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Die Erfindung betrifft eine Überstromschutzvorrichtung umfassend einen Signalpfad zwischen zwei elektrischen Anschlüssen, wobei im Signalpfad zwei in Reihe geschaltete Feldeffekttransistoren, deren Source-Anschlüsse miteinander verbunden sind und ein Messwiderstand angeordnet sind, wobei der Messwiderstand in Reihe zu beiden Feldeffekttransistoren liegt, insbesondere zwischen den Source-Anschlüssen beider Feldeffekttransistoren angeordnet ist, wobei der Signalpfad durch Änderung der Gatespannungen mittels wenigstens eines der beiden Feldeffekttransistoren auftrennbar ist und die weiterhin eine Spannungseinstellschaltung umfasst zur Messung einer über dem Messwiderstand in Abhängigkeit des im Signalpfad fließenden Stromes abfallenden Messspannung und zur Einstellung einer von der Messspannung abhängigen gegenüber einer Steuerspannung reduzierten Steuerspannung.
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Unter den Gatespannungen ist im Rahmen der vorliegenden Offenbarung die Spannung zwischen Gate und Source des zugehörigen Feldeffekttransistors, beispielsweise zwischen Gate und Source eines MOSFETs, zu verstehen.
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Elektronische Schutzvorrichtungen gegen Überstrom von allgemeiner Art eignen sich z. B. für den Ersatz von selbstrückstellenden Sicherungen auf Polymerbasis, die in der Fachwelt oft auch PPTC-Sicherungen (PPTC steht für die engl. Bezeichnung „polymeric positive temperature coefficient”) oder als PolyfuseTM-Sicherungen bezeichnet werden. Aus Gründen der Vereinfachung wird nachfolgend für die selbstrückstellende Sicherung auf Polymerbasis der Begriff „Polyfuse-Sicherung” verwendet.
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Bei dieser Art von Sicherungen besteht das Risiko, dass bei einem mehrere Tage oder Wochen lang andauernden Fehlerzustand, beispielsweise verursacht durch eine unbeabsichtigte Kurzschlusserzeugung durch Verdrahtungsfehler, eine thermische Zerstörung (Verbrennen) der Sicherung erfolgen kann, z. B. bei Kurzschluss eines nicht benutzten Betriebsspannungs-Anschlusses einer komplexen, ggf. unübersichtlichen elektronischen Schaltungsanordnung.
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In solchen Fällen kann nicht nur eine Polyfuse-Sicherung in Brand geraten, sondern es ist zu befürchten, dass es zu einem irreparabel Schaden einer gesamten, die Polyfuse umgebenden Schaltung kommt, oder in besonders ungünstigen Umständen sogar umgebende Geräte oder Gebäude beschädigt werden. Zudem sind Toleranzen und Auslösezeiten bei Polyfuse-Sicherungen in der Regel so dimensioniert, dass in Anbetracht von häufig geforderten Kennwerten einer Schutzvorrichtung, beispielsweise bei elektrischen Gleichspannungen größer 60 Volt, nicht zufriedenstellend mit den Polyfuse-Sicherung abgesichert werden kann, denn für höhere Spannungen insbesondere oberhalb von 60 Volt ist in der Praxis häufig der kleinstmögliche elektrische Widerstand einer für diesen Spannungsbereich geeigneten Polyfuse-Sicherung per se höher, als für die technische Anwendung zulässig, und/oder aus Gründen der durch diese Sicherung hervorgerufenen energetischen Verluste am Signalpegel und/oder aufgrund von Signalverfälschungen nicht akzeptabel. Zudem sind nur wenige im Handel verfügbare Polyfuse-Sicherungen für Spannungen über 200 Volt und einer Maximalspannung von 240 Volt spezifiziert, wobei letztgenannte Polyfuse-Sicherungen mit einer Spannungsfestigkeit über 200 Volt bzw. bis maximal 240 Volt andere ungewünschte Parameter aufweisen, so dass diese Sicherungen für viele Anwendungsgebiete nicht mehr als Sicherungsbauelement geeignet sind.
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Die Aufgabe der Überstromschutzvorrichtungen besteht in der Regel darin, eine Beschädigung oder eine Zerstörung von elektrischen bzw. elektronischen Bauteilen und/oder von elektrischen Verbindungsmitteln, die durch einen fehlerhaft auftretenden betragsmäßig überhöhten Strom außerhalb eines zulässigen Strombereiches, also den Überstrom, verursacht werden kann, zu vermeiden oder zumindest die Beschädigung zu begrenzen.
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Eine gattungsgemäße Überstromschutzvorrichtung, die alternativ zu solchen bekannten Polyfuse-Sicherungen eingesetzt werden kann, ist z. B. aus der Veröffentlichung
DE 10 2007 036 618 A1 derselben Anmelderin bekannt, die jedoch den Nachteil aufweist, dass sie für den Schutz von Spannungsquellen, elektrischen Verbrauchern bzw. anderen angeschlossenen Komponenten der zugehörigen elektrischen Schaltung, insbesondere beim Auftreten höherer Spannungen, beispielsweise solchen, die deutlich über üblichen maximalen TTL-Pegeln liegen, ungeeignet sein kann.
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Die bekannte Schaltung weist weiterhin den Nachteil auf, dass sie nur die Möglichkeit erschließt, bei einem erkannten Fehlerfall, also bei zu großen Strömen ein Fehlersignal zu erzeugen und den Signalpfad aufzutrennen.
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Im Signalpfad der bekannten Vorrichtung sind zwei Feldeffekttransistoren, insbesondere normalsperrende n-Kanal-Feldeffekttransistoren jeweils mit zugeordneter Body-Diode zueinander gegensinnig in Reihe geschaltet, d. h. deren Source-Anschlüsse und Bodydioden mit denselben Elektroden verbunden. Die Schaltung eines solchen Signalpfades kann verpolungssicher eingesetzt werden, weil unabhängig von der Stromrichtung im Signalpfad aus oben genanntem Grund zumindest eine Body-Diode zumindest eines Feldeffekttransistors in Sperrrichtung betrieben wird und damit zumindest mittels des Feldeffekttransistors mit der sperrenden Body-Diode der Signalpfad auftrennbar ist.
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Bei der bekannten Schaltung wird in Abhängigkeit der Messspannung über dem Widerstand im Signalpfad durch die Spannungseinstellschaltung eine ursprüngliche Steuerspannung, hier beispielhaft als VAUX bezeichnet, reduziert und durch die reduzierte Steuerspannung bei Unterschreitung eines bestimmten Spannungsniveaus ein Schaltsignal generiert, dass ein Schaltmittel, konkret einen Transistor schaltet. Das mit dem Transistor über dessen Kollektor geschaltete Signal stellt sodann ein Fehlersignal dar, dass weiter ausgewertet wird zur Signalisierung des Fehlers und zum Auftrennen des Signalpfades.
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Die oben genannte aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung aufweisend die zugehörige beschriebene Spannungseinstellschaltung bzw. die konkrete Verschaltung wird lediglich eingesetzt, um zwischen einem Normalfall und einem Überstromfall unterscheiden zu können.
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Vor diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine Vorrichtung zum Schutz vor Überstrom, also eine Überstromschutzvorrichtung, anzugeben, die den Stand der Technik weiterbildet.
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Vorzugsweise soll des Weiteren eine Überstromschutzvorrichtung der vorgenannten gattungsgemäßen Art insoweit weitergebildet werden, so dass nicht nur ein Fehlerfall detektiert werden kann, wenn ein Überstrom vorliegt, sondern dass bereits in einer Vorstufe dazu eine Verhinderung von Überströmen erfolgt und bevorzugt dass weiterhin ein solcher Fall aktiv überwacht wird, insbesondere um eine thermische Zerstörung der Schutzschaltung selbst zu verhindern.
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Die Aufgabe wird durch eine Überstromschutzvorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.
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Gemäß dem Gegenstand der Erfindung wird eine Überstromschutzvorrichtung vorgeschlagen, wobei die Überstromschutzvorrichtung umfasst:
- a. einen Signalpfad zwischen zwei elektrischen Anschlüssen, wobei der Signalpfad eine Reihenschaltung eines ersten Feldeffekttransistors und eines zweiten Feldeffekttransistors aufweist,
wobei ein erster Source-Anschluss des ersten Feldeffekttransistor mit einem erster Anschluss eines Messwiderstandes verbunden ist und
ein zweiter Source-Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors mit einem zweiten Anschluss des Messwiderstandes verbunden ist,
wobei der Signalpfad durch Änderung zumindest einer Gatespannung mittels wenigstens eines der beiden Feldeffekttransistoren auftrennbar ist,
- b. eine Spannungseinstellschaltung zur Messung einer über dem Messwiderstand in Abhängigkeit des im Signalpfad fließenden Stromes abfallenden Messspannung und zur Einstellung einer von der Messspannung abhängigen gegenüber einer Steuerspannung reduzierten Steuerspannung,
i. insbesondere umfassend einen dritten Transistor und einen vierten Transistor, insbesondere npn-Transistoren, wobei die Basis des dritten Transistors über einen zweiten Widerstand mit dem ersten Anschluss des Messwiderstandes verbunden ist und der Emitter des dritten Transistors mit dem zweiten Anschluss des Messwiderstandes und die Basis des vierten Transistors über einen dritten Widerstand mit dem zweiten Anschluss des Messwiderstandes verbunden ist und der Emitter des vierten Transistors mit dem ersten Anschluss des Messwiderstandes verbunden ist, wobei die Kollektor-Anschlüsse beider Transistoren untereinander verbunden sind und abhängig von der Stromrichtung im Signalpfad mittels eines der beiden Transistoren eine an den Kollektoranschlüssen der beiden Transistoren anliegende Steuerspannung reduzierbar ist,
wobei die Spannungseinstellschaltung einen Teil einer Spitzenstrombegrenzungsschaltung bildet, mit welcher der Strom durch den Signalpfad in Abhängigkeit der Stromrichtung mittels eines der beiden Feldeffekttransistoren reduzierbar ist durch Reduktion der Steuerspannung, die als Gatespannungen zwischen Gate und Source jedes Feldeffekttransistors, insbesondere auch zwischen Kollektor und Emitter jedes der beiden Transistoren angelegt sind.
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Es ist somit ein wesentlicher Kerngedanke der Erfindung, nicht nur zu detektieren, dass ein zu hoher Strom im Signalpfad fließt, sondern aktiv Maßnahmen zu ergreifen, um den Strom im Signalpfad zu begrenzen, insbesondere auf ein Niveau, welches zumindest kurzzeitig keinen Schaden an den Feldeffekttransistoren im auftrennbaren Signalpfad erzeugt oder zumindest die Wahrscheinlichkeit eines Schadens an den Feldeffekttransistoren verringert.
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Hierfür erfolgt die Verschaltung derart, dass im Unterschied zum Stand der Technik nun nicht eine Steuerspannung mittels der Spannungseinstellschaltung reduziert wird, die nur zur Schaltung eines eine Signalisierung erzeugen Schaltmittels eingesetzt wird, sondern dass als Steuerspannung konkret die Gatespannungen verwendet werden, die an jedem der Feldeffekttransistoren im Signalpfad über Gate und Source-Anschluss anliegt bzw. angelegt wird mittels einer Spannungsversorgung.
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Es werden somit durch die erfindungsgemäß geänderte Spannungseinstellschaltung in der dadurch gebildeten Spitzenstrombegrenzungsschaltung die Gatespannungen reduziert und hiermit der Stromfluss durch die Feldeffekttransistoren reduziert. Es erfolgt demnach eine aktive Strombegrenzung im Signalpfad mittels derjenigen Feldeffekttransistoren, die im Stand der Technik nur zur Auftrennung des Signalpfades Verwendung finden.
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Hier kann es die Erfindung weiterhin vorsehen, das Ansprechverhalten der beiden Bauteilpaarungen aus jeweils Widerstand und Transistor gleich oder auch unterschiedlich zu gestalten, im letzteren Fall entweder durch unterschiedlich gewählte Transistoren oder durch verschiedene Widerstände, die den jeweiligen Basisanschlüssen der Transistoren in der Spannungseinstellschaltung zugeordnet sind. Im letztgenannten Fall kann daher je nach Stromrichtung im Signalpfad eine andere Strombegrenzung erzielt werden.
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Als einer der Vorteile der Erfindung ergibt sich damit eine bessere Erfüllung spezifischer Anforderungen des Anwenders der Überstromschutzvorrichtung als es mit Schutzvorrichtungen aus dem Stand der Technik möglich war, wobei die Erfindung gleichzeitig ein kostengünstig realisierbares Gesamtdesign offenbart.
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Ein Vorteil der Spitzenstrombegrenzungsschaltung ist, dass diese im Vergleich zu den bereits genannten Polyfuse-Sicherungen in den meisten praktisch relevanten Anwendungsfällen signifikant schneller einen unerwünschten Spitzenstrom reduziert. Auf weitere Vorteile der Spitzenstrombegrenzungsschaltung wird im nachfolgenden Text eingegangen, insbesondere im Zusammenhang der Beschreibung des Zusammenspiels der Spitzenstrombegrenzungsschaltung mit den weiteren Schaltungsbestandteilen bzw. Schaltungen der Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Überstromschutzvorrichtung.
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Eine erfindungsgemäß bevorzugte Weiterbildung kann es daher vorsehen, dass die Überstromschutzvorrichtung weiterhin eine Schutzschaltung umfasst zur Bildung einer elektrischen Größe, welche ein Maß ist für die an wenigstens einem der Feldeffekttransistoren umgesetzte Energie, wobei in Abhängigkeit der elektrischen Größe, insbesondere bei Überschreitung eines vorgegebenen Grenzwertes, ein Schaltmittel betätigbar und/oder betätigt ist und durch die Betätigung des Schaltmittels ein Schaltsignal erzeugbar und/oder erzeugt ist, in dessen Abhängigkeit die Gatespannungen jedes Feldeffekttransistors zumindest zeitweise abschaltbar sind.
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Dabei kann es z. B. vorgesehen sein, dass in Abhängigkeit des Schaltsignales die Spannungsquelle für die Gatespannungen abgeschaltet wird, z. B. also die Gatespannungen von dem sogenannten „TTL-high”-Pegel auf den „TTL-low”-Pegel geschaltet werden und/oder die Gatespannungen mittels eines Schaltmittels, z. B. eines Transistors gegen ein Massepotential, insbesondere eine galvanisch entkoppelte Masse kurzgeschlossen werden.
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Im Rahmen der Offenbarung ist eine galvanisch entkoppelte Masse so zu verstehen, dass diese von einem Spannungsversorgungsmittel ausgeht, das galvanisch entkoppelt ist von denjenigen Potentialen, die an den beiden Anschlüssen des Signalpfades anliegen. Mittels der beschriebenen Einflussnahme auf die Gatespannungen in Abhängigkeit von der an dem/den Feldeffektransistor/en umgesetzten Energie, wird sichergestellt, dass die Verlustleistung am jeweils stromdurchflossenen Feldeffekttransistor nur über eine maximale, insbesondere durch elektrische/elektronische Bauteile in der Schutzschaltung definierte Zeitdauer erzeugt wird und bei Überschreiten der Zeitdauer eine Auftrennung des Signalpfades erfolgt. Die maximal über einen Feldeffekttransistor abgeführte Energie und damit dessen Aufheizung kann so begrenzt werden.
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Eine beispielhafte konkrete Umsetzung kann es hier vorsehen, dass die Schutzschaltung als Integrator ausgebildet ist und ein zeitliches Integral einer elektrischen Größe bildet, die proportional zur Verlustleistung ist, somit also durch Integration eine elektrische Größe bildet, die ein Maß für die Energie ist, die am Feldeffekttransistor verbraucht wurde.
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Beispielsweise kann dafür ein erster Kondensator in der Schaltung vorgesehen sein, der je nach Stromrichtung im Signalpfad über einen von zwei jeweils in Reihe zu dem ersten Kondensator liegenden Widerständen mittels der über Drain und Source eines der beiden Feldeffekttransistoren (dem gerade stromdurchflossenen) abfallenden Spannung aufladbar ist und der parallel geschaltet ist mit Basis und Emitter eines als Schaltmittel dienenden sechsten Transistors, dessen Kollektoranschluss bei Überschreitung einer über dem ersten Kondensator anliegenden Grenzspannung zur Erzeugung des Schaltsignals, insbesondere mit fallender Flanke, auf ein Massepotential, insbesondere eine „isolierte” also galvanisch entkoppelte Masse schaltbar ist.
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Das zeitliche Aufladeverhalten des ersten Kondensators kann hier dadurch beeinflusst werden, dass dieser erste Kondensator mit dem jeweiligen Widerstand über den die Aufladung erfolgt ein RC-Glied bildet, dessen Zeitkonstante wählbar ist. Es kann so auch für jede der beiden Stromrichtungen wiederum ein unterschiedliches Integrationsverhalten eingestellt werden, insbesondere durch verschiedene gewählte Widerstände.
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Der erste Kondensator ist mit den Widerständen in einer Y-Konfiguration verschaltet, bei der also der erste Kondensator in einem Arm und je einen Widerstand in jedem anderen Arm angeordnet ist. Ein Aufladen des ersten Kondensators erfolgt bevorzugt je nach Stromrichtung nur über einen der Widerstände. Hierfür ist bevorzugt jeder der beiden Widerstände mit seiner von dem ersten Kondensator abgewandten Anschlussseite mit der Drain-Elektrode eines der beiden Feldeffekttransistoren verbunden, und der erste Kondensator ist mit seinem vom jeweiligen Widerstand abgewandten Seite an einem gemeinsamen Massepotential, insbesondere einer galvanisch entkoppelten Masse verbunden.
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Übersteigt die Spannung am ersten Kondensator eine Grenzspannung so wird ein sechster Transistor durchgeschaltet, dessen Kollektor sodann auf dasselbe Massepotential geschaltet werden kann. Am Kollektor ist somit ein Schaltsignal mit fallender Flanke abgreifbar, wenn die integrierende Schutzschaltung das Erreichen des Grenzwertes feststellt.
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In Abhängigkeit dieses Schaltsignales können wiederum die Gatespannungen zumindest zeitweise abgeschaltet werden, z. B. durch Abschalten der Spannungsversorgung und/oder durch Kurzschließen der Gatespannungen gegen Masse, insbesondere dieselbe vorgenannte galvanisch entkoppelte Masse.
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In einer Weiterbildung der Erfindung umfasst die Schutzschaltung ein Schaltmittel, insbesondere einen siebenten Transistor, der mit seinem Kollektor und seinem Emitter parallel zum vorgenannten ersten Kondensator geschaltet ist, zum Entladen des ersten Kondensators in Abhängigkeit von einem Rücksetzsignal, insbesondere das am Basis-Anschluss des siebenten Transistors anlegbar ist. Dieses Rücksetzsignal kann z. B. in einem zeitlichen Abstand nach dem vorgenannten Schaltsignal erzeugt werden, insbesondere nach oder zeitgleich mit einer Abschaltung der Spannungsversorgung für die Gatespannungen.
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Es kann so nach Feststellung der Überschreitung einer voreingestellten am Feldeffekttransistor verbrauchten Energie durch das erzeugte Schaltsignal eine Abschaltung der Gatespannungen, hierdurch eine Auftrennung des Signalpfades erfolgen, der Integrator zurückgesetzt, insbesondere der erste Kondensator entladen und nach Ablauf einer vorbestimmten Zeit der Signalpfad wieder geschlossen werden, insbesondere durch Wiedereinschaltung der Gatespannungen. Die Zeit kann z. B. so bemessen sein, dass der stromdurchflossenen Feldeffekttransistor genügend abkühlt um aufeinanderfolgende Ein- und Ausschaltzyklen auszuhalten, selbst wenn ein Fehlerfall bestehen bleibt.
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In einer weiterhin möglichen Weiterbildung kann die erfindungsgemäße Überstromschutzvorrichtung eine Überstromerkennungsschaltung umfassen, mittels der richtungsunabhängig der Strom im Signalpfad auf das Überschreiten eines Grenzstromes prüfbar ist und mit der in Abhängigkeit von einer Überschreitung wenigstens ein Schaltsignal erzeugbar/erzeugt ist, in dessen Abhängigkeit die Gatespannungen jedes Feldeffekttransistors zumindest zeitweise abschaltbar sind.
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So kann mit dieser Ausbildung eine weitere Absicherung des Signalpfades erfolgen. Diese Überstromerkennungsschaltung kann z. B. zeitlich schneller reagierend ausgebildet sein, als die insbesondere integrierende Schutzschaltung, jedoch hinsichtlich des überprüften Stromwertes erst bei einem höheren Absolutbetrag aktiviert werden.
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Strombeträge im Signalpfad über einem ersten Grenzwert werden also z. B. durch die Spitzenstrombegrenzungsschaltung begrenzt und eine Abschaltung der Gatespannungen erfolgt erst nach Überschreiten eines integrierten Energiewertes, wohingegen Strombeträge über einem zweiten Grenzwert, der höher ist als der erste, im Wesentlichen sofortig zur Auftrennung des Signalpfades mittels dieser Überstromerkennungsschaltung führen.
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Hier kann es in einer Ausführung vorgesehen sein, dass die Überstromerkennungsschaltung zwei Komparatoren umfasst, wobei jeder der Komparatoren für jeweils eine der beiden im Signalpfad möglichen Stromrichtungen einen Vergleich der über dem Messwiderstand im Signalpfad abfallenden Messspannung mit einer Vergleichsspannung durchführt, insbesondere die innerhalb der Überstromerkennungsschaltung generiert ist und mit jedem der Komparatoren ein Schaltsignal erzeugbar/erzeugt ist, wobei in Abhängigkeit eines beider Schaltsignale die Gatespannungen jedes Feldeffekttransistors zumindest zeitweise abschaltbar sind.
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Es erfolgt somit bei einer bestimmten Stromrichtung ein Vergleich mittels eines der beiden Komparatoren und auch die Erzeugung eines Schaltsignales, insbesondere mit hohem TTL-Pegel mittels dieses Komparators und bei der anderen möglichen Stromrichtung erfolgt dies in gleicher Weise mittels des anderen Komparators. Die jeweils erzeugten Schaltsignale können in einer Weiterbildung logisch ODER-verknüpft werden, um ein einziges Signal zu bilden, dass den Überstromfall anzeigt. Dieses Schaltsignal kann negiert werden, um eines mit fallender Flanke zu bilden, dass diesen Überstromfall anzeigt und dazu verwendet werden kann, in dessen Abhängigkeit die Gatespannungen zumindest zeitweise abzuschalten, z. B. durch Abschalten der Spannungsversorgung und/oder durch Kurzschließen der Gatespannungen gegen Masse, insbesondere dieselbe vorgenannte isolierte – also galvanisch entkoppelte – Masse.
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Die Überstromerkennungsschaltung kann in einer Weiterbildung ein zeitliches Verzögerungsmittel umfassen, mittels dem der Vergleich der über dem Messwiderstand im Signalpfad abfallenden Messspannung mit der Vergleichsspannung zeitlich verzögert ist, insbesondere wobei das Verzögerungsmittel als ein zweiter Kondensator ausgebildet ist, der beispielsweise zwischen zwei nichtinvertierenden Eingängen beider Komparatoren geschaltet ist. Es kann so das Ansprechverhalten eingestellt, insbesondere an das der integrierenden Schutzschaltung angepasst werden.
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Eine Weiterbildung der Erfindung kann es vorsehen, dass die Überstromschutzvorrichtung eine logische Verknüpfungsschaltung umfasst, mittels der zumindest die Schaltsignale beider Komparatoren der Überstromerkennungsschaltung, insbesondere auch ein zusätzliches Schaltsignal logisch zu einem gemeinsamen Schaltsignal, insbesondere mit fallender Flanke verknüpft sind, insbesondere durch logische NOR-Verknüpfung. Die logische Verknüpfungsschaltung kann somit beispielsweise die vorgenannte ODER-Verknüpfung und Negierung, also beispielsweise ein NOR-Gatter, umfassen. Es können somit durch diese logische Verknüpfungsschaltung alle Schaltsignale, die zu einer zumindest zeitweisen Ausschaltung der Gatespannungen führen sollen, egal welchen Ursprungs die Schaltsignale sind, also von welcher Teilschaltung die Schaltsignale erzeugt sind oder gar manuell erzeugt werden, zusammengeführt werden, um ein einziges gemeinsames Schaltsignal zu erzeugen.
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Die Ausgestaltung der Erfindung kann es auch vorsehen, das Schaltsignal der insbesondere integrierenden Schutzschaltung nicht über diese Verknüpfungsschaltung zu führen oder zumindest darin nicht logisch zu verknüpfen, sondern ungeändert zu belassen.
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In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist beispielsweise vorsehbar, dass die Dimensionierung der Überstromerkennungsschaltung und des Integrators derart ausgelegt ist, dass die Signalerzeugung via Integrator oder via Überstromerkennungsschaltung mit dem Ziel der Unterbrechung des zu schützenden Signalpfades eine Vorzugswirkung derart aufweist, dass die Signalerzeugung zur Unterbrechung des zu schützenden Signalpfades häufiger via Integrator erfolgt als via Überstromerkennungsschaltung.
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Eine Weiterbildung kann es vorsehen, dass in der logischen Verknüpfungsschaltung das logisch verknüpfte gemeinsame Schaltsignal (insbesondere gebildet aus den beiden Komparatorsignalen und einem zusätzlichen Signal) hochohmig auf das Schaltsignal der, insbesondere integrierenden Schutzschaltung aufgeschaltet ist, was nachfolgend anhand einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung näher beschrieben wird. Beispielsweise sind die beiden verschieden generierten Signale, also das letztgenannte gemeinsame Schaltsignal und das Schaltsignal der integrierenden Schutzschaltung bevorzugt überlagert. Diese Überlagerung ist beispielsweise derart realisiert, dass in der logischen Verknüpfungsschaltung ein Ausgang des logisches Gatters und/oder der Kollektoranschluss des sechsten Transistors zusammengeführt sind, insbesondere wobei zwischen dem Kollektoranschluss des sechsten Transistors und dem Ausgang des logischen Gatters ein zwölfter Widerstand geschaltet ist, und wobei von dem Ausgang des logischen Gatters und/oder von dem Kollektoranschluss des sechsten Transistors das Schaltsignal erzeugbar ist, in dessen Abhängigkeit die Gatespannungen jedes Feldeffekttransistors zumindest zeitweise abschaltbar sind. In diesem Zusammenhang ist beispielsweise das oben genannte „hochohmige” Aufschalten mittels des zwölften Widerstandes realisierbar, der bevorzugt einen Wert von mehr als zwei Kiloohm bzw. besonders bevorzugt von mehr als vier Kiloohm aufweist.
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Es kann des Weiteren vorgesehen sein, dass durch das logisch verknüpfte gemeinsame Schaltsignal und/oder das Schaltsignal der insbesondere integrierenden Schutzschaltung ein Schaltmittel, insbesondere ein Transistor angesteuert ist, mittels dem die Gatespannungen beider Feldeffekttransistoren auf ein Massepotential, insbesondere die galvanisch entkoppelte Masse, kurzschließbar sind.
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Eine Weiterbildung kann überdies vorsehen, dass die Überstromschutzvorrichtung eine Startverzögerungsschaltung umfasst, mittels der in Abhängigkeit des logisch verknüpften gemeinsamen Schaltsignals und/oder des Schaltsignals der insbesondere integrierenden Schutzschaltung die Gatespannungen beider Feldeffekttransistoren ausschaltbar und nach Ablauf einer voreingestellten/voreinstellbaren Zeit, also verzögert, wieder einschaltbar sind. Insbesondere wenn die Gatespannungen üblicherweise einem hohen TTL-Pegel entsprechen, kann eine Ausschaltung durch einen Zustandswechsel auf TTL-Low erfolgen, um den Signalpfad aufzutrennen.
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Bevorzugt ist in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung im Wesentlichen zeitgleich zum Ausschalten der Gatespannungen oder zeitverzögert nach dem Ausschalten der Gatespannungen ein Rücksetzsignal erzeugbar, mit dem die insbesondere integrierende Schutzschaltung rücksetzbar ist, wobei besonders bevorzugt mittels des als siebenter Transistor ausgestalteten Schaltmittels, die Entladung des ersten Kondensators ausführbar ist.
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Realisiert werden kann das Ausschalten und Rücksetzen z. B. mittels eines Monoflop-Bauelementes (abgekürzt nur „Monoflop”) oder mittels eines Mikrocontrollers, der durch eines der vorgenannten Schaltsignale angesteuert ist, insbesondere durch die fallenden Flanken der Schaltsignale.
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Die Überstromschutzvorrichtung weist bevorzugt des Weiteren ein galvanisch entkoppeltes Spannungsversorgungsmittel umfassend einen Anschluss für eine galvanisch entkoppelte Betriebsspannung auf, deren Potential also galvanisch getrennt ist von denjenigen Potentialen, die an den beiden Anschlüssen des Signalpfades anliegen.
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Optional kann gemäß einer Ausführungsvariante auch das Spannungsversorgungsmittel ein Schaltsignal bereitstellen, das als zusätzliches Schaltsignal in der logischen Verknüpfungsschaltung zum gemeinsamen Schaltsignal verknüpft ist und somit auch die Startverzögerungsschaltung ansteuert.
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Ein Beispiel einer konkreten Ausführung wird im Folgenden anhand der Figuren erläutert.
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Die Feldeffekttransistoren sind in dem Ausführungsbeispiel als sogenannte „MOSFETs” T1, T2 ausgestaltet, wobei aber diese Ausgestaltung (MOSFET) der Feldeffekttransistoren nicht obligatorisch ist. Stattdessen ist das Beispiel alternativ mit anderen Arten von Feldeffekttransistoren realisierbar, die nicht zu der Kategorie „MOSFET” zugehörig sind.
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Ein abzusichernder Signalpfad 70 der elektronischen Überstromschutzvorrichtung gemäß der bevorzugten Ausführungsformen nach den 1, 2 und nach der Detailzeichnung gemäß 3 enthalten zumindest zwei MOSFETs, umfassend einen ersten MOSFET T1 und einen zweiten MOSFET T2, gegensinnig, das heißt mit entgegengesetzt gerichteten parasitären Dioden der MOSFET, auch als sogenannte „Bodydioden” (eine Bodydiode ist eine inhärente Diode eines MOSFETs) bezeichnet, in Serie geschaltet, mit einem Messwiderstand R1, oft auch Shuntwiderstand genannt, zwischen den Source-Anschlüssen der MOSFETs.
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Die beiden Gateanschlüsse GX der beiden MOSFETs T1, T2 sind verbunden, die Drain-Anschlüsse der beiden MOSFETs T1, T2 sind wahlweise als Eingang/Ausgang des zu schützenden Signalpfades 70 vorgesehen und sind in den Figuren als ein erster Signalanschluss P1 und als ein zweiter Signalanschluss P2 gekennzeichnet. In 1 sind ausgewählte Wechselwirkungen bzw. Verbindungen zwischen einigen Bestandteilen der Ausführungsform der Überstromschutzvorrichtung schematisch skizziert. In 2 ist die Ausführungsform der Überstromschutzvorrichtung detaillierter als in 1 dargestellt.
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In der dargestellten Überstromschutzvorrichtung sind der erste Signalanschluss P1 oder der zweite Signalanschluss P2 nach Belieben als Eingang oder als Ausgang verwendbar, weil die Überstromschutzvorrichtung unabhängig davon, ob die Stromrichtung von dem ersten Signalanschluss P1 zu dem zweiten Signalanschluss P2 oder entgegengesetzt gerichtet ist, funktionsfähig ist.
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Durch die gegensinnige Schaltung der beiden MOSFETs T1 und T2 wird Verpolungssicherheit bezüglich der Signalanschlüsse P1 und P2 erreicht, da für beide möglichen Stromflussrichtungen durch den Signalpfad 70 eine der Bodydioden der beiden MOSFETs T1, T2 in Sperrrichtung betrieben wird, also entweder die Bodydiode von dem ersten MOSFET T1 oder die Bodydiode von dem zweiten MOSFET T2.
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Die Gatespannungen Vg1, Vg2 der beiden MOSFETs T1, T2 werden im Falle eines „Überstroms” durch den Signalpfad 70 kontrolliert reduziert, was den Stromfluss durch den zu sichernden Signalpfad 70 entweder verringert oder im Wesentlichen unterbricht, je nach der Ausprägung des Überstroms und je nach Zeitverlauf, was im weiteren Text noch genauer erklärt wird.
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Wenn im Rahmen hier beschriebenen Erfindung der Begriff „Überstrom” verwendet wird, dann ist mit diesem der Betrag des Stromes durch einen abgesicherten Signalpfad 70 zu verstehen, wobei der Überstrom betragsmäßig über einem vordefinierten zulässigen Nennstrom liegt. Ein Zweck der Erfindung ist also, dass ein Überstrom nicht länger als eine vordefinierte Zeitdauer, beispielsweise nicht länger als eine Sekunde oder nicht länger als zehn Mikrosekunden, ununterbrochen fließt, wobei spätestens nach der vordefinierten Zeitdauer des Überstroms eine Strombegrenzung oder eine Stromunterbrechung im Signalpfad 70 mittels der Erfindung verursacht wird. Damit sinkt der Strom im Signalpfad 70 zumindest bis zu einem Wiederstartzeitpunkt betragsmäßig auf oder unter den zulässigen Nennstrom.
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Die beiden MOSFETs T1, T2 werden mittels einer oder mehr Zenerdioden D1, D2, zwischen den Gateanschlüssen GX und den Sourceanschlüssen, die die Gatespannungen der MOSFETs T1 und T2 begrenzen, vor Beschädigung geschützt. Die Überstromschutzvorrichtung umfasst folgende Hauptbestandteile:
- – Spannungsversorgungmittel 10, optional aufweisend einen vierten Signaleingang Pex;
- – Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20;
- – Integrator 30;
- – Überstromerkennungsschaltung 40;
- – Startverzögerungsschaltung 50 (z. B. realisiert mittels eines Monoflop-Bauelements oder mittels eines Mikrocontrollers);
- – Fehlerrückmeldungsmittel 60 (optional);
- – Signalpfad 70, der erfindungsgemäß abgesichert ist;
- – Logische Verknüpfungsschaltung 80
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I.
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Ein galvanisch entkoppeltes Spannungsversorgungsmittel 10, stellt eine Betriebsspannung, bevorzugt eine „isolierte” – das heißt eine galvanisch entkoppelte – Betriebsspannung IVCC (der Buchstabe „I” in dem Bezugszeichen IVCC steht für „isoliert”, hier im Sinne von „galvanisch entkoppelt”) für die Überstromschutzvorrichtung bereit, die beispielsweise 5 Volt beträgt. Im Rahmen der Offenbarung ist eine galvanisch entkoppelte Betriebsspannung IVCC so zu verstehen, dass diese von einem Spannungsversorgungsmittel 10 bereitgestellt wird, das galvanisch entkoppelt ist von denjenigen Potentialen, die an den beiden Anschlüssen des Signalpfades 70 anliegen.
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Bevorzugt sind alle Ausgänge des Spannungsversorgungsmittels 10 galvanisch entkoppelt von den Eingängen des Spannungsversorgungsmittels 10. Insbesondere ist es bevorzugt, dass einerseits die Betriebsspannung VCC galvanisch getrennt ist von der galvanisch entkoppelten Betriebsspannung IVCC, und andererseits die Masse GND von der „isolierten”, also und von der galvanisch entkoppelten Masse IGND (engl.: „isolated ground”) galvanisch getrennt ist.
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Ein optionales zusätzliches Schaltsignal Sx, mit dem auch eine Unterbrechung des Signalpfades 70 der Überstromschutzvorrichtung auslösbar ist, geht in dem dargestellten Ausführungsbeispielen gemäß der 1 und 2 aus einem vierten Signaleingang Pex beispielsweise nach Potentialtrennung mittels eines Signalwandlers 11 hervor. Von einem vierten Signaleingang Pex ist also das zusätzliche Schaltsignal Sx mit einem „Abschaltpegel” erzeugbar, mit dem alternativ zu weiteren Unterbrechungsauslösungs-Bedingungen eine Unterbrechung des Signalpfades 70 herbeiführbar ist.
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II.
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Eine Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20 beinhaltet einen oder mehr Widerstände R2, R3, sowie einen oder mehr Transistoren, bevorzugt umfassend einen dritten Transistor T3 und einen vierten Transistor T4. Ist der Spannungsabfall zwischen den elektrischen Anschlüssen des Messwiderstandes R1 größer als der mittels des dritten bzw. vierten Transistor T3 bzw. T4 und einen zweiten bzw. dritten Widerstand R2 bzw. R3 festgelegten Spannungswert zwischen Basis- und Emitter-Anschluss des dritten bzw. vierten Transistors T3 bzw. T4, werden, je nach Stromrichtung, mittels eines der beiden Transistoren T3 oder T4 die Gatespannungen der beiden MOSFETs T1 und T2 reduziert. Mittels der Reduktion der Gatespannungen wird der Stromfluss entlang des Signalpfades 70 mittels eines der beiden MOSFETs T1 oder T2 unterbrochen.
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Mittels zwei oder mehr Widerständen R2, R3 wird hierbei die Auslöseschwelle der Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20 festgelegt. Die Auslöseschwelle der Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20 ist mittels eines vordefinierten maximal zulässigen Stromflusses durch den Messwiderstand R1 definiert. Hierbei ist optional auch eine unsymmetrische Auslöseschwelle für die beiden verschiedenen Stromrichtungen durch den Messwiderstand R1, durch die Wahl verschieden großer Widerstände R2 und R3, möglich. Diese Schaltungsanordnung reagiert, beispielsweise im Gegensatz zu Polyfuse-Sicherungen, vergleichsweise schnell.
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Ohne die Schaltungsbestandteile umfassend den Integrator 30, die Überstromerkennungsschaltung 40, die Startverzögerungsschaltung 50, die logische Verknüpfungsschaltung 80 könnte es in bestimmten Überlastungsfällen dazu kommen, dass die bei Überlastung des Signalpfades 70 an den MOSFETs umgesetzte Verlustleistung zur Beschädigung eines oder beider MOSFETs führt. Die maximal zulässige umgesetzte Verlustleistung an den MOSFETs ist bauteilspezifisch und ist insbesondere von der Dauer der Belastung und von dem Betrag des Stromes durch den Signalpfad 70 abhängig. Bei den zur Realisierung der Erfindung bevorzugt verwendeten MOSFETs, wie sie im Ausführungsbeispiel verwendet werden, liegen diese Dauern, die mit dem Auftreten des Überstroms beginnen und mit einer Strombegrenzung oder Sperrung eines MOSFETs T1 oder T2 enden, unter einer Sekunde, je nach Dimensionierung der Überstromschutzvorrichtung sogar unter 50 Mikrosekunden.
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III.
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Eine als Integrator 30 eingesetzte Schaltung gemäß des in 2 dargestelltem Ausführungsbeispiels weist mehrere Widerstände auf, umfassend einen vierten Widerstand R4 und einen fünften Widerstand R5. Der Integrator 30 umfasst zudem einen ersten Kondensator Cx und einen sechsten Transistor T6. Der erste Kondensator Cx ist mit jeweils einem der Widerstände R4 oder R5 in jeweils einem sogenannten RC-Glied enthalten.
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Der erste Kondensator Cx wird im Falle der in Abschnitt II. beschriebenen Auslösung der Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20, mittels der zwischen den Anschlüssen eines der beiden MOSFETs, erster MOSFET T1 oder zweiter MOSFET T2, abfallenden Spannung aufgeladen. Je nach Stromflussrichtung zwischen den Drain- und Source-Anschlüssen eines der beiden MOSFETs, erster MOSFET T1 oder zweiter MOSFET T2, fällt mittels seiner in Sperrrichtung geschalteten Bodydiode, einen deutlich größere Spannung ab als zwischen den Drain- und Source-Anschlüssen des anderen MOSFETs, erster MOSFET T1 oder zweiter MOSFET T2, dessen Bodydiode in Durchlassrichtung geschaltet ist. Der zeitliche Verlauf des Spannungsaufbaus zwischen den Anschlüssen des ersten Kondensators Cx wird von dem vierten Widerstand R4 falls die Bodydiode von dem ersten MOSFET T1 in Sperrrichtung gerichtet ist bzw. von dem fünften Widerstand R5 falls die Bodydiode von dem zweiten MOSFET T2 in Sperrrichtung gerichtet ist, sowie der Kapazität des ersten Kondensators Cx beeinflusst. Erreicht die Spannung zwischen den Anschlüssen des ersten Kondensators Cx einen Spannungsbetrag, welcher gleich oder größer als der Spannungsbetrag ist, für welche der sechste Transistor T6 bei Anliegen zwischen Basis- und Emitter-Anschluss zwischen Kollektor- und Emitter-Anschluss leitend wird, dann liegt mittels des sechsten Transistors T6 das Potential der galvanisch entkoppelten Masse IGND an einem Eingang SVin der Startverzögerungsschaltung 50 an. Die Startverzögerungsschaltung 50 gemäß dem Ausführungsbeispiel weist, wie zeichnerisch dargestellt, Ausgänge SVo auf, wobei mittels dieser Ausgänge SVo der Startverzögerungsschaltung 50 bevorzugt Schaltsignale und/oder Rücksetzsignale für den Integrator 30, das Fehlerrückmeldungsmittel 60 und die Gatespannungen Vg1, Vg2 bereitgestellt werden.
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IV.
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Eine Überstromerkennungsschaltung 40 schaltet die Überstromschutzvorrichtung bei Überschreiten eines vordefinierten Nennstrom-Betrags eines Shuntstromes Ir1, der durch den Messwiderstand R1 fließt, ab. Der im Rahmen der vorliegenden Offenbarung als „Nennstrom” bezeichnete Strom ist für die Überstromschutzvorrichtung, als der maximal entlang des Signalpfades 70 zulässige Strombetrag definiert, bei welchem der Signalpfad 70 nicht unterbrochen wird.
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Die Überstromerkennungsschaltung 40 umfasst bevorzugt einen oder mehr Komparatoren U1, U2.
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Mittels der beiden Komparatoren U1, U2 wird die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Anschlüssen des Messwiderstandes R1 mit einem Vergleichswert, der mittels einer Schaltung aus einem oder mehr Widerständen, umfassend einen achten Widerstand R8, einen neunten Widerstand R9, einen zehnten Widerstand R10, einen elften Widerstand R11, innerhalb der Überstromerkennungsschaltung 40 vorgegeben ist, verglichen, wobei dieser Vergleich durch eine geeignet gewählte Beschaltung der beiden Komparatoren U1, U2 in der Weise erfolgt, dass für beide möglichen Stromrichtungen durch den Messwiderstand R1 mittels mindestens eines der beiden Komparatoren U1, U2 ein erstes Schaltsignalsignal OC+ bzw. zweites Schaltsignal OC– an die logische Verknüpfungsschaltung 80 ausgegeben wird. Die Überschreitung des „Nennstroms”, ab der die Überstromerkennungsschaltung 40 „auslöst”, ist im Ausführungsbeispiel insbesondere mittels der Widerstände R8, R9, R10 und R11 festgelegt. Zusätzlich ist im Ausführungsbeispiel gemäß 2 mittels eines zweiten Kondensators Cy eine zeitliche Verzögerung (Trägheit) des Vorgangs der Überstromerkennung realisiert. Bevorzugt ist vorgesehen, dass die Komparatoren U1, U2 der Überstromerkennungsschaltung 40 für jeweils eine der beiden im Signalpfad 70 möglichen Stromrichtungen einen Vergleich der über dem Messwiderstand R1 im Signalpfad abfallenden Messspannung Ur1 mit einer Vergleichsspannung durchführen, insbesondere die innerhalb der Überstromerkennungsschaltung 40 generiert ist, und mit jedem der Komparatoren U1, U2 ein Schaltsignal erzeugbar/erzeugt ist, wobei in Abhängigkeit eines der beiden Schaltsignale die Gatespannungen Vg1, Vg2 der Feldeffekttransistoren T1, T2 zumindest zeitweise abschaltbar sind.
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Als eine Weiterbildung der Ausführungsform kann es optional vorgesehen sein, dass insbesondere zur Absicherung von Wechselstromsignalleitungen ein Effektivwertvergleichsmittel, oft als ein sogenanntes RMS-Werte-Vergleichsmittel (RMS = Root Mean Square = quadratischer Mittelwert) bezeichnet, in der Überstromerkennungsschaltung 40 vorgesehen ist. Das Effektivwertvergleichsmittel (in den Figuren nicht dargestellt) ist bevorzugt eingerichtet, um das erste bzw. zweite Schaltssignal OC+ bzw. OC– der Überstromerkennungsschaltung 40 nicht oder nicht nur in Abhängigkeit von den Momentanwerten des Shuntstromes Ir1 durch den Signalpfad 70 zu beeinflussen, sondern auch oder ausschließlich in Abhängigkeit von dem Effektivwerten des Shuntstromes Ir1 durch den Signalpfad 70 zu beeinflussen.
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V.
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Ein oder mehr Schaltsignale OC+, OC– der Ausgänge der beiden Komparatoren U1, U2, sowie das zusätzliche Schaltsignal Sx vom Spannungsversorgungsmittel 10 oder vom Signalwandler 11 werden im dargestellten Ausführungsbeispiel mittels einer logischen Verknüpfungsschaltung 80 logisch „oder”-verknüpft und negiert. Im Ausführungsbeispiel wird die logische Verknüpfungsschaltung 80 insbesondere – aber nicht ausschließlich – mittels eines Logikgatters U4 realisiert, welches beispielsweise als ein NOR-Gatter ausgeführt ist. Mittels des durch die Logikverknüpfung gebildeten Signals oder eines von dem Kollektor des sechsten Transistor T6 ausgehenden sechsten Signals S6 wird die Startverzögerungsschaltung 50 „ausgelöst”.
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Außerdem werden im Falle eines vordefinierten Überstromes im Signalpfad 70 insbesondere mittels eines fünften Transistors T5 die Gatespannungen Vg1, Vg2 an den beiden MOSFETs T1 und T2 soweit reduziert, dass einer der beiden MOSFETs T1, T2 in einen nicht-leitenden Zustand übergeht. Indem mindestens einer der beiden MOSFETs T1, T2 nichtleitend wird, wird der Signalpfad 70 elektrisch unterbrochen.
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Zusätzlich wird der Integrator 30, insbesondere mittels Entladen des ersten Kondensators Cx, in einen Zustand zurückversetzt, der eine erneute Integration, entsprechend der in Abschnitt III. beschriebenen Funktionsweise, im Falle einer in Abschnitt II. beschriebenen Auslösung der Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20, ermöglicht.
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Das Entladen des ersten Kondensators Cx wird im Ausführungsbeispiel insbesondere mittels eines siebten Transistors T7, des sechsten Widerstandes R6 sowie einer dritten Diode D3 realisiert. Nachdem der Signalpfad 70 mittels Reduktion der Gatespannungen an den beiden MOSFETs T1, T2 mittels der Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20 oder des Logikgatters U4 hochohmiger geworden oder unterbrochen worden ist, wird mittels der Startverzögerungsschaltung 50 für eine definierte Zeitverzögerung der Signalpfad 70 mittels Reduktion der Gatespannungen Vg1, Vg2 an den beiden MOSFETs T1, T2, im Ausführungsbeispiel insbesondere mittels eines siebten Widerstandes R7, unterbrochen gehalten.
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Außerdem wird der Integrator 30 in einen Zustand zurückversetzt, der eine erneute Integration entsprechend der in Abschnitt III. beschriebenen Funktionsweise, im Falle einer in Abschnitt II. beschriebenen Auslösung der Spitzenstrombegrenzungsschaltung 20, ermöglicht.
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Nachdem, die mittels der Startverzögerungsschaltung 50 realisierte vordefinierte Zeitverzögerung vergangen ist, wird die Absenkung der Gatespannungen Vg1, Vg2 der beiden MOSFETs T1, T2, die insbesondere mittels eines entsprechenden Steuersignals via siebten Widerstand R7 erfolgt war, durch die Startverzögerungsschaltung 50 beendet. Aufgrund einer sich anschließenden Anhebung der Gatespannungen Vg1, Vg2 an den beiden MOSFETs T1, T2 wird die Unterbrechung des Signalpfades 70 beendet. Durch die Zeitverzögerung ist ein Zeitintervall insbesondere für die beiden MOSFETs T1, T2 und bevorzugt für weitere Schaltungskomponenten gegeben, um deren Temperatur abzusenken. Insbesondere durch Erwärmung der beiden MOSFETs T1, T2 im gemäß Abschnitt II. dargestellten Fall, ist es in diesem Zeitintervall ermöglicht, durch Wärmeabgabe der beiden MOSFETs T1, T2 an deren Umgebung die Temperatur der MOSFETs zu senken.
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Diese Wärmeabgabe ist insbesondere erforderlich, um eine Beschädigung der beiden MOSFETs T1, T2 durch Temperaturen oberhalb der spezifizierten Betriebstemperaturen zu vermeiden. Die Zeitverzögerung kann insbesondere mittels einer monostabilen Kippstufe, welche auch als Monoflop bezeichnet wird, innerhalb der Startverzögerungsschaltung 50 realisieren werden. In einer alternativen Ausführungsform ist anstelle eines Monoflops auch ein, insbesondere für die Realisierung der Zeitverzögerung entsprechend programmierter, Mikrocontroller als Bestandteil der Startverzögerungsschaltung 50 verwendbar.
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Durch eine gezielte Auswahl bzw. ein entsprechendes Design des Monoflop oder eine dem Anwenderwunsch angepasste Programmierung des Mikrocontrollers ist die Startverzögerungsschaltung 50 bevorzugt hinsichtlich des Zeitverhaltens bei einem Wiederstart einstellbar ausgestaltet, das heißt, dass das Zeitintervall zwischen der Unterbrechung des Signalpfades 70 und der anschließenden Beendigung der Unterbrechung des Signalpfades 70 bevorzugt vom dem Anwender veränderbar ist.
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VI.
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Ein optionales Fehlerrückmeldungsmittel 60, welches bevorzugt zumindest einen (nicht in den Figuren dargestellten) Ausgang für eine Signalausgabe aufweist, ist in einer weiteren Ausführungsform vorgesehen. Diese Signalausgabe ist z. B. mittels eines Magneto- oder Optokopplers, der in den Figuren nicht dargestellt ist, realisierbar.
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Falls gemäß einer weiteren Ausführungsform vorgesehen ist, dass das zusätzliche Schaltsignal Sx, das beispielsweise von einem vierten Signaleingang Pex beeinflussbar ist, an einen der Eingänge der logischen Verknüpfungsschaltung 80 herangeführt ist, und von dem vierten Signaleingang Pex ein „Abschaltpegel” vorgebbar ist, dann ist folglich mittels des zusätzlichen Schaltsignals Sx und mittels der logischen Verknüpfungsschaltung 80 der Signalpfad 70 unterbrechbar, was sich ebenfalls aus Abschnitt V. ergibt. Der letztgenannte „Abschaltpegel” ist also bevorzugt der vom vierten Signaleingang Pex beeinflussbare und den Signalpfad 70 letztlich unterbrechende Zustand des zusätzlichen Schaltsignals Sx.
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Jede der 1, 2, 3 zeigen jeweils mehrere Mittel die jeweils das Durchleitverhalten bzw. den elektrischen Widerstand des Signalpfades 70 beeinflussen.
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Optional ist vorsehbar, dass die Unterbrechung des Signalpfades 70 via Fehlerrückmeldungsmittel 60 insbesondere an ein externes Kontrollmittel, das in den Figuren nicht dargestellt ist, weitergeleitet wird. Das externe Kontrollmittel ist beispielsweise mittels eines Mikroprozessors und/oder eines FPGA-Bauteils realisierbar. Der Mikroprozessor bzw. das FPGA-Bauteil des externen Kontrollmittels sind in den Figuren ebenfalls nicht dargestellt. Das externe Kontrollmittel weist bevorzugt eine oder mehrere Nutzerschnittstelle/n auf.
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Einige Details eines möglichen weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung sind in 3 dargestellt, wobei in 3 andere Details aus den 1 und 2 aus Gründen der Übersichtlichkeit weggelassen wurden. Dabei weist der Signalpfad 70 zusätzlich zu der, bereits in den 1 und 2 skizzierten, Reihenschaltung aus T1, R1, T2, ein in Reihe geschaltetes Relais mit den Arbeitskontakten auf, umfassend den zweiten Signalanschluss P2 und weitere Arbeitskontakte P21, P22. Mittels der Beschaltung der Steuerungskontakte P23, P24 des Relais ist festlegbar, ob der Signalpfad 70 zu dem ersten Arbeitskontakt P21 oder zu dem zweiten Arbeitskontakt P22 weitergeführt wird bzw. ist.
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Aus Gründen der Übersichtlichkeit wurde in 3 nur schematisch der Signalpfad 70 und die Relaisschaltung eingezeichnet. Insbesondere wurde in 3 auf Details des Signalpfades 70 beispielsweise dessen „Peripherie” verzichtet.
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Ein Vorteil einer Kombination der Überstromschutzvorrichtung aus den Ausführungsbeispielen gemäß 1 oder 2 mit dem Relais aus 3 ist, dass der Signalpfad 70 zuverlässig unterbrechbar ist, insbesondere wenn Gleichspannungsanteile von über 40 Volt, beispielsweise als „Offset” zu einer pulsierenden Spannung, bei Unterbrechung an den Arbeitskontakten des Relais vorliegen. Vorteilhaft wird bei dem Ausführungsbeispiel aus 3 der Trennvorgang der Arbeitskontakte des Relais erst nach vorheriger Sperrung eines Source-Drain-Übergangs eines der MOSFETs T1 oder T2 eingeleitet, weil anderenfalls ein sogenannter Abrissfunken an den Relais-Arbeitskontakten dieselben beschädigen kann, was ggf. zu einer Zerstörung des Relais führen kann.
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Die Verwendung der erfindungsmäßig beschriebenen Schutzvorrichtung in Kombination mit einem gemäß 3 einbezogenen Relais, ist insbesondere im Falle von via Signalpfad 70 weiterzuleitenden und abzusichernden Wechselspannungen mit einer Frequenz größer als 50 Hz von Vorteil, da derartige Wechselspannungen im Falle der Unterbrechung des Signalpfades 70 durch MOSFET T1 oder MOSFET T2, dennoch kapazitiv übertragen werden können, wegen der inhärenten Kapazität des/der MOSFETs T1 und/oder T2.
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Gegenüber dem Stand der Technik ermöglicht es die Erfindung die Überströme derart zu unterdrücken (mittels Strombegrenzung und/oder zeitlich begrenzter Abschaltung), dass selbst bei Wochen oder Monaten andauernden Fehlerzuständen an den Signalanschlüssen P1, P2 eine Beschädigung oder Zerstörung der Überstromschutzvorrichtung selbst oder der die Überstromschutzvorrichtung umgebende/n Schaltungskomponente/n vermeidbar ist.
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Des Weiteren ist bei der Erfindung der Durchgangswiderstand des Signalpfades 70, also der elektrische Widerstand zwischen den beiden Signalanschlüssen P1 und P2 in einem Fall, bei dem kein Überstrom durch den Signalpfad fließt, kleiner – was in den meisten Anwendungsfällen ein Vorteil ist – als bei der bereits erwähnten altbekannten Lösung, bei der eine handelsübliche Polyfuse-Sicherung den Durchgangswiderstand des Signalpfades beeinflusst, wenn diese Polyfuse-Sicherung in der altbekannten Lösung das Schutzelement gegen Überstrom im Signalpfad 70 bildet.
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Der in der erfindungsgemäßen Überstromschutzvorrichtung ohne Überstrom vorliegende verringerte Durchgangswiderstand im Signalpfad 70 (im Vergleich zur Polyfuse-Sicherung) hat den Vorteil, dass eine verringerte Signalverfälschung im Signalpfad 70 festzustellen ist, insbesondere dann, wenn via Signalpfad 70 von Signalanschluss P1 nach Signalanschluss P2 oder entgegengerichtet ein auszumessendes Signal weitergeleitet wird, und dessen Signal-Genauigkeit bzw. Signal-Unverfälschtheit von großer Bedeutung ist.
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Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist die flexible Anpassbarkeit einzelner Parameter der Überstromschutzvorrichtung, insbesondere des „Nennstroms” oder des Zeitverhaltens der Startverzögerungsschaltung 50.
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Mittels der Erfindung hat der Fachmann somit insbesondere für diese Parameter eine vorteilhafte Gestaltungsfreiheit, um die Überstromschutzvorrichtung an besondere Verwendungszwecke anzupassen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102007036618 A1 [0007]
