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Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Hysterese-Regelung der Ausgangsspannung eines Gleichspannungswandlers innerhalb eines von einem unteren Grenzwert und einem oberen Grenzwert definierten Hysteresebereichs, wobei ein Schalter des Gleichspannungswandlers beim Verlassen des Hysteresebereichs umgeschaltet wird.
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Bei der Verwendung von Gleichspannungswandlern zur Konstant-Stromversorgung veränderlicher Lasten ist eine Regelung unverzichtbar, um die Ausgangsspannung des Wandlers dem sich ändernden Lastwiderstand anpassen zu können. Typische Stromregler, z.B. PI-Regler, können zwar langsame Effekte, wie temperatur- oder alterungsabhängige Effekte, und unter Umständen langsam relativ schwankende Eingangsspannungen kompensieren, mit schnell veränderlichen Lasten, wie sie beispielsweise bei LED-Gruppen auftreten, können sie jedoch wegen der langsamen Reaktion der Integrierschleife nicht umgehen und erzeugen Über- oder Unterströme, was beispielsweise zu einem flackernden Licht führen kann.
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Deutlich erfolgsversprechender ist in diesem Fall eine Hysterese-Regelung wie oben angeführt, welche auf das Schaltverhalten des Wandlers Einfluss nimmt, um eine der geänderten Last entsprechende Ausgangsspannung und somit den gewünschten Strom bereitzustellen. Die Zeit zwischen zwei Schaltvorgängen des Wandlers hängt dabei von der gemessenen Ausgangsspannung ab und kann sich von Zyklus zu Zyklus ändern. Dadurch können auch Verbraucher mit einer sich dynamisch und sehr schnell ändernden Last mit einem einigermaßen konstanten Strom versorgt werden.
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Von Nachteil bei einer derartigen Regelung ist, dass der Umschaltzeitpunkt nicht nur von der Ausgangsspannung abhängt, sondern auch vom Strom und von anderen Parametern, wie von Verzögerungen von Komparatoren, der Gate-Spannung des FET-Schalters des Wandlers, der Stärke des Gate-Treibers etc. Aus diesem Grund kommt es so gut wie immer zu Über- und Unterschreitungen bei der Ausgangsspannung, wobei die Amplitude der Über- und Unterschreitungen vom Schaltzeitpunkt und vom Anstieg bzw. Abfall des Stroms abhängt. Sowohl Anstieg als auch Abfall des Stroms hängen aber wiederum von der Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ab, welche beide schwanken. Eine Abweichung des mittleren Stroms vom Vorgabewert ist daher nahezu unvermeidlich.
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Es ist Aufgabe der Erfindung, eine wirtschaftliche Lösung für eine Regelung vorzuschlagen, welche eine Kompensation sämtlicher spannungs- und zeitabhängiger Effekte erlaubt. Die Erfindung soll außerdem einen breiten Ausgangsstrombereich bedienen und flexible, unter Umständen stark schwankende Ausgangsspannungen bereitstellen können. Es wäre weiters wünschenswert, dass der Einfluss von Schwankungen der Eingangsspannung und von wechselnden Versorgungsniveaus am Eingang möglichst gering ist. Davon abgesehen sollte der Eingangsstrom nicht zu schnell steigen oder fallen, um etwaige vorgeordnete Wandler nicht zu stören. Schließlich sollte eine weitgehend von Temperatur- und Alterungsseinflüssen unbeeinträchtigte Arbeitsweise gegeben sein.
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Das erfindungsgemäße Verfahren der eingangs angeführten Art löst diese Aufgabe, indem zumindest ein Grenzwert zur Kompensation von Schaltverzögerungen geändert wird.
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Bei der korrespondierenden erfindungsgemäßen Einrichtung ist zur Lösung der genannten Aufgabe in entsprechender Weise mit den Schaltmitteln zumindest eine Kompensationsschaltung zur Änderung eines Grenzwerts verbunden.
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Im Gegensatz zur bekannten Regelung mit festem Hysteresebereich wird beim vorliegenden Verfahren bzw. bei der vorliegenden Einrichtung der Hysteresebereich zur Kompensation der Über- und Unterschreitungen angepasst indem, einer der Grenzwerte oder beide Grenzwerte geändert werden. Durch eine solche Veränderung kann der effektive Schaltzeitpunkt des geregleten Wandlers indirekt korrigiert werden: eine den Hysteresebereich verkleinernde Änderung eines Grenzwerts entspricht einem tendenziell früheren Schaltzeitpunkt, bezogen auf den Vorgänger. Eine Vergrößerung des Hysteresebereichs führt dagegen im Allgemeinen zu einer geringeren Schaltfrequenz.
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Um die angestrebte Kompensation ohne Erhöhung der ursprünglichen Schaltfrequenz zu erreichen, ist es günstig, wenn beim Austritt der Ausgangsspannung aus dem Hysteresebereich der einer Austrittsseite gegenüberliegende Grenzwert symmetrisch zum Austritt geändert wird. Aufgrund der Hysterese-Regelung kann somit ein möglichst konstanter Mittelwert erzielt werden, da der für den Austritt verantwortliche "verspätete" Schaltzeitpunkt mit einer absichtlich eingeführten Verzögerung auf der gegenüberliegenden Seite des Hysteresebereichs kompensiert wird. Die Welligkeit der Ausgangsspannung wird dadurch zwar insgesamt erhöht, aber zugleich werden die Abweichungen des Mittelwerts vom Vorgabewert erheblich reduziert.
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Bei der erfindungsgemäßen Einrichtung kann dementsprechend eine Kompensationsschaltung zum Absenken des unteren Grenzwerts und eine Kompensationsschaltung zum Anheben des oberen Grenzwerts vorgesehen sein.
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Eine besonders schnelle Kompensation spannungs- und zeitabhängiger Effekte kann erzielt werden, wenn beim Verlassen des Hysteresebereichs der untere Grenzwert entsprechend dem Ausmaß einer Überschreitung des oberen Grenzwerts gesenkt und/oder der obere Grenzwert entsprechend dem Ausmaß der Unterschreitung des unteren Grenzwerts gehoben wird. In diesem Fall wird eine Kompensation bereits etwa nach einer halben Schalt-Periode, d.h. beim folgenden Schaltzeitpunkt erzielt.
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Um eine geeignete, an die Schwankungsamplitude angepasste Kompensation und Änderung des Grenzwerts zu ermöglichen, kann das Ausmaß der Überschreitung bzw. der Unterschreitung in einem Speicherelement, insbesondere in einem jeweils zugehörigen Kondensator, festgehalten werden. Somit kann zur Bestimmung des geänderten Grenzwerts auf den festgehaltenen Wert bei Bedarf zu einem späteren Zeitpunkt zugegriffen werden und dieser beispielsweise von einem Vorgabe-Grenzwert abgezogen werden. In diesem Fall hat ein Löschen des Speicherelements nicht den Verlust sämtlicher Grenzwerte zufolge, sondern es wird nur die im Speicherelement festgehaltene Änderung gelöscht.
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Bei der erfindungsgemäßen Einrichtung ist es in diesem Zusammenhang vorteilhaft, wenn die jeweilige Kompensationsschaltung eine dem unteren Grenzwert bzw. eine dem oberen Grenzwert zugeordnete Registrierschaltung aufweist.
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Eine einfache Implementierung der Registrierschaltungen kann etwa dadurch erzielt werden, dass jede Registrierschaltung einen Kondensator sowie eine mit dem Kondensator in Reihe geschaltete Diode aufweist. Die Diode legt dabei einerseits das Vorzeichen des Ladevorgangs fest, d.h. ob der Kondensator bei Über- bzw. Unterschreitung des jeweiligen Grenzwerts geladen wird, und sorgt außerdem dafür, dass der Kondensator nach dem Schaltvorgang des Wandlers seine Ladung behält.
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Weiters ist es vorteilhaft, wenn jede Registrierschaltung einen Kompensationsverstärker zur Umwandlung der am Kondensator anliegende Spannung in einen Strom aufweist, wobei eine Entladung des Kondensators im Wesentlichen vermieden wird.
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In Bezug auf das Speicherelement hat sich als vorteilhaft herausgestellt, wenn es periodisch, bevorzugt beim Wiedereintritt der Ausgangsspannung in den Hysteresebereich, zurückgesetzt wird. Durch ein Zurücksetzen können Resonanzeffekte, d.h. ein Aufschaukeln der Grenzwertänderungen zu immer größeren Amplituden, verhindert werden. Der Zeitpunkt zum Zurücksetzen darf jedenfalls nicht vor dem tatsächlichen Schaltzeitpunkt liegen, da so lange noch ein gegenüberliegendes (der jeweils anderen Seite zugeordnetes) Speicherelement entsprechend der Über- bzw. Unterschreitung aktualisiert werden kann. Der Wiedereintritt in den Hysteresebereich ist ein einfach erkennbarer Zeitpunkt, der jedenfalls nach dem Schaltzeitpunkt und vor einem etwaigen Austritt aus dem Hysteresebereich auf der jeweils gegenüberliegenden Seite liegt.
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Bei der vorliegenden Einrichtung kann die entsprechende Funktion dadurch erzielt werden, dass die Registrierschaltung zur Entladung des Kondensators einen Rückstellschalter aufweist. Der Rückstellschalter ist dabei parallel zum Kondensator geschaltet, so dass ein geschlossener Rückstellschalter die Ladung des Kondensators und somit die Spannung am Kondensator auf Null bringt. Hierfür genügt bereits ein relativ zur Periode des Wandlers kurzes Zeitfenster, da die Entladung quasi sofort eintritt.
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Damit die Registrierschaltung später wieder Ladung behalten kann, muss der Rückstellschalter nach erfolgter Entladung des jeweiligen Kondensators wieder geöffnet werden. Aus diesem Grund ist es günstig, wenn der Rückstellschalter der dem unteren Grenzwert zugeordneten Registrierschaltung über einen Pulsgenerator mit einem Schaltmittel zum Signalisieren einer Überschreitung des oberen Grenzwerts verbunden ist und der Rückstellschalter der dem oberen Grenzwert zugeordneten Registrierschaltung über einen Pulsgenerator mit einem Schaltmittel zum Signalisieren einer Unterschreitung des unteren Grenzwerts verbunden ist. Die Dauer der von den Pulsgeneratoren erzeugten Pulse muss dabei ausreichen, um eine vollständige Entladung der Kondensatoren zu erzielen, darf jedoch keinesfalls so lange sein, dass der jeweilige Rückstellschalter unter Umständen nicht rechtzeitig, d.h. vor dem nächsten Austritt aus dem Hysteresebereich, wieder geöffnet ist.
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Damit bei der vorliegenden Einrichtung der günstigste Entladungszeitpunkt erzielt wird, können vorteilhaft die Pulsgeneratoren jeweils eingerichtet sein, um beim Wiedereintritt der Ausgangsspannung in den Hysterese-Bereich den jeweils zugeordneten Rückstellschalter, bevorzugt nach einer gewissen Verzögerung, vorübergehend, bevorzugt für etwa 10 ns, zu schließen.
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Im Detail können die wesentlichen Verfahrensschritte eines Zyklus bzw. einer Periode des bevorzugten erfindungsgemäßen Verfahrens beginnend mit einer fallenden Ausgangsspannung innerhalb des Hysterese-Bereichs wie folgt zusammengefasst werden:
- a) bei Unterschreitung des unteren Grenzwerts wird ein Unterschreitungssignal gesetzt und ein Schließen des Schalters des Gleichspannungswandlers veranlasst;
- b) während einer Verzögerung des Schaltvorgangs wird ein Tiefststand-Kondensator über eine Diode entsprechend der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und dem unteren Grenzwert aufgeladen;
- c) der somit erreichte Wert des Tiefststand-Kondensators wird vom oberen Grenzwert addiert und der obere Grenzwert entsprechend der Spannungsdifferenz angehoben;
- d) der Tiefststand-Kondensator behält nach dem Schaltvorgang und während des darauf folgenden Ansteigens der Ausgangsspannung aufgrund der Diode seine Ladung und der obere Grenzwert bleibt dementsprechend nach oben versetzt;
- e) beim Überschreiten des unteren Grenzwerts wird das in Schritt a) gesetzte Unterschreitungssignal zurückgesetzt;
- f) beim Überschreiten des oberen Grenzwerts wird ein Überschreitungssignal gesetzt und ein Öffnen des Schalters des Gleichspannungswandlers veranlasst;
- g) während einer Verzögerung des Schaltvorgangs wird ein Höchststand-Kondensator über eine Diode entsprechend der Differenz zwischen dem oberen Grenzwert und der Ausgangsspannung aufgeladen;
- h) der somit erreichte Wert des Höchststand-Kondensators wird vom unteren Grenzwert abgezogen und der untere Grenzwert entsprechend der Spannungsdifferenz abgesenkt;
- i) der Höchststand-Kondensator behält nach dem Schaltvorgang und während des darauf folgenden Sinkens der Ausgangsspannung aufgrund der Diode seine Ladung und der untere Grenzwert bleibt dementsprechend nach unten versetzt;
- j) beim Unterschreiten des oberen Grenzwerts wird schließlich das in Schritt f) gesetzte Überschreitungssignal zurückgesetzt;
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Bei dem geschilderten Verfahren entsprechen der Tiefststand-Kondensator und der Höchststand-Kondensator jeweils einem Speicherelement. Wenn die Speicherelemente – wie weiter oben erklärt – periodisch zurückgesetzt werden sollen, kann bei dem beschriebenen Verfahren jeweils ein Zwischenschritt eingeschoben sein, wobei
- e1) beim Zurücksetzen des Unterschreitungssignals eine Entladung des Höchststand-Kondensators veranlasst und der untere Grenzwert auf den ursprünglichen Wert angehoben wird; bzw.
- j1) beim Zurücksetzen des Überschreitungssignals eine Entladung des Tiefststand-Kondensators veranlasst und der obere Grenzwert auf den ursprünglichen Wert abgesenkt wird.
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Eine einfache und wirtschaftliche Realisierung der vorliegenden Einrichtung besteht darin, dass eine Mittelstromsenke einen Referenzwert vorgibt und die Grenzwerte bevorzugt von zwei im Wesentlichen identischen Halbschwingungsquellen vorgegeben sind, wobei die Mittelstromsenke direkt mit den Messmitteln verbunden ist und die gemessene Ausgangsspannung auf den Referenzwert bezieht und wobei die Halbschwingungsquellen über Spannungsteiler-Widerstände mit den Messmitteln und der Mittelstromsenke verbunden sind, so dass an den den Spannungsteiler-Widerständen benachbarten Knoten Vergleichsspannungen zur Erkennung eines Austritts der Ausgangsspannung aus dem Hysterese-Bereich anliegen. Um hohe Verluste zu vermeiden und die abgegebene Wärme gering zu halten, kann die Mittelstromsenke beispielsweise etwa ein Tausendstel des Ausgangsstroms aufnehmen. Die Messmittel wären in diesem Fall konfiguriert, um einen entsprechend gegenüber dem Ausgangsstrom skalierten Strom abzugeben. Die beiden Halbschwingungsquellen definieren die Grenzwerte relativ zum durch die Mittelstromsenke festgelegten Mittelpunkt bzw. Referenzwert und damit den ursprünglichen Hysteresebereich. Sie sollten genau abgestimmt sein, da ein Fehler in der Abstimmung eine Verschiebung des erzielten Mittelwerts des Ausgangsstroms zur Folge hätte.
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Bei einer besonders günstigen Variante der vorliegenden Einrichtung sind die Messmittel und Schaltmittel inklusive der Kompensationsschaltungen und etwaiger dazwischen geschalteter Komponenten in einer integrierten Schaltung untergebracht, wobei bevorzugt ein Shunt-Widerstand zur Strommessung am Gleichspannungswandler und/oder ein Schalter, insbesondere ein FET, zum Aus-/Einschalten einer Spannung an einer Wandler-Induktivität ebenfalls integriert sind. Diese Bauform erlaubt aufgrund der geringen Bauteilanzahl und des geringen Platzverbrauchs eine einfach Integration in bestehende Wandler-Konzepte.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand von besonders bevorzugten Ausführungsbeispielen, auf die sie jedoch nicht beschränkt sein soll, und unter Bezugnahme auf die Zeichnung noch weiter erläutert. In der Zeichnung zeigen dabei im Einzelnen:
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1 ein schematisches Blockschaltbild einer Gleichspannungswandler-Kette zur Versorgung einer LED-Gruppe;
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2 ein Diagramm des Stromverlaufs bei einem Hysterese-Regler gemäß dem Stand der Technik;
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3 einen Ausschnitt aus 2, gemäß dem Bereich III in 2;
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4 ein Diagramm eines Spannungsverlaufs und der generierten Schaltsignale bei einer Regelung gemäß dem vorliegenden Verfahren; und
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5 ein schematisches Blockschaltbild einer bevorzugten Einrichtung zur Durchführung des in 4 illustrierten Verfahrens.
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1 zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines typischen Anwendungsszenarios des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der Vorrichtung. Dabei handelt es sich um einer Kette 1 von Gleichspannungswandlern 2, 3 mit einem Aufwärts-Wandler (Boost-Konverter) 2 und einem Abwärts-Wandler (Buck-Konverter) 3. Der Aufwärts-Wandler 2 ist mit einer (Bord-)Netzspannung 4 verbunden, welche er in eine höhere Versorgungsspannung 5 umwandelt. Der Abwärts-Wandler 3 bzw. im Allgemeinen mehrere Abwärts-Wandler sind mit der bereitgestellten Versorgungsspannung 5 verbunden und erzeugen davon ausgehen einen vorgegebenen Ausgangsstrom 6. Die Ausgangsspannung des Abwärts-Wandlers 3 wird demzufolge dahingehend geregelt, dass sie je nach angeschlossenem Lastwiderstand (nicht abgebildet) den vordefinierten Ausgangsstrom 6 bewirkt.
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Die Gleichspannungswandler 2, 3 weisen – in an sich bekannter und daher nicht näher gezeigter oder beschriebener Weise – einen im Wesentlichen periodisch arbeitenden Schalter (vgl. Schalter 7 in 5) und einen oder mehrere Energiespeicher auf. Die gewünschte Ausgangsspannung oder der gewünschte Ausgangsstrom 6 des Abwärts-Wandlers 3 wird durch entsprechende Einstellung oder Regelung der Lade- und Entladezyklen des Energiespeichers erzielt. Ein Verlauf 8 des Ausgangsstroms 6 eines entsprechenden, im Stand der Technik bekannten Hysterese-Reglers ist in 2 dargestellt. Die Abszisse t ist eine Zeitachse, wobei die Skalierung so gewählt ist, dass etwa zwei volle Lade-/Entladezyklen des Energiespeichers ersichtlich sind. An der Ordinate I ist der Ausgangsstrom 6 des geregelten Wandlers 3 aufgetragen, wobei die beiden horizontalen gestrichelten Linien 9, 10 einen unteren Grenzwert 9 und einen oberen Grenzwert 10 des Ausgangsstroms 6 markieren. Der Bereich zwischen den beiden Grenzwerten 9, 10 ist der Hyterese-Bereich 11. Der vorgegebene Wert des Ausgangsstroms 6 sollte üblicherweise in der Mitte des Hysterese-Bereichs 11 zwischen den beiden Grenzwerten 9, 10 liegen.
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Der dargestellte Stromverlauf 8 beginnt mit einem Ladeabschnitt 12. Sobald der Ausgangsstrom 6 den oberen Grenzwert 10 überschreitet, wird der Ladeabschnitt 12 beendet und es beginnt ein Entladeabschnitt 13. Dabei kommt es aufgrund eine Schaltverzögerung ∆t (vgl. 3) häufig zu einer Überschreitung des oberen Grenzwerts 10. Dasselbe gilt analog für die Unterschreitung des unteren Grenzwertes 9. Hier wird, sobald der Ausgangsstrom 6 den unteren Grenzwert 9 erreicht, der Entladeabschnitt 13 beendet und ein neuer Ladeabschnitt 14 begonnen. Der Mittelwert des Ausgangsstroms 6 über einen oder mehrere Zyklen soll dem vorgegebenen Wert entsprechen. Dieses Ziel kann hier nur dann erreicht werden, wenn die Überschreitungen und Unterschreitungen der beiden Grenzwerte 10, 9 in einem Zyklus identisch wären. Dies ist jedoch in der Praxis nicht der Fall, da beispielsweise Schwankungen der Versorgungsspannung 5 und des Lastwiderstands zu sich ständig und schnell verändernden Bedingungen beitragen.
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Der Übergang vom zweiten Ladeabschnitt 14 zum zweiten Entladeabaschnitt 15 ist in 2 durch den rechteckigen Bereich III markiert und in 3 im Detail dargestellt. Die Diagrammachsen t, I sind dementsprechend identisch mit 2. Die horizontale gestrichelte Linie markiert den oberen Grenzwert 10 des Ausgangsstroms 6. Hier ist klar ersichtlich, dass das Umschalten vom Ladeabschnitt 14 in den Entladeabaschnitt 15 nicht sofort beim Erreichen des Grenzwerts 10 erfolgt, sondern erst nach einer Schaltverzögerung ∆t. Da der Energiespeicher des Abwärts-Wandlers 3 während der Zeit ∆t weiterhin geladen wird, steigt auch der Ausgangsstrom 6 weiter. Am Umkehrpunkt 16 zwischen dem Ladeabschnitt 14 und dem Entladeabschnitt 15 erreicht der Ausgangsstrom 6 einen Wert, der um eine Differenz ∆I oberhalb des oberen Grenzwerts 10 liegt. Nach dem Umkehrpunkt 16 muss während des Entladeabaschnitts 15 erst das Ausmaß ∆I der Überschreitung entladen werden, bevor der Ausgangsstrom 6 wieder innerhalb, d.h. in diesem Fall unterhalb, des oberen Grenzwerts 10 liegt.
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Wie in 2 und 3 erkennbar, sind die Steigungen des Ladeabschnitts 14 und des Entladeabaschnitts 15 im Allgemeinen verschieden. Eine konstante Schaltverzögerung ∆t führt somit zu verschiedenen Stromdifferenzen ∆I, wobei die Differenz ∆I desto größer ist, je größer die Steigung des verzögerten Abschnitts 14, 15 ist (wobei dies selbstverständlich auch mit negativem Vorzeichen, d.h. im Bereich des unteren Grenzwertes 9, gilt). Neben der sich ändernden Versorgungsspannung 5 und der sich ändernden Last trägt dieser Effekt ebenfalls zu den Schwankungen der Differenz ∆I bei. Außerdem müssen auch langsamere Veränderungen, beispielsweise aufgrund von Temperatureinflüssen oder Alterungserscheinungen, berücksichtigt werden. Ohne eine zusätzliche Regelung oder Kompensation weicht der Mittelwert des vom Abwärtswandler 3 erzeugten Stroms 6 unter den aufgezählten Einflüssen häufig stark von dem vorgegebenen Wert ab.
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In 4 ist ein Stromverlauf 17 bzw. ein Spannungsverlauf an einem Shunt-Widerstand 18 (vgl. 5) bei einer Stromregelung gemäß dem vorliegenden Verfahren dargestellt. Im Gegensatz zu 2 ändern sich hier die Grenzwerte 19, 20 in Abhängigkeit von der Zeit t. Die den unteren und oberen Grenzwert 19, 20 repräsentierenden gestrichelten Linien weisen einen variierenden allgemein stufenförmigen Verlauf auf, wobei der untere Grenzwert 19 periodisch zu einem unteren Basiswert 21 und der obere Grenzwert 20 periodisch zu einem oberen Basiswert 22 zurückkehrt. Dazwischen werden die Grenzwerte 19, 20 gemäß dem vorliegenden Verfahren verändert: sobald der Ausgangsstrom 6 den oberen Grenzwert 20 erreicht, beginnt der untere Grenzwert 19 symmetrisch mit dem weiter steigenden Ausgangsstrom 6 zu sinken, entsprechend dem Ausmaß der Überschreitung. Wenn ein Ladeabschnitt 23 endet und der Ausgangsstrom 6 bzw. dessen Verlauf 17 ein Maximum 24 erreicht, erreicht der untere Grenzwert 19 dementsprechend ein Minimum 25. Bei diesem Minimum 25 verbleibt der untere Grenzwert 19 auch dann noch, wenn der Ausgangsstrom 6 bereits wieder sinkt.
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Gemäß dem bekannten Regelungsprinzip sinkt der Ausgangsstrom 6 sodann, bis er den (veränderten) unteren Grenzwert 19, d.h. den Wert des Minimums 25, erreicht. Sobald der Ausgangsstrom 6 unter den unteren Grenzwert 19 sinkt, wird – analog zur Änderung des unteren Grenzwerts 19 – der obere Grenzwert 20 symmetrisch mit dem Verlauf 17 des sinkenden Ausgangsstroms 6 angehoben. Der Ausgangsstrom 6 erreicht ein Minimum 26, wenn der Entladeabschnitt 27 beendet wird und der darauf folgende Ladeabschnitt 28 beginnt. Das vom oberen Grenzwert 20 zu diesem Zeitpunkt erreichte Maximum 29 wird während des Ladeabschnitts 28 festgehalten. Sobald der Ausgangsstrom 6 während des Ladeabschnitts 28 den unteren Grenzwert 19 übersteigt, wird der untere Grenzwert 19 auf den unteren Basiswert 21 zurückgesetzt bzw. angehoben. Dort verbleibt der untere Grenzwert 19, während der Ausgangsstrom 6 den Hysterese-Bereich 30 durchquert. Erst wenn der Ausgangsstrom 6 wieder den oberen (nunmehr veränderten) Grenzwert 20, bzw. in diesem Fall den Wert des Maximums 29, übersteigt, wird der untere Grenzwert 19 – wie erläutert – wieder gesenkt. In gleicher Weise wird der obere Grenzwert 20 bis auf den oberen Basiswert 22 zurückgesetzt bzw. gesenkt, nachdem der Ausgangsstrom 6 nach einem Maximum 31 während eines Entladeabschnitts 32 wieder unter den oberen Grenzwert 20 sinkt.
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Im unteren Teil 33 von 4 sind die mit den beschriebenen Vorgängen verbundenen Signale S, R, Q (vgl. auch 5) bzw. deren zeitlicher Verlauf dargestellt. Im Einzelnen stellt die unterste Linie 34 ein Unterschreitungssignal S („Set“), die mittlere Linie 35 ein Überschreitungssignal R („Reset“) und die oberste Linie 36 ein Steuersignal Q dar. Das Steuersignal Q wird an den Schalter 7 (vgl. 5) des Abwärtswandlers 3 (vgl. 1) angelegt, wobei allerdings eine Verzögerung zwischen einer Änderung des Steuersignals Q und dem Umschalten des Schalters 7 zu berücksichtigen ist. Alle drei Signalen Q, R, S sind binär und nehmen daher jeweils nur den Wert 0 oder 1 bzw. „off“ oder „on“ an. Im Folgenden bedeutet das „Setzen“ eines Signals, dass es den Wert 1/on annimmt und das „Zurücksetzen“ eines Signals, dass es den Wert 0/off annimmt.
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Zu Beginn des dargestellten Ablaufs ist der Ausgangsstrom 6 kleiner als der untere Grenzwert 19 und daher das Unterschreitungssignal S gesetzt und das Überschreitungssignal R zurückgesetzt. Bei gesetztem Unterschreitungssignal S ist verfahrensbedingt immer auch das Steuersignal Q gesetzt. Sobald der Ausgangsstrom 6 den unteren Grenzwert 19 übersteigt, wird das Unterschreitungssignal S zurückgesetzt. Das Zurücksetzen des Unterschreitungssignals S oder des Überschreitungssignals R hat keinen direkten Einfluss auf das Steuersignal Q, welches daher seinen Zustand (on) beibehält. Daher bleibt der Schalter 7 des Abwärtswandlers 3 geschlossen, der Ausgangsstrom 6 steigt weiter und das Überschreitungssignal R bleibt zurückgesetzt. Sobald der Ausgangsstrom 6 den oberen Grenzwert 20 überschreitet, wird das Überschreitungssignal R gesetzt und verfahrensbedingt dadurch das Steuersignal Q zurückgesetzt. Aufgrund der Verzögerung zwischen dem Steuersignal Q und dem Zustand des Schalters 7 steigt der Strom 6 während der Verzögerung weiter und beginnt erst dann wieder zu sinken. Wenn der Ausgangsstrom 6 unter den oberen Grenzwert 20 fällt, wird das Überschreitungssignal R zurückgesetzt, wobei das Steuersignal Q seinen Zustand (off) beibehält. Erst wenn der Ausgangsstrom 6 unter den unteren Grenzwert 19 sinkt, wird das Unterschreitungssignal S gesetzt und mit ihm das Steuersignal Q. Nach einer Verzögerung wird der Schalter 7 des Abwärts-Wandlers 3 wieder geschlossen, der folgende Ladeabschnitt 28 beginnt und der beschriebene Ablauf beginnt von Neuem.
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Das Zurücksetzen der Grenzwerte 19, 20 auf die jeweiligen Basiswerte 21, 22 hängt ebenfalls mit den beschriebenen Signalen S, R zusammen: Beim Zurücksetzen des Unterschreitungssignals S wird das Anheben des unteren Grenzwerts 19 auf den unteren Basiswert 21 veranlasst, wobei diese Änderung erst mit einer Verzögerung ausgelöst wird. Die (optionale) Verzögerung dient dazu, dass der untere Grenzwert 19 nicht sofort beim Überschreiten des (nach unten geänderten) unteren Grenzwerts 19 angehoben wird und das Unterschreitungssignal S aufgrund des dadurch unter dem unteren Grenzwert 19 liegenden Ausgangsstroms 6 erneut ausgelöst wird. In analoger Weise wird der (nach oben geänderte) obere Grenzwert 20 auf den oberen Basiswert 22 abgesenkt, sobald bzw. kurz nachdem das Überschreitungssignal R zurückgesetzt wird. Falls eine Verzögerung eingesetzt wird, muss sichergestellt sein, dass der Basiswert 21, 22 erreicht wird, bevor eine erneute Änderung des jeweiligen Grenzwerts 19, 20 beginnt, d.h. der untere Grenzwert 19 muss rechtzeitig angehoben werden, bevor eine Überschreitung des oberen Grenzwerts 20 und die damit einhergehende (erneute) Absenkung des unteren Grenzwerts 19 beginnt, und der obere Grenzwert 20 muss rechtzeitig abgesenkt werden, bevor eine Unterschreitung des unteren Grenzwerts 19 und die damit einhergehende (erneute) Anhebung des oberen Grenzwerts 20 beginnt.
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Eine zur Durchführung des vorliegenden Verfahrens eingerichtete Einrichtung 37 ist in 5 anhand eines schematischen Blockschaltbilds dargestellt. Dabei sind ein Schalter 7 eines Abwärts-Wandlers 3 (vgl. 1) sowie ein ausgangsseitig mit dem Abwärts-Wandler 3 verbundener Shunt-Widerstand 18 schematisch angedeutet. Der Schalter 7 ist bevorzugt ein Halbleiterschalter, insbesondere ein FET. Sowohl der Schalter 7 als auch der ShuntWiderstand 18 liegen hier außerhalb eines mit einer Umrandung angedeuteten integrierten Schaltkreises 38. Es wäre aber ebenso denkbar, den Schalter 7 und/oder den Shunt-Widerstand 18 zur Montagevereinfachung in den integrierten Schaltkreis 38 aufzunehmen.
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Mit dem zu einem Last-Stromkreis (nicht gezeigt) gehörenden Shunt-Widerstand 18 ist ein Messverstärker 39 verbunden. Der Messverstärker 39 misst den Spannungsabfall an dem Shunt-Widerstand 18 und somit indirekt den – über den Shunt-Widerstand 18 fließenden – Last- bzw. Ausgangsstrom 6 des Abwärts-Wandlers 3. Der Messverstärker 39 gibt einen Strom Ii ab, welcher proportional zum Spannungsabfall am Shunt-Widerstand 18 und somit proportional zum Ausgangsstrom 6 ist. Beispielsweise können der Shunt-Widerstand 18 und der Messverstärker 39 so gewählt sein, dass bei einem Ausgangsstrom 6 von 1 A der Verstärker 39 einen Strom Ii von 1 mA abgibt.
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Mit dem Ausgang des Messverstärkers 39 ist eine Mittelstromsenke 40 verbunden. Die Mittelstromsenke 40 entnimmt – selbstverständlich unter Berücksichtigung der Skalierung bzw. des Proportionalitätsfaktors zwischen dem Ausgangsstrom 6 und dem vom Messverstärker 39 abgegebenen Strom Ii – einen Anteil Iavg des vom Messverstärker 39 abgegebenen Stroms Ii, welcher dem vordefinierten bzw. gewünschten mittleren Ausgangsstrom entspricht.
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Der verbleibende Strom (Ii-Iavg) fließt über ein Netzwerk 41 von Verstärker-Widerständen 42, 43, 44, welches den Ausgang des Messverstärkers 39 bzw. der Mittelstromsenke 40 mit zwei Halbschwingungsquellen 45, 46 bzw. -senken verbindet. Die Verstärker-Widerstände 42, 43, 44 wandeln den von den Stromquellen 40, 45, 46 und Verstärkern 39, 47, 48 erzeugten bzw. entnommenen Strom in Spannungen um. Die Halbschwingungsquellen 45, 46 sind demzufolge Stromquellen bzw. -senken, welche dafür sorgen, dass die an den jeweils zugeordneten Verstärkerwiderständen 43, 44 anliegende Spannung die relative Lage des gemessenen Ausgangsstroms 6 zu dem jeweiligen (unteren oder oberen) Grenzwert 19, 20 (vgl. 4) wiedergibt.
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Zwei Komparatoren 49, 50 überwachen die Spannung zwischen dem Eingang 51 des Widerstandsnetzwerks 41 (Eingangsspannung; im Folgenden der Einfachheit halber ebenfalls mit 51 bezeichnet) und jeweils einem der beiden Ausgänge 52, 53 (untere Ausgangsspannung bzw. obere Ausgangsspannung; im Folgenden der Einfachheit halber ebenfalls mit 52 bzw. 53 bezeichnet). Dabei sind die Komparatoren 49, 50 mit umgekehrtem Vorzeichen mit dem Widerstandsnetzwerk 41 verbunden, d.h. der Eingang 51 des Widerstandsnetzwerks 41 liegt beim oberen Komparator 50 am positiven Eingang und beim unteren Komparator 49 am negativen Eingang. Je nachdem, welche der an den Eingängen anliegenden Spannungen höher ist, setzen (bei einer höheren Spannung am positiven Eingang) oder löschen (bei einer höheren Spannung am negativen Eingang) die Komparatoren 49, 50 ein Signal S, R an ihrem Ausgang. Die Ausgänge der Komparatoren 49, 50 sind mit einem R-S-Flip-Flop-Schalter 54 verbunden, wobei das Signal des oberen Komparators 50 das Überschreitungssignal R ist und das Signal des unteren Komparators 49 das Unterschreitungssignal S ist. Die beiden Signale R, S steuern das am Ausgang des R-S-Flip-Flop-Schalters 54 auftretende Steuersignal Q in der in Verbindung mit 4 beschriebenen Art und Weise: Beim Setzen des Unterschreitungssignals S wird das Steuersignal Q gesetzt und beim Setzen des Überschreitungssignals R wird das Steuersignal Q zurückgesetzt. Der Ausgang des R-S-Flip-Flop-Schalters 54 ist mit einem Gate-Treiber 55 verbunden, der das Steuersignal Q in eine zum Ansteuern des Wandler-Schalters 7 geeignete Spannung umsetzt. Die vorliegende Vorrichtung 37 bestimmt somit anhand des Steuersignals Q die Umschaltzeitpunkte zwischen Ladeabschnitten 23, 28 und Entladeabaschnitten 27, 32 (vgl. 4) des gesteuerten Gleichspannungswandlers 3 bzw. dessen Energiespeichers (z.B. seine Induktivität).
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Mit den Eingängen des oberen Komparators 50 und jenen des unteren Komparators 49 ist jeweils eine Kompensationsschaltung 56, 57 verbunden. Die Kompensationsschaltungen 56, 57 umfassen jeweils eine Registrierschaltung 58, 59 und einen Kompensationsverstärker 47, 48. Die Registrierschaltungen 58, 59 weisen jeweils eine Diode 60, 61 und ein Speicherelement in Form eines Kondensators 62 bzw. 63 auf, wobei die Diode 60, 61 in beiden Fällen in Richtung vom positiven Eingang des Komparators 49, 50 zum negativen Eingang gerichtet ist. Der Kondensator 62, 63 kann somit jeweils nur dann geladen werden, wenn auch das Ausgangssignal des jeweiligen Komparators 49, 50 gesetzt ist. Da die Komparatoren 49, 50 – wie oben erwähnt – mit umgekehrten Vorzeichen arbeiten, trifft dasselbe auch für die Registrierschaltungen 58, 59 bzw. deren Dioden 60, 61 zu. Demzufolge wird der Kondensator bzw. Tiefststand-Kondensator 62 der unteren Registrierschaltung 58 geladen, wenn die Eingangsspannung 51 unter die untere Ausgangsspannung 52 sinkt, respektive wird der Kondensator bzw. Höchststand-Kondensator 63 der oberen Registrierschaltung 59 geladen, wenn die Eingangsspannung 51 über die obere Ausgangsspannung 53 steigt. Die Registrierschaltungen 58, 59 arbeiten folglich als Peak-Gleichrichter, welche jeweils das Maximum der in Diodenrichtung erreichten Spannung anhand der Ladung des Kondensators 62, 63 registrieren. Exakt wird dabei jeweils die Spannungsspitze abzüglich der Vorwärtsspannung der jeweils dem Kondensator 62, 63 vorgeschalteten Diode 60, 61 registriert. Die aus der Diodenspannung resultierende Abweichung ist – unter Annahme identischer Diodenspannungen bei beiden Dioden 60, 61 – spiegelsymmetrisch, hebt sich daher in Summe über einen vollen Zyklus auf und hat somit keinen Einfluss auf den Mittelwert des Ausgangsstroms 6. Vorteilhafterweise sind die Registrierschaltungen 58, 59 außerdem so eingerichtet, dass die Kondensatoren 62, 63, zumindest der obere Kondensator 63 während des Anfahrens der Vorrichtung, d.h. etwa während der ersten Hälfte des ersten Ladeabschnitts, nicht geladen werden bzw. wird.
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Mit den Kondensatoren 62, 63 der Registrierschaltungen 58, 59 ist jeweils ein Kompensationsverstärker 47, 48 verbunden, welcher in Abhängigkeit von der am zugehörigen Kondensator 62, 63 anliegenden Spannung einen Kompensationsstrom erzeugt. Die Ausgänge der Kompensationsverstärker 47, 48 sind überkreuzt mit den gegenüberliegenden Ausgängen 53, 52 des Widerstandsnetzwerks 41 verbunden. Der mit dem Kondensator 63 der oberen Registrierschaltung 59 verbundene obere Kompensationsverstärker 48 erzeugt einen Kompensationsstrom, welcher die untere Ausgangsspannung 52 porportional zur Ladung des Kondensators 63 absenkt; der mit dem Kondensator 62 der unteren Registrierschaltung 58 verbundene untere Kompensationsverstärker 47 erzeugt einen Kompensationsstrom, welcher die obere Ausgangsspannung 53 porportional zur Ladung des Kondensators 62 anhebt. Die Kompensationsverstärker 47, 48 sind dabei so eingerichtet, dass die Kompensationsströme in Abstimmung mit dem Messverstärker 39 und den Halbschwingungsquellen 45, 46 skaliert sind.
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Bei einem genau am Mittelwert liegenden Ausgangsstrom 6 fließt kein Strom über den zentralen Verstärker-Widerstand 42 und die daran anliegende Spannung verschwindet. Der die drei Verstärker-Widerstände 42, 43, 44 verbindende Knoten 64 liegt somit auf einem Potential, welches dem vorgegebenen Mittelwert des Ausgangsstroms 6 entspricht. Davon ausgehend fließt über den oberen Verstärker-Widerstand 44 ein Strom, welcher der halben Schwingungsamplitude (d.h. dem oberen Grenzwert 20 abzüglich des vorgegebenen Mittelwerts) entspricht plus ein vom unteren Kompensationsverstärker 47 erzeugter Kompensationsstrom. Analog, jedoch mit gegenüber dem zentralen Knoten 64 umgekehrten Vorzeichen, fließt über den unteren Verstärker-Widerstand 43 ein Strom, welcher der halben Schwingungsamplitude (d.h. dem vorgegebenen Mittelwert abzüglich des unteren Grenzwerts 19) entspricht plus ein vom oberen Kompensationsverstärker 48 erzeugter Kompensationsstrom.
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Zur Entladung der Kondensatoren 62, 63 weisen die beiden Registrierschaltungen 58, 59 jeweils einen Rückstellschalter 65, 66 auf. Die Rückstellschalter 65, 66 sind – wie die Kompensationsverstärker 47, 48 – beidseitig mit dem jeweiligen Kondensator 62, 63 verbunden, so dass ein geschlossener Rückstellschalter 65, 66 den zugeordnete Kondensator 62, 63 entlädt. Die Steuereingänge der Rückstellschalter 65, 66 sind jeweils mit einem Pulsgenerator 67, 68 verbunden, wobei der Rückstellschalter 66 der oberen Kompensationsschaltung 57 mit einem unteren Pulsgenerator 67 und der Rückstellschalter 65 der unteren Kompensationsschaltung 56 mit einem oberen Pulsgenerator 68 (die Verbindungen sind mit gleichen Buchstaben A, B bezeichnet) verbunden ist. Die Pulsgeneratoren 67, 68 sind Teil der unteren bzw. oberen Kompensationsschaltung 56, 57 und jeweils mit dem Ausgang des zugeordneten Komparators 49, 50 verbunden und so konfiguriert, dass sie beim Zurücksetzen des Komparatorsignals S, R ein Pulssignal mit einer vorgegebenen Breite, beispielsweise etwa 10 ns, abgeben. Demzufolge wird beim Zurücksetzen des Unterschreitungssignals S die obere Registrierschaltung 59 zurückgesetzt bzw. deren Kondensator 63 entladen und beim Zurücksetzen des Überschreitungssignals R die untere Registrierschaltung 58 zurückgesetzt bzw. deren Kondensator 62 entladen.
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Wie bereits eingangs bemerkt, wird die Welligkeit des Ausgangsstroms 6 beim vorliegenden Verfahren zugunsten einer erheblich geringeren Abweichung des Mittelwerts vom vorgegebenen Wert insgesamt gegenüber der Verwendung der konstanten Grenzwerte erhöht. Diesem Effekt kann jedoch entgegengewirkt werden, indem die Basiswerte 21, 22 der Grenzwerte 19, 20 entsprechend angepasst werden, d.h. der untere Basiswert 21 kann entsprechend erhöht und der obere Basiswert 22 entsprechend gesenkt werden, so dass geringere Zeitabstände zwischen den Umschaltvorgängen und somit eine geringere Welligkeit erzielt wird.
