DE102014214276B4

DE102014214276B4 - Verfahren zur Steuerung eines Mehrpunkt-Gleichrichters

Info

Publication number: DE102014214276B4
Application number: DE102014214276.8A
Authority: DE
Inventors: Michael Leibl
Original assignee: Siemens Healthcare GmbH
Current assignee: Siemens Healthineers Ag De
Priority date: 2014-07-22
Filing date: 2014-07-22
Publication date: 2022-07-14
Anticipated expiration: 2034-07-23
Also published as: DE102014214276A1

Abstract

Verfahren zur Steuerung eines Mehrpunkt-Gleichrichters (1), welcher drei Wechselspannungs-Eingangsphasen (L1, L2, L3), eine Mehrzahl an Induktivitäten (22, 24, 26), drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8), eine Mehrzahl an Schaltmitteln (34, 36, 38) und einen wenigstens zweistufigen Zwischenkreis (42) aufweist,wobei jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) mit einer Gleichrichterbrücke (4, 6, 8) verschaltet ist, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8) parallel zum Zwischenkreis (42) geschaltet ist,wobei der Zwischenkreis (42) wenigstens zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten (44, 46) aufweist, welche jeweils eine Spannungsstufe (Uc) des Zwischenkreises (42) bilden,und wobei jede Eingangsphase (L1, L2, L3) durch Schalten eines Schaltmittels (34, 36, 38) einzeln mit dem Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verbindbar ist, wobei die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden,- dass in einem ersten Schaltzustand (S1) einer Pulsperiode (102) der Betrag des Stromflusses (i1, i2, i3) in jeder der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3), ausgehend von null, im Wesentlichen jeweils linear zunimmt,- dass in einem zweiten Schaltzustand (S2) der Pulsperiode (102) in derjenigen Eingangsphase (L2), in welcher der Stromfluss (i2) den geringsten Betrag aufweist, dieser Betrag weiter zunimmt, während wenigstens in einer anderen Eingangsphase (L3) der Betrag des Stromflusses (i3) abnimmt, und- dass in einem dritten Schaltzustand (S3) der Pulsperiode (102) zuerst in derjenigen Eingangsphase (L2) mit dem geringsten Betrag des Stromflusses (i2) dieser im Wesentlichen linear auf Null abnimmt, und danach der Betrag des Stromflusses (i1, i3) in den beiden anderen Eingangsphasen (L1, L3) auf null abnimmt, wobei der Quotient aus der an einer Eingangsphase (L1, L2, L3) anliegenden Spannung (u1, u2, u3) und dem über eine Pulsperiode (102) gemittelten Stromfluss (i1, i2, i3) für jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) den gleichen Wert aufweist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines Mehrpunkt-Gleichrichters, welcher drei Wechselspannungs-Eingangsphasen, eine Mehrzahl an Induktivitäten, drei Gleichrichterbrücken, eine Anzahl an Schaltmitteln und einen wenigstens zweistufigen Zwischenkreis aufweist, wobei jede der drei Eingangsphasen mit einer Gleichrichterbrücke verschaltet ist, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken parallel zum Zwischenkreis geschaltet ist, wobei der Zwischenkreis wenigstens zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten aufweist, welche jeweils eine Spannungsstufe des Zwischenkreises bilden, und wobei jede Eingangsphase durch Schalten eines Schaltmittels einzeln mit dem durch den Mittelpunkt der wenigstens zwei Kapazitäten gebildeten Mittelpunkt des Zwischenkreises verbindbar ist. Die Erfindung betrifft weiter einen derartigen Mehrpunkt-Gleichrichter.
Eine häufig an einen dreiphasigen Gleichrichter gestellte Anforderung ist, dass dieser auf das dreiphasige Netz möglichst wie ein ohmscher Verbraucher zu wirken hat. Hierdurch können die Auswirkungen des Gleichrichters auf den Betrieb des Netzes hinsichtlich der Qualität und Stabilität der Netzspannung ausreichend gering gehalten werden. Dies kann, zusätzlich zur Gleichrichtung über Dioden, beispielsweise erreicht werden, indem der gleichzurichtende Strom einer Eingangsphase in kurzen Pulsen, deren Frequenz um mehrere Größenordnungen höher ist als die Netzfrequenz, an einen Zwischenkreis gespeist wird, welcher als entsprechende Spannungsstufe dient. Zur Glättung des Stromes in den Eingangsphasen werden Induktivitäten verwendet, so dass der dem Netz entnommene Strom, über mehrere Pulsperioden gemittelt, einen entsprechenden sinusförmigen Verlauf aufweist. Um dabei die Schaltverluste, welche beim Schalten der Pulse entstehen, möglichst gering zu halten, wird die Spannungsstufe des Zwischenkreises häufig zu einem Dreipunkt-Gleichrichter auf zwei Kapazitäten aufgeteilt, so dass über jedem Schalter nur die Hälfte der vom Gleichrichter bereitzustellenden Spannung abfällt.
Eine vorteilhafte Topologie eines derartigen dreiphasigen Dreipunkt-Gleichrichters stellt der Vienna Rectifier dar. Von diesem existieren im Detail verschiedene Ausgestaltungen. Da in allen Varianten nur die halbe Ausgangsspannung an den Schaltern liegt, über welche die Eingangsphasen mit dem Zwischenkreis verschaltet sind, ergeben sich im Vergleich zu Zweipunkt-Gleichrichtern geringere Schaltverluste. Im Normalbetrieb unter Nennlast sind die Ströme in den Eingangsinduktivitäten kontinuierlich, und weisen hierbei lediglich geringe Schwankungen (sog. „Rippel“) auf. Über eine Schaltperiode gemittelt ist hierbei die Eingangsspannung jeder Eingangsphase proportional zu 1-d, wobei d den Tastgrad bezeichnet. Die Regelstrecke kann in diesem Betriebsbereich als linear betrachtet werden. Weist ein Eingangsstrom jedoch einen Rippel auf, welcher mehr als das Doppelte seines Mittelwertes über eine Schalt- bzw. Pulsperiode beträgt, treten diskontinuierliche Ströme in den Eingangsinduktivitäten auf, wodurch die erwähnte Proportionalität in der Regelung verloren geht. Dies kann beispielsweise dann auftreten, wenn der Gleichrichter unter geringer Last betrieben wird. Die Folge ist eine Fehlerspannung, welche als Störgröße in den Regelkreis der Stromregelung eingeht. Diese Störung kann oftmals durch eine Anpassung der Regelung nicht vollständig unterdrückt werden, wodurch dann der Eingangsstrom eine Abweichung vom gewünschten sinusförmigen Verlauf erfährt. Es kommt zu unerwünschten Verzerrungen mit erheblichen Beiträgen bei niederen Harmonischen der Frequenz des Eingangsnetzes.
Ein mögliches Konzept zur Beherrschung des Betriebes eines Vienna Rectifiers mit diskontinuierlichen Strömen wird beschrieben in Ide et al., „Analysis of three-phase/three-lefel rectifiers at low load and discontinuous conduction mode“, Fifteenth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2000 (APEC 2000), Bd. 1, S. 197-204 (2000). Hierbei wird im diskontinuierlichen Betrieb ein eigener Steuerungsmodus verwendet, welcher jedoch in diesem Fall keinen sinusförmigen Strom ermöglicht. Insbesondere bei hohen Netzspannungen führt dies zu einem erhöhten Oberschwingungsanteil, was unerwünscht ist.
Eine andere Möglichkeit der Regelung wird in Ide et al., „Enhanced control scheme for three-level rectifiers at partial load“, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Bd. 52, Nr. 3, S. 719-726 (2005) vorgeschlagen. Hier kann über einen Beobachter in der Reglung das Umschalten zwischen zwei verschiedenen Betriebsmodi für kontinuierlichen und diskontinuierlichen Strom vermieden werden. Der Regler benötigt jedoch eine Anlaufzeit im Bereich von üblicherweise einer Netzperiode (ca. 10 ms), um sich nach einer sprunghaften Änderung der Last auf die neuen Fehlerspannungen einzustellen. In dieser Zeit kann jedoch der Weiterbetrieb des Gleichrichters mit geringer Last bei nicht optimaler Reglung jedoch die Stabilität der Netzspannung kurzfristig beeinträchtigen, was sich negativ auf andere Verbraucher auswirken kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen dreiphasigen Mehrpunkt-Gleichrichter ein möglichst einfaches, stabiles und schnell ansprechendes Verfahren zur Steuerung des Betriebs anzugeben, durch welches der Gleichrichter möglichst wie ein ohmscher Verbraucher auf das Netz wirken soll. Der Erfindung liegt weiter die Aufgabe zugrunde, einen entsprechenden dreiphasigen Mehrpunkt-Gleichrichter anzugeben.
Die erstgenannte Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Verfahren zur Steuerung eines Mehrpunkt-Gleichrichters, welcher drei Wechselspannungs-Eingangsphasen, eine Mehrzahl an Induktivitäten, drei Gleichrichterbrücken, eine Mehrzahl an Schaltmitteln und einen wenigstens zweistufigen Zwischenkreis aufweist, wobei jede der drei Eingangsphasen mit einer Gleichrichterbrücke verschaltet ist, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken parallel zum Zwischenkreis geschaltet ist, wobei der Zwischenkreis wenigstens zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten aufweist, welche jeweils eine Spannungsstufe des Zwischenkreises bilden, und wobei jede Eingangsphase durch Schalten eines Schaltmittels einzeln mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises verbindbar ist, wobei das oder jedes Schaltmittel derart geschaltet wird, dass in einem ersten Schaltzustand der Pulsperiode der Betrag des Stromflusses in jeder der drei Eingangsphasen, ausgehend von null, im Wesentlichen jeweils linear zunimmt, dass in einem zweiten Schaltzustand der Pulsperiode in derjenigen Eingangsphase, in welcher der Stromfluss den geringsten Betrag aufweist, dieser Betrag weiter zunimmt, während wenigstens in einer anderen Eingangsphase der Betrag des Stromflusses abnimmt, und dass in einem dritten Schaltzustand der Pulsperiode zuerst in derjenigen Eingangsphase mit dem geringsten Betrag des Stromflusses dieser im Wesentlichen linear auf Null abnimmt, und danach der Betrag des Stromflusses in den beiden anderen Eingangsphasen auf null abnimmt, wobei der Quotient aus der an einer Eingangsphase anliegenden Spannung und dem über eine Pulsperiode gemittelten Stromfluss für jede der drei Eingangsphasen den gleichen Wert aufweist.
Der Mittelpunkt des Zwischenkreises ist hierbei gegeben durch den Mittelpunkt zweier Kapazitäten, welche jeweils Spannungsstufen des Zwischenkreises bilden. Unter einer im Wesentlichen linearen Zu- bzw. Abnahme eines Stroms ist auch eine entsprechende Veränderung eines Stroms umfasst, welche beispielsweise durch einen Einschalt- oder einen Ausschaltvorgang an einer Induktivität hervorgerufen wird, und durch eine exponentielle Veränderung des Stroms charakterisiert ist, welche infolge des im Vergleich zum Widerstand hohen Induktivitätswertes für die relevante Zeitskala als linear betrachtet werden kann.
Bevorzugt kann das Verfahren zur Steuerung eines Niederlastbetrieb des Gleichrichters verwendet werden. Der Niederlastbetrieb ist hierbei dadurch charakterisiert, dass die abgenommene Last erheblich geringer ist als die Nennlast des Gleichrichters, für welche ein Verfahren zur Steuerung des Haupt- oder Normalbetriebs ausgelegt ist. Insbesondere führt dabei der Niederlastbetrieb des Gleichrichters zu pulsweisen Diskontinuitäten im Stromfluss in jeder der Eingangsphasen. Das Verfahren soll dabei jedoch nicht auf die Steuerung des Niederlastbetriebs beschränkt sein, sondern kann je nach Auslegung der im Gleichrichter verwendeten Induktivitäten auch einen Betrieb unter Nennlast steuern.
Die genauen Schaltzustände sind dabei von der konkreten topologischen Implementierung des Gleichrichters abhängig, können jedoch vom Fachmann bei Kenntnis der Topologie ohne weiteres ermittelt werden. Insbesondere kann der Gleichrichter auch weitere Spannungsstufen aufweisen. Diese werden dann für die Anwendung des Verfahrens nicht verwendet. Insbesondere können die Induktivitäten wenigstens in einer nebensächlichen Funktion dazu vorgesehen sein, im Betrieb des Gleichrichters den Rippel des Stroms in einer Eingangsphase zu reduzieren, und insbesondere können die Induktivitäten einander baugleich sein.
Der Erfindung liegen dabei folgende Überlegungen zugrunde:

Damit der Gleichrichter am Netz als ohmsche Last wirksam ist, sollten die Ströme der Eingangsphasen über möglichst wenige Pulsperioden gemittelt proportional zu den Spannungen in den Eingangsphasen sein, wobei der den Eingangsphasen gemeinsame Proportionalitätsfaktor R dem am Netz wirksamen Widerstand entspricht. Da eine reglungstechnische Implementierung dieser Proportionalität über mehrere Pulsperioden aufwendig erscheint, ist es zunächst vorteilhaft, dass in jeder einzelnen Pulsperiode der über die Pulsperiode gemittelte Strom <i_k> in der Eingangsphase k proportional zur dortigen entsprechenden Spannung u_k ist, also R = u_k/<i_k>. Der gemittelte Strom <i_k>ist hierbei von der Last abhängig.

Insbesondere in einer Topologie, in welcher jede der drei Eingangsphasen über eine Induktivität führt, wie beispielsweise beim so genannten Vienna Rectifier, können keine beliebigen Änderungen im Stromfluss in einer Eingangsphase realisiert werden, da die entsprechende Induktivität einem solchen Sprung glättend entgegenwirkt, was ggf. zu berücksichtigen ist.
Um das gewünschte ohmsche Verhalten R = u_k/<i_k> zu erreichen, wird nun vorgeschlagen, in Abhängigkeit von der Topologie des Gleichrichters einen ersten Schaltzustand derart einzustellen, dass der Betrag des Stromflusses in jeder der drei Eingangsphasen, beginnend bei null, linear ansteigt. Dies kann beispielsweise dadurch erfolgen, dass durch den Schaltzustand für jede der drei Eingangsphasen jeweils ein Stromfluss über eine der Induktivitäten des Gleichrichters ermöglicht wird, so dass in der Induktivität jeweils ein Einschaltvorgang stattfindet, welcher einen im Wesentlichen linearen Anstieg des Betrags des Stromflusses zur Folge hat.
Ein nachfolgender Schaltzustand, welcher eine einfache lineare Abnahme des Betrags des Stromflusses in jeder der drei Eingangsphasen zur Folge hat, lässt sich jedoch nicht unabhängig von der Netzphase realisieren, da, in Abhängigkeit von der konkreten Topologie des Gleichrichters, wenigstens in einer Eingangsphase die individuelle Schaltsituation bzgl. einer Spannungsstufe des Zwischenkreises verändert wird, also ein entsprechendes Potential des Zwischenkreises entweder zu- oder abgeschaltet wird. Wurde beispielsweise in einem ersten Schaltzustand der Stromfluss in einer bestimmten Eingangsphase über eine Induktivität zu einem Potentialniveau des Zwischenkreises geführt, ist es durch eine Veränderung des Schaltzustandes in dieser Eingangsphase nicht möglich, dass der Stromfluss in dieser Eingangsphase nur durch die entsprechende Induktivität abgeschwächt wird, ohne dass dabei an der Induktivität eine Spannungsstufe des Zwischenkreises anliegt.
Eine überraschende Erkenntnis ist nun, einen zweiten Schaltzustand der Schaltmittel so auszugestalten, dass zumindest in derjenigen Eingangsphase, in welcher der Stromfluss den geringsten Betrag aufweist, dieser weiter ansteigt, und dabei in wenigstens einer anderen Eingangsphase der Betrag des Stromflusses abnimmt. Insbesondere bleibt dabei die individuelle Schaltsituation in der Eingangsphase, in welcher der Stromfluss den geringsten Betrag aufweist, beim Übergang vom ersten Schaltzustand in den zweiten Schaltzustand unverändert, während sich die individuelle Schaltsituation in wenigstens einer anderen Eingangsphase ändert.
In einem dritten Schaltzustand ist nun auch die individuelle Schaltsituation in der Eingangsphase, in welcher der Stromfluss den geringsten Betrag aufweist, so zu ändern, dass dieser im Wesentlichen linear auf null abnimmt, und dass danach der Betrag des Stromflusses auch in den beiden anderen Eingangsphasen auf null abnimmt. Beispielsweise kann dies in einem Vienna Rectifier durch ein Öffnen aller Schaltmittel erfolgen, so dass der Stromfluss in allen Phasen nur mehr über die Gleichrichterbrücken erfolgt. Damit findet in den Induktivitäten jeweils ein Abschaltvorgang statt, wobei der Stromfluss zuerst in der Eingangsphase zum Erliegen kommt, in welcher er zu Beginn des dritten Schaltzustands den geringsten Betrag aufweist.
Die Dauern der drei Schaltzustände können nun so gewählt werden, dass über die gesamte Pulsperiode gemittelt, in jeder Eingangsphase k der Quotient u_k/<i_k> den gleichen Wert R aufweist. Insbesondere kann es hierfür je nach Topologie auch ausreichend sein, nur die Dauer des ersten Schaltzustands und des zweiten Schaltzustands aktiv anzusteuern, wenn die Abnahme der Beträge der Stromflüsse im dritten Schaltzustand im Wesentlichen jeweils durch Abschaltvorgänge in den Induktivitäten erfolgt.
Vorteilhafter Weise werden die Schaltmittel derart geschaltet, dass im ersten Schaltzustand die drei Eingangsphasen jeweils mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises verbunden werden. Diese Ausführung des ersten Schaltzustands ist insbesondere bei Gleichrichtern vorteilhaft, in denen jede einzelne der drei Eingangsphasen mit einer eigene Induktivität verschaltet ist, so beispielsweise im Vienna Rectifier. Dies bietet zudem in einem solchen Fall die Möglichkeit, den im Wesentlichen linearen Anstieg des Betrages des Stromflusses in einer Eingangsphase über einen Einschaltvorgang in der entsprechenden Induktivität herbeizuführen.
Bevorzugt beträgt hierbei im ersten Schaltzustand der Stromfluss, welchen der Mittelpunkt des Zwischenkreises verzeichnet, konstant null. Dies erleichtert die Stabilisierung des Zwischenkreises.
Vorteilhafter Weise werden die Schaltmittel derart geschaltet, dass im ersten Schaltzustand in jeder der drei Eingangsphasen die im Wesentlichen lineare Zunahme des Betrages des Stromflusses durch einen Einschaltvorgang einer Induktivität erreicht wird, welche mit der jeweiligen Eingangsphase verschaltet ist. Ein Einschaltvorgang in einer Induktivität ist eine besonders einfache Möglichkeit, einen im Wesentlichen linearen Anstieg des Betrages der jeweiligen Stromflüsse zu erreichen. Insbesondere gilt dies für Topologien, in denen jede einzelne der drei Eingangsphasen mit einer eigenen Induktivität verschaltet ist, so beispielsweise im Vienna Rectifier.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden die Schaltmittel derart geschaltet, dass im zweiten Schaltzustand diejenige Eingangsphase, in welcher der Stromfluss den geringsten Betrag aufweist, mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises verbunden ist, und der Mittelpunkt des Zwischenkreises hierbei einen positiven Stromfluss oder einen negativen Stromfluss verzeichnet. Das Vorzeichen des Stromflusses, welchen der Mittelpunkt des Zwischenkreises verzeichnet, ist dabei von der individuellen Schaltsituation der einzelnen Eingangsphasen bzgl. des Mittelpunkts des Zwischenkreises sowie von ihrer Netzphasenlage abhängig. Ist beispielsweise nur diejenige Eingangsphase, in welcher der Stromfluss den geringsten Betrag aufweist, mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises verbunden, und weist diese Eingangsphase aufgrund ihrer Netzphasenlage während der Pulsperiode einen negativen Stromfluss auf, so verzeichnet auch der Mittelpunkt des Zwischenkreises einen negativen Stromfluss. Über einen derartigen positiven oder negativen Stromfluss wird unter anderem die Möglichkeit gegeben, über eine Mehrzahl von Pulsperioden hinweg die beiden Spannungsstufen des Zwischenkreises zu symmetrieren. Insbesondere bei einem Vienna Rectifier ist zur Ausgestaltung des zweiten Schaltzustands eine derartige individuelle Schaltsituation für die Eingangsphase, in welcher der Stromfluss den geringsten Betrag aufweist, vorteilhaft.
Günstiger Weise wird hierbei im zweiten Schaltzustand der Stromfluss, welchen der Mittelpunkt des Zwischenkreises verzeichnet, gegen eine Induktivität geschaltet und hierdurch im Wesentlichen linear verändert. Eine im Wesentlichen lineare Veränderung dieses Stromflusses durch eine Induktivität bedeutet ebenso eine im Wesentlichen lineare Veränderung des Stromflusses wenigstens in denjenigen Eingangsphasen, welche im zweiten Schaltzustand mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises verbunden sind. Eine derartige im Wesentlichen lineare Veränderung des Stromflusses erleichtert die Berechnung des über die Pulsperiode gemittelten Stroms <i_k>in der entsprechenden Eingangsphase.
Zweckmäßiger Weise werden die Schaltmittel derart geschaltet, dass im dritten Schaltzustand der Stromfluss, welchen der Mittelpunkt des Zwischenkreises verzeichnet, konstant null beträgt. Dies erleichtert die Stabilisierung des Zwischenkreises. Insbesondere vorteilhaft ist dies, falls der Stromfluss, welchen den Mittelpunkt des Zwischenkreises verzeichnet, im ersten Schaltzustand konstant null beträgt, und im zweiten Schaltzustand positiv oder negativ ist. Hierdurch ist die Möglichkeit gegeben, die Spannungsstufen des Zwischenkreises über den Stromfluss in seinen Mittelpunkt aktiv zu symmetrieren, wobei zur Symmetrierung jeweils nur der Stromfluss im zweiten Schaltzustand einer Pulsperiode berücksichtigt zu werden braucht.
Bevorzugt wird hierbei im dritten Schaltzustand jede der drei Eingangsphasen vom Mittelpunkt des Zwischenkreises getrennt. Insbesondere bei einem Vienna Rectifier ist eine derartige Ausgestaltung des dritten Schaltzustands vorteilhaft. In diesem Fall kann die Abnahme des Betrags des Stromflusses in jeder der drei Eingangsphasen über deren eingangsseitige Induktivitäten erfolgen.
In einer weiter vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung richtet jede der drei Gleichrichterbrücken einen Stromfluss über wenigstens eine Diode gleich. Dies ist eine besonders einfache und wirksame Art, einen Stromfluss gleichzurichten.
Vorteilhafter Weise werden die Schaltmittel hierbei derart geschaltet, dass im zweiten Schaltzustand und/oder im dritten Schaltzustand ein Stromfluss von einer Induktivität über wenigstens eine Diode in eine Kapazität des Zwischenkreises geführt wird, so dass der Betrag des Stromflusses in einer Eingangsphase hierdurch abnimmt. Eine derartige Abnahme des Betrags des Stromflusses über eine Induktivität lässt sich besonders einfach kontrollieren, wodurch die Berechnung des über die Pulsperiode gemittelten Stroms <i_k>in der entsprechenden Eingangsphase erleichtert wird.
Als weiter vorteilhaft erweist es sich, wenn über eine Mehrzahl von Pulsperioden hinweg die beiden Spannungsstufen des Zwischenkreises symmetriert werden, indem die Schaltmittel derart geschaltet werden, dass jeweils in einem zweiten Schaltzustand einer Pulsperiode der Mittelpunkt des Zwischenkreises, in Abhängigkeit von den jeweils über den beiden Kapazitäten des Zwischenkreises abfallenden Spannungen, einen positiven Stromfluss oder einen negativen Stromfluss verzeichnet. Eine aktive Symmetrierung der Spannungsstufen verhindert ein Driften der über den Kapazitäten des Zwischenkreises abfallenden Spannungen. Dies kann verhindern, dass Schaltmittel im Gleichrichter, welche beispielsweise durch Halbleiterschalter realisiert werden, im Betrieb einer kritischen Überspannung ausgesetzt werden und durch diese beschädigt werden.
Die zweitgenannte Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Gleichrichter, umfassend drei Wechselspannungs-Eingangsphasen, eine Mehrzahl an Induktivitäten, drei Gleichrichterbrücken, eine Anzahl an Schaltmitteln und einen wenigstens zweistufigen Zwischenkreis, und eine Steuervorrichtung, wobei jede der drei Eingangsphasen mit einer Gleichrichterbrücke verschaltet ist, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken parallel zum Zwischenkreis geschaltet ist, wobei der Zwischenkreis wenigstens zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten aufweist, welche jeweils eine Spannungsstufe des Zwischenkreises bilden, wobei jede Eingangsphase durch Schalten eines Schaltmittels einzeln mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises verbindbar ist, und wobei die Steuervorrichtung dazu eingerichtet ist, das vorbeschriebene Verfahren durchzuführen. Die für das Verfahren und seine Weiterbildungen angegebenen Vorteile können hierbei sinngemäß auf den Gleichrichter übertragen werden.
Bevorzugt weist hierbei jede der drei Eingangsphasen eingangsseitig eine Induktivität auf, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken zwei Dioden aufweist, zwischen denen jeweils an einem Kontaktpunkt die jeweilige Eingangsphase verschaltet ist, und wobei jede der drei Eingangsphasen über den jeweiligen Kontaktpunkt und wenigstens ein Schaltmittel schaltbar mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises verbindbar ist. Eine derartige Gleichrichter-Topologie ermöglicht einen für die Netzspannung besonders stabilen Betrieb.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Hierbei zeigen jeweils schematisch:

1 das Schaltbild eines dreiphasigen Dreipunkt-Gleichrichters,
2 ein Verfahren zur Steuerung des Gleichrichters nach 1 anhand der Stromverläufe in einer Pulsperiode, und
3 eine andere Ausgestaltung des Verfahrens nach 2 anhand der Stromverläufe in einer Pulsperiode.

Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren jeweils mit gleichen Bezugszeichen versehen.
1 zeigt ein schematisches Schaltbild eines Gleichrichters 1. Der Gleichrichter 1 weist hierbei drei an einem dreiphasigen Netz 2 mit Netzspannungen u1, u2, u3 angebundene Wechselspannungs-Eingangsphasen L1, L2, L3 auf, welche jeweils mit einer der drei Gleichrichterbrücken 4, 6, 8 verschaltet sind. Jede der Gleichrichterbrücken 4, 6, 8 weist hierbei zwei Dioden 10, 12, 14, 16, 18, 20 auf. Jede der drei Eingangsphasen L1, L2, L3 ist über eine Induktivität 22, 24, 26 an einem Kontaktpunkt 28, 30, 32 welcher zwischen je zwei 10, 12, 14, 16, 18, 20 einer Gleichrichterbrücken 4, 6, 8 liegt, mit der entsprechenden Gleichrichterbrücke 4, 6, 8 verschaltet. Vom jeweiligen Kontaktpunkt 28, 30, 32 aus ist jede der Eingangsphasen L1, L2, L3 jeweils über ein Schaltmittel 34, 36, 38, welches jeweils als Halbleiterschalter realisiert ist, mit dem Mittelpunkt 40 des Zwischenkreises 42 verbunden, wobei der Mittelpunkt 40 des Zwischenkreises 42 durch den Mittelpunkt der zwei in Reihe geschalteten Kapazitäten 44, 46 des Zwischenkreises 42 gebildet wird. Die erste Kapazität 44 bzw. die zweite Kapazität 46 bildet hierbei jeweils eine Spannungsstufe Uc für den Betrieb des Gleichrichters 1.
Der Zwischenkreis 42 ist über den positiven Spannungsstrang 48 und den negativen Spannungsstrang 50 parallel zu den drei Gleichrichterbrücken 4, 6, 8 geschaltet, wobei zwischen dem positiven Spannungsstrang 48 und dem negativen Spannungsstrang 50 eine Last 52 anliegt. Im Betrieb mit kontinuierlichen Strömen werden die Halbleiterschalter 34, 36, 38 derart geschalten, dass an die Last 52 die korrekte Leistung abgegeben wird, und dabei der Gleichrichter 1 auf das Netz 2 wie ein ohmscher Verbraucher wirkt. Der Betrieb des Gleichrichters 1 mit kontinuierlichen Strömen ist dem Fachmann bekannt und soll hier nicht näher beschrieben werden.
Die Last 52 ist ebenso wie die Kapazitäten 44, 46 und die Halbleiterschalter 34, 36, 38 mit einer Steuereinheit 54 verbunden. Bei einer sprunghaften Abnahme der an die Last 52 abzugebenden Leistung steuert die Steuereinheit 54 die Halbleiterschalter 34, 36, 38 für einen Niederlastbetrieb gemäß eines noch zu beschreibenden Verfahrens an.
In 2 ist ein Verfahren 100 zur Steuerung des Betriebes des Gleichrichters 1 mit diskontinuierlichen Strömen i1, i2, i3 nach 1 dargestellt. Für eine Pulsperiode 102 sind hierbei in freien Einheiten die Verläufe der Ströme i1, i2, i3 in den drei Eingangsphasen L1, L2, L3 während der drei Schaltzustände S1, S2, S3 gezeigt. Weiter sind die individuellen Schaltsituationen 104, 106, 108 der drei Halbleiterschalter 34, 36, 38, welche durch die Schaltzustände S1, S2, S3 definiert sind, dargestellt, durch einen schraffierten Bereich für einen jeweils geschlossenen Halbleiterschalter. Die Dauer der Pulsperiode 102 ist um Größenordnungen geringer als eine Netzperiode, somit kann die an den Eingangsphasen L1, L2, L3 wirksame Spannung für die Pulsperiode 102 als konstant angesehen werden. Im gezeigten Beispiel wird angenommen, dass für die momentanen Werte der Spannungen u1 > 0 > u2 > u3 gilt.
Zu Beginn der Pulsperiode 102 beträgt der Fluss der Ströme i1, i2, i3 in den Eingangsphasen L1, L2, L3 jeweils exakt null. Im ersten Schaltzustand S1 werden nun alle drei Halbleiterschalter 34, 36, 38 eingeschaltet. Die jeweiligen Induktivitäten 22, 24, 26 in den Eingangsphasen L1, L2, L3 befinden sich dadurch in einem Einschaltvorgang. Es ergibt sich also ein praktisch linearer Anstieg der Beträge des jeweiligen Stromflusses i1, i2, i3 in den Eingangsphasen L1, L2, L3, welcher proportional zur in der jeweiligen Eingangsphase L1, L2, L3 wirksamen Spannung u1, u2, u3 ist. Das Verhalten des Gleichrichters 1 am Netz ist also wie gewünscht ohmsch. Der Stromfluss iM in den Mittelpunkt 40 des Zwischenkreises 42 beträgt im ersten Schaltzustand S1 konstant null.
Würden nun alle Halbleiterschalter 34, 36, 38 gleichzeitig geöffnet, hätte dies zur Folge, dass der Stromfluss i1 entsprechend seines Vorzeichens vom Halbleiterschalter 34 auf die Diode 12 kommutiert, und die verbleibenden Stromflüsse i2, i3 jeweils von den Halbleiterschaltern 36 bzw. 38 auf die Dioden 14 bzw. 18 kommutieren. Hierbei würde das Potentialgefälle der Spannungsstufen im Zwischenkreis 42 in den Eingangsphasen L1, L2, L3 wirksam, so dass der Abfall des Betrags eines Stromflusses i1, i2, i3 nicht mehr proportional zur in der entsprechenden Eingangsphase L1, L2, L3 jeweils wirksamen Spannung u1, u2, u3 wäre. Das Verhalten des Gleichrichters 1 wäre für das Netz 2 nicht mehr das eines ohmschen Verbrauchers.
Stattdessen wird nun zunächst ein zweiter Schaltzustand S2 geschaltet, in welchem in der Eingangsphase L2, in welcher der Stromfluss i2 zu Beginn des zweiten Schaltzustands S2 den geringsten Betrag aufweist, der Halbleiterschalter 36 weiterhin geschlossen bleibt, während die Halbleiterschalter 34, 38, welche über den Kontaktpunkt 28 bzw. 32 mit der Eingangsphase L1 bzw. L3 verschaltet sind, geöffnet werden. Im zweiten Schaltzustand S2 verlängert sich somit der Einschaltvorgang an der Induktivität 24 der zweiten Eingangsphase L2, wodurch in dieser der Betrag des Stromflusses i2 weiter (im Wesentlichen) linear ansteigt. Da nun die Eingangsphase L2 die einzig verbliebene ist, welche weiter mit dem Mittelpunkt 40 des Zwischenkreises 42 verbunden ist, ist der Stromfluss iM, welchen der Mittelpunkt 40 erfährt, im zweiten Schaltzustand S2 genau der Stromfluss i2 der Eingangsphase L2.
Durch das Öffnen der Halbleiterschalter 34, 38 im zweiten Schaltzustand S2 werden die Spannungsstufen Uc der Kapazitäten 44, 46 als Potentialdifferenz zwischen den Eingangsphasen L1 und L2 bzw. L2 und L3 wirksam. Die Beträge der Stromflüsse i1, i3 in den Eingangsphasen L1, L3 nehmen entsprechend proportional zu u1 - Uc bzw. u3 + Uc ab.
In einem dritten Schaltzustand S3 werden nun auch der Halbleiterschalter 36, welcher über den Kontaktpunkt 30 mit der Eingangsphase L2 verschaltet ist, geöffnet. Die beiden Eingangsphasen L2, L3 liegen nun bzgl. des Zwischenkreises 42 auf dem selben Potential, so dass über die Induktivitäten eine Abnahme des Betrags des jeweiligen Stromflusses i2 bzw. i3 stattfindet, welche proportional zu u2 + 2·Uc/3 bzw. zu u3 + 2·Uc/3 ist, während der Betrag des Stromflusses i1 in der Eingangsphase L1 proportional zu u1 - 4·Uc/3 abnimmt. In der Eingangsphase L2 nimmt dabei der Betrag des Stromflusses i2 bis zu einem Zeitpunkt TO praktisch linear auf null ab. Dies verändert auch den jeweiligen Stromfluss i1, i3 in den verbleibenden Eingangsphasen L1, L3, dessen Betrag im weiteren Verlauf des dritten Schaltzustands S3 nach dem Zeitpunkt TO jeweils ebenfalls praktisch linear auf null abnimmt. Da im dritten Schaltzustand S3 alle Halbleiterschalter 34, 36, 38 geöffnet sind, ist der Stromfluss iM, welchen der Mittelpunkt 40 des Zwischenkreises 42 verzeichnet, konstant null.
Für ein ohmsches Verhalten des Gleichrichters 1 am Netz 2 ist erforderlich, dass für die Pulsperiode 102 u1/<i1> = u2/<i2> = u3/<i3> gilt, wobei die Werte in Klammern jeweils einen über die Pulsperiode 102 gemittelten Stromfluss i1, i2, i3 in einer Eingangsphase bezeichnen. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die relative Schaltzeit D1 für den ersten Schaltzustand S1 und die relative Schaltzeit D2 für den zweiten Schaltzustand S2 entsprechend gewählt werden, so dass zusammen mit den Relaxationen der Ströme i1, i2, i3 im dritten Schaltzustand S3 jeweils die richtigen Mittelwerte erreicht werden. Es kann gezeigt werden, dass für das angegebene Beispiel folgende relativen Schaltzeiten D1, D2 das gewünschte Verhalten des Gleichrichters 1 einstellen: $D 1 = \sqrt{L / R T} \sqrt{2 - 2 ν max + ν min}, D 2 = \sqrt{L / R T} \sqrt{2 - 3 ν min} - D 1,$
wobei L den Wert der Induktivität, R den Widerstand, T die Dauer der Pulsperiode 102, vmax = max(|u1|,|u2|,|u3|)/Uc sowie vmin = min(|u1|,|u2|,|u3|)/Uc bezeichnen.
3 zeigt eine andere Ausgestaltung des Verfahrens 100 nach 2. Diese Ausgestaltung unterscheidet sich von der eben beschriebenen in der individuellen Schaltsituation 104 des Halbleiterschalters 34 während des zweiten Schaltzustands S2. Anders als im eben beschriebenen Beispiel bleibt der Halbleiterschalter 34 auch im zweiten Schaltzustand S2 noch geschlossen. Dies führt dazu, dass der Mittelpunkt 40 des Zwischenkreises 42 während des zweiten Schaltzustandes S2 nun einen positiven Stromfluss iM verzeichnet. Auch der Stromfluss i1 in der ersten Eingangsphase L1 steigt weiterhin an, der Anstieg ist jedoch aufgrund der zwischen den beiden Eingangsphasen L1 und L2 einerseits und der der Eingangsphase L3 andererseits wirksamen Spannungsstufe Uc der Kapazität 46 nicht mehr proportional zur entsprechenden Spannung. Im dritten Schaltzustand S3 sind alle Halbleiterschalter, wie im vorigen Beispiel auch, geöffnet, so dass in der Eingangsphase L2 zunächst der Stromfluss i2, welcher den geringsten Betrag aufweist, bis zum Zeitpunkt TO auf null relaxiert, und anschließend auch der Betrag des Stroms i1, i3 in den beiden verbleibenden Eingangsphasen L1, L3 auf null absinkt. Bei gleicher Dauer T der Pulsperiode, gleichen Werten L , R für die Induktivitäten bzw. für die Widerstände sowie gleichen Spannungen u1, u2, u3 ändern sich im Vergleich zur vorigen Ausführungsvariante die relativen Schaltzeiten D1', D2'.
Obwohl die Erfindung im Detail durch das bevorzugte Ausführungsbeispiel näher illustriert und beschrieben wurde, ist die Erfindung nicht durch dieses Ausführungsbeispiel eingeschränkt. Andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.
Bezugszeichenliste

1: Gleichrichter
2: Netz
4: Gleichrichterbrücke
6: Gleichrichterbrücke
8: Gleichrichterbrücke
10: Dioden
12: Dioden
14: Dioden
16: Dioden
18: Dioden
20: Dioden
22: Induktivität
24: Induktivität
26: Induktivität
28: Kontaktpunkt
30: Kontaktpunkt
32: Kontaktpunkt
34: Schaltmittel, Halbleiterschalter
36: Schaltmittel, Halbleiterschalter
38: Schaltmittel, Halbleiterschalter
40: Mittelpunkt des Zwischenkreises
42: Zwischenkreis
44: Kapazität
46: Kapazität
48: positiver Spannungsstrang
50: negativer Spannungsstrang
52: Last
54: Steuereinheit
100: Verfahren
102: Pulsperiode
104: individuelle Schaltsituation (einer Eingangsphase)
106: individuelle Schaltsituation (einer Eingangsphase)
108: individuelle Schaltsituation (einer Eingangsphase)
D1('): relative Schaltzeit
D2('): relative Schaltzeit
i1: Stromfluss in Eingangsphase
i2: Stromfluss in Eingangsphase
i3: Stromfluss in Eingangsphase
iM: Stromfluss im Mittelpunkt des Zwischenkreises
L1: Eingangsphase
L2: Eingangsphase
L3: Eingangsphase
S1: erster Schaltzustand
S2: zweiter Schaltzustand
S3: dritter Schaltzustand
T: Dauer der Pulsperiode
T0: Zeitpunkt
u1: Netzspannung
u2: Netzspannung
u3: Netzspannung
Uc: Spannungsstufe des Zwischenkreises

Claims

Verfahren zur Steuerung eines Mehrpunkt-Gleichrichters (1), welcher drei Wechselspannungs-Eingangsphasen (L1, L2, L3), eine Mehrzahl an Induktivitäten (22, 24, 26), drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8), eine Mehrzahl an Schaltmitteln (34, 36, 38) und einen wenigstens zweistufigen Zwischenkreis (42) aufweist, wobei jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) mit einer Gleichrichterbrücke (4, 6, 8) verschaltet ist, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8) parallel zum Zwischenkreis (42) geschaltet ist, wobei der Zwischenkreis (42) wenigstens zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten (44, 46) aufweist, welche jeweils eine Spannungsstufe (Uc) des Zwischenkreises (42) bilden, und wobei jede Eingangsphase (L1, L2, L3) durch Schalten eines Schaltmittels (34, 36, 38) einzeln mit dem Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verbindbar ist, wobei die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden, - dass in einem ersten Schaltzustand (S1) einer Pulsperiode (102) der Betrag des Stromflusses (i1, i2, i3) in jeder der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3), ausgehend von null, im Wesentlichen jeweils linear zunimmt, - dass in einem zweiten Schaltzustand (S2) der Pulsperiode (102) in derjenigen Eingangsphase (L2), in welcher der Stromfluss (i2) den geringsten Betrag aufweist, dieser Betrag weiter zunimmt, während wenigstens in einer anderen Eingangsphase (L3) der Betrag des Stromflusses (i3) abnimmt, und - dass in einem dritten Schaltzustand (S3) der Pulsperiode (102) zuerst in derjenigen Eingangsphase (L2) mit dem geringsten Betrag des Stromflusses (i2) dieser im Wesentlichen linear auf Null abnimmt, und danach der Betrag des Stromflusses (i1, i3) in den beiden anderen Eingangsphasen (L1, L3) auf null abnimmt, wobei der Quotient aus der an einer Eingangsphase (L1, L2, L3) anliegenden Spannung (u1, u2, u3) und dem über eine Pulsperiode (102) gemittelten Stromfluss (i1, i2, i3) für jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) den gleichen Wert aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden, dass im ersten Schaltzustand (S1) die drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) jeweils mit dem Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verbunden werden.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei im ersten Schaltzustand (S1) der Stromfluss (iM), welchen der Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verzeichnet, konstant null beträgt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden, dass im ersten Schaltzustand (S1) in jeder der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) die im Wesentlichen lineare Zunahme des Betrages des Stromflusses (i1, i2, i3) durch einen Einschaltvorgang einer Induktivität (22, 24, 26) erreicht wird, welche mit der jeweiligen Eingangsphase (L1, L2, L3) verschaltet ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden, dass im zweiten Schaltzustand (S2) diejenige Eingangsphase (L2), in welcher der Stromfluss (i2) den geringsten Betrag aufweist, mit dem Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verbunden ist, und der Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) hierbei einen positiven Stromfluss (iM) oder einen negativen Stromfluss (iM) verzeichnet.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei im zweiten Schaltzustand (S2) der Stromfluss (iM), welchen der Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verzeichnet, gegen eine Induktivität (22, 24, 26) geschaltet wird und hierdurch im Wesentlichen linear verändert wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden, dass im dritten Schaltzustand (S3) der Stromfluss (iM), welchen der Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verzeichnet, konstant null beträgt.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei im dritten Schaltzustand (S3) jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) vom Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) getrennt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8) einen Stromfluss (i1, i2, i3) über wenigstens eine Diode (10, 12, 14, 16, 18, 20) gleichrichtet.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden, dass im zweiten Schaltzustand (S2) und/oder im dritten Schaltzustand (S3) ein Stromfluss (i1, i2, i3) von einer Induktivität (22, 24, 26) über wenigstens eine Diode (10, 12, 14, 16, 18, 20) in eine Kapazität (44, 46) des Zwischenkreises (42)geführt wird, so dass der Betrag des Stromflusses (i1, i2, i3) in einer Eingangsphase (L1, L2, L3) hierdurch abnimmt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 10, wobei über eine Mehrzahl von Pulsperioden (102) hinweg die beiden Spannungsstufen (Uc) des Zwischenkreises (42) symmetriert werden, indem die Schaltmittel (34, 36, 38) derart geschaltet werden, dass jeweils in einem zweiten Schaltzustand (S2) einer Pulsperiode (102) der Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42), in Abhängigkeit von den jeweils über den beiden Kapazitäten (44, 46) des Zwischenkreises (42) abfallenden Spannungen, einen positiven Stromfluss (iM) oder einen negativen Stromfluss (iM) verzeichnet.
Gleichrichter (1), umfassend drei Wechselspannungs-Eingangsphasen (L1, L2, L3), eine Mehrzahl an Induktivitäten (22, 24, 26), drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8), eine Anzahl an Schaltmitteln (34, 36, 38) und einen wenigstens zweistufigen Zwischenkreis (42), und eine Steuervorrichtung (54), wobei jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) mit einer Gleichrichterbrücke (4, 6, 8) verschaltet ist, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8) parallel zum Zwischenkreis (42) geschaltet ist, wobei der Zwischenkreis (42) wenigstens zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten (44, 46) aufweist, welche jeweils eine Spannungsstufe (Uc) des Zwischenkreises (42) bilden, wobei jede Eingangsphase (L1, L2, L3) durch Schalten eines Schaltmittels (34, 36, 38) einzeln mit dem Mittelpunkt (40) des Zwischenkreises (42) verbindbar ist, und wobei die Steuervorrichtung (54) dazu eingerichtet ist, das Verfahren (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche durchzuführen.
Gleichrichter (1) nach Anspruch 12, wobei jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) eingangsseitig eine Induktivität (22, 24, 26) aufweist, wobei jede der drei Gleichrichterbrücken (4, 6, 8) zwei Dioden (10, 12, 14, 16, 18, 20) aufweist, zwischen denen jeweils an einem Kontaktpunkt (28, 30, 32) die jeweilige Eingangsphase (L1, L2, L3) verschaltet ist, und wobei jede der drei Eingangsphasen (L1, L2, L3) über den jeweiligen Kontaktpunkt (28, 30, 32) und wenigstens ein Schaltmittel (34, 36, 38) schaltbar mit dem Mittelpunkt des Zwischenkreises (42) verbindbar ist.