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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur getakteten Ansteuerung eines elektromagnetischen Aktors, insbesondere eines Magnetventils, die nach dem Einschalten kurzzeitig für die Dauer der Anzugsphase die maximal verfügbare Spannung bereitstellt, um danach in der sich anschließenden Haltephase den Magnetstrom durch eine taktende Ansteuerung auf einen exakt vorgegebenen Wert zu reduzieren und damit die Verlustleistung im betätigten Zustand zu verringern.
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Im Bereich der Magnetventile gibt es einen ausgeprägten Trend zur Miniaturisierung. Durch die Reduzierung des Bauvolumens und die Integration des Magnetventils in kompakte Systeme kommt der elektromagnetische Aktor immer mehr an die Grenze seiner Leistungsfähigkeit. Bedingt durch sein Wirkprinzip wird ein relativ großer Anteil der ihm zur Verfügung gestellten Energie in Wärmeenergie umgewandelt.
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Da die Möglichkeiten des Wärmetransports durch den kompakten Aufbau und die Integration deutlich eingeschränkt sind, verschärft sich die thermische Situation speziell in Anwendungen mit hoher Einschaltdauer, was zu kritischen Betriebszuständen führen kann.
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Der Optimierung im Bereich des Aktors sind jedoch relativ enge Grenzen gesetzt. So bleibt praktisch nur die Möglichkeit, über eine vorgeschaltete Elektronik und eine entsprechende Ansteuerstrategie Abhilfe zu schaffen.
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Da der elektromagnetische Aktor nur in der Anzugsphase einen hohen Strombedarf zur Realisierung der erforderlichen Anzugskraft hat, kann in der Haltephase der Strom deutlich abgesenkt werden. Damit lässt sich die Verlustleistung der Magnetspule und somit die Eigenerwärmung deutlich reduzieren.
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Zur Realisierung der Haltestromabsenkung sind viele unterschiedliche Schaltungen bekannt, die sich im technischen Aufwand und in der erzielten Funktionalität deutlich unterscheiden.
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Dabei gibt es zwei grundsätzlich unterschiedliche Ansätze – die linear arbeitende und die getaktete Haltestromabsenkung.
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Die linear arbeitende Haltestromabsenkung basiert auf einer stetigen Aussteuerung des elektronischen Stellgliedes, üblicherweise eines Transistors und hat den Nachteil, dass auch im Stellglied je nach gesteuerter Leistung relativ hohe thermische Verluste entstehen.
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Bei der getakteten Haltestromabsenkung wird das Stellglied schaltend betrieben, sodass eine vergleichsweise geringe Verlustleistung in der Elektronik anfällt.
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Kompakte Systeme mit Magnetventilen höherer Leistung und langer Einschaltdauer können meist nicht mehr durch eine linear arbeitende Haltestromabsenkung angesteuert werden, da die in der Elektronik entstehende Verlustleistung nur mit hohem Aufwand zu beherrschen ist.
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Auch bei integrierten Magnetventilen mit geringer Leistung kann es durch eine linear betriebene Haltestromabsenkung zu Problemen kommen, speziell in Fällen, in denen die Oberflächentemperatur der Bauteile ein vorgegebenes Maß nicht überschreiten darf, wie z.B. in bestimmten Anwendungen im Ex-Bereich.
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Da die taktende Haltestromabsenkung in vielen Applikationen die technisch optimale Lösung darstellt, gibt es viele unterschiedliche Ausführungen.
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In
EP0901057 wird eine taktende Haltestromansteuerung für eine Magnetspulenanordnung mit Regelung des Spulenstroms in der Anzugs- und Haltephase beschrieben. Die Schaltungsanordnung ist relativ komplex und besteht aus vielen Einzelbaugruppen z.B. einer getakteten Spannungsquelle, einer Steuereinheit mit Dreieck-Oszillator und Komparator, einem MOS-FET-Treiber, einer Umschaltvorrichtung und einem Messschalter mit sample-and-hold-Glied.
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Die dort beschriebene Haltestromregelung nutzt für die Erzeugung des Istwertes einen Strommesswiderstand, der in der Taktpause kein Messsignal liefert. Die Regelung erhält statt des realen Strom-Istwerts der Magnetspule in der Taktpause den durch ein sample-and-hold-Glied eingefrorenen Messwert des letzten Stromimpulses, wodurch praktisch eine Totzeit in die Regelstrecke eingebaut wird.
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Ein weiterer Nachteil dieser Haltestromabsenkung besteht in dem hohen schaltungstechnischen Aufwand. Da ein diskreter Aufbau eine relativ große Leiterplattenfläche beanspruchen würde, ist praktisch nur eine Integrationslösung in Form eines speziellen integrierten Schaltkreises (IC) sinnvoll. Dies bedeutet jedoch einen hohen Investitionsbedarf und relativ hohe Kosten pro IC, da die zu erwartende Stückzahl vergleichsweise gering ist.
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Die bereits am Markt verfügbaren unterschiedlichen IC, die speziell für die energieeffiziente Ansteuerung von Magnetspulen ausgelegt wurden, bewegen sich meist auf einem relativ hohen Preisniveau, sodass ihr Einsatz in vielen Anwendungen den Kostenrahmen sprengen würde.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine taktende Haltestromabsenkung zu realisieren, die nur geringe Mehrkosten gegenüber der linear arbeitenden Ausführung verursacht und einen so kleinen Flächenbedarf hat, dass die Schaltung auf der meist bereits am Magnetventil angebrachten Platine für Schutzbeschaltung und Funktionsanzeige untergebracht werden kann.
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Dies soll speziell auch kleinen und mittelständigen Unternehmen (KMU) ermöglichen, bei relativ geringen Stückzahlen ohne größere Investitionen kostengünstige und kompakte taktend arbeitende Haltestromabsenkungen zu erstellen und damit wettbewerbsfähige technische Lösungen für die unterschiedlichsten Applikationen anzubieten.
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Dabei soll die Haltestromabsenkung den Haltestrom auf einem vorgegebenen Level halten, weitgehend unabhängig von den in der industriellen Anwendung auftretenden Störgrößen. Spannungstoleranzen des Ansteuersignals in einem Bereich von +/–15% des Nennwertes und Änderungen des Lastwiderstandes infolge thermischer Einflüsse von +20% des Nennwertes sollten möglichst geringe Auswirkung auf die Konstanz des Haltestroms haben.
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Die Erfüllung dieser Forderungen ist für eine gezielte Auslegung des Gesamtsystems, bestehend aus Ventilmechanik, Magnetkreis, Magnetspule und Elektronik von zentraler Bedeutung.
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Um eine geringe Verlustleistung zu garantieren, ist es von Vorteil, den Wert des Haltestroms auf einen möglichst geringen Level zu legen. Wenn der Haltestrom unabhängig von allen relevanten Störgrößen konstant bleibt, kann sich der Entwickler bei der Auslegung relativ nahe an den aus mechanischen Überlegungen resultierenden Mindest-Haltestrom heranbewegen. Ohne diese gesicherte Konstanz des Haltestroms, die Voraussetzung für eine exakt definierte Magnetkraft ist, müsste mit zusätzlichen schwer abschätzbaren Sicherheits-zuschlägen gearbeitet werden. Dies würde die Effizienz der Haltestromabsenkung deutlich reduzieren.
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Die gestellte Aufgabe ist erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen 2 bis 16 angegeben.
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Basis der erfindungsgemäßen Ausführung ist die Überlegung, bereits vorhandene technische Lösungen in Form von integrierten Schaltungen aus anderen Bereichen, die in extrem großen Stückzahlen gefertigt werden, für die Realisierung einer taktenden Haltestromabsenkung zu nutzen. Ziel ist es, einen speziellen IC, der gewisse Basisfunktionalitäten besitzt, in eine diskret aufgebaute Schaltungs-Peripherie aus wenigen zusätzlichen Bauteilen einzubetten und damit die Funktion einer vollwertigen taktenden Haltestromabsenkung abzubilden.
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Im Bereich der Schaltnetzteile werden viele unterschiedliche integrierte Schaltungen eingesetzt, die Steuer- und Regelfunktionen übernehmen, die auch für eine getaktete Ventilansteuerung relevant sind. Da es heute kaum noch elektronische Geräte ohne Schaltnetzteile gibt, werden diese Schaltkreise in extrem hohen Stückzahlen eingesetzt und erreichen dadurch ein sehr attraktives Preisniveau. Bereits als Einzelexemplare sind diese Bauteile häufig schon für den Bruchteil eines Euros verfügbar. Darüber hinaus beanspruchen die teilweise extrem kleinen SMD-Ausführungen mit geringer PIN-Anzahl (6- oder 8-PIN) nur wenig Leiterplattenfläche und sind damit für die Einbindung in eine Schaltungsanordnung prädestiniert.
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Eine technische Analyse der verfügbaren IC für Schaltnetzteile zeigt, dass nur ein relativ begrenztes Spektrum dieser Bauteile so beschaffen ist, dass es mit vertretbarem Aufwand an die spezielle Aufgabe einer taktenden Haltestromabsenkung angepasst werden kann.
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Da eine solide Haltestromabsenkung eine möglichst exakt definierte Vorgabe des Haltestroms erforderlich macht, kommen nur Ausführungen in Betracht, die eine gezielte Beeinflussung der Zielgröße Magnetspulenstrom ermöglichen.
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Diese wesentliche Basisfunktionalität wird relativ gut durch Schaltkreise abgebildet, die als Ansteuereinheit in Schaltreglern zum Einsatz kommen und in die Kategorie „Current Mode PWM Controller“ eingeordnet werden.
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Diese Controller bieten die Möglichkeit, das direkt oder indirekt erfasste Istwertsignal der Ausgangsspannung eines Netzteils in eine Reglerschaltung einzuschleifen und ein getaktetes Stellsignal zu generieren, das die Regelabweichung zu einem vorgegebenen Sollwert minimiert. Des Weiteren ist ein Messeingang für die Realisierung einer Strombegrenzung verfügbar, mit der üblicherweise der Ausgang des Netzteils vor Überlastung geschützt werden soll. Eine integrierte Treiberstufe ermöglicht das direkte Ansteuern eines Halbleiterschalters z.B. eines MOS-FET. Über eine externe Beschaltung kann die Frequenz des Taktsignals gezielt eingestellt werden.
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Über diese Basisfunktionalität hinaus gibt es unterschiedliche produktspezifische Features wie z.B. eine soft-start-Funktion und Überwachungs- und Diagnosefunktionen kombiniert mit fail-safe-Funktionen. Diese Zusatzfunktionalitäten sind für den Einsatz als Ansteuermittel in der getakteten Haltestromabsenkung eines Magnetventils eher nachteilig. Durch eine gezielte Auswahl des Controllers und eine entsprechende externe Beschaltung muss deshalb sichergestellt werden, dass diese speziellen Funktionen, die in Schaltnetzteilen notwendig sind, nicht zu Fehlfunktionen beim Einsatz in der Ventilansteuerung führen.
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Um einige der Merkmale der Erfindung bildlich darzustellen, werden die folgenden Zeichnungen genutzt. Es zeigt:
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1 die prinzipielle Darstellung der Schaltungsanordnung in Form eines Blockschaltbilds
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2 ein Ausführungsbeispiel einer taktenden Haltestromabsenkung auf Basis eines Current Mode PWM Controller mit minimaler externer Beschaltung in Form eines Schaltplans
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3 ein Diagramm zur Veranschaulichung des Verlaufs der Schaltspannung und der hierzu korrespondierenden Verläufe von Spannung und Strom an der Magnetspule über der Zeit
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Das Blockschaltbild 1 soll den prinzipiellen Aufbau der in der Erfindung vorgeschlagenen Schaltungsanordnung veranschaulichen.
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Das von einer externen Steuerung, bestehend aus einer Versorgung 1 und einem Schaltelement 2, erzeugte Ansteuersignal wird über die Anschlussklemmen 3 und 4 der Schaltung zur Ansteuerung eines Magnetventils zugeführt. Dieses Ansteuersignal liefert sowohl die Schaltinformation als auch die Versorgungsspannung für die gesamte elektronische Schaltung und für die daran angeschlossene Magnetspule.
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Zwischen den beiden Anschlussklemmen liegen zwei parallel geschaltete Schaltungsteile in Reihe zur Magnetspule 10.
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Der Schaltungsteil 11 verbindet nach dem Einschalten getriggert durch das Zeitglied 13 über den Halbleiterschalter 12 für die kurze Dauer der Anzugsphase des Magnetventils eine Magnetspule 10 direkt mit einer Versorgung 1.
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Nach Ablauf des durch das Zeitglied 13 definierten Zeitintervalls wird der zweite Schaltungsteil 7 aktiv und bestimmt das Verhalten der Schaltungsanordnung in der Haltephase.
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Die Steuerung in der Haltephase erfolgt über den IC 50, der üblicherweise als Ansteuereinheit in Schaltreglern zum Einsatz kommt, in der Haltephase jedoch im Wesentlichen nur als Mittel zur Takterzeugung dient. Der IC wertet mindestens eine der beiden Zustandsgrößen Magnetspulenspannung und Magnetspulenstrom aus und steuert den Halbleiterschalter 9 in der Weise an, dass sich an der Magnetspule 10 ein vorgegebener getakteter Haltestrom ergibt. Der Halbleiterschalter 9 ist in Serie mit der Magnetspule über einen Messwiderstand 8 mit der Versorgung 1 verbunden. Wird der Halbleiterschalter aktiviert, liefert der Messwiderstand 8 einen zum Magnetstrom proportionalen Spannungsabfall, der als Eingangssignal dem IC zugeführt wird.
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In 2 ist eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung an einem Schaltplan veranschaulicht.
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Die dargestellte Schaltungsanordnung beinhaltet alle Elemente, die für die Umsetzung der Ansteuerstrategie einer taktenden Haltestromabsenkung erforderlich sind. Zur Takterzeugung wird ein Current Mode PWM Controller eingesetzt, der durch die Box 50 symbolisch dargestellt ist. Die Darstellung bezieht sich auf ein spezielles IC, ist aber mit leichten Anpassungen problemlos auf andere vergleichbare Bauteile zu übertragen.
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Vom relativ komplexen Innenleben des PWM Controllers sind nur die für die Schaltungsanordnung unmittelbar relevanten Teile und die damit verbundenen externen Anschlüsse dargestellt.
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Der PWM Controller ist direkt mit dem Anschluss 3 der Versorgungsspannung und dem Masseanschluss 4 verbunden. Am Versorgungsanschluss 54 des IC und am Anschluss 52, an dem eine Referenzspannung herausgeführt wird, ist jeweils ein Abblockkondensator 22 bzw. 23 angeschlossen. Der Referenzanschluss versorgt ein RC-Glied, das durch den Widerstand 24 und den Kondensator 25 gebildet wird. Der Ausgang des RC-Glieds ist mit dem Anschluss 51 verbunden und ermöglicht über die Dimensionierung der Bauteile eine externe Vorgabe der Frequenz der Takterzeugung 55.
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Üblicherweise arbeiten die Ansteuereinheiten von Schaltreglern bei relativ hohen Frequenzen, teilweise bis zu 1 GHz, um möglichst geringe Induktivitäten nutzen zu können. Für taktende Haltestromabsenkungen muss deshalb gezielt nach Ausführungen gesucht werden, die auch Frequenzen kleiner als 100 kHz ermöglichen.
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Die Taktfrequenz wird vorteilhafterweise so eingestellt, dass sie deutlich oberhalb des Hörbereichs liegt, jedoch vorzugsweise kleiner als 100 kHz ist, um die Schaltverluste gering zu halten und die EMV-Problematik zu entschärfen.
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Über Anschluss 53 wird in dem üblichen Einsatz in Schaltreglern die Ausgangsspannung des Netzteils zurückgeführt. Diese Funktion ist in der taktenden Haltestromabsenkung nicht hilfreich, da in dieser Applikation vor allem die Zielgröße Magnetspulenstrom relevant ist. Eine zusätzliche Regelung der Ausgangsspannung ist nur in speziellen Fällen sinnvoll und bedeutet in jedem Falle einen nicht erwünschten zusätzlichen Aufwand bezogen auf die externe Beschaltung.
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Das „Current Mode“-Konzept, das standardmäßig auf einer zweischleifigen Struktur aus Spannungs- und Stromrückführung beruht, kann durch eine externe Beschaltung so modifiziert werden, dass lediglich die Strombegrenzungsfunktion wirksam bleibt. Dazu muss die individuelle Ausführung des eingesetzten Current Mode PWM Controller analysiert werden. Bei dem in der Schaltungsausführung nach 2 eingesetzten Controller genügt es, den Eingang für die Rückführung der Ausgangsspannung auf Masse zu legen, wodurch der Spannungsregler 53 voll ausgesteuert wird und nur noch die Strombegrenzung 57 aktiv bleibt.
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Das Messsignal für die Rückmeldung des Magnetspulenstroms wird als Spannungsabfall über den Messwiderstand
8 bereitgestellt, der in Reihe zum als MOS-FET ausgeführten Halbleiterschalter
9 und zur Magnetspule
10 angeordnet ist. Nur bei betätigtem Halbleiterschalter liegt ein zum Magnetstrom proportionales Messsignal an. Dieses Merkmal bedeutet jedoch keine funktionale Einschränkung der Strombegrenzungsfunktion, da bei gesperrtem Halbleiterschalter, d.h. in der Taktpause, sich der Spulenstrom im Freilaufkreis über die Diode
26 abbaut und somit in dieser Phase kein Überschreiten des Schwellwertes der Strombegrenzung möglich ist. Dies ist ein nicht unerheblicher Vorteil gegenüber den Haltestromabsenkungen mit einer stetigen Regelung des Haltestroms wie z.B. in der oben beschriebenen Ausführung entsprechend
EP0901057 .
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Für die Realisierung der Strombegrenzung in Current Mode PWM Controllern gibt es viele unterschiedliche Ausführungsformen. Der in 2 eingesetzte Controller benutzt den Spitzen-Strom Steuermodus (peak-current mode control).
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Sobald das zum Magnetstrom proportionale Messsignal einen internen Trigger Level überschreitet, wird der gerade ausgegebene Taktimpuls beendet. Dieser Eingriff erfolgt falls erforderlich von Impuls zu Impuls, d.h. mit der eingestellten Taktfrequenz.
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Aufgrund dieses Funktionsprinzips der Strombegrenzung kann der Widerstand 8 neben seiner Funktion als Sensorelement für den Spulenstrom auch gleichzeitig als Einstellmittel für die Vorgabe des Haltestromlevels genutzt werden. Der Trigger Level im Controller ist auf eine feste Spannung eingestellt, sodass durch Variation des Wertes des Widerstands 8 der Stromgrenzwert eingestellt werden kann. Damit ist kein zusätzlicher PIN am IC für eine externe Vorgabe eines Sollwertes für den Haltestrom erforderlich.
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Bei der Festlegung des Levels des Haltestroms sind die worst-case-Bedingungen bezüglich Toleranz der Versorgungsspannung und möglicher Laständerungen infolge thermischer Einflüsse zu berücksichtigen. Es muss sichergestellt werden, dass auch unter kritischen Betriebsbedingungen noch keine Vollaussteuerung, d.h. eine permanente Folge von Taktimpulsen mit maximalem Tastgrad Dmax, erreicht wird.
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Der Schaltungsteil 11, der die Ansteuerung in der Anzugsphase übernimmt, ist parallel zu Schaltungsteil 7 angeordnet. Dieser Teil beinhaltet das Zeitglied 13, das durch das RC-Glied 29, 28 gebildet wird, das zwischen den Versorgungsanschlüssen 3 und 4 angeordnet ist. Der Verknüpfungspunkt des RC-Glieds ist mit dem MOS-FET 12 verbunden, dessen Gate durch eine Schutzbeschaltung 27 gegen Überspannung geschützt ist.
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Die Ausgänge der beiden Schaltungsteile (7) und (11) werden jeweils durch einen Halbleiterschalter (9) und (12) gebildet, die mit dem zu schaltenden Anschluss der Magnetspule (10) in der Weise verbunden sind, dass die Magnetspule durch Betätigen mindestens eines der Halbleiterschalter auf Massepotenzial gelegt werden kann.
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Nach dem Einschalten der Schaltungsanordnung wird über den MOS-FET 12 für ein durch das RC-Glied definiertes Zeitintervall, die Magnetspule direkt an die Versorgungsspannung gelegt. Der Drain Anschluss von MOS-FET 9 wird ebenfalls gegen Masse gezogen, wodurch der Schaltungsteil 7 für die Dauer der Anzugsphase deaktiviert bleibt. Dadurch wird auch vermieden, dass kritische Zusatzfunktionen des Current Mode PWM Controller wie z.B. soft-start-Funktion, die in der Einschaltphase aktiv werden, sich störend auf die Funktion der Haltestromabsenkung auswirken.
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Erst nach Abschalten des MOS-FET 11 kann der Ausgang des bereits aktiven Current Mode PWM Controller über den MOS-FET 9 die Steuerung in der Haltephase übernehmen.
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Zum Schutz vor externen Spannungsimpulsen ist unmittelbar am Eingang der Schaltung zwischen den Anschlüssen 3 und 4 eine Suppressor-Diode 20 angeordnet. Im Schaltungseingang am Anschluss 3 befindet sich eine Verpolschutz-Diode 21.
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Bei einer weitergehenden Analyse der Funktion der Strombegrenzung der in 2 dargestellten Schaltung zeigt sich, dass der Haltestrom teilweise zu subharmonischem Oszillieren neigt. Dieses Phänomen lässt sich jedoch wirksam dadurch unterdrücken, dass ein Controller eingesetzt wird, dessen maximaler Tastgrad Dmax deutlich kleiner als 100%, vorzugsweise Dmax = 50% ist.
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Bei einer Ausführung mit Dmax = 50% ergibt sich bei Vollaussteuerung bereits ohne Eingriff in das Taktsignal eine Halbierung der Ausgangsspannung und damit bei Nennspannung auch eine Halbierung des Nennstroms. Da der Haltestrom bei Standardventilen üblicherweise auf ca. 30% des Nennstroms festgelegt wird, muss in diesem Fall praktisch ein Anteil von 20% des Nennstroms über den Eingriff der Strombegrenzung abgebaut werden.
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Durch die Begrenzung auf den Tastgrad von 50% kommt es zu deutlich moderateren Stelleingriffen mit geringerem Überschwingen des Haltestroms. Untersuchungen an Magnetspulen mit unterschiedlichen Zeitkonstanten und unterschiedlichen Ansteuer-Frequenzen zeigen, dass das Taktsignal bei der hier beschriebenen Schaltungsanordnung nicht dem typischen Verlauf einer stetigen Pulsweitenmodulation entspricht. Das Taktsignal wechselt vielmehr je nach Strombedarf zwischen den beiden Extremen, dem minimalen und dem maximalen Tastgrad. Die Häufigkeitsverteilung des Auftretens der beiden Extremwerte bestimmt die Höhe des eingestellten Haltestroms. Aufgrund der relativ hohen Taktfrequenz (z.B. 50 kHz) liefert diese Art der Ansteuerung trotz ihrer ungewöhnlichen Charakteristik einen exakten Haltestrom mit vernachlässigbarer Restwelligkeit.
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3 zeigt die relevanten Signalverläufe für einen Schaltzyklus. Die von einer externen Steuerung generierte Schaltspannung UB wird als Eingangssignal im oberen Teil des Diagramms dargestellt. Der von der Schaltungsanordnung an der Magnetspule erzeugte Spannungsverlauf USP und der sich in der Magnetspule ergebende Stromverlauf ISP sind zeitlich zugeordnet darunter wiedergegeben.
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Die Schaltflanke des Eingangssignals triggert den Start der Anzugsphase. Ein Anschluss der Magnetspule wird über den Halbleiterschalter 12 für die Zeitdauer t1 auf Masse gezogen. Dadurch liegt praktisch die gesamte Eingangsspannung an der Magnetspule an und erzeugt einen durch die Induktivität der Magnetspule verzögerten Stromaufbau. Im weiteren Stromverlauf kommt es zu einem kurzen Einbruch, der den Anzug des Magnetankers signalisiert.
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Nach Ablauf der durch das Zeitglied der Schaltungsanordnung vorgegebenen Dauer der Anzugsphase t1 startet die getaktete Haltephase t2, in der Schaltungsteil 7 aktiv wird. Da der Strom Magnetspule ISP zunächst größer als der eingestellte Schwellwert der Strombegrenzung ist, sperrt der Halbleiterschalter 9, sodass die Spannung USP an der Magnetspule den Wert der Versorgungsspannung annimmt und somit keine Spannungsdifferenz mehr an der Spule anliegt. Der Strom ISP fällt bedingt durch die Zeitkonstante der Spule und die Freilaufdiode exponentiell ab.
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Sobald der Strom ISP den eingestellten Schwellwert der Strombegrenzung unterschreitet, wird die Sperre des Taktgenerators deaktiviert und es kann wieder ein Impuls erzeugt werden. Da im dargestellten Anwendungsbeispiel ganz bewusst ein Current Mode PWM Controller mit maximalem Tastgrad von Dmax = 50% ausgewählt wurde, entspricht die Länge des ersten Impulses üblicherweise der Hälfte der Periodendauer der Taktfrequenz (T/2). Im Stromsignal ISP führt der Impuls des Spannungssignals USP zu einem relativ steilen Anstieg, was bereits wieder zu einer Überschreitung des Schwellwerts der Strombegrenzung führt. In der Folge kommt es über mehrere Perioden (dargestellt sind 2 bzw. 3 Perioden) des Taktsignals zu einer Sperrung des Taktgenerators. Im Stromsignal ISP wirkt sich dies als relativ flacher Abfall aus, da sich ISP in dieser Phase in der Nähe des asymptotischen Bereich des exponentiellen Abfalls bewegt.
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Nach dem Abschalten der Versorgungsspannung UB fällt der Magnetstrom ISP bedingt durch die Induktivität der Magnetspule und die Freilaufdiode zeitlich verzögert ab.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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