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Diese Anwendung beansprucht den Nutzen der U.S. Provisional Anmeldung Nr. 61/944,821, die am 26. Februar 2014 eingereicht wurde, wobei diese Anmeldung hiermit durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit hierin eingebunden wird.
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TECHNISCHES GEBIET
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Diese Offenbarung betrifft einen Leistungsschaltwandler, ein Verfahren, das dazu ausgebildet ist, einen Leistungsschaltwandler zu betreiben, sowie eine maschinenlesbare Speichereinrichtung, die maschinenausführbare Anweisungen speichert, die als Reaktion auf die Ausführung bewirken, dass eine verarbeitende Komponente Operationen ausführt.
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HINTERGRUND
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Jedes Mal, wenn bei einem Leistungsschaltwandler ein Schalter wie beispielsweise ein Transistor ein- oder ausgeschaltet wird, wird im Verhältnis zu dem geschalteten Strom und der geschalteten Spannung Energie dissipiert. Die mit dem Schaltbetrieb verbundenen Leistungsverluste, welche als Schaltverluste bezeichnet werden, stellen bei herkömmlichen Leistungsschaltwandlern eine signifikante Quelle von Leistungsdissipation und damit eine signifikante Quelle für Unwirtschaftlichkeit dar. Zusätzlich zu ansteigenden Schaltverlusten erhöhen große Änderungsraten von Spannungen und/oder Strömen (d. h. dv/dt und/oder di/dt) zum Zeitpunkt des Schaltübergangs die Belastung auf den Schalter und den Umfang der durch den Schalter erzeugten elektromagnetischen Störstrahlung (EMI). Es wurden einige Schaltschemata entwickelt, die bei Leistungsschaltwandlern den Vorteil von Resonanz nutzen, um den Schalter zu Zeiten einzuschalten, zu denen sich die an dem Schalter angelegten Spannungen bei einem lokalen Minimum befinden, das als Tal bezeichnet wird. Andere Schaltschemata verwenden eine konstante Schaltfrequenz oder eine Frequenz bestimmter Bursts.
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ÜBERBLICK
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Ein Verfahren, das zum Betrieb eines Leistungsschaltwandlers ausgebildet ist, bei dem der Leistungswandler so betrieben werden kann, dass er bei einer Schaltfrequenz eines Schaltelements in dem Leistungswandler eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung konvertiert, weist auf: Ein Verfahren, zum Betrieb eines Leistungsschaltwandlers, bei dem der Leistungswandler so betrieben werden kann, dass er bei einer Schaltfrequenz eines Schaltelements in dem Leistungswandler eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung konvertiert; wobei das Verfahren das Steuern des Schaltelements in aufeinanderfolgenden Steuerzyklen, bei denen das Schaltelement so gesteuert wird, dass es für eine Einschaltperiode einschaltet, und daraufhin so gesteuert wird, dass es für eine Ausschaltperiode ausschaltet, aufweist; das zwei- oder mehrfache Abtasten eines Rückkopplungssignals während des Steuerzyklus; wobei das Rückkopplungssignal ein Signal aufweist, das einen Betriebsparameter des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, und Rauschen; das Filtern des abgetasteten Rückkopplungssignals, um das Signal, das den Betriebsparameter des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, aus dem abgetasteten Rückkopplungssignal zu extrahieren; und das Steuern des Schaltelements gemäß dem gefilterten Rückkopplungssignal.
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Ein Leistungsschaltwandler, der so betrieben werden kann, dass er bei einer Schaltfrequenz eines Schaltelements in dem Leistungswandler eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung konvertiert, weist eine Steuereinheit auf, die dazu ausgebildet ist, das Schaltelement in aufeinanderfolgenden Steuerzyklen, bei denen das Schaltelement so gesteuert wird, dass es für eine Einschaltperiode einschaltet, und daraufhin so gesteuert wird, dass es für eine Ausschaltperiode ausschaltet, zu steuern; wobei die Steuereinheit ferner dazu ausgebildet ist, ein Rückkopplungssignal während des Steuerzyklus zwei- oder mehrfach zu abzutasten; wobei das Rückkopplungssignal ein Signal aufweist, das einen Betriebsparameter des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, und Rauschen; das abgetastete Rückkopplungssignal zu filtern, um das Signal, das den Betriebsparameter des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, aus dem abgetasteten Rückkopplungssignal zu extrahieren; und das Schaltelement gemäß dem gefilterten Rückkopplungssignal zu steuern.
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Eine maschinenlesbare Speichereinrichtung speichert maschinenausführbare Anweisungen, die als Reaktion auf die Ausführung, eine verarbeitende Komponente dazu zu veranlassen, ein Schaltelement eines Leistungsschaltwandlers in aufeinanderfolgenden Steuerzyklen zu steuern, bei denen das Schaltelement so gesteuert wird, dass es für eine Einschaltperiode einschaltet, und daraufhin so gesteuert wird, dass es für eine Ausschaltperiode ausschaltet; ein Rückkopplungssignal während des Steuerzyklus zwei- oder mehrfach abzutasten; wobei das Rückkopplungssignal ein Signal aufweist, das einen Betriebsparameter des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, und Rauschen; das abgetastete Rückkopplungssignal zu filtern, um das Signal, das den Betriebsparameter des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, aus dem abgetasteten Rückkopplungssignal zu extrahieren; und das Schaltelement gemäß dem gefilterten Rückkopplungssignal zu steuern.
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Andere Wandler, Verfahren, Software, Merkmale und Vorteile sind oder werden für jemanden mit Fachkenntnissen beim Studium der folgenden Figuren und der ausführlichen Beschreibung erkennbar. Es ist beabsichtigt, dass alle derartigen zusätzlichen Wandler, Verfahren, Programme, Merkmale und Vorteile, die in dieser Beschreibung enthalten sind, im Bereich der Erfindung liegen und durch die nachfolgenden Ansprüche geschützt sind.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Das System kann unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und die Beschreibung besser verstanden werden. Über die gesamten Ansichten hinweg bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile.
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1 ist ein Schaltbild, das einen ersten beispielhaften Leistungsschaltwandler veranschaulicht;
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2 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Betriebsverfahren eines Leistungsschaltwandlers veranschaulicht;
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3 ist ein Schaltbild, das einen zweiten beispielhaften Leistungsschaltwandler veranschaulicht;
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4 ist ein Diagramm, das Eingangs- und Ausgangssignale einer Schaltersteuerungseinheit in dem in 3 gezeigten, beispielhaften Leistungsschaltwandler veranschaulicht;
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5 ist ein Diagramm, das Eingangs- und Ausgangssignale eines Transformators bei dem in 3 gezeigten beispielhaften Leistungsschaltwandler veranschaulicht;
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6 ist ein Diagramm, das Zeitablaufsdiagramme der Wellenformen des Eingang-(Primär)-Stroms, des Ausgangs-(Sekundär)-Stroms und das zugehörige Gatesignal des Leistungshalbleiterschalters bei DCM (a) und CCM (b) veranschaulicht.
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7 ist ein Diagramm, das den Abtastprozess des Rückkopplungssignals bei dem in 3 gezeigten Leistungswandler veranschaulicht.
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8 ist ein Schaltbild eines Abtast- und Filtermoduls, das einen linearen Prädiktor einsetzt.
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9 ist ein Schaltbild eines Abtast- und Filtermoduls, das ein Notch-Filter einsetzt.
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10 ist ein Schaltbild eines Abtast- und Filtermoduls, das unter Verwendung von inversem Multiplexing, Verzögerung und Multiplexing pro Schaltzyklus ein oder mehr geeignete Abtastungen auswählt.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG ERLÄUTERNDER AUSGESTALTUNGEN
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Bezugnehmend auf 1 kann ein beispielhafter Leistungsschaltwandler eine Leistungswandlereinheit 100, z. B. einen DC-DC-Sperrwandler mit einem Schaltelement 101, aufweisen, ein magnetisches Element wie beispielsweise einen Transformator 102, sowie andere (nicht gezeigte) Teile wie beispielsweise Gleichrichter, Kondensatoren, etc. Die Leistungswandlereinheit 100 weist einen Eingang auf, dem eine DC-Spannung, eine Bulk-Spannung VBULK, zugeführt wird, und einen Ausgang, der einer Last 103 eine Ausgangsspannung VOUT zuführt. Bei dem Schaltelement 101 kann es sich um einen Halbleiterschalter wie beispielsweise einen Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistor (MOSFET), einen Bipolar-Transistor mit isoliertem Gate (IGBT) oder dergleichen handeln, der dazu ausgebildet ist, den Transformator gemäß einem entsprechenden Steuersignal mit der Spannung VBULK zu verbinden. Der Leistungsschaltwandler kann außerdem ein Stromfühlmodul 104 enthalten, das ein Stromfühlsignal bereitstellt, z. B. eine (primäre) Stromfühlspannung VCS, die den durch eine Primärwicklung des Transformators 102 fließenden Strom repräsentiert. Eine Schaltersteuerungseinheit 105 ist dazu ausgebildet, ein Steuersignal VGD zu erzeugen, das dem Schaltelement 101 zugeführt wird, um das Schaltelement 101 entsprechend dem Steuersignal VGD einzuschalten (leitend) und auszuschalten (nichtleitend). Wenn es sich bei dem Schaltelement 101 um einen MOSFET oder einen IGBT handelt, kann das Steuersignal VGD dessen Gate zugeführt werden.
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Die Schaltersteuerungseinheit 105 ist dazu ausgebildet, den Schaltbetrieb der Leistungswandlereinheit 100 zu steuern. Bei den folgenden Beispielen ist die Schaltersteuerungseinheit 105 dazu ausgebildet, die Leistungswandlereinheit 100 so zu steuern, dass sie zumindest in einer von einer Mehrzahl von Betriebsarten wie beispielsweise einem quasi-resonanten Modus arbeitet, d. h. einem selbstoszillierenden Modus. Die Steuereinheit 10 kann weiterhin dazu ausgebildet sein, die Stromfühlspannung VCS mit einer Referenzspannung zu vergleichen. Das Steuersignal VGD ist so eingestellt, dass es einen in dem Transformator 102 fließenden Primärstrom abschaltet, wenn das Stromfühlsignal VCS gleich der Referenzspannung ist oder diese übersteigt. Im quasi-resonanten Modus kann das Schaltelement 101 eingeschaltet werden, wenn sich die Spannung über dem Schaltelement 101 bei einem (lokalen) Minimum befindet, was auch als Spannungstal oder Tal bekannt ist. Um dies zu erreichen, kann der Leistungsschaltwandler ein Spannungsfühlmodul 106 zur direkten oder indirekten Überwachung des Spannungsabfalls VD über dem Schaltelement 101 während der Ausschaltzeit des Schaltelements 101 aufweisen, um das Detektieren des Zeitpunkts zu ermöglichen, zu dem sich die Spannung an dem Minimum (Tal) befindet. Eine Rückkopplungsstrecke von dem Leistungsschaltwandlerausgang (d.h. von dem Ausgang einer Leistungsschaltwandlereinheit 100) zu der Schaltersteuerungseinheit 105 kann der Schaltersteuerungseinheit 105 ein zusätzliches Eingangssignal, ein Rückkopplungssignal FB, zuführen. Der Rückkopplungspfad kann eine grundlegende Signalverarbeitung (z. B. PI- oder PID-Regelung) und eine galvanische Trennung (z. B. mittels eines optoelektronischen Kopplers etc.) aufweisen.
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Das Schalten in den Tälern minimiert Schaltverluste und elektromagnetische Störstrahlung (EMI). Allgemein wird ein festes Tal aus einer Anzahl von Tälern in Folge, z. B. das erste, zweite oder jedes weitere Tal, als Trigger zur Steuerung zum Einschalten des Schaltelements 101 verwendet. Im quasi-resonanten Betriebszustand korrespondiert die Schaltfrequenz des Leistungsschaltwandlers mit der Last 103 und kann daher breit variieren. Andere Betriebsarten können zum Beispiel kontinuierlicher Stromflussmodus (engl.: "continuous current mode"; CCM), diskontinuierlicher Stromflussmodus (engl.: "discontinuous current mode"; DCM) und Burstmodus sein.
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Bezugnehmend auf 2 kann ein beispielhaftes Verfahren zum Betrieb eines Leistungsschaltwandlers die folgenden Prozeduren enthalten, welche in Hardware, Software oder jede Kombination hiervon implementiert werden können. Das Schaltelement wird in aufeinanderfolgenden Steuerzyklen angesteuert, in denen das Schaltelement so angesteuert wird, dass es für eine Einschaltperiode einschaltet, und nachfolgend so angesteuert wird, dass es für eine Ausschaltperiode ausschaltet (200). Aufsteigende und abfallende Flanken der Einschaltperiode können detektiert und das Abtasten kann für eine erste Zeitperiode (siehe die Zeitperiode TR in 7) vor ansteigenden Flanken und für eine zweite Zeitperiode (siehe die Zeitperiode TF in 7) nach abfallenden Flanken gesperrt werden (201). Ein Rückkopplungssignal wird während der Einschaltperioden oder Ausschaltperioden (oder beiden, den Einschaltperioden und Ausschaltperioden) der Steuerzyklen zweimal oder öfter abgetastet (202), wobei das Rückkopplungssignal ein Signal aufweist, das einen Betriebsparameter des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, und Rauschen. Dann wird das abgetastete Rückkopplungssignal gefiltert, um aus dem abgetasteten Rückkopplungssignal das Signal zu extrahieren, das den Betriebsparameter repräsentiert (203). Das Schaltelement wird entsprechend dem gefilterten Rückkopplungssignal gesteuert (204). Der Prozess beginnt mit dem nächsten Steuerzyklus erneut (205).
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3 zeigt einen weiteren beispielhaften Leistungsschaltwandler (z. B. einen pulsweitenmodulierten Sperrwandler), bei dem eine Schalteinrichtung
304 so betrieben werden kann, dass sie einen Transformator
300 mit einer DC-Eingangsspannung, der Bulk-Spannung V
BULK, verbindet, und die von einer Primärwicklung
301 an die Sekundärwicklung
302 des Transformators
300 abgegebene Leistung steuert. In dem Transformator
300 wird Energie gespeichert, wenn die Schalteinrichtung
304 eingeschaltet wird. Wenn die Schalteinrichtung
304 ausgeschaltet wird, wird die Energie des Transformators
300 über einen Gleichrichter
305 zu einem Kondensator
306 und zu einer Last
307 am Ausgang des Leistungswandlers entladen, so dass an der Last
307 eine Ausgangsspannung V
OUT auftritt. Wie in
4 gezeigt, wird zu dieser Zeit entsprechend der Ausgangsspannung V
OUT und dem Wicklungsverhältnis des Transformators
300 in der Primärwicklung
301 des Transformators
300 eine Rückwirkungsspannung (engl.: "reflected voltage") V
R erzeugt. Deshalb ist eine Spannung V
D über der Schalteinrichtung
304 gleich der Bulk-Spannung V
BULK zuzüglich der Rückwirkungsspannung V
R, sobald die Schalteinrichtung
304 ausgeschaltet wird. Die mit der Spannung V
D korrespondierende Energie wird in einem parasitären Kondensator
308 der Schalteinrichtung
304 gespeichert. Nach einer Entladeperiode T
DS ist die Energie des Transformators
300 vollständig entladen, und die in dem parasitären Kondensator
308 gespeicherte Energie fließt durch die Primärwicklung
301 des Transformators
300 zurück zu der Bulk-Spannung V
BULK. Die Kapazität C
j, die jegliche maßgebliche parasitäre Kapazität wie die Drain-Source-Kapazität
308 der Schalteinrichtung
304 oder die Wicklungskapazität des Transformators
300 repräsentiert, und die Induktanz L
P der Primärwicklung
301 bilden einen Schwingkreis, dessen Resonanzfrequenz f
R als Gleichung (1a) beschrieben werden kann:
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Während der Resonanzperiode wird die Energie des parasitären Kondensators
308 von und zu der durch die Primärwicklung
301 bereitgestellte Induktanz hin und her geschickt. Das Entladen des parasitären Kondensators
308 in eine (erste) Talspannung
401 (gefolgt von nachfolgenden Tälern
402 etc.) auf eine Spannung V
D erfolgt während einer Verzögerungszeit Tq. Die Verzögerungszeit Tq ist eine Hälfte der Periode der Quasi-Resonanzperiode und kann als Gleichung (1b) ausgedrückt werden:
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Wenn die Schalteinrichtung 304 während der Talspannung 401 über der Schalteinrichtung 304 eingeschaltet wird, können der Schaltverlust und EMI verringert werden.
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Der Schaltsteuerschaltkreis 309 empfängt ein Rückkopplungssignal FB, ein Stromfühlsignal VCS (z.B. eine Spannung, die den Strom repräsentiert), und ein Nulldurchgangsermittlungssignal ZCD, und stellt ein Ausgangssignal VGD (z. B. eine Spannung) bereit. Das Ausgangssignal VGD dient zum Steuern der Schalteinrichtung 304 wie beispielsweise einem MOSFET. Die Schalteinrichtung 304 ist außerdem mit einem Transformator 300 gekoppelt, um ein Schaltstromsignal auf einem Stromfühlwiderstand 310 zu erzeugen, der einen Primärstrom IP, der durch die Primärwicklung 301 fließt, in die Spannung VCS umzuwandeln, die das Stromfühlsignal bildet. Der Transformator 300 enthält neben der Primärwicklung 301 und der Sekundärwicklung 302 eine Hilfswicklung 303 mit einer Induktanz LA. Die Primärwicklung 301 ist über die Schalteinrichtung 304 mit der Bulk-Spannung verbunden, und die Sekundärwicklung 302 stellt über den Gleichrichter 305 die Ausgangsspannung des Leistungswandlers bereit. Die Hilfswicklung 303 führt dem Schaltsteuerschaltkreis 309 das Nulldurchgangsermittlungssignal ZCD zu und kann dem Schaltsteuerschaltkreis 309 über eine Gleichrichteranordnung 311 eine Versorgungsspannung zuführen. Eine Ausgangsspannungsfühleinheit 312 ist dazu ausgestattet (z. B. mit einem optischen Koppler und einem PI- oder PID-Regler), das galvanisch getrennte Rückkopplungssignal FB zu erzeugen. Damit ist der Eingang der Ausgangsspannungsfühleinheit 312 mit dem Ausgang des Leistungswandlers gekoppelt und ihr Ausgang ist mit dem betreffenden Eingang der Schaltsteuerschaltkreises 309 gekoppelt, um das Schaltsteuersignal VGD zur Regelung der Ausgangsspannung VOUT des Leistungswandlers zu erzeugen.
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Wie weiterhin in
3 gezeigt ist, kann die DC-Bulk-Spannung V
BULK anhand eines Brückengleichrichters
313 und eines Glättungskondensators
314 von einer AC-Eingangsspannung V
IN abgeleitet werden. Der Eingang des Schaltsteuerschaltkreises
309 kann eine Steuerregel-Einheit (engl.: "control law unit") wie beispielsweise ein Frequenzregel-Modul (engl.: "frequency law module")
115 enthalten, der aus dem Rückkopplungssignal FB einen Spitzenstromschwellenwert I
PK erzeugt, sowie ein Schaltzeitsignal, das die Schaltzeitperiode T
SW oder die Schaltzeitperiodenschwellenwerte T
SWmin und T
SWmax repräsentiert:
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Wie ebenso aus 4 ersichtlich ist, steigt das Stromfühlsignal VCS, welches den Primärstrom IP repräsentiert, während der Zeitperiode TON, während der das Schaltelement 304 eingeschaltet ist, an, bis der Spitzenstromschwellenwert IPK erreicht ist, und dann wird das Schaltelement 304 bis zum nächsten Einschalten ausgeschaltet. Die Zeitperiode zwischen ansteigenden Flanken aufeinanderfolgender Einschaltzeitperioden TON wird als Schaltzeitperiode TSW bezeichnet. Das Frequenzregel-Modul 315 kann eine Nachschlagtabelle oder ein Berechnungsmodul enthalten, um aus dem Rückkopplungssignal FB den Spitzenstromschwellenwert IPK und die Schaltzeitperiode TSW zu erzeugen. Das Einschalten kann, auch wenn dies in 4 nicht gezeigt ist, nicht nur erfolgen, wenn ein bestimmtes Tal auftritt, sondern es kann alternativ ebenso gut auch zu anderen Zeiten wie beispielsweise beim Nulldurchgang erfolgen.
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5 ist ein Zeitverlaufsdiagramm, das die Charakteristik einer Spannung V
AUX über der Hilfswicklung
303 des in
3 gezeigten Leistungswandlers in Verbindung mit dem Transformatorstrom I
L (d. h. dem Primärstrom I
P und dem Sekundärstrom I
S) und dem Ausgangssignal V
GD der Schaltersteuerungseinheit
309 zeigt. Die Signalkurven zwischen einem Zeitpunkt t
1 und einem Zeitpunkt t
5 werden, wenn das Schaltelement
304 wieder eingeschaltet wird, nachdem es zu einem Zeitpunkt t
2 ausgeschaltet wurde, während des Betriebs laufend widerholt. Zum Zeitpunkt t
1 wird das Schaltelement
304 eingeschaltet und der Primärstrom I
P beginnt anzusteigen, bis ein Maximalstrom (der Spitzenstromschwellenwert I
PK) zu einem Zeitpunkt t
2 erreicht wird, zu dem das Schaltelement
304 erneut ausgeschaltet wird. Aufgrund dessen fällt der Primärstrom I
P schnell auf Null ab, während ein Sekundärstrom I
S, der durch die Sekundärwicklung
302 fließt, steil bis zu seinem Maximalwert ansteigt und dann abfällt, bis er zu einem Zeitpunkt t
4 Null erreicht. Während das Schaltelement
304 zwischen den Zeitpunkten t
1 und t
2 eingeschaltet ist, ist die Spannung V
AUX über der Hilfswicklung
303 beinahe Null. Wenn das Schaltelement
304 zu dem Zeitpunkt t
2 ausgeschaltet wird, steigt die Spannung V
AUX steil auf eine Maximalspannung. Zwischen den Zeitpunkten t
2 und t
3 (d. h. während einer Beruhigungszeit) kann etwas Überschwingen der Spannung VAUX beobachtet werden, und zwischen den Zeitpunkten t
3 und t
4, wenn der Sekundärstrom I
S auf Null abgefallen ist, fällt die Spannung V
AUX auf einen Wert V
AUX(t
4), der mit Gleichung 3 beschrieben werden kann:
bei der
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NAUX ist die Anzahl der Windungen der Hilfswicklung 303, NSEC ist die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 302, und LS ist die Induktanz der Sekundärwicklung 302.
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Entsprechend kann der Abfall der Spannung V
AUX auf einen Wert V
AUX(t
2) zu dem Zeitpunkt t
2 mit Gleichung 5 beschrieben werden:
bei der
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NPRI ist die Anzahl der Windungen der Primärwicklung 301, LP ist die Induktanz der Primärwicklung 301, und der maximale Primärstrom IPmax ist gleich dem maximalen Transformatorstrom ILPK.
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In dem Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten t
4 und t
5 schwingt die Spannung V
AUX erneut über. Beim Betrieb in einer quasi-resonanten Betriebsart wird das Schaltelement
304 erneut eingeschaltet, wenn die Spannung V
AUX ein bestimmtes einer Anzahl von (lokalen) Minimas, Tälern
501–
504, erreicht, was bei dem vorliegenden Beispiel zum Zeitpunkt t
5 der Fall ist. Zu dem Zeitpunkt t
5 beginnt der Zyklus von vorne. Im Folgenden wird das Zeitintervall zwischen t
1 und t
2 als Einschaltzeit T
ON bezeichnet, das Zeitintervall zwischen t
2 und t
4 wird als Ausschaltzeit T
OFF bezeichnet, und das Zeitintervall zwischen t
4 und t
5 wird als Wartezeit T
W bezeichnet. Die Einschaltzeit T
ON, die Ausschaltzeit T
OFF und die Wartezeit T
W können mit Gleichungen 7–9 beschrieben werden:
bei denen f
R die Resonanzfrequenz in der quasi-resonanten Betriebsart ist (siehe Gleichung 1), und n die mit eins beginnende Anzahl der Täler in einer Folge, und
bei der f
SW die Schaltfrequenz des Schaltelements
304 ist. Die resultierende Primärleistung P
P ist gemäß Gleichung 11:
PP = 1 / 2·LP·I 2 / LPK·fSW (11)
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Das Nulldurchgangssignal ZCD kann nicht nur die Nulldurchgänge der Hilfsspannung VAUX bereitstellen, sondern es kann auch die Basis für die Berechnung der Bulk-Spannung VBULK und der Ausgangsspannung VOUT bilden. Allerdings können andere Möglichkeiten, jene Parameter zu bestimmen, ebenso gut eingesetzt werden.
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Anstelle der in den in 4 und 5 dargestellten quasi-resonanten Betriebsart können alternative Betriebsarten wie beispielsweise die beiden in den Zeitablaufdiagrammen gemäß 6 gezeigten Betriebsarten eingesetzt werden. Die Diagramme in der linken Spalte beziehen sich auf den diskontinuierlichen Stromflussmodus (DCM), wohingegen sich die Diagramme in der rechten Spalte auf den kontinuierlichen Stromflussmodus (CCM) beziehen. Die Auswahl eines bestimmten Betriebsmodus kann von dem Pegel der Bulk-Spannung VBULK abhängen. Bei DCM und CCM können die Zeitpunkt t6 und t10, bei denen der Halbleiterschalter eingeschaltet wird, und die Zeitpunkte t7 und t11, bei denen der Halbleiterschalter ausgeschaltet wird, zeitgetriggert oder ereignisgetriggert sein. Bei einem Leistungsschaltwandler, der mit einer erzwungenen Frequenz arbeitet, z. B. einer fixierten Frequenz und einer variablen Einschaltzeit (d.h. einem veränderlichen Tastverhältnis), sind diese Zeitpunkte zeitgetriggert. Bei einem Leistungsschaltwandler, der eine quasi-resonante Oszillation ausführt, können sowohl die Einschaltzeit als auch die Ausschaltzeit ereignisgetriggert sein. Das "Ereignis", das ein Ausschalten des Halbleiterschalters triggert, kann z. B. darin bestehen, dass der Primärstrom IP einen Schwellenwert erreicht, wohingegen das Ereignis, das ein Einschalten des Halbleiterschalters triggert, darin bestehen kann, dass sich die Spannung über dem Schaltelement an einem (lokalen) Minimum befindet. Für die weitere Diskussion wird als erläuterndes Beispiel ein Sperrwandler betrachtet, der bei einer erzwungenen Frequenz, z. B. einer fixierten Frequenz fSW (fSW = TSW –1) betrieben wird und der ein veränderliches Tastverhältnis D (D = TON/TSW) aufweist.
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Die folgenden Betrachtungen gehen von einem stationären DCM-Betrieb aus, wie er in den Diagrammen in der linken Spalte von 6 veranschaulicht ist. Ein Schaltzyklus beginnt zu einem Zeitpunkt t1 und endet zu einem Zeitpunkt t9, zu dem der nachfolgende Schaltzyklus beginnt. Die Periode TSW von einem Zyklus kann wie folgt berechnet werden: TSW = (t6 – t6) = fSW (12).
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Das Steuersignal (z. B. die Gatespannung VGD), das den Schaltzustand des Schaltelements 304 steuert, wird zu einem Zeitpunkt t6 eingeschaltet und zu dem Zeitpunkt t7 ausgeschaltet. Die Einschaltzeit TON kann berechnet werden als TON = (t7 – t6) = D·TSW = D·(t9 – t6), (13) wobei D das Tastverhältnis bezeichnet (D ∊ [0, 1]). Die verbleibende Zeit eines Zyklus' ist die Ausschaltzeit TOFF, die berechnet werden kann als TOFF = (t9 – t7) = (1 – D)·TSW. (14).
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Während der Einschaltzeit TON steigt der Primärstrom IP von Null bis zu seinem Spitzenwert IPP. Der Gradient der Stromrampe ist VBULK/LP (LP repräsentiert die Induktanz der Primärwicklung), was nahezu konstant ist, wenn sich die Eingangsspannung VBULK während eines Zyklus nicht signifikant ändert. Zum Zeitpunkt t2 kann die in der Primärwicklung gespeicherte Energie EDCM berechnet werden als EDCM(t7) = LP·IPP 2/2. (15).
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Da das Schaltelement 304 zum Zeitpunkt t7 ausgeschaltet wird, wird die Energie EDCM durch induktive Kopplung von der Primärseite auf die Sekundärseite des Transformators 300 "übertragen". Der Sekundärstrom IS ist während der Einschaltzeit TON Null (da die Gleichrichterdiode 305 in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist) und fällt zum Zeitpunkt t7 von seinem anfänglichen Spitzenwert ISP ab auf Null, das zum Zeitpunkt t8 erreicht ist. Der Sekundärstrom IS bleibt zwischen den Zeitpunkten t8 und t9 Null. Es wird darauf hingewiesen, dass in der vorliegenden Diskussion Verzögerungszeiten (Anstiegs- und Abfallzeiten) vernachlässigt werden, um die Aufmerksamkeit auf die Grundpunktion der Schaltung zu fokussieren. Der sekundäre Spitzenstrom ISP erfüllt die Gleichung EDCM(t7) = LS·ISP 2/2 = LP·IPP 2/2, wobei LS wiederum die Induktanz der Sekundärwicklung repräsentiert. Der Gradient der sekundären Stromrampe während der Ausschaltzeit TOFF ist (VOUT + V305)/LS, wobei V305 die Vorwärtsspannung der Gleichrichterdiode 305 ist. Im Gegensatz zu CCM fällt der Sekundärstrom IS (beginnend bei ISP) bei DCM während eines Schaltzyklus auf Null, wohingegen dies während CCM – im vorliegenden Beispiel zur Zeit t7 – nicht der Fall ist.
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Der kontinuierliche Stromflussmodus (CCM) ist in den Diagrammen in der rechten Spalte von 6 veranschaulicht. Ein Schaltzyklus startet zum Zeitpunkt t5 und endet bei dem Zeitpunkt t7, zu dem der nachfolgende Schaltzyklus beginnt. Im stationären Betrieb ist der anfängliche Primärstrom IP0 (IP0 = IP(t10)), der bei DCM gleich Null wäre, bei CCM größer als Null, das die in den Transformatorwicklungen LP und LS "gespeicherte" Energie ECCM während der Ausschaltzeit TOFF niemals auf Null fällt. Zum Zeitpunkt t5 wird der Halbleiterschalter geschlossen (das Steuersignal VGD befindet sich auf einem High-Pegel), und der Primärstrom IP beginnt von dem anfänglichen Wert IP0 auf den Spitzenpegel IPP anzusteigen, wobei IPP = IP0 + ∆IP. Wenn der Primärstrom zum Zeitpunkt t11 seinen Spitzenwert IPP (festgelegt durch einen Strom-Schwellenwert) erreicht, wird das Schaltelement 304 ausgeschaltet und der Sekundärstrom fällt von seinem Spitzenwert ISP auf seinen Endwert IS0 ab, wobei ISP = IS0 + ∆IS. Die in dem Transformator "gespeicherte" Energie variiert von ECCMmin = LS·IS0 2/2 = LP·IP0 2/2 bis ECCMmax = LS·ISP 2/2 = LP·IPP 2/2. Zum Zeitpunkt t12 beginnt der Zyklus erneut, der Sekundärstrom IS wird durch die Gleichrichterdiode 305 blockiert, und der Primärstrom "springt" auf seinen anfänglichen Wert IP0 und steigt wie in dem vorangehenden Zyklus an.
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Bezugnehmend auf 7 wird der in 3 gezeigte Leistungswandler beispielsweise im DCM betrieben, so dass der Primärstrom während der Einschaltzeitperiode TON des Schaltelements 304 bis zu seinem Spitzenwert IPP ansteigt, und wobei das Schaltelement 304 für die Zeitperiode TOFF ausgeschaltet wird und der Sekundärstrom IS vom Spitzenwert ISP auf Null abfällt. Eine Einschaltzeitperiode TON und eine Ausschaltzeitperiode TOFF bilden einen Steuerzyklus. Um die Ausgangsspannung(-Leistung) bei einem gewünschten Wert zu halten, werden Parameter wie beispielsweise die Ausgangsspannung etc. mittels einer Ausgangsspannungsfühleinheit 312 überwacht, die das Rückkopplungssignal FB dem vollständig oder teilweise digitalen Schaltsteuerschaltkreis 309 zuführt. Die Ausgangsspannungsfühleinheit 312 kann eine grundlegende Signalverarbeitung (z. B. PI- oder PID-Regelung) und eine galvanische Trennung (z.B. anhand von optoelektronischen Kopplern etc.) bereitstellen. Insbesondere kann die PI- oder PID-Regelung Rauschen wie beispielsweise Spannungsrippel verstärken, die sich mit der Ausgangsspannung VOUT überlagern können, so dass das Rückkopplungssignal FB einen relativ großen Anteil an Rauschen enthalten kann. In 7 wird davon ausgegangen, dass das Rückkopplungssignal FB nahezu konstant aber durch Rauschen in Form von sinusförmigen Rippels überlagert ist. Wenn man während der Ausschaltperiode TOFF nur einmal abtastet, kann das Rauschen zu einer nicht korrekten Beurteilung der Ausgangsspannung VOUT führen, da nur diese spezielle Abtastung, die einen beträchtlichen Anteil an Rauschen enthalten kann, als Basis für die nachfolgende Steuerung des Schaltelements 304 dient. Allerdings gibt das zwei- oder mehrfache Abtasten des Rückkopplungssignals FB (d. h. zu s Zeiten TSAMx, x = 1, 2, ... s, s ≥ 2) während der Einschaltperioden und/oder Ausschaltperioden des Steuerzyklus ein wesentliches klareres Bild des Rückkopplungssignals FB, das ein Signal, das einen Betriebsparameter (z. B. die Ausgangsspannung VOUT) des Leistungsschaltwandlers repräsentiert, enthält, und Rauschen. Auch wenn weitere Abtastungen genauer sind, ist im Rückkopplungssignal FB nach wie vor Rauschen (z. B. Spannungsrippels) enthalten. Um das Rauschen zu eliminieren können Filter, z. B. dedizierte digitale Filter, wie sie in den 8–10 gezeigt sind, eingesetzt werden. Der Leistungswandler kann zusätzliches Rauschen in den ansteigenden und fallenden Flanken RE, FE der Einschaltperioden des Schaltelements 304 erzeugen. Um dies zu vermeiden, wird das Schaltrauschen abgetastet. Das Abtasten kann für eine gewisse Zeitperiode TR kurz bevor oder nachdem ansteigende Flanken RE auftreten und eine gewisse Zeitperiode TF kurz bevor oder nachdem abfallende Flanken FE auftreten, gesperrt werden.
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Wie 7 zu entnehmen ist, können während des "Normalbetriebsmodus", d. h. im CCM, DCM oder QRn-Modus, während Ausschaltperioden höhere Abtastraten eingesetzt werden als während der Einschaltphasen. Während des Normalbetriebsmodus wird dediziertes Abtasten mit der Schaltfrequenz synchronisiert, um den nächsten Pulsweitenmodulations-(PWM)-Zyklus festzulegen. Dies kann entweder ganz am Anfang der Einschaltphase durchgeführt werden, um den abgetasteten Wert für die bereits laufende Einschaltphase zu berücksichtigen, oder am Ende der Ausschaltphase im Hinblick auf den nächsten PWM-Zyklus. Die anderen während der Ausschaltphase genommenen Abtastungen können für eine dv/dt-Detektion bei dem Rückkopplungssignal genommen werden, um einen Lastsprung am Ausgang im Voraus zu erkennen. Basierend darauf können z. B. ein unverzüglicher Wechsel zu dem niedrigsten QR-n-Modus oder ein positiver Offset das Kompensationsnetzwerk in der Reaktion auf den Lastsprung unterstützen.
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In der Burstmodusbetriebsart kann die Abtastrate im Vergleich zum Normalmodus erhöht werden und sämtliche oder zumindest die Mehrheit der abgetasteten Werte kann ausgewertet werden (z.B. für eine Lastdetektion), wie es gewünscht ist, wenn unverzüglich festgestellt werden soll, ob das Rückkopplungssignal einen Burstmodus-Beendigungsschwellenwert überschritten hat, um den Burstmodus sofort zu beenden. Im Burstmodus gibt es keine Korrelation zwischen abgetasteten Rückkopplungswerten und der Festlegung des PWM-Zyklus. Das Rückkopplungssignal und damit die Abtastungen werden nur für eine Zweipunktregelung verwendet, bei der das Rückkopplungssignal zwischen zwei Schwellenwerten hin- und herschwingt.
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8 zeigt ein Abtastmodul 801, das das Rückkopplungssignal FB empfängt und das mit einer Abtastfrequenz fSAM abtastet, und ein lineares Prädiktor-Modul 802, das nach dem Abtastmodul 801 kommt. Das Ausgangssignal des linearen Prädiktor-Moduls 802, welches ein Signal ist, das das vorhergesagte Rauschen repräsentiert, wird von einem Subtrahierer 803, dessen Ausgangssignal einem PWM-Modulator zugeführt wird, von dem Ausgangssignal des Abtastmoduls subtrahiert. Der PWM-Modulator kann die in 3 gezeigte Frequenzregel-Einheit 315 enthalten. Eine lineare Prädiktion ist eine mathematische Operation, mit der künftige Werte eines zeitdiskreten Signals als lineare Funktion der vorherigen Abtastungen abgeschätzt werden. Sie wird oft bei linearer prädiktiver Kodierung (LPC) eingesetzt und kann als Unterfall der Filtertheorie angesehen werden.
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9 zeigt ein Abtastmodul 901, das das Rückkopplungssignal FB empfängt und mit der Abtastfrequenz fSAM abtastet, sowie ein Notch-Filter-Modul 902, das nach dem Abtastmodul 901 kommt. Das Ausgangssignal des Abtastmoduls 901 wird dem PWM-Modulator zugeführt, der die in 3 gezeigte Frequenzregel-Einheit 315 enthalten kann. Die Durchlassfrequenz des Notch-Filter-Moduls 902 kann mit einem Steuersignal CF gesteuert werden, um lediglich erwünschte Signale passieren zu lassen und unerwünschte Rauschsignale vom Passieren abzuhalten.
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10 zeigt ein Abtastmodul 1001, das das Rückkopplungssignal FB empfängt, und ein Notch-Filter-Modul 902, das nach dem Abtastmodul 901 kommt.
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10 zeigt ein Abtastmodul 1001, das das Rückkopplungssignal FB empfängt und mit der Abtastfrequenz fSAM abtastet, und ein Invers-Multiplexer-Modul 1002, das nach dem Abtastmodul 1001 kommt und das eine Mehrzahl von Ausgangssignalen bereitstellt. Die Ausgangssignale können in einem Pufferspeichermodul 1003 gespeichert werden. Ein oder mehr der verfügbaren Ausgangssignale werden durch eine Auswahleinheit 1004 für die PWM-Modulation ausgewählt. Der PWM-Modulator kann die in 3 gezeigte Frequenzregel-Einheit 315 enthalten. Auswahlkriterien können sein, dass die letzte vor dem PWM-Modulations-Update verfügbare Abtastung genommen wurde, oder dass diejenigen Abtastungen, bei denen die geringste Verfälschung des Schaltens erwartet wird, genommen wurden.
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Während verschiedene Ausgestaltungen der Erfindung beschrieben wurden, ist für Fachleute erkennbar, dass im Rahmen der Erfindung wesentlich mehr Ausgestaltungen und Implementierungen möglich sind. Entsprechend darf die Erfindung außer im Licht der beigefügten Ansprüche und deren Äquivalente nicht beschränkt werden.
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In einem oder mehreren Beispielen können die hier beschriebenen Funktionen wenigstens teilweise hardwaremäßig implementiert werden, wie etwa durch spezielle Hardwarekomponenten oder einen Prozessor. Allgemeiner können die Techniken hardwaremäßig, durch Prozessoren, Software, Firmware oder irgendeine Kombination davon implementiert werden. Bei Implementierung in Software können die Funktionen als eine oder mehrere Anweisungen oder als Code auf einem maschinenlesbaren Medium gespeichert oder über ein solches übertragen werden und durch eine auf Hardware basierende Verarbeitungseinheit ausgeführt werden. Zu maschinenlesbaren Medien können maschinenlesbare Speichermedien gehören, welche einem physisch greifbaren Medium wie etwa einem Datenspeichermedium entsprechen, oder Kommunikationsmedien, wozu ein beliebiges Medium gehört, welches eine Übertragung eines Computerprogramms von einem Ort zu einem anderen ermöglicht, z B. gemäß einem Kommunikationsprotokoll. Auf diese Weise können maschinenlesbare Medien allgemein physisch greifbare maschinenlesbare Speichermedien enthalten, die nicht flüchtig sind (1), oder (2) ein Kommunikationsmedium wie etwa einem Signal oder einer Trägerwelle. Datenspeichermedien können beliebige verfügbare Medien sein, auf die durch einen oder mehrere Computer oder einen oder mehrere Prozessoren zugegriffen werden kann, um Anweisungen, Code und/oder Datenstrukturen zur Implementierung der in dieser Offenbarung beschriebenen Techniken abzurufen. Ein Computerprogrammprodukt kann ein maschinenlesbares Medium aufweisen.
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Beispielsweise, jedoch ohne Einschränkung, können solche maschinenlesbaren Speichermedien RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM oder andere optische Plattenspeicher, magnetische Plattenspeicher oder andere magnetische Speichereinrichtungen, Flash-Speicher oder jedes andere Medium sein, das verwendet werden kann, um gewünschten Programmcode in der Form von Anweisungen oder Datenstrukturen zu speichern und auf das durch eine Maschine zugegriffen werden kann. Außerdem kann jede Verbindung zutreffend als ein maschinenlesbares Medium, d. h. ein maschinenlesbares Übertragungsmedium, bezeichnet werden. Wenn zum Beispiel Anweisungen von einer Website, einem Server oder einer anderen entfernten Quelle unter Verwendung eines Koaxialkabels, eines Glasfaserkabels, eines verdrillten Adernpaares, einer digitalen Teilnehmerleitung (Digital Subscriber Line, DSL) oder drahtloser Techniken, wie etwa Infrarot, Funkwellen und Mikrowellen, übertragen werden, dann werden. das Koaxialkabel, das Glasfaserkabel, das verdrillte Adernpaar, DSL oder die drahtlosen Techniken, wie etwa Infrarot, Funkwellen und Mikrowellen, von der Definition des Mediums mit umfasst. Es versteht sich jedoch, dass maschinenlesbare Speichermedien und Datenspeichermedien nicht Verbindungen, Trägerwellen, Signale oder andere transiente Medien mit beinhalten, sondern dass sich der Begriff vielmehr auf nicht transiente, physisch greifbare Medien bezieht. Der Begriff ”Platte”, wie er hier verwendet wird, beinhaltet Kompaktplatte (Compact Disc, CD), Laserdisc, optische Platte, Digital Versatile Disc (DVD), Diskette und Blue-ray Disc, wobei ”Disks” Daten gewöhnlich magnetisch reproduzieren, während ”Discs” Daten optisch mit Lasern reproduzieren. Kombinationen der obigen Medien sind ebenfalls im Bedeutungsumfang von ”maschinenlesbare Medien” enthalten.
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Anweisungen können durch einen oder mehrere Prozessoren ausgeführt werden, wie etwa eine oder mehrere Zentraleinheiten (Central Processing Units, CPUs), digitale Signalprozessoren (DSPs), Altzweck-Mikroprozessoren, anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (Application Specific Integrated Circuits, ASICs), feldprogrammierbare Logikschaltungen (Field Programmable Logic Arrays, FPGAs) oder andere äquivalente integrierte oder diskrete logische Schaltungsanordnungen. Dementsprechend kann sich der Begriff ”Prozessor”, wie er hier verwendet wird, auf eine beliebige von den obigen Strukturen oder eine beliebige andere Struktur, die für eine Implementierung der hier beschriebenen Techniken geeignet ist, beziehen. Weiterhin kann in einigen Aspekten die hier beschriebene Funktionalität innerhalb dedizierter Hardware- und/oder Softwaremodule vorgesehen sein, die zum Kodieren oder Dekodieren in einem gemeinsamen CODEC ausgebildet sind. Außerdem könnten die Techniken vollständig in einer oder mehreren Schaltungen oder einem oder mehreren Logikelementen implementiert sein.
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Die Verfahren dieser Offenbarung können in einer breiten Vielfalt von Geräten oder Apparaten einschließlich einem drahtlosen Mobilteil, einem integrierten Schaltkreis (IC) oder einem Set von ICs (z.B. einem Chipsatz) implementiert sein. Verschiedene Komponenten, Module oder Einheiten sind in dieser Offenbarung beschrieben, um funktionelle Aspekte von Geräten hervorzuheben, die dazu ausgebildet sind, die dargelegten Techniken auszuführen, aber sie erfordern nicht notwendigerweise eine Realisierung durch verschiedene Hardwareeinheiten. Vielmehr können, wie oben beschrieben, verschiedene Einheiten in einer einzigen Hardwareeinheit kombiniert oder durch eine Ansammlung intraoperativer Hardwareeinheiten einschließlich einem oder mehreren Prozessoren wie oben beschrieben in Verbindung mit geeigneter Software und/oder Firmware bereitgestellt werden.