DE102014102869A1

DE102014102869A1 - Drehende elektrische Maschine mit einer Funktion für die Erkennung von Auffälligkeiten in einem Schaltelement

Info

Publication number: DE102014102869A1
Application number: DE102014102869.4A
Authority: DE
Inventors: Masaya NAKANISHI; Toshinori Maruyama
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2013-03-07
Filing date: 2014-03-05
Publication date: 2014-09-11
Also published as: JP2014176166A; JP5846142B2

Abstract

Bei einer drehenden elektrischen Maschine ist ein erstes Schaltelement zum Stoppen einer Versorgung mit einem erregenden Strom, der eine Feldwicklung erregt, vorgesehen. Ein Detektor erfasst basierend auf einer Spannung an einem Steueranschluss eines erregenden Stroms, wie die Feldwicklung über den Steueranschluss eines erregenden Stroms mit dem erregenden Strom versorgt wird. Ein Abnormitätsbestimmer bestimmt basierend auf einem erfassten Resultat des Detektors und einer Spannung, die über einer mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, ob es in mindestens einen zweiten Schaltelement, das mit einem Ausgangsanschluss der mindestens einphasigen Statorwicklung verbunden ist, eine Abnormität gibt. Eine zweite Treibsteuerung steuert basierend auf einem Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers ein Treiben des ersten Schaltelements.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine drehende elektrische Maschine zum Erzeugen einer elektrischen Leistung und/oder Bewegen einer Leistung und insbesondere auf eine solche drehende elektrische Maschine, die fähig ist, eine Abnormität bzw. Auffälligkeit in einem Schaltelement zu erfassen bzw. zu erkennen.
HINTERGRUND
Eine normale drehende elektrische Dreiphasenmaschine, die in einem Motorfahrzeug eingebaut ist, ist entworfen, um eine Feldwicklung, die um einen Rotor gewickelt ist, mit einem erregenden Strom zu versorgen, um Pole des drehenden Rotors zu magnetisieren, sodass basierend auf dem drehenden magnetischen Feld, das durch die magnetisierten Pole des drehenden Rotors erzeugt wird, eine Dreiphasenwechselstromleistung in dreiphasige Statorwicklungen eines Stators induziert wird. Um die Dreiphasenwechselstromleistung synchron gleichzurichten, weist die drehende elektrische Maschine eine Schalteinheit auf, die ein Paar von Schaltelementen eines oberen und eines unteren Zweigs für jede Phase, wie zum Beispiel MOS-Transistoren, aufweist. Eine Steuerung der drehenden elektrischen Maschine ist betriebsfähig, um jedes der Schaltelemente eines oberen und unteren Zweigs einzeln ein- oder auszuschalten, sodass die jeweiligen Phasen beispielsweise eine Synchrongleichrichtung der Dreiphasenwechselstromleistung durchführen, sodass eine Gleichstromleistung, das heißt eine Ausgangsleistung erzeugt wird. Auf diesen Betrieb der drehenden elektrischen Maschine ist im Folgenden als ein Leistungserzeugungsbetrieb Bezug genommen. Die Anschlüsse einer hohen Seite der Schaltelemente eines oberen Zweigs sind mit einem positiven Anschluss einer Gleichstrombatterie verbunden, und die Anschlüsse einer niedrigen Seite der Schaltelemente eines unteren Zweigs sind mit einem negativen Anschluss der Gleichstrombatterie verbunden. Die Gleichstrombatterie kann somit durch die Gleichstromleistung, die durch die drehende elektrische Maschine erzeugt wird, geladen werden. Es sei bemerkt, dass die Synchrongleichrichtung bedeutet, dass die Steuerung jedes der Schaltelemente eines oberen und unteren Zweigs in einer Synchronisation mit einer Leitungsperiode einschaltet, während der ein Strom durch eine entsprechende Schwungraddiode fließen kann, um dadurch die Dreiphasenwechselstromleistung in eine Gleichstromleistung gleichzurichten.
Bei diesen normalen drehenden elektrischen Dreiphasenmaschinen sind einige drehende elektrische Maschinen, die sich einem Schaltelement widmen, das überhitzt ist, bekannt. Die japanische Patentanmeldung Veröffentlichungs-Nr. 2012-90454 offenbart beispielsweise eine solche drehende elektrische Maschine, die in einem Motorfahrzeug eingebaut ist. Wenn genauer gesagt ein oberes oder unteres Schaltelement einer Phasenwicklung überhitzt, ist die Steuerung der drehenden elektrischen Maschine entworfen, eines der Schaltelemente eines oberen und unteren Zweigs einer vorbestimmten Phase einzuschalten, während das andere derselben ausgeschaltet wird. Dies fixiert die Spannung über einer Statorwicklung einer vorbestimmten Phase, die der vorbestimmten Phase entspricht, auf dem Potenzial an dem positiven Anschluss oder dem negativen Anschluss der Gleichstrombatterie; die Phasenspannung über der Statorwicklung einer vorbestimmten Phase ist dafür erforderlich, dass die Steuerung eine Drehung des Rotors erfasst, um die Feldwicklung zu speisen.
Die Fixierung der Phasenspannung über der Statorwicklung einer vorbestimmten Phase sperrt somit die Steuerung dahingehend, die Drehung des Rotors zu erfassen. Dies reduziert oder stoppt unter der Steuerung der Steuerung die Versorgung der Feldwicklung mit dem erregenden Strom, um den Leistungserzeugungsbetrieb zu begrenzen oder zu stoppen.
KURZFASSUNG
Die Erfinder haben entdeckt, dass es einen Punkt gibt, der bei der drehenden elektrischen Maschine, die in der Patentveröffentlichung Nr. 2012-90454 offenbart ist, verbessert werden sollte.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, fixiert die Steuerung der drehenden elektrischen Maschine, die in der Patentveröffentlichung offenbart ist, die Phasenspannung über der Statorwicklung einer vorbestimmten Phase auf dem Potenzial an dem positiven Anschluss oder dem negativen Anschluss der Gleichstrombatterie; die Phasenspannung über der Statorwicklung einer vorbestimmten Phase ist dafür erforderlich, dass die Steuerung eine Drehung des Rotors erfasst, um die Feldwicklung zu speisen.
Wenn es jedoch eine Abnormität bei einem der Schaltelemente eines oberen und unteren Zweigs der vorbestimmten Phase gibt, das der Statorwicklung einer vorbestimmten Phase entspricht, kann es schwierig sein, die Phasenspannung über der Statorwicklung einer vorbestimmten Phase auf dem Potenzial an dem positiven Anschluss der Gleichstrombatterie zu fixieren. Dies kann es erschweren, die Erfassung einer Drehung des Rotors zu sperren, und daher die Versorgung der Feldwicklung mit dem erregenden Strom zu reduzieren oder zu stoppen, was in einer Schwierigkeit beim Begrenzen oder Stoppen des Leistungserzeugungsbetriebs resultiert.
Angesichts der im Vorhergehenden dargelegten Umstände strebt ein Aspekt der vorliegenden Erfindung danach, drehende elektrische Maschinen zu schaffen, die entworfen sind, um sich dem Punkt, der verbessert werden sollte und im Vorhergehenden dargelegt ist, zu widmen.
Ein alternativer Aspekt der vorliegenden Erfindung zielt genauer gesagt darauf ab, solche drehende elektrische Maschinen zu schaffen, die fähig sind, die Versorgung mit dem erregenden Strom zuverlässig zu reduzieren oder zu stoppen, um dadurch den Leistungserzeugungsbetrieb selbst darin zu begrenzen oder zu stoppen, wenn es eine Abnormität bei einem Schaltelement, das einer Statorwicklung einer Phase entspricht, gibt.
Gemäß einem exemplarischen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine drehende elektrische Maschine zum Erzeugen von magnetischen Wechselwirkungen zwischen einer mindestens einphasigen Statorwicklung eines Stators und einer Feldwicklung eines Rotors geschaffen. Die drehende elektrische Maschine weist ein erstes Schaltelement zum Stoppen einer Versorgung mit einem erregenden Strom, der die Feldwicklung erregt, auf. Die drehende elektrische Maschine weist mindestens eine Schalteinheit, die für die mindestens einphasigen Statorwicklung vorgesehen ist, auf und weist mindestens ein zweites Schaltelement, das mit einem Ausgangsanschluss der mindestens einphasigen Statorwicklung verbunden ist, auf. Die drehende elektrische Maschine weist eine erste Treibsteuerung, die Ein-Aus-Betriebsvorgänge des mindestens einen zweiten Schaltelements der mindestens einen Schalteinheit durchführt, auf, wobei die Ein-Aus-Betriebsvorgänge des mindestens einen zweiten Schaltelements eine Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, basierend auf den magnetischen Wechselwirkungen steuert, um eine Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit zu erzeugen. Die drehende elektrische Maschine weist einen Regler auf, der den erregenden Strom, mit dem die Feldwicklung über einen Steueranschluss eines erregenden Stroms zu versorgen ist, anpasst, um dadurch die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit zu regeln, die Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung einer Phase induziert wird, misst, und basierend auf der gemessenen Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, eine Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung versorgt wird, reduziert. Die drehende elektrische Maschine weist einen Detektor auf, der basierend auf einer Spannung an dem Steueranschluss eines erregenden Stroms erfasst, wie die Feldwicklung über den Steueranschluss eines erregenden Stroms mit dem erregenden Strom versorgt wird. Die drehende elektrische Maschine weist einen Abnormitätsbestimmer, der basierend auf einem erfassten Resultat des Detektors und der Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, bestimmt, ob es eine Abnormität bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement gibt. Die drehende elektrische Maschine weist eine zweite Treibsteuerung auf, die basierend auf einem Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers das Treiben des ersten Schaltelements steuert.
Selbst wenn es eine Abnormität in dem mindestens einen zweiten Schaltelement gibt, sodass es schwierig ist, dass der Regler die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung versorgt wird, reduziert, macht es der Abnormitätsbestimmer des Leistungsgenerators möglich, zu bestimmen, dass es eine Abnormität in dem mindestens einen zweiten Schaltelement gibt. Die zweite Treibsteuerung des Leistungsgenerators steuert dann basierend auf einem Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers ein Treiben des ersten Schaltelements, was es möglich macht, die Versorgung der Feldwicklung mit dem erregenden Strom zuverlässig zu stoppen. Dies macht es möglich, einen Leistungserzeugungsbetrieb des Leistungsgenerators zuverlässig zu stoppen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Andere Aspekte der vorliegenden Offenbarung sind aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen offensichtlicher. Es zeigen:
1 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Systemkonfiguration einer drehenden elektrischen Maschine gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
2 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur eines Reglers, der in 1 dargestellt ist, schematisch darstellt;
3 ein Schaltungsdiagramm, das ein Gleichrichtermodul, das in 1 dargestellt ist, schematisch darstellt;
4 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur einer Steuerschaltung, die in 3 dargestellt ist, schematisch darstellt;
5 eine grafische Darstellung, die schematisch darstellt, wie ein Drain-Source-Spannungsdetektor einer hohen Seite, der in 4 dargestellt ist, vergleichende Betriebsvorgänge ausführt;
6 eine grafische Darstellung, die schematisch darstellt, wie ein Drain-Source-Spannungsdetektor einer niedrigen Seite, der in 4 dargestellt ist, vergleichende Betriebsvorgänge ausführt;
7 eine grafische Darstellung, die schematische Resultate von temperaturerfassenden Betriebsvorgängen durch jeden von Temperaturdetektoren einer hohen und einer niedrigen Seite, die in 4 dargestellt sind, schematisch darstellt;
8 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der detaillierten Struktur einer Steuerung, die in 4 dargestellt ist, schematisch darstellt;
9 ein Zeitdiagramm, das Betriebsvorgänge der Steuerung bei einem Synchronsteuermodus gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
10 ein Blockdiagramm, das einige Elemente bei der Steuerung schematisch darstellt, die gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel erforderlich sind, um zu bestimmen, ob ein Betriebsmodus der Steuerung zu dem Synchronsteuermodus zu stellen ist;
11A eine grafische Darstellung, die ein Beispiel des Signalverlaufs einer Phasenspannung über einer Phasenwicklung bei einem Synchronsteuermodus ohne einen Lastabwurf schematisch darstellt;
11B eine grafische Darstellung, die ein Beispiel des Signalverlaufs der Phasenspannung nach dem Auftreten eines Lastabwurfs bei einem Lastabwurfschutzmodus schematisch darstellt;
11C eine grafische Darstellung, die eine Beziehung zwischen einer verstärkten Drain-Source-Spannung und einer verstärkten Schwellenspannung schematisch darstellt;
11D eine grafische Darstellung, die ein Beispiel des Signalverlaufs der verstärkten Drain-Source-Spannung eines MOS-Transistors einer niedrigen Seite schematisch darstellt;
12 ein Zeitdiagramm, das Betriebsvorgänge der Steuerung, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus derselben zu dem Synchronsteuermodus zu starten ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
13 eine grafische Darstellung, die ein spezifisches Beispiel des Signalverlaufs einer Phasenspannung schematisch darstellt, wenn ein Aus-Zeitpunkt, der durch einen Aus-Zeitpunkt-Rechner einer niedrigen Seite, der in 8 dargestellt ist, bestimmt wird, verzögert ist;
14 eine grafische Darstellung, die eine Beziehung zwischen der Variation der Ausgangsspannung und Ein-Perioden eines oberen und unteren Zweigs gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt;
15A ein Blockdiagramm, das einige Elemente bei der Steuerung schematisch darstellt, die erforderlich sind, um zu bestimmen, ob der Synchronsteuermodus zu stoppen ist;
15B ein Flussdiagramm, das ein Beispiel einer Feldwicklungserregungssteuerroutine schematisch darstellt, die durch einen Ausschaltsignalsender, der in 8 dargestellt ist, ausgeführt wird;
16 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Systemkonfiguration einer drehenden elektrischen Maschine gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
17 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur eines Reglers, der in 16 dargestellt ist, schematisch darstellt;
18 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Systemkonfiguration einer drehenden elektrischen Maschine gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt;
19 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur eines Reglers, der in 18 dargestellt ist, schematisch darstellt;
20 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur eines Reglers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt; und
21 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur eines Reglers gemäß einer Modifikation von jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DES AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung sind im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen werden identische Bezugszeichen genutzt, um identische entsprechende Komponenten zu identifizieren.
Erstes Ausführungsbeispiel
Bezug nehmend auf die Zeichnungen, insbesondere auf 1, ist eine drehende elektrische Dreiphasenmaschine 1 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist die vorliegende Erfindung als ein Beispiel von drehenden elektrischen Maschinen, die in einem Motorfahrzeug eingebaut sind, auf den Dreiphasenleistungsgenerator 1 angewendet.
Der Leistungsgenerator 1 weist erste Statorwicklungen 2, zweite Statorwicklungen 3, einen Rotor 4M, der eine Feldwicklung 4 aufweist, ein Paar von ersten und zweiten Gleichrichtermodulen (Modulbaugruppen) 5 und 6, einen Spannungsregler, das heißt einen Regler 7, und einen MOS-Transistor 40, der als ein Schaltelement dient, auf. Die ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 dienen als eine Schalteinheit.
Der Leistungsgenerator 1 ist betriebsfähig, um eine Wechselstrom-(AC-; AC = alternating-current)Spannung, die in jeder der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 induziert wird, über eine entsprechende der ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 in eine Gleichstromspannung zu wandeln und eine Batterie 9 über eine Ladungsleitung 12 und einen Ausgangsanschluss B mit der Gleichstromspannung zu versorgen und dieselbe in dieselbe zu laden, und/oder die elektrischen Lasten 10, die in dem Motorfahrzeug eingebaut sind, über die Ladungsleitung 12 und den Ausgangsanschluss B mit der Gleichstromspannung zu versorgen.
Der Leistungsgenerator 1 ist ferner betriebsfähig, um eine Gleichstromspannung, mit der von der Batterie 9 versorgt wird, über die ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 in eine Dreiphasenwechselstromspannung zu wandeln, und die Dreiphasenwechselstromspannung an jede der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 anzulegen, um dadurch eine Drehleistung (ein Drehmoment) zu erzeugen, um den Rotor 4M zu drehen. Der Rotor 4M ist beispielsweise über einen Riemen mit einer Kurbelwelle einer internen Verbrennungsmaschine bzw. einer Maschine mit einer internen Verbrennung, auf die einfach als eine Maschine Bezug genommen ist und die in dem Motorfahrzeug eingebaut ist, direkt oder indirekt gekoppelt, sodass die erzeugte Drehleistung die Kurbelwelle der internen Verbrennungsmaschine rotiert.
Die ersten Statorwicklungen 2 sind beispielsweise dreiphasige Statorwicklungen als ein Beispiel von mehrphasigen Statorwicklungen. Die ersten Statorwicklungen sind in und um einen zylindrischen Statorkern gewickelt. Der Statorkern hat beispielsweise in dem lateralen Querschnitt desselben eine ringförmige Form und eine Mehrzahl von Nuten, die durch denselben hindurch gebildet und umfangsmäßig mit gegebenen Teilungen angeordnet sind. Die Statorwicklungen 2 sind in den Nuten des Statorkerns gewickelt.
Die zweiten Statorwicklungen 3 sind ähnlicherweise beispielsweise dreiphasige Statorwicklungen als ein Beispiel von mehrphasigen Statorwicklungen. Die zweiten Statorwicklungen 3 sind in und um beispielsweise den Statorkern gewickelt. Die zweiten Statorwicklungen 3 sind beispielsweise in den Nuten des Ankerkerns gewickelt, derart, dass die ersten Statorwicklungen und die zweiten Statorwicklungen eine Phasenverschiebung von 30 elektrischen Grad (π/6 rad) dazwischen haben. Die ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 und der Statorkern bilden einen Stator des Leistungsgenerators 1.
Die ersten Statorwicklungen 2 bestehen aus X-, Y- und Z-Phasen-Wicklungen, die beispielsweise in eine Sternkonfiguration geschaltet sind. Die X-, Y- und Z-Phasen-Wicklungen haben jeweils ein Ende, das mit einem gemeinsamen Knoten (neutralen Punkt) verbunden ist, und ein anderes Ende, das mit einem separaten Anschluss verbunden ist. Die zweiten Statorwicklungen 3 bestehen ähnlicherweise aus U-, V- und W-Phasen-Wicklungen, die in beispielsweise eine Sternkonfiguration geschaltet sind. Die U-, V- und W-Phasen-Wicklungen haben jeweils ein Ende, das mit einem gemeinsamen Knoten (neutralen Punkt) verbunden ist, und ein anderes Ende, das mit einem separaten Anschluss verbunden ist.
Der Rotor 4M ist an beispielsweise einer drehenden Welle (nicht gezeigt) befestigt und beispielsweise innerhalb des Statorkerns drehbar angeordnet. Ein Ende der Drehwelle ist mit der Kurbelwelle der internen Verbrennungsmaschine direkt oder indirekt verknüpft, derart, dass der Rotor 4M und die Drehwelle durch die interne Verbrennungsmaschine (Maschine) drehbar angetrieben werden. Eine Drehung des Rotors 4M kann mit anderen Worten als eine Drehleistung zu der Kurbelwelle der Maschine übertragen werden, sodass die Kurbelwelle durch die Drehleistung gedreht werden kann.
Der Rotor 4M weist eine Mehrzahl von Feldpolen, die angeordnet sind, um zu der inneren Peripherie des Statorkerns gewandt zu sein, und eine Feldwicklung 4, die in und um die Feldpole gewickelt ist, auf. Die Feldwicklung 4 ist mit dem Regler 7 über Schleifringe und dergleichen elektrisch verbunden. Die Feldwicklung 4 magnetisiert, wenn dieselbe durch den Regler 7 gespeist wird, die Feldpole mit abwechselnden Nord- und Südpolaritäten, während sich der Rotor 4M dreht, um dadurch ein drehendes magnetisches Feld zu erzeugen. Es sei bemerkt, dass als der Rotor 4M ein Rotor, der Permanentmagnete aufweist, oder ein Einzelpolrotor zum Erzeugen eines drehenden magnetischen Felds verwendet sein kann. Das drehende magnetische Feld induziert in jeder der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 eine Wechselstromspannung.
Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 ist zwischen den ersten Statorwicklungen 2 und der Batterie 9 angeordnet und ist als Ganzes als ein Dreiphasenvollwellen- bzw. -zweiweggleichrichter (Brückenschaltung) aufgebaut. Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 ist betriebsfähig, um die Wechselstromspannung, die in den ersten Statorwicklungen 2 induziert wird, in eine Gleichstromspannung zu wandeln.
Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 weist genauer gesagt eine Zahl von beispielsweise drei Gleichrichtermodulen 5X, 5Y und 5Z, die der Zahl der Phasen der ersten Statorwicklungen 2 entspreicht, auf. Das Gleichrichtermodul 5X ist mit einem separaten Anschluss der X-Phasen-Wicklung in den ersten Statorwicklungen 2 verbunden, das Gleichrichtermodul 5Y ist mit einem separaten Anschluss der Y-Phasen-Wicklung in den ersten Statorwicklungen 2 verbunden, und das Gleichrichtermodul 5Z ist mit einem separaten Anschluss der Z-Phasen-Wicklung in den ersten Statorwicklungen verbunden.
Die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 ist zwischen den zweiten Statorwicklungen 3 und der Batterie 9 angeordnet und als Ganzes als ein Dreiphasenvollwellengleichrichter (Brückenschaltung) aufgebaut. Die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 ist betriebsfähig, um die Wechselstromspannung, die in den zweiten Statorwicklungen 3 induziert wird, in eine Gleichstromspannung zu wandeln.
Die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 weist genauer gesagt eine Zahl von beispielsweise drei Gleichrichtermodulen 6U, 6V und 6W, die der Zahl der Phasen der zweiten Statorwicklungen 3 entspricht, auf. Das Gleichrichtermodul 6U ist mit dem separaten Anschluss der U-Phasen-Wicklung in den zweiten Statorwicklungen 3 verbunden, das Gleichrichtermodul 6V ist mit dem separaten Anschluss der V-Phasen-Wicklung in den zweiten Statorwicklungen 3 verbunden, und das Gleichrichtermodul 6W ist mit dem separaten Anschluss der W-Phasen-Wicklung in den zweiten Statorwicklungen 3 verbunden. Jedes der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W dient als beispielsweise eine Schalteinheit.
Der Regler 7 hat Anschlüsse B, F, P, L und GND. Der Anschluss F ist mit der Feldwicklung 4 verbunden. Der Regler 7 ist entworfen, um einen erregenden Strom, mit dem die Feldwicklung 4 zu versorgen ist, zu steuern sodass eine Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1, das heißt eine Ausgangsspannung jedes Gleichrichtermoduls, auf eine Zielregelspannung Vreg geregelt wird. Wenn beispielsweise die Ausgangsspannung V_B höher als die Zielregelspannung Vreg ist, stoppt der Regler 7 die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom, und wenn die Ausgangsspannung V_B niedriger als die Zielregelspannung Vreg ist, versorgt der Regler 7 die Feldwicklung 4 mit dem Feldstrom. Dies regelt die Ausgangsspannung V_B auf die Zielregelspannung Vreg.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist der Regler 7 betriebsfähig, um die Phasenspannung über einer Phasenstatorwicklung, beispielsweise der X-Phasenstatorwicklung, zu überwachen und die Zahl der Drehungen des Motors 4M basierend auf der überwachten Phasenspannung zu messen. Der Regler 7 ist ferner betriebsfähig, um die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu stoppen oder zu reduzieren, wenn die gemessene Zahl der Drehungen des Rotors 4M null ist, das heißt die Drehung des Rotors 4M gestoppt ist. Der Regler 7 ist ferner über einen Kommunikationsanschluss L und eine Kommunikationsleitung desselben mit einer ECU 8, das heißt einer externen Steuerung, verbunden. Der Regler 7 ist betriebsfähig, um serielle bidirektionale Kommunikationsvorgänge, wie zum Beispiel LIN-(= Local Interconnect Network = Lokales Zwischenverbindungsnetz)Kommunikationsvorgänge gemäß LIN-Protokollen, mit der ECU 8 auszuführen, sodass Kommunikationsnachrichten zu der ECU 8 gesendet und/oder von derselben empfangen werden.
Bezug nehmend auf 2 weist der Regler 7, der Anschlüsse B, P, F und L hat, einen MOS-Transistor 71, eine Schwungraddiode 72, Widerstände 73 und 74, einen Spannungsvergleicher 75, eine Steuerung 6 eines erregenden Stroms, einen Drehungsdetektor 77, eine Kommunikationsschaltung 78, eine Leistungsversorgungsschaltung 79 und einen Kondensator 80 auf.
Die Kommunikationsschaltung 78 ist betriebsfähig, um serielle bidirektionale Kommunikationsvorgänge, wie zum Beispiel LIN-Kommunikationsvorgänge, gemäß den LIN-Protokollen mit der ECU 8 über den Anschluss L auszuführen. Die Kommunikationsschaltung 78 ist somit in der Lage, Daten, die beispielsweise die Zielregelspannung Vreg angeben, die von der ECU 8 gesendet wurden, zu empfangen.
Die Widerstände 73 und 74 bilden einen Spannungsteiler. Ein Ende des Widerstands 74 ist genauer gesagt mit dem Anschluss B verbunden, und der Anschluss B ist mit dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 74 ist mit einem Ende des Widerstands 73 verbunden, und das andere Ende des Widerstands 73 ist mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 73 und 74 ist mit dem Spannungsvergleicher 75 verbunden. Der Spannungsteiler 73 und 74 ist betriebsfähig, um die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 zu teilen, und ein geteilter Wert der Ausgangsspannung V_B wird in den Spannungsvergleicher 75 eingegeben. Der Spannungsvergleicher 75 ist zusätzlich zu dem Spannungsteiler 73 und 74 mit der Kommunikationsschaltung 78 und der Steuerung 76 eines erregenden Stroms verbunden. Wenn der geteilte Wert der Ausgangsspannung V_B von dem Spannungsteiler 73 und 74 und Daten, die die Zielregelspannung Vreg angeben, von der Kommunikationsschaltung 78 empfangen werden, ist der Spannungsvergleicher 75 betriebsfähig, um den geteilten Wert der Ausgangsspannung V_B mit einer Bezugsspannung, die der Zielregelspannung Vreg entspricht, zu vergleichen. Der Spannungsvergleicher 75 ist beispielsweise betriebsfähig, um ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn als ein Resultat des Vergleichs die Bezugsspannung höher als der geteilte Wert der Ausgangsspannung V_B ist, und ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn als ein Resultat des Vergleichs der geteilte Wert der Ausgangsspannung V_B höher als die Bezugsspannung ist.
Die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ist mit dem Spannungsvergleicher 75 und dem Gate des MOS-Transistors 71 verbunden. Die Drain des MOS-Transistors 71 ist mit dem Anschluss B des Reglers 7 verbunden, und die Source ist mit dem Anschluss F des Reglers 7 und der Kathode der Schwungraddiode 72 verbunden. Die Anode der Schwungraddiode 72 ist mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden. Der Anschluss F ist mit einem Eingangsanschluss, beispielsweise einer Drain, des MOS-Transistors 40 verbunden, und ein Ausgangsanschluss, beispielsweise eine Source, des MOS-Transistors 40 ist mit einem Ende der Feldwicklung 4 verbunden. Das andere Ende der Feldwicklung 4 ist an Masse gelegt.
Die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ist betriebsfähig, um ein PWM-Signal, das ein zyklisches Pulssignal ist, das einen steuerbaren Tastfaktor (eine steuerbare Ein-Pulsbreite für jeden Zyklus) hat, zu erzeugen; der Tastfaktor ist als ein vorbestimmtes Verhältnis, das heißt ein Prozentsatz, einer Breite eines hohen Pegels zu der Gesamtdauer jedes Zyklus ausgedrückt. Die Breite, das heißt die Ein-Periode, jedes Pulses des zyklischen Pulssignals wird abhängig von der Ausgabe, das heißt dem Vergleichresultat, des Spannungsvergleichers 75 bestimmt. Das heißt, während der MOS-Transistor 71 ein ist, wird basierend auf der Ausgangsspannung V_B mit dem erregenden Strom versorgt, um durch die Feldwicklung 4 zu fließen, und während der MOS-Transistor 71 aus ist, wird mit keinem erregenden Strom versorgt, um durch die Feldwicklung 4 zu fließen. Die Menge (ein gemittelter Wert) des erregenden Stroms, der durch die Feldwicklung 4 fließt, kann somit durch den Tastfaktor angepasst werden, und dadurch wird die Ausgangsspannung V_B basierend auf der angepassten Menge des erregenden Stroms rückkopplungsgesteuert. Die Schwungraddiode 72 ist betriebsfähig, um basierend auf einer in die Feldwicklung 4 geladenen Energie einem Strom zu ermöglichen, nach einem Ausschalten des MOS-Transistors 71 durch denselben zu zirkulieren. Es sei bemerkt, dass, um eine abrupte Variation in einem Ausgangsstrom des Leistungsgenerators 1 zu reduzieren, die Stromsteuerung 76 konfiguriert sein kann, um die Menge des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, allmählich zu ändern.
Der Drehungsdetektor 77 ist mit dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden, und der Anschluss P des Reglers 7 ist mit dem separaten Anschluss der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 verbunden. Der Anschluss P des Reglers 7 dient als ein eine Phasenspannung erfassender Anschluss. Der Drehungsdetektor 77 ist genauer gesagt betriebsfähig, um eine Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung zu erfassen.
Der Drehungsdetektor 77 ist ferner betriebsfähig, um basierend auf der Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung eine Drehung und/oder eine Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M zu erfassen. Der Drehungsdetektor 77 ist genauer gesagt betriebsfähig, um zu erfassen, dass die Betragsbeziehung zwischen der Phasenspannung V_P und einer Bezugsspannung für eine Erfassung einer Drehung des Rotors 4M zyklisch variiert, um dadurch eine Drehung des Rotors 4M zu erfassen. Wenn der Leistungsgenerator 1 in dem normalen Modus in Betrieb ist, sodass es keine Kurzschlussfehler oder Überhitzungsfehler in dem Gleichrichtermodul 5X und/oder den ersten Statorwicklungen 2 gibt, da die Phasenspannung V_P, die eine vorbestimmte Amplitude hat, an dem Anschluss P erscheint, kann der Drehungsdetektor 77 basierend auf der Phasenspannung V_P eine Drehung des Rotors 4M erfassen.
Die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ist mit dem Drehungsdetektor 77 verbunden und betriebsfähig, um ein erfasstes Resultat einer Drehung des Rotors 4M von dem Drehungsdetektor 77 zu empfangen. Während basierend auf dem erfassten Resultat einer Drehung des Rotors 4M bestimmt wird, dass eine Drehung des Rotors 4M kontinuierlich durch den Drehungsdetektor 77 erfasst wird, ist die Steuerung 76 eines erregenden Stroms betriebsfähig, um ein PWM-Signal auszugeben, das einen Tastfaktor hat, der benötigt wird, um die Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu versorgen, dessen Pegel dafür erforderlich ist, dass der Leistungsgenerator 1 kontinuierlich eine Ausgangsleistung erzeugt.
Wenn jedoch basierend auf dem erfassten Resultat der Drehung des Rotors 4M bestimmt wird, dass eine Drehung des Rotors 4M gestoppt ist, oder eine Erfassung einer Drehung des Rotors 4M gesperrt ist, ist die Steuerung 76 eines erregenden Stroms betriebsfähig, ein PWM-Signal auszugeben, dessen Tastfaktor beispielsweise auf einen ausreichenden Stromwert eingestellt ist, der erforderlich ist, um eine Anfangserregung der Feldwicklung 4 durchzuführen.
Die Leistungsversorgungsschaltung 79 ist mit jedem Element des Reglers 7 verbunden und betriebsfähig, um jedes Element desselben mit einer Betriebsspannung zu versorgen.
Der Kondensator 80 ist zwischen die gemeinsame Signalmasse und den Verbindungspunkt zwischen dem Anschluss B, der Leistungsversorgungsschaltung 79 und dem MOS-Transistor 71 geschaltet. Der Kondensator 80 ist betriebsfähig, um ein Rauschen zu eliminieren, das von dem Ausgangsanschluss der Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 in den Regler 7 eintritt. Der Kondensator 80 hat eine niedrige Kapazität von beispielsweise 1 μF.
Als Nächstes ist ein Beispiel der Struktur des Gleichrichtemoduls 5X gemäß diesem Ausführungsbeispiel vollständig im Folgenden beschrieben.
3 stellt schematisch die Struktur des Gleichrichtermoduls 5X gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Jedes der anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z 6U, 6V und 6W hat die gleiche Struktur wie dieselbe des Gleichrichtermoduls 5X. Bezug nehmend auf 3 hat das Gleichrichtermodul 5X Anschlüsse BATT, P, F, IF und GND und weist ein Paar von MOS-Transistoren 50 und 51 und eine Steuerschaltung 54, die aneinander als ein Modul gebaut sind, auf.
Die Source S des MOS-Transistors 50 ist über den Anschluss P mit einer entsprechenden Phasenwicklung, wie zum Beispiel der X-Phasen-Wicklung, der ersten Statorwicklungen 2 verbunden, und die Drain D desselben ist über die Ladungsleitung 12 und den Anschluss BATT des Gleichrichtermoduls 5X mit dem positiven Anschluss der Batterie 9 und den elektrischen Lasten 10 verbunden. Der MOS-Transistor 50 dient somit als ein Schaltelement einer hohen Seite (eines oberen Zweigs). Eine intrinsische Diode, mit anderen Worten eine Körperdiode, 50a ist in dem MOS-Transistor 50, um zu demselben antiparallel geschaltet zu sein, intrinsisch vorgesehen. Das heißt, die Anode der intrinsischen Diode 50a ist mit der Source des MOS-Transistors 50 verbunden, und die Kathode ist mit der Drain desselben verbunden.
Die Drain D des MOS-Transistors 51 ist über den Anschluss P mit einer entsprechenden Phasenwicklung, wie zum Beispiel der X-Phasen-Wicklung, der ersten Statorwicklungen 2 und mit der Source S des MOS-Transistors 50 verbunden. Die Source S des MOS-Transistors 501 ist mit dem negativen Anschluss der Batterie 9, der über den Anschluss GND mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden ist, verbunden. Der MOS-Transistor 51 dient somit als ein Schaltelement einer niedrigen Seite (eines unteren Zweigs). Eine intrinsische Diode (Körperdiode) 51a ist intrinsisch in dem MOS-Transistor 51 vorgesehen, um antiparallel zu demselben geschaltet zu sein. Das heißt, die Anode der intrinsischen Diode 51a ist mit der Source des MOS-Transistors 51 verbunden, und die Kathode ist mit der Drain desselben verbunden.
Die MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und einer niedrigen Seite sind mit anderen Worten miteinander über einen verbindenden Punkt in Reihe geschaltet, und die X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 ist mit dem verbindenden Punkt zwischen der Source S des MOS-Transistors 50 und der Drain D des MOS-Transistors 51 verbunden.
Es sei bemerkt, dass eine zusätzliche Diode zu jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 antiparallel geschaltet sein kann, ein Schaltelement, das sich im Typ von dem MOS-Transistor-Typ unterscheidet, kann als mindestens einer der MOS-Transistoren 50 und 51 verwendet sein. Bei dieser Modifikation ist eine Diode hinzugefügt, die zu dem Schaltelement antiparallel geschaltet ist.
4 stellt schematisch ein Beispiel der Struktur der Steuerschaltung 54 im Detail dar. Bezug nehmend auf 4 weist die Steuerschaltung 54 eine Steuerung 100, eine Leistungsquelle 190, einen Ausgangsspannungsdetektor 110, einen Drain-Source-Spannung-(V_DS-)Detektor 120 einer hohen Seite, einen Drain-Source-Spannung-(V_DS-)Detektor 130 einer niedrigen Seite und einen Drain-Source-Spannung-(V_DS-)Verstärker 142 einer niedrigen Seite auf. Die Steuerschaltung 54 weist ferner einen Stromflussrichtungsdetektor 144, einen Erregungssteuersignalsender 170, einen Treiber 192 und einen Treiber 194 auf. Die Steuerschaltung 54 hat beispielsweise sieben Anschlüsse B, P, E, G1, G2, IF und F. Der Anschluss E ist ein Masseanschluss, der über den Masseanschluss GND des Gleichrichtermoduls 5X mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden ist. Die Steuerung 100 und die Treiber 192 und 194 dienen als beispielsweise eine erste Treibsteuerung zum Durchführen von Ein-Aus-Betriebsvorgängen der MOS-Transistoren 50 und 51.
Die Leistungsquelle 190 ist mit der Steuerung 100 und dem Anschluss B verbunden; der Anschluss B ist mit dem Anschluss BATT des Gleichrichtermoduls 5X und der Drain D des MOS-Transistors 50 verbunden. Wenn der Rotor 4M damit startet, durch die Drehung der Kurbelwelle der Maschine zu rotieren, sodass die Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung erzeugt wird, wird die Phasenspannung V_P in den Anschluss P des Gleichrichtermoduls 5X eingegeben.
Die Leistungsquelle 190 wird dann aktiviert, während die Phasenspannung V_P in den Anschluss P eingegeben wird, um basierend auf beispielsweise der Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 eine im Wesentlichen konstante Spannung zu erzeugen, sodass jede Komponente, die die Steuerschaltung 54 in sich aufweist, mit der Betriebsspannung versorgt wird. Während keine Phasenspannung V_P in den Anschluss P eingegeben wird, wird die Leistungsquelle 190 deaktiviert, um dadurch die Versorgung jeder Komponente, die die Steuerschaltung 54 in sich aufweist, mit der Betriebsspannung zu stoppen. Die Aktivierung und Deaktivierung der Leistungsquelle 190 werden durch die Steuerung 100 gesteuert.
Der Treiber 192 hat einen Ausgangsanschluss, das heißt den Anschluss G1, der mit dem Gate G des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite verbunden ist, und einen Eingangsanschluss, der mit der Steuerung 100 verbunden ist. Der Treiber 192 ist betriebsfähig, um ein Treibsignal, das an das Gate des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zum Ein- oder Ausschalten des MOS-Transistors 50 anzulegen ist, zu erzeugen.
Der Treiber 194 hat einen Ausgangsanschluss, das heißt den Anschluss G2, der mit dem Gate G des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite verbunden ist, und einen Eingangsanschluss, der mit der Steuerung 100 verbunden ist. Der Treiber 194 ist betriebsfähig, um ein Treibsignal, das an das Gate G des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zum Ein- oder Ausschalten des MOS-Transistors 51 anzulegen ist, zu erzeugen. Das Treibsignal, das von jedem der Treiber 192 und 194 auszugeben ist, ist beispielsweise ein Pulssignal, das einen steuerbaren Tastfaktor (eine steuerbare Ein-Puls-Breite für jeden Zyklus) hat; der Tastfaktor ist als ein vorbestimmtes Verhältnis einer Ein-Puls-Breite zu der Gesamtdauer jedes Zyklus ausgedrückt.
Der Ausgangsspannungsdetektor 110 ist mit dem Anschluss B und mit der Steuerung 100 verbunden. Der Ausgangsspannungstreiber 110 weist beispielsweise einen Differenzverstärker 110a und einen A/D-Wandler 110b auf. Die Eingangsanschlüsse des Differenzverstärkers 110a sind jeweils mit der gemeinsamen Signalmasse und dem Anschluss B verbunden. Der Ausgangsanschluss des Differenzverstärkers 110a ist mit dem Eingangsanschluss des A/D-Wandlers 110b verbunden. Der Differenzverstärker 110a ist betriebsfähig, um den Potenzialunterschied zwischen der Spannung an dem Anschluss B des gleichrichtenden Moduls 5X, mit anderen Worten dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1, und der Massespannung auszugeben. Das heißt der Differenzverstärker 110a gibt die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1, die wenig durch Rauschen beeinträchtigt ist, aus. Der A/D-Wandler 110b ist betriebsfähig, um die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 in digitale Daten zu wandeln, deren Wert der Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 entspricht, und zu der Steuerung 100 die digitalen Daten auszugeben. Der A/D-Wandler 110b kann in der Steuerung 100 vorgesehen sein.
Der Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite ist mit dem Anschluss P, dem Anschluss B und der Steuerung 100 verbunden. Der Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu erfassen, die Drain-Source-Spannung V_DS mit einer voreingestellten Schwelle zu vergleichen, und abhängig von einem Resultat des Vergleichs zu der Steuerung 100 ein Spannungssignal auszugeben.
5 stellt schematisch dar, wie der Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite die vergleichenden Betriebsvorgänge ausführt. In 5 stellt die horizontale Achse die Drain-Source-Spannung V_DS relativ zu der Ausgangsspannung V_B als das Potenzial an der Drain D des MOS-Transistors 50 dar, und die vertikale Achse stellt den Pegel eines Spannungssignals, das von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite ausgegeben wird, dar.
Bezug nehmend auf 5 ändert, wenn die Phasenspannung V_P um einen Wert, der gleich oder höher als 0,3 V ist, steigt, um höher als die Ausgangsspannung V_B zu sein, sodass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder höher als 0,3 V ist, der Drain-Source-Spannung-Detektor 120 das Ausgangssignal desselben von einem niedrigen Pegel (0 V) auf einen hohen Pegel (5 V). Danach ändert, wenn die Phasenspannung V_P um einen Wert, der gleich oder höher als 1,0 V ist, niedriger als die Ausgangsspannung V_B wird, sodass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder niedriger als –1,0 V ist, der Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite das Ausgangssignal desselben von dem hohen Pegel (5 V) zu dem niedrigen Pegel (0 V).
Eine Spannung V10, die um 0,3 V höher als die Ausgangsspannung V_B ist (siehe 9, die später beschrieben ist) stellt eine erste Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die erste Schwelle V10 dient dazu, um den Startzeitpunkt einer Leitungsperiode der entsprechenden Diode 50a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die erste Schwelle V10 ist eingestellt, um höher als die Summe der Ausgangsspannung V_B und der Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 50, der in einem Ein-Zustand ist, zu sein, und niedriger als die Summe der Ausgangsspannung V_B und der Durchlassspannung VF der Diode 50a (siehe 9) zu sein. Die Leitungsperiode einer Diode ist als eine Periode definiert, während der ein Strom durch dieselbe fließen kann.
Eine Spannung V20, die um 1,0 V niedriger als die Ausgangsspannung V_B ist (siehe 9), stellt eine zweite Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die zweite Schwelle V20 dient dazu, um den Endzeitpunkt der Leitungsperiode der entsprechenden Diode 50a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die zweite Schwelle V20 ist eingestellt, um niedriger als die Ausgangsspannung V_B zu sein (siehe 9).
Auf die Periode von dem Eintreffen der Phasenspannung V_P bei der ersten Schwelle V10 bis zu dem Eintreffen der Phasenspanne V_P bei der zweiten Schwelle V20 ist als eine Ein-Periode eines oberen Zweigs Bezug genommen. Es sei bemerkt, dass der Startzeitpunkt und der Endzeitpunkt der Ein-Periode eines oberen Zweigs jeweils von dem Startzeitpunkt und dem Endzeitpunkt einer leitenden Periode der Diode 50a, durch die ein Strom tatsächlich fließt, während der MOS-Transistor 50 in einem Aus-Zustand ist, verschoben sind. Eine Synchronsteuerung zum Durchführen einer Synchrongleichrichtung des MOS-Transistors 50, die später beschrieben ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist entworfen, um basierend auf der Ein-Periode eines oberen Zweigs durchgeführt zu werden.
Der Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite ist mit dem Anschluss P, dem Masseanschluss E und der Steuerung 100 verbunden. Der Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu erfassen, die Drain-Source-Spannung V_DS mit einer voreingestellten Schwelle zu vergleichen, und abhängig von einem Resultat des Vergleichs ein Spannungssignal zu der Steuerung 100 auszugeben.
6 stellt schematisch dar, wie der Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite die vergleichenden Betriebsvorgänge ausführt. In 6 stellt die horizontale Achse die Drain-Source-Spannung V_DS relativ zu einer Massespannung V_GND als das Potenzial an dem negativen Anschluss der Batterie 9 dar, und die vertikale Achse stellt den Pegel eines Spannungssignals, das von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite ausgegeben wird, dar. Bezug nehmend auf 6 ändert, wenn die Phasenspannung V_P fällt, um um einen Wert, der gleich oder höher als 0,3 V ist, niedriger als die Massespannung V_GND zu sein, sodass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder niedriger als –0,3 V ist, der Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite das Ausgangssignal desselben von dem niedrigen Pegel (0 V) zu dem hohen Pegel (5 V). Wenn danach die Phasenspannung V_P um einen Wert, der gleich oder höher als 1,0 V ist, höher als die Massespannung V_GND wird, sodass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder höher als 1,0 V ist, ändert der Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite das Ausgangssignal desselben von dem hohen Pegel (5 V) zu dem niedrigen Pegel (0 V).
Eine Spannung V11, die um 0,3 V niedriger als die Massespannung V_GND ist (siehe 9), stellt eine dritte Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die dritte Schwelle V11 dient dazu, um den Startzeitpunkt der Leitungsperiode der entsprechenden Diode 51a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die dritte Schwelle V11 ist eingestellt, um niedriger als die Subtraktion der Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51, der in dem Ein-Zustand ist, von der Massespannung V_GND zu sein, und um höher als die Subtraktion der Durchlassspannung V11 der Diode 51a von der Massespannung V_GND zu sein (siehe 9).
Eine Spannung V21, die um 1,0 V höher als die Massespannung V_GND ist (siehe 9), stellt eine vierte Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die vierte Schwelle V21 dient dazu, um den Endzeitpunkt der Leitungsperiode der entsprechenden Diode 51a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die vierte Schwelle V21 ist eingestellt, um höher als die Massespannung V_GND zu sein (siehe 9).
Auf die Periode von dem Eintreffen der Phasenspannung V_P bei der dritten Schwelle V11 bis zu dem Eintreffen der Phasenspannung V_P bei der vierten Schwelle V21 ist als eine Ein-Periode eines unteren Zweigs Bezug genommen. Es sei bemerkt, dass der Startzeitpunkt und der Endzeitpunkt der Ein-Periode eines unteren Zweigs jeweils von dem Startzeitpunkt und dem Endzeitpunkt der leitenden Periode der Diode 51a, durch die ein Strom tatsächlich fließt, während der MOS-Transistor 51 in dem Aus-Zustand ist, verschoben sind. Die Synchronsteuerung zum Durchführen einer Synchrongleichrichtung des MOS-Transistors 51 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist entworfen, um basierend auf der Ein-Periode eines unteren Zweigs durchgeführt zu werden.
Der Drain-Source-Spannung-Verstärker 142 einer niedrigen Seite ist mit dem Anschluss P, dem Masseanschluss E und dem Stromflussrichtungsdetektor 144 verbunden. Der Drain-Source-Spannung-Verstärker 142 einer niedrigen Seite ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu verfünffachen, sodass die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite als eine verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA verstärkt wird. Der Drain-Source-Spannung-Verstärker 142 einer niedrigen Seite ist zusätzlich betriebsfähig, um zu dem Stromflussrichtungsdetektor 144 die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA auszugeben.
Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist betriebsfähig, um die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA zu empfangen und die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA mit einer Schwellenspannung, die auf beispielsweise +0,35 V eingestellt ist, zu vergleichen. Der Stromflussrichtungsbestimmer 144 ist betriebsfähig, um basierend auf einem Resultat des Vergleichs die Richtung eines Stromflusses durch den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite zu erfassen und Daten, die die Richtung des Stromflusses durch den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite angeben, zu der Steuerung 100 auszugeben.
Der Temperaturdetektor 150 einer hohen Seite ist mit der Steuerung 100 verbunden. Der Temperaturdetektor 150 einer hohen Seite weist beispielsweise eine temperaturempfindliche Diode 150a, die an oder nahe dem MOS-Transistor 50 einer hohen Seite vorgesehen ist, auf. Der Temperaturdetektor 150 einer hohen Seite ist betriebsfähig, um basierend auf der Durchlassspannung der temperaturempfindlichen Diode 150a die Temperatur des MOS-Transistors 50 zu messen, und betriebsfähig, um ein Spannungssignal mit einem hohen Pegel auszugeben, wenn die Temperatur des MOS-Transistors 50 gleich oder höher als eine voreingestellte erste Temperaturschwelle von beispielsweise 200°C ist, die leicht niedriger als eine Wärmebeständigkeitstemperatur einer oberen Grenze von jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 ist, und ein Spannungssignal mit einem niedrigen Pegel auszugeben, wenn die Temperatur des MOS-Transistors 50 niedriger als eine voreingestellte zweite Temperaturschwelle von beispielsweise 170°C ist.
Der Temperaturdetektor 151 einer niedrigen Seite ist ähnlicherweise mit der Steuerung 100 verbunden. Der Temperaturdetektor 151 einer niedrigen Seite weist beispielsweise eine temperaturempfindliche Diode 151a, die an oder nahe dem MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite vorgesehen ist, auf. Der Temperaturdetektor 151 einer niedrigen Seite ist betriebsfähig, um basierend auf der Durchlassspannung der temperaturempfindlichen Diode 151a die Temperatur des MOS-Transistors 51 zu messen, und betriebsfähig, um ein Spannungssignal mit einem hohen Pegel auszugeben, wenn die Temperatur des MOS-Transistors 51 gleich oder höher als die erste Temperaturschwelle ist, und ein Spannungssignal mit einem niedrigen Pegel auszugeben, wenn die Temperatur des MOS-Transistors 51 niedriger als die zweite Temperaturschwelle ist.
7 stellt schematische Resultate von temperaturerfassenden Betriebsvorgängen durch jeden der Temperaturdetektoren 150 und 151 einer hohen und einer niedrigen Seite dar. In 7 stellt die horizontale Achse die Temperatur (°C) dar, und die vertikale Achse stellt den Pegel eines Spannungssignals, das von jedem der Temperaturdetektoren 150 und 151 einer hohen und einer niedrigen Seite ausgegeben wird, dar. Bezug nehmend auf 7 ändert, wenn die Temperatur, die durch eine temperaturempfindliche Diode 150a oder 151a für einen MOS-Transistor 50 oder 51 gemessen wird, steigt, um gleich oder höher als die erste Temperaturschwelle von 200°C zu sein, ein entsprechender Temperaturdetektor 150 oder 151 das Ausgangssignal von dem niedrigen Pegel (0 V) zu dem hohen Pegel (5 V). Wenn danach die gemessene Temperatur unter die zweite Temperaturschwelle von 170°C fällt, ändert der entsprechende Temperaturdetektor 150 oder 151 das Ausgangssignal von dem hohen Pegel (5 V) zu dem niedrigen Pegel (0 V). Die Temperaturdetektoren 150 und 151 einer hohen und einer niedrigen Seite können in der Steuerung 100 umfasst sein.
Der Erregungssteuersignalsender 170 ist mit dem Anschluss IF und der Steuerung 100 verbunden, und der Anschluss IF ist über beispielsweise einen Hauptsignaldraht und einen Abzweigungssignaldraht, der davon abzweigt, mit einem Steueranschluss, das heißt dem Gate, des MOS-Transistors 40 verbunden. Der Erregungssteuersignalsender 170 ist betriebsfähig, um zu dem Steueranschluss des MOS-Transistors 40 ein Ausschaltsignal zu senden, wenn bestimmt wird, dass es eine Abnormität in dem Gleichrichtermodul 5X gibt, sodass der MOS-Transistor 40 ausgeschaltet wird.
Die Bestimmung davon, ob es eine Anormalität bei dem Gleichrichtermodul 5X gibt, wird basierend auf der Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2, der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 und den Ausgangssignalen der Temperaturdetektoren 150 und 151 einer hohen und einer niedrigen Seite durch einen Abnormitätsbestimmer 123 ausgeführt. Die Steuerung 100, die später beschrieben ist, weist den Abnormitätsbestimmer 123 in sich auf. Das heißt, der Erregungssteuersignalsender 170 dient als beispielsweise eine zweite Treibsteuerung, die basierend auf Resultaten der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers 123 ein Treiben des MOS-Transistors 40 steuert.
Die Steuerung 100 ist betriebsfähig, um
Start- und Endzeitpunkte einer Synchrongleichrichtung zu bestimmen;
Ein-/AUS-Zeitpunkte von jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 zu bestimmen, um eine Synchrongleichrichtung auszuführen;
jeden der Treiber 192 und 194 gemäß den Ein-/Aus-Zeitpunkten, die für einen entsprechenden der Treiber 192 und 194 bestimmt werden, zu treiben;
den Lastabwurfschutz durchzuführen;
zu bestimmen, ob es eine Abnormität bei dem Gleichrichtermodul 5X gibt; und
einen begrenzenden Betrieb eines Leistungserzeugungsbetriebs des Leistungsgenerators 1 durchzuführen, wenn bestimmt wird, dass es bei dem Gleichrichtermodul 5X eine Abnormität gibt.
8 stellt schematisch ein Beispiel der detaillierten Struktur der Steuerung 100 dar. Bezug nehmend auf 8 weist die Steuerung 100 funktionell einen Drehungsgeschwindigkeitsrechner 101, einen Synchronsteuerstartbestimmer 102, einen Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite, einen Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite, einen Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels, einen T_FB-Zeit-Rechner 106 einer hohen Seite, einen Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite, einen T_FB-Zeit-Rechner 108 einer niedrigen Seite und einen Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite auf. Die Steuerung 100 weist funktionell ferner einen Lastabwurfschützer 111, einen Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112, einen Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 12, einen Synchronsteuerstoppbestimmer 122, einen Abnormitätsbestimmer 123 und einen Erregungsdetektor 124 auf.
Die Steuerung 100 kann beispielsweise als eine Mikrocomputereinheit (programmierte Logikeinheit), die mindestens eine CPU und einen Speicher aufweist, entworfen sein, und diese Funktionsblöcke können durch Laufenlassen von mindestens einem Programm, das in dem Speicher gespeichert ist, durch die CPU implementiert sein. Als ein anderes Beispiel kann die Steuerung 100 als eine Hardwareschaltung, die Hardwareeinheiten, die jeweils den Funktionsblöcken entsprechen, aufweist, oder als eine Hardware-/Software-Hybridschaltung entworfen sein, wobei einige dieser Funktionsblöcke durch einige Hardwareeinheiten implementiert sind, und die verbleibenden Funktionsblöcke durch Software implementiert sind, um durch die CPU laufengelassen zu werden.
Betriebsvorgänge des Gleichrichtermoduls 5X sind als Nächstes im Folgenden beschrieben.
Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmung
Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ist mit dem Anschluss P der Steuerschaltung 54 betriebsfähig verbunden. Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ist betriebsfähig, um die Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung zu überwachen, die an dem Anschluss P erscheint, und zu bestimmen, ob eine positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P einen vorbestimmten ersten Schwellenpegel von beispielsweise 5 V überschritten hat. Wenn bestimmt wird, dass die positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P den vorbestimmten ersten Schwellenpegel überschritten hat, weist der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 die Leistungsquelle 190 an, sich zu aktivieren.
Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ist ferner betriebsfähig, um zu bestimmen, ob die positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P für eine zweite vorbestimmte Zeit von beispielsweise einer Sekunde gleich oder niedriger als der vorbestimmte erste Schwellenpegel gewesen ist, während keine normalen Signale von den anderen gleichrichtenden Modulen empfangen wurden. Wenn bestimmt wird, dass die positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P für die zweite vorbestimmte Zeit gleich oder niedriger als der vorbestimmte erste Schwellenpegel gewesen ist, während keine normalen Signale von den anderen gleichrichtenden Modulen empfangen wurden, weist der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer die Leistungsquelle 190 an, sich zu deaktivieren.
Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ermöglicht somit der Leistungsquelle 190, sich zu aktivieren, wenn der Leistungsgenerator 1 normal in Betrieb ist, um eine Ausgangsleistung zu erzeugen, und ermöglicht der Leistungsquelle 190, sich zu deaktivieren, wenn der Leistungsgenerator 1 leistungserzeugende Betriebsvorgänge stoppt. Diese Charakteristik macht es möglich, die Komponenten, die die Steuerschaltung 54 des Gleichrichtermoduls 5X in sich aufweist, lediglich zu aktivieren, wenn der Leistungsgenerator 1 eine Ausgangsleistung erzeugt. Dies resultiert in einer Reduzierung eines Dunkelstroms, sodass verhindert wird, dass die Batterie 9 entladen wird.
Synchronsteuerbetriebsvorgänge
9 stellt schematisch Betriebsvorgänge der Steuerung 100 bei einem Synchrongleichrichtungssteuermodus als der Betriebsmodus derselben, das heißt einem Synchronsteuermodus, dar. In 9 stellt die EIN-PERIODE EINES OBEREN ZWEIGS das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite dar, die EIN-PERIODE EINES MOS EINER HOHEN SEITE stellt Ein-/Aus-Zeitpunkte des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite dar, und die EIN-PERIODE EINES UNTEREN ZWEIGS stellt das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite dar, und die EIN-PERIODE EINES MOS EINER NIEDRIGEN SEITE stellt Ein-/Aus-Zeitpunkte des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar. Bezugszeichen T_FB1, T_FB2 und ΔT sind später beschrieben, und die Bedeutung des elektrischen Zielwinkels, der in 9 dargestellt ist, ist später beschrieben.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel wird genauer gesagt die Ein-Periode eines oberen Zweigs als die Leitungsperiode der Diode 50a des MOS-Transistors 50 betrachtet, und die Ein-Periode eines unteren Zweigs wird als die Leitungsperiode der Diode 51a des MOS-Transistors 51 betrachtet. Die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite stellt die Ein-Periode des MOS-Transistors 50 dar, und die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite stellt die Ein-Periode des MOS-Transistors 51 dar. Die Synchronsteuerbetriebsvorgänge sind konfiguriert, um die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite einzustellen, um innerhalb der Ein Periode eines oberen Zweigs zu sein, und die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite einzustellen, um innerhalb der Ein-Periode eines unteren Zweigs zu sein. Dieses Einstellen macht es möglich, jeden der MOS-Transistoren 50 und 51 innerhalb der Leitungsperiode einer entsprechenden der Dioden 50a und 5la einzuschalten.
Der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 102 einer hohen Seite überwacht das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite, das heißt die Ein-Periode eines oberen Zweigs, und bestimmt einen Zeitpunkt eines Steigens von dem niedrigen Pegel auf den hohen Pegel in dem Ausgangsspannungssignal als einen Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, wobei dann eine Einschaltanweisung zu dem Treiber 192 gesendet wird. Der Treiber 192 schaltet ansprechend auf ein Empfangen der Einschaltanweisung den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite ein.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite bestimmt nach einem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit seit dem Einschalten des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite einen Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite und sendet eine Ausschaltanweisung zu dem Treiber 192. Der Treiber 192 schaltet ansprechend auf das Empfangen der Ausschaltanweisung den MOS-Transistor 50 aus.
Die dritte vorbestimmte Zeit, die den Aus-Zeitpunkt bestimmt, wird variabel eingestellt, um um eine Zielzeit früher als der Endpunkt einer Ein-Periode eines oberen Zweigs zu sein, das heißt ein Rückflankenpunkt von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel in dem Ausgangssignal von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 120 einer hohen Seite für jedes Einschalten des MS-Transistors 50 einer hohen Seite. Die Zielzeit ist eine Zeit, die dafür erforderlich ist, dass der Rotor 4M um einen elektrischen Zielwinkel rotiert wird.
Annehmend, dass die Diodengleichrichtung durch die Diode 50a ausgeführt wird, während der MOS-Transistor 50 permanent aus ist, dient der elektrische Zielwinkel als ein Spielraum, der verhindert, dass der Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 von dem Endzeitpunkt der Leitungsperiode der Diode 50a während der Diodengleichrichtung verzögert wird. Der elektrische Zielwinkel wird durch den Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels eingestellt. Der Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels ist konfiguriert, um basierend auf der Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M, die durch den Drehungsgeschwindigkeitsrechner 101 berechnet wird, den elektrischen Zielwinkel einzustellen. Der elektrische Zielwinkel kann unabhängig von der Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M konstant sein. Der elektrische Zielwinkel kann vorzugsweise groß sein, während die Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M innerhalb eines Bereichs einer niedrigen Geschwindigkeit oder eines Bereichs einer hohen Geschwindigkeit ist, und kann klein sein, während die Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M innerhalb eines Zwischenbereichs zwischen dem Bereich einer niedrigen Geschwindigkeit und dem Bereich einer hohen Geschwindigkeit ist.
Der Drehungsgeschwindigkeitsrechner 101 ist betriebsfähig, um die Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M basierend auf den Intervallen von steigenden Flanken von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel in dem Ausgangssignal des Drain-Source-Spannung-Detektors 130 einer niedrigen Seite oder den Intervallen von fallenden Flanken von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel in dem Ausgangssignal des Drain-Source-Spannung-Detektors 130 einer niedrigen Seite zu berechnen. Eine Berechnung der Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M unter Verwendung des Ausgangssignals des Drain-Source-Spannung-Detektors 130 einer niedrigen Seite ermöglicht eine stabile Erfassung der Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M unabhängig von Variationen in der Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1.
Der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite überwacht ähnlicherweise das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite, das heißt die Ein-Periode eines unteren Zweigs, und bestimmt einen Zeitpunkt eines Steigens von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel in dem Ausgangsspannungssignal als einen Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, wobei dann eine Einschaltanweisung zu dem Treiber 194 gesendet wird. Der Treiber 194 schaltet ansprechend auf ein Empfangen der Einschaltanweisung den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite ein.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt nach einem Verstreichen einer vierten vorbestimmten Zeit seit dem Einschalten des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite einen Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite und sendet eine Ausschaltanweisung zu dem Treiber 194. Der Treiber 194 schaltet ansprechend auf ein Empfangen der Ausschaltanweisung den MOS-Transistor 51 aus.
Die vierte vorbestimmte Zeit, die den Aus-Zeitpunkt bestimmt, wird variabel eingestellt, um um eine Zielzeit früher als der Endpunkt einer Ein-Periode eines unteren Zweigs, das heißt ein Rückflankenpunkt, von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel in dem Ausgangssignal von dem Drain-Source-Spannung-Detektor 130 einer niedrigen Seite für jedes Einschalten des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu sein. Die Zielzeit ist eine Zeit, die dafür erforderlich ist, dass der Rotor 4M um einen elektrischen Zielwinkel rotiert.
Es sei angenommen, dass die Diodengleichrichtung durch die Diode 51a ausgeführt wird, während der MOS-Transistor 51 permanent aus ist. Unter dieser Annahme dient der elektrische Zielwinkel als ein Spielraum, der verhindert, dass der Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 von dem Endzeitpunkt der Leitungsperiode der Diode 51a während der Diodenleichrichtung verzögert wird. Der elektrische Zielwinkel wird durch den Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels eingestellt.
Da tatsächlich der Endpunkt einer entsprechenden Ein-Periode (t100) eines oberen Zweigs bei dem Ausschalten eines entsprechenden MOS-Transistors 50 einer hohen Seite (zu der Zeit t90) nicht bekannt ist, wird der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite konfiguriert, um den Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite basierend auf dem Endpunkt einer entsprechenden Ein-Periode (t2) eines unteren Zweigs und dem Ausschaltzeitpunkt des MOS-Transistors 51 (t1) einer niedrigen Seite im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher zu bestimmen, sodass die Genauigkeit eines Bestimmens des Aus-Zeitpunkts des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite gesteigert wird.
Da ähnlicherweise der Endpunkt einer entsprechenden Ein-Periode (t2) eines unteren Zweigs bei dem Ausschalten eines entsprechenden MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite (zu der Zeit t1) nicht bekannt ist, ist der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite konfiguriert, um basierend auf dem Endpunkt der entsprechenden Ein-Periode (t4) eines oberen Zweigs und dem Ausschaltzeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite (t3) im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher den Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu bestimmen, sodass die Genauigkeit eines Bestimmmens des Aus-Zeitpunkts des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite gesteigert wird.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite ist beispielsweise konfiguriert, um den Aus-Zeitpunkt (t90) eines MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, auf den als ein Ziel-MOS-Transistor 50 einer hohen Seite Bezug genommen ist, wie folgt zu bestimmen.
Bezug nehmend auf 9 hat der T_FB-Zeit-Rechner 108 einer niedrigen Seite bereits eine Zeit, das heißt einen entsprechenden elektrischen Winkel des Rotors 4M, T_FB2 von dem Ausschalten (t1) des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Aus-Zeitpunkts (t90) bis zu dem Endpunkt (t2) der entsprechenden Ein-Periode eines unteren Zweigs berechnet.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite ist konfiguriert, um den elektrischen Zielwinkel von dem elektrischen Winkel T_FB2 zu subtrahieren, um ΔT zu berechnen. Wenn der Rotor 4M stabil rotiert wird, sollte der elektrische Winkel T_FB2 identisch zu dem elektrischen Zielwinkel sein, sodass ΔT gleich null sein sollte.
Viele Ursachen können jedoch ΔT ungleich null machen; diese Ursachen umfassen (1) Variationen der Drehung des Rotors 4M aufgrund einer Beschleunigung und/oder Verlangsamung des Fahrzeugs, (2) Welligkeiten einer Drehung der Maschine, (3) Variationen der elektrischen Lasten 10, (4) Variationen des Betriebstaktzyklus der Steuerung 100, wenn die Steuerung 100 als eine programmierte Logikeinheit entworfen ist, und (5) die Verzögerung eines tatsächlichen Ausschaltens jedes der MOS-Transistoren 50 und 51 nach einer Ausgabe der Ausschaltanweisung von einem entsprechenden Treiber 192 oder 182 zu einem entsprechenden MOS-Transistor 50 oder 51.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite ist somit konfiguriert, um basierend auf ΔT die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, der im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite eingeschaltet wurde, zu korrigieren, um dadurch den Aus-Zeitpunkt (t90) des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu bestimmen. Die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite wird genauer gesagt gemäß der folgenden Gleichung bestimmt: P_UON = P_LON + ΔT × α
P_UON stellt die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite dar, P_LON stellt die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar, der im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite eingeschaltet wurde, und α stellt einen Korrekturfaktor dar.
Wenn beispielsweise der elektrische Winkel T_FB2 niedriger als der entsprechende elektrische Zielwinkel ist, sodass ΔT einen negativen Wert hat, bestimmt der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite durch Subtrahieren des Produkts von ΔT und des Korrekturfaktors α von der Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, der im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite eingeschaltet wurde, die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite (siehe die Ein-Periode PH eines MOS einer hohen Seite in 9).
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite ist ähnlicherweise konfiguriert, um den Aus-Zeitpunkt (t1) eines MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, auf den als ein Ziel-MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite Bezug genommen ist, wie folgt zu bestimmen.
Bezug nehmend auf 9 ist der T_FB-Zeit-Rechner einer hohen Seite konfiguriert, um eine Zeit, das heißt einen entsprechenden elektrischen Winkel, T_FB1 von dem Ausschalten (t3) des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, der im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite eingeschaltet wurde, bis zu dem Endpunkt (t4) der entsprechenden Ein-Periode eines höheren Zweigs zu berechnen. Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite ist konfiguriert, um den elektrischen Zielwinkel von dem elektrischen Winkel T_FB1 zu subtrahieren, um ΔT zu berechnen.
Das heißt, der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite ist konfiguriert, um die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, der im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite ausgeschaltet wurde, um ΔT zu korrigieren, um dadurch den Aus-Zeitpunkt des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu bestimmen. Die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite wird genauer gesagt gemäß der folgenden Gleichung bestimmt: P_LON1 = P_UON1 + ΔT × α
P_LON1 stellt die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar, P_UON1 stellt die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite dar, der im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite ausgeschaltet wurde, und α stellt den Korrekturfaktor dar.
Wenn beispielsweise der elektrische Winkel T_FB1 höher als der entsprechende elektrische Zielwinkel ist, sodass ΔT einen positiven Wert hat, bestimmt der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite durch Addieren des Produkts von ΔT und des Korrekturfaktors α zu der Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, der im Wesentlichen einen Halbzyklus vorher hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite ausgeschaltet wurde, die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite (siehe die Ein-Periode PL eines MOS einer niedrigen Seite in 9).
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, schaltet die Steuerung 100 des gleichrichtenden Moduls 5X abwechselnd den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite innerhalb einer Ein-Periode eines oberen Zweigs und den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite innerhalb einer entsprechenden Ein-Periode eines unteren Zweigs für den gleichen Zyklus wie derselbe der Diodengleichrichtung ein, um dadurch entsprechende Dreiphasenwechselstromspannungen mit einem niedrigen Verlust gleichzurichten.
Bestimmung eines Starts einer Synchronsteuerung
Betriebsvorgänge der Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus derselben zu dem Synchronsteuermodus zu stellen ist, sind als Nächstes im Folgenden beschrieben.
Die Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus derselben unmittelbar nach einer Aktivierung des Gleichrichtermoduls 5X oder eines vorübergehenden Stopps der Synchronsteuerung aufgrund irgendwelcher Ursachen zu dem Synchronsteuermodus zu stellen ist, wenn die folgenden Synchronsteuerstartbedingungen erfüllt sind. Der Synchronsteuerstartbestimmer 102 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Synchronsteuerstartbedingungen erfüllt sind, und eine Synchronsteuerstartanweisung zu jedem der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 und 104 einer hohen und einer niedrigen Seite zu senden, wenn bestimmt wird, dass die Synchronsteuerstartbedingungen erfüllt sind. Ansprechend auf die Synchronsteuerstartanweisung sind die Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 und 104 einer hohen und einer niedrigen Seite in dem Synchronsteuermodus in Betrieb, um die MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und einer niedrigen Seite, die im Vorhergehenden dargelegt sind, abwechselnd einzuschalten.
Die Synchronsteuerstartbedingungen umfassen die folgenden ersten bis sechsten Bedingungen.
Die erste Bedingung besteht darin, dass die Ein-Periode eines oberen Zweigs und die Ein-Periode eines unteren Zweigs, die in 9 dargestellt sind, kontinuierlich 32 Male erscheinen, mit anderen Worten ein Paar der Ein-Periode eines oberen Zweigs und der Ein-Periode eines unteren Zweigs kontinuierlich 16 Male erscheint, annehmend, dass acht Polpaare (16 Feldpole) in dem Rotor 4M vorgesehen sind. 32 Ein-Perioden eines oberen und eines unteren Zweigs entsprechen mechanisch zwei Drehungen des Rotors 4M. Die erste Bedingung kann darin bestehen, dass die Ein-Periode eines oberen Zweigs und die Ein-Periode eines unteren Zweigs kontinuierlich 16 Male, die einer mechanischen Drehung des Rotors 4M entsprechen, voreingestellte Male, die drei oder mehr mechanischen Drehungen des Rotors 4M entsprechen, oder voreingestellte Male außer einem ganzzahligen Vielfachen einer mechanischen Drehung des Rotors 4M erscheinen.
Die zweite Bedingung besteht darin, dass die Ausgangsspannung V_B innerhalb eines normalen Bereichs von 7 V bis 18 V einschließlich mit anderen Worten dessen ist, dass die Ausgangsspannung V_B gleich oder höher als 7 V ist und gleich oder niedriger als 18 V ist. Die oberen und unteren Grenzen des normalen Bereichs können geändert werden. Der Spannungsbereich wird annehmend bestimmt, dass die Batterie 9 des Leistungsgenerators 1 eine 12-V-Batterie ist. Wenn der Leistungsgenerator als ein elektrisches 24-V-System entworfen ist, sodass die Batterie 9 des Leistungsgenerators 1 eine 24-V-Batterie ist, müssen die oberen und unteren Grenzen des normalen Bereichs geändert werden.
Die dritte Bedingung besteht darin, dass durch den Abnormitätsschützer 123 bestimmt wird, dass es keine Abnormitäten, wie zum Beispiel Kurzschlussfehler oder Überhitzungsfehler, bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt.
Die vierte Bedingung besteht darin, dass die Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X nicht in einem Lastabwurfschutzmodus in Betrieb ist. Wie die Steuerung 100 in dem Lastabwurfschutzmodus in Betrieb ist, ist später beschrieben.
Die fünfte Bedingung besteht darin, dass die Rate einer Variation der Ausgangsspannung V_B niedriger als eine Schwelle, wie zum Beispiel 0,5 V pro 200 Mikrosekunden (μs), ist. Es sei bemerkt, dass, wie groß die Rate einer Variation der Ausgangsspannung V_B akzeptiert wird, sich abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, ändert. Die Schwelle kann somit abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, geändert werden.
Die sechste Bedingung besteht darin, dass sowohl T_FB1 als auch T_FB2 länger als ein akzeptabler Wert von beispielsweise 15 μs sind. Es sei bemerkt, dass, da, ob bestimmt wird, dass sowohl T_FB1 als auch T_FB2 abnormal sind, von einer Ursache einer Abnormität, die in dem Gleichrichtermodul 5X auftritt, abhängt, der akzeptable Wert abhängig von der Ursache einer Abnormität, die in dem Gleichrichtermodul 5X auftritt, geändert werden kann. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist zusätzlich beschrieben, dass T_FB1 und T_FB2 durch die T_FB-Zeit-Rechner 106 und 108 einer hohen und einer niedrigen Seite während des Synchronsteuermodus jeweils berechnet werden, dieselben jedoch durch die jeweiligen T_FB-Zeit-Rechner 106 und 198 einer hohen und einer niedrigen Seite unabhängig von dem Betriebsmodus der Steuerung 100 berechnet werden. Das heißt, T_FB1 und T_FB2 werden für die Bestimmung verwendet, ob die Synchronsteuerstartbedingungen, die im Vorhergehenden dargelegt sind, erfüllt sind.
10 stellt schematisch einige Elemente bei der Steuerung 100 dar, die erforderlich sind, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus der Steuerung 100 zu dem Synchronsteuermodus zu stellen ist.
Der Synchronsteuerstartbestimmer 102 weist einen Synchronsteuerstartbestimmer 102A, einen V_B-Bereichsbestimmer 113, einen V_B-Variationsbestimmer 114 und einen T_FB-Zeit-Bestimmer 115 auf.
Der Lastabwurfschützer 111 ist konfiguriert, um, wenn die Ausgangsspannung V_B eine erste Schwellenspannung V1 von beispielsweise 20 V überschreitet, zu bestimmen. dass es aufgrund der Trennung der Batterie 9 von dem Leistungsgenerator 1, wie zum Beispiel der Trennung des Ausgangsanschlusses des Leistungsgenerators 1 von der Batterie 9 oder der Trennung eines Anschlusses der Batterie 9 von dem Leistungsgenerator 1, einen Lastabwurf gibt. Dieser Lastabwurf bewirkt über einer mit Leistung versorgten Phasenstatorwicklung aufgrund der großen Impedanz derselben eine hohe Spannung, das heißt einen Stoß. Dann stellt der Lastabwurfschützer 111 den Betriebsmodus der Steuerung 100 zu dem Lastabwurfschutzmodus, wobei dann Lastabwurfschutzbetriebsvorgänge durchgeführt werden. Der Lastabwurfschützer 111 weist genauer gesagt den Treiber 192 an, den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite auszuschalten, und weist den Treiber 194 an, den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite bei dem Lastabwurfschutzmodus einzuschalten. Wie die Phasenspannung V_P bei dem Lastabwurfschutzmodus variiert, ist später unter Bezugnahme auf 11B bis 11D beschrieben.
Sobald die Ausgangsspannung V_B die erste Spannung V1 (20 V) aufgrund des Auftretens eines Lastabwurfs überschritten hat, ist, wenn die Ausgangsspannung V_B niedriger als eine zweite Schwellenspannung V2 von beispielsweise 17 V ist, der Lastabwurfschützer 111 konfiguriert, um die Lastabwurfschutzbetriebsvorgänge bei dem Lastabwurfschutzmodus zu stoppen. Der Lastabwurfschützer 111 ist mit anderen Worten konfiguriert, um die Lastabwurfschutzbetriebsvorgänge zyklisch durchzuführen und die Lastabwurfschutzbetriebsvorgänge solange aufzuheben, bis die magnetische Energie, die in die mit einer Leistung versorgten Phasenstatorwicklung geladen ist, ausreichend abklingt.
Der Lastabwurfschützer 111 ist betriebsfähig, um in dem Lastabwurfschutzmodus kontinuierlich ein Signal eines hohen Pegels, das heißt eine LD-Flag mit einem hohen Pegel, zu dem Bestimmer 102A auszugeben. Der Lastabwurfschützer 111 ist ferner betriebsfähig, um, während sich derselbe nicht in dem Lastabwurfschutzmodus befindet, ein Signal eines niedrigen Pegels, das heißt die LD-Flag mit einem niedrigen Pegel, zu dem Bestimmer 102A kontinuierlich auszugeben. Jede der ersten und zweiten Schwellenspannungen V1 und V2 kann auf einen anderen Wert eingestellt sein.
Es sei bemerkt, dass, um das Auftreten eines Stoßes aufgrund des Einschaltens oder Ausschaltens von jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und einer niedrigen Seite zu verhindern, der Lastabwurfschützer 111 konfiguriert ist, um die Lastabwurfschutzbetriebsvorgänge zu starten und dieselben innerhalb einer Ein-Periode eines unteren Zweigs, wie in 9 dargestellt ist, zu stoppen.
11A stellt schematisch ein Beispiel des Signalverlaufs einer Phasenspannung V_P über einer Phasenwicklung bei dem Synchronsteuermodus ohne einen Lastabwurf dar, und 11B stellt schematisch ein Beispiel des Signalverlaufs der Phasenspannung V_P nach dem Auftreten eines Lastabwurfs bei dem Lastabwurfschutzmodus dar.
Bezug nehmend auf 11A variiert bei dem Synchronsteuermodus ohne einen Lastabwurf die Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung zyklisch zwischen einer oberen Grenze nahe der Ausgangsspannung V_B, das heißt der Spannung an dem positiven Anschluss der Batterie 9, und einer unteren Grenze nahe der Massespannung V_GND.
Nach dem Auftreten eines Lastabwurfs über der X-Phasen-Wicklung, wie es in 11B dargestellt ist, variiert im Gegensatz dazu, da der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite eingeschaltet wird, und der MOS-Transistor 50 einer hohen Seite ausgeschaltet wird, und der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite ein gehalten wird, wobei der MOS-Transistor 50 einer hohen Seite aus gehalten wird, die Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung innerhalb eines Spannungsbereichs der Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zyklisch; der Spannungsbereich ist zwischen einem negativen Wert der Drain-Source-Spannung V_DS und einem positiven Wert der Drain-Source-Spannung V_DS relativ zu der Massespannung V_GND definiert. Es sei bemerkt, dass in 11B die Drain-Source-Spannung V_DS, wobei die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite in dem Ein-Zustand ist, auf 0,1 V eingestellt ist, sodass der Spannungsbereich zwischen –0,1 V und +0,1 V einschließlich definiert ist. Die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite kann abhängig von dem Typ des Schaltelements 51 einer niedrigen Seite und/oder des Pegels eines Treibsignals, das an das Gate des Schaltelements 51 einer niedrigen Seite anzulegen ist, geändert sein.
Eine Bestimmung davon, ob die Phasenspannung V_P, das heißt die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, niedriger als eine voreingestellte Schwellenspannung V_TH ist, die definiert ist, um leicht höher als 0 V und niedriger als 0,1 V zu sein, ermöglicht eine Bestimmung davon, ob die Phasenspannung V_P innerhalb einer Ein-Periode eines unteren Zweigs ist, das heißt, ob ein Strom durch den MOS-Transistor 51 in der Richtung entgegengesetzt zu der Durchlassrichtung der Diode 51a, die zu dem MOS-Transistor 51 parallel geschaltet ist, fließt.
Das heißt, dass die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite niedriger als die Schwellenspannung V_TH ist, zeigt, dass die Phasenspannung V_P innerhalb der Ein-Periode eines unteren Zweigs ist.
Es kann tatsächlich schwierig sein, die Drain-Source-Spannung V_DS innerhalb des Spannungsbereichs von –0,1 V bis +0,1 V mit einer hohen Genauigkeit zu erfassen und die Phasenspannung V_P mit der Schwellenspannung V_TH mit einer hohen Genauigkeit zu vergleichen. Aus diesem Grund ist der Drain-Source-Spannung-Verstärker 142 einer niedrigen Seite betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite mit einem vorbestimmten Gewinn zu verstärken und eine verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA zu dem Stromflussrichtungsdetektor 144 auszugeben. Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung V_DSA zu empfangen und die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA mit einer gewandelten Schwellenspannung V_THA zu vergleichen, deren Pegel von der Schwellenspannung V_TH auf die gleiche Art und Weise gewandelt ist, wie die Wandlung der Drain-Source-Spannung V_DS in die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA.
11C stellt schematisch eine Beziehung zwischen der verstärkten Drain-Source-Spannung V_DSA und der gewandelten Schwellenspannung V_tha dar. In 11C stellt die vertikale Achse die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA dar, und die horizontale Achse stellt die Drain-Source-Spannung V_DS dar. Um die Drain-Source-Spannung V_DS innerhalb des Spannungsbereichs –0,1 V bis +0,1 V mit einer hohen Genauigkeit zu erfassen, wird der Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V fünffach verstärkt. Als ein Beispiel, das in 11C dargestellt ist, entspricht –0,1 V –0,5 V, +0,1 V entspricht 0,5 V, der Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V dazwischen (0 V) ist unverändert, und der Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V entspricht dem Spannungsbereich von –0,5 V bis +0,5 V. Die gewandelte Schwellenspannung V_tha ist somit eingestellt, um höher als 0 V und niedriger als +0.5 V, wie zum Beispiel 0,35 V, zu sein.
Wie in 11C dargestellt ist, ist bei dem Lastabwurfschutzmodus, wenn die Drain-Source-Spannung V_DS +0,1 V überschreitet oder unter –0,1 V fallt, die Drain-Source-Spannung V_DS an +0,1 V oder –0,1 V geklemmt. Die Ausgabe des Drain-Source-Spannung-Verstärkers 142 wird somit an +0,5 V geklemmt, wenn die Drain-Source-Spannung V_DS +0,1 V überschreitet, oder an –0,5 V geklemmt, wenn die Drain-Source-Spannung V_DS unter –0,1 V fällt.
Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist betriebsfähig, um die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA von dem Drain-Source-Spannung-Verstärker 142 zu empfangen, die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA mit der gewandelten Schwellenspannung V_tha zu vergleichen und ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn die gewandelte Schwellenspannung V_tha höher als die gewandelte Drain-Source-Spannung V_DSA ist, oder ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die gewandelte Schwellenspannung V_tha gleich oder niedriger als die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA ist.
11D stellt schematisch ein Beispiel des Signalverlaufs der verstärkten Drain-Source-Spannung V_DSA des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar. In 11D entspricht ein Bereich W einer Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite bei dem Synchronsteuermodus. Das heißt, die Steuerung 100 ist konfiguriert, um die Lastabwurfschutzbetriebsvorgänge zu starten oder zu stoppen, das heißt den Betriebsmodus derselben zu einem geeigneten Zeitpunkt innerhalb des Bereichs W zu dem Lastabwurfschutzmodus zu stellen oder aus demselben zu stellen. Während die Phasenspannung V_P innerhalb des Bereichs W ist, ermöglicht somit ein Einschalten des MOS-Transistors 51, dass ein Strom durch den MOS-Transistor 51 in der gleichen Richtung wie die Durchlassrichtung der Diode 51a fließt, die zu dem MOS-Transistor 51 parallel geschaltet ist. Dies verhindert oder reduziert bei dem Start des Lastabwurfschutzmodus einen Stoß über der entsprechenden Phasenwicklung. Während zusätzlich die Phasenspannung V_P innerhalb des Bereichs W ist, sind die Richtung eines Stroms, der durch den MOS-Transistor 51 fließt, und die Richtung eines Stroms, der durch die Diode 51a nach einem Ausschalten des MOS-Transistors 51 fließt, um den Schutzmodus zu stoppen, einander identisch. Selbst wenn somit der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite ausgeschaltet wird, während die Phasenspannung V_P innerhalb des Bereichs W ist, ist es möglich, einen Stoß bei dem Stopp des Schutzmodus zu verhindern oder zu reduzieren.
Es sei bemerkt, dass die gewandelte Schwellenspannung V_tha eine Hysterese-Charakteristik haben kann. Die gewandelte Schwellenspannung V_tha ist beispielsweise eingestellt, um während dessen, dass die Drain-Source-Spannung V_DSA niedriger als die Schwellenspannung V_TH ist, 0,35 V zu sein, und nachdem die Drain-Source-Spannung V_DSA höher als die Schwellenspannung V_tha geworden ist, wird die Schwellenspannung V_tha geändert, um 0,3 V zu sein. Selbst wenn somit die Drain-Source-Spannung V_DSA häufig um die Schwellenspannung V_THA geändert wird, kann diese Konfiguration verhindern, dass der Pegel des Ausgangssignals von dem Stromflussrichtungsbestimmer 144 häufig geschaltet wird.
Der V_B-Bereichsbestimmer 113 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Ausgangsspannung V_B, die durch den Ausgangsspannungsdetektor 110 erfasst wird, innerhalb des normalen Bereichs von 7 V bis 18 V ist. Der V_B-Bereichsbestimmer 113 ist konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die Ausgangsspannung V_B innerhalb des normalen Bereichs ist, und ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn die Ausgangsspannung V_B außerhalb des normalen Bereichs ist, das heißt niedriger als 7 V oder höher als 18 V ist.
Der V_B-Variationsbestimmer 114 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Rate einer Variation der Ausgangsspannung V_B, die durch den Ausgangsspannungsdetektor 110 erfasst wird, niedriger als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist. Der V_B-Variationsbestimmer 114 ist konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die Rate einer Variabilität der Ausgangsspannung V_B niedriger als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist, und ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn die Ausgangsspannung V_B gleich oder höher als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist.
Der T_FB-Zeit-Bestimmer 115 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob sowohl T_FB1 als auch T_FB2, die durch einen entsprechenden der T_FB-Zeit-Rechner 106 und 108 einer hohen und einer niedrigen Seite berechnet werden, länger als der akzeptable Wert von 15 μs sind. Der T_FB-Zeit-Bestimmer 115 ist konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn sowohl T_FB1 als auch T_FB2 länger als der akzeptable Wert von 15 μs sind, und ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn weder T_FB1 noch T_FB2 länger als der akzeptable Wert von 15 μs ist.
Der Abnormitätsbestimmer 123 ist konfiguriert, um basierend auf der Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2, der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 und den Ausgangssignalen der Temperaturdetektoren 150 und 151 einer hohen und einer niedrigen Seite zu bestimmen, ob es eine Abnormität, wie zum Beispiel einen Kurzschlussfehler oder einen Überhitzungsfehler, bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Wenn der Abnormitätsbestimmer 123 bestimmt, dass es eine Abnormität bei einem entsprechenden mindestens einen MOS-Transistor 50 oder 51 gibt, gibt der Abnormitätsbestimmer 123 ein Signal, dessen Pegel hoch ist, zu mindestens dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122 und dem Erregungssteuersignalsender 170 aus. Das Ausgangssignal von dem Abnormitätsbestimmer 123 dient als eine Abnormitätsbestimmungs-Flag, deren Pegel auf einen niedrigen Pegel eingestellt ist, während das Ausgangssignal von dem Abnormitätsbestimmer 123 einen niedrigen Pegel hat, oder auf einen hohen Pegel eingestellt ist, während das Ausgangssignal von dem Abnormitätsbestimmer 123 einen hohen Pegel hat.
Es sei bemerkt, dass in 10 der Synchronsteuerstartbestimmer 102 den V_B-Bereichsbestimmer 113, den V_B-Variationsbestimmer 114 und den TFB-Zeit-Bestimmer 115 in sich aufweist, dieselben können jedoch auf der Außenseite des Synchronsteuerstartbestimmers 102 vorgesehen sein. Die Steuerung 100 ist zusätzlich konfiguriert, um den Betriebsmodus derselben zu dem Synchronsteuermodus zu stellen, um die Synchronsteuerung lediglich zu starten, wenn alle ersten bis sechsten Bedingungen erfüllt sind, die Steuerung 100 kann jedoch konfiguriert sein, um den Betriebsmodus derselben zu dem Synchronsteuermodus zu stellen, um die Synchronsteuerung lediglich zu starten, wenn die erste Bedingung und mindestens eine der zweiten bis sechsten Bedingungen erfüllt ist.
12 stellt schematisch Betriebsvorgänge der Steuerung 100 dar, um zu bestimmen, ob die Synchronsteuerung zu starten ist, das heißt, ob der Betriebsmodus derselben zu dem Synchronsteuermodus zu stellen ist. In 12 stellt ein ZÄHLWERT einen Zählwert dar, der ansprechend auf den Zeitpunkt eines Steigens (einer Flanke) von jeder der Ein-Perioden eines oberen Zweigs und der Ein-Perioden eines unteren Zweigs inkrementiert wird. In 12 stellt eine T_FB-ZEIT-FLAG die Ausgabe des T_FB-Zeit-Bestimmers 115 dar, eine SPANNUNGSBEREICHS-FLAG stellt die Ausgabe des V_B-Variationsbestimmers 114 dar, und die LD-FLAG stellt die Ausgabe des Lastabwurfschützers 111 dar. In 12 stellt zusätzlich eine ABNORMITÄTSBESTIMMUNGS-FLAG die Ausgabe des Abnormitätsbestimmers 123 dar, und eine SPANNUNGSVARIATIONS-FLAG stellt die Ausgabe des V_B-Variationsbestimmers 114 dar. In 12 stellt H einen hohen Pegel einer entsprechenden Ausgabe dar, und L stellt einen niedrigen Pegel einer entsprechenden Ausgabe dar.
Der Bestimmer 102A inkrementiert einen Zählwert mit dem Anfangswert (0) desselben jedes Mal um 1, wenn der Zeitpunkt eines Steigens (eine Flanke) von jeder einer Ein-Periode eines oberen Zweigs und einer Ein-Periode eines unteren Zweigs erscheint. Wenn der Zählwert 32 erreicht, gibt der Bestimmer 102A ein Signal eines niedrigen Pegels, das den Start einer Synchronsteuerung angibt, zu sowohl dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite als auch zu dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite aus. Der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite und der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite stellen ansprechend auf jeweils ein Empfangen der Signale eines niedrigen Pegels den Betriebsmodus der Steuerung 100 zu dem Synchronsteuermodus und starten die Synchronsteuerung (siehe H von START SYNCHRONSTEUERUNG in 12) bei dem Synchronsteuermodus, um die MOS-Transistoren 50 und 51 abwechselnd einzuschalten.
Der Synchronsteuerstartbestimmer 102 setzt zusätzlich das Inkrementieren des Zählwerts solange fort, wie

(i) das Intervall des elektrischen Winkels zwischen der steigenden Flanke einer Ein-Periode eines oberen Zweigs und der steigenden Flanke einer Ein-Periode eines unteren Zweigs benachbart vor der Ein-Periode eines oberen Zweigs gleich oder niedriger als ein Zyklus der Ein-Perioden eines oberen Zweigs hinsichtlich des elektrischen Winkels ist; und
(ii) alle Ausgaben (die T_FB-Zeit-Flag, die Spannungsbereichs-Flag, die LD-Flag, die Abnormitätsbestimmungs-Flag und die Spannungsvariations-Flag) des jeweiligen T_FB-Zeit-Bestimmers 115, des V_B-Bereichsbestimmers 113, des Lastabwurfschützers 111, des Überhitzungsschützers 123 und des V_B-Variationsbestimmers 114 auf niedrigen Pegeln (L) sind.

Im Gegensatz dazu stellt der Synchronsteuerstartbestimmer 102 den Zählwert neu ein, wenn

(iii) das Intervall hinsichtlich des elektrischen Winkels zwischen der steigenden Flanke einer Ein-Periode eines oberen Zweigs und der steigenden Flanke einer Ein-Periode eines unteren Zweigs benachbart vor der Ein-Periode eines oberen Zweigs höher als die Länge eines Zyklus der Phasenspannung V_P, das heißt das Intervall zwischen den benachbarten Ein-Perioden eines oberen Zweigs hinsichtlich des elektrischen Winkels, ist; und/oder
(iv) eine der Ausgaben des T_FB-Zeit-Bestimmers 115, des V_B-Bereichs-Bestimmers 113, des Lastabwurfschützers 111, des Überhitzungsschützers 123 bzw. des V_B-Variationsbestimmers 114 einen hohen Pegel (H) annimmt, bevor der Zählwert 32 erreicht (siehe „H” der T_FB-Zeit-Flag und EIN PERIODE HINSICHTLICH DES ELEKTRISCHEN WINKELS in 12).

Der Synchronsteuerstartbestimmer 102 startet danach das Inkrementieren des Zählwerts von 0 neu, nachdem die im Vorhergehenden erwähnten Bedingungen (i) und (ii) erfüllt sind.
Bestimmung eines Stopps einer Synchronsteuerung
Als Nächstes sind Betriebsvorgänge der Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X, um zu bestimmen, ob der Synchronsteuermodus zu stoppen ist, im Folgenden beschrieben.
Der Synchronsteuerstoppbestimmer 122 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Synchronsteuerstoppbedingungen erfüllt sind, und eine Synchronsteuerstoppanweisung zu sowohl dem Synchronsteuerstartbestimmer 102, den Ein-Zeitpunkt-Bestimmern 103 und 104 einer hohen und einer niedrigen Seite, dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite als auch dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite zu senden, wenn bestimmt wird, dass die Synchronsteuerstoppbedingungen erfüllt sind. Dies resultiert in einem Stopp des Synchronsteuermodus. Die Synchronsteuerung wird danach solange gestoppt, bis der Synchronsteuerstartbestimmer 102 den Betriebsmodus der Steuerung 100 zu dem Synchronsteuermodus stellt, um Synchronsteuerbetriebsvorgänge, die im Vorhergehenden dargelegt sind, bei dem Synchronsteuermodus neu zu starten.
Die Synchronsteuerstoppbedingungen umfassen die folgenden ersten bis fünften Bedingungen.
Die erste Bedingung besteht darin, dass ein Zeitintervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt wird, bis zu dem Eintreffen der steigenden Phasenspannung V_P bei der ersten Schwellenspannung V1, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu bestimmen, kürzer als ein erstes voreingestelltes Zeitintervall ist.
Das erste voreingestellte Zeitintervall kann auf ein Intervall von der Zeit, zu der der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite tatsächlich eine Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 194 sendet, bis zu der Zeit eines tatsächlichen Ausschaltens des MOS-Transistors 51 durch den Treiber 194 eingestellt sein. Das erste voreingestellte Zeitintervall kann genauer gesagt basierend auf der Ausschaltfähigkeit des Treibers 194 für den MOS-Transistor 51 eingestellt sein. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass es einen Aus-Zeitpunkt-Fehler gibt, wenn die erste Bedingung erfüllt ist. Das heißt, der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass es einen Aus-Zeitpunkt-Fehler gibt, wenn das Intervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt wird, bis zu dem Eintreffen der steigenden Phasenspannung V_P bei der ersten Schwellenspannung V1, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu bestimmen, kürzer als das erste voreingestellte Zeitintervall ist. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 wird dann konfiguriert, um ein Signal eines hohen Pegels zu dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122 auszugeben. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist sonst konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die erste Bedingung erfüllt ist.
13 stellt schematisch ein spezifisches Beispiel des Signalverlaufs der Phasenspannung V_P dar, wenn der Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt wird, verzögert ist. Wenn der Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 relativ zu dem Endzeitpunkt der Ein-Periode eines unteren Zweigs verzögert ist, kann ein Strom, der durch den MOS-Transistor 51 fließt, unterbrochen werden, was einen Stoß bewirkt. In 13 stellt ein Bezugszeichen S einen solchen Stoß dar. Der Stoß kann unmittelbar nach dem Ausschalten des MOS-Transistors 51 erzeugt werden. Wenn das Zweitintervall von der Zeit, zu der der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite tatsächlich eine Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 194 sendet, bis zu der Zeit eines tatsächlichen Ausschaltens des MOS-Transistors 51 durch den Treiber 194 als t0 (siehe 13) dargestellt ist, ist, um das Auftreten eines Stoßes aufgrund der Verzögerung des Aus-Zeitpunkts für den MOS-Transistor 51 zu erfassen, das erste voreingestellte Zeitintervall eingestellt, um um eine voreingestellte Zeit β nach einem tatsächlichen Senden der Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 194 länger als das Zeitintervall t0 zu sein. Die voreingestellte Zeit β muss kürzer als eine Zeit sein, die dafür erforderlich ist, dass die Phasenspannung V_P bis zu der ersten Schwelle V10 während der normalen Synchronsteuerung steigt, die ohne das Auftreten der Aus-Zeitpunkt-Fehler ausgeführt wird.
Die zweite Bedingung besteht darin, dass ein Zeitintervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite bestimmt wird, bis zu dem Eintreffen der fallenden Phasenspannung V_P bei der zweiten Schwelle V11, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu bestimmen, kürzer als ein zweites voreingestelltes Zeitintervall ist.
Das zweite voreingestellte Zeitintervall kann auf ein Intervall von der Zeit, zu der der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite tatsächlich eine Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 192 sendet, bis zu der Zeit eines tatsächlichen Ausschaltens des MOS-Transistors 50 durch den Treiber 192 eingestellt sein. Das zweite voreingestellte Zeitintervall kann genauer gesagt basierend auf der Ausschaltfähigkeit des Treibers 192 für den MOS-Transistor 50 eingestellt werden. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass es einen Aus-Zeitpunkt-Fehler gibt, wenn die zweite Bedingung erfüllt ist, das heißt, das Intervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite bestimmt wird, bis zu dem Eintreffen der fallenden Phasenspannung V_P bei der zweiten Schwelle V11, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu bestimmen, kürzer als das zweite voreingestellte Zeitintervall ist. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 gibt dann das Signal eines hohen Pegels zu dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122 aus. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist sonst konfiguriert, um das Signal eines niedrigen Pegels zu dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122 auszugeben, wenn die zweite Bedingung nicht erfüllt ist.
Es sei bemerkt, dass die ersten und zweiten voreingestellten Zeitintervalle einander identisch sein können oder sich voneinander unterscheiden können. Es ist vorzuziehen, dass jedes der ersten und zweiten voreingestellten Zeitintervalle unabhängig von der Drehungsgeschwindigkeit des Rotors 4M ein konstanter Wert ist, da dieselben basierend auf der Ausschaltleistung eines entsprechenden der Treiber 180 und 182 eingestellt werden.
Die dritte Bedingung besteht darin, dass die Rate einer Variation der Ausgangsspannung V_B höher als die Schwelle, wie zum Beispiel 0,5 V pro 200 μs, ist. Es sei bemerkt, dass als wie groß die Rate einer Variation der Ausgangsspannung V_B akzeptiert wird, sich abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, ändert. Die Schwelle kann somit abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, geändert werden.
14 stellt schematisch eine Beziehung zwischen der Variation der Ausgangsspannung V_B und Ein-Perioden eines oberen und unteren Zweigs dar.
Wenn beispielsweise der Ausgangsstrom des Leistungsgenerators 1 plötzlich von 150 A auf 15 A abfällt, steigt die Ausgangsspannung V_B (siehe 14). Die Ein-Perioden T11 und T12 eines oberen Zweigs nach der Änderung der Ausgabe des Leistungsgenerators 1 werden dann verglichen mit einer Ein-Periode T10 eines oberen Zweigs vor der Änderung der Ausgabe des Leistungsgenerators 1 reduziert. Dies erscheint ähnlich für Ein-Perioden eines unteren Zweigs (siehe 14).
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist kann, wenn die Ein-Periode eines oberen Zweigs oder die Ein-Periode eines unteren Zweigs variiert, um reduziert zu werden, ein Aus-Zeitpunkt, der normalerweise für mindestens einen der MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und niedrigen Seite, die im Vorhergehenden dargelegt sind, bestimmt wird, relativ zu einer entsprechenden Ein-Periode eines oberen oder unteren Zweigs verzögert werden. Die Schwelle, wie zum Beispiel 0,5 V pro 200 μs, wird somit verwendet, um eine solche Verzögerung zu vermeiden. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann die Schwelle für die Bestimmung eines Stropps einer Synchronsteuerung identisch zu jener für die Bestimmung eines Starts einer Synchronsteuerung sein oder sich davon unterscheiden.
Die vierte Bedingung besteht darin, dass die Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X den Betriebsmodus derselben zu dem Lastabwurfschutzmodus gestellt hat.
Die fünfte Bedingung besteht darin, dass es eine Abnormität, wie zum Beispiel einen Kurzschlussfehler oder einen Überhitzungsfehler, bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt.
15A stellt schematisch einige Elemente bei der Steuerung 100 dar, die erforderlich sind, um zu bestimmen, ob der Synchronsteuermodus zu stoppen ist. Der V_B-Variationsbestimmer 114 des Synchronsteuerstartbestimmers 102 wird für eine Bestimmung eines Stopps des Synchronsteuermodus verwendet.
Bezug nehmend auf 15A werden in den Synchronsteuerstoppbestimmer 122 die Ausgabe von sowohl dem Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121, dem V_B-Variationsbestimmer 114, dem Lastabwurfschützer 111 als auch dem Abnormitätsbestimmer 121 eingegeben. Als der V_B-Variationsbestimmer 114 für die Bestimmung eines Stopps des Synchronsteuermodus kann der V_B-Variationsbestimmer 114 für eine Bestimmung eines Starts des Synchronsteuermodus, der in 10 gezeigt ist, verwendet werden.
Von dem Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 wird das Signal eines hohen Pegels in den Synchronsteuerstoppbestimmer 122 solange eingegeben, wie die erste Bedingung oder die zweite Bedingung bei den Synchronsteuerstoppbedingungen erfüllt sind. Von dem V_B-Variationsbestimmer 114 wird das Signal eines hohen Pegels zu dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122 solange eingegeben, wie die Rate einer Variation der Ausgangsspannung V_B höher als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist, sodass der dritten Bedingung bei den Synchronsteuerstoppbedingungen genügt ist.
Von dem Lastabwurfschützer 111 wird zusätzlich das Signal eines hohen Pegels in den Synchronsteuerstoppbestimmer 122 solange eingegeben, wie die Steuerung 100 des Gleichrichtermodus 5X in dem Lastabwurfschutzmodus in Betrieb ist, sodass die vierte Bedingung erfüllt wird, während die LD-Flag mit dem hohen Pegel eingestellt ist.
Von dem Abnormitätsbestimmer 123 wird das Signal eines hohen Pegels zu dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122 solange eingegeben, wie die fünfte Bedingung erfüllt ist, das heißt die Abnormitätsbestimmungs-Flag aufgrund des Auftretens einer Abnormität, wie zum Beispiel eines Kurzschlussfehlers oder eines Überhitzungsfehlers, bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 mit dem hohen Pegel eingestellt ist.
Der Synchronsteuerstoppbestimmer 122 ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass mindestens eine der ersten bis fünften Bedingungen für eine Bestimmung eines Stopps des Synchronsteuermodus erfüllt ist, wenn mindestens eine der Ausgaben des Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmers 121, des V_B-Variationsbestimmers 114, des Lastabwurfschützers 111 und des Abnormitätsbestimmers 123 einen hohen Pegel hat. Der Synchronsteuerstoppbestimmer 122 stoppt dann den Synchronsteuermodus der Steuerung 100, sodass eine Anweisung, die Synchronsteuerbetriebsvorgänge zu stoppen, zu sowohl dem Synchronsteuerstartbestimmer 102, dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite, dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite, dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite als auch dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite gesendet wird.
Eine Leistungserzeugung begrenzender Betrieb gegen das Auftreten einer Abnormität
Ein Abnormitätsbestimmungsbetrieb und ein eine Leistungserzeugung begrenzender Betrieb gegen das Auftreten eines Überhitzungsfehlers oder eines Kurzschlussfehlers, wie zum Beispiel eines Kurzschlusses oder eines Kurzschlusses mit einem niedrigen Widerstand, sind im Folgenden beschrieben.
Der Erregungsdetektor 124 ist mit dem Anschluss F des Reglers 7 verbunden und konfiguriert, um basierend auf der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 den Tastfaktor des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, der dem Tastfaktor des PWM-Signals entspricht, mit dem die Feldwicklung 4 über den MOS-Transistor 40 versorgt wird, zu erfassen. Das heißt der Tastfaktor des erregenden Stroms bedeutet ein Verhältnis, das heißt ein Prozentsatz, einer Dauer des erregenden Stroms, der an die Feldwicklung 4 angelegt ist, zu einer Gesamtdauer eines Zyklus, der dem Schaltzyklus des PWM-Signals, das an den MOS-Transistor 71 angelegt ist, entspricht. Der Tastfaktor des erregenden Stroms ist mit anderen Worten ein Verhältnis, das heißt ein Prozentsatz, einer Dauer eines Pegels einer hohen Spannung zu der Gesamtdauer eines Zyklus, der dem Schaltzyklus des PWM-Signals entspricht, das an den MOS-Transistor 71 angelegt ist. Der Erregungsdetektor 124 ist genauer gesagt konfiguriert, um zu erfassen, wie die Feldwicklung 4 über den Anschluss F des Reglers 7 mit dem erregenden Strom versorgt wird.
Der Erregungsdetektor 124 ist konfiguriert, um den erfassten Tastfaktor des erregenden Stroms zu dem Abnormitätsbestimmer 123 auszugeben. Der Erregungsdetektor 124 ist konfiguriert, um die Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 zu dem Abnormitätsbestimmer 123 auszugeben.
Der Abnormitätsbestimmer 123 ist konfiguriert, um basierend auf der Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 und dem Tastfaktor des erregenden Stroms zu bestimmen, ob es einen Kurzschlussfehler, wie zum Beispiel einen Kurzschluss oder einen unvollständigen Kurzschluss, bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Der Abnormitätsbestimmer 123 ist mit anderen Worten konfiguriert, um basierend auf der Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 und der Spannung an dem Anschluss F des Reglers zu bestimmen, ob es einen Kurzschlussfehler, wie zum Beispiel einen Kurzschluss oder einen unvollständigen Kurzschluss, bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt.
Wenn genauer gesagt der Leistungsgenerator 1 normal in Betrieb ist, um den Leistungserzeugungsbetrieb durchzuführen, da es keine Kurzschlussfehler bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt, variiert die Phasenspannung V_P zwischen der Ausgangsspannung V_B an dem positiven Anschluss der Batterie 9 und der Massespannung V_GND zyklisch.
Es seien die folgenden Fälle betrachtet, bei denen die zyklische Variation der Phasenspannung V_P begrenzt ist.
Der erste Fall besteht darin, dass es einen Kurzschluss oder einen unvollständigen Kurzschluss bei dem MOS-Transistor 50 gibt, sodass die Phasenspannung V_P nahe der Ausgangsspannung V_B an dem positiven Anschluss der Batterie 9 liegt.
Der zweite Fall besteht darin, dass es einen Kurzschluss oder einen unvollständigen Kurzschluss bei dem MOS-Transistor 51 gibt, sodass die Phasenspannung V_P nahe der Massespannung V_GND liegt.
Und der dritte Fall besteht darin, dass es einen kleinen Fluss des erregenden Stroms durch die Feldwicklung 4 gibt, sodass der Leistungsgenerator 1 im Wesentlichen in einem Zustand von keiner Leistungserzeugung ist, was darin resultiert, dass die Phasenspannung V_P eine kleine Amplitude hat.
Der dritte Fall ist von irgendwelchen Kurzschlussfehlern, die bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 auftreten können, unabhängig. Es ist somit notwendig, zu verhindern, dass der Abnormitätsbestimmer 123 bestimmt, dass es einen Kurzschlussfehler bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt, selbst wenn der dritte Fall auftritt.
Der Abnormitätsbestimmer 123 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist somit konfiguriert, um
zu bestimmen, ob der Tastfaktor der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 gleich oder höher als ein voreingestellter Wert, wie zum Beispiel ein voreingestellter Prozentsatz, wie zum Beispiel 50%, ist, und
zu bestimmen, dass es einen Kurzschlussfehler bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt, wenn bestimmt wird, dass der Tastfaktor der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 gleich oder höher als der voreingestellte Wert, das heißt der voreingestellte Prozentsatz, ist, während die Phasenspannung V_P zwischen der Ausgangsspannung V_B an dem positiven Anschluss der Batterie 9 und der Massespannung V_GND nicht zyklisch variiert.
Der Tastfaktor der Spannung an dem Anschluss F des Reglers bedeutet ein Verhältnis, das heißt einen Prozentsatz, einer Dauer eines Pegels einer hohen Spannung zu der Gesamtdauer eines entsprechenden Zyklus, der mit dem Schaltzyklus des PWM-Signals, das an den MOS-Transistor 71 angelegt ist, synchronisiert ist. Das heißt, der Tastfaktor der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 stimmt mit dem Tastfaktor des erregenden Stroms, der an die Feldwicklung 4 angelegt ist, überein.
Nach einer Bestimmung, dass es einen Kurzschlussfehler bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt, sendet der Abnormitätsbestimmer 123 zusätzlich zu dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122, der im Vorhergehenden dargelegt ist, ein Signal eines hohen Pegels zu dem Erregungssteuersignalsender 170.
Der Abnormitätsbestimmer 123 ist zusätzlich konfiguriert, um basierend auf den Ausgangssignalen der Temperaturdetektoren 150 und 151 einer hohen und einer niedrigen Seite zu bestimmen, ob es einen Überhitzungsfehler bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Wenn genauer gesagt die Temperatur von mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gleich oder höher als die voreingestellte erste Temperaturschwelle von 200°C ist, sodass das Signal eines hohen Pegels in den Abnormitätsbestimmer 123 von einem entsprechenden mindestens einen der Temperaturdetektoren 150 und 151 eingegeben wird, bestimmt der Abnormitätsbestimmer 123, dass es bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 einen Überhitzungsfehler gibt. Der Abnormitätsbestimmer 123 sendet dann das Signal eines hohen Pegels zusätzlich zu dem Synchronsteuerstoppbestimmer 122, der im Vorhergehenden dargelegt ist, zu dem Erregungssteuersignalsender 170.
Wie in 15B dargestellt ist, führt der Erregungssteuersignalsender 170 wiederholt eine Feldwicklungserregungssteuerroutine durch.
Der Erregungssteuersignalsender 170 bestimmt genauer gesagt bei dem Schritt 51, ob das Signal eines hohen Pegels von dem Abnormitätsbestimmer 123 eingegeben wird.
Wenn das Signal eines hohen Pegels von dem Abnormitätsbestimmer 123 in den Erregungssteuersignalsender 170 eingegeben wird (JA bei dem Schritt 51), schaltet der Erregungssteuersignalsender 170 den MOS-Transistor 40, der zwischen der Feldwicklung 4 und dem Regler 7 in Reihe geschaltet ist, bei dem Schritt S2 aus. Der MOS-Transistor 40 ist beispielsweise entworfen, eingeschaltet zu werden, wenn ein Signal eines niedrigen Pegels in das Gate desselben eingegeben wird, und ausgeschaltet zu werden, wenn ein Signal eines hohen Pegels in das Gate desselben eingegeben wird. Der Erregungssteuersignalsender 170 versorgt somit das Gate des MOS-Transistors 40 mit einem Signal eines hohen Pegels, wenn das Signal eines hohen Pegels in denselben von dem Abnormitätsbestimmer 123 eingegeben wird, sodass bei dem Schritt S2 der MOS-Transistor 40 ausgeschaltet wird. Wenn sonst das Ausgangssignal des Abnormitätsbestimmers 123 auf dem niedrigen Pegel gehalten wird (NEIN bei dem Schritt 51), hält der Erregungssteuersignalsender 170 den Ausgangsanschluss desselben mit dem Gate des MOS-Transistors 40 bei einer hohen Impedanz, die das Gate des MOS-Transistors 40 auf einem hohen Pegel hält, bei dem Schritt S4 verbunden. Dies hält den MOS-Transistor 40 in dem Ein-Zustand, sodass die Versorgung der Feldwicklung 4 von dem Regler 7 mit dem erregenden Strom aufrecht erhalten wird.
Da die anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W jeweils im Wesentlichen die gleiche Struktur wie das Gleichrichtermodul 5X, das im Vorhergehenden dargelegt ist, haben, sind die anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W wie das Gleichrichtermodul 5X über den einzelnen Hauptdraht und entsprechende Abzweigungssignaldrähte, die davon abzweigen, mit dem Gate des MOS-Transistors 40 verbunden. Daher macht es irgendeines der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W möglich, den MOS-Transistor 40 auszuschalten.
Das Ausschalten des MOS-Transistors 40 resultiert in einer Unterbrechung der Versorgung der Feldwicklung 4 von dem Anschluss F des Reglers 7 mit dem erregenden Strom, sodass der Leistungserzeugungsbetrieb des Leistungsgenerators 1 zuverlässig begrenzt wird.
Bei dem Schritt S2 hat der Erregungssteuersignalsender 170 das Signal eines hohen Pegels zu dem Gate des MOS-Transistors 40 für eine voreingestellte Zeit gesendet.
Folgend dem Betrieb bei dem Schritt S2 stoppt, wenn die voreingestellte Zeit seit dem Start der Sendung des Signals eines hohen Pegels verstrichen ist, der Erregungssteuersignalsender 170 die Sendung des Signals eines hohen Pegels zu dem Gate des MOS-Transistors 40 und bestimmt bei dem Schritt 54, ob das Signal eines hohen Pegels in dasselbe von dem Abnormitätsbestimmer 123 kontinuierlich eingegeben wird.
Nach einer Bestimmung, dass das Signal eines hohen Pegels von dem Abnormitätsbestimmer 123 in dasselbe kontinuierlich eingegeben wird (JA bei dem Schritt S4), kehrt der Erregungssteuersignalsender 170 dahin zurück, den Betrieb bei dem Schritt S2 durchzuführen, sodass das Signal eines hohen Pegels zu dem Gate des MOS-Transistors 40 gesendet wird. Nach einer Bestimmung, dass das Signal eines hohen Pegels nicht in dasselbe von dem Abnormitätsbestimmer 123 eingegeben wird (NEIN bei dem Schritt S4), beendet sonst der Erregungssteuersignalsender 170 die Feldwicklungserregungssteuerroutine. Das heißt, die Sendung des Signals eines hohen Pegels zu dem Gate des MOS-Transistors 40 und die Aufhebung der Sendung werden bei jeder voreingestellten Zeit wiederholt.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, ist der Leistungsgenerator 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel konfiguriert, um basierend auf der Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2, der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 und den Ausgangssignalen der Temperaturdetektoren 150 und 151 einer hohen und einer niedrigen Seite zu bestimmen, ob es eine Abnormität bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Selbst wenn es somit eine Abnormität bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gab, sodass es schwierig war, eine Erfassung einer Drehung des Rotors 4M zu sperren, kann es möglich sein, das Auftreten einer solchen Abnormität bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 zu erfassen und die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu stoppen, sodass der Leistungserzeugungsbetrieb des Leitungsgenerators 1 zuverlässig begrenzt wird.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist insbesondere konfiguriert, um basierend auf der Phasenspannung V_P über der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 und der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7 zu bestimmen, ob es einen Kurzschlussfehler, wie zum Beispiel einen Kurzschluss oder einen unvollständigen Kurzschluss, bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Diese Konfiguration macht es möglich, einen Kurzschlussfehler, wie zum Beispiel einen Kurzschluss oder einen unvollständigen Kurzschluss, bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 zuverlässig zu erfassen.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, um den MOS-Transistor 40, der zwischen der Feldwicklung 4 und dem Regler 7 in Reihe geschaltet ist, auszuschalten, sodass die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom von dem Regler 7 unterbrochen wird. Dies resultiert in einer zuverlässigen Begrenzung des Leitungserzeugungsbetriebs des Leistungsgenerators 1.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass es einen Überhitzungsfehler bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt, wenn die gemessene Temperatur des mindestens einen der MOS-Transistoren 50 und 51 gleich oder höher als die voreingestellte erste Temperaturschwelle ist. Diese Konfiguration macht es möglich, den Leistungserzeugungsbetrieb des Leistungsgenerators 1 zu verbieten, wenn bestimmt wird, dass die Temperatur von mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 übemäßig steigt. Dies verhindert, dass die MOS-Transistoren 50 und 51 und ihre peripheren Komponenten, wie zum Beispiel die Steuerschaltung 54, darin versagen, aufgrund einer Überhitzung von mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 ordnungsgemäß in Betrieb zu sein. Der Leistungsgenerator ist insbesondere derart konfiguriert, dass sich die temperaturempfindlichen Dioden 150a und 151a nahe den jeweiligen MOS-Transistoren 50 und 51 befinden. Diese Konfiguration erlaubt es jeder der temperaturempfindlichen Dioden 150a und 151a, die Temperatur eines entsprechenden der MOS-Transistoren 50 und 51 ohne eine Verzögerung zu messen, was es möglich macht, eine Begrenzung des Leistungserzeugungsbetriebs des Leistungsgenerators 1 unmittelbar durchzuführen, selbst wenn die Temperatur von mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 rasch steigt. Dies resultiert in einem zuverlässigen Schutz der MOS-Transistoren 50 und 51 und der peripheren Komponenten derselben, selbst wenn die Temperatur von mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 rasch steigt.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, um den Ausschaltbetrieb des MOS-Transistors 40 durch den Erregungssteuersignalsender 170 jedes Mal aufzuheben, wenn die voreingestellte Zeit verstrichen ist. Diese Konfiguration macht es möglich, die Begrenzung des Leistungserzeugungsbetriebs des Leistungsgenerators 1 zu beenden, wenn fälschlicherweise bestimmt wird, dass es eine Abnormität bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt, sodass bewirkt wird, dass der Leistungsgenerator 1 den Leistungserzeugungsbetrieb so bald wie möglich durchführt.
Zweites Ausführungsbeispiel
Ein Leistungsgenerator 1A gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ist im Folgenden unter Bezugnahme auf 16 und 17 beschrieben.
Die Struktur und/oder Funktionen des Leistungsgenerators 1A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von jenen des Leistungsgenerators 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in den folgenden Punkten. Die sich unterscheidenden Punkte sind im Folgenden somit hauptsächlich beschrieben, und daher sind redundante Beschreibungen von zwischen den ersten und zweiten Ausführungsbeispielen gleichen Teilen, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, weggelassen oder vereinfacht.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist der MOS-Transistor 40 zwischen dem Regler 7 und der Feldwicklung 4 in Reihe geschaltet.
Der Leistungsgenerator 1A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel ist im Gegensatz dazu derart konfiguriert, dass der MOS-Transistor 40 aus der Verbindungsleitung zwischen dem Regler 7 und der Feldwicklung 4 eliminiert ist und in einem Regler 7A vorgesehen ist.
Bezug nehmend auf 17 ist genauer gesagt der Regler 7A mit dem MOS-Transistor 40, der zwischen den Anschluss F und einen Punkt in der Verbindungsleitung zwischen dem MOS-Transistor 71 und der Kathode der Schwungraddiode 72 geschaltet ist, versehen. Der Regler 7A hat einen zweckgebundenen Anschluss RIS, der mit dem Gate des MOS-Transistors 40 verbunden ist, und einen zweckgebundenen Anschluss RIS, der mit der Anschluss IF von jedem der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W verbunden ist. Die andere Konfiguration des Leistungsgenerators 1A ist im Wesentlichen gleich derselben des Leistungsgenerators 1, sodass die Beschreibung davon weggelassen ist.
Betriebsvorgänge des Leistungsgenerators 1A sind im Wesentlichen identisch zu jenen des Leistungsgenerators 1, da sich dieselben hinsichtlich der Position des MOS-Transistors 40 voneinander unterscheiden. Unter der Steuerung von einem der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W ist genauer gesagt der MOS-Transistor 40 konfiguriert, um basierend auf der Ausgangsspannung V_B über den MOS-Transistor 71 zu der Feldwicklung 4 die Versorgung mit dem erregenden Strom zu unterbrechen.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, ist bei dem Leistungsgenerator 1A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der MOS-Transistor 40 in dem Regler 7A eingebaut. Diese Konfiguration eliminiert die Verwendung eines MOS-Transistors als eine diskrete Komponente, sodass das Bauverfahren des Leistungsgenerators 1A vereinfacht wird.
Drittes Ausführungsbeispiel
Ein Leistungsgenerator 1B gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ist unter Bezugnahme auf die 18 und 19 beschrieben.
Die Struktur und/oder Funktionen des Leistungsgenerators 1B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von jenen des Leistungsgenerators 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in den folgenden Punkten. Die sich unterscheidenden Punkte sind somit im Folgenden hauptsächlich beschrieben, und daher sind redundante Beschreibungen von zwischen den ersten und dritten Ausführungsbeispielen gleichen Teilen, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, weggelassen oder vereinfacht.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist der MOS-Transistor 40 zwischen dem Regler 7 und der Feldwicklung 4 in Reihe geschaltet.
Der Leistungsgenerator 1B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel ist im Gegensatz dazu derart konfiguriert, dass der MOS-Transistor 40, der aus der Reihenschaltungsleitung zwischen dem Regler und der Feldwicklung 4 eliminiert ist, über der Feldwicklung 4 parallel dazu geschaltet ist (siehe 18). Das heißt, der MOS-Transistor 40 ist mit beiden Enden der Feldwicklung 4 verbunden.
Bezug nehmend auf 19 ist zusätzlich ein Regler 7B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel ferner mit einem Kurzschlussschützer 82, der zwischen die Steuerung 76 eines erregenden Stroms und einen Punkt in der verbindenden Leitung zwischen dem MOS-Transistor 71 und der Kathode der Schwungraddiode 72 geschaltet ist, versehen; dieser Punkt ist mit dem Anschluss F des Reglers 7B verbunden.
Der Kurzschlussschützer 82 ist konfiguriert, um basierend auf beispielsweise der Spannung an dem Anschluss F des Reglers 7B zu bestimmen, ob die Feldwicklung 4 kurzgeschlossen wurde, und zu der Steuerung 76 eines erregenden Stroms eine Anweisung zu senden, um die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu stoppen. Wenn die Anweisung, die von dem Kurzschlussschützer 82 gesendet wurde, empfangen wird, schaltet die Steuerung 76 eines erregenden Stroms den MOS-Transistor 71 aus, sodass eine Größe des erregenden Stroms zu der Feldwicklung 4 reduziert wird, oder die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom gestoppt wird. Das Verfahren, das die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom stoppt, ist ein Beispiel des Verfahrens, das eine Größe des erregenden Stroms zu der Feldwicklung 4 reduziert.
Der MOS-Transistor 40, der zu der Feldwicklung 4 parallel geschaltet ist, was in 19 dargestellt ist, wird eingeschaltet, wenn das Signal eines hohen Pegels von einem der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W in das Gate desselben eingegeben wird, sodass beide Enden der Feldwicklung 4 kurzgeschlossen werden. Der MOS-Transistor 40 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel wird genauer gesagt eingeschaltet, wenn das Signal eines hohen Pegels in das Gate desselben von einem der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W im Vergleich zu der Struktur eingegeben wird, bei der der MOS-Transistor 40 von einem der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W gemäß jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele ausgeschaltet wird.
Die andere Konfiguration und andere Betriebsvorgänge des Leistungsgenerators 1B sind im Wesentlichen gleich denselben des Leistungsgenerators 1, sodass eine Beschreibung derselben weggelassen ist.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, ist der Leistungsgenerator 1B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel derart konfiguriert, dass der MOS-Transistor 40 parallel zu der Feldwicklung 4 geschaltet ist, und der Kurzschlussschützer 82 in dem Regler 7B eingebaut ist. Mit der Konfiguration wird, wenn es eine Abnormität bei einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt, der MOS-Transistor 40 eingeschaltet, um beide Enden der Feldwicklung 4 kurzzuschließen, sodass der erregende Strom von der Feldwicklung 4 zu dem MOS-Transistor 40 umgeleitet wird. Wenn zusätzlich der Kurzschluss über der Feldwicklung 4 erfasst wird, schaltet die Steuerung 76 eines erregenden Stroms den MOS-Transistor 71 aus, sodass die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom gestoppt wird.
Diese Konfiguration des Leistungsgenerators 1B begrenzt den Fluss des erregenden Stroms über den MOS-Transistor 40 zu einem Zeitpunkt, zu dem bestimmt wird, dass es eine Abnormität bei mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Es ist somit möglich, eine Stromkapazität des MOS-Transistors 40 zu reduzieren, sodass die Größe des MOS-Transistors 40 reduziert wird.
Viertes Ausführungsbeispiel
Ein Leistungsgenerator gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ist im Folgenden unter Bezugnahme auf 20 beschrieben.
Die Struktur und/oder Funktionen des Leistungsgenerators gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von jenen des Leistungsgenerators 1B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel in den folgenden Punkten. Die sich unterscheidenden Punkte sind somit im Folgenden hauptsächlich beschrieben, und daher sind redundante Beschreibungen von zwischen den ersten und dritten Ausführungsbeispielen gleichen Teilen, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, weggelassen oder vereinfacht.
Bei dem dritten Ausführungsbeispiel ist der MOS-Transistor 40 über der Feldwicklung 4 parallel dazu geschaltet.
Bei dem Leistungsgenerator gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel ist im Gegensatz dazu der MOS-Transistor 40 aus der Verbindungsleitung zwischen beiden Enden der Feldwicklung 4 weggelassen und ist in einem Regler 7C vorgesehen. Der Leistungsgenerator gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel ist genauer gesagt hinsichtlich der Konfiguration im Wesentlichen identisch zu dem Leistungsgenerator 1A mit der Ausnahme, dass der Regler 7A durch den Regler 7C ersetzt ist.
Bezug nehmend auf 20 ist der Regler 7C mit dem MOS-Transistor 40, der zwischen den Masseanschluss GND desselben und einen Punkt in der Verbindungsleitung zwischen dem Anschluss F und dem Kurzschlussschützer 82 geschaltet ist, versehen. Der Regler 7C hat einen zweckgebundenen Anschluss RIS, der mit dem Gate des MOS-Transistors 40 verbunden ist, und der zweckgebundene Anschluss RIS ist mit dem Anschluss IF von jedem der Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W verbunden. Die andere Konfiguration des Leistungsgenerators ist im Wesentlichen gleich derselben des Leistungsgenerators 1D, sodass die Beschreibung desselben weggelassen ist.
Betriebsvorgänge des Leistungsgenerators gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel sind im Wesentlichen identisch zu jenen des Leistungsgenerators 1B, da sich dieselben hinsichtlich der Position des MOS-Transistors 40 voneinander unterscheiden.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, ist bei dem Leistungsgenerator gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der MOS-Transistor 40 in dem Regler 7C eingebaut. Diese Konfiguration eliminiert die Verwendung eines MOS-Transistors als eine diskrete Komponente, sodass das Bauverfahren des Leistungsgenerators vereinfacht ist.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die im Vorhergehenden erwähnten Ausführungsbeispiele begrenzt und kann innerhalb des Schutzbereichs der vorliegenden Erfindung modifiziert sein.
Bei jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele ist der Leistungsgenerator mit zwei Sätzen von ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 und mit zwei entsprechenden Sätzen von Gleichrichtermodulen 5 und 6 versehen, die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf begrenzt. Der Leistungsgenerator 1 gemäß jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele kann genauer gesagt mit dem Satz von ersten Statorwicklungen 2 und den Gleichrichtermodulen 5 dafür versehen sein.
Der Leistungsgenerator gemäß jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele dient als ein Leistungsgenerator, um unter Verwendung der Gleichrichtermodule 5X bis 6W die Dreiphasenwechselstromspannungen gleichzurichten, die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf begrenzt. Der Leistungsgenerator gemäß jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele kann genauer gesagt konfiguriert sein, um Ein- und Aus-Zeitpunkte der MOS-Transistoren 50 und 51 der jeweiligen Gleichrichtermodule 5X bis 6W zu ändern, um als eine drehende elektrische Maschine, das heißt ein Motor, zu dienen, der eine Gleichstromspannung, mit der von der Batterie 9 versorgt wird, in Dreiphasenwechselstromspannungen wechselrichtet, und der die Dreiphasenwechselstromspannungen an jeden Satz von dreiphasigen Statorwicklungen 2 und 3 anlegt, sodass basierend auf einem sich drehenden magnetischen Feld, das in jedem Satz der dreiphasigen Statorwicklungen 2 und 3 gemäß den Dreiphasenwechselstromspannungen induziert wird, der Rotor 4M rotiert.
Bei jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele ist der Leistungsgenerator als ein Dreiphasenleistungsgenerator konfiguriert, der Dreiphasengleichrichtermodule 5X bis 6W für zwei Sätze von dreiphasigen Statorwicklungen aufweist, kann jedoch als ein Einphasenleistungsgenerator konfiguriert sein, der ein Einphasengleichrichtermodul für eine einphasige Statorwicklung aufweist.
Bei dem Leistungsgenerator gemäß jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele sind drei Gleichrichtermodule für einen Satz von Statorwicklungen vorgesehen, es kann jedoch eine alternative Zahl von Gleichrichtermodulen für einen Satz von Statorwicklungen vorgesehen sein.
Bei jedem der ersten bis vierten Ausführungsbeispiele ist der Regler ohne Alarmschaltungen zum Ausgeben von Diagnoseinformationen, wie zum Beispiel einem Alarm, wenn sich der erregende Strom rasch ändert, versehen, die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf begrenzt. Wie in 21 dargestellt ist, ist genauer gesagt ein Regler 7D mit einer Alarmschaltung 84, die mit dem Anschluss F verbunden ist, und der Kommunikationsschaltung 78 versehen.
Die Alarmschaltung 84 ist betriebsfähig, um den erregenden Strom, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, basierend auf dem Potenzial an dem Anschluss F des Reglers 7 zu überwachen und basierend auf dem überwachten erregenden Strom zu bestimmen, ob es eine Abnormität in dem erregenden Strom, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, gibt. Wenn bestimmt wird, dass der überwachte erregende Strom unter einen vorbestimmten Schwellenstrompegel gefallen ist, ist die Alarmschaltung 84 betriebsfähig, um über die Kommunikationsschaltung 78 und den Anschluss L Diagnoseinformationen, wie zum Beispiel einen Alarm, zu beispielsweise der ECU 8 auszugeben, wenn sich der erregende Strom rasch verringert. In diesem Fall stoppt die Alarmschaltung 84 vorzugsweise das Senden von solchen Diagnoseinformationen zu der ECU 8, während geprüft wird, ob die Bestimmung, dass es eine Abnormität in dem erregenden Strom gibt, korrekt ist.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, wird beispielsweise, wenn es eine Abnormität in dem erregenden Strom, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, gibt, das Signal eines hohen Pegels in den Erregungssteuersignalsender 170 von dem Abnormitätsbestimmer 123 kontinuierlich eingegeben, sodass eine Sendung des Signals eines hohen Pegels von dem Erregungssteuersignalsender 170 für jede voreingestellte Zeit wiederholt aufgehoben wird. Wenn somit ein ganzzahliges Vielfaches der voreingestellten Zeit seit der Bestimmung verstrichen ist, dass es eine Abnormität in dem erregenden Strom gibt, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, ist die Alarmschaltung 84 konfiguriert, um über die Kommunikationsschaltung 78 und den Anschluss L Diagnoseinformationen, wie zum Beispiel einen Alarm, zu der ECU 8 auszugeben. Diese Konfiguration verhindert eine Ausgabe von Diagnoseinformationen, wie zum Beispiel eines Alarms, aufgrund einer fälschlichen Bestimmung des Auftretens einer Abnormität in dem erregenden Strom.
Obwohl darstellende Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung hierin beschrieben sind, ist die vorliegende Erfindung nicht auf die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele begrenzt, sondern umfasst jedes und alle Ausführungsbeispiele, die Modifikationen, Weglassungen, Kombinationen (zum Beispiel von Aspekten über verschiedene Ausführungsbeispiele hinweg), Anpassungen und/oder Abwandlungen haben, wie sie basierend auf der vorliegenden Erfindung Fachleuten einfallen. Die Begrenzungen der Ansprüche sind basierend auf der Sprache, die in den Ansprüchen genutzt ist, als breit zu interpretieren und nicht auf Beispiele, die in der vorliegenden Beschreibung oder während der Verfolgung der Anmeldung beschrieben werden, begrenzt, wobei diese Beispiele als nicht ausschließlich aufzufassen sind.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2012-90454 [0003]

Claims

Drehende elektrische Maschine (1, 1A, 1B) zum Erzeugen von magnetischen Wechselwirkungen zwischen einer mindestens einphasigen Statorwicklung (2, 3) eines Stators und einer Feldwicklung eines Rotors, mit: einem ersten Schaltelement (40) zum Stoppen einer Versorgung mit einem erregenden Strom, der die Feldwicklung erregt; mindestens einer Schalteinheit (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W), die für die mindestens einphasige Statorwicklung vorgesehen ist und mindestens ein zweites Schaltelement (50, 51), das mit einem Ausgangsanschluss der mindestens einphasigen Statorwicklung verbunden ist, aufweist; einer ersten Treibsteuerung (100, 192, 194), die Ein-Aus-Betriebsvorgänge des mindestens einen zweiten Schaltelements der mindestens einen Schalteinheit durchführt, wobei die Ein-Aus-Betriebsvorgänge des mindestens einen zweiten Schaltelements eine Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, basierend auf den magnetischen Wechselwirkungen steuert, um eine Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit zu erzeugen; einem Regler (7), der den erregenden Strom, mit dem die Feldwicklung über einen Steueranschluss (F) eines erregenden Stroms zu versorgen ist, anpasst, um dadurch die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit zu regeln; die Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, misst; und basierend auf der gemessenen Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, eine Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung versorgt wird, reduziert; einem Detektor (124), der basierend auf einer Spannung an dem Steueranschluss eines erregenden Stroms erfasst, wie die Feldwicklung über den Steueranschluss eines erregenden Stroms mit dem erregenden Strom versorgt wird; einem Abnormitätsbestimmer (123), der basierend auf einem erfassten Resultat des Detektors und der Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, bestimmt, ob es eine Abnormität bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement gibt; und einer zweiten Treibsteuerung (170), die basierend auf einem Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers das Treiben des ersten Schaltelements steuert.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor basierend auf der Spannung an dem Steueranschluss eines erregenden Stroms einen Tastfaktor des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung versorgt wird, erfasst, wobei der Tastfaktor darstellt, wie die Feldwicklung über den Steueranschluss eines erregenden Stroms mit dem erregenden Strom versorgt wird; und der Abnormitätsbestimmer basierend auf dem Tastfaktorzyklus, der durch den Detektor erfasst wird, und mindestens der Spannung, die über der mindestens einphasigen Statorwicklung induziert wird, bestimmt, ob es bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement eine Abnormität gibt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Schaltelement mit der Feldwicklung in Reihe geschaltet ist; und die zweite Treibsteuerung das erste Schaltelement ausschaltet, wenn das Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers zeigt, dass es bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement eine Abnormität gibt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Schaltelement in dem Regler vorgesehen ist; der Regler einen zweckgebunden Anschluss, der mit dem ersten Schaltelement und der zweiten Treibsteuerung verbunden ist, hat; und die zweite Treibsteuerung das erste Schaltelement über den zweckgebundenen Anschluss des Reglers ausschaltet, wenn das Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers zeigt, dass es bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement eine Abnormität gibt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Regler einen Kurzschlussschützer, der die Versorgung der Feldwicklung mit dem erregenden Strom stoppt, wenn die Feldwicklung kurzgeschlossen ist, aufweist; das erste Schaltelement mit beiden Enden der Feldwicklung verbunden ist; und die zweite Treibsteuerung das erste Schaltelement einschaltet, um den erregenden Strom durch dasselbe von der Feldwicklung umzuleiten, wenn das Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers zeigt, dass es bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement eine Abnormität gibt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Schaltelement in dem Regler vorgesehen ist; der Regler einen zweckgebundenen Anschluss, der mit dem ersten Schaltelement und der zweiten Treibsteuerung verbunden ist, hat; und die zweite Treibsteuerung das erste Schaltelement über den zweckgebundenen Anschluss des Reglers einschaltet, wenn das Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers zeigt, dass es bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement eine Abnormität gibt.
Drehende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 6, mit ferner: einem Temperaturdetektor, der eine Temperatur des mindestens einen zweiten Schaltelements erfasst, wobei die drehende elektrische Maschine dadurch gekennzeichnet ist, dass der Abnormitätsbestimmer basierend auf der Temperatur des mindestens einen zweiten Schaltelements, die durch den Temperaturdetektor erfasst wird, bestimmt, ob die Temperatur des mindestens einen zweiten Schaltelements gleich oder höher als eine voreingestellte Temperatur wird; und nach einer Bestimmung, dass die Temperatur des mindestens einen zweiten Schaltelements gleich oder höher als die voreingestellte Temperatur wird, bestimmt, dass es bei dem mindestens einen zweiten Schaltelement eine Abnormität gibt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Temperaturdetektor eine temperaturempfindliche Diode, die sich nahe dem mindestens einen zweiten Schaltelement befindet und konfiguriert ist, um die Temperatur des mindestens einen zweiten Schaltelements zu messen, aufweist.
Drehende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Treibsteuerung ein Einschalten und ein Ausschalten des ersten Schaltelements basierend auf dem Resultat der Bestimmung des Abnormitätsbestimmers wiederholt und das Einschalten oder das Ausschalten des ersten Schaltelements jedes Mal aufhebt, wenn eine voreingestellte Zeit seit einem entsprechenden Start des Einschaltens und Ausschaltens des ersten Schaltelements während der Wiederholungsbetriebsvorgänge verstrichen ist.
Drehende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der die mindestens einphasige Statorwicklung eine mehrphasige Statorwicklung ist, die jeweils einen Ausgangsanschluss hat; die mindestens eine Schalteinheit eine Mehrzahl von Schalteinheiten ist, wobei jede ein Paar von Schaltelementen einer hohen und einer niedrigen Seite als das mindestens eine Schaltelement aufweist, wobei das Paar von Schaltelementen einer hohen und einer niedrigen Seite von jedem der Mehrzahl von Schaltelementen mit dem Ausgangsanschluss einer entsprechenden der mehrphasigen Statorwicklungen verbunden ist: die erste Treibsteuerung eine Mehrzahl von ersten Treibsteuerungen, die für die jeweiligen Schalteinheiten vorgesehen sind, ist; der Detektor eine Mehrzahl von Detektoren ist; der Abnormitätsbestimmer eine Mehrzahl von Abnormitätsbestimmem, die für die jeweiligen Schalteinheiten vorgesehen sind, ist; die zweite Treibsteuerung eine Mehrzahl von zweiten Treibsteuerungen, die für die jeweiligen Schalteinheiten vorgesehen sind, ist; und jede der Mehrzahl von Schalteinheiten, eine entsprechende der ersten Treibsteuerungen, ein entsprechender der Detektoren, ein entsprechender der Abnormitätsbestimmer und eine entsprechende der zweiten Treibsteuerungen als ein Gleichrichtermodul aneinander gebaut sind.