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Die Erfindung beschreibt ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Messen von Strömen, insbesondere in einem integrierten Baustein.
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Stand der Technik
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Bei der Messung von Strömen wird die elektrische Stromstärke in Ampere bestimmt. Hierzu sind unterschiedliche Messverfahren und Messschaltungen bekannt. So ist bspw. die Messung von Strömen in geschalteten Komponenten im Kraftfahrzeug eine Standardaufgabe, die zur Regelung vieler Funktionen erforderlich ist. Beispiele hierfür sind stromgeregelte Ventile, Heizungen, Temperaturregelungen, Motoren usw.
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Zu beachten ist, dass besondere Anforderungen an solche Strommessschaltungen gestellt werden, die Ströme in Komponenten mit schnell veränderlichen Widerständen erfassen sollen, wie bspw. die Heizwiderstände von Abgassensoren, welche deren Arbeitstemperatur möglichst schnell erreichen und unabhängig von der Temperatur und Stärke des Abgasstromes konstant halten sollen. Dies trifft auch auf Drehmoment relevante Komponenten zu, wie z. B. Druckregelventile zur Regelung des Drucks in Direkteinspritzungssystemen oder des Regelstroms der Zumesseinheit in einem Einspritzsystem. Weitere Anwendungen finden sich bei Strommessungen in DC/DC-Wandlern.
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Es ist bekannt, den zu bestimmenden Strom, der über ein Schaltelement, vorzugsweise einen FET-Halbleiterschalter, ein und ausgeschaltet wird, über einen Shunt-Widerstand zu messen. Als Shunt-Widerstand wird ein üblicherweise niederohmiger Messwiderstand bezeichnet, der zur Messung des elektrischen Stroms verwendet wird. Dabei fließt der Strom durch den Shunt-Widerstand und verursacht einen Spannungsabfall, der gemessen wird und proportional zu dem zu messenden Strom ist.
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Der Spannungsabfall über dem Shunt-Widerstand wird in vielen Fällen mittels eines Spannungsverstärkers verstärkt und die verstärkte Spannung über eine elektronische Schaltung ausgewertet und zur Regelung einer vom Strom durch den Komponentenwiderstand abhängigen Größe verwendet. Häufig wird die verstärkte und auf Masse bezogene Spannung von einem Mikroprozessor erfasst, über dessen Regelalgorithmus das Schaltelement ein- und ausgeschaltet wird.
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Nachteile dieses Messverfahrens nach dem Stand der Technik sind einerseits die hohen Kosten. Shunt-Widerstände sind teuer und können aus Genauigkeitsgründen nicht in einem Halbleiterbauelement integriert werden. Andererseits erzeugt der Messstrom am Shunt-Widerstand einen Spannungsabfall, der sich zum Spannungsabfall des Schaltelementes addiert. Dieser kann jedoch, wenn dies erforderlich erscheint, durch Auswahl eines Schalters mit niedrigerem Einschaltwiderstand bis zu einem gewissen Grad kompensiert werden. Wegen des unvermeidlichen Spannungsabfalls entsteht im Shunt-Widerstand selbst eine erhebliche Verlustleistung, da die zu messenden Ströme häufig mehrere Ampere betragen. Diese Verlustleistung erwärmt den Shunt-Widerstand und muss abgeführt werden, weshalb der Shunt-Widerstand relativ groß sein muss, somit viel Fläche auf der Leiterplatte benötigt und in der Regel zusätzliche Kühlelemente erfordert. Weiterhin ist ein verhältnismäßig teurer Messverstärker notwendig, der in der Regel nicht umgeschaltet werden kann und daher nur für einen Messbereich zur Verfügung steht.
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Ist die geforderte Auflösung des Messstromes um mehrere Größenordnungen geringer als der Maximalstrom, z. B. 1.000 bis 10.000, so sind die Anforderungen an die erforderliche Verstärkerschaltung und die Auflösung des Analog-Digital-Wandlers des eingesetzten Mikrocontroller mit Standardbauelementen nicht mehr realisierbar. Wenn dies technisch überhaupt umzusetzen ist, so sind auf jeden Fall teure Bauelemente erforderlich.
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Besonders problematisch ist hierbei, dass große Strommessbereiche, wenn z. B. der Einschaltstrom bzw. Inrush-Strom sehr hoch ist, aber der Arbeitsstrom relativ niedrig ist, abgedeckt werden sollen, weil im unteren Strommessbereich an dem Shunt kaum messbare Spannungsabfälle auftreten.
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Eine alternative Vorgehensweise gemäß dem Stand der Technik besteht in einer Schaltung mit einem Schalter, bei dem ein Ausgangssignal ausgegeben wird, das proportional zum Eingangssignal ist. Die Aufbereitung des Ausgangssignals ist jedoch sehr aufwändig, weil dazu eine negative Vorspannung benötigt wird.
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Offenbarung der Erfindung
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Vor diesem Hintergrund wird ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 7 vorgestellt. Ausführungen ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen und der Beschreibung.
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Das vorgestellte Verfahren und die beschriebene Schaltungsanordnung haben, zumindest in einigen der Ausführungen, die Vorteile, dass nahezu alle Elemente der Messschaltung in einem integrierten Halbleiterbauelement darstellbar sind, neben dem Schaltelement kein weiteres Messelement erforderlich ist und somit auch kein zusätzlicher Spannungsabfall und keine zusätzliche Verlustleistung entsteht. Schalter und Messelement sind identisch und die Auskopplung des Messsignals ist mit einfachen Mittel möglich. Ebenso lässt sich mit einfachen Mitteln eine Bereichsumschaltung realisieren, die es ermöglicht, den Messbereich des Stroms an die geforderte Auflösung anzupassen und so die Auflösung des Analog-Digitalwandlers des Mikrocontrollers optimal auszunutzen.
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Von Bedeutung ist, dass der Operationsverstärker bewirkt bzw. sicherstellt, dass die Drain-Source-Spannung, also die Spannung zwischen dem Drain- und dem Source-Anschluss, des Schalttransistors im Wesentlichen derjenigen des Auskoppeltransistors entspricht.
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Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.
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Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 zeigt eine Ausführungsform der beschriebenen Schaltungsanordnung.
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2 zeigt eine weitere Ausführungsform der beschriebenen Schaltungsanordnung.
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3 zeigt eine Ausführungsform der beschriebenen Schaltungsanordnung mit einer Maßnahme zur Vorspannung des Operationsverstärkers zur verzögerungsfreien Messung.
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Ausführungsformen der Erfindung
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Die Erfindung ist anhand von Ausführungsformen in den Zeichnungen schematisch dargestellt und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ausführlich beschrieben.
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1 zeigt eine Ausführung der Schaltungsanordnung 10, die zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens geeignet ist. Die Darstellung zeigt eine Batterie 12, einen externen Widerstand R1 14, dessen Stromfluss gemessen werden soll, einen Schalttransistor M1 16 als Halbleiterschalter, in diesem Fall ein MOSFET, einen Spiegeltransistor M2 18, der auch als Auskoppeltransistor bezeichnet wird, einen Shift-Transistor M3 20, einen Operationsverstärker U1 22, einen Testtransistor M4 23, einen Referenztransistor M5 24, eine Spannungsquelle 26, einen Auskoppeltransistor M6 28, einen Auskoppeltransistor M7 30, einen Auskoppeltransistor M8 32, einen Auskoppeltransistor M9 34, einen Schalttransistor M10 36, einen Schalttransistor M11 38, einen Schalttransistor M12 40, einen Auskoppelwiderstand R2 42, ein Testwiderstand R4 44, einen Symmetrier-Widerstand R5 46, einen Symmetrier-Widerstand R6 48, einen Symmetrier-Widerstand R7 50, einen Symmetrier-Widerstand R8 52, einen Symmetrier-Widerstand R9 54.
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Der zu messende Strom durch den ggf. komplexen Widerstand R1 14 wird über den Schalttransistor M1 16 als Halbleiterschalter ein- und aus geschaltet. Der Schalttransistor M1 16 ist gleichzeitig Messelement des Stroms durch den Widerstand R1 14. Über den parallel zu dem Schalttransistor M1 16 geschalteten Spiegeltransistor M2 18 wird ein um einen nahezu beliebig einstellbaren Faktor, bspw. 100 bis 10.000, untersetzter und zu dem Drain-Strom von dem Schalttransistor M1 16 proportionaler Strom ausgekoppelt.
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Die Umsetzung wird im Wesentlichen dadurch erreicht, dass das Flächenverhältnis der Source des Schalttransistors M1 16 und der Source des Spiegeltransistors M2 18 gleich dem Untersetzungsfaktor ist. Um dies möglichst genau vorzugeben, ist eine sehr gute thermische Kopplung der Transistoren M1 16 und M2 18 auf dem Halbleiterchip erforderlich. Außerdem ist das Flächenverhältnis gemäß dem Untersetzungsfaktor möglichst genau einzuhalten.
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Des Weiteren ist es zur Erzielung eines möglichst exakten und konstanten Untersetzungsfaktors erforderlich, dass die Drain-Source-Spannung des Schalttransistors M1 16 und des Spiegeltransistors bzw. Auskoppeltransistors M2 18 nahezu gleich sind. Hierzu dient der Operationsverstärker U1 22, der über den Shift-Transistor M3 20 an das Drain des Auskoppeltransistors M2 18 die gleiche Spannung anlegt, wie die Spannung, die sich am Drain des Schalttransistors M1 16 einstellt. Der Operationsverstärker U1 22 ist vorzugsweise nur dann aktiv, solange der Schalttransistor M1 16 eingeschaltet ist.
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Der um den Untersetzungsfaktor kleinere Strom durch den Auskoppeltransistor M2 18 fließt unvermindert über den Shift-Transistor M3 20 in den von einer konstanten Spannung VDD aus der Quelle 26 versorgten weiteren Untersetzungsstromspiegel, den Auskoppelspiegel, der gebildet wird von den Transistoren M5 24 bis M9 34. M5 24 ist der Referenztransistor, die Transistoren M6 28 bis M9 34 dienen als Auskoppeltransistoren. Das Untersetzungsverhältnis zwischen dem Referenztransistor M5 24 und den Transistoren M6 28 bis M9 34 kann so gewählt werden, dass für die gewünschten Strombereiche stets der maximale Spannungsbereich am Auskoppelwiderstand R2 42 ausgenutzt werden kann und damit für die Strommessung stets die volle Auflösung des Analog-Digitalwandlers des Mikrokontrollers zur Verfügung steht.
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Um dies zu erreichen, müssen alle Auskoppeltransistoren M6 28 bis M9 34 bis auf höchstens einen schaltbar sein. Dies ist beispielsweise dadurch erreichbar, dass ein Schalttransistor, bspw. einer der Schalttransistoren M10 36 bis M12 40 in die Verbindungsleitung von Source zur Versorgungsspannung des jeweiligen Auskoppeltransistors geschaltet wird. Die Symmetrier-Widerstände R5 46 bis R9 54, die reziprok im Verhältnis der Untersetzungsfaktoren zu wählen sind, dienen der genauen Einstellung des jeweiligen Untersetzungsverhältnisses. Dies bedeutet, ein Source-Symmetrier-Widerstand eines Auskoppeltransistors, der ein Untersetzungsverhältnis von 10:1 bezogen auf den Referenztransistor M5 24 und dessen Source-Widerstand von z. B. 100 Ohm besitzt, benötigt einen Source-Widerstand von 1 kOhm.
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Das Untersetzungsverhältnis der Auskoppeltransistoren wird vorzugsweise so gewählt, dass die Summe der Auskopplungsströme aller Auskoppeltransistoren den maximalen Strombereich repräsentiert und in der Regel kleiner 1 ist und das Untersetzungsverhältnis der Einzeltransistoren so eingestellt werden kann, dass eine geometrische Reihe für die Strombereiche erreichbar ist. Dies ist jedoch nicht zwingend. Wichtig ist nur, dass für zwei angrenzende Strombereiche ein ausreichender Überlappungsbereich einstellbar ist, damit keine Lücke des zu messenden Stromes auftreten kann und Toleranzen an den Überlappungsbereichen durch einen Interpolationsalgorithmus im Mikrocontroller ausgeglichen werden können.
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Zur Eichung des Untersetzungsverhältnisses und zur laufenden Fehlerüberwachung ist es sinnvoll, einen Testpfad vorzusehen, mit dem es möglich ist, einen möglichst großen Teil der Übertragungsstrecke zu testen.
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Der Hauptuntersetzungsspiegel aus den Transistoren M1 16 und M2 18 lässt sich vorzugsweise beim Test am Bandende testen und dessen Untersetzungsverhältnis zu diesem Zeitpunkt im Mikrokontroller speichern. Der Untersetzungsspiegel mit den Auskoppeltransistoren M6 28 bis M9 34 hingegen lässt sich mit einfachen Mitteln permanent testen, wenn der Schalttransistor M1 16 ausgeschaltet ist.
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Hierzu wird der Eingang des Auskoppelspiegels, nämlich der Verbindungspunkt von Gate und Drain des Referenztransistors M5 24, mit dem Testwiderstand R4 44 verbunden, der über einen Testtransistor M4 an Masse geschaltet werden kann. Dadurch wird ein Teststrom in den Auskoppelspiegel eingeprägt, der am Messausgang am Widerstand R2 42 als eine Spannung gemessen werden kann. Der Teststrom wird aus dem Spannungsabfall über dem Widerstand R4 44 ermittelt und mit dem Spannungsabfall am Messwiderstand R2 42 verglichen.
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Die Schalttransistoren zur Bereichsumschaltung der Auskoppeltransistoren M10 36 bis M12 40 sowie der Testtransistor M4 22 können vom Mikrokontroller über einen seriellen Bus angesteuert werden. Messausgänge Mess 60 und Mess1 62 werden direkt oder über einen Analog-Multiplexer von einem Mikrokontroller eingelesen.
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Ein Multiplexer ist ein Element, das dazu dient, viele Ein- und Ausgänge auf wenige Ein- und Ausgänge zu schalten. Es ist prinzipiell möglich, alle in der Schaltungsanordnung 10 beschriebenen Ein- und Ausgänge direkt mit einem steuernden Mikrocontroller zu verbinden. Die Zwischenschaltung eines Multiplexers dient der Reduzierung der beim Mikrocontroller benötigten Anschlüsse.
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2 zeigt eine weitere Ausgestaltung der Schaltungsanordnung, die insgesamt mit der Bezugsziffer 100 bezeichnet ist. Die Darstellung zeigt eine Batterie 102, einen Widerstand R1 104, einen Schalttransistor M1 106 als Halbleiterschalter, in diesem Fall ein MOSFET, einen Spiegeltransistor M2 108, der auch als Auskoppeltransistor bezeichnet wird, einen Shift-Transistor M3 110, einen Operationsverstärker U1 112, einen Schalttransistor M4 114, einen Referenztransistor M5 116, eine Spannungsquelle 118, einen Auskoppeltransistor M6 120, einen Schalttransistor M7 122, einen Schalttransistor M8 124, einen Schalttransistor M9 126, einen Messwiderstand R2 128, einen Widerstand R4 130, einen Messwiderstand R7 132, einen Messwiderstand R8 134, einen Messwiderstand R9 136, einen Widerstand R5 138 und einen Widerstand R6 140.
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Der Auskoppelspiegel ist hier durch die beiden Transistoren M5 116 und M6 120 dargestellt mit M5 116 als Referenztransistor und M6 120 als Auskoppeltransistor. Der Ausgang des Auskoppelspiegels, das Drain des Auskoppeltransistors M6 120, ist jetzt mit mehreren Messwiderständen R2 128, R7 132 bis R9 136 verbunden, die je nach Messbereich über Schalttransistoren M7 122 bis M9 126 zugeschaltet werden. Wie bei der Ausführungsform der 1 ist ein Testkreis bestehend aus dem Schalttransistor M4 116 und dem Widerstand R4 130 vorgesehen.
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Die dargestellte Ausführungsform hat gegenüber der Ausführungsform aus 1 den Vorteil, dass die Anzahl der Strommessbereiche flexibel wählbar ist, da die Anzahl der zuschaltbaren Messwiderstände und Schalttransistoren durch externe Komponenten realisiert werden kann.
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Selbstverständlich sind die Schalttransistoren für die Messwiderstände integrierbar, jedoch nach einmal getroffener Wahl ist ihre Anzahl nicht mehr veränderbar. Bei der Ausführung der 2 ist zu beachten, dass die Messwiderstände nicht integrierbar sind, wie dies auch bei der Ausführung der 1 der Fall ist, jedoch je gewünschtem Messbereich ein externer Widerstand und ein interner integrierter Schalttransistor erforderlich sind.
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An den Operationsverstärker U1 112 werden hohe Anforderungen an die Genauigkeit gestellt. Seine Offsetspannung sollte laufend abgeglichen werden, wenn der Schalttransistor M1 106 ausgeschaltet ist und im Widerstand bzw. Lastwiderstand R1 104 kein Strom fließt.
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Um die Erfassung des Strommesswerts nach dem Einschalten des Schalttransistors M1 106 möglichst verzögerungsfrei vornehmen zu können, muss der Operationsverstärker U1 112 möglichst nahe seines zu erwartenden Arbeitspunktes gehalten werden. Er sollte sich nicht in einem übersteuerten Zustand befinden, was dazu führen würde, dass die Zeit bis zum Erreichen eines stabilen Messwertes für viele Anwendungen zu lange dauern würde.
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3 zeigt eine weitere Ausführung der Schaltungsanordnung, die mit der Bezugsziffer 200 bezeichnet ist. Die Darstellung zeigt eine Batterie 202, einen Widerstand R1 204, einen Schalttransistor M1 206, einen Transistor MS 208, eine Quelle 210, einen Kondensator C1 212, einen Kondensator C2 214, einen Operationsverstärker U1 216, einen Transistor M2 218, einen Transistor M3 220, einen Transistor M5 222, einen Transistor M6 224, einen Widerstand R2 226, einen Widerstand R3 228 und einen Widerstand R4 230.
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Eine Möglichkeit, eine kurze Einschwingzeit zu erreichen, besteht darin, während der Ausschaltzeit des Schalttransistors M1 206 den bspw. positiven Eingang des Operationsverstärkers U1 216 vom typischerweise Drain-Anschluss des Schalttransistors M1 206 zu trennen, bspw. durch einen Schalttransistor MS 208 und auf eine Vor- bzw. Festspannung von der Größe des während des am Ende des vorhergegangenen Mess-Zyklus gemessenen Spannungswertes zu legen. Dies lässt sich am besten dadurch erreichen, dass die Spannung am Ende des Messzyklus, wenn der Schalttransistor MS 208 abgeschaltet wird, mittels eines Kondensators C1 212 zwischengespeichert wird. Mit Beginn des nächsten Mess-Zyklus wird dann nach einer an die Schaltzeit des Transistors M1 206 angepassten Wartezeit der positive Eingang des Operationsverstärkers U1 216 wieder an den Drain-Anschluss des Schalttransistors M1 206 geschaltet.
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Hierdurch wird erreicht, dass der Operationsverstärker U1 216 nie übersteuert wird und sich immer im aktiven Bereich befindet. Kurzfristige Störungen können durch einen weiteren Kondensator C2 214 zwischen den Eingängen des Operationsverstärkers U1 216 vermieden werden.
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Somit sind in 3 Maßnahmen zur Verbesserung der Regelgeschwindigkeit des Operationsverstärkers U1 216 verwirklicht.
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Alle beschriebenen Schaltungsanordnungen müssen in der Regel aus Gründen der Genauigkeit abgeglichen oder regelmäßig überprüft werden. Dies wird hier anhand 1 erläutert. Hierzu bieten sich mehrere Möglichkeiten an:
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1. Bandende-Kalibrierung
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Bei der Funktionsüberprüfung eines Steuergeräts, das eine Ausführung der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung zur Strommessung umfasst, wird bei der Messung am Bandende anstelle des Widerstands R1 14 eine Präzisionsstromquelle an das Drain des Schalttransistors M1 16 angelegt, der Schalttransistor M1 16 eingeschaltet und am Messausgang Mess 60 die Spannung am Widerstand R2 42 gemessen. Das Verhältnis des Stroms der Präzisionsstromquelle zur gemessenen Spannung am Messwiderstand dividiert durch den Widerstandswert des Messwiderstands R2 42 ist das Untersetzungsverhältnis der gesamten Schaltungsanordnung.
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Es wird für jeden Strommessbereich mit verschiedenen Strömen ermittelt und die ermittelten Werte als Korrekturwerte im Festwertspeicher des Mikrocontrollers abgelegt. Während des Betriebs errechnet sich dann der Strom durch den Widerstand R1 14 aus den im Festwertspeicher abgelegten Werten für das Untersetzungsverhältnis im jeweiligen Messbereich und der gemessenen Spannung am Messwiderstand R2 42. Mit dem Korrekturwert erhält die Software im Steuergerät dann den korrekten Wert aus dem, was mit einem Analogeingang am Mikrocontroller eingelesen wird.
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2. Ermittlung des Untersetzungsverhältnisses im Betrieb
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Befindet sich zwischen der Batterie 12 und dem Widerstand R1 14 ein weiteres Schaltelement, so besteht die Möglichkeit in den Schalttransistor M1 16 periodisch einen Prüfstrom aus einer integrierten Stromquelle einzuprägen, wenn das weitere Schaltelement ausgeschaltet ist und somit periodisch das Untersetzungsverhältnis der gesamten Schaltungsanordnung 10 zu ermitteln. Dies hat den Vorteil, dass eine zeitliche Drift des Untersetzungsverhältnisses erfasst werden kann und entsprechende Korrekturen vorgenommen werden können.
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Ist kein weiteres Schaltelement zwischen der Batterie 12 und dem Widerstand R1 14 vorgesehen, so kann ebenfalls ein bekannter Zusatzstrom aus einer internen Quelle periodisch im eingeschalteten Zustand den Strom durch den Schalttransistor M1 16 modulieren und durch die dadurch bewirkte Modulation der Spannung am Messwiderstand R2 42 das Untersetzungsverhältnis ermittelt werden.
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Eine Kombination der Verfahren zur Kalibration ist ebenfalls möglich.
