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Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungsschalter gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1. Induktive Näherungsschalter sind seit langem bekannt und werden u. a. auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben. Sie weisen einen Oszillator oder Generator zur Erzeugung einer meist periodischen Wechselspannung auf. Mit dieser Wechselspannung wird eine Sendespule gespeist, so dass in einem Überwachungsbereich ein magnetisches Wechselfeld entsteht. Ist ein leitfähiges meist metallisches Objekt (Target) im Überwachungsbereich, so kommt es durch induzierte Wirbelströme zu Wechselwirkungen mit dem Magnetfeld. Diese Wechselwirkungen sind an der Sendespule und/oder auch an einer separaten Empfangsspule nachweisbar. Es kommt zur Amplitudenänderung an der Sendespule bzw. an der Empfangsspule. Bei Targets mit ferromagnetischen Eigenschaften treten zusätzlich Phasenverschiebungen und/oder Frequenzänderungen auf. Zur Auswertung wird das vom Target beeinflusste Wechselspannungssignal zunächst gleichgerichtet und anschließend einem Schmitt-Trigger oder Komparator zur Erzeugung eines binären Schaltsignals zugeführt. In neuerer Zeit werden auch phasenempfindliche Gleichrichter mit Analog-Digital-Wandlern oder sogar digitale Signalprozessoren eingesetzt.
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Um ein stabiles Schaltsignal zu enthalten, aber auch um Störimpulse zu beseitigen, wird das gleichgerichtete Sensorsignal meist einem Tiefpass oder einem analogen Integrator zugeführt, wobei es sich meist um ein oder mehrere RC-Glieder handelt.
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Die
EP1183779B1 zeigt einen Oszillator für einen induktiven Näherungsschalter mit einem Schwingkreis und einem Komparator, an dessen Ausgang ein zum Oszillator phasensynchrones Rechtecksignal (Taktsignal) zur Verfügung steht. Die
DE 10 2004 034 190 B4 zeigt einen induktiven Näherungsschalter mit Komparator und Synchrongleichrichter. Am Ausgang des Synchrongleichrichters befindet sich ein Tiefpass zur Glättung des demodulierten Oszillatorsignals.
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Die
DE3704893A1 zeigt eine Anordnung zum Schutz gegen Signalverfälschung durch magnetische Wechselfelder für einen induktiven Näherungsschalter mit einer sperrbaren Halteschaltung in Form eines D-Flip-Flop, wobei der Ausgang der sperrbaren Halteschaltung dann und nur dann seinen Signalzustand entsprechend des Sensors ändert, wenn kein störendes magnetisches Wechselfeld anliegt. Die auf diese Weise entstehende Totzeit hängt allein von den Störfeldern ab und ist nicht vom Bediener beeinflussbar.
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Als Nebeneffekt bei der Glättung des Signals kommt es allerdings auch zu einer oftmals ungewollten Verzögerung des Schaltsignals.
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Außerdem entstanden mit der Weiterentwicklung der Mikroelektronik angesichts der großen Stückzahlen auch anwendungsspezifische integrierte Schaltkreise (ASICs) für induktive Näherungsschalter. Mit dieser Technologie sind aktive Bauelemente wie Transistoren oder Logikgatter in großer Stückzahl integrierbar. Problematisch und platzaufwändig ist allerdings die Realisierung von Kapazitäten.
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Deshalb wird die Aufgabe der Erfindung darin gesehen, eine Schaltung für einen schnell schaltenden induktiven Näherungsschalter anzugeben, bei dem ein für den Zeitraum von einigen Millisekunden bis in den Zehntelsekundenbereich stabiles Schaltsignal ohne Verwendung von Kondensatoren erreichbar ist.
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Diese Aufgabe wird mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche betreffen die vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung.
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Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, das bekannte phasensynchrone Taktsignal unter Verwendung einfacher Logikbausteine so mit dem Oszillatorsignal zu verknüpfen, dass ein über mindestens eine Schwingungsperiode des Oszillators stabiles Ausgangssignal entsteht. Das geschieht erfindungsgemäß mit einer binären Logikeinheit (digitaler Demodulator), die im einfachsten Fall aus einem statischen RS-Flip-Flop und einem taktflankengesteuerten D-Flip-Flop besteht. In einer vorteilhaften Ausgestaltung ist die Schaltverzögerung variabel und kann mit Hilfe eines steuerbaren Totzeitgliedes entweder von der Systemsteuerung oder von einem Bediener eingestellt werden. Das geschieht erfindungsgemäß vorteilhaft mit Hilfe eines Binärzählers in der Taktleitung.
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Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert.
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2 zeigt ein erstes Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters.
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3 zeigt die Impulsdiagramme des induktiven Näherungsschalters nach 2.
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4 zeigt ein zweites Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Näherungsschalters.
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5 zeigt die Impulsdiagramme eines induktiven Näherungsschalters nach 4.
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1 zeigt Stand der Technik aus der
EP1183779B1 und der
DE 10 2004 034 190 B4 . In der oben gezeigten Schaltung bilden die Spule L1 und die Kapazität C1 einen Parallelschwingkreis, der von einem Differentialkomparator IC angeregt wird. Die Oszillatorspule L1 dient offenbar auch als Sendespule. Der Schwingkreis ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators verbunden und wird über den Widerstand R4 mit Strom versorgt. Der Arbeitspunkt wird mit der Spannung Vref eingestellt. R3 und C3 dienen zur Verbesserung des Anschwingverhaltens. Am Eingang des Komparators IC steht ein von einem Objekt im Überwachungsbereich beeinflussbares Sinussignal Vosc zur Verfügung. Am Ausgang des Komparators IC erscheint Vcomp als phasensynchrones Rechtecksignal, das wie unten gezeigt, zur Synchrongleichrichtung genutzt werden kann. In der unten gezeigten Schaltung wird das Oszillatorsignal direkt am Schwingkreis abgenommen und zunächst einem aus dem Transistor T1 und dem Widerstand R4 bestehenden Impedanzwandler zugeführt. Der Komparatorausgang steuert einen Feldeffekttransistor T2, der als Synchrongleichrichter wirkt. Anschließend wird das Ausgangssignal des Synchrongleichrichters von einem aus R6 und C6 bestehenden Tiefpass geglättet.
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2 zeigt die wesentlichen Baugruppen eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters, wobei ein von einer Spule erzeugtes magnetisches Wechselfeld in bekannter Weise zum Nachweis eines elektrisch leitfähigen Objektes (Targets) in einem Überwachungsbereich dient. Das magnetische Wechselfeld wird vom Oszillator 1 mit einer Sendespule 2 erzeugt. Je nach der Bedämpfung des Oszillators 1 wird von einer Auswerteschaltung 3 ein binäres Schaltsignal erzeugt. Der frequenzbestimmende Schwingkreis des Oszillators 1 weist neben der Spule LS, die hier auch als Sendespule 2 dient, eine Kapazität CS und einen Widerstand RS auf. Der Widerstand RS repräsentiert auch die im Target erzeugten Wirbelströme. Der Schwingkreis wird durch einen Komparator 4 angeregt. Diese Schaltung erzeugt neben dem Sinussignal auch ein synchrones Rechtecksignal. Damit ist sie für einen erfindungsgemäßen Näherungsschalter besonders geeignet. Die Erfindung ist aber auch mit einem Sinusgenerator und einem separaten Komparator 4 realisierbar. Die Sendespule 2 muss auch nicht notwendigerweise frequenzbestimmend sein.
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Das synchrone Rechtecksignal steht am Ausgang Q4 als Taktsignal zur Verfügung. Die Schaltung weist einen zweiten Komparator 5 auf, der die Spannung an der Sendspule 2 mit einer Referenzspannung Uref vergleicht. Das Ausgangssignal wird unter Zuhilfenahme des Taktsignals von einer digitalen Logikeinheit 6 in eine Gleichspannung ungewandelt und der Auswerteeinheit 3 zugeführt. Obwohl der Komparator 5 nur kurzzeitig bei Überschreitung der Referenzspannung Uref schaltet, liefert die binäre Logikeinheit 6 ein über die gesamte Oszillatorperiode stabiles Ausgangssignal. Die Funktion der binären Logikeinheit 6 wird in 3 näher erläutert.
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Im oberen Diagramm der 3 ist das Oszillatorsignal am Komparator 5 dargestellt. Das zweite zeigt das Taktsignal am Ausgang Q4 des ersten Komparators 4 und das dritte Diagramm das Ausgangssignal des zweiten Komparators 5. Solange der Oszillator 1 von einem Objekt im Überwachungsbereich bedämpft ist, wird die Referenzspannung Uref nicht erreicht. Damit bleiben der Ausgang Q5 und damit auch der Rücksetzeingang R des RS-Flip-Flops 7 auf L. Weil das RS-Flip-Flop 7 mit NOR-Gliedern aufgebaut und deshalb H-aktiv ist, bleibt das ständig am Rücksetzeingang R anliegende L-Signal praktisch ohne Wirkung auf den Ausgang Q7. Dieser wird mit jedem Taktsignal gesetzt und bleibt wegen des ausbleibenden Rücksetzsignals im H-Zustand. Das H-Signal wird von dem taktflankengesteuerten D-Flip-Flop 8 übernommen und steht somit auch am Ausgang Q8 als H-Signal an.
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Erreicht die Oszillatoramplitude den Wert von Uref, geht der Komparatorausgang Q5 auf H. Damit wird das RS-Flip-Flop 7 über seinen Rücksetzeingang R zurückgesetzt und der Ausgang Q7 nimmt den L-Zustand an. Der Dateneingang des statisch getakteten D-Flip-Flops 8 liegt damit auch auf L. Dieser Zustand wird aber erst mit der nächsten fallenden Taktflanke übernommen. Der Ausgang Q8 geht somit auf H und signalisiert der Auswerteeinheit 3 einen freien Überwachungsbereich. Die mit der steigenden Taktflanke verbundene Änderung von Q7 wird nicht übernommen. Der Ausgang Q8 kann erst in der nächsten Periode bei Unterschreitung der Referenzspannung Uref zurückgesetzt werden.
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Erfindungsgemäß sind nur taktsynchrone Änderungen des Schaltzustandes möglich. Das System reagiert sehr schnell, nämlich innerhalb einer Oszillatorperiode auf die Bedämpfung des Oszillators 1 und ist trotzdem weitgehend störsicher, da die Umschaltung nur mit der fallenden Taktflanke im Nulldurchgang des Oszillators 1 möglich ist. Es werden keine Kapazitäten zur Integration des Sensorsignals benötigt. Dadurch ist die erfindungsgemäße Anordnung sehr gut für integrierte Schaltungen geeignet.
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4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters mit einem digitalen Totzeitglied 9. Hier erfolgt die Übernahme des Sensorsignals durch das D-Flip-Flop 8 erst mit einer gewissen Verzögerung. Zu diesem Zweck durchläuft das Taktsignal einen Binärzähler 9, der den Takt des Oszillatorsignals herunterteilt und somit als digitales Totzeitglied 9 wirkt. Dadurch werden unerwünscht schnelle Signalwechsel am Ausgang des Näherungsschalters vermieden, ohne dass eine zusätzliche Kapazität zur Signalverzögerung erforderlich ist. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass der Binärzähler von der Auswerteeinheit, ganz oder teilweise überbrückt werden kann, so dass die Totzeit auch von einem Bediener an die jeweilige Messaufgabe des Näherungsschalters angepasst werden kann.
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5 zeigt das zugehörige Impulsdiagramm. Wie man sieht, erfolgt die Übernahme durch das D-Flip-Flop nach jeden vierten Impuls. Damit bleibt das Ausgangssignal so über mindestens 4 Oszillatorperioden stabil. Ebenso werden Störsignale innerhalb der vier Pulse unterdrückt. Eine generelle Störaustastung wird damit allerdings nicht erreicht.
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Die Erfindung betrifft einen Induktiver Näherungsschalter mit einem Oszillator 1 zur Erzeugung einer Wechselspannung und einer Sendespule 2 zur Erzeugung eines hochfrequenten magnetischen Wechselfeldes, wobei die Sendespule 2 zum frequenzbestimmenden Schwingkreis des Oszillators 1 gehört oder fremd gesteuert sein kann. Das Magnetfeld kann von einem im Überwachungsbereich des Näherungsschalters befindlichen Target beeinflusst werden. Die Auswerteeinheit 3 dient hierbei zur Erzeugung eines binären Schaltsignals. Der erste Komparator 4 erzeugt ein zum Oszillatorsignal synchrones Taktsignal und der zweite Komparator 5 vergleicht das vom Target beeinflusste Oszillatorsignal mit einer Referenzspannung Uref. Erfindungsgemäß werden der Ausgang des ersten Komparators 4 und der Ausgang des zweiten Komparators 5 mit einer binären Logikeinheit 6 verknüpft. Die Logikeinheit 6 nimmt einen von der Anwesenheit des Targets anhängigen binären Schaltzustand ein, wobei jeder Signalwechsel am Komparator 5 mit der binären Logikeinheit 6 nachweisbar ist. Dabei bleibt Ihr Schaltzustand für mindestens eine Schwingungsperiode des Oszillators 1 erhalten. In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die binäre Logikeinheit 6 ein RS-Flip-Flop 7 und ein D-Flip-Flop 8 auf. In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist die binäre Logikeinheit 6 mit einem digitalen Totzeitglied 9 zur Verzögerung des Signalwechsels bei Erzeugung des binären Schaltsignals verbunden. Hierbei können die binäre Logikeinheit 6 und das Totzeitglied 9 Bestandteile einer programmierbaren Logikeinheit 10 innerhalb der Auswerteeinheit 3 sein. Abschließend sei noch darauf hingewiesen, dass die Funktionen der binären Logikeinheit 6 und des Totzeitgliedes 9 ebenfalls als Software in der programmierbaren Logikeinheit 10 hinterlegt sein können. Das gilt auch für die beiden Komparatoren 4 und 5, deren Ein- und Ausgänge in diesem Fall durch einen Mikrocontroller in der der Auswerteeinheit 3 nachgebildet werden.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Oszillator
- 2
- Sendespule
- 3
- Auswerteeinheit
- 4
- Erster Komparator (Differentialkomparator, Operationsverstärker)
- 5
- Zweiter Komparator
- 6
- Binäre Logikeinheit, Demodulatorschaltung
- 7
- Zustandsgesteuertes RS-Flip-Flop
- 8
- Taktflankengesteuertes D-Flip-Flop
- 9
- Digitales Totzeitglied, Binärzähler
- 10
- Programmierbare Logikeinheit
