DE102011008440A1

DE102011008440A1 - Verfahren zur Ermittlung einer Phasendifferenz und Sende-Empfangs-Vorrichtung eines Knotens eines Funknetzes

Info

Publication number: DE102011008440A1
Application number: DE201110008440
Authority: DE
Inventors: Andreas Bonin; Daniel Thiele; Peter Dietzsch
Original assignee: Dietzsch und Thiele Partnergesellschaft; Atmel Automotive GmbH
Current assignee: Dietzsch und Thiele Partnergesellschaft De; Dietzsch und Thiele Partnerschaftsgesellschaft De; Atmel Corp
Priority date: 2011-01-12
Filing date: 2011-01-12
Publication date: 2012-07-12
Anticipated expiration: 2031-01-13
Also published as: DE102011008440B4; US9014239B2; US20120177088A1

Abstract

Verfahren zur Ermittlung einer Phasendifferenz (Δφ) und Sende-Empfangs-Vorrichtung eines Funknetzes
– bei dem eine erste Trägerfrequenz (f_TXch1) mit einer ersten Sendephase (φ_TX1) anhand einer ersten Oszillatorfrequenz (f_1LO1) mit einer ersten Oszillatorphase (φ_1LO1(t)) mittels eines ersten Oszillators (LO₁) eines ersten Knotens (M) erzeugt wird,
– bei dem vom ersten Knoten (M) ein erster Rahmen (F1) mit der ersten Trägerfrequenz (f_TXch1) und der ersten Sendephase (φ_TX1) gesendet wird,
– bei dem eine zweite Trägerfrequenz (f_TXch2) mit einer zweiten Sendephase (φ_TX2) anhand einer zweiten Oszillatorfrequenz (f_2LO1) mit einer zweiten Oszillatorphase (φ_2LO1(t)) mittels des ersten Oszillators (LO₁) des ersten Knotens (M) erzeugt wird,
– bei dem von der ersten Oszillatorfrequenz (f_1LO1) auf die zweite Oszillatorfrequenz (f_2LO1) umgeschaltet wird, wobei mit der Umschaltung kein Phasensprung oder ein deterministischer Phasensprung (φ_sw) zwischen der ersten Oszillatorphase (φ_1LO1(t)) und der zweiten Oszillatorphase (φ_2LO1(t)) auftritt,
– bei dem vom ersten Knoten (M) ein zweiter Rahmen (F2) mit der zweiten Trägerfrequenz (f_TXch2) und der zweiten Sendephase (φ_TX2) gesendet wird,
– bei dem vom zweiten Knoten die Phasendifferenz (Δφ) aus einer ersten Differenz (Δφ₁) zwischen einer ersten Empfangsphase (φ_RX1) und einer zweiten Empfangsphase (φ_RX2) ermittelt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ermittlung einer Phasendifferenz und eine Sende-Empfangs-Vorrichtung eines Knotens eines Funknetzes.
In einem Funknetz ist es wünschenswert, die Knoten des Funknetzes zur orten oder zumindest eine Entfernung zwischen den Knoten zu bestimmen. Hierdurch kann beispielsweise ein defekter Knoten leicht gefunden werden. Auch können langsame Bewegungen von Knoten – beispielsweise eines Transportmittels in einer Fabrik – verfolgt werden.
Aus der US 5,220,332 ist ein Entfernungsmessungssystem mit einer Abfrageeinrichtung und einem Transponder bekannt, das nicht-simultane Messungen zwischen zwei Objekten ermöglicht. Ein Trägersignal wird mit einem (niederfrequenten) Modulationssignal mit einer veränderbaren Modulationsfrequenz moduliert um mittels einer Phasenmessung oder alternativ einer Laufzeitmessung eine Entfernung zwischen der Abfrageeinrichtung und dem Transponder aus der Änderung des Modulationssignals zu bestimmen.
Aus der WO 02/01247 A2 ist ein Verfahren zur Abstandsmessung zwischen zwei Objekten mit Hilfe elektromagnetischer Wellen bekannt Es werden ein Abfragesignal einer Basisstation und ein Antwortsignal eines tragbaren Codegebers zweimal bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen ausgesendet Die Trägerfrequenzen sind dabei korreliert, d. h., dass sie voneinander abhängig sind. Die Trägerfrequenzen werden aneinander angeglichen, so dass eine Phasenverschiebung zwischen den Signalen gemessen werden kann. Aus dieser Phasenverschiebung wird der Abstand des Codegebers zur Basisstation berechnet Das Abfragesignal und das Antwortsignal können bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen oder bei gleichen Trägerfrequenzen ausgesendet werden. Die Trägerfrequenzen werden für einen erneuten Frage-Antwort-Dialog verändert.
Ist ein Transceiver eines Knotens für ein Sensornetzwerk nach dem Industrie-Standard IEEE 802.15.4 für ein halfduplex-System ausgelegt, so kann dieser nicht gleichzeitig senden und empfangen. Soll dieser Transceiver als aktiver Reflektor zur Phasenmessung dienen, muss der Knoten daher die Phase des empfangenen Signals beispielsweise durch eine Phasenregelschleife speichern und nach dem Umschalten von Empfangen auf Senden dieselbe gespeicherte Phase wieder zum Senden benutzen. Beispielsweise wird beim Empfang durch eine zusätzliche Phasenregelschleife der Quarzoszillator des Transceivers des als aktiver Reflektor arbeitenden Knotens so eingeregelt, dass die Frequenz und Phase des LO-Signals (LO – engl. Local Oscillator) des lokalen Oszillators mit dem Empfangssignal übereinstimmen. Beim Umschalten auf Senden muss die zusätzliche Phasenregelschleife aufgetrennt werden und der nun in der Frequenz synchronisierte Quarzoszillator läuft frei weiter. Dadurch sendet der Transceiver des als aktiver Reflektor arbeitenden Knotens mit einer gleichen oder proportionalen Phasenlage und mit gleicher Frequenz, wie er zuvor ein Trägersignal empfangen hat. An den freilaufenden Oszillator werden dabei sehr hohe Anforderungen hinsichtlich Frequenzkonstanz und Phasenkonstanz gestellt. Störungen, wie beispielsweise ein Übersprechen von Signalen auf dem integrierten Schaltkreis, die Phasenänderungen verursachen können, müssen vermieden werden
Aus der US 6,731,908 B2 ist ein Verfahren zur Bestimmung der Distanz zwischen zwei Objekten für die Bluetooth-Technologie bekannt. Dabei wird die Frequenz durch Frequenzsprünge geändert um einen Phasenoffset für mehrere unterschiedliche Frequenzen zu messen. Ein Objekt weist einen spannungsgesteuerten Quarzoszillator in einer Phasenregelschleife (PLL – engl. Phase Locked Loop) auf, wobei die Phasenregelschleife während des Empfangs geschlossen und während des Sendens geöffnet wird, so dass Empfangssignal und Sendesignal eine gleiche Frequenz aufweisen. Die Phase des lokalen Oszillatorsignals des spannungsgesteuerten Quarzoszillators ist durch die Synchronisation mittels der PLL dabei kohärent zum empfangenen Signal.
Aus „RF MICROELECTRONICS", Behzad Razavi, 1998, S. 258–269 sind Phasenregelschleifen mit Ladungspumpen bekannt.
Aus der DE 10 2009 060 593 A1 ist ein System, ein Verfahren und eine Schaltung zur Entfernungsmessung zwischen zwei Knoten eines Funknetzes bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Verfahren zur Ermittlung einer Phasendifferenz möglichst zu verbessern und möglichst konform zum Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 auszubilden.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung enthalten.
Demzufolge ist ein Verfahren zur Ermittlung einer Phasendifferenz vorgesehen. In dem Verfahren wird von einem ersten Knoten ein erster Rahmen erzeugt. Vorzugsweise ist der Rahmen konform zu im Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 definierten Rahmen (engl. frame).
In dem Verfahren wird eine erste Trägerfrequenz mit einer ersten Sendephase anhand einer ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1) mit einer ersten Oszillatorphase mittels eines ersten Oszillators des ersten Knotens erzeugt.
In einem Funknetz wird die – beispielsweise im ISM-Band – zugelassene Bandbreite in mehrere Frequenzkanäle, meist mit identischer Kanalbandbreite unterteilt. Der Kanal im informationstheoretischen Sinne wird im Folgenden als physikalischer Kanal bezeichnet, der im Falle eines Funknetzes unter dem Einfluss von Störungen, wie Mehrwegeausbreitung, Reflexionen, Rauschen etc. steht.
Vom ersten Knoten wird der erste Rahmen in einem ersten Frequenzkanal mit der ersten Trägerfrequenz und der ersten Sendephase gesendet. Hierzu werden die zu sendenden Daten des ersten Rahmens auf ein Trägersignal mit der ersten Trägerfrequenz aufmoduliert. Beispielsweise wird im 2450 MHz Band gemäß des Industrie-Standards IEEE 802.15.4-2006 eine OQPSK Modulation verwendet.
Weiterhin wird in dem Verfahren vom ersten Knoten ein zweiter Rahmen erzeugt. Vorzugsweise ist auch der zweite Rahmen konform zu im Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 definierten Rahmen.
In dem Verfahren wird eine zweite Trägerfrequenz mit einer zweiten Sendephase anhand einer zweiten Oszillatorfrequenz mit einer zweiten Oszillatorphase mittels des ersten Oszillators des ersten Knotens erzeugt.
In dem Verfahren wird von der ersten Oszillatorfrequenz auf die zweite Oszillatorfrequenz umgeschaltet, wobei mit der Umschaltung kein Phasensprung oder ein deterministischer Phasensprung zwischen der ersten Oszillatorphase und der zweiten Oszillatorphase auftritt. Vorzugsweise wird das Oszillatorsignal mittels einer Phasenregelschleife mit einer Ladungspumpe erzeugt.
In dem Verfahren wird vom ersten Knoten der zweite Rahmen in einem zweiten Frequenzkanal mit der zweiten Trägerfrequenz und der zweiten Sendephase gesendet. Dabei wird dieselbe Modulation wie beim Senden des ersten Rahmens verwendet.
Vom zweiten Knoten wird der erste Rahmen im ersten Frequenzkanal mit einer ersten Empfangsphase empfangen. Zudem wird vom zweiten Knoten der zweite Rahmen im zweiten Frequenzkanal mit einer zweiten Empfangsphase empfangen.
In dem Verfahren wird die Phasendifferenz zumindest aus einer ersten Differenz zwischen der ersten Empfangsphase und der zweiten Empfangsphase ermittelt.
Durch die Ermittlung der Phasendifferenz wird eine Vielzahl von Vorteilen erzielt. Mittels der Phasendifferenz lässt sich ein Phasengang in den genutzten Funkkanälen ermitteln. Mit der Kenntnis des Phasengangs lassen sich Eigenschaften wie Laufzeit und Mehrwegeausbreitung von Signalen bestimmen. Mit der Phasendifferenz kann ebenfalls auf die Entfernung von Sender- und Empfängerknoten geschlossen werden. Das beschriebene Verfahren kann besonders einfach in ein Funksystem nach dem Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 implementiert werden.
Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zu Grunde eine möglichst verbesserte Sende-Empfangs-Vorrichtung eines Knotens eines Funknetzes anzugeben, die möglichst konform zum Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 ist.
Diese Aufgabe wird durch die Sende-Empfangs-Vorrichtung mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 6 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung enthalten.
Demzufolge ist eine Sende-Empfangs-Vorrichtung eines Knotens eines Funknetzes vorgesehen.
Die Sende-Empfangs-Vorrichtung weist einen Speicher und eine Recheneinheit auf. Der Speicher ist zur Speicherung von ersten Abtastwerten eines ersten Bereichs eines ersten Rahmens und von zweiten Abtastwerten eines zweiten Bereichs eines zweiten Rahmens eingerichtet.
Die Recheneinheit ist eingerichtet, die ersten Abtastwerte mit den zugehörigen zweiten Abtastwerten komplex zu korrelieren und eine Differenz zwischen einer ersten Empfangsphase und einer zweiten Empfangsphase mittels der komplexen Korrelation zu ermitteln.
Die im Folgenden beschriebenen Weiterbildungen beziehen sich sowohl auf die Sende-Empfangs-Vorrichtung als auch auf das Verfahren.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist vorgesehen, dass ein erster Bereich des ersten Rahmens und ein zweiter Bereich des zweiten Rahmens gleiche Daten aufweisen. Bevorzugt wird die Phasendifferenz aus der ersten Differenz zwischen der ersten Empfangsphase und der zweiten Empfangsphase anhand einer ersten komplexwertigen Korrelation von ersten Abtastwerten und zweiten Abtastwerten ermittelt. Dabei sind die ersten Abtastwerte den Daten im ersten Bereich des ersten Rahmens und die zweiten Abtastwerte den Daten im zweiten Bereich des zweiten Rahmens zugehörig.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildungsvariante wird zum Empfang des ersten Rahmens im ersten Frequenzkanal ein erstes Empfangssignal mit der ersten Empfangsphase mittels eines Lokaloszillatorsignals mit einer dritten Oszillatorfrequenz heruntergemischt. Vorteilhafterweise wird zum Empfang des zweiten Rahmen im zweiten Frequenzkanal ein zweites Empfangssignal mit der zweiten Empfangsphase mittels des Lokaloszillatorsignals mit einer vierten Oszillatorfrequenz heruntergemischt.
Bevorzugt wird von der dritten Oszillatorfrequenz auf die vierte Oszillatorfrequenz umgeschaltet. Dabei tritt mit der Umschaltung kein Phasensprung oder ein deterministischer Phasensprung zwischen einer dritten Oszillatorphase und einer vierten Oszillatorphase auf.
In einer anderen Weiterbildung ist vorgesehen, dass vom zweiten Knoten ein dritter Rahmen und ein vierter Rahmen erzeugt und an den ersten Knoten gesendet werden. Dabei werden der dritte Rahmen und der vierte Rahmen in unterschiedlichen Kanälen, vorzugsweise im ersten Frequenzkanal und im zweiten Frequenzkanal gesendet. Bevorzugt wird die Phasendifferenz aus der ersten Differenz und einer zweiten Differenz zwischen einer dritten Empfangsphase und einer vierten Empfangsphase ermittelt.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildungsvariante wird die zweite Differenz zwischen der dritten Empfangsphase und der vierten Empfangsphase anhand einer zweiten komplexwertigen Korrelation von dritten Abtastwerten und vierten Abtastwerten ermittelt. Bevorzugt sind die dritten Abtastwerte den Daten in einem dritten Bereich des dritten Rahmens und die vierten Abtastwerte den Daten in einem vierten Bereich des vierten Rahmens zugehörig.
In einer anderen Weiterbildung weist die Sende-Empfangs-Vorrichtung einen lokalen Oszillator zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals mit einer ersten Oszillatorfrequenz mit einer ersten Oszillatorphase zum Heruntermischen eines Empfangssignals mit dem ersten Rahmen und mit einer zweiten Oszillatorfrequenz mit einer zweiten Oszillatorphase zum Heruntermischen des Empfangssignals mit dem zweiten Rahmen auf. Vorzugsweise ist der Oszillator eingerichtet, von der ersten Oszillatorfrequenz auf die zweite Oszillatorfrequenz umzuschalten. Dabei tritt mit der Umschaltung kein Phasensprung oder ein deterministischer Phasensprung zwischen der ersten Oszillatorphase und der zweiten Oszillatorphase auf. Vorteilhafterweise wird der deterministische Phasensprung bei der Bestimmung der Phasendifferenz berücksichtigt oder kompensiert.
Gemäß eine bevorzugten Weiterbildung weist die Sende-Empfangs-Vorrichtung einen Referenzoszillator zur Erzeugung eines Referenztaktsignals auf. Vorzugsweise ist der Oszillator eingerichtet, die erste Oszillatorfrequenz und die zweite Oszillatorfrequenz aus dem Referenztaktsignal phasenstarr zu erzeugen.
Bevorzugt weist die Sende-Empfangs-Vorrichtung einen Analog-Digital-Umsetzer zur Erzeugung der ersten Abtastwerte und der zweiten Abtastwerte auf. Vorteilhafterweise ist der Analog-Digital-Umsetzer zur Abtastung anhand des Referenztaktsignals eingerichtet und verschaltet.
Vorzugsweise ist die Sende-Empfangs-Vorrichtung eingerichtet, eine Auswahl der ersten Abtastwerte des ersten Bereichs des ersten Rahmens und der zweiten Abtastwerte des zweiten Bereichs des zweiten Rahmens durch Zählung von Takten des Referenztaktsignals zu steuern. Beispielsweise sind hierzu Zeitschlitze festgelegt und die Abtastwerte werden im Bezug zu einem Beginn des jeweiligen Zeitschlitzes festgelegt.
Die zuvor beschriebenen Weiterbildungsvarianten sind sowohl einzeln als auch in Kombination besonders vorteilhaft. Dabei können sämtliche Weiterbildungsvarianten untereinander kombiniert werden. Einige mögliche Kombinationen sind in der Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Figuren erläutert. Diese dort dargestellten Möglichkeiten von Kombinationen der Weiterbildungsvarianten sind jedoch nicht abschließend.
Im Folgenden wird die Erfindung durch Ausführungsbeispiele anhand zeichnerischer Darstellungen näher erläutert.
Dabei zeigen
1a eine schematische Darstellung von zwei Knoten in einem Funknetz,
1b eine andere schematische Darstellung der zwei Knoten im Funknetz,
2 eine schematische Darstellung eines Blockschaltplans einer Sende-Empfangs-Vorrichtung eines Knotens.
3 eine schematische Darstellung eine Phasenregelschleife, und
4 eine schematisches Diagramm zur Darstellung von Phasen,
5 ein weiteres schematisches Diagramm zur Darstellung von Phasen,
6 ein weiteres schematisches Diagramm zur Darstellung von Phasen,
7a ein schematischer Blockschaltplan einer Schaltung zur Korrelation, und
7b ein schematisches Diagramm zur Darstellung von Signalen.
In 1a ist eine Übertragung zwischen zwei Knoten M, S in einem Funknetz schematisch dargestellt. Ein erster Knoten M des Funknetzes ist von einem zweiten Knoten S des Funknetzes durch eine Distanz L beabstandet.
In Messverfahren durch die zwei Knoten M, S soll eine Phasendifferenz Δφ zwischen verschiedenen Funkkanalfrequenzen ermittelt werden. Mit der ermittelten Phasendifferenz können Eigenschaften, wie Laufzeit, Entfernung L und/oder Mehrwegeausbreitung im Übertragungsmedium – üblicherweise Luft – bestimmt werden. Es werden mindestens zwei teilnehmende Knoten M, S benötigt, welche über Funk Informationen austauschen können.
Die teilnehmenden Knoten M, S werden im Folgenden auch als Master M (Meister) und Slave S (Sklave) bezeichnet.
In dem Verfahren wird von dem ersten Knoten M als Master ein erster Rahmen F1 mittels einer Sendeeinheit 10 erzeugt. Der in 1a dargestellte erste Rahmen F1 weist eine Präambel P (engl. – Preamble), ein Rahmensynchronisationswort SFD (engl. – Start-of-Frame Delimiter), einen Kopf PHR (engl. – PHY Header) und Nutzdaten PSDU1 (engl. – PHY Service Data Unit) auf. Der in 1a dargestellte erste Rahmen F1 ist konform zum Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006.
Im ersten Knoten M wird ein Lokaloszillatorsignal S_LO1 mit einer ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1 durch einen ersten Oszillators LO₁ des ersten Knotens M mit einer ersten Oszillatorphase φ_1LO1(t) erzeugt. Später kann der erste Oszillator LO₁ auch auf eine zweite Oszillatorfrequenz f_2LO1 umgeschaltet werden (s. u.). Die erste Oszillatorfrequenz f_1LO1 wird zur Erzeugung einer ersten Trägerfrequenz f_TXch1 eines ersten Frequenzkanals CH1 eingestellt. Die Trägerfrequenz f_TXch1 ist üblicherweise eine Mittenfrequenz des per Funk in der Mitte des ersten Frequenzkanals CH1 übertragenen Signals. Im einfachsten Fall wird das zu sendende Signal aus dem Basisband direkt mittels des Lokaloszillatorsignals S_LO1 des ersten Oszillators LO₁ mit der Oszillatorfrequenz f_1LO1 hochgemischt. In diesem Fall entspricht die Sendefrequenz f_TXch1 der ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1. Der erste Kanal ch1 ist das Übertragungsmedium zwischen den Antennen der beiden Knoten M, S.
Vom ersten Knoten M wird der erste Rahmen F1 mit der ersten Trägerfrequenz f_TXch1 und einer zur ersten Oszillatorphase φ_1LO1(t) zugehörigen ersten Sendephase φ_TX1 in einem ersten Zeitschlitz TS₁ gesendet. Der erste Zeitschlitz TS₁ ist beispielsweise in der 7b dargestellt.
Der erste Rahmen F1 wird vom zweiten Knoten S empfangen. Dabei werden aus dem Empfangssignal RX_F1 erste Abtastwerte Sp1 erzeugt.
In dem Verfahren wird von dem ersten Knoten M als Master zudem ein zweiter Rahmen F2 mittels der Sendeeinheit 10 erzeugt. Der in 1a dargestellte zweite Rahmen F2 weist ebenfalls eine Präambel P (engl. – Preamble), ein Rahmensynchronisationswort SFD (engl. – Start-of-Frame Delimiter), einen Kopf PHR (engl. – PHY Header) und Nutzdaten PSDU2 (engl. – PHY Service Data Unit) auf. Der in 1a dargestellte zweite Rahmen F2 ist konform zum Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006.
Vom ersten Knoten M wird der zweite Rahmen F2 mit der zweiten Trägerfrequenz f_TXch2 und einer zur zweiten Oszillatorphase φ_2LO1(t) zugehörigen zweiten Sendephase φ_TX2 in einem zweiten Zeitschlitz TS₂ gesendet. Der zweite Zeitschlitz TS₂ ist beispielsweise in der 7b dargestellt.
Der zweite Rahmen F2 wird danach ebenfalls vom zweiten Knoten S empfangen. Dabei werden aus dem Empfangssignal RX_F2 zweite Abtastwerte Sp2 erzeugt. Mittels eines Kreuzkorrelationsfilters KKF einer Empfangseinheit 20 des zweiten Knotens S wird eine Differenz Δφ₁ zwischen der ersten Empfangsphase φ_RX1 und der zweiten Empfangsphase φ_RX2 berechnet.
Der erste Knoten M und der zweite Knoten S weisen jeweils einen Referenzoszillator 110 zur Erzeugung eines Referenztaktsignals clk_REF als Zeitbasis auf. Das Referenztaktsignal clk_REF ist in 7b schematisch dargestellt. Der Referenzoszillator 110 des ersten Knotens M und der Referenzoszillator 110 des zweiten Knotens S sind beispielsweise als Quarzoszillatoren mit einer Taktfrequenz von beispielsweise 16 MHz ausgebildet, um eine hohe Genauigkeit zu erzielen. Die Zeitschlitze TS₁ und TS₂ sind im ersten Knoten M (hier als Sender) und im zweiten Knoten S (hier als Empfänger) gleich lang und in den Knoten M, S fest vorgegeben. Beispielsweise beträgt die Länge eines Zeitschlitzes TS₁, TS₂ 100 μs. Mittels des Referenztaktsignals clk_REF werden die Grenzen, also der Beginn und das Ende jedes Zeitschlitzes TS₁, TS₂ festgelegt. Ebenfalls wird durch das Referenztaktsignal clk_REF der Abtastzeitpunkt im Analog-Digital-Umsetzer 160 für die Abtastwerte Sp1, Sp2 festgelegt. Ebenfalls wird durch das Referenztaktsignal clk_REF ein Abstand von einem ersten Bereich B1 mit den ersten Abtastwerten Sp1 zu einem Beginn des ersten Zeitschlitzes TS₁ und von einem zweiten Bereich B2 der zweiten Abtastwerte Sp2 zu einem Beginn des zweiten Zeitschlitzes TS₂ jeweils als Zeitdifferenz ΔTS, wie in 7b dargestellt, festgelegt. Weiterhin ist auch die dritte Oszillatorfrequenz f_3LO2 und die vierte Oszillatorfrequenz f_4LO2 aus dem Referenztaktsignal clk_REF mittels der Phasenregelschleife PLL erzeugt, so dass die dritten Oszillatorphase φ_3LO2(t) und die vierte Oszillatorphase φ_4LO2(t) zur Phase des Referenztaktsignals clk_REF phasenstarr sind. Da auch die Abtastzeitpunkte der Abtastwerte Sp1, Sp2 und die Grenzen der Zeitschlitze TS₁, TS₂ zum Referenztaktsignal clk_REF phasenstarr sind, liegt hier ein phasenstarres System vor.
Demzufolge sind die zweiten Abtastwerte Sp2 gegenüber den ersten Abtastwerten Sp1 überwiegend durch die Eigenschaften des physikalischen Übertragungskanals verschoben, so dass die Differenz Δφ₁ zwischen der ersten Empfangsphase φ_RX1 und der zweiten Empfangsphase φ_RX2 aus den ersten Abtastwerten Sp1 und den zweiten Abtastwerten Sp2 durch die Korrelation einfach ermittelt werden kann.
Im Ausführungsbeispiel der 1a wird zum Empfang des ersten Rahmens F1 das Empfangssignal RX_F1 mittels eines Mischers heruntergemischt. Zum Heruntermischen mittels eines Lokaloszillatorsignals S_LO2 wird von dem zweiten Knoten S eine dritte Oszillatorfrequenz f_3LO2 eines zweiten Oszillators LO₂ des zweiten Knotens S mit einer dritten Oszillatorphase φ_3LO2(t) eingestellt. Die dritte Oszillatorfrequenz f_3LO2 ist dabei einer ersten Empfangsfrequenz zugehörig. Wird beispielsweise mittels des Lokaloszillatorsignals S_LO2 des zweiten Oszillators LO₂ das über eine Antenne des zweiten Knotens S empfangene Empfangssignal RX_F1 direkt ins Basisband (zero IF) heruntergemischt, entspricht die Empfangsfrequenz der dritten Oszillatorfrequenz f_3LO2. Alternativ ist auch ein Heruntermischen auf eine Zwischenfrequenz möglich (nicht dargestellt).
Demzufolge wird vom zweiten Knoten S der erste Rahmen F1 im ersten Frequenzkanal CH1 mit einer ersten Empfangsphase φ_RX1 empfangen:
wobei φ_RX1 die erste Empfangsphase, φ_OFS1 ein mittlerer Phasenoffset, L die Distanz zwischen den Knoten M, S und λ_CH1 eine Wellenlänge bei der ersten Trägerfrequenz f_TXch1 ist.
Für einen zweiten Zeitschlitz TS₂ – wie in 7b dargestellt – nach dem Senden des ersten Rahmens F1 wird der erste Oszillator LO₁ von der ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1 auf eine zweite Oszillatorfrequenz f_2LO1 mit einer zweiten Oszillatorphase φ_2LO1(t) umgeschaltet. Im ersten Knoten M wird eine zweite Trägerfrequenz f_TXch2 auf Basis der zweiten Oszillatorfrequenz f_2LO1 erzeugt. Durch das Umschalten von der ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1 auf die zweite Oszillatorfrequenz f_2LO1 tritt kein Phasensprung oder lediglich ein deterministischer Phasensprung φ_sw zwischen der ersten Oszillatorphase φ_1LO1(t) und der zweiten Oszillatorphase φ_2LO1(t) auf. Der Phasensprung ist demzufolge nicht zufällig.
In 4 sind aufeinander folgende Zeitschlitze TS dargestellt. Im ersten Zeitschlitz TS₁ wird im ersten Frequenzkanal CH1 gesendet (TX) und im darauf folgenden zweiten Zeitschlitz wird im zweiten Frequenzkanal CH2 gesendet (TX). Im selben Diagramm ist eine Phase φ_1LO1(t) eines Oszillators LO₁ vor dem Umschaltzeitpunkt zwischen den Zeitschlitzen TS₁ und TS₂ und die Phase φ_2LO1(t) des Oszillators LO₁ nach dem Umschaltzeitpunkt zwischen den Zeitschlitzen TS₁ und TS₂ schematisch dargestellt. im oberen Beispiel tritt beim Umschalten von der ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1 auf die zweite Oszillatorfrequenz f_2LO1 kein Phasensprung zwischen der ersten Oszillatorphase φ_1LO1(t) und der zweiten Oszillatorphase φ_2LO1(t) auf.
Hingegen tritt im unteren dargestellten Beispiel zum Zeitpunkt des Umschaltens von der ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1 auf die zweite Oszillatorfrequenz f_2LO1 ein Phasensprung φ_sw zwischen der ersten Oszillatorphase φ'_1LO1(t) und der zweiten Oszillatorphase φ'_2LO1(t) auf. Ist der Phasensprung φ_sw deterministisch, so kann der Phasensprung φ_sw bei der Berechnung einer Phasendifferenz Δφ berücksichtigt werden. Beispielsweise beträgt die Phasensprung φ_sw durch die Hardware bedingt π/16.
Vom ersten Knoten M wird ein zweiter Rahmen F2 erzeugt. Der zweite Rahmen F2 wird mit der zweiten Trägerfrequenz f_TXch2 und einer zur zweiten Oszillatorphase φ_2LO1(t) zugehörigen zweiten Sendephase φ_TX2 in einem zweiten Zeitschlitz TS₂ gesendet.
Nach dem Empfang des ersten Rahmens F1 wird im Ausführungsbeispiel der 1a ebenfalls der zweite Oszillator LO₂ von der dritten Oszillatorfrequenz f_3LO2 mit einer dritten Oszillatorphase φ_3LO2(t) auf eine vierte Oszillatorfrequenz f_4LO2 mit einer vierten Oszillatorphase φ_4LO2(t) umgeschaltet. Durch das Umschalten von der dritten Oszillatorfrequenz f_3LO2 auf die vierte Oszillatorfrequenz f_4LO2 tritt kein Phasensprung oder lediglich ein deterministischer Phasensprung φ_sw zwischen der dritten Oszillatorphase φ_3LO2(t) und der vierten Oszillatorphase φ_4LO2(t) auf. Der Phasensprung ist demzufolge nicht zufällig.
Der zweite Rahmen F2 wird vom zweiten Knoten S empfangen. Dabei werden aus dem Empfangssignal RX_F2 zweite Abtastwerte Sp2 erzeugt. Im Ausführungsbeispiel der 1a wird zum Empfang des zweiten Rahmens F2 das Empfangssignal RX_F2 mittels des Mischers heruntergemischt. Zum Heruntermischen mittels des Lokaloszillatorsignals S_LO2 wird von dem zweiten Knoten S eine vierte Oszillatorfrequenz f_4LO2 des zweiten Oszillators LO₂ des zweiten Knotens S mit einer vierten Oszillatorphase φ_4LO2(t) eingestellt. Die vierte Oszillatorfrequenz f_4LO2 ist dabei einer zweiten Empfangsfrequenz zugehörig. Wird beispielsweise mittels des Lokaloszillatorsignals S_LO2 des zweiten Oszillators LO₂ das über eine Antenne des zweiten Knotens S empfangene Empfangssignal RX_F2 direkt ins Basisband (zero IF) heruntergemischt, entspricht die Empfangsfrequenz der vierten Oszillatorfrequenz f_4LO2. Alternativ ist auch ein Heruntermischen auf eine Zwischenfrequenz möglich (nicht dargestellt).
Demzufolge wird vom zweiten Knoten S der zweite Rahmen F2 im zweiten Frequenzkanal CH2 mit einer zweiten Empfangsphase φ_RX2 empfangen:
wobei φ_RX2 die zweite Empfangsphase, φ_OFS1 der mittlere Phasenoffset, L die Distanz zwischen den Knoten M, S und λ_CH2 eine Wellenlänge bei der zweiten Trägerfrequenz f_TXch2 ist. In Formel (1) ist eine Änderung der Phase bedingt durch die Laufzeit im physikalischen Kanal mit dem Term 2πL/λ_CH1 und in Formel 2 durch 2πL/λ_CH2 angegeben, wobei L die Länge des vom Funksignal zurückgelegten Weges ist.
Der zweite Knoten S ist eingerichtet, eine Differenz Δφ₁ der Empfangsphasen φ_RX1, φ_RX2 durch Korrelation der komplexwertigen Abtastwerte Sp1, Sp2, des ersten Rahmens F1 und des zweiten Rahmens F2 zu bestimmen, wobei gilt:
wobei Δf_(CH2,CH1) eine Frequenzdifferenz zwischen der ersten Trägerfrequenz f_TXch1 und der zweiten Trägerfrequenz f_TXch2 ist. Mit dem Wissen der Differenz Δφ₁ zwischen den Empfangsphasen φ_RX1 und φ_RX2 und der Frequenzdifferenz Δf_(CH2,CH1) der beiden Trägerfrequenzen f_TXch1, f_TXch2 ist der Abstand L ermittelbar.
Ist mit dem ersten Koten M und dem zweiten Knoten S ein kohärenter digitaler Empfangspfad vorhanden, kann die vom kohärenten Empfänger ermittelte Phase des Korrelationsproduktes genutzt werden. Die Rahmen F1, F2 müssen in diesem Ausführungsbeispiel für die Korrelation mit dem kohärenten Empfänger nicht zwingend gleiche Daten enthalten.
Ist hingegen kein kohärenter Empfangspfad vorhanden weisen der erste Rahmen F1 und der zweite Rahmen F2 bevorzugt Bereiche B1, B2 mit gleichen Daten auf. Im Ausführungsbeispiel der 1a weist der erste Rahmen F1 einen ersten Bereich B1 mit Daten in Form eines Rahmensynchronisationswortes SFD und eines Datenkopfes PHR und der zweite Rahmen F2 einen zweiten Bereich B2 mit identischen Daten in Form des Rahmensynchronisationswortes SFD und des Datenkopfes PHR auf.
Die Differenz Δφ₁ der Empfangsphasen φ_RX1, φ_RX2 wird anhand einer komplexwertigen Korrelation der ersten Abtastwerte Sp1 des ersten Bereichs B1 des ersten Rahmens F1 und der zweiten Abtastwerte Sp2 des zweiten Bereich B2 des zweiten Rahmens F2 ermittelt. Für die komplexwertige Korrelation ist es erforderlich, dass für jeden Abtastwert Sp_K (engl. sample) die Information der Amplitude A_K und der (relativen) Phase φ_K des Empfangssignals RX_F1, RX_F2 vorliegt.
Es gilt also für jeden Abtastwert Sp_K:
Die komplexe Kreuzkorrelation ist allgemein definiert als:
wobei f* die Konjugierte von f ist. Die komplexwertigen ersten Abtastwerte Sp1 und die komplexwertigen zweiten Abtastwerte Sp2 weisen eine gleiche Anzahl N auf. Es werden die komplexwertigen ersten Abtastwerte Sp1 und die komplexwertigen zweiten Abtastwerte Sp2 der Rahmen F1, F2 miteinander für eine relative Zeitverschiebung von Null korreliert, somit ist n = 0 und
wobei Sp1 die Konjugierte von Sp1 ist. Es ergibt sich eine komplexe Zahl c_ph. Eine mittlere Phasenwinkeldifferenz Δφ₁ zwischen dem zweiten Rahmen F2 und dem ersten Rahmen F1 wird ermittelt durch: Δφ₁ = arg(c_ph) = atan2(Im(c_ph),Re(c_ph)) (9)
Ein besonderer Vorteil dieser Bestimmung der Differenz Δφ₁ ist, dass es ausreicht, wenn lediglich die beiden Bereiche B1, B2 der Rahmen F1 und F2 gleiche Daten enthalten, welche korreliert werden. Die anderen Daten in den Rahmen F1 und F2 können sich hingegen unterscheiden und zur Übertragung von Nutzdaten PSDU₁, PSDU₂, PSDU₃, PSDU₄ verwendet werden. Da beide Rahmen F1, F2 vom selben Sender stammen, über dieselbe Luftstrecke übertragen werden und von demselben Empfänger empfangen werden, haben sie das gleiche Frequenzoffset φ_OFS und gleiche Signaleigenschaften (Verzerrung, etc.). Die Abtastwerte Sp1, Sp2 der Basisbanddaten korrelieren somit perfekt und unterscheiden sich nur in der Differenz Δφ₁ der Phase, welche gemessen werden soll. Durch die Bildung der Differenz Δφ₁ fallen die Phasenoffsets φ_OFS heraus. Dazu gehören das Phasenoffset der Phasenregelschleifen (Sender/Empfänger) und Laufzeiten im integrierten Schaltkreis (Basisband, Frontend).
Zudem kann ein Indikator der Qualität des erhaltenen Differenzphasenmesswertes Δφ₁ bestimmt werden durch: PQI = abs(c_ph) (10)
Eine Sende-Empfangs-Vorrichtung weist zur Berechnung der Differenz Δφ₁ einen Speicher zur Speicherung der ersten Abtastwerten Sp1 des ersten Bereichs B1 des ersten Rahmens F1 und der zweiten Abtastwerten Sp2 des zweiten Bereichs B2 des zweiten Rahmens F2 auf. Zudem weist die Sende-Empfangs-Vorrichtung eine Recheneinheit auf. Im einfachsten Fall ist die Recheneinheit ein Mikrocontroller des Knotens und der Speicher ist mit dem Mikrocontroller verbunden. Der Speicher ist beispielsweise ein RAM, das mit dem Mikrocontroller über einen Bus verbunden ist.
Die Recheneinheit ist eingerichtet, die ersten Abtastwerte Sp1 mit den zweiten Abtastwerten Sp2 komplex zu korrelieren und die Differenz Δφ₁ zwischen der ersten Empfangsphase φ_RX1 und der zweiten Empfangsphase φ_RX2 mittels der komplexen Korrelation zu ermitteln. Hierzu ist die Recheneinheit eingerichtet, die zuvor erläuterten Berechnungen in einem Programmablauf durchzuführen. Hierfür werden zunächst alle benötigen Abtastwerte Sp1, Sp2 in den Speicher geladen. Erst danach wird der Programmablauf zur Berechnung der Differenz Δφ₁ zwischen der ersten Empfangsphase φ_RX1 und der zweiten Empfangsphase φ_RX2 gestartet.
Ein anderes Ausführungsbeispiel mit einer Recheneinheit 200 und einem Speicher 300 ist in der 7a schematisch dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel der 7a sind die Funktionen zur Berechnung der Differenz Δφ₁ zwischen der ersten Empfangsphase φ_RX1 und der zweiten Empfangsphase φ_RX2 durch entsprechende Hardware realisiert. Die Sende-Empfangs-Vorrichtung weist einen Analog-Digital-Umsetzer 160, ADC, der zur Bildung von Abtastdaten D mittels eines Abtasttaktes clk_REF getaktet wird. Der Speicher 300 weist einen Multiplexer 390, MUX auf. Beim Empfang des ersten Bereichs B1 des ersten Rahmens F1 während des ersten Zeitschlitzes TS₁ sind durch ein erstes Steuersignal sel_ram1 an einem Steuereingang des Multiplexers 390, MUX die ersten Abtastwerte Sp1 in erste Speicherzellen 310 von 0, 1 bis N eines ersten Speicherbereichs RAM1 einlesbar. Beim Empfang des zweiten Bereichs B2 des zweiten Rahmens F2 während des zweiten Zeitschlitzes TS₂ sind durch ein zweites Steuersignal sel_ram2 an einem Steuereingang des Multiplexers 390, MUX die zweiten Abtastwerte Sp2 in zweite Speicherzellen 320 von 0, 1 bis N eines zweiten Speicherbereichs RAM2 einlesbar.
Die Recheneinheit 200 weist eine erste Einheit 210 zur Bildung des komplex Konjugierten Sp1* jedes ersten Abtastwertes Sp1 auf. Die komplex konjugierten ersten Abtastwerte Sp1* werden jeweils mit den zugehörigen zweiten Abtastwerten Sp2 durch eine zweite Einheit 220 der Recheneinheit 200 gemäß Formel (8) multipliziert und die Produkte durch ein dritte Einheit 230 der Recheneinheit 200 gemäß Formel (8) addiert. Eine vierte Einheit 240 und eine fünfte Einheit 250 der Recheneinheit 200 werden durch das Signal calc gesteuert. Die vierte Einheit 240 berechnet dabei die Differenz Δφ₁ gemäß Formel (9) und die fünfte Einheit berechnet den Indikator PQI gemäß Formel (10). Die Zeitschlitze TS1, TS2, die Rahmen F1, F2 und die Signale clkREF, sel_ram1, sel_ram2 und calc sind im schematischen Diagramm der 7b dargestellt. Der erste Bereich B1 ist dabei vom Beginn des ersten Zeitschlitzes TS₁ um die Zeitdifferenz ΔTS beabstandet. Ebenso ist der zweite Bereich B2 von dem Beginn des zweiten Zeitschlitzes TS₂ um dieselbe Zeitdifferenz ΔTS beabstandet.
In 2 ist der Analogteil 100 einer Sende-Empfangs-Vorrichtung als Blockschaltbild schematisch dargestellt. Dabei sind in 2 zu Gunsten einer besseren Übersichtlichkeit nicht alle Bestandteile des Analogteils dargestellt, beispielsweise fehlt ein Verstärker. Der Analogteil 100 weist einen lokalen Oszillator LO, beispielsweise mit einem Schwingquarz 110 und einer Phasenregelschleife PLL auf. Der lokale Oszillator LO ist mit einem Mischer 130 zum Heruntermischen für ein Empfangssignal oder zum Heraufmischen für ein Sendesignal verbunden. Mit dem Analogteil 100 der Sende-Empfangs-Vorrichtung ist eine Antenne 90 verbunden. Weiterhin sind ein analoger Filter 140, ein Schalter 150, ein Analog-Digital-Umsetzer 160 zur Ausgabe von Basisbanddaten D(RX) und ein Digital-Analog-Umsetzer 170 zum Umsetzen von zu sendenden Daten D(TX) vorgesehen.
Da die Phase des Empfangssignals RX_F1, RX_F2 nicht nur vom physikalischen Übertragungskanal sondern auch von den Oszillatoren 120 in den Transceivern bestimmt wird, ist es erforderlich, dass von der ersten Oszillatorfrequenz f_1LO1 auf die zweite Oszillatorfrequenz f_2LO1 umgeschaltet wird, ohne dass mit der Umschaltung ein nicht-deterministischer Phasensprung zwischen der ersten Oszillatorphase φ_1LO1(t) und der zweiten Oszillatorphase φ_2LO1(t) auftritt.
Eine mögliche Realisierung eines derartigen Oszillators 120 ist in 3 als Ladungspumpen-PLL dargestellt. Die Phasenregelschleife 120 weist einen spannungsgesteuerten Oszillator 121, VCO, einen Teiler 122, einen Phasenkomparator 123, PFD zum Vergleich des Rückführungssignals clk_FRAC und des Referenzsignals clk_REF, eine Ladungspumpe 124, CP und einen Schleifenfilter 125, LF auf. Die Phasenregelschleife 120 der 3 weist einen vernachlässigbaren statischen Phasenfehler auf, lässt man Missmatch und Offsets außer Betracht. Ein statischer Phasenfehler am Eingang des Phasenkomparators 123, PFD würde von der Ladungspumpe 124 maximal verstärkt und kann somit praktisch nicht auftreten. Beim Umschalten der Oszillatorfrequenz z. B. von f_1LO1 zu f_2LO2 muss beachtet werden, dass der Frequnzsprung nicht größer als der Ausrastbereich (engl. pull-out range) ist Das heißt, beim Anlegen eines Frequenzsprunges des Rückführungssignals clk_FRAC oder des Referenzsignals clk_REF am Eingang des Phasenkomparators 123, PFD kann die eingerastete Phasenregelschleife 120 in diesem Bereich ohne Überspringen einer Periode folgen (engl. cycle slip). Die Phasenregelschleife 120 zeigt somit normales eingerastetes Regelverhalten. Bei der Verwendung der Phasenregelschleife 120 in einer Sende-Empfangs-Vorrichtung wird die Umschaltung der Trägerfrequenz f_TXCH1, f_TXCH2 durch Änderung des Teilerverhältnisses des Teilers 122 der Phasenregelschleife 120 bewirkt. Dies führt zu einer Änderung der Rückführungssignals clk_FRAC.
In 5 ist ein Diagramm für das Ausführungsbeispiel dargestellt, in dem der erste Knoten M und der zweite Knoten S gleichzeitig vom ersten Frequenzkanal CH1 auf den zweiten Frequenzkanal CH2 umschalten. Demzufolge sind die Zeitschlitze TS_M im ersten Knoten M und die Zeitschlitze TS_S im zweiten Knoten S synchronisiert. Im Diagramm ist der Verlauf der ersten Oszillatorphase φ_1LO1(t) des ersten Oszillators LO₁ des ersten Knotens M während des ersten Zeitschlitzes vor der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_1LO1, f_2LO1, und der Verlauf der zweiten Oszillatorphase φ_2LO1(t) während des zweiten Zeitschlitzes nach der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_1LO1, f_2LO1 über die Zeit t schematisch dargestellt.
Ebenso ist der Verlauf der dritten Oszillatorphase φ_3LO2(t) des zweiten Oszillators LO₂ des zweiten Knotens S während des ersten Zeitschlitzes vor der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_3LO2, f_4LO2 und der Verlauf der vierten Oszillatorphase φ_4LO2(t) während des zweiten Zeitschlitzes nach der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_3LO2, f_4LO2 über die Zeit t schematisch dargestellt. Der Phasenoffset φ_OFS zwischen der Phasenregelschleife 120 des ersten Knotens M und der Phasenregelschleife 120 des zweiten Knotens S bleibt dabei konstant. Aufgrund der Bestimmung der Differenz gemäß Formel (2) subtrahiert sich der Phasenoffset φ_OFS heraus.
Ein Ausführungsbeispiel mit unsynchronisierten Knoten M, S ist in 6 als Diagramm schematisch dargestellt. Die aufeinander folgenden Zeitschlitze TS_M des ersten Knotens M und die aufeinander folgenden Zeitschlitze TSS des zweiten Knotens S sind um eine Zeitdifferenz Δt = t_STM – t_STS zueinander verschoben. Ein erster Rahmen F1 und ein dritter Rahmen F3 werden im Ausführungsbeispiel der 6 in einem ersten Frequenzkanal CH1 gesendet. Hingegen werden ein zweiter Rahmen F2 und ein vierter Rahmen F4 in einem vom ersten Frequenzkanal CH1 verschiedenen zweiten Frequenzkanal CH2 gesendet.
Sendet der ersten Knoten M den ersten Rahmen F1 und den zweiten Rahmen F2 gilt für eine erste Differenz Δφ₁:
Nachdem der erste Rahmen F1 und der zweite Rahmen F2 übertragen wurden, schaltet der erste Knoten M von Senden auf Empfangen und der zweite Knoten S von Empfangen auf Senden um (TRX). Nun sendet der zweite Knoten S den dritten Rahmen F3 und den vierten Rahmen F4, so gilt für eine zweite Differenz Δφ₂:
Durch Addition von der ersten Differenz Δφ₁ und der zweiten Differenz Δφ₂ heben sich die von Δt abhängigen Fehlerterme gegenseitig auf und die von der Entfernung L abhängigen Terme verdoppeln sich. Die durch die Laufzeit bedingte Phasendifferenz Δφ beträgt somit:
Die Entfernung L zwischen dem ersten Knoten M und dem zweiten Knoten S wird berechnet durch:
wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist.
Für das zuvor erläuterte Ausführungsbeispiel müssen sich der erste Knoten M und der zweite S über die Luftschnittstelle lediglich grob synchronisieren, z. B. durch Austausch eines Datenpakets, dessen Ankunftszeit mit einer zugelassenen Toleranz (ungefähr) bestimmt wird. Zwischen den Umschaltzeitpunkten der Oszillatorfrequenzen f_1LO1, bis f_8LO1 und f_3LO2 bis f_6LO2 der Phasenregelschleifen 120 der beiden Knoten M, S kann dadurch eine Synchronisationsungenauigkeit Δt = t_STM – t_STS bei der Frequenzänderung um Δf auftreten. Diese bewirkt eine Änderung der Phasenoffsets zwischen den Phasenregelschleifen 120 des ersten Knotens M und des zweiten Knotens S beim nun nicht mehr zeitlich synchronen Kanalfrequenzwechsel um: ±Δt·2πΔf_(CH2,CH1) (15)
Die Änderung ist +Δt2πΔf, wenn der erste Knoten M der Empfänger ist. Hingegen ist die Änderung –Δt2πΔf, wenn der zweiten Knoten S der Empfänger ist. Die Vorzeichenumkehr ist darin begründet, dass die Phase immer vom Empfänger, das heißt relativ zum Empfänger gemessen wird. Um diese Synchronisationsungenauigkeit Δt zu kompensieren, werden Sender- und Empfangsmodi beim ersten Knoten M und zweiten Knoten getauscht und dieselbe Messung wiederholt. Die aufeinander folgenden Zeitschlitze TS_M, TS_S werden nicht unterbrochen, somit ändert sich nur das Vorzeichen der Synchronisationsungenauigkeit Δt und der Phasenfehler durch die Synchronisationsungenauigkeit Δt wird kompensiert, wenn die beiden ermittelten Differenzen Δφ₁, Δφ₂ gemäß Formel (13) addiert werden. Die Zeitschlitze TS_M, TS_S können dabei vorteilhafterweise aus einem quarzstabilisierten Referenztakt erzeugt werden.
In 6 ist ein entsprechendes Diagramm für das Ausführungsbeispiel dargestellt, in dem der zweite Knoten S um die Zeitdifferenz Δt nach dem ersten Knoten M vom ersten Frequenzkanal CH1 auf den zweiten Frequenzkanal CH2 umschaltet. Demzufolge sind die Zeitschlitze TS_M im ersten Knoten M und die Zeitschlitze TS_S im zweiten Knoten S zueinander verschoben. Im Diagramm ist der Verlauf der ersten Oszillatorphase φ_1LO1(t) des ersten Oszillators LO₁ des ersten Knotens M während des ersten Zeitschlitzes vor der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_1LO1, f_2LO1 durch den ersten Knoten M dargestellt Zudem ist der Verlauf der zweiten Oszillatorphase φ_2LOO1(t) während des zweiten Zeitschlitzes nach der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_1LO1, f_2LO1 des ersten Knotens M über die Zeit t schematisch dargestellt.
Weiterhin ist der Verlauf der dritten Oszillatorphase φ_3LO2(t) des zweiten Oszillators LO₂ des zweiten Knotens S während des ersten Zeitschlitzes vor der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_3LO2, f_4LO2 im zweiten Knoten S und der Verlauf der vierten Oszillatorphase φ_4LO2(t) während des zweiten Zeitschlitzes nach der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_3LO2, f_4LO2 des zweiten Knotens S über die Zeit t schematisch dargestellt.
Der Phasenoffset φ_OFS zwischen der Phasenregelschleife 120 des ersten Knotens M und der Phasenregelschleife 120 des zweiten Knotens S bleibt auch in diesem Fall konstant. Aufgrund der Bestimmung der Differenz gemäß Formel (2) subtrahiert sich der Phasenoffset φ_OFS heraus. Zusätzlich tritt jedoch die Synchronisationsungenauigkeit –Δt auf.
Danach erfolgt die Umschaltung TRX zwischen Senden und Empfangen in beiden Knoten M, S. Im Diagramm ist weiterhin der Verlauf der fünften Oszillatorphase φ_5LO1(t) des zweiten Oszillators LO₂ des zweiten Knotens S während des dritten Zeitschlitzes vor der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_5LO2, f_6LO2 durch den zweiten Knoten S dargestellt. Zudem ist der Verlauf der sechsten Oszillatorphase φ_6LO2(t) während des vierten Zeitschlitzes nach der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_5LO2, f_6LO2 des zweiten Knotens S über die Zeit t schematisch dargestellt.
Weiterhin ist der Verlauf der siebten Oszillatorphase φ_7LO1(t) des ersten Oszillators LO₁ des ersten Knotens M während des dritten Zeitschlitzes vor der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_7LO1, f_8LO1 im ersten Knoten M und der Verlauf der achten Oszillatorphase φ_8LO1(t) während des vierten Zeitschlitzes nach der Umschaltung der Oszillatorfrequenz f_7LO1, f_8LO1 des ersten Knotens M über die Zeit t schematisch dargestellt.
Der Phasenoffset φ_OFS zwischen der Phasenregelschleife 120 des ersten Knotens M und der Phasenregelschleife 120 des zweiten Knotens S bleibt auch in diesem Fall konstant. Aufgrund der Bestimmung der Differenz gemäß Formel (2) subtrahiert sich der Phasenoffset φ_OFS heraus. Zusätzlich tritt jedoch die Synchronisationsungenauigkeit +Δt auf.
In 1b ist die Übertragung des dritten Rahmens F3 und des vierten Rahmens F4 zwischen den Knoten M, S schematisch dargestellt. Von der Sendeeinheit 30 des zweiten Knotens werden der dritte Rahmen F3 und der vierte Rahmen F4 erzeugt und mittels des Lokaloszillatorsignals S_LO2 mit der fünften Oszillatorfrequenz f_5LO2 mit der fünften Oszillatorphase φ_5LO2(t), respektive der sechsten Oszillatorfrequenz f_6LO2 mit der sechsten Oszillatorphase φ_6LO2(t) auf die dritte Trägerfrequenz f_TXch3 mit der dritten Sendephase φ_TX3, respektive auf die vierte Trägerfrequenz f_TXch4 mit der vierten Sendephase φ_TX4 hochgemischt.
Der dritte Rahmen F3 mit dem dritten Bereich B3 und den Nutzdaten PSDU₃ wird beispielsweise im dritten Frequenzkanal CH3 übertragen. Der vierte Rahmen F4 mit dem vierten Bereich B4 und den Nutzdaten PSDU₄ wird beispielsweise im vierten Frequenzkanal CH4 übertragen. Dabei ist lediglich erforderlich, dass eine Frequenzdifferenz zwischen der ersten Trägerfrequenz f_TXch1 und der zweiten Trägerfrequenz f_TXch2 gleich einer Frequenzdifferenz zwischen der dritten Trägerfrequenz f_TXch3 und der vierten Trägerfrequenz f_TXch4 ist. Vorzugsweise werden – wie in 6 dargestellt – lediglich in zwei Kanälen CH1, CH2 die vier Rahmen F1, F2, F3, F4 übertragen.
Der erste Knoten empfängt den dritten Rahmen F3 mit der dritten Empfangshase φ_RX3 und den vierten Rahmen F4 mit der vierten Empfangsphase φ_RX4. Das Empfangssignal RX_F3, RX_F4 wird mittels der siebten Oszillatorfrequenz f_7LO1 mit der siebten Oszillatorphase φ_7LO1(t), respektive der achten Oszillatorfrequenz f_8LO1 mit der achten Oszillatorphase φ_8LO1(t) heruntergemischt. Eine Empfangeinheit 40 des ersten Knotens M bestimmt aus dritten Abtastwerten Sp3 des dritten Bereichs B3 und vierten Abtastwerten Sp4 des vierten Bereichs B4 ein zweite Differenz Δφ₂ zwischen der dritten Empfangsphase φ_RX3 und der vierten Empfangsphase φ_RX4 mittels eines Kreuzkorrelationsfilters KKF.
Der Entfernungsfehler durch das relative Frequenzoffset fofs_REL der beiden Knoten M, S zueinander beträgt lediglich: ΔL = 2T_SL·fofs_REL·c (16) wobei c die Lichtgeschwindigkeit und T_SL die zeitliche Länge der Zeitschlitze TS_M, TS_S ist. Das relative Frequenzoffset fofs_REL ergibt sich aus einer statischen Frequenzablage der quarzstabilisierten Referenztakte der beiden Knoten M, S zueinander und somit einer leicht unterschiedlichen Länge der Zeitschlitze TS_M, TS_S von dem ersten Knoten M und dem zweiten Knoten S. Die Frequenzablage kann durch die Knoten M, S vorher oder nachher bestimmt werden und dieser Fehler ΔL zusätzlich herausgerechnet werden.
Die Abfolge und Anzahl der Zeitschlitze ist variabel. Beispielsweise kann die Phase auch während der Umschaltung von Senden auf Empfangen gehalten werden. Auch sind andere Reihenfolgen der Zeitschlitze, welche besonders schnelle oder besonders wenige Kanalwechsel bedingen möglich. Durch eine erhöhte Anzahl von Messungen wird eine höhere Redundanz mit einer verbesserten statistischen Sicherheit beispielsweise durch eine Mittelung erzielt. Vorteilhafterweise wird der Phasengang über eine Vielzahl von Frequenzkanälen im gesamten zugelassenen Übertragungsband des physikalischen Übertragungskanals ermittelt. Beispielsweise wird hierzu eine inverse Fouriertransformation verwendet, um die Impulsantwort des physikalischen Übertragungskanals zu bestimmen.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausgestaltungsvarianten der 1 bis 7b beschränkt. Beispielsweise ist es möglich, andere Daten als ersten bis vierte Bereich festzulegen. Die Funktionalität des Verfahrens gemäß 6 kann besonders vorteilhaft für ein Funksystem nach dem Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 verwendet werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 5220332 [0003]
WO 02/01247 A2 [0004]
US 6731908 B2 [0006]
DE 102009060593 A1 [0008]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

Industrie-Standard IEEE 802.15.4 [0005]
„RF MICROELECTRONICS”, Behzad Razavi, 1998, S. 258–269 [0007]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0009]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0011]
Industrie-Standards IEEE 802.15.4-2006 [0014]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0015]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0021]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0022]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0052]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0056]
Industrie-Standard IEEE 802.15.4-2006 [0105]

Claims

Verfahren zur Ermittlung einer Phasendifferenz (Δφ) in einem Funknetz, – bei dem von einem ersten Knoten (M) im Funknetz ein erster Rahmen (F1) erzeugt wird, – bei dem eine erste Trägerfrequenz (f_TXch1) mit einer ersten Sendephase (φ_TX1) anhand einer ersten Oszillatorfrequenz (f_1LO1) mit einer ersten Oszillatorphase (φ_1LO1(t)) mittels eines ersten Oszillators (LO₁) des ersten Knotens (M) erzeugt wird, – bei dem vom ersten Knoten (M) der erste Rahmen (F1) mit der ersten Trägerfrequenz (f_TXch1) und der ersten Sendephase (φ_TX1) gesendet wird, – bei dem vom ersten Knoten (M) ein zweiter Rahmen (F2) erzeugt wird, – bei dem eine zweite Trägerfrequenz (f_TXch2) mit einer zweiten Sendephase (φ_TX2) anhand einer zweiten Oszillatorfrequenz (f_2LO1) mit einer zweiten Oszillatorphase (φ_2LO1(t)) mittels des ersten Oszillators (LO₁) des ersten Knotens (M) erzeugt wird, – bei dem von der ersten Oszillatorfrequenz (f_1LO1) auf die zweite Oszillatorfrequenz (f_2LO1) umgeschaltet wird, wobei mit der Umschaltung kein Phasensprung oder ein deterministischer Phasensprung (φ_sw) zwischen der ersten Oszillatorphase (φ_1LO1(t)) und der zweiten Oszillatorphase (φ_2LO1(t)) auftritt, – bei dem vom ersten Knoten (M) der zweite Rahmen (F2) mit der zweiten Trägerfrequenz (f_TXch2) und der zweiten Sendephase (φ_TX2) gesendet wird, – bei dem von einem zweiten Knoten (S) im Funknetz der erste Rahmen (F1) mit einer ersten Empfangsphase (φ_RX1) empfangen wird, – bei dem vom zweiten Knoten (S) der zweite Rahmen (F2) mit einer zweiten Empfangsphase (φ_RX2) empfangen wird, und – bei dem die Phasendifferenz (Δφ) aus einer ersten Differenz (Δφ₁) zwischen der ersten Empfangsphase (φ_RX1) und der zweiten Empfangsphase (φ_RX2) ermittelt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, – bei dem ein erster Bereich (B1) des ersten Rahmens (F1) und ein zweiter Bereich (B2) des zweiten Rahmens (F2) gleiche Daten (SFD, PHR) aufweisen, und – bei dem die Phasendifferenz (Δφ) aus der ersten Differenz (Δφ₁) zwischen der ersten Empfangsphase (φ_RX1) und der zweiten Empfangsphase (φ_RX2) anhand einer ersten komplexwertigen Korrelation von ersten Abtastwerten (Sp1) und zweiten Abtastwerten (Sp2) ermittelt wird, wobei die ersten Abtastwerte (Sp1) den Daten (SFD, PHR) im ersten Bereich (B1) des ersten Rahmens (F1) und die zweiten Abtastwerte (Sp2) den Daten (SFD, PHR) im zweiten Bereich (B2) des zweiten Rahmens (F2) zugehörig sind.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, – bei dem zum Empfang des ersten Rahmens (F1) ein erstes Empfangssignal (RX_F1) mit der ersten Empfangsphase (φ_RX1) mittels eines Lokaloszillatorsignals (S_LO2) mit einer dritten Oszillatorfrequenz (f_3LO2) heruntergemischt wird, – bei dem zum Empfang des zweiten Rahmen (F2) ein zweites Empfangssignal (RX_F2) mit der zweiten Empfangsphase (φ_RX2) mittels des Lokaloszillatorsignals (S_LO2) mit einer vierten Oszillatorfrequenz (f_4LO2) heruntergemischt wird, und – bei dem von der dritten Oszillatorfrequenz (f_3LO2) auf die vierte Oszillatorfrequenz (f_4LO2) umgeschaltet wird, wobei mit der Umschaltung kein Phasensprung oder ein deterministischer Phasensprung (φ_sw) zwischen einer dritten Oszillatorphase (φ_3LO2(t)) und einer vierten Oszillatorphase (φ_4LO2(t)) auftritt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, – bei dem vom zweiten Knoten (S) ein dritter Rahmen (F3) und ein vierter Rahmen (F4) erzeugt und an den ersten Knoten (M) gesendet wird, und – bei dem die Phasendifferenz (Δφ) aus der ersten Differenz (Δφ₁) und einer zweiten Differenz (Δφ₂) zwischen einer dritten Empfangsphase (φ_RX3) und einer vierten Empfangsphase (φ_RX4) ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 4, – bei dem die zweite Differenz (Δφ₂) zwischen der dritten Empfangsphase (φ_RX3) und der vierten Empfangsphase (φ_RX4) anhand einer zweiten komplexwertigen Korrelation von dritten Abtastwerten (Sp3) und vierten Abtastwerten (Sp4) ermittelt wird, wobei die dritten Abtastwerte (Sp3) den Daten (SFD, PHR) in einem dritten Bereich (B3) des dritten Rahmens (F3) und die vierten Abtastwerte (Sp4) den Daten (SFD, PHR) in einem vierten Bereich (B4) des vierten Rahmens (F4) zugehörig sind.
Sende-Empfangs-Vorrichtung eines Knotens (S) eines Funknetzes, – mit einem Speicher (300) zur Speicherung von ersten Abtastwerten (Sp1) eines ersten Bereichs (B1) eines ersten Rahmens (F1) und von zweiten Abtastwerten (Sp2) eines zweiten Bereichs (B2) eines zweiten Rahmens (F2), und – mit einer Recheneinheit (200), – bei der die Recheneinheit (200) eingerichtet ist, die ersten Abtastwerte (Sp1) mit den zweiten Abtastwerten (Sp2) komplex zu korrelieren und eine Differenz (Δφ₁) zwischen einer ersten Empfangsphase (φ_RX1) und einer zweiten Empfangsphase (φ_RX2) mittels der komplexen Korrelation zu ermitteln.
Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 6, – mit einem Oszillator (LO₂) zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals (S_LO2) mit einer ersten Oszillatorfrequenz (f_3LO2) mit einer ersten Oszillatorphase (φ_3LO2(t)) zum Heruntermischen eines Empfangssignals (RX_F1, RX_F2) mit dem ersten Rahmen (F1) und mit einer zweiten Oszillatorfrequenz (f_4LO2) mit einer zweiten Oszillatorphase (φ_4LO2(t)) zum Heruntermischen des Empfangssignals (RX_F1, RX_F2) mit dem zweiten Rahmen (F2), – bei der der Oszillator (LO₂) eingerichtet ist, von der ersten Oszillatorfrequenz (f_3LO2) auf die zweite Oszillatorfrequenz (f_4LO2) umzuschalten, wobei mit der Umschaltung kein Phasensprung oder ein deterministischer Phasensprung (φ_sw) zwischen der ersten Oszillatorphase (φ_3LO1(t)) und der zweiten Oszillatorphase (φ_4LO1(t)) auftritt.
Sende-Empfangs-Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, – mit einem Referenzoszillator (110) zur Erzeugung eines Referenztaktsignals (clk_REF), – bei der der Oszillator (LO₂) eingerichtet ist, die erste Oszillatorfrequenz (f_3LO2) und die zweite Oszillatorfrequenz (f_4LO2) aus dem Referenztaktsignal (clk_REF) phasenstarr zu erzeugen, – mit einem Analog-Digital-Umsetzer (160) zur Erzeugung der ersten Abtastwerte (Sp1) und der zweiten Abtastwerte (Sp2), – bei der der Analog-Digital-Umsetzer (160) zur Abtastung anhand des Referenztaktsignals (clk_REF) eingerichtet ist, und – bei der die Sende-Empfangs-Vorrichtung eingerichtet ist, eine Auswahl der ersten Abtastwerte (Sp1) des ersten Bereichs (B1) des ersten Rahmens (F1) und der zweiten Abtastwerte (Sp2) des zweiten Bereichs (B2) des zweiten Rahmens (F2) durch Zählung von Takten des Referenztaktsignals (clk_REF) zu steuern.