DE102011111645A1

DE102011111645A1 - Method and Apparatus For Bridgeless Power Factor Correction

Info

Publication number: DE102011111645A1
Application number: DE102011111645A
Authority: DE
Inventors: Hangseok CHOI
Original assignee: Fairchild Semiconductor Corp
Current assignee: Fairchild Semiconductor Corp
Priority date: 2010-08-26
Filing date: 2011-08-25
Publication date: 2012-04-19
Also published as: CN102386759A; US20120051107A1; KR20120020080A; CN102386759B; US8482942B2; TW201222193A

Abstract

Dieses Dokument diskutiert unter anderem eine verbesserte brückenlose Leistungsfaktor-Korrektur(PFC)-schaltung. Bei einem Beispiel kann die PFC-Schaltung einen ersten Schalter (303) und eine Steuerschaltung (314) enthalten, wobei die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Vorsehen eines Schaltzyklus, zum Erzeugen eines Trägersignals entsprechend dem Schaltzyklus, und zum Erzeugen eines Steuersignals für den ersten Schalter während des Schaltzyklus. Bei einem Beispiel kann die Steuerschaltung ein erstes Signal empfangen, das einen Strom durch den ersten Schalter anzeigt, und einen Tastzyklus für den ersten Schalter unter Verwendung eines Vergleichs des ersten Signals und des Trägersignals erzeugen. Bei einem Beispiel kann die Steuerschaltung das Trägersignal am Anfang des Schaltzyklus initiieren und eine Trägersignaldauer entsprechend einem Bruchteil der Dauer des Schaltzyklus der PFC-Schaltung vorsehen (z. B. die Hälfte, ein Drittel, usw.).

Description

HINTERGRUND
Der Leistungsfaktor eines elektrischen Wechselstromsystems ist definiert als das Verhältnis von zu einer Last fließenden Wirkleistung zu der Scheinleistung. Beispielsweise ist der Leistungsfaktor eines elektrischen Wechselstromsystems mit sinusförmigen Strom- und Spannungswerten der Kosinus des Phasenwinkels zwischen den Strom- und Spannungswellenformen. Der Leistungsfaktor eines elektrischen Wechselstromsystems mit nichtsinusförmiger Strom- oder Spannungswellenform besteht aus mehreren Faktoren, enthaltend den Versetzungsfaktor in Bezug auf den Phasenwinkel und den Verzerrungsfaktor, der auf die nichtsinusförmige Wellenform bezogen ist.
Allgemein kann Wirkleistung (z. B. Watt) definiert werden als die Leistung, die echte Arbeit erzeugt, Blindleistung kann definiert werden als die Leistung, die zur Erzeugung der magnetischen Felder erforderlich ist (z. B. Verlustleistung), um zu ermöglichen, dass reelle Arbeit geleistet werden kann, und Scheinleistung kann definiert werden als die Gesamtleistung, die erforderlich ist, um die gewünschte Wirkleistung zu erzeugen. Der Leistungsfaktor eines elektrischen Wechselstromsystems kann zwischen 0 und 1 variieren, wobei 1 eine reine Widerstandsschaltung ohne Blindleistungsverlust darstellt. Wenn der Leistungsfaktor des elektrischen Wechselstromsystems nicht gleich 1 ist, folgt die Stromwellenform nicht der Spannungswellenform, was nicht nur zu Leistungsverlusten führt, sondern auch potentiell Harmonische bewirkt, die durch das elektrische Wechselstromsystem hindurchgehen, wobei sie potentielle Durchschläge bei anderen Vorrichtungen bewirken.
Demgemäß können Schaltungen zur Leistungsfaktorkorrektur (PFC) verwendet werden, um den Leistungsfaktor eines elektrischen Wechselstromsystems zu erhöhen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den Zeichnungen, die nicht notwendigerweise maßstabsgemäß wiedergegeben sind, können gleiche Zahlen ähnliche Komponenten in verschiedenen Ansichten beschreiben. Gleiche Zahlen mit unterschiedlichem Buchstabensuffix können verschiedene Beispiele von ähnlichen Komponenten darstellen. Die Zeichnungen illustrieren allgemein durch Beispiele, aber nicht beschränkend, verschiedene Ausführungsbeispiele, die in dem vorliegenden Dokument diskutiert werden.
1 illustriert allgemein eine brückenlose PFC-Schaltung nach dem Stand der Technik.
2A illustriert allgemein ein Steuerschema für eine bestehende brückenlose PFC-Schaltung.
2B illustriert allgemein einen unter Verwendung des Steuerschemas nach 2A erzeugten Gatesteuerimpuls.
3 illustriert allgemein eine brückenlose Leistungsfaktorkorrektur-Schaltung mit einer Steuerschaltung gemäß einem Beispiel des vorliegenden Gegenstands.
4 illustriert allgemein einen unter Verwendung des Steuerschemas nach 3 erzeugten Gatesteuerimpuls.
ÜBERSICHT
Die vorliegenden Erfinder haben unter anderem eine verbesserte brückenlose Leistungsfaktorkorrektur(PFC)-Schaltung erkannt. Bei einem Beispiel kann die PFC-Schaltung einen ersten Schalter und eine Steuerschaltung enthalten, wobei die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Vorsehen eines Schaltzyklus, um ein Trägersignal entsprechend dem Schaltzyklus zu erzeugen und um ein Steuersignal für den ersten Schalter während des Schaltzyklus zu erzeugen. Bei einem Beispiel kann die Steuerschaltung ein erstes Signal, das einen Strom anzeigt, über den ersten Schalter empfangen und unter Verwendung eines Vergleichs zwischen dem ersten Signal und dem Trägersignal einen Tastzyklus für den ersten Schalter erzeugen. Bei einem Beispiel kann die Steuerschaltung das Trägersignal am Anfang des Schaltzyklus initiieren und eine Dauer des Trägersignals entsprechend einem Bruchteil einer Dauer des Schaltzyklus der PFC-Schaltung vorsehen (z. B. die Hälfte, eine Drittel, usw.).
Diese Übersicht soll einen Überblick über den Gegenstand der vorliegenden Patentanmeldung geben. Sie ist nicht dafür vorgesehen, eine ausschließliche oder umfassende Erläuterung der Erfindung zu geben. Die detaillierte Beschreibung ist vorgesehen, um weitere Informationen über die gegenwärtige Patentanmeldung zu geben.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Der vorliegende Gegenstand enthält Vorrichtungen und Verfahren zur verbesserten Leistungsfaktorkorrektur (PFC) und eine geringere Gesamtverzerrung durch Harmonische einer brückenlosen PFC, selbst wenn die brückenlose PFC kleine Induktivitätswerte enthält.
1 illustriert allgemein eine brückenlose PFC-Schaltung 100 nach dem Stand der Technik. Die brückenlose PFC-Schaltung 100 ist an eine Wechselstromquelle 101 gekoppelt und sieht einen Gleichstromausgang 102 vor. Die brückenlose PFC-Schaltung 100 enthält einen ersten Schalter 103 und eine erste Diode 104, die in Reihe zwischen die positive und die negative Schiene des Gleichstromausgangs 102 geschaltet sind, sowie einen zweiten Schalter 105 und eine zweite Diode 106, die in Reihe zwischen die positive und die negative Schiene des Gleichstromausgangs 102 geschaltet sind. Die Wechselstromquelle 101 ist über eine erste und eine zweite Induktivität 107, 108 mit jeweils einem ersten und einem zweiten Verbindungspunkt 109, 110 zwischen jedem Paar aus dem ersten Schalter 103 und der ersten Diode 104 sowie dem zweiten Schalter 105 und der zweiten Diode 106 verbunden. Die brückenlose PFC-Schaltung 100 enthält einen Spannungsteiler 111 und einen Komparator 112, der ausgebildet ist zum Liefern eines Ausgangsspannungs-Fehlersignals 113 zu einer Steuervorrichtung 114 der brückenlosen PFC-Schaltung 100. Weiterhin empfängt die Steuervorrichtung 114 eine Stromerfassungsspannung 115, die von einem ersten und einem zweiten Abtastwiderstand 116, 117 abgeleitet ist, die jeweils mit dem ersten und dem zweiten Schalter 103, 105 verbunden sind.
Die brückenlose PFC-Schaltung 100 ist ausgebildet, um einen Stromfluss in der ersten und der zweiten Induktivität 107, 108 unter Verwendung von einem von dem ersten oder zweiten Schalter 103, 105 zu initiieren, und dann den Stromfluss zu der Last unter Verwendung der Körperdiode des anderen Schalters zu richten. Bei einem Beispiel kann der Tastzyklus von einem von dem ersten oder zweiten Schalter 103, 105 die Stromwellenform derart formen, dass der Einheitsleistungsfaktor am Eingang der Schaltung nahezu aufrechterhalten werden kann. Der Einheitsleistungsfaktor wird erhalten, wenn die Stromwellenform mit der Eingangsspannungs-Wellenform in Phase ist und dieselbe Gestalt hat.
2A illustriert allgemein ein Steuerschema 214 für eine brückenlose PFC-Schaltung nach dem Stand der Technik. 2B illustriert allgemein einen Gatesteuerimpuls 219, der unter Verwendung des Steuerschemas nach 2A erzeugt ist. Das Steuerschema 214 enthält ein rücksetzbares integriertes Trägersignal (∫V_m) 220. Die Trägersignalrampe 221 eines Integrators 222 wird beeinflusst durch einen Fehler (V_FB) der Ausgangsspannung der PFC-Schaltung. Die Trägersignalrampe 221 steigt während des Schaltzyklus (T_s) von null bis zu einer Bezugsspannung V_m an. Weiterhin überspannt die Periode der Trägersignalrampe 221 den gesamten Schaltzyklus (T_s) der PFC-Steuerschaltung. Bei dem illustrierten Steuerschema wird der Induktorstrom der brückenlosen PFC-Schaltung unter Verwendung des Leitungsstroms der Schalter erfasst und als eine Spannung V_SNS dargestellt, wobei V_SNS = G_DCR_sI_s ist, R_s ein Abtastwiderstand (z. B. erster Widerstand 116, zweiter Widerstand 117, usw.) ist, I_s der durch den Abtastwiderstand R_s hindurchgehende Strom ist, und G_DC die Abtastverstärkung ist.
Die Gestalt der Eingangsstrom-Wellenform wird geschätzt durch Steuern des Spitzenstroms der Induktoren bei jedem Schaltintervall gemäß der Gestalt der Eingangsspannungs-Wellenform. Die Steuerung des Spitzenstroms der Induktoren kann geschätzt werden durch Steuern des Tastzyklus des ersten und des zweiten Schalters. Der Tastzyklus des ersten und des zweiten Schalters kann bestimmt werden anhand eines Vergleichs des Leitungsstroms des ersten und des zweiten Schalters (z. B. V_m – G_DCR_sI_s) und des vorbeschriebenen rücksetzbaren integrierten Trägersignals (∫V_m) 220. Der Einheitsleistungsfaktor kann im Wesentlichen erzielt werden, wenn der durchschnittliche Induktorstrom proportional zu und in Phase mit der Eingangsspannungs-Wellenform ist.
Der Induktorstrom wird erfasst durch Verwendung des Leitungsstroms des ersten und des zweiten Schalters in der brückenlosen PFC-Schaltung. Der Tastzyklus von einem von dem ersten oder dem zweiten Schalter in dem Beispiel nach 1 kann den Spitzenstrom des Schaltzyklus steuern. Als eine Folge kann die Gestalt der Spitzeninduktorstrom-Wellenform proportional zu und in Phase mit der Eingangsspannungs-Wellenform sein. Daher ergibt, solange wie der Induktorstrom eine sehr kleine Welligkeit derart hat, dass die Spitze des Induktorstroms nahezu gleich dem Durchschnittswert des Induktorstroms ist, diese auf eine sinusförmige Linienspannung angewendete Steuerung den Einheitsleistungsfaktor. Jedoch erfordert ein Strom mit kleiner Welligkeit einen sehr großen Induktor, was aufgrund der Größen- und Kostenbeschränkungen für eine tatsächliche Anwendung praktisch unmöglich ist.
Bei der tatsächlichen Anwendung hat der Induktorstrom immer eine gewisse Welligkeit, und dies bewirkt, dass der durchschnittliche Induktorstrom von dem Induktorspitzenstrom verschieden ist. Somit hat die Steuerungstechnik nach dem Stand der Technik die Folge, dass der Leitungsstrom verzerrt wird, und diese Verzerrung begrenzt die Fähigkeit des Steuerschemas 240, den Einheitsleistungsfaktor zu erlangen. Charakteristiken des Steuerschemas 214 nach 2A können mathematisch gezeigt werden. Zum Beispiel kann das Trägersignal 220 für eine Schaltperiode ausgedrückt werden als:
worin V_m ein Spannungsfehler des Ausgangssignals der brückenlosen PFC-Schaltung ist und T_s die Schaltperiode des Trägersignals ist. Während der Schalterleitungszeit ist der Induktorstrom derselbe wie der Schalterstrom, und Induktorstrominformationen werden nicht benötigt nach der Bestimmung des Tastzyklus. Somit wird der Schalterstrom I_s(t) durch den Widerstand R_s erfasst, und die Erfassungsverstärkung G_DC und eine Erfassungsspannung V_s(t) wird ausgedrückt als: V_s(t) = Vm – I_s(t)R_sG_DC. (2)
Die Steuervorrichtung beendet die Leitung des Schalters, wenn das Trägersignal Vc(t) die Erfassungsspannung Vs(t) erreicht als
Wenn dies zur Zeit t erfolgt, ist t/T_s der Tastzyklus D des Schalters, und Gleichung 3 wird V_m(1 – D) = I_pR_sG_DC (4) worin I_p der Induktorspitzenstrom an dem Ende der Schalterleitungszeit ist.
Die Spannungsverstärkung des Boostwandlers ist gegeben durch: V₀/V_i = 1/(1 – D) (5) und somit ist (1 – D) = V_i/V₀. (6)
Gleichung 6 illustriert, dass (1 – D) proportional zu der Eingangswellenform ist. Die Lösung für I_p in Gleichung 4 ergibt I_p = V_m(1 – D)/R_sG_DC) = V_m(V_i/V₀/(R_SG_DC) (7)
Gleichung 7 illustriert, dass I_p auch proportional zu der Eingangsspannung ist. Somit bildet für eine sinusförmige Eingangsspannungs-Wellenform und eine feste Ausgangsspannung der Spitzenstrom I_p jedes Schaltzyklus eine sinusförmige Wellenform, die in Phase mit der Eingangsspannungs-Wellenform ist.
Der durchschnittliche Induktorstrom I_avg für jeden Schaltzyklus im eingeschwungenen Zustand ist der Durchschnittswert des maximalen und des minimalen Stroms, der derselbe wie der Induktorstrom bei der Hälfte der Schalterleitungszeit ist. Da die Welligkeit des Induktorstroms gleich ΔI_L = V_i(DTs)/L (8) ist, worin L der Induktivitätswert ist, kann der durchschnittliche Induktorstrom ausgedrückt werden als I_avg = Ip – ΔI_L/2 = Ip – V_i(DTs)/(2L) (9)
Die Kombination (6), (7) und (9) ergibt I_avg = V_m(Vi/Vo)/R_sG_DC) – Vi(Vo – Vi)/VoTs/(2L) (10)
Der erste Ausdruck von (10) ist proportional zur sinusförmigen Eingangsspannung Vi. Der zweite Ausdruck hat Vi(Vo – Vi), was eine Verzerrung hineinbringt. Der zweite Ausdruck von Gleichung (10) kann bei einem großen Induktivitätswert (L) sehr klein sein. Jedoch kann bei praktischen Anwendungen dieser große Induktivitätswert schwierig erreicht werden. Folglich ist I_avg nicht proportional zu der Eingangsspannung V_i, und somit ergibt die I_avg-Wellenform eine Verzerrung und Harmonische, die beschränken, dass die Schaltung nach 2A bei praktischen Anwendungen mit vernünftigen Induktivitätswerten den Einheitsleistungsfaktor erreicht.
3 illustriert allgemein eine brückenlose PFC-Schaltung 300 mit einer Steuerschaltung 314 gemäß einem Beispiel des vorliegenden Gegenstands. Die brückenlose PFC-Schaltung 300 kann einen ersten und einen zweiten Eingangsinduktor 307, 308, die zur Kopplung an einen Wechselstromeingang 301 ausgebildet sind, sowie einen ersten Schalter 303 und eine erste Diode 304, die parallel zu einem zweiten Schalter 305 und einer zweiten Diode 306 geschaltet sind, um einen Gleichstrombus zu bilden, enthalten. Typischerweise wird einer von dem ersten Schalter 303 oder dem zweiten Schalter 305 ”ein” geschaltet, um Strom in dem ersten oder dem zweiten Eingangsinduktor 307, 308 zu initiieren. Wenn der erste Schalter 303 ”aus” ist, wird der in dem ersten und dem zweiten Induktor 307, 308 fließende Strom verwendet, um die Spannung des DC-Busses 302 anzuheben durch Umleiten des Stromflusses zu der Last und Verwenden der Körperdiode des zweiten Schalters 305, um die Schaltung zu vervollständigen.
Bei bestimmten Beispielen können der erste und der zweite Schalter 303, 305 Metalloxid-Feldeffekttransistoren (MOSFETS) enthalten. Es ist darauf hinzuweisen, dass andere Typen oder eine andere Anzahl von Schaltern möglich sind, ohne den Bereich des gegenwärtigen Gegenstands zu verlassen.
Bei einem Beispiel kann die Steuerschaltung 314 ausgebildet sein, den durchschnittlichen Induktorstrom während jedes Schaltzyklus derart zu steuern, dass die Wellenform des durchschnittlichen Induktorstroms proportional zu der Eingangsspannungs-Wellenform ist. Bei bestimmten Beispielen kann diese Steuerung im Wesentlichen den Einheitsleistungsfaktor erzielen und die Harmonischen für sinusförmige Eingangsspannungs-Wellenformen minimieren. Die Steuerschaltung 314 kann einen Ausgang enthalten, der selektiv mit dem Steuereingang von jedem von dem ersten und zweiten Schalter 303, 305 der brückenlosen PFC-Schaltung 300 gekoppelt ist. Die Steuerschaltung 314 kann einen ersten oder zweiten Abtastwiderstand R_s1 (309), R_s2 (310) enthalten, die ausgebildet sind zum Liefern einer Spannung V_Rsi am Knoten 313, die proportional zu dem Leitungsstrom des jeweiligen ersten oder zweiten Schalters 303, 305 ist. Der Leitungsstrom von jedem von dem ersten oder zweiten Schalter 303, 305 kann den Induktorstrom der brückenlosen PFC-Schaltung 300 anzeigen. Die Steuerschaltung 314 kann ein Eingangssignal 330 proportional zu der Ausgangsspannung 302 der brückenlosen PFC-Schaltung 300 enthalten.
Bei bestimmten Beispielen kann die Steuerschaltung 314 auch einen Ausgangsspannungskomparator 331, einen Trägersignalgenerator 332, einen Taktgeber 333, einen Induktorstromkomparator 334 und einen Impulsdehner 335 enthalten. Die brückenlose PFC-Schaltung 300 kann einen ersten und einen zweiten optischen Koppler 311, 312 enthalten, um die Polarität des Wechselstromeingangs 301 zu erfassen und selektiv die Eingänge und Ausgänge der Steuerschaltung auf der Grundlage der erfassen Polarität zu koppeln und zu entkoppeln.
Bei einem Beispiel kann die Steuerschaltung 314 ausgebildet sein zum Erzeugen eines Trägersignals (z. B. durch Verwendung des Trägersignalgenerators 332), das ausgebildet ist zum Initiieren einer Stromleitung in dem ersten und dem zweiten Schalter 303, 305 der brückenlosen PFC-Schaltung 300. Weiterhin kann bei bestimmten Beispielen die Steuerschaltung 314 einen Tastzyklus des ersten und des zweiten Schalters 303, 305 bestimmen, wobei jeder Schaltzyklus eine Wellenform des durchschnittlichen Induktorstroms, die proportional zu der Eingangsspannungswellenform ist, erzeugen kann. Eine derartige Wellenform kann im Wesentlichen den Einheitsleistungsfaktor ergeben und kann gegenüber früheren Steuerschemen der brückenlosen PFC-Schaltung Harmonische verringern.
Bei bestimmten Beispielen kann ein Eingangssignal in den Trägerwellenform-Generator 332 Informationen enthalten, die auf den Fehler V_ea in der Ausgangsspannung V_OUT der brückenlosen PFC-Schaltung 300 bezogen sind. Die abgetastete Ausgangsspannung kann mit einem Bezugswert verglichen werden, um die Fehlerinformationen V_ea zu erhalten, und die Fehlerinformationen V_ea können zu dem Trägerwellenform-Generator 332 geliefert werden. Bei einem Beispiel können die Fehlerinformationen V_ea eine Spannung V_m enthalten, die einen Ausgangsspannungsfehler anzeigt. Bei verschiedenen Beispielen kann eine Anfangsspannung des Trägersignals gleich V_m sein. Bei bestimmten Beispielen kann das Trägersignal einen Wert enthalten, der mit der Zeit abnimmt. Bei verschiedenen Beispielen kann das Trägersignal von einer auf V_m bezogenen Anfangsspannung über einen Bruchteil des Schaltzyklus der Steuerschaltung auf null abnehmen (z. B. 1/2 des Schaltzyklus, 1/4 des Schaltzyklus usw.). Es ist darauf hinzuweisen, dass andere Bruchteile des Schaltzyklus für die Rampe des abnehmenden Trägersignals möglich sind, ohne den Bereich des vorliegenden Gegenstands zu verlassen.
Für eine sinusförmige Eingangsspannung ist die Änderung des Stroms über die Leitungsperiode des Schalters im Wesentlichen linear. Demgemäß kann die Steuerung des Stroms in der Mitte der Leitungszeit der Schaltperiode den durchschnittlichen Strom des ersten und des zweiten Induktors der brückenlosen PFC-Schaltung 300 steuern.
Bei einem Beispiel kann das Trägersignal, wenn es von der Anfangsspannung (z. B. V_m usw.) auf null abgenommen hat, ein verschiedenes, ansteigendes Signal kreuzen, wie ein Signal, das den Leitungsstrom der brückenlosen PFC-Schaltung 300 anzeigt. Bei einem Beispiel kann ein Induktorstromkomparator 334 das Trägersignal mit einer Spannung V_Rsi vergleichen, die den durch den bestimmten Schalter fließenden Strom anzeigt, der mit dem Widerstand R_si gekoppelt ist, wobei i in dem illustrierten Beispiel entweder den ersten oder den zweiten Schalter 303, 305 bezeichnet. Die Schalterspannung V_Rsi kann proportional zu dem Leitungsstrom des jeweiligen ersten oder zweiten Schalters 303, 305 der brückenlosen PFC-Schaltung 300 sein. Aus Gründen der Klarheit kann der Anfang des Schaltzyklus der Punkt sein, an dem das Trägersignal seine maximale Spannung hat. Bei verschiedenen Beispielen kann das Ausgangssignal des Induktorstromkomparators 334 einen ersten Zustand annehmen, wenn die Trägersignalspannung höher als die Schalterspannung V_Rsi ist. Der jeweilige erste oder zweite Schalter 303, 305 entsprechend der Schalterspannung V_Rsi kann ”ein” geschaltet werden, wenn das Trägersignal höher als die Schalterspannung V_Rsi ist oder eine andere Spannung, die den Leitungsstrom des ersten oder zweiten Schalters 303, 305 anzeigt. Wenn der Schalter ”ein” ist, kann der Strom durch den Schalter beginnen zuzunehmen. Ihrerseits kann die Schalterspannung V_RSi an dem assoziierten Abtastwiderstand R_si mit dem zunehmenden Induktorstrom ansteigen. Der Ausgang des Induktorstromkomparators 334 kann einen zweiten Zustand annehmen, wenn die Schalterspannung V_RSi größer als die Trägersignalspannung wird, und kann für den Rest der Schalterzyklusperiode in dem zweiten Zustand verbleiben. Somit kann bei einem Beispiel der Induktorstromkomparator-Ausgang zwischen Zuständen übergehen, wenn die zunehmende Schalterspannung V_RSi im Wesentlichen gleich dem abnehmenden Trägersignalwert ist. Der Ausgang des Induktorstromkomparators 334 kann mit einem Impulsdehner 335 gekoppelt sein.
Der Impulsdehner 335 kann so programmiert sein, dass er einen Übergang an einem Ausgang des Impulsdehners auf der Grundlage eines Übergangs eines Signals, das an dem Eingang des Impulsdehners 335 vorhanden ist, verzögert. Bei einem Beispiel kann der Impulsdehner 335 so ausgebildet sein, dass er eine Verzögerung vorsieht, die umgekehrt proportional zu dem Bruchteil der Schalterperiode ist, in der das Trägersignal nicht gleich null ist. Wenn beispielsweise das Trägersignal ausgebildet ist, während 1/2 der Schaltperiode T_s von einer Anfangsspannung auf null abzunehmen, kann der Impulsdehner 335 so programmiert sein, dass die Impulslänge des Signals des Induktorstromkomparators 334 ×2 genommen oder verdoppelt wird (z. B., um die Steuerung bei dem durchschnittlichen Induktorstrom und nicht bei einem Maximum oder anderen Punkt usw. sicherzustellen). Bei einem derartigen Beispiel kann das Impulsausgangssignal des Impulsdehners 335 eine zweimal so lange Dauer wie der von dem Induktorstromkomparator 334 erzeugte Impuls haben. Bei einem anderen Beispiel, bei dem das Trägersignal ausgebildet ist, während 1/4 der Schaltperiode T_s von einer Anfangsspannung bis auf null abzunehmen, kann der Impulsdehner 335 so programmiert sein, dass er die Impulslänge des Signals des Induktorstromkomparators 334 vervierfacht (z. B., um die Steuerung bei dem durchschnittlichen Induktorstrom und nicht bei einem Maximum oder anderen Punkt usw. sicherzustellen). Bei anderen Beispielen können andere Beziehungen verwendet werden, so kann etwa, wenn die Trägersignalperiode 1/6 der Schaltperiode T_s ist, der Impulsdehner 335 das Signal des Induktorstromkomparators 334 auf das Sechsfache verlängern, oder der Impulsdehner 335 kann, wenn die Trägersignalperiode 2/3 der Schaltperiode T_s beträgt, das Signal des Induktorstromkomparators 334 auf das 3/2-fache dehnen usw.
Bei einem Beispiel kann das Ausgangssignal des Impulsdehners 335 selektiv mit entweder dem ersten oder dem zweiten Schalter 303, 305 der brückenlosen PFC-Schaltung 300 gekoppelt werden. Das vorbeschriebene Steuerschema kann eine Wellenform des durchschnittlichen Stroms liefern, die in Phase mit und proportional zu der Eingangsspannungs-Wellenform ist, wodurch im Wesentlichen der Einheitsleistungsfaktor am Eingang und verringerte Harmonische im Vergleich mit Verfahren und der Vorrichtung zur Spitzenstromsteuerung, die vorstehend beschrieben wurden, erhalten werden.
Beispielsweise kann mathematisch das Trägersignal einer brückenlosen PFC-Schaltung gemäß einem Beispiel des vorliegenden Gegenstands durch eine Spannung V_c(t) während eines Schaltzyklus dargestellt werden als: V_c(t) = V_m(1 – 2t/T_s), (11) worin V_m(t) eine Spannung ist, die einen Ausgangsspannungsfehler der brückenlosen PFC-Schaltung anzeigt, und T_s die Schaltperiode der Steuerschaltung ist. Wie vorstehend wird der Induktorstrom unter Verwendung eines Abtastwiderstands R_si abgetastet, um eine Schalterspannung V_rsi(t) = I(t)R_si zu erzeugen. Die Trägerspannungs-Wellenform V_c(t) ist zu einer Zeit T_s gleich der Schalterspannung V_rsi(t). Jedoch wird der durch die Schaltung gesteuerte Schalter während des Schaltzyklus während einer Periode gleich 2T_x ”ein” gelassen. Somit ist T_s die Hälfte der Dauer des Tastzyklus und kann geschrieben werden als DT_s/2. Zurzeit t = DT_s/2 ist V_c(DT_s/2) = V_m(1 – 2(DT_s/2)/T_s) = V_m(1 – D) = I(DT_s/2)R_s (12)
Da der Schalter während der zweifachen Dauer des Zeitintervalls von t = DTs/2 ”ein” gelassen wird und der Anstieg des Stroms im Wesentlichen linear ist, stellt I(DTs/2) den durchschnittlichen Induktorstrom I_avg während des Schaltzyklus dar. Somit ist I_avg = V_m(1 – D). (13)
Wie vorstehend angegeben ist, ist die Verstärkung der brückenlosen PFC-Boostschaltung V₀/V_i = 1/(1 – D), (14) wobei dies umgeschrieben werden kann als (1 – D) = V_i/V_o. (15)
Durch Kombinieren der Gleichungen 13 und 14 wird erhalten: I_avgR_s = V_m(V_i/V₀). (16)
Gleichung 16 zeigt, dass die durchschnittliche Induktorwellenform, die von den durchschnittlichen Induktorströmen während jedes Schaltzyklus erzeugt wird, proportional zu der Eingangsspannungs-Wellenform ist. Folglich kann die illustrierte Steuerschaltung 314 für eine sinusförmige Eingangsspannung einen sinusförmigen durchschnittlichen Induktorstrom in der brückenlosen PFC-Schaltung 300 aufrechterhalten, was zu einem verbesserten Leistungsfaktor und verringerten Harmonischen der Stromwellenform führt.
4 illustriert allgemein einen Gatesteuerimpuls, der unter Verwendung des Steuerschemas nach 3 erzeugt wurde. FIG. enthält Eingangswellenformen zu dem Stromkomparator 334 und einen Steuerimpuls zu entweder einem ersten oder einem zweiten ausgewählten Schalter 303, 305. 4 enthält die in dem Trägerwellenformgenerator erzeugte Trägerwellenform 443. Der maximale Wert der Trägerwellenform wird bestimmt unter Verwendung der Fehlerinformationen V_ea der Ausgangsspannung V_OUT der brückenlosen PFC-Schaltung 300. 4 zeigt auch die abgetastete Spannungswellenform 444, die den ansteigenden Induktorstrom der brückenlosen PFC-Schaltung 300 anzeigt. Die abgetastete Spannungswellenform wird unter Verwendung der Abtastwiderstände R_S1 309 und R_S2 310 erzeugt. 4 zeigt auch den Torsteuerimpuls 445 des ausgewählten Schalters 303, 305. Bei dem Beispiel nach 4 ist das Trägersignal so ausgebildet, dass es während angenähert der Hälfte des Schaltintervalls 440 von einem maximalen Wert auf null absinkt und dann während des Restes des Schaltintervalls 440 bei null verbleibt. Das Gateimpulsintervall 442 für den ausgewählten Schalter 303, 305 ist so ausgebildet, dass es zweimal so lang wie das Intervall 441 von dem Zeitpunkt, zu dem das Trägersignal seinen maximalen Wert annimmt, bis zu dem Zeitpunkt, zu dem die Wellenform, die den Anstieg des Induktorstroms 444 anzeigt, die abnehmende Trägersignal-Wellenform 443 kreuzt, ist.
Zusätzliche Bemerkungen und Beispiele
Im Beispiel 1 kann eine brückenlose Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, die zum Koppeln einer Gleichstromlast an eine Wechselstromquelle ausgebildet ist, einen ersten Schalter und eine zum Vorsehen eines Schaltzyklus ausgebildete Steuerschaltung enthalten, um ein Trägersignal als eine Funktion des Schaltzyklus zu erzeugen und ein Steuersignal für den ersten Schalter während des Schaltzyklus zu erzeugen, wobei die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Empfangen eines ersten Signals, das einen Strom durch den ersten Schalter anzeigt, und zum Empfangen eines Tastzyklus für den ersten Schalter unter Verwendung eines Vergleichs des ersten Signals und des Trägersignals, und wobei die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Initiieren des Trägersignals an dem Anfang des Schaltzyklus, und wobei eine Trägersignaldauer einem Bruchteile einer Dauer des Schaltzyklus entspricht.
Bei dem Beispiel 2 ist das Trägersignal nach Beispiel 1 wahlweise ausgebildet zum Abnehmen von einer ersten Spannung zu einer zweiten Spannung während der Trägersignaldauer.
Bei dem Beispiel 3 enthält das erste Signal nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 und 2 wahlweise eine Spannung, die den durch den ersten Schalter fließenden Strom anzeigt.
Bei dem Beispiel 4 ist die Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 3 wahlweise ausgebildet zum Erzeugen des Steuersignals für den ersten Schalter, wobei das Steuersignal einen Tastzyklus für den ersten Schalter enthält und der Tastzyklus unter Verwendung einer Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt, bestimmt ist.
Bei dem Beispiel 5 ist ein Bruchteil des Tastzyklus für den ersten Schalter nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 4 wahlweise ein Intervall von dem Anfang des Schaltzyklus zu der Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt.
Bei dem Beispiel 6 ist bei einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 5 ein Impulsdehner wahlweise so ausgebildet, dass er den Tastzyklus für den ersten Schalter unter Verwendung des Intervalls liefert.
Bei dem Beispiel 7 entspricht die Trägersignaldauer nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 6 wahlweise einer Hälfte des Schaltzyklus.
Bei dem Beispiel 8 ist die Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 7 wahlweise ausgebildet zum Erzeugen des Steuersignals für den ersten Schalter, wobei das Steuersignal einen Tastzyklus für den ersten Schalter enthält und der Tastzyklus unter Verwendung einer Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt, bestimmt ist.
Bei dem Beispiel 9 ist eine Hälfte des Tastzyklus für den ersten Schalter nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 8 wahlweise ein Intervall von dem Anfang des Schaltzyklus zu der Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt.
Bei dem Beispiel 10 enthalten eines oder mehrere der Beispiele 1 bis 9 wahlweise einen Impulsdehner, der ausgebildet ist, das Intervall zu verdoppeln, um den Tastzyklus für den ersten Schalter zu erhalten.
Bei dem Beispiel 11 enthalten eines oder mehrere der Beispiele 1 bis 10 wahlweise eine optische Kopplerschaltung, um einen Polarisationszustand der Wechselstromquelle zu erfassen, wobei die optische Kopplerschaltung weiterhin ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Ausgangs der Steuerschaltung mit einem Steuereingang des ersten Schalters auf der Grundlage des erfassten Polaritätszustands.
Bei dem Beispiel 12 enthält ein Verfahren zum Verbessern der Leistungsfaktorkorrektur unter Verwendung einer brückenlosen Leistungsfaktor-Korrekturschaltung das Erzeugen eines Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, das Erzeugen eines Trägersignals zum anfänglichen Einschalten eines ersten Schalters der brückenlosen Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, wobei das Erzeugen des Trägersignals das Initiieren einer Rampe des Trägersignals bei einer auf eine Differenz zwischen einer Ausgangsgleichspannung der ersten brückenlosen Leistungsfaktor-Korrekturschaltung und einer ersten Bezugsspannung bezogenen ersten Spannung und das rampenförmige Verändern des Trägersignals bis zu einer zweiten Bezugsspannung während eines ersten Intervalls enthält, welches erste Intervall einem Bruchteil des Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung äquivalent ist. Das Verfahren enthält weiterhin das Initiieren einer Stromleitung durch den ersten Schalter der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung unter Verwendung eines Vergleichs des Trägersignals und einer die Stromleitung anzeigenden Spannung, das Erfassen eines ersten Schalterintervalls von der Initiierung der Stromleitung bis zu einer Zeit, zu der das Trägersignal gleich der die Stromleitung anzeigenden Spannung ist, und das Beenden der Stromleitung durch den ersten Schalter nach einem zweiten Schaltintervall, welches zweite Schaltintervall von der Initiierung der Stromleitung an gemessen wird, wobei das zweite Schaltintervall ein Mehrfaches des ersten Schaltintervalls ist, und wobei das Mehrfache auf den Bruchteil des Schaltzyklus bezogen ist.
Bei dem Beispiel 13 enthält das rampenförmige Verändern des Trägersignals nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 12 wahlweise das rampenförmige Verändern des Trägersignals bis zu einer zweiten Bezugsspannung während eines ersten Intervalls, wobei das erste Intervall etwa einer Hälfte des Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung äquivalent ist.
Bei dem Beispiel 14 enthält das Beenden der Stromleitung durch den ersten Schalter nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 13 wahlweise das Beenden der Stromleitung durch den ersten Schalter nach dem zweiten Schaltintervalls, wobei das zweite Schaltintervall von dem Beginn der Stromleitung an gemessen wird, und wobei das zweite Schaltintervalls zweimal so lang wie das erste Schaltintervall ist.
Im Beispiel 15 enthält das Initiieren der Stromleitung durch den ersten Schalter nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 14 wahlweise das Bestimmen eines ersten Polaritätszustands einer mit der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung gekoppelten Wechselstromquelle.
Bei dem Beispiel 16 enthält eines oder mehrere der Beispiele 1 bis 15 wahlweise das Initiieren einer Stromleitung durch einen zweiten Schalter der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung unter Verwendung eines Vergleichs des Trägersignals und der die Stromleitung durch den zweiten Schalter anzeigenden Spannung, das Erfassen eines dritten Schaltintervalls von der Initiierung der Stromleitung durch den zweiten Schalter an bis zu einer Zeit, zu der das Trägersignal gleich der die Stromleitung durch den zweiten Schalter anzeigenden Spannung ist, und das Beenden der Stromleitung durch den zweiten Schalter nach einem vierten Schaltintervall, wobei das vierte Schaltintervall von der Initiierung der Stromleitung durch den zweiten Schalter an gemessen wird, und wobei das vierte Schaltintervalls das Mehrfache des dritten Schaltintervalls ist.
Bei dem Beispiel 17 enthält das rampenförmige Verändern des Trägersignals nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 16 das rampenförmige Verändern des Trägersignals bis zu einer zweiten Bezugsspannung während eines ersten Intervalls, wobei das erste Intervalls etwa einer Hälfte des Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung äquivalent ist.
Bei dem Beispiel 18 enthält das Beenden der Stromleitung durch den zweiten Schalter nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 17 wahlweise das Beenden der Stromleitung durch den zweiten Schalter nach einem vierten Schaltintervall, wobei das vierte Schaltintervall von der Initiierung der Stromleitung durch den zweiten Schalter an gemessen wird, und wobei das vierte Schaltintervall doppelt so lang wie das dritte Schaltintervall ist.
Bei dem Beispiel 19 enthält das Initiieren der Stromleitung durch den ersten Schalter nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 18 das wahlweise Bestimmen eines ersten Polaritätszustands einer Wechselstromquelle, die mit der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung verbunden ist.
Bei dem Beispiel 20 enthält das Initiieren der Stromleitung durch den zweiten Schalter nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 19 wahlweise das Bestimmen eines zweiten Polaritätszustands der Wechselstromquelle, die mit der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung gekoppelt ist.
Bei dem Beispiel 21 kann ein System oder eine Vorrichtung enthalten oder wahlweise kombiniert werden mit jedem Teil oder jeder Kombination von beliebigen Teilen nach einem oder mehreren der Beispiele 1 bis 20, um Mittel zum Durchführen einer oder mehrerer der Funktionen nach den Beispielen 1 bis 20 zu enthalten, oder ein maschinenlesbares Medium enthaltend Befehle, die, wenn sie von einer Maschine ausgeführt werden, bewirken, dass die Maschine eine oder mehrere der Funktionen der Beispiele 1 bis 20 durchführt.
Die vorstehende detaillierte Beschreibung enthält Bezugnahmen auf die begleitenden Zeichnungen, die einen Teil der detaillierten Beschreibung bilden. Die Zeichnungen zeigen im Wege der Illustration bestimmte Ausführungsbeispiele, mit denen die Erfindung praktiziert werden kann. Diese Ausführungsbeispiele werden hier auch als ”Beispiele” bezeichnet. Derartige Beispiele können Elemente zusätzlich zu den gezeigten oder beschriebenen enthalten. Jedoch betrachten die vorliegenden Erfinder auch Beispiele, bei denen nur derartige gezeigte oder beschriebene Elemente vorgesehen sind. Darüber hinaus betrachten die vorliegenden Erfindung auch Beispiele, die jegliche Kombination oder Permutation solcher Elemente, die gezeigt oder beschrieben sind (oder einen oder mehrere Aspekte hiervon), verwenden, entweder mit Bezug auf ein bestimmtes Beispiel (oder einen oder mehrere Aspekte hiervon) oder mit Bezug auf andere Beispiele (oder einen oder mehrere Aspekte hiervon), die hier gezeigt oder beschrieben sind.
Alle Veröffentlichungen, Patente und Patentdokumente, auf die in diesem Dokument Bezug genommen wird, werden durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit hier so einbezogen, als ob sie individuell durch Bezugnahme einbezogen sind. für den Fall widersprüchlicher Verwendung zwischen diesem Dokument und derartigen, durch Bezugnahme eingeführten Dokumenten ist die Verwendung in den eingeführten Dokumenten als zu diesem Dokument ergänzend zu betrachten; für nicht ausräumbare Widersprüche gilt die Verwendung in diesem Dokument.
In diesem Dokument wird der Begriff ”ein” verwendet, wie es in Patentdokumenten üblich ist, um eins oder mehr als eins zu enthalten, unabhängig von anderen Fällen oder Verwendungen von ”zumindest ein” oder ”ein oder mehrere”. In diesem Dokument wird der Begriff ”oder” verwendet, um sich auf ein nicht ausschließliches Oder zu beziehen, derart, dass ”A oder B” sowohl ”A aber nicht B”, ”B, aber nicht A” als auch ”A und B” enthält, sofern kein anderer Hinweis erfolgt. In den angefügten Ansprüchen werden die Begriffe ”enthaltend” und ”in denen” verwendet als die Äquivalente der jeweiligen Begriffe ”aufweisend” und ”worin”. Auch sind in den folgenden Ansprüchen die Begriffe ”enthaltend” und ”aufweisend” offenendig, d. h. ein System, eine Vorrichtung, ein Gegenstand oder ein Verfahren, die Elemente zusätzlich zu denen enthalten, die nach einem derartigen Begriff in einem Anspruch aufgeführt sind, sollen ebenfalls in den Bereich dieses Anspruchs fallen. Darüber hinaus sind in den folgenden Ansprüchen die Begriffe ”erste”, ”zweite” und ”dritte” usw. lediglich als Bezeichnungen verwendet und sollen keine numerischen Beschränkungen ihrer Objekte darstellen.
Hier beschriebene Verfahrensbeispiele können zumindest teilweise maschinen- oder computerimplementiert sein. Einige Beispiele können ein computerlesbares Medium oder maschinenlesbares Medium enthalten, die mit Befehlen codiert sind, die betätigbar sind zum Ausbilden einer elektronischen Vorrichtung für die Durchführung von in den vorstehenden Beispielen beschriebenen Verfahren. Eine Implementierung derartiger Verfahren kann einen Code enthalten, wie einen Mikrocode, einen Assemblersprachcode, einen Sprachcode mit höherem Pegel, oder dergleichen. Ein derartiger Code kann computerlesbare Befehle zum Durchführen verschiedener Verfahren enthalten. Der Code kann Teile von Computerprogrammprodukten bilden. Weiterhin kann der Code greifbar auf einem oder mehreren flüchtigen oder nichtflüchtigen, greifbaren computerlesbaren Medien gespeichert sein, wie während der Ausführung oder zu anderen Zeiten. Beispiele für diese greifbaren computerlesbaren Medien können enthalten, aber nicht beschränkt hierauf, Platten, entfernbare magnetische Scheiben, entfernbare optische Scheiben (z. B. kompakte Scheiben und digitale Videoscheiben), Magnetkassetten, Speicherkarten oder -stäbe, Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAMs), Festwertspeicher (ROMs), und dergleichen.
Die vorstehende Beschreibung soll veranschaulichend und nicht beschränkend sein Beispielsweise können die vorbeschriebenen Beispiele (oder ein oder mehrere Aspekte hiervon) miteinander kombiniert verwendet werden. Andere Ausführungsbeispiele können verwendet werden, wie durch einen Fachmann bei der Durchsicht der vorstehenden Beschreibung. Die Zusammenfassung ist vorgesehen, um 37 C. F. R. § 1.72(b) zu entsprechen, um dem Leser zu ermöglichen, sich schnell über die Natur der technischen Offenbarung zu unterrichten. Sie wird unter der Voraussetzung vorgelegt, dass sie nicht zur Auslegung oder zur Beschränkung des Bereichs oder der Bedeutung der Ansprüche verwendet wird. Auch können in der vorstehenden detaillierten Beschreibung verschiedene Merkmale zusammengefasst werden, um die Offenbarung zu rationalisieren. Dies sollte nicht so gedeutet werden, dass ein nicht beanspruchtes offenbartes Merkmal für jeden Anspruch wesentlich ist. Stattdessen kann ein erfinderischer Gehalt in weniger als allen Merkmalen eines bestimmten offenbarten Ausführungsbeispiels liegen. Somit werden die folgenden Ansprüche hier in die detaillierte Beschreibung so einbezogen, dass jeder Anspruch eigenständig als ein separates Ausführungsbeispiel gilt, und es ist in Betracht zu ziehen, dass derartige Ausführungsbeispiele in verschiedenen Kombinationen oder Permutationen miteinander kombiniert werden können. Der Bereich der Erfindung ist mit Bezug auf die angeführten Ansprüche zu bestimmen, zusammen mit dem vollständigen Bereich von Äquivalenten, zu denen derartige Ansprüche berechtigt sind.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

37 C. F. R. § 1.72(b) [0068]

Claims

Brückenlose Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, die ausgebildet ist zum Koppeln einer Wechselstromquelle und einer Gleichstromlast, welche Schaltung aufweist: einen ersten Schalter; eine Steuerschaltung, die ausgebildet ist zum Vorsehen eines Schaltzyklus, um ein Trägersignal als eine Funktion des Schaltzyklus zu erzeugen und um ein Steuersignal für den ersten Schalter während des Schaltzyklus zu erzeugen; wobei die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Empfangen eines ersten Signals, das den Strom durch den ersten Schalter anzeigt, und zum Erzeugen eines Tastzyklus für den ersten Schalter durch Verwendung eines Vergleichs des ersten Signals und des Trägersignals; und wobei die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Initiieren des Trägersignals an dem Anfang des Schaltzyklus, und wobei eine Trägersignaldauer einem Bruchteil einer Dauer des Schaltzyklus entspricht.
Schaltung nach Anspruch 1, bei der das Trägersignal während der Trägersignaldauer von einer ersten Spannung zu einer zweiten Spannung abnimmt.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das erste Signal eine Spannung enthält, die den Strom durch den ersten Schalter anzeigt.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Erzeugen des Steuersignals für den ersten Schalter, wobei das Steuersignal einen Tastzyklus für den ersten Schalter enthält und der Tastzyklus durch Verwendung einer Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt, bestimmt ist.
Schaltung nach Anspruch 4, bei der ein Bruchteil des Tastzyklus für den ersten Schaltwer ein Intervall von dem Beginn des Schaltzyklus an bis zu der Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt, ist.
Schaltung nach Anspruch 5, enthaltend einen Impulsdehner, der ausgebildet ist zum Vorsehen des Tastzyklus für den ersten Schalter durch Verwendung des Intervalls.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Trägersignaldauer einer Hälfte des Schaltzyklus entspricht.
Schaltung nach Anspruch 7, bei der die Steuerschaltung ausgebildet ist zum Erzeugen des Steuersignals für den ersten Schalter, wobei das Steuersignal einen Tastzyklus für den ersten Schalter enthält und der Tastzyklus durch Verwendung einer Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt, bestimmt ist.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem eine Hälfte des Tastzyklus für den ersten Schalter ein Intervall von dem Beginn des Schaltzyklus an bis zu der Zeit, zu der das Trägersignal das erste Signal kreuzt, ist.
Schaltung nach Anspruch 9, enthaltend einen Impulsdehner, der ausgebildet ist zum Verdoppeln des Intervalls, um den Tastzyklus für den ersten Schalter vorzusehen.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, enthaltend eine optische Kopplerschaltung zum Erfassen eines Polaritätszustands der Wechselstromquelle, welche optische Kopplerschaltung weiterhin ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Ausgangs der Steuerschaltung mit einem Steuereingang des ersten Schalters auf der Grundlage des erfassten Polaritätszustands.
Verfahren zum Verbessern der Leistungsfaktorkorrektur unter Verwendung einer brückenlosen Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, welches Verfahren aufweist: Erzeugen eines Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung; Erzeugen eines Trägersignals zum anfänglichen Einschalten eines ersten Schalters der brückenlosen Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, wobei das Erzeugen des Trägersignals enthält: Initiieren einer Rampe des Trägersignals bei einer ersten Spannung, die auf eine Differenz zwischen einer Ausgangsgleichspannung der brückenlosen Leistungsfaktor-Korrekturschaltung und einer ersten Bezugsspannung bezogen ist; und rampenförmiges Verändern des Trägersignals während eines ersten Intervalls bis zu einer zweiten Bezugsspannung, wobei das erste Intervall einem Bruchteil des Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung äquivalent ist; Initiieren einer Stromleitung durch den ersten Schalter der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung unter Verwendung eines Vergleichs des Trägersignals und einer Spannung, die die Stromleitung anzeigt; Erfassen eines ersten Schaltintervalls von der Initiierung der Stromleitung an bis zu einer Zeit, zu der das Trägersignal gleich der die Stromleitung anzeigenden Spannung ist; und Beenden der Stromleitung durch den ersten Schalter nach einem zweiten Schaltintervall, wobei das Schaltintervall von der Initiierung der Stromleitung an gemessen ist; wobei das zweite Schaltintervall ein Mehrfaches des ersten Schaltintervalls ist; und wobei das Mehrfache auf den Bruchteil des Schaltzyklus bezogen ist.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das rampenförmige Verändern des Trägersignals das rampenförmige verändern des Trägersignals während eines ersten Intervalls bis zu einer zweiten Bezugsspannung enthält, wobei das erste Intervall etwa einer Hälfte des Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung äquivalent ist.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das Beenden der Stromleitung durch den ersten Schalter das Beenden der Stromleitung durch den ersten Schalter nach dem zweiten Schaltintervall enthält; wobei das zweite Schaltintervall von der Initiierung der Stromleitung an gemessen ist; und wobei das zweite Schaltintervall zweimal so lang wie das erste Schaltintervall ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, bei dem das Initiieren der Stromleitung durch den ersten Schalter das Bestimmen eines ersten Polaritätszustands einer mit der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung gekoppelten Wechselstromquelle enthält.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, enthaltend: Initiieren einer Stromleitung durch einen zweiten Schalter der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung unter Verwendung eines Vergleichs des Trägersignals und der Spannung, die die Stromleitung durch den zweiten Schalter anzeigt; Erfassen eines dritten Schaltintervalls von der Initiierung der Stromleitung durch den zweiten Schalter an bis zu einer Zeit, zu der das Trägersignal gleich der die Stromleitung durch den zweiten Schalter anzeigenden Spannung ist; Beenden der Stromleitung durch den zweiten Schalter nach einem vierten Schaltintervall; wobei das vierte Schaltintervall von der Initiierung der Stromleitung durch den zweiten Schalter an gemessen wird; und wobei das vierte Schaltintervall ein Mehrfaches des dritten Schaltintervalls ist.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem das rampenförmige verändern des Trägersignals das rampenförmige Verändern des Trägersignals während eines ersten Intervalls zu einer zweiten Bezugsspannung hin enthält, wobei das erste Intervall etwa einer Hälfte des Schaltzyklus der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung äquivalent ist.
Verfahren nach Anspruch 17, bei dem das Beenden der Stromleitung durch den zweiten Schalter das Beenden der Stromleitung durch den zweiten Schalter nach einem vierten Schaltintervall enthält; wobei das vierte Schaltintervall von der Initiierung der Stromleitung durch den zweiten Schalter an gemessen wird; und wobei das vierte Schaltintervall zweimal so lang wie das dritte Schaltintervall ist.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem die Initiierung der Stromleitung durch den ersten Schalter das Bestimmen eines ersten Polaritätszustands einer mit der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung gekoppelten Wechselstromquelle enthält.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem das Initiieren der Stromleitung durch den zweiten Schalter das Bestimmen eines zweiten Polaritätszustands der mit der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung gekoppelten Wechselstromquelle enthält.