DE102014218674A1

DE102014218674A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zum entfernen kreisender driften in einer ndt/ndi-messanzeige

Info

Publication number: DE102014218674A1
Application number: DE201410218674
Authority: DE
Inventors: Andrew Thomas
Original assignee: Olympus Scientific Solutions Americas Corp
Current assignee: Olympus Scientific Solutions Americas Corp
Priority date: 2013-09-25
Filing date: 2014-09-17
Publication date: 2015-03-26
Also published as: US9350985B2; US20150085143A1

Abstract

Es werden ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Entfernen kreisender Driften auf der Anzeige des gemessenen Wirbelstroms oder anderer kontinuierlicher Wellen offenbart. Der kreisende Punkt, der ein statischer Punkt sein soll, kann Informationen, die der Betreiber benötigt, um zu beurteilen, ob ein kleiner Defekt vorhanden ist, verdecken. Ausführungsformen der vorliegend offenbarten Oberschwingungssperrfilter (10, 10') sind abstimmbar und werden zum wirksamen Verringern oder Beseitigen von Signalen mit Frequenzen, die Mehrfache der Betriebsfrequenzen sind, genutzt, was zur Entfernung der Umkreisungseffekte auf der Anzeige führt.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Verfahren und Instrumente für die zerstörungsfreie Prüfung und Untersuchung (NDT/NDI) und insbesondere auf ein Verfahren und auf eine Schaltungsanordnung zum Entfernen kreisender Driften auf der Anzeige eines NDT/NDI-Instruments wie etwa eines Wirbelstrominstruments.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Bei Verwendung einer NDT/NDI-Vorrichtung wie etwa eines Wirbelstromfehlerprüfgeräts, der ein Prüfobjekt mit einer großen Dicke untersucht, sind niedrige oder sehr niedrige Betriebsfrequenzen erforderlich. Einige Instrumente sind dafür ausgelegt, mit Frequenzen so niedrig wie 10 Hz zu arbeiten. Die Frequenz, bei der das Instrument arbeitet, wird als die "Betriebsfrequenz" bezeichnet. In den meisten Prüfszenarien sendet das Instrument ein starkes Erregungssignal an die Sonde, um in dem geprüften Material den Wirbelstrom zu erzeugen. Das Instrument hat die Aufgabe, sehr kleine Änderungen der Phase und der Amplitude des Signals zu messen, das an die Sonde zurückgesendet wird, während sie sich über die Oberfläche des Prüfobjekts bewegt. Das von der Sonde zurückgesendete Signal wird verstärkt und an die Detektoren gesendet. In der vorhandenen Praxis werden normalerweise zwei synchrone Detektoren verwendet, um den Phasenwinkel des Empfangssignals zu bestimmen. Der Detektorkanal, der die ”phasengleiche” Komponente detektiert, wird als der Reell-Detektor bezeichnet und der Detektor, der die um 90 Grad verschobene Komponente detektiert, wird als der Imaginär-Detektor bezeichnet. Die meisten vorhandenen Verfahren zum Messen der Amplitude eines Wechselstromsignals erzeugen ein Gleichstromsignal mit einer sehr großen Welligkeit. Der größte Teil dieser Welligkeit hat die doppelte Frequenz der Betriebsfrequenz und ein kleinerer Anteil hat dieselbe Frequenz wie die Betriebsfrequenz. Daraufhin werden die Ausgaben des Reell- und des Imaginär-Detektors an ein Paar gleicher Filter gesendet. Die gefilterten Ausgaben der Detektoren werden daraufhin für die Messung und für Anzeige verwendet.
Die häufigste Art und Weise, die Signale anzuzeigen, ist das Anzeigen eines bewegten Punkts auf einer Impedanzebene, die auf einem Anzeigebildschirm angezeigt wird. Die Ausgabe von dem Reell-Detektor und von dem Filter bewegt den Punkt üblicherweise mit zunehmender Amplitude nach oben; die Ausgabe von dem Imaginär-Detektor und von dem Filter bewegt den Punkt üblicherweise nach rechts, falls das Signal dem Erregungssignal nacheilt, oder nach links, falls das Signal dem Erregungssignal voreilt.
Die Schwierigkeit bei diesem Verfahren liegt bei den in vorhandenen Technologien verwendeten Filtern. In früheren Ausführungen wie etwa dem in US 7,362,096 offenbarten sind ein Tiefpassfilter oder ein Paar von Tiefpassfiltern verwendet. Tiefpassfilter weisen bekanntlich eine ”Grenz”- oder ”Eck”-Frequenz auf, nämlich die Frequenz, oberhalb der Signale herausgefiltert werden. Typische Tiefpassfilter erfordern, dass das unerwünschte Signal die mehrfache Frequenz der Grenz-Frequenz des Filters aufweist. Wenn das Tiefpassfilter auf eine sehr niedrige Frequenz eingestellt ist, spricht das Instrument auf Signaländerungen sehr langsam an. Wenn die Grenz-Frequenz des Tiefpassfilters erhöht wird, um das Ansprechen des Instruments zu erhöhen, wird ein Teil des Wechselstromsignals über das Tiefpassfilter durchgelassen. Die durchgelassenen Signale von den zwei Tiefpassfiltern sind um 90 Grad gegeneinander phasenverschoben und bewegen den Punkt somit gemeinsam auf einem Kreis. Das Problem wird häufig als ”Kreise” oder ”kreisender Punkt” bezeichnet, wobei eine Lösung dafür auf dem Gebiet der Wirbelstromprüfungen lange gesucht wurde. Die Kreisbewegung um denjenigen Punkt auf der Anzeige, wo er feststehend gelegen sein sollte, erschwert es, die Ergebnisse zu interpretieren. Im Ergebnis hemmt sie die Untersuchungsproduktivität.
Dasselbe Problem und dieselben Beschränkungen sind sowohl in analogen als auch in digitalen Schaltungsausführungen vorhanden. Dasselbe Problem besteht ebenfalls für Prüfinstrumente anderer Technologien wie etwa für die Ultraschall- und Hall-Effekt-Prüfung, wenn unerwünscht durchgelassene Signale mit zwei orthogonalen Phasen vorhanden sind.
Dementsprechend ist eine Lösung notwendig, um die oben beschriebenen Nachteile zu überwinden und um Vorteile höherer Ablesbarkeit und Genauigkeit von Prüfergebnissen und verbesserter Untersuchungsproduktivität zu erzielen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Dementsprechend ist es eine Aufgabe der vorliegenden Offenbarung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zu lehren, die das oben erwähnte Problem des kreisenden Punkts auf den Anzeigen eines NDT/NDI-Instruments, insbesondere während der Prüfung von Prüfobjekten mit großer Dicke unter Verwendung eines Wirbelstrominstruments, erheblich verringern oder beseitigen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Offenbarung ist es, die Messgenauigkeit und die Betriebseffizienz eines NDT/NDI-Instruments durch Entfernen der Drift, die den kreisenden Punkt in dem Messergebnis verursacht, zu verbessern.
Eine abermals weitere Aufgabe der vorliegenden Offenbarung ist es, ein neues abstimmbares Oberschwingungssperrfilter zu lehren und dieses in einer Signalverarbeitungsschaltung zum Entfernen von Rauschsignalen mit vorbestimmten Frequenzen, die den kreisenden Punkt verursachen, zu nutzen.
Die vorstehenden und weitere Aufgaben der Erfindung werden unter Verwendung eines Oberschwingungssperrfilters zum Herausfiltern von Signalkomponenten, die verursachen, dass sich der Indikatorpunkt auf der Anzeige von Wirbelstrominstrumenten auf unerwünschten kreisförmigen Mustern bewegt, verwirklicht. Einer der neuen Aspekte dieser Erfindung ist, dass die Frequenz des Oberschwingungssperrfilters so abgestimmt wird, dass sie sehr eng an die Betriebsfrequenz angepasst ist.
Ein weiterer neuer Aspekt ist, dass das Oberschwingungssperrfilter eine Länge aufweist, die mit einer viel kleineren effektiven Auflösung als ein Abtastwert eingestellt ist, um die Beschränkungen von Boxcar-Filtern zum Abstimmen auf die von den Instrumenten üblicherweise verwendeten Frequenzen zu verringern.
Ein abermals anderer neuer Aspekt der Erfindung ist, dass ein einstellbarer Abtastratenreduzierer genutzt wird, sodass die Abtastfrequenz an die Vielfachen der Arbeitsfrequenz einer vereinfachten Version des Oberschwingungssperrfilters angepasst wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Prinzipschaltbild einer vorliegend offenbarten Schaltungsanordnung, die Oberschwingungssperrfilter für ein beispielhaftes Wirbelstrominstrument verkörpert.
2 ist ein Prinzipschaltbild, das eine detailliertere Ausführungsform der vorliegend offenbarten Oberschwingungsfilter bietet, die die Fähigkeit besitzt, auf Frequenzen mit einer Periode, die keine ganze Anzahl von Abtastpunkten ist, abgestimmt zu werden.
3 ist ein Frequenz/Dämpfungs-Graph des vorliegend offenbarten Oberschwingungssperrfilters.
4 ist ein Prinzipschaltbild einer alternativen Ausführungsform des Oberschwingungssperrfilters, das nur Frequenzen abstimmen kann, die eine gleiche Periode wie eine ganze Anzahl von Abtastwerten besitzen.
5 ist ein Prinzipblockschaltbild, das eine alternative Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zeigt, welche die vorliegend offenbarten Oberschwingungsfilter mit jeweiligen Abtastratenreduzierern verkörpert.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
Wie bekannt ist, umfasst die Wirbelstromtechnologie üblicherweise das Detektieren von Änderungen induzierter Wirbelstromantwortsignale, die durch eine Wirbelstromsonde erfasst werden, wenn die Sonde über die Oberfläche des Prüfobjekts bewegt wird. Üblicherweise werden die Antwortsignale in ihrer analogen Form verarbeitet und für die nachfolgende digitale Verarbeitung in digitale Signale in reelle und imaginäre Phasen umgesetzt. 1 ist ein Prinzipschaltbild einer Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung in Übereinstimmung mit der vorliegend offenbarten Ausführungsform mit der Fähigkeit, einen kreisenden Punkt auf der Anzeige von Messergebnissen zu verringern oder zu beseitigen.
Anhand von 1 umfasst eine Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung 100 in Übereinstimmung mit der vorliegend offenbarten bevorzugten Ausführungsform zwei Filterkanäle: einen ersten Filterkanal 102 und einen zweiten Filterkanal 104. Jeder Filterkanal verkörpert ein Oberschwingungssperrfilter 10 bzw. 10' und ein Tiefpassfilter 12 bzw. 12'. Ferner umfasst die digitale Verarbeitungsschaltungsanordnung 100 einen Datenprozessor 14 und eine Anzeige 16.
Das Signal von dem Reell-Detektor oder ”Gleichphasen”-Detektor (nicht gezeigt) wird über den ersten Filterkanal 102 zu dem Prozessor 14 und zu der Anzeige 16 gefiltert. Das Signal von einem Reell-Detektor S11 muss gefiltert werden, bevor es zur Anzeige der detektierten Signalamplitude verwendet werden kann. Das Signal von dem Reell-Detektor S11 wird zunächst durch das erste Oberschwingungssperrfilter 10 gefiltert, das fast alle der Signale, die mit der Betriebsfrequenz harmonisch verbunden sind, entfernt und die detektierte reelle Signalamplitude S13 ausgibt. Daraufhin wird die detektierte reelle Signalamplitude S13 durch das erste einstellbare Tiefpassfilter 12 gefiltert. Das erste einstellbare Tiefpassfilter 12 gibt die detektierte reelle Signalamplitude S15, aus der fast alle mit der Betriebsfrequenz harmonisch verbundenen Signale durch das erste Oberschwingungssperrfilter 10 entfernt worden sind und aus der irgendwelches hochfrequentes Rauschen durch das erste einstellbare Tiefpassfilter 12 entfernt worden ist, aus.
Weiter anhand von 1 wird das Signal von dem Imaginär- oder ”Phasenverschoben”-Detektor (nicht gezeigt) über den zweiten Filterkanal 104 zu dem Prozessor 14 und zu der Anzeige 16 gefiltert. Das Signal von einem Imaginär-Detektor S10 muss gefiltert werden, bevor es zur Anzeige der detektierten Signalamplitude verwendet werden kann. Das Signal von einem Imaginär-Detektor S10' wird zunächst durch das zweite Oberschwingungssperrfilter 10' gefiltert. Das zweite Oberschwingungssperrfilter 10' entfernt fast alle der Signale, die mit der Betriebsfrequenz harmonisch verbunden sind, und gibt die detektierte imaginäre Signalamplitude S12 aus. Daraufhin wird die detektierte imaginäre Signalamplitude S12 durch das zweite einstellbare Tiefpassfilter 12' gefiltert. Das zweite einstellbare Tiefpassfilter 12' gibt die detektierte imaginäre Signalamplitude S14, aus der fast alle mit der Betriebsfrequenz harmonisch verbundenen Signale durch das zweite Oberschwingungssperrfilter 10' entfernt worden sind und aus der irgendwelches Hochfrequenzrauschen durch das zweite einstellbare Tiefpassfilter 12' entfernt worden ist, aus.
Nachfolgend werden die detektierte reelle Signalamplitude S15 und die detektierte imaginäre Signalamplitude S14 durch den Prozessor 14 verarbeitet, und es wird auf sie vorzugsweise eine Versatzkorrektur (häufig als eine ”Null” bezeichnet) und eine Verstärkung angewendet, um die Stelle des Messpunkts zu berechnen. Daraufhin werden die Daten, die das gewünschte Bild S16 enthalten, zur Anzeige 16 gesendet, die das Bild für den Betreiber sichtbar macht.
Außerdem soll angemerkt werden, dass das Oberschwingungssperrfilter 10 die von der vorhandenen Praxis verwendeten Tiefpassfilter 12 und 12' nicht ersetzen soll. Obgleich das Instrument unter Verwendung nur des Oberschwingungssperrfilters oder des Tiefpassfilters funktionsfähig ist, wird erwartet, dass das Instrument in den meisten Anwendungen in Übereinstimmung mit der vorliegenden Ausführungsform bei Hinzufügung der Oberschwingungssperrfilter 10 und 10' eine erheblich bessere Leistung liefern sollte, wenn das Tiefpassfilter und das Oberschwingungssperrfilter zusammen verwendet werden.
Bekannte Wirbelstrominstrumente verwenden üblicherweise zwei Detektoren und zwei Filterkanäle. Ein Kanal detektiert die ”phasengleiche” oder reelle Komponente des Signals, der andere detektiert die ”phasenverschobene” oder imaginäre Signalkomponente. Diese zwei Signale werden daraufhin in gleichen Filtern gefiltert und daraufhin zum Positionieren des Punkts auf der Anzeige verwendet. Die für diese Anwendung verwendeten synchronen Detektoren geben das langsam bewegte ”Gleichstrom”-Signal, das angezeigt werden soll, zuzüglich eines Wechselstromsignals mit dem Doppelten der Betriebsfrequenz, das denselben Betrag wie das Gleichstromsignal, das herausgefiltert werden muss, besitzt, aus. Diese werden in dem Filter getrennt, der Gleichstrom geht zu der Anzeige und der Wechselstrom wird gesperrt. Dies ist es, wie das Tiefpassfilter arbeiten soll. In der Realität wird ein Teil des Wechselstroms durchgelassen und veranlasst, dass sich der Anzeigepunkt auf Kreisen bewegt, was die kleineren Bewegungen des Punkts für den Betreiber schwer detektierbar macht. Es ist von Seiten des Betreibers erforderlich, dass sehr kleine Bewegungen des Punkts sichtbar sind, sodass kleine Fehler in dem Material, das untersucht wird, detektiert werden können.
Zur Herausforderung wird es nun, ein Oberschwingungssperrfilter bereitzustellen, das, indem es mit dem Rest der digitalen Verarbeitungsschaltung zusammenwirkt, dazu dient, fast alle der Signale, die mit der Betriebsfrequenz und mit den Mehrfachen der Betriebsfrequenz harmonisch verbunden sind, zu entfernen.
Frühere Boxcar-Filterausführungen weisen eine Länge auf, die genau eine ganze Anzahl von Abtastwerten sein muss. Dies beschränkt die Fähigkeit, das Filter so abzustimmen, dass es an die Betriebsfrequenz angepasst ist. Diese Differenz zwischen der Betriebsfrequenz und der abgestimmten Frequenz des Filters har zur Folge, dass ein Teil der Oberschwingungsenergie durch das Filter geht.
Mit Bezug auf 2 umfasst ein Oberschwingungssperrfilter 10 in Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform ferner eine Speichervorrichtung 20 (in der bevorzugten Ausführungsform ist die Speichervorrichtung 20 von einem als FIFO oder ”Zuerst-eingeben-Zuerst-ausgeben” – first in, fist out – bekannten Typ), ein Dreieingangs-Addierglied 22, ein Akkumulatorregister 24, ein Register 26 für den ältesten Datenpunkt, ein Bruchdatenpunkt-Addierglied 25, ein Bruchdatenpunkt-Multiplizierglied 28, ein Datenpunktaddierglied 21 und ein Ausgabeskalierungs-Multiplizierglied 23.
Der Fachmann auf dem Gebiet weiß, dass jedes FIFO seine eigene feste Länge besitzt, die hier als ”FIFO_LENGTH” (FIFO_LÄNGE) definiert ist. Allerdings ist ebenfalls zu erkennen, dass die Schaltungsanordnung des Oberschwingungssperrfilters 10 als Ganzes ihre eigene Filterlänge besitzt, die hier als ”Auslegungsfilterlänge”, im Folgenden als ”DFL” (designed filter length), definiert ist. Wie im Folgenden beschrieben ist, ist die Auslegungsfilterlänge ebenfalls programmierbar.
In Übereinstimmung mit 2 werden die jeweiligen Eingangsdaten S202 an das Oberschwingungssperrfilter 10 gesendet und daraufhin an die Speichervorrichtung 20, um gespeichert zu werden, an das Dreieingangs-Addierglied 22 und an das Bruchdatenpunkt-Addierglied 25 gesendet. Die Speichervorrichtung 20 speichert die Eingangsdaten S202 für eine Anzahl ”FIFO_LENGTH” von Taktzyklen (wobei in dieser Implementierung die Speichervorrichtung 20 als eine Verzögerung verwendet wird) und sendet einen Strom von Datenpunkten S204 aus. Der Strom von Datenpunkten, die aus der Speichervorrichtung 20 kommen, sind dieselben Datenpunkte, die nach einer Verzögerung einer Anzahl FIFO_LENGTH von Taktzyklen von S202 eingegeben werden. (Der Takt ist in 2 als CLK gezeigt; die Datenpunkte schreiten mit einer Rate von einer Dateneinheit pro Taktzyklus durch die Schaltung fort.) Der Speicher 20 gibt Daten S204 aus, die darauf an zwei Orte gehen: An das Register 26 für den ältesten Datenpunkt und das Dreieingangs-Addierglied 22. Das Dreieingangs-Addierglied 22 addiert die Eingangdaten S202 und den gegenwärtigen Wert S208 des Akkumulatorregisters 24 miteinander und subtrahiert den Strom von Datenpunkten S204. Die Summe S206 soll in dem nächsten Taktzyklus zu dem nächsten Wert des Akkumulatorregisters 24 werden. Der Wert der Ausgabe der Addiervorrichtung SUM 22, das Signal S206, ist immer gleich der Summe aller gegenwärtig in dem FIFO-Speicher 20 gespeicherten Daten. Das Register 26 für den ältesten Datenpunkt speichert für einen Taktzyklus einen Strom von Datenpunkten S204, der daraufhin zu dem ältesten Datenpunkt S210 wird. Das Bruchdatenpunkt-Addierglied 25 nimmt daraufhin den ältesten Datenpunkt S210 und addiert ihn zu den Eingangsdaten S202 und erhält eine Summe des neuesten und des ältesten Datenpunkts S212. Daraufhin multipliziert das Bruchdatenpunkt-Multiplizierglied 28 die Summe des neuesten und des ältesten Datenpunkts S212 mit einem Koeffizienten C2, was berechnete Bruchdatenpunkte S214 erzeugt. Daraufhin werden die berechneten Bruchdatenpunkte S214 durch das Datenpunktaddierglied 21 zu dem gegenwärtigen Wert S208 des Akkumulatorregisters 24 addiert, was zu einer fertigen Filterausgabe S216 führt. Daraufhin multipliziert das Ausgabeskalierungs-Multiplizierglied 23 die fertige Filterausgabe S216 mit einem Koeffizienten, der näherungsweise gleich C1 ist, um Ausgangsdaten S218 mit dem gleichen Betrag wie die Eingangsdaten S202 zu erzeugen.
Es wird angemerkt, dass FIFO_LENGTH, C1 und C2 alle durch den Prozessor 14 als Antwort auf die Auswahl einer Betriebsfrequenz durch den Betreiber bestimmt werden. Vorzugsweise ist C1 = 1/DFL, (1) C2 = (DFL-INT(DFL))/2, (2) FIFO_LENGTH = INT(DFL), (3) wobei DFL wie oben angemerkt die Auslegungsfilterlänge des Oberschwingungssperrfilters ist. Somit ist C2 in Übereinstimmung mit Gleichung 2 die Hälfte des Nachkommaanteils von DFL.
Die physikalische Länge des Oberschwingungssperrfilters 10 (DFL) wird über die Einstellung von FIFO_LENGTH hinaus um zwei Datenpunkte erhöht. Dies ist so, da ein Datenpunkt, der nicht mehr in dem FIFO 20 gespeichert ist, nun in dem Register 26 für den ältesten Datenpunkt gespeichert ist und die unmittelbare Verwendung von Eingangsdaten S202 vor ihm in dem Akkumulator 24 enthalten oder in dem FIFO 20 gespeichert ist.
Weiter anhand von 2 wird auf die Sonderfunktion der Nutzung einer Unterschaltungsanordnung 15, die das Bruchdatenpunkt-Addierglied 25, das Bruchdatenpunkt-Multiplizierglied 28 und das Datenpunktaddierglied 21 verkörpert, hingewiesen. Falls die Schaltungsanordnung 10 ohne die Unterschaltung, die die Komponenten 25, 26 und 28 enthält, sein soll, ist die physikalische Länge des Filters die Anzahl aufeinanderfolgender Eingangsdaten, die zum Berechnen der gegenwärtigen Ausgangsdaten verwendet werden. In jedem Taktzyklus werden ein neues Eingangsdatum angenommen und geht das älteste verloren. Im Konzept werden alle Datenpunkte in jedem Taktzyklus einen Ort vorgeschoben. Andererseits werden mit der Hinzufügung der Unterschaltungsanordnung 15 unter Verwendung des neuen Datenpunkts und aller behaltenen Datenpunkte in Übereinstimmung mit den neuen Stellungen in der Warteschlange neue Ausgangsdaten berechnet. Diese Verbesserung ermöglicht, dass die effektive Filterlänge auf eine gebrochene Anzahl von Datenpunkten eingestellt wird. Falls z. B. eine Filterlänge von 10,3 erwünscht ist, wird C2 auf 0,15 eingestellt und die FIFO_LENGTH auf 10 eingestellt. Dies verlängert die effektive Filterlänge an beiden Enden um 0,15, sodass die effektive Gesamtlänge 0,15 + 10 + 0,15 = 10,3 ist. Dies erzeugt an dem Ausgang des Addierglieds 21 ein Signal mit dem gewünschten Frequenzgang als das Signal S216.
Der Fachmann auf dem Gebiet versteht, dass die Amplitude des Signals S216 viel größer als die des Eingangssignals S202 ist. In den meisten Implementierungen ist es erwünscht, dass das Eingangssignal S202 und das Ausgangssignal S218 äquivalente Amplituden besitzen. Um die Amplitude des Signals S216 einzustellen, wird es mit dem Koeffizienten C1 multipliziert, um das Ausgangssignal S218 des Oberschwingungssperrfilters 10 bereitzustellen. Für die beispielhafte Länge von 10,3 würde C1 auf 1/”effektive Filterlänge” = 1/10,3 = 0,097 eingestellt.
Wie nun zu sehen ist, besteht die Funktion der Schaltungsanordnung 10 darin, für irgendeine gewünschte Frequenz die verringerte oder beseitigte Amplitude des Signals S216 mit erhöhter Genauigkeit bereitzustellen, wobei C2 verwendet wird, um das Filter im Wesentlichen auf die genaue DFL, nicht nur für die physikalische Länge des Filters, einzustellen.
Es wird angemerkt, dass der Koeffizient C2 in Übereinstimmung mit Gleichung 2 auf einen negativen Wert eingestellt werden kann; dies würde ein Filter mit einer effektiven Länge, die kürzer als FIFO_LENGTH ist, ergeben. Dies würde keinen anderen Filterentwurf, sondern nur eine kleine Änderung der zum Berechnen der Steuerwerte C2 und FIFO_LENGTH verwendeten Mathematik darstellen. Zum Beispiel könnte durch Einstellen von FIFO_LENGTH = 11 und C2 = –0,35 eine effektive Filterlänge von 10,3 erzielt werden. Der Wert von C1 würde 1/10,3 = 0,097 bleiben. Die effektive Gesamtfilterlänge wäre unverändert, aber mit einer neuen Gleichung und mit derselben Antwort von –0,35 + 11 – 0,35 = 10,3. Die Simulation zeigt, dass Idealwerte für C1 auf den Bereich von etwa –0,25 bis +0,25 beschränkt sind.
Es wird angemerkt, dass die Detektorausgabe eine zweite Oberschwingung enthält, die dieselbe Amplitude wie das gewünschte Gleichstromsignal besitzt. Das Oberschwingungssperrfilter 10 erzeugt dasselbe Gleichstromamplitudenergebnis, während es die Signalamplitude bei der Frequenz der zweiten Oberschwingung reduziert oder verringert.
In 3 ist ein Graph gezeigt, der den Frequenzgang der vorliegend offenbarten Oberschwingungssperrfilter darstellt. Der Graph ist beispielhaft mit der auf 100 kHz eingestellten Betriebsfrequenz gezeigt. Das Oberschwingungssperrfilter 10 oder 8 wird abgestimmt, um die Signale S218 in 2 und 3 mit zwei Sperrfrequenzen zu erzeugen. Die erste Sperrfrequenz ist dieselbe wie die Betriebsfrequenz von 100 kHz, um irgendwelche Signalkomponenten mit der Betriebsfrequenz von 100 kHz zu entfernen. Die zweite Sperrfrequenz ist auf die zweite Oberschwingung der Betriebsfrequenz, d. h. auf 200 kHz, abgestimmt, um irgendwelche Signalkomponenten mit einer Frequenz von 200 kHz aus dem detektierten Signal zu entfernen, bevor es angezeigt wird. Es wird angemerkt, dass das Wesen des Signals S11 das einer Sinussignalform ist. (Das gilt auch für die Signale S10, S19 und S20.) Der Fachmann auf dem Gebiet versteht, dass, wie in 2 und 3 gezeigt ist, das Betriebsprinzip des Oberschwingungssperrfilters ist, dass das Addieren und Subtrahieren aller Werte gleichmäßig verteilter Datenpunkte für einen vollen Zyklus einer Sinusschwingung null ergeben sollte. Deshalb weist das resultierende Signal der Schaltungsanordnung 10 eine verringerte oder beseitigte Amplitude bei der Betriebsfrequenz und bei den nachfolgenden Frequenzen des N-fachen der Betriebsfrequenz auf.
Weiter anhand von 3 soll angemerkt werden, dass, wenn in Gleichung 2 C2 = 0 ist, sich das Oberschwingungssperrfilter zu einer alternativen Ausführungsform ändert, die wirksam sein kann, wenn die effektive Filterlänge genau mit einer genauen ganzzahligen Anzahl von Abtastwerten eingestellt ist. 4 bietet diese alternative Ausführungsform eines Oberschwingungsfilters, die äquivalent zu der des Oberschwingungsfilters 10 ist, jedoch ohne den in 2 gezeigten Abschnitt der Schaltungsanordnung, der die Komponenten 26, 25 und 28 enthält.
Wie in 4 gezeigt ist, fungiert das vereinfachte Oberschwingungsfilter 8 ähnlich der durch das Filter 10 bereitgestellten Oberschwingungsfrequenzsperrfunktion ebenfalls dafür, die Signalamplitude bei Mehrfachen der Betriebsfrequenzen zu verringern oder zu beseitigen. Allerdings ist diese Ausführungsform, die äquivalent der Schaltung 10 ist, wenn C2 = 0 ist, nicht wirksam, wenn die Betriebsfrequenz oder die effektive Filterlänge nicht genau auf eine genaue ganzzahlige Anzahl von Abtastwerten eingestellt ist. Somit ist es ein weiterer neuer Aspekt der vorliegenden Offenbarung, dass sie eine Filterschaltungsanordnung lehrt, die mit der vereinfachten Ausführungsform des Oberschwingungsfilters 8 arbeitet, das die Signale mit Frequenzen, die Mehrfache der Betriebsfrequenz sind, wirksam entfernt.
Es wird nun Bezug genommen auf 5, die eine alternative Ausführungsform der Digitalsignalverarbeitungsschaltung 100 bietet, die eine Funktion zum Beseitigen des kreisenden Punktes auf der Impedanzebene bereitstellt. Im Vergleich mit der Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung 100, die in der in 1 gezeigten bevorzugten Ausführungsform dargestellt ist, sind zwei Abtastraten-Reduzierglieder hinzugefügt.
Wie in 5 zu sehen ist, wird in dieser Ausführungsform das Signal S11 von dem Reell-Detektor oder ”Gleichphasen”-Detektor (nicht gezeigt) durch einen Filterkanal zum Prozessor 14 und zu der Anzeige 16 gesendet. Der Filterkanal umfasst einen ersten Abtastratenreduzierer A 30; ein erstes Oberschwingungssperrfilter 10, einen weiteren ersten Abtastratenreduzierer B 32 und ein erstes einstellbares Tiefpassfilter 12. Die Daten von dem Reell-Detektor S11 können eine hohe Abtastrate (z. B. 100 MHz) besitzen und müssen durch den ersten Abtastratenreduzierer A 30 laufen. Der erste Abtastratenreduzierer 30 nimmt Daten mit einer hohen Abtastrate und reduziert sie, indem er eine Anzahl aufeinanderfolgender Eingangsdatenpunkte nimmt und sie mittelt, um jede Ausgangsdateneinheit S19 zu erzeugen. Dies unterscheidet sich von einem typischen Filter insofern, als die meisten Filter die Datenabtastrate nicht ändern. Wenn die Datenabtastrate die abgestimmte Frequenz eines Oberschwingungssperrfilters um einen erheblichen Betrag übersteigt, werden die Ressourcen, die zum Aufbau des Filters erforderlich sind, erhöht und können zu einer Belastung werden. Der erste Abtastratenreduzierer A 30 reduziert die Datenrate in der Weise, dass das erste Oberschwingungssperrfilter 10 mit einer angemessenen Menge an Ressourcen implementiert werden kann. Im Ergebnis macht die reduzierte Rate der abgetasteten Daten S19' sie für die Eingabe in das erste Oberschwingungssperrfilter 10 geeignet. Nachdem das Signal S19 durch das erste Oberschwingungssperrfilter 10 gefiltert worden ist, sind die Oberschwingungen der Betriebsfrequenz aus den abgetasteten Daten S21 herausgefiltert. Daraufhin wird der erste Abtastratenreduzierer B 32 verwendet, um die Abtastrate der abgetasteten Daten S21 weiter zu reduzieren, bevor sie als das Signal S23 in das erste einstellbare Tiefpassfilter 12 eingegeben werden. Die optimale Dateneingangsrate für das Tiefpassfilter hängt von der Auswahl der Tiefpassfilter-Grenzfrequenz durch den Betreiber ab. Daraufhin wird der Ausgangsdatenstrom S25 des Tiefpassfilters 12 an den Prozessor 14 gesendet, wobei er die Amplitude der reellen Signalkomponente des von der Sonde empfangenen Signals angibt. Dieser Wert ändert sich, während der Betreiber die Sonde bewegt. Das Signal S25 ist gefiltert worden, sodass es so rein wie angemessen möglich ist und kein Zufallsrauschen und keine Oberschwingungen der Betriebsfrequenz, die die Anzeige von Kreisen oder Rauschen verursachen, enthält.
Es soll angemerkt werden, dass die oben erwähnte Grenz-Frequenz und Eck-Frequenz dem Fachmann auf dem Gebiet als Grundarbeitsparameter von Tiefpassfiltern bekannt sind.
Weiter anhand von 5 wird das Signal S10 von dem Imaginär-Detektor oder ”Phasenverschoben”-Detektor (nicht gezeigt) in ähnlicher Weise durch einen gleichen Filterkanal an den Prozessor 14 und an die Anzeige 16 gesendet. Der untere Filterkanal umfasst einen zweiten Abtastratenreduzierer A 30', ein zweites Oberschwingungssperrfilter 10', einen zweiten Abtastratenreduzierer B 32' und ein zweites einstellbares Tiefpassfilter 12'. Die Daten von dem Imaginär-Detektor S10 können eine hohe Abtastrate (z. B. 100 MHz) besitzen und müssen durch den zweiten Abtastratenreduzierer 30' laufen. Der zweite Abtastratenreduzierer A 30' nimmt Daten mit einer hohen Abtastrate und reduziert sie, indem er eine Anzahl aufeinanderfolgender Eingangsdatenpunkte nimmt und mittelt, um jede Ausgangsdateneinheit S20 zu erzeugen. Dies unterscheidet sich von einem typischen Filter insofern, als die meisten Filter die Datenabtastrate nicht ändern. Wenn die Datenabtastrate die abgestimmte Frequenz eines Oberschwingungssperrfilters um einen erheblichen Betrag übersteigt, werden die zum Aufbau des Filters erforderlichen Ressourcen erhöht und können zu einer Belastung werden. Der zweite Abtastratenreduzierer A 30' reduziert die Datenrate in der Weise, dass das zweite Oberschwingungssperrfilter 10' mit einer angemessenen Menge an Ressourcen implementiert werden kann. Im Ergebnis macht die reduzierte Rate der abgetasteten Daten S20' sie für die Eingabe in das zweite Oberschwingungssperrfilter 10' geeignet. Nachdem das Signal S20 durch das zweite Oberschwingungssperrfilter 10' gefiltert worden ist, sind die Oberschwingungen der Betriebsfrequenz aus den abgetasteten Daten S22 herausgefiltert worden. Daraufhin wird der zweite Abtastratenreduzierer B 32' verwendet, um die Abtastrate der abgetasteten Daten S22 weiter zu reduzieren, bevor sie als das Signal S24 in das einstellbare Tiefpassfilter 12' eingegeben werden. Die optimale Dateneingaberate für das Tiefpassfilter hängt von der Auswahl der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters durch den Betreiber ab. Daraufhin besitzen die abgetasteten Daten S24 eine reduzierte Rate, die für die Eingabe in das zweite einstellbare Tiefpassfilter 12' geeignet ist. Daraufhin wird der Datenstrom S26 an den Prozessor 14 gesendet, wobei er die Amplitude der reellen Signalkomponente des von der Sonde empfangenen Signals angibt. Dieser Wert ändert sich, während der Betreiber die Sonde bewegt. Das Signal S26 ist gefiltert worden, sodass es so rein wie angemessen möglich ist und kein Zufallsrauschen und keine Oberschwingungen der Betriebsfrequenz, die die Anzeige von Kreisen oder Rauschen verursachen, enthält.
Daraufhin nimmt der Prozessor 14 die detektierte reelle Signalamplitude S25 und die detektierte imaginäre Signalamplitude S26, wendet einen Versatz (häufig als eine ”Null” bezeichnet) und einen digitalen Verstärkungseffekt an, um die Position des Messpunkts zu berechnen. Daraufhin werden Daten, die das gewünschte Bild S27 enthalten, zur Anzeige 16 ausgesendet, die das Bild für den Betreiber sichtbar macht.
Es wird angemerkt, dass das Oberschwingungssperrfilter 8 in seiner in 4 gezeigten alternativen Ausführungsform einen neuen Aspekt in der vorliegenden Offenbarung darstellt, der im Kontext der in 5 gezeigten Schaltungsanordnung zu verwenden ist, um die Wirkung zu erzielen, dass nicht nur die Signalamplitude bei der Betriebsfrequenz beseitigt wird, sondern auch Mehrfache der Betriebsfrequenzen beseitigt werden. Gemäß dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung kann der in 5 gezeigte Abtastratenreduzierer A (30 oder 30') in einer Weise verwendet werden, dass die Frequenz so eingestellt wird, dass sie signifikant nahe der genauen Anzahl von Abtastwerten liegt. Dies hilft wirksam, die Probleme zu vermeiden oder zu umgehen, die auftreten, wenn die Betriebsfrequenz keine genaue Anzahl von Datenabtastwerten (eine gebrochene Anzahl von Datenabtastwerten) ist.
Die gewählte Betriebsfrequenz kann gezielt mit einer Schwingungsdauer eingestellt werden, die in Abtastwerten gemessen werden kann. Wenn die Anzahl der Abtastwerte pro Schwingung bestimmt wird, kann das Filter 8 so konfiguriert werden, dass es die Anzahl der Abtastwerte behält und einen Mittelwert bereitstellt. Der Vorteil ist, dass das Filter zu jedem Zeitpunkt die von den letzten 360 Grad des Empfangssignals abgetasteten Daten enthält. Theoretisch kann das vereinfachte Oberschwingungsfilter 8 die gesamte Betriebsfrequenz und alle Oberschwingungen sperren. Dies zielt explizit auf die zweite Oberschwingung mit sehr hoher Amplitude ab. Ein weiterer Vorteil ist, dass die Ansprechgeschwindigkeit des Instruments nicht verringert ist.
Somit sollte gewürdigt werden, dass Konfigurationen, die in der alternativen Ausführungsform der Oberschwingungssperrung 8 (4) in Kombination mit der Nutzung der in 5 gezeigten alternativen Schaltungsanordnung gezeigt sind, sowie irgendein anderes alternatives Filterungsverfahren, das die Beseitigung der Signalamplitude von Mehrfachen der Betriebsfrequenz erzielt, alle im Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung enthalten sind.
Die vorstehende Beschreibung von Schaltungen ist als eine digitale Verarbeitungsschaltung implementiert. Allerdings gibt es äquivalente Ausführungsformen, die in einem analogen System implementiert werden können. Es ist denkbar, dass der Fachmann auf dem Gebiet, aufgeklärt durch die Lehre der vorliegenden Offenbarung, z. B. unter Nutzung abstimmbarer Sperrfilter, eine analoge Schaltungsanordnung konstruieren kann, um die Signalamplitude direkt bei der ersten Oberschwingungsfrequenz und bei Oberschwingungsfrequenzen der zweiten, der dritten usw. zu beseitigen. Solche alternativen Ausführungsformen liegen im Schutzumfang und in der Lehre der vorliegenden Offenbarung, die das Verursachen der kreisenden Drift durch Entfernen der Signalamplitude bei allen Oberschwingungsfrequenzen behandeln soll.
Es soll angemerkt werden, dass die Implementierung der Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung 100 viele alternative Formen annehmen kann. Zum Beispiel kann das Oberschwingungsfilter 10 oder 10' allein in einem Verarbeitungschip konstruiert sein oder es kann zusammen mit dem Tiefpassfilter 12 oder 12' in einem Chip konstruiert sein. Außerdem können zwei Oberschwingungsfilter 10 und 10' in einem einzelnen Chip mit zwei Kanälen implementiert sein oder sie können in getrennten Chips sein. Selbstverständlich sind alle Varianten dieser Art vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung erfasst und verstanden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 7362096 [0004]

Claims

Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100), die zum Verarbeiten digitalisierter Messeingangsdaten für ein Instrument für die zerstörungsfreie Prüfung und Untersuchung (NDT/NDI) konfiguriert ist, wobei das Instrument zum Arbeiten bei einer Betriebsfrequenz konfiguriert ist, die aus mehreren möglichen Betriebsfrequenzen gewählt ist, wobei die digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) Daten der Betriebsfrequenz enthalten, wobei die Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) umfasst: wenigstens einen Filterkanal (102, 104), der die digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) empfängt und einen ersten Satz gefilterter Daten (S15, S14) erzeugt, einen Datenprozessor (14), der die gefilterten Daten (S15, S14) verarbeitet und Anzeigedaten (S16), die das Messergebnis enthalten, für die Anzeige vorbereitet, und eine Anzeigeeinheit (16), die das Messergebnis in Übereinstimmung mit den Anzeigedaten (S16) anzeigt, wobei der Filterkanal (102, 104) ein erstes Oberschwingungssperrfilter (10, 10') enthält, das dafür konfiguriert ist, die Amplitude des ersten Satzes gefilterter Daten (S15, S14) bei der Betriebsfrequenz und bei Frequenzen, die Vielfache der Betriebsfrequenz sind, wesentlich zu verringern.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 1, wobei der wenigstens eine Filterkanal (102, 104) einen ersten Filterkanal (102) zum Filtern der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) in der reellen Phase und einen zweiten Filterkanal (104) zum Filtern der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) in der imaginären Phase enthält.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 1, wobei der Filterkanal (102, 104) ferner ein erstes Tiefpassfilter (12, 12') umfasst.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 1, wobei das erste Oberschwingungssperrfilter (10, 10') ferner eine Speicherkomponente (20) zum Speichern einer vorgegebenen Anzahl von Abtastwerten der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10), ein Dreieingangs-Addierglied (22) und ein Akkumulatorregister (24) umfasst, und wobei das Oberschwingungssperrfilter (10, 10') eine Auslegungsfilterlänge (DFL) besitzt.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 4, wobei die Speicherkomponente (20) eine Zuerst-eingeben-Zuerst-ausgeben-Einheit, nämlich eine FIFO-Einheit mit einer Filterlänge (FIFO_LENGTH), wobei die digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) mit einem spezifischen Taktzyklus der FIFO-Einheit und dem Dreieingangs-Addierglied (22) zugeführt werden; und wobei das Dreieingangs-Addierglied (22) dafür konfiguriert ist, durch miteinander Addieren der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) und eines gegenwärtigen Werts (S208) des Akkumulatorregisters (24) bei dem Taktzyklus und durch Subtrahieren der von der FIFO-Einheit kommenden Daten eine Dreieingangssumme zu erzielen, und wobei die Dreieingangssumme in einem nächsten Taktzyklus unmittelbar nach dem Taktzyklus der gegenwärtige Wert (S208) des Akkumulatorregisters (24) sein soll.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 5, wobei das Oberschwingungssperrfilter (10, 10') ferner ein Register (26) für die ältesten Daten, ein Bruchdatenpunkt-Addierglied (25) und ein Bruchdatenpunkt-Multiplizierglied (28) umfasst.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 6, wobei das Register (26) für die ältesten Daten dafür konfiguriert ist, den ältesten Datenabtastwert, der von der FIFO-Einheit kommt, zu empfangen, und das Bruchdatenpunkt-Addierglied (25) dafür konfiguriert ist, durch Addieren von Daten von dem Register (26) für die ältesten Daten mit dem Datenabtastwert der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) eine Bruchdatenpunktsumme bei dem Taktzyklus zu erzielen, und wobei das Bruchdatenpunkt-Multiplizierglied (28) die Bruchdatenpunktsumme mit einem ersten Koeffizienten (C2) multipliziert, um die gebrochen eingestellten Daten (S214) zu erzeugen.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 7, wobei das Oberschwingungssperrfilter (10) ferner ein Datenpunktaddierglied (21) und ein Ausgabedatenskalierungs-Multiplizierglied (23) umfasst.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 8, wobei das Datenpunktaddierglied (21) dafür konfiguriert ist, durch Addieren des gegenwärtigen Werts (S208) des Akkumulatorregisters (24) mit den gebrochen eingestellten Daten (S214) eine Datenpunktsumme zu erzielen, wobei die Datenpunktsumme durch das Ausgabedatenskalierungs-Multiplizierglied (23) mit einem zweiten Koeffizienten (C1) multipliziert wird, um durch das Oberschwingungssperrfilter (10) gefilterte Daten (S218) zu erzeugen.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 9, wobei C1 = 1/DFL und C2 = (DFL–INT(DFL))/2 ist oder C2 die Hälfte des Nachkommaanteils der Auslegungsfilterlänge (DFL) ist.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 5, wobei das Oberschwingungssperrfilter (10, 10') ferner ein Ausgabeskalierungs-Multiplizierglied (23) umfasst, das dafür konfiguriert ist, den Wert des Akkumulatorregisters (24) mit einem zweiten Koeffizienten (C1) zu multiplizieren, wobei C1 = 1/DFL ist.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 1, wobei der wenigstens eine Filterkanal (102, 104) ferner wenigstens einen Abtastratenreduzierer (30) umfasst.
Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 12, wobei wenigstens einer des wenigstens einen Abtastratenreduzierers (30) dafür konfiguriert ist, die digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) mit einer hohen Abtastrate aufzunehmen und sie durch Aufnehmen einer Anzahl aufeinanderfolgender Eingangsdatenpunkte und deren Mittelung zu reduzieren, um jeweils eine Ausgabe mit verringerter Abtastrate zu erzeugen.
Verfahren zum Bereitstellen einer Signalfilterungsfunktion für eine Digitalsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung (100), die zum Verarbeiten digitalisierter Messeingangsdaten (S11, S10) für ein Instrument (nicht gezeigt) für die zerstörungsfreie Prüfung und Untersuchung (NDT/NDI) konfiguriert ist, wobei das Instrument dafür konfiguriert ist, bei einer Betriebsfrequenz zu arbeiten, die aus mehreren möglichen Betriebsfrequenzen gewählt wird, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Empfangen der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10), Bereitstellen eines Oberschwingungssperrfilters zum Verringern der Signaldaten bei Frequenzen von Mehrfachen der Betriebsfrequenz, Verarbeiten der gefilterten Signaldaten zum Anzeigen.
Verfahren nach Anspruch 14, das ferner einen Schritt des Bereitstellens einer Tiefpassfilterung zum Entfernen von Signaldaten mit höherer Frequenz als einer vorgegebenen Grenz-Frequenz und zum Erzeugen gefilterter Signaldaten enthält.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Schritt des Bereitstellens einer Oberschwingungssperrfilterung durch ein Oberschwingungsfilter (10, 10') mit einer Auslegungsfilterlänge (DFL) bereitgestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Schritt des Bereitstellens einer Oberschwingungssperrfilterung ferner bei einem gegenwärtigen Taktzyklus die folgenden Schritte umfasst: Bereitstellen einer Zuerst-eingeben-Zuerst-ausgeben-Einheit, nämlich einer FIFO-Einheit mit einer Filterlänge (FIFO_LENGTH), Zuführen der Eingangssignaldaten zu der FIFO-Einheit bei einem spezifischen Taktzyklus, und Erzeugen von Ausgangsdaten von der FIFO-Einheit; Erzielen einer Dreieingangssumme durch miteinander Addieren der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10), des gegenwärtigen Werts (S208) des Akkumulatorregisters (24) bei dem Taktzyklus und durch Subtrahieren der Ausgangsdaten von der FIFO-Einheit und Bereitstellen des Werts des Akkumulatorregisters (24) in einem nächsten Taktzyklus unmittelbar nach dem gegenwärtigen Taktzyklus.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei der Schritt des Bereitstellens einer Oberschwingungssperrfilterung ferner den folgenden Schritt umfasst: Erzielen einer Bruchdatenpunktsumme durch Addieren von Daten von einem Register (26) für die ältesten Daten mit den digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10), wobei das Register (26) für die ältesten Daten den von der FIFO-Einheit kommenden ältesten Datenpunkt empfängt; Multiplizieren der Bruchdatenpunktsumme mit einem ersten Koeffizienten (C2), um gebrochen eingestellte Daten (S214) zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei der Schritt der Oberschwingungssperrfilterung ferner die folgenden Schritte umfasst: Erzielen einer Datenpunktsumme durch Addieren des gegenwärtigen Werts (S208) des Akkumulatorregisters (24) mit den gebrochen eingestellten Daten (S214), Multiplizieren der gebrochen eingestellten Daten (S214) mit einem zweiten Koeffizienten (C1) und dadurch Erzeugen gebrochen skalierter oberschwingungssperrgefilterter Daten.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei C1 = 1/DFL und C2 = (DFL-INT(DFL))/2 ist.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Schritt des Bereitstellens einer Oberschwingungsfilterung ferner die Schritte des Skalierens des Werts des Akkumulatorregisters (24) mit einem Koeffizienten (C1) umfasst, wobei C1 = 1/DFL ist.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) Signaldaten in einer reellen Phase und Signaldaten in einer imaginären Phase enthalten und die Schritte des Empfangens der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10), des Bereitstellens einer Oberschwingungssperrfilterung und des Bereitstellens einer Tiefpassfilterung in zwei parallelen und gleichen Sequenzen, eine zur Filterung der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) in der reellen Phase, eine zur Filterung der digitalisierten Messeingangsdaten (S11, S10) in der imaginären Phase, durchgeführt werden.