivität L2 auf Phase-2 und die Induktivität L3 auf Phase-3. In dieser Konfiguration werden die Treibersignale PH1_DRV, PH2_DRV und PH3_DRV zwischen den Phasen entsprechend den Induktivitätswerten verschoben. Wenn zum Beispiel L1 zweimal größer als L2 und L3 ist, wird θ auf 75,5 Grad gesetzt, abgeleitet durch die Gleichung Y gleich 2XCOSθ in 1, um die kleinste Ausgangsspannungswelligkeit zu erlangen.
  • Der Taktgenerator kann konfiguriert sein zum Optimieren der Phasenverschiebungskonfiguration.
  • 4 zeigt die Phasenverschiebung 400 unter Verwendung einer synchronen Logikschaltung, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd. Ein Beispiel wird mit einer synchronen Logikschaltung gezeigt, um PH1_CLK (QO), PH2_CLK (Q2) und PH3_CLK (Q5) 0 Grad/102,8 Grad/257,2 Grad Phasenverschiebungskonfiguration zu erlangen. Dies reduziert effektiv die Spitze-zu-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit, wenn eine Induktivität auf Phase-1 fast zweimal größer ist als die anderen Induktorwerte in einem dreiphasigen Schaltwandler (in der Praxis gibt es keinen Induktorwert, der genau zweimal größer ist, und die gebräuchlichen Werte für Induktoren sind 0,1, 0,15, 0,22, 0,33, 0,47, 0,56, 0,68 usw.). Bei dieser Implementierung wurde der Oszillator-Takt OSC_CLK um das 3,5-fache höher gesetzt als die tatsächliche DC-DC-Schaltwandler-Frequenz.
  • 5 zeigt eine weitere mögliche Phasenverschiebungsimplementierung 500 unter Verwendung eines Taktteilers 510 und von Verzögerungsleitungen 520, 530 und 540, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd. Die Länge der Verzögerungsleitung für jede Phase in dieser Architektur kann basierend auf der optimalen Phasenverschiebungskonfiguration konfiguriert werden. Die Verzögerungen des Taktsignals 550 repräsentieren die Phasenverschiebung in einem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler. Zum Beispiel wäre bei einem dreiphasigen Schaltwandler die ansteigende Flanke des zweiten Phasentaktes, PH2_CLK, T*(180-θ)/360 verzögert von der ansteigenden Flanke des ersten Phasentakts PH1_CLK. Die ansteigende Flanke des dritten Phasentakts PH3_CLK wäre T*2θ/360 von der ansteigenden Flanke des zweiten Phasentakts PH2_CLK verzögert und die ansteigende Flanke des ersten Phasentaktes PH1_CLK wäre T*(180-θ)/360 von der ansteigenden Flanke des dritten Phasentakts PH3_CLK verzögert, wobei T die Periode des Takts ist und θ durch die Gleichung Y gleich 2XCOSθ in 1 abgeleitet ist. Die Taktsignale CLK1, CLK2 und CLK3 mit konfiguriertem DELAY werden als die Treibersignale der Leistungsschalter verwendet.
  • 6 zeigt eine weitere mögliche Phasenverschiebungsimplementierung 600 unter Verwendung eines Ringoszillators mit variablen Verzögerungen, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd. Ähnlich zu der in 5 gezeigten Implementierung werden Verzögerungen in der Architektur basierend auf der optimalen Phasenverschiebungskonfiguration konfiguriert, um die Spitze-zu-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit zu minimieren. Die Verzögerung (Delay) 610 konfiguriert PH1_CLK über den Inverter 620, Verzögerung 630 konfiguriert PH2_CLK über den Inverter 640 und Verzögerung 650 konfiguriert PH3_CLK über den Inverter 660.
  • 7 zeigt eine weitere mögliche Phasenverschiebungsimplementierung 700 unter Verwendung einer Verzögerungsschleife (DLL - Delay-Locked Loop) 710, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd. Die Verzögerungsschleife wird verwendet, um für jedes Phasentreibersignal von dem Taktreferenzsignal CLK_REF variable Verzögerungen PH1_CLK, PH2_CLK und PH3_CLK zu erzeugen. Ähnlich zu der in 5 und 6 gezeigten Implementierung sind Verzögerungen in dieser Architektur basierend auf der optimalen Phasenverschiebungskonfiguration konfiguriert.
  • 8 zeigt einen Ausgangsspannungswelligkeitsvergleich 800 eines dreiphasigen DC-DC-Schaltwandlers mit asymmetrischen Induktoren (L1 = 0,47uH, L2 = L3 = 0,22uH) und verschiedene Phasenverschiebungskonfigurationen im Vergleich zu dem Stand der Technik. Die Ausgangsspannungswelligkeitssimulation zeigt einen idealen Zustand eines dreiphasigen Schaltwandlers bei 33% Arbeitszyklus (VIN = 5V), mit Induktor L1 auf Phase 1 0,47uH und die Induktoren L2 und L3 auf Phase 2 und Phase 3 0,22uH. Es ist zu sehen, dass 120 Grad zwischen den Phasen 820 nicht die optimale Phasenverschiebungskonfiguration für einen dreiphasigen Schaltwandler mit asymmetrischen Induktoren ist. Ein Anwenden der Prinzipien der Offenbarung wird bei einem Minimieren der Größe der Ausgangsspannungswelligkeit 810 als effektiv gezeigt.
  • 9 zeigt eine Induktor- und Ausgangskondensatorstromwelligkeit 900 mit 120 Grad zwischen Phasen, gemäß dem Stand der Technik. Ein Phase-1-lnduktorstrom ist 910, Phase-2-Induktorstrom ist 920, Phase-3-lnduktorstrom ist 930 und Ausgangskondensatorstrom ist 940. Die Ausgangskondensatorstromwelligkeit wird mit der Phasenverschiebungskonfiguration von 120 Grad zwischen Phasen nicht reduziert.
  • 10 zeigt eine Induktorstromwelligkeit und einen Ausgangskondensatorstrom 1000 mit einer Phasenverschiebungskonfiguration 0 Grad/102,8 Grad/257,2 Grad, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd. Phase-1-lnduktorstrom ist 1010, Phase-2-lnduktorstrom ist 1020, Phase-3-Induktorstrom ist 1030 und Ausgangskondensatorstrom ist 1040. Die Ausgangskondensatorstromwelligkeit ist umgekehrt proportional zu dem Induktivitätswert und wird mit der Phasenverschiebungskonfiguration der vorliegenden Offenbarung minimiert.
  • 11 zeigt eine Ausgangsspannungswelligkeitsverbesserung 1100 zu Arbeitszyklus in einem dreiphasigen DC-DC-Schaltwandler mit asymmetrischen Induktoren, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd. Das theoretische Berechnungsergebnis der Ausgangsspannungswelligkeitsverbesserung des vorgeschlagenen Schemas mit einer 0 Grad/102,8 Grad/257,2 Grad Phasenverschiebungskonfiguration wird gezeigt. Induktorwerte von L1 = 0,47uH, L2 = 0,22uH und L3 = 0,22uH werden verwendet, und die Ausgangsspannungswelligkeitsverbesserung wird als abhängig von dem Arbeitszyklus gezeigt.
  • 12 zeigt ein Ablaufdiagramm 1200 eines Verfahrens zum Minimieren der Größe der Ausgangsspannungswelligkeit in Mehrfachphasen-DC-DC-Wandlern mit asymmetrischen Induktoren, die Prinzipien der Offenbarung verkörpernd. Schritt 1210 zeigt ein Vorsehen eines Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandlers mit zwei oder mehr Induktoren mit verschiedenen Werten. Schritt 1220 zeigt ein Anpassen der Phasenverschiebung basierend auf den Induktivitätswerten. Schritt 1230 zeigt ein Erzielen der kleinsten Ausgangsspannungswelligkeit, indem sichergestellt wird, dass die Summe der Induktorstromvektoren gleich null ist.
  • Die Vorteile von einem oder mehreren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Offenbarung umfassen ein Erhöhen der AC-Genauigkeit der Ausgangsspannung und der Effizienz eines DC-DC-Schaltwandlers. Der Vorschlag ermöglicht eine Minimierung einer Spitze-zu-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit in einem Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler mit zwei oder mehr Induktoren mit verschiedenen Werten durch die Optimierung einer Phasenverschiebung, die durch die Induktivität auf jeder Phase bestimmt wird, und nicht durch die Anzahl von Phasen.
  • Während diese Erfindung insbesondere unter Bezugnahme auf ihre bevorzugten Ausführungsbeispiele gezeigt und beschrieben wurde, ist für Fachleute auf dem Gebiet offensichtlich, dass verschiedene Änderungen in Form und Details vorgenommen werden können, ohne von dem Sinn und Umfang der Erfindung abzuweichen.

Claims (19)

  1. Ein Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler, der aufweist: n Phasen, mit einem Paar von Leistungsschaltern auf jeder Phase; und n asymmetrische Induktoren, die jeweils mit einem der Paare von Leistungsschaltern verbunden sind.
  2. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 1, der weiter aufweist einen einzelnen Ausgang, der parallel zu jedem der Induktoren verbunden ist; einen Fehlerverstärker, der als Eingänge den einzelnen Ausgang und eine Referenzspannung hat; Komparatoren, die konfiguriert sind zum Vergleichen eines Ausgangs des Fehlerverstärkers und Rampensignale, was zu Pulsbreitenmodulation(PWM- pulse width modulation)-Pulsen führt, die als die phasenverschobenen Treibersignale zu verwenden sind; und einen Taktgenerator, der konfiguriert ist zum Erzeugen von phasenverschobenen Takten für den Rampengenerator.
  3. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der Schaltwandler ein Abwärts-, Aufwärts- oder Abwärts-Aufwärts-DC-DC-Schaltwandler ist.
  4. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der eine oder mehrere der n asymmetrischen Induktoren einen Induktorwert aufweist/aufweisen, der sich von anderen der asymmetrischen Induktoren unterscheidet.
  5. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei eine Spitze-zu-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit durch die Phasenverschiebung der Treibersignale bestimmt wird, bestimmt durch eine Induktivität auf jeder Phase.
  6. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 5, wobei die Ausgangsspannungswelligkeit durch eine Summe von Induktorstromvektoren bestimmt wird.
  7. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 5 oder 6, wobei die Ausgangsspannungswelligkeit minimiert wird, indem die Summe der Induktorstromvektoren gleich null ist.
  8. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei der Taktgenerator zum Phasenverschieben der Treibersignale eine synchrone Logikschaltung ist.
  9. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 8, wobei die synchrone Logikschaltung einen Taktgenerator aufweist, der auf eine Frequenz gesetzt ist, die höher ist als die Schaltfrequenz des DC-DC-Schaltwandlers.
  10. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 5 bis 9, wobei der Taktgenerator für die Phasenverschiebung einen Taktteiler und Verzögerungsleitungen aufweist.
  11. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 10, wobei eine Länge der Verzögerungsleitung auf einem erforderlichen Wert einer Phasenverschiebung basiert.
  12. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 5 bis 11, wobei der Taktgenerator für die Phasenverschiebung einen Ringoszillator mit variablen Verzögerungen aufweist.
  13. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 12, wobei die variablen Verzögerungen auf einem erforderlichen Wert einer Phasenverschiebung basieren.
  14. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 5 bis 13, wobei der Taktgenerator für die Phasenverschiebung eine Verzögerungsschleife (DLL - delay-locked loop) aufweist.
  15. Der Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandler gemäß Anspruch 14, wobei eine Verzögerung auf einem erforderlichen Wert einer Phasenverschiebung basiert.
  16. Ein Verfahren zur Phasenverschiebungsoptimierung unter Verwendung von asymmetrischen Induktoren, das aufweist: Vorsehen eines Mehrfachphasen-DC-DC-Schaltwandlers mit zwei oder mehr Induktoren mit unterschiedlichen Werten; Anpassen einer Phasenverschiebung basierend auf Induktivitätswerten; Minimieren der Ausgangsspannungswelligkeit, indem sichergestellt wird, dass eine Summe von Induktorstromvektoren gleich null ist.
  17. Das Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei die zwei oder mehr verschiedenen Induktoren asymmetrische Induktoren sind.
  18. Das Verfahren gemäß Anspruch 16 oder 17, wobei die Phasenverschiebung durch eine Induktivität auf jeder Phase bestimmt ist.
  19. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei die Phasenverschiebung eine Spitzen-zu-Spitze-Ausgangsspannungswelligkeit bestimmt.
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