DE102019132072A1 - Ankunftszeit-/ankunftswinkel-messung unter verwendung von schmalbandsignalen - Google Patents

Abstract

Ein an einer Empfangsvorrichtung ausgeführtes Messverfahren beinhaltet ein sequentielles Empfangen von Hochfrequenzsignalen, wobei ein jedes einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten Ton und einem zweiten Ton bei unterschiedlichen Frequenzen aufweist. Es werden für jeden von dem ersten und dem zweiten Ton von jedem der Hochfrequenzsignale komplexe Verstärkungsantworten (CGRs) gemessen. Ein Phasenversatz wird bestimmt zwischen: i) einer Phase der CGR des zweiten Tons von einem ersten Hochfrequenzsignal, und ii) einer Phase der CGR des ersten Tons von einem zweiten Hochfrequenzsignal. Eine kohärente Kanalfrequenz (CCF-) Antwort des zweiten Tons des zweiten Hochfrequenzsignals wird durch Anpassen einer Phase der CGR des zweiten Tons des ersten Hochfrequenzsignals durch den Phasenversatz berechnet. Ein Prozessor führt einen Signalwege-Berechnungsalgorithmus unter Verwendung der CCF-Antwort des zweiten Tons des zweiten Hochfrequenzsignals zum Bestimmen eines Ankunftswinkels oder einer Ankunftszeit des ersten Hochfrequenzsignals aus.

Description

• Querverweis auf eine verwandte Anmeldung
• Die vorliegende Anmeldung beansprucht die Priorität der am 28. November 2018 beim Koreanischen Amt für Geistiges Eigentum eingereichten koreanischen Patentanmeldung Nr. 10-2018-0150090 sowie der am 22. November 2019 beim US-Patent- und Markenamt eingereichten US-Anmeldung mit der fortlaufenden Nummer 16/690,587 , deren Offenbarung hierin in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme aufgenommen wird.
• Technisches Gebiet
• Die vorliegende Offenbarung betrifft im Allgemeinen eine Ankunftszeit (ToA), einen Ankunftswinkel (AoA) und Entfernungsmessungen zwischen drahtlosen Vorrichtungen.
• Erläuterung des Stands der Technik
• Abstands- (Entfernungs-) Messungen zwischen zwei drahtlosen Vorrichtungen können durch Messen einer Paketumlaufzeit (RTT) zur Signalausbreitung zwischen den beiden Vorrichtungen vorgenommen werden. Eine Entfernungsmessung kann daher ein Messen einer Absendezeit (ToD) und einer Ankunftszeit (ToA) von Sounding-Signalen (Testsignalen) an jeder Vorrichtung und ein Austauschen der ToA/ToD-Daten beinhalten. Die ToA kann durch Messen einer Phase des Sounding-Signals (nach einer Abwärtskonvertierung auf ein Basisband) zu einem Zeitpunkt im Anschluss an eine Initiierungssequenz geschätzt werden. In einer Mehrwegeumgebung kann die bei einer gegebenen Frequenz gemessen Phase jedoch durch eine konstruktive und eine destruktive Interferenz von Mehrwegesignalen mit dem Sichtverbindungssignal verändert werden, was eine ungenaue Abstandsmessung zur Folge hat.
• Gemäß einem aktuellen Lösungsansatz zur Beseitigung einer derartigen Mehrwegeinterferenz aus der Phasenmessung soll ein Breitband-Sounding-Signal mit vielen simultanen Frequenzen erzeugt werden. Ein Beispiel ist eine nach der IEEE-Norm 802.11 definierte Feinzeitmessung bzw. Fine-Timing-Measurement, die eine Technik zum Erreichen einer Entfernungsmessung unter Verwendung eines orthogonalen Frequenzmultiplex- (OFDM-) Signals in der physikalischen Schicht (PHY) definiert. Das OFDM-Signal wird verwendet, um kohärente Messungen bei vielen Frequenzen gleichzeitig auszuführen, um die Frequenzantwort (Größe und Phase) des Ausbreitungskanals zu erhalten. Dann wird eine Signalwegberechnung, wie z. B. der Multiple-Signal-Classification- (MUSIC-) Algorithmus, zur Verarbeitung der Kanalfrequenzantworten verwendet, um die Ankunftszeit mit einer hohen Auflösung schätzen zu können. Gemäß einem anderen Lösungsansatz wird ein Direct-Spread-Spectrum- (DSSS-) Signal zum Messen der Kanalimpulsantwort verwendet, welches zum Schätzen der ToA basierend auf dem LoS-Weg in einer Mehrwegeumgebung verwendet wird. Dann werden die an beiden Vorrichtungen gemessenen ToA und ToA herangezogen, um eine RTT-basierte Entfernungsmessung zu erreichen. Das DSSS-Signal weist eine große Signalbandbreite auf und stellt eine Fähigkeit zum Auflösen einer Mehrwegeinterferenz bereit. Diese Breitbandlösungen erfordern jedoch jeweils eine Breitband-Hochfrequenzhardware, die arbeits- und kostenaufwändig ist und zu den Hochleistungsverbrauchern gehört.
• Ein alternatives Schema beinhaltet die Verwendung einer Schmalband-Hochfrequenz zum Ausführen von Entfernungsmessungen auf Basis einer Hochfrequenz-(RF-) Phase, da die RF-Phase von einer Ausbreitungsverzögerung abhängig ist. Dieses Verfahren ist von einer spezifischen Hardware abhängig, die eine RF-Phase zwischen mehreren Messungen kontinuierlich aufrechterhält, was sich als schwierig erweist.
• KURZFASSUNG
• In einer Ausführungsform des Erfindungsgedankens beinhaltet ein Messverfahren, das an einer Empfangsvorrichtung ausgeführt wird, ein sequentielles Empfangen von einer Mehrzahl von Hochfrequenz- (HF-) Signalen, die jeweils einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten und einem zweiten Ton bei unterschiedliche Frequenzen aufweisen. Es werden komplexe Verstärkungsantworten (CGRs) für jeden von dem ersten und dem zweiten Ton von jedem von der Mehrzahl von RF-Signalen gemessen. Ein Phasenversatz wird bestimmt zwischen: i) einer Phase der CGR des zweiten Tons von einem ersten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen, und ii) einer Phase der CGR des ersten Tons von einem zweiten RF-signal. Eine kohärente Kanalfrequenz-(CCF-) Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signals wird durch Anpassen einer Phase der CGR des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal durch den Phasenversatz berechnet. Ein Prozessor führt einen Signalwegeberechnungs-Algorithmus unter Verwendung der CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal aus, um einen Ankunftswinkel oder eine Ankunftszeit des ersten RF-Signals in einer Mehrwegeumgebung zu bestimmen.
• Es bieten sich verschiedene Optionen an:
• Jedes von der Mehrzahl von RF-Signalen kann ein Gauß‘sches Frequenzumtastungs- (GFSK-) Signal sein, das unter Verwendung einer unterschiedlichen Trägerfrequenz erzeugt wird. Jedes GSFK-Signal kann mit einem Datensignal einer vorbestimmten Dauer initiiert werden, welches aus alternierenden 1en und 0en besteht.
• Beispiele für den Signalwegeberechnungs-Algorithmus beinhalten den MUltiple-SIgnal-Classification- (MUSIC-) Algorithmus, den Estimation-of-Signal-Parametersvia-Signal-Rotations-Techniques- (ESPRIT-) Algorithmus und den Pisarenko-Harmonic-Decomposition- (PHD-) Algorithmus.
• Die CGRs des ersten und des zweiten Tons von einem gegebenen RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen können gemessen werden durch: Abwärtskonvertieren des gegebenen RF-Signals auf ein Basisbandsignal; Abtasten des Basisbandsignals, um eine Sequenz von Abtastwerten zu erhalten; Ausführen eines auf einer Fourier-Transformation basierenden Verarbeitungsvorgangs (z. B. DFT oder FFT) an der Sequenz von Abtastwerten, welcher eine Amplitude und eine Phase einer Spektralkomponente des Basisbandsignals an jeder von einer positiven Versatzfrequenz und einer negativen Versatzfrequenz relativ zu einer Referenz-Basisbandfrequenz bestimmt; wobei die CGR des ersten Tons von dem gegebenen RF-Signal gleich der Amplitude und der Phase bei der negativen Versatzfrequenz ist, und die CGR des zweiten Tons von dem gegebenen RF-Signal der bestimmten Amplitude und Phase bei der positiven Versatzfrequenz entspricht. Das gegebene RF-Signal kann GFSK-Signal sein, welches unter Verwendung einer Trägerfrequenz erzeugt wird, welche moduliert wird, um den ersten und den zweiten Ton von dem gegebenen RF-Signal bei Frequenzen zu erzeugen, welche von der Trägerfrequenz um die negative Versatzfrequenz bzw. um die positive Versatzfrequenz versetzt sind.
• In einer weiteren Ausführungsform beinhaltet eine drahtlose Vorrichtung: eine Antenne, die eine Mehrzahl von Hochfrequenz- (RF-) Signalen sequentiell empfängt, wobei ein jedes einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten und einem zweiten Ton bei unterschiedlichen Frequenzen aufweist; und eine Verarbeitungsschaltung, die konfiguriert ist, um Anweisungen analog zu jenen gemäß dem vorstehend geschilderten Messverfahren auszuführen.
• In noch einer weiteren Ausführungsform speichert ein nicht-transitorisches computerlesbares Aufzeichnungsmedium Anweisungen, die, wenn sie durch zumindest einen Prozessor ausgeführt werden, das vorstehend geschilderte Messverfahren implementieren.
• In noch einer weiteren Ausführungsform beinhaltet ein Abstandsmesssystem eine erste und eine zweite drahtlose Vorrichtung. Die erste drahtlose Vorrichtung beinhaltet eine Übertragungsschaltung, die konfiguriert ist, um eine Mehrzahl von RF-Signalen sequentiell zu übertragen, welche jeweils einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten und einem zweiten Ton bei unterschiedlichen Frequenzen aufweisen. Die zweite drahtlose Vorrichtung weist auf: eine Antenne, die die Mehrzahl von RF-Signalen sequentiell empfängt; eine Verarbeitungsschaltung, die konfiguriert ist, um Anweisungen auszuführen zum: Messen von komplexen Verstärkungsantworten (CGRs) für jeden von dem ersten und dem zweiten Ton von jedem von der Mehrzahl von RF-Signalen; Bestimmen eines Phasenversatzes zwischen einer Phase der CGR des zweiten Tons von einem ersten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen, und einer Phase der CGR des ersten Tons von einem zweiten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen; Berechnen einer kohärenten Kanalfrequenz- (CCF-) Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal durch Anpassen einer Phase der CGR des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal durch den Phasenversatz; Ausführen eines Signalwege-Berechnungsalgorithmus unter Verwendung der CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal, um eine Ankunftszeit des ersten RF-Signals in einer Mehrwegeumgebung zu bestimmen; und Übertragen einer Meldenachricht an die erste drahtlose Vorrichtung, welche die bestimmte Ankunftszeit des ersten RF-Signals und eine Absendezeit eines weiteren RF-Signals von der zweiten drahtlosen Vorrichtung beinhaltet, wobei die erste drahtlose Vorrichtung eine Ankunftszeit letzteren RF-Signals misst, die beim Bestimmen eines Abstands zwischen der ersten und der zweiten drahtlosen Vorrichtung verwendet wird.
• Figurenliste
• Die vorstehenden und weiteren Aspekte und Merkmale gemäß dem Erfindungsgedanken werden anhand der nachstehenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung näher erläutert, in der identische Bezugszeichen identische Elemente oder Merkmale benennen. Unterschiedliche Elemente gleicher oder ähnlicher Art können dadurch unterschieden werden, dass das Bezugszeichen direkt mit einer zweiten Kennzeichnung oder mit einem Bindestrich und einer zweiten Kennzeichnung versehen ist, die zwischen identischen/ähnlichen Elementen unterscheidet (z. B. -1, -2). Wenn jedoch in einer gegebenen Beschreibung nur das erste Bezugszeichen verwendet wird, gilt dieses für jedes beliebige der identischen/ähnlichen Elemente mit dem gleichen ersten Bezugszeichen ungeachtet des zweiten Bezugszeichens.
• 1 stellt ein Kommunikationssystem dar, das drahtlose Vorrichtungen in einer Mehrwegeumgebung beinhaltet.
• 2 ist ein Flussdiagramm einer Schmalbandverfahrens für eine ToA-/Entfernungsmessung gemäß einer Ausführungsform;
• 3A stellt eine beispielhafte Sequenz von Mehrtonsignalen dar, die unter Verwendung von unterschiedlichen Trägerfrequenzen erzeugt werden, die über einem Messband in dem Messverfahren von 2 sequentiell erzeugt werden.
• 3B ist ein Signalflussdiagramm, das eine beispielhafte Zeitsteuerung von Signalen darstellt, die zwischen Vorrichtungen gemäß dem Verfahren von 2 ausgetauscht werden.
• 4 ist ein Blockdiagramm einer drahtlosen Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform.
• 5 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften kartesischen Modulators, der für den G/FSK I/Q-Wandler und den Quadraturmodulator/Aufwärtskonvertierer von 4 verwendet werden kann.
• 6 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Polarmodulators, der für den G/FSK I/Q-Wandler und den Quadraturmodulator/Aufwärtskonvertierer von 4 verwendet werden kann.
• 7 ist ein I-Q-Raumdiagramm, das Frequenzkomponenten eines beispielhaften Sounding-Signals darstellt, das gemäß einer Ausführungsform erzeugt werden kann.
• 8 stellt eine beispielhafte Frame-Struktur für ein RTT-Messpaket und eine Taktzeitsteuerungs-Beziehung in dem RTT-Verfahren dar.
• 9 ist ein Diagramm, das beispielhafte Signale und eine Taktzeitsteuerung in einer ToA-Messung an einer Empfangsvorrichtung in dem RTT-Verfahren darstellt.
• 10 stellt beispielhafte I- und Q-Komponenten in unterschiedlichen Abschnitten von einem Entfernungsmesssignal dar, welches in dem RTT-Verfahren verwendet werden kann.
• 11 ist ein Graph einer Basisband-Leistungsspektraldichte, die für einen Sounding-Signalabschnitt des Entfernungsmesssignals von 10 berechnet wird.
• 12 ist eine beispielhafte Kanalphasenantwort gegenüber einer Frequenz in einer Mehrwegeumgebung.
• 13 zeigt beispielhafte ToA-Schätzungsgraphen, die unter Verwendung eines Signalwege-Berechnungsalgorithmus über unterschiedlichen Messfrequenzbereichen berechnet werden.
• 14 ist ein Flussdiagramm, das eine weitere Ausführungsform eines Entfernungsmessverfahrens gemäß dem Erfindungsgedanken darstellt.
• 15A ist ein Graph eines MUSIC-Verzögerungsspektrums.
• 15B ist ein weiterer Graph eines MUSIC-Verzögerungsspektrums.
• AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
• Die nachstehende Beschreibung erfolgt unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung und dient einem umfassenderen Verständnis bestimmter beispielhafter Ausführungsformen gemäß dem hierin zu Anschauungszwecken offenbarten Erfindungsgedanken. Die Beschreibung beinhaltet verschiedene spezifische Details, die dem Durchschnittsfachmann das Verständnis des Erfindungsgedankens erleichtern sollen, wobei diese Details lediglich als veranschaulichend aufzufassen sind. Der Einfachheit und Klarheit halber wird auf die Beschreibung hinreichend bekannter Funktionen und Konstruktion verzichtet, sollte deren Miteinbeziehung das Verständnis des Erfindungsgedankens für den Durchschnittsfachmann erschweren.
• Die Ausführungsformen des Erfindungsgedankens, die nachstehend beschrieben sind, verwenden ein Schmalbandsignal auf mehreren Trägerfrequenzen, um die Ankunftszeit oder Ankunftsrichtung zu messen. Das Verfahren beinhaltet mehrere Messungen, wobei jede Messung ein Schmalband-Sounding-Signal (das z. B. nur wenige MHz breit ist) verwendet, welches zumindest zwei Töne enthält, die durch eine Modulation eines einzelnen RF-Trägers erzeugt werden. Für jede Messung wird eine Phasendifferenz zwischen den zumindest zwei Tönen, die durch eine Empfangsvorrichtung empfangen werden, zu einem bestimmten Zeitpunkt im Anschluss an eine Initiierungssequenz bestimmt. Ein Messungspaar verwendet unterschiedliche Trägerfrequenzen, jedoch gibt es zumindest einen Ton, der bei derselben (absoluten) Frequenz wie ein Ton in einer anderen Messungen positioniert ist, um so zwischen allen Messungen eine Phasenkohärenz zu einzurichten. Durch die Verwendung von mehreren Paaren solcher Messungen wird die Messungsbandbreite auf eine ausreichende Breite erweitert, so dass eine Mehrwegelösung bereitgestellt wird, die eine exakte AoA-/ToA-Messung zur Folge hat.
• Die Ausführungsformen gemäß dem Erfindungsgedanken können ein Schmalbandsignal / eine Schmalband-Hochfrequenz zum Ausführen einer Entfernungsmessung oder einen AoA (austauschbar mit Direction of Arrival (DoA) (= Ankunftsrichtung)) verwenden, welcher unter einer Mehrwege-Kanalbedingung, die herkömmlicherweise nur durch eine Breitband-Entfernungsmesstechnik (z. B. 40 MHz oder breiter) erreicht wird, ähnliches leistet. Im Vergleich zu den Breitband-Entfernungsmesstechniken ermöglicht der Erfindungsgedanken die Verwendung einer Schmalband-Hochfrequenz, die im Aufbau kostengünstig ist und im Betrieb weniger Leistung verbraucht. Das Schmalbandsignal kann im Vergleich zu einem Breitbandsignal mit der gleichen Gesamtübertragungsleistung eine längere Streckenabdeckung erreichen. Eine existierende Hochfrequenz, wie z. B. Bluetooth-Radio, kann für die Schmalband-Entfernungsmessungsanwendung gemäß dem Erfindungsgedanken wiederverwendet werden.
• Der Begriff drahtlose Vorrichtung bezieht sich hierin auf eine beliebige Vorrichtung, die in der Lage ist, ein drahtloses Signal zu übertragen und/oder zu empfangen. Eine drahtlose Vorrichtung kann eine tragbare Vorrichtung, eine Handvorrichtung, eine Vorrichtung mit festem Standort, eine Basisstation etc. sein und kann für einen Betrieb über ein beliebiges Protokoll, wie z. B. Bluetooth, WiFi, LTE, 5G, und so weiter konfiguriert sein.
• 1 stellt ein Kommunikationssystem dar, das drahtlose Vorrichtungen in einer Mehrwegeumgebung beinhaltet. Eine erste drahtlose Vorrichtung 10-1 beinhaltet eine Antenne 12-1, die ein Signal an eine zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 mit einer Antenne 12-2 überträgt. Ein Sichtverbindungsweg p1 trägt ein Sichtverbindungssignal, das auf die Apertur der Antenne 12-2 bei einem Winkel θ1 in Bezug auf eine Normale N der Antenne 12-2 auftrifft. (Jede der Antennen 12-1 und 12-2 kann als ein einzelnes Antennenelement oder ein Array von Elementen verkörpert sein). Eine durch die Antenne 12-1 übertragene Signalenergie wird zudem durch Objekte O₁ und O₂ in der Kommunikationsumgebung reflektiert und durch die Antenne 12-2 entlang den Mehrwege-Kanalwegen p2 und p3 empfangen, wobei sie jeweils bei einem Winkel θ2 und θ3 auftrifft. Ein Sichtverbindungsabstand d kann unter Verwendung eines Feedbackschemas bestimmt werden, in dem jede drahtlose Vorrichtung 10-1 und 10-2 eine Absendezeit (ToD) eines ersten Sounding-Signals, das von der jeweiligen Vorrichtung übertragen wird, und eine Ankunftszeit (ToA) eines zweiten Sounding-Signals misst, das von der anderen Vorrichtung übertragen wird. In den nachstehend beschriebenen Ausführungsformen beinhaltet die ToA eine Messung von sowohl einer groben ToA als auch einer feinen ToA, wobei die feine ToA auf einer Phasenmessung eines wiederhergestellten Basisbandsignals basiert. Auf der Übertragungsseite hatte das Basisbandsignal einen Träger zum Erzeugen des Sounding-Signals moduliert. Mehrwege-bedingt kann die Phase des wiederhergestellten Basisbandsignals jedoch als eine Funktion der RF-Frequenz nichtlinear sein. Folglich kann die gemessene Phase eines Sounding-Signals, das durch Modulation eines beliebigen gegebenen Trägers erzeugt wird, den Sichtverbindungsabstand nicht angemessen reflektieren. Die ToA-Messungen unter Verwendung der nachstehend beschriebenen Phasenkohärenz können jedoch herangezogen werden, um diesen Phasenfehler effektiv zu korrigieren und eine genauere Abstandsmessung zu erzeugen.
• Wie zuvor erwähnt, wird in einem Breitbandmessungsverfahren des Stands der Technik ein Breitbandsignal bestehend aus Trägern (z. B. bei Frequenzen f₁ bis f_N ), die über einem Breitband (z. B. 40 MHz oder mehr) verteilt sind, das Basisbandsignale trägt (z. B. jeweils BB-1 bis BB-n), von einer Übertragungsvorrichtung übertragen. Die Empfangsvorrichtung empfängt das Breitbandsignal und unterzieht es einer Abwärtskonvertierung, um die Basisbandsignale wiederherzustellen, und erhält Kanalfrequenzantworten (die z. B. als H(f₁) bis H(f_N) bezeichnet werden), die den gemessenen Amplituden und Phasen der Basisbandsignale entsprechen. Die Kanalfrequenzantworten werden als Eingaben auf einen Signalweg-Berechnungsalgorithmus (z. B. MUSIC) angewendet. Der Algorithmus berechnet AoAs/ToAs von Signalwegen von der Übertragungsvorrichtung an die Empfangsvorrichtung und/oder Signalwegabstände, unter Verwendung von H(f₁) bis H(f_N). Wie oben angemerkt, erfordert die Erzeugung eines solchen Breitbandsignals jedoch zum einen eine kostspielige Breitband-Hardware und ist zum anderen leistungsintensiv. In einer nachstehend beschriebenen Ausführungsform des Erfindungsgedankens kann ein Satz von solchen kohärenten Kanalfrequenzantworten bei geringem Kostenaufwand / unter Verwendung einer einfacher zu implementierenden Schmalband-Hardware gemessen werden.
• 2 ist ein Flussdiagramm eines Schmalbandverfahrens für eine ToA- / Entfernungsmessung gemäß einer Ausführungsform. 3A stellt eine beispielhafte Sequenz von Mehrtonsignalen dar, die unter Verwendung unterschiedlicher Trägerfrequenzen erzeugt werden, die über einem Messband in dem Messverfahren von 2 sequentiell erzeugt worden. 3B ist ein Signalflussdiagramm, das eine beispielhafte Zeitsteuerung von Signalen darstellt, die zwischen Vorrichtungen in dem Verfahren von 2 ausgetauscht werden. Unter kollektiver Bezugnahme auf 2, 3A und 3B überträgt in dem Verfahren eine erste drahtlose Vorrichtung 10-1 sequentiell „N-1“ Schmalband-Mehrton-RF-Signale („Sounding-Signale“) S₁ bis S_N-1 unter Verwendung von jeweils N-1 Trägerfrequenzen („Trägern“) f_1c bis f_(N-1)C , wenn auch nicht unbedingt in einer speziellen Reihenfolge. Im Allgemeinen ist „N“ eine Ganzzahl von zumindest drei, jedoch kann N in einem typischen Fall zumindest 20 sein. Ein Schmalbandsignal kann in einem typischen Fall bis zu wenige MHz breit sein (z. B. ein 1 MHz breites Bluetooth-Kanalsignal), jedoch können die hierin beschriebenen Ausführungsformen mit Sounding-Signalen eines beliebigen geeigneten Frequenzbereichs implementiert werden. Jedes Schmalbandsignal weist zumindest zwei RF-Töne auf, die durch Modulieren des entsprechenden Trägers mit einem Basisbandsignal erzeugt werden, z. B. unter Verwendung eines Quadraturmodulationsschemas, das GFSK-, FSK- oder OFDM-Signale, beinhaltet, erzeugt werden. Ferner weist einer von den Tönen in jedem Schmalbandsignal dieselbe Frequenz auf wie einer von den Tönen innerhalb eines spektral benachbarten Schmalbandsignals.
• Dementsprechend überträgt in einem Betriebsblock S21 die erste drahtlose Vorrichtung 10-1 eine grobe Synchronisierungssequenz, auf die eine Sequenz von Sounding-Signalen folgt, die durch Trägerfrequenzen f_1c bis f_(N-1)c erzeugt werden. Diese Trägerfrequenzen werden an der ersten drahtlosen Vorrichtung 10-1 mit einem Basisbandsignal unter Verwendung eines Modulationsschemas sequentiell moduliert, das zumindest zwei Töne erzeugt, die einer jeweiligen Trägerfrequenz zugeordnet sind. Die erste drahtlose Vorrichtung 10-1 kann eine Absendezeit, ToD₁ , des übertragenen ersten Sounding-Signals der Sequenz messen und aufzeichnen. Wie z. B. in 3A gezeigt ist, wird ein Schmalband-Sounding-Signal S₂ (das erste Sounding-Signal der Sequenz) in einem ersten Zeitfenster zwischen einer Zeit t_R0 und einer Zeit t_R1 durch Modulieren einer zweiten Trägerfrequenz f_2c übertragen. Wie in 3B gezeigt ist, kann ein Signal S_A(t) eine Sequenz von Sounding-Signalen S₂ , S₁ , ... S_N-1 sein, und wird zu der Zeit ToD₁ in einem Frame 102 übertragen, wo der Frame 102 zudem ein grobes Sync-Feld „Y“ beinhaltet, das dem Signal S_A(t) vorausgeht. Der Frame 102 kann zu einer Zeit _t1 im Anschluss an eine Handshaking-Zeitspanne nach eine initialen Zeit _t0 übertragen werden. Die Modulation von Signal S_A(t) kann eine alternierende 1010101...-Datensequenz oder dergleichen mit einer GSFK-Modulation verwenden. Dadurch wird ein Schmalband-Sounding-Signal S₂ mit zumindest zwei Tönen 45 und 47 bei jeweils einer Frequenz f₂ und einer Frequenz f₃ erzeugt, die oberhalb und unterhalb der Trägerfrequenz f_2C durch einen Frequenzversatz Δf gleichmäßig voneinander beabstandet sind. In dem nächsten Zeitfenster zwischen einer Zeit t_R2 und t_R3 wird ein weiteres Schmalbandsignal S₁ durch Modulieren eines ersten Trägers f_1C auf die gleiche Weise übertragen, um ein Paar von Tönen 41 und 43 bei jeweils der Frequenz f₁ und der Frequenz f₂ unterhalb und oberhalb von f_1C durch den Versatz Δf (wo ein Ton 43 mit einem Ton 45 in der Frequenz übereinstimmt) zu produzieren. Die gleichen Vorgänge können für die verbliebenen Schmalbandsignale in dem Satz von Signalen S₁ bis S_N-1 ausgeführt werden. Es ist zu beachten, dass in dem Beispiel von 3A und 3B dargestellt ist, dass die sequentielle Reihenfolge der Trägerfrequenzen für die Messungen keine progressive Reihenfolge von dem unteren Ende zu dem oberen Ende des Messbands oder umgekehrt sein muss. In anderen Beispielen wird eine sequentielle Reihenfolge herangezogen, in der das Signal S₁ in einer Messsequenz vor den Signalen S₂ , S₃ etc. übertragen wird.
• In den Betriebsfunktionsblöcken S22-S25 kann die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 Empfangs- und Verarbeitungsvorgänge zum Bestimmen einer Ankunftszeit ToA₂ (wobei die tiefgestellte „2“ für die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 steht) mit der Auflösung einer Mehrweg-Bedingung ausführen. Unter „Auflösung einer Mehrwegbedingung“ ist hier zu verstehen, dass durch Mehrwegesignale verursachte Fehler minimiert werden, so dass das Ergebnis der Ankunftszeit, basierend auf einer Phasenmessung von S_A(t) nahe demjenigen ist, das nur mit einem Sichtverbindungs-(LoS-) Signal erreichbar ist, falls keine Mehrwegebedingung vorhanden wäre. Diesbezüglich führt die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 Vorgänge (S22) zum Empfangen des Sounding-Signals S_A(t), des Abwärtskonvertierens desselben und des Wiederherstellens der Basisbandsignale anhand des abwärtskonvertierten Signals aus. Hier kann jedes Schmalbandsignal S_i (wenn i = eine beliebige Ganzzahl von 1 bis N-1) empfangen werden und abwärtskonvertiert werden, um das zugeordnete Basisbandsignal wiederherzustellen, und es werden zumindest zwei komplexe Verstärkungsantworten („CGR“) gemessen, die den Schmalband-Signaltönen des Signals S_i zugewiesen sind. Für ein Signal S_i , das einen oberen und einen unteren Ton f_i und f_i+1 relativ zu einer Trägerfrequenz f_ic enthält, werden eine komplexe Verstärkungsantwort „G_i(f_i)“, die dem unteren Ton f_i zugeordnet ist, und eine komplexe Verstärkungsantwort „G_i(f_i+1)“, die dem oberen Ton f_i+1 zugeordnet ist, gemessen. Die CGR, die einem beliebigen Ton zugeordnet ist, kann als eine normalisierte Amplitude und Phase einer gemessenen komplexen Basisband-Sinuskurve verstanden werden, die diesem Ton zugeordnet sind. Diese CGR kann durch Abtasten des abwärtskonvertierten empfangenen Signals und Ausführen eines auf einer Fourier-Transformation basierenden Verarbeitungsvorgangs an den Abtastwerten bestimmt werden, um die Amplitude und die Phase (die als eine initiale Steuerzeit bezeichnet werden) der individuellen Töne zu berechnen. Für jedes empfangene Schmalbandsignal S_i wird eine Phasendifferenz zwischen den komplexen Verstärkungsantworten von den zumindest zwei Tönen in diesem Schmalbandsignal bestimmt und kann später zur Bildung einer Phasenkohärenz über dem Messband verwendet werden. Spezifische Einzelheiten darüber, wie eine Phasendifferenz bestimmt werden kann, werden nachstehend in Verbindung mit 7 bis 9 beschrieben.
• Wenn zumindest zwei derartige Schmalbandsignalmessungen mit überlappenden (zusammenpassenden) Tönen abgeschlossen sind, kann eine Phasenkohärenz zwischen allen Tönen der beiden Messungen durch „Nähen“ der Phasenmessungen für die verschiedenen Schmalbandsignale gebildet werden. In diesem Vorgang wird für spektral benachbarte Trägerübertragungen ein Phasenversatz zwischen den komplexen Verstärkungsantworten von zusammenpassenden Tönen bestimmt (S23). Basierend auf den Phasenversätzen kann dann eine Phasenanpassung in den komplexen Verstärkungsantworten vorgenommen werden (S24), außer für die vorbestimmten komplexen „Referenz-„Verstärkungsantworten, um zu „kohärenten Kanalfrequenz-(CCF-) Antworten“ für die beiden Schmalbandsignale zu gelangen. Durch Anwenden der gleichen Vorgänge für die verbleibenden Schmalbandsignale in dem Satz von Signalen S₁ bis S_N-1 ergibt sich ein Satz von CCF-Antworten H(f₁) bis H(f_N) jeweils über weites Band von Frequenzen f₁ bis f_N .
• Wenn z. B. in 3A-B das Schmalbandsignal S₂ durch die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 in einem Empfangs-Frame 106 empfangen wird, kann die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 CGRs G₂(f₂) und G₂(f₃) messen, wobei der Phasenversatz zwischen denselben (wobei das tiefgestellte „i“ von „G_i “ das i-te Sounding-Signal S_i bezeichnet) und die Frequenzen „(f_i )“ und „(f_i+1 )“ die unteren und oberen Töne bezeichnen, die durch dieses Sounding-Signal S_i getragen werden. Wenn das Schmalbandsignal S₁ empfangen wird, können die CGRs G₁(f₁) und G₁(f₂) gemessen werden. Jede von den CGRs G₁(f₁) und G₁(f₂) kann als Referenz-CGR bezeichnet werden, so dass H(f₁) = G₁(f₁) und H(f₂) = G₁(f₂) ist. Es kann ein gemessener Phasenversatz „α2“ zwischen den CGRs für die zusammenpassenden Töne, d. h. G₂(f₂) und G₁(f₂) erhalten werden. Die CGR G₂(f₃) kann dann ihre gemessene Phase um α2 anpassen lassen, um zu der kohärenten Kanalfrequenzantwort H(f₃) zu gelangen. Genauso können CGRs entsprechend den Tönen 49 bis 51 eines nächsten Schmalbandsignals S₃ bestimmte werden.
• Die CCF-Antworten H(f₁) bis H(f_N) können dann auf einen Prozessor angewendet werden (S25), der einen Signalweg-Berechnungsalgorithmus ausführt, um ein ToA₂-Messergebnis mit der Auflösung von Multi-Path zu erhalten. Einige Beispiele für den Signalweg-Berechnungsalgorithmus beinhalten den MUltiple-SIgnal-Classification-(MUSIc-) Algorithmus, den ESPRIT- (EStimation-of-Signal-Parameters-via-Signal-Rotational-Techniques) Algorithmus und den PHD- (Pisarenko-Harmonic-Decomposition-) Algorithmus.
• In Vorgang S26 werden die Vorgänge S21 - S25 wiederholt, wobei jedoch die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 einen Frame 108 überträgt, der die grobe Sync-Sequenz aufweist, auf die eine Sequenz von Sounding-Signalen S_B(t) (das das gleiche Signal wie S_A(t) sein kann) folgt, und eine Absendezeit ToD₂ von S_B(t) von der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2 aufzeichnet. Die erste drahtlose Vorrichtung 10-1 führt dann die Vorgänge S22-S25 aus, die zuvor durch die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 ausgeführt worden waren. Somit empfängt die erste drahtlose Vorrichtung 10-1 das Signal S_B(t) in einem Empfangs-Frame 104 und misst eine Ankunftszeit ToA₁ von S_B(t), genauso wie eine zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 ToA₁ gemessen hat. Die erste drahtlose Vorrichtung 10-1 kann dann eine Flugzeit (ToF) berechnen gemäß: $$\text{ToF}=\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$2$}\right.\left(\left({\text{ToA}}_1-{\text{ToD}}_1\right)-\left({\text{ToD}}_2-{\text{ToA}}_2\right)\right)$$

  
• Hier ist zu beachten, dass in dem Verfahren von 2 eine Abtastverzögerung zwischen einem Sounding-Signal über den unterschiedlichen RF-Frequenzen stets konstant gehalten werden kann. Auf diese Weise kann es sein, dass in dem Messergebnis nicht irgendein „Pro-Frequenz-Sync-Jitter“ berücksichtigt ist. Die CGR kann für jeden der Töne mit der gleichen relativen Verzögerung (zwischen Tx- und Rx-Abtastwerten) gemessen werden, vorausgesetzt, dass die Abtasttaktgeber innerhalb der drahtlosen Vorrichtungen 10-1 und 10-2 in Bezug auf Frequenz und Zeit nicht abweichen.
• Zudem ist zu beachten, dass in dem Messverfahren von 2 die erste und die zweite drahtlose Vorrichtung 10-1 bis 10-2 jeweils die ToD messen können, indem ein Empfang ihrer eigenen Übertragung ausgeführt und die ToD in dem Empfangsweg gemessen wird. Mit dieser Technik kann die Verarbeitungsverzögerung zum Messen von ToA₁ in der ersten drahtlosen Vorrichtung 10-1 ungefähr mit der Verarbeitungsverzögerung zum Messen von ToD₁ identisch sein, und die Verarbeitungsverzögerung in der drahtlosen Vorrichtung 10-2 zum Messen von ToA₂ kann ungefähr die gleiche sein wie zum Messen von ToD₂ . Somit werden die Verarbeitungsverzögerungen von der ToF-Messung entfernt, und alle Differenzen in den Verarbeitungsverzögerungen zwischen den beiden drahtlosen Vorrichtungen 10-1 und 10-2 werden in der abschließenden ToF-Messung berücksichtigt, was ein exakteres Ergebnis zur Folge hat.
• Dementsprechend überträgt das Verfahren von 2 mehrere Schmalband-Sounding-Messung auf eine kohärente Breitband-Soundig-Messung. Bei dieser Entfernungsmessung sind bestimmte Vorteile im Vergleich zu einer herkömmlichen RF-Entfernungsmessung realisierbar. Zum Beispiel begrenzt die Frequenzschrittgröße zwischen aufeinanderfolgenden Messungen (z. B. die Frequenzdifferenz zwischen Trägern Fic und F_2C ) die Entfernungsmessleistung nicht so sehr wie bei der RF-Entfernungsmessung. Bei der herkömmlichen RF-Entfernungsmessung ist die Phasendispersion eine Funktion einer Verzögerung sowie Frequenzschrittgröße; diese Beziehung gibt vor, dass, für einen bestimmten Verzögerungsbereich, die Frequenzschrittgröße in einem präzisen Bereich liegen muss: klein genug, um eine Ambiguität zu vermeiden, und gleichzeitig groß genug, um sich von dem Phasenfehler zu distanzieren. Derlei Einschränkungen werden anhand der vorliegenden Ausführungsform entschärft / aufgehoben.
• Verarbeitungsvorgänge zum Erzeugen von sequentiellen Sounding-Signalen und zum Erzeugen der kohärenten Frequenzantworten H(f₁) bis H(f_N) in dem Verfahren von 2 können wie folgt sein:
• Zumindest zwei Töne sind in jeder Messung eines Sounding-Signals mit einem Satz von Frequenzen „Fi“ (i = 1 bis (N-1)) enthalten, wobei jeder Satz durch Modulieren einer Trägerfrequenz erzeugt wird. Mehrere Messungen können in einer sequentiell inkrementalen Reihenfolge wie folgt durchgeführt werden: $$F_1=\left\{f_1,f_2\right\},F_2=\left\{f_2,f_3\right\}\dots F_k=\left\{f_k,f_{k+1}\right\},F_{k+1}=\left\{f_{k+1},f_{k+2}\right\},\dots ,F_{N-1}=\left\{f_{N-1},f_N\right\},$$

  

  wobei $F=\left(F_1\text{ bis }{F}_{N-1}\right)$

  

  der finite Satz von Frequenzen ist, auf denen komplexe Verstärkungsantworten gemessen werden, um die ToA zu erhalten. Alternativ kann die Messungsreihenfolge für die (N-1) Messungen über dem gesamten Bereich von (F₁ bis F_N-1) durcheinandergebracht werden, wie in dem Beispiel von 3A-B.
• Die nachstehenden komplexen Verstärkungsantworten können dann gemessen werden: $$\left\{{\text{G}}_1\left({\text{f}}_1\right),{\text{G}}_1\left({\text{f}}_2\right)\right\},\left\{{\text{G}}_2\left({\text{f}}_2\right),{\text{G}}_2\left({\text{f}}_3\right)\right\}\dots \left\{{\text{G}}_{\text{N}-\text{1}}\left({\text{f}}_{\text{N}-1}\right),{\text{G}}_{\text{N}-\text{1}}\left({\text{f}}_{\text{N}}\right)\right\},$$

  

  wobei für jeden Messungssatz F_m eine Modulation eines Trägers f_mc einen unteren Ton f_m = f_mc - Δf und einen oberen Ton f_m+1 = f_mc + Δf erzeugt; wobei Δf eine Versatzfrequenz ist; G_m (f_m+1) die CGR des oberen Tons f_m+1 ist, der in dem Messungssatz F_m gemessen wird, und G_m+1(f_m+1) die CGR des unteren Tons f_m+1 ist, der in dem Messungssatz F_m+1 gemessen wird.
• Eine Nachbearbeitung dieser komplexen Verstärkungsantworten unter Verwendung der nachstehenden Ausdrücke ermöglicht einen Satz von kohärenten Kanalfrequenz- (CCF-) Antworten H(f₁) bis H(f_N): $$\begin{array}{l}H\left(f_1\right)=G_1\left(f_1\right)\hfill \\ H\left(f_2\right)=G_1\left(f_2\right),\hfill \\ H\left(f_k\right)=G_{k-1}\left(f_k\right)\cdot {\displaystyle {\prod }_{m=1}^{k-1}{e}^{j{a}_m},\forall k=\left[\mathrm{3,}N\right],}\hfill \end{array}$$

  

  wobei $$a_{m+1}=\angle G_m\left(f_{m+1}\right)G{*}_{m+1}\left(f_{m+1}\right);$$

  

  und
  ∀k = [3,N] einen gültigen Bereich für k von 3 bis N bezeichnet.
• Somit stellt α_m+1 einen Phasenversatz zwischen der komplexen Verstärkungsantwort G_m(f_m+1 ) und der komplex Konjugierten der komplexen Verstärkungsantwort G_m(f_m+1 ) eines Tons f_m+1 dar, der in jeder von den benachbarten Messungsätzen F_m und F_m+1 gemessen wird. Dadurch kann von α_m+1 behauptet werden, dass es eine Phasenbeziehung zwischen G_m(f_m+1 ) und G_m+1(f_m+1) darstellt. H(f₁) und H(f₂) sind die kohärenten Kanalfrequenzantworten für jeweils den ersten und den zweiten Ton f₁ und f₂ und werden als „Referenz“-CCF-Antworten bezeichnet.
• Daher kann Gleichung (1) entnommen werden, dass die Phasenversätze α_m+1 , in einer Sequenz von m = 1 bis m = (N-1), zwischen einer komplexen Verstärkungsantwort und einer komplex Konjugierten von einer komplexen Verstärkungsantwort der übereinstimmenden Töne von jedem benachbarten Messungssatz F_m , F_m+1 , sequentiell gemessen werden können. Die Phasenversätze werden kumulativ auf die komplexen Verstärkungsantworten angewendet, wie aus dem Term ${\displaystyle {\prod }_{m=1}^{k-1}{e}^{j{a}_m}}$

  

  hervorgeht, so dass jede resultierende CCF-Antwort effektiv auf die Referenz-CCF-Antwort verwiesen wird. Auf diese Weise wird eine Phasenkohärenz der CCF-Antworten über dem gesamten Messungsbereich von f₁ bis f_N erreicht. Es ist zu beachten, dass eine Phasenkohärenz zudem auf der Phasenbeziehung zwischen dem oberen und dem unteren Ton f_m , f_m+1 eines gegebenen Messungssatzes F_m basiert, die nachstehend in Verbindung mit 7 erläutert wird.
• 4 ist ein funktionelles Blockdiagramm einer drahtlosen Vorrichtung 10 gemäß einer Ausführungsform, die entweder für die erste oder die zweite drahtlose Vorrichtung 10-1 oder 10-2 von 1 verwendet werden kann. Wenngleich die drahtlose Vorrichtung 10 eine umfassende Funktionsvielfalt aufweisen kann, sind doch nur Komponenten dargestellt, die für die ToA-/ Entfernungsmessung und/oder AoA-Messungen relevant sind. Die drahtlose Vorrichtung 10 beinhaltet einen Controller 60, der eine Verarbeitungs-, Logik- und Steuerschaltung zum Steuern der gesamten Betriebsabläufe der drahtlosen Vorrichtung 10 aufweisen kann. Ein Speicher 76 kann Anweisungen speichern, die durch die Verarbeitungsschaltung innerhalb des Controllers 60 gelesen werden, um nachstehend erläuterte Vorgänge auszuführen. Der Speicher 76 kann zudem vorübergehende und endgültige Ergebnisse von verschiedenen Berechnungen speichern. Ein Taktgeber 68 stellt ein Taktsignal CLK bereit, um eine Zeitsteuerung von Datensymbolen, Daten- und Steuer-Signalframes sowie ein Abtasten zu steuern. Es wird darauf hingewiesen, dass die Zeitsteuerung des Taktgebers 68 sich von der Zeitsteuerung in der entsprechenden drahtlosen Vorrichtung (10-1 oder 10-2), mit der die drahtlose Vorrichtung 10 kommuniziert, unterscheiden kann. Der Controller 60 kann zudem mit einer Benutzerschnittstelle (UI) 75 interagieren, die Benutzereingaben empfangen kann, um einen Entfernungsmessungs- oder AoA-Vorgang zu initiieren.
• Zur Übertragung eines Schmalband-Sounding-Signals unter Verwendung eines G/FSK-Schemas, d. h. eines GFSK oder „traditionellen“ FSK ohne Gauß‘sche oder ähnliche Filterung zwischen Symbolübergängen, kann der Controller 60 ein Datenmuster D in einem Sounding-Signal-Frame erzeugen, das ein sich wiederholendes Muster von 1en und 0en enthält. Das Datenmuster D kann unmittelbar auf eine grobe Synchronisierungssequenz folgen, die eine Initiierungssequenz sein kann, wie z. B. eine Präambel, auf die ein Zugriffscode folgt (der später erläutert wird). Das Datenmuster D wird an einen G/FSK I/Q-Wandler 70 angelegt, der das Datenmuster D in G/FSK-In-Phase- (I-)- und Quadratur- (Q-) Signale umwandelt. Die I- und Q-Signale I und Q werden an einen Quadraturmodulator / Aufwärtskonvertierer 66 angelegt, der dieselben in ein Multiton-RF-Sounding-Signal durch Modulation eines Trägers durch die I- und Q-Signale umwandelt. Die Trägerfrequenz kann mittels eines Steuersignals C1, das durch einen Frequenzscheduler 62 des Controllers 60 erzeugt wird, gesteuert werden, wodurch die Tonfrequenzen in jeder Messungssequenz eingestellt werden. Das Sounding-Signal kann durch eine Sende-/Empfangs- (T/R-) Front-End-Schaltung 71 geleitet und an die entsprechende drahtlose Vorrichtung durch eine Antenne 12 übertragen werden. (Die T/R-Front-End-Schaltung 71 kann z.B. einen Übertragungswegverstärker und ein Bandpassfilter, einen T/R-Schalter, einen rauscharmen Empfangswegverstärker (LNA), ein Empfangsweg-Bandpassfilter und so weiter, welche Fachleuten bekannt sind, beinhalten.)
• In einer Empfangsrichtung empfängt die Antenne 12 ein Sounding-Signal, das von der entsprechenden drahtlosen Vorrichtung übertragen wird, und leitet dieses durch die T/R-Front-End-Schaltung 71 zu einem Abwärtskonvertierer 72, wo es auf ein Basisbandsignal herunterkonvertiert wird, z. B. mit einem Spektrum, wie in der später erörterten 11 dargestellt ist. Eine gewünschte Frequenzumsetzungsmenge in der Abwärtskonvertierung kann abhängig von der bei der Übertragung verwendeten Trägerfrequenz leicht variieren. Zu diesem Zweck kann der Abwärtskonvertierer 72 das Steuersignal C1 oder ein anderes Signal von dem Controller 60 empfangen und die Frequenz eines internen lokalen Oszillators entsprechend einstellen, um die gewünschte Frequenzumsetzungsmenge zu erhalten. Das herunterkonvertierte Signal kann einem Quadraturdemodulator 73 bereitgestellt werden, der die analogen I- und Q-Signale wiederherstellt. Ein Abtaster 67 tastet die I- und Q-Signale ab und hält diese und gibt dieselben an einen A/D-Wandler 74 aus, wo sie in digitale Codes umgewandelt werden.
• Wenn der Wunsch besteht, die I- und Q-Signale zu decodieren, um die Daten, welche sie darstellen, wiederherzustellen, wird die digitalisierte Ausgabe des A/D-Wandlers 74 durch einen I/Q-Dekodierer 61 innerhalb des Controllers 60 dekodiert. Für die ToA- / Entfernungsmessungen ist jedoch das Dekodieren der I- und Q-Signale des Sounding-Signals nicht erforderlich. Um diese Messungen abzuschließen, werden die digitalisierten Abtastwerte, die durch den A/D-Wandler 74 erzeugt werden, an einen Diskreten-Fourier-Transformations- (DFT-) (oder einen Schnellen-Fourier-Transformations- (FFT-)) Kalkulator 65 des Controllers 60 ausgegeben, der die Amplituden und Phasen der wesentlichen Spektralkomponenten des Sounding-Signals berechnet, die in Basisbandfrequenzen umgesetzten worden sind. (Anstatt einen kompletten Satz von DFT-/FFT-Frequenzen zu erhalten, kann dies vielmehr bei den Frequenzen von nur den erwarteten beiden Tönen für jedes Sounding-Signal vorgenommen werden.) Die Ergebnisse des DFT-Kalkulators 65 können zum Erhalten von komplexen Verstärkungsantworten G (bei denen es sich jeweils um eine normalisierte Amplitude und Phase handelt) von jedem der Töne innerhalb des Sounding-Signals verwendet werden. Die komplexen Verstärkungsantworten werden dann an einen kohärenten Kanalfrequenzkalkulator 64 ausgegeben, der einen Satz von kohärenten Kanalfrequenz- (CCF-) Antworten H(f₁) bis H(f_N) basierend auf einer zuvor beschriebenen Gleichung (2) berechnet. Die CCF-Antworten basieren auf zumindest zwei Messungssequenzen bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen.
• Die CCF-Antworten (H(f₁) bis H(f_N) werden an einen Signalwegekalkulator 63 angelegt, der ToAs für eine Abstandsmessung zwischen einer drahtlosen Vorrichtung 10 und der entsprechenden drahtlosen Vorrichtung berechnet. Zu diesem Zweck kann der Signalwegekalkulator 63 eine Verarbeitungsschaltung beinhalten, die einen geeigneten Algorithmus ausführt, wie z. B. MUSIC, ESPRIT oder PHD. Im Hinblick auf MUSIC, kann dieser Algorithmus z. B. als eine inverse Hochauflösungs-FFT betrachtet werden, die eine Zeitbereichsansicht der Mehrwegbedingung erzeugt. Diese Ansicht ist allgemein als ein Spektrum gegenüber der ToA oder des AoA bekannt (und ist nicht mit der tatsächlichen Kanalimpulsantwort zu verwechseln). MUSIC wird üblicherweise zur Schätzung des AoA verwendet, ist jedoch auf sowohl den AoA als auch die ToA anwendbar, da sie ein Dualproblem darstellen (die Phase-gegen-Frequenzantwort ist eine Funktion einer Verzögerung in dem ToA-Schätzungsproblem, was der Phasenraumantwort als eine Funktion eines Ankunftswinkels in dem AoA-Schätzungsproblem entspricht).
• 5 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften kartesischen Modulators, der für den G/FSK-I/Q-Wandler und den Quadraturmodulator / Aufwärtskonvertierer von 4 verwendet werden kann. Ein kartesischer Modulator 80 beinhaltet einen kartesischen G/FSK-Basisband-Modulator 70', der Daten von 1en und 0en in G/FSK-I- und Q-Symbole umwandelt. Die I- und Q-Symbole werden jeweils an die Verstärker 82 und 77 ausgegeben; die verstärkten I- und Q-Symbole derselben werden jeweils in einen ersten und einen zweiten Mischer 78 und 79 eingegeben; und die Ausgaben des Mischers werden an einen Addierer 81 gesendet. Eine Phasenregelschleife (PLL) 82 ist mit dem ersten Mischer 78 verbunden und mit dem zweiten Mischer 79 durch ein 90-Grad-Verzögerungselement 83 gekoppelt. Das Ausgabesignal S(t) wird an der Ausgabe des Addierers 81 erzeugt. Schaltungskomponenten 77-79 und 81-83 bilden einen Quadraturmodulator / Aufwärtskonvertierer 66', der ein Beispiel für einen Aufwärtskonvertierer 66 von 4 ist.
• Ein GFSK-moduliertes Signal kann z. B. gemäß der nachstehenden Gleichung erzeugt werden: $$s\left(t\right)=A\cdot \text{cos}\left(2\cdot \pi \cdot f_c\cdot t+\mathrm{\phi }\left(\text{t}\right)\right)$$

  

  $$\phi \left(t\right)=h\cdot \pi \cdot {\displaystyle {\int }_{-\infty }^t{\displaystyle \sum {}_k{a}_k\cdot g_{GFSK}\left(\tau -k\frac{T_b}{16}\right)}}d\tau$$

  

  wenn h = Modulationsindex,
  A = Amplitude, fc = Trägerfrequenz $$a_k\{\begin{array}{ll}\pm \mathrm{1,}Bitsequenzfallsmod\left(k\mathrm{,16}\right)=0\hfill & \hfill \\ 0sonst\hfill & \hfill \end{array}$$

  

  wobei der Gauß-Filterkern hergeleitet wird als: $h_{Gauss}\left(t\right)=\sqrt{\frac{2\pi }{\text{ln}\left(2\right)}}B\cdot exp\left(-2\frac{{\left(B\cdot \pi \right)}^2}{\text{ln}\left(2\right)}{t}^2\right),$

  

  wenn B eine Bandbreite von 3dB ist $$\begin{array}{l}{g}_{GFSK}\left(t\right)=g_{RECT}\left(t\right)*h_{Gauss}\left(t\right)\hfill \\ =\frac{1}{2}\left[erfc\left(\pi \sqrt{\frac{2}{\text{ln}\left(2\right)}\cdot }B\cdot T_b\cdot \left(\frac{t}{T_b}-\frac{1}{2}\right)\right)-erfc\left(\pi \sqrt{\frac{2}{\text{ln}\left(2\right)}\cdot }B\cdot T_b\cdot \left(\frac{t}{T_b}+\frac{1}{2}\right)\right)\right]\hfill \end{array}$$

  

  wenn $erfc\left(x\right)=\frac{2}{\sqrt{\pi }}{\displaystyle {\int }_x^{\infty }exp\left(-t^2\right)dt}$

  

  (komplementäre Fehlerfunktion)
  T_b = Bitperiode (Symbolintervall), $$g_{RECT}\left(t\right)=\{\begin{array}{c}\mathrm{1,}-\frac{T_b}{2}\le t\le \frac{T_b}{2}\\ \mathrm{0,}andernfalls\end{array}$$

  
• Für eine „traditionelle“ FSK-Modulation wird der Gauß-Filter umgangen.
• 6 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften polaren Modulators, der für den G/FSK-I/Q-Wandler und Quadraturmodulator / Aufwärtskonvertierer von 4 verwendet werden kann. Der polare Modulator 90 beinhaltet einen polaren G/FSK-Basisband-Modulator 85, der Amplituden- und Phasen-Ausgabesignale entsprechend einer eingegebenen Bit-Sequenz bereitstellt. Die Ausgabesignale werden jeweils an die Verstärker 86 und 87 angelegt, und die verstärkten Ausgaben derselben werden jeweils an einen Mischer 88 und eine PLL 89 angelegt. Die Ausgabe der PLL wird als eine zweite Ausgabe an den Mischer 88 angewendet, und die Ausgabe des Mischers 88 ist das erzeugte Sounding-Signal S(t).
• 7 ist ein I-Q-Raumdiagramm, das Frequenzkomponenten eines beispielhaften Sounding-Signals darstellt, nachdem dieses durch eine drahtlose Vorrichtung 10 empfangen und auf ein Basisband herunterkonvertiert worden ist. Am Basisband kann das Sounding-Signal S(t) als die nachstehenden komplexen Sinusoiden angenähert werden: $$s_{+f}\left(t\right)=k{e}^{-j2\pi \Delta ft}$$

  

  $$s_{-f}\left(t\right)=k{e}^{+j2\pi \Delta ft}$$

  

  wenn Δf die Frequenz des komplexen Sinusoiden ist (die der RF-Versatzfrequenz gleichkommt) und „k“ eine gemeinsame komplexe Verstärkung von diesen beiden Signalen ist.
• Die Phasendifferenz zwischen diesen beiden komplexen Sinusoiden zu einem Zeitpunkt t kann wie folgt definiert sein. $$\mathrm{\Delta }\phi \left(t\right)=\angle s_{+f}\left(t\right)-\angle s_{-f}\left(t\right)$$

  
• Dann liegt zum Zeitpunkt t₁ die nachstehende Beziehung vor: $$t_1=\frac{\mathrm{\Delta }\phi \left(t_1\right)}{4\pi \mathrm{\Delta }f}$$

  
• Diese Beziehungen können dem Phasordiagramm von 7 entnommen werden, das Beispiele von s_+f(t) und s_-f(t) in einem IQ-Raum darstellt. Die vorstehenden Ausdrücke für s_+f(t) und s_-f(t) können wie folgt umgeschrieben werden: $${\text{s}}_{+\text{f}}\left(\text{t}\right)=\text{k}\left(\text{cos}\left({\text{w}}_{\text{B}}\text{t}\right)-\text{jsin}({\text{w}}_{\text{B}}\text{t}\right)$$

  

  $${\text{s}}_{-\text{f}}\left(\text{t}\right)=\text{k}\left(\text{cos}\left({\text{w}}_{\text{B}}\text{t}\right)+\text{jsin}({\text{w}}_{\text{B}}\text{t}\right),$$

  

  wenn w_B = 2ΠΔf.
• Im IQ-Raum weisen diese beiden Signale Werte entlang einem Kreis 95 von einem Radius k auf. Das Signal s_-f(t) wird als ein Vektor mit einer Größe k dargestellt, wobei der Vektor Koordinaten I = k, Q = 0 zu einem initialen Zeitpunkt t₀ aufweist (und somit zum Zeitpunkt t₀ die +I-Achse entlang zeigt), sich mit dem Fortschreiten der Zeit t entgegen den Uhrzeigersinn dreht (93), und wobei, zu einem beliebigen Zeitpunkt t, der Vektor eine Polarkoordinatenphase aufweist, die mit ϕ(t, -f) bezeichnet ist, die in Bezug auf die I-Achse gezogen ist. Zum Zeitpunkt t₁ schneidet der Vektor S_-f(t) z. B. den Einheitskreis 95 an einem Punkt p4. Desgleichen wird das Signal s_+f(t) als ein Vektor mit einer Größe k dargestellt, wobei der Vektor die gleichen Koordinaten wie s_-f(t) zu einem Zeitpunkt t₀ aufweist, sich mit dem Fortschreiten der Zeit t im Uhrzeigersinn dreht (94) und wobei, zu einem beliebigen Zeitpunkt, der Vektor eine Polarkoordinatenphase aufweist, die als ϕ(t, +f) bezeichnet ist, die in Bezug auf die +I-Achse definiert ist. Zu einem Zeitpunkt t1 schneidet der Vektor s_+f(t) z. B. den Einheitskreis 95 an einem Punkt p5. Das Signal s_-f(t) kann als ein positives Frequenzsignal betrachtet werden, und das Signal s_+f(t) kann als ein negatives Frequenzsignal betrachtet werden. Mit dem Fortschreiten der Zeit t vergrößert sich der Phasenwinkel Δϕ zwischen den Signalen s_+f(t) und s_-f(t) zunehmend. Der Phasenwinkelumschlingung erfolgt bei 2Π/360 Grad, so dass es erforderlich ist, die Phasenmessungen mit einer „ganzzahligen Verzögerung“ von einem beginnenden Teil eines das Sounding-Signal aufweisenden Pakets zu kombinieren. Es ist zu beachten, dass die unmittelbare Phase dieser Signale alle notwendigen Informationen enthält. Um eine genauere Messung zu erhalten, wird die DFT ausgeführt.
• Unter anhaltender Bezugnahme auf 4 bis 7 kann die Messung der komplexen Verstärkungsantworten G_i(·) und der Phasenbeziehungen zwischen diesen durch Verwendung eines Abtasters 67, eines A/D-Wandlers 74, eines DFT-Kalkulators 65 und eines CCF-Kalkulators 64 ausgeführt werden. In dieser Hinsicht kann der Abtaster 67 das Basisband-Sounding-Signal S(t) abtasten, um ein diskretes Signal S(n) zu erhalten, wenn „n“ eine Abtastnummer von einem 0. Abtastwert zu einem L. Abtastwert bezeichnet. Für den i-ten Messungssatz Fi (der vorstehend erläutert wurde) kann der DFT-Kalkulator 65 die komplexen Verstärkungsantworten bestimmen als: $${\text{G}}_{\text{i}}\left(fci-\mathrm{\Delta }f\right)=\left(\left(\frac{1}{L+1}\right){\displaystyle {\sum }_{n=0}^{L}S\left(n\right)\times e^{j2\pi \mathrm{\Delta }fn{T}_S}}\right)$$

  

  $${\text{G}}_{\text{i}}\left(fci+\mathrm{\Delta }f\right)=\left(\left(\frac{1}{L+1}\right){\displaystyle {\sum }_{n=0}^{L}S\left(n\right)\times e^{-j2\pi \mathrm{\Delta }fn{T}_S}}\right)$$

  

  wenn (L+1) die Anzahl von Abtastwerten und T_s die Abtastzeitspanne ist.
• Daraus folgt, dass: $$\angle s_{+f}\left(t\right)=\phi \left(t,+f\right)=\angle \left({\displaystyle {\sum }_{n=0}^{L}S\left(n,t\right)}\times e^{-j2\pi \Delta fn{T}_S}\right)$$

  

  $$\angle s_{-f}\left(t\right)=\phi \left(t,-f\right)=\angle \left({\displaystyle {\sum }_{n=0}^{L}S\left(n,t\right)}\times e^{+j2\pi \Delta fn{T}_S}\right)$$

  
• Für einen gegebenen Multiton-Messungssatz F_i mit einer Trägerfrequenz fci kann die Phasendifferenz zwischen der oberen Frequenz (f_ci + Δf) und der unteren Frequenz (f_ci - Δf) durch die Gleichung (7) bestimmt werden, d. h. Δφ(t) = ∠s_+f(t) - ∠s_-f(t), und diese Beziehung wird auf die Bestimmung der Phasenkohärenz über das Messband von f₁ auf f_N übertragen.
• Es wird darauf hingewiesen, dass die Messung von φ(t, -f) = ∠s_-f(t) mit einer Abtastzeitspanne T_s und mit einer Korrelationszeit, die $T=\frac{M}{\mathrm{\Delta }f}$

  

  erfüllt, vorgenommen werden kann, wenn Meine Ganzzahl ist. Die Korrelationszeit T kann einen vollen Zyklus der komplexen Sinusoiden einer Frequenz ±Δ f enthalten, und die Anzahl der Abtastwerte L kann den nachstehenden Ausdruck erfüllen: $$L=\frac{M}{\mathrm{\Delta }f{T}_S}.$$

  
• Unter erneuter Bezugnahme auf 3B können sowohl die erste drahtlose Vorrichtung 10-1 als auch die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 für die Absendezeit-(ToD-) und die Ankunftszeit- (ToA-) Messungszeiten während der Entfernungsmessungsverfahrens Zeitstempel nehmen. Die Paketumlaufzeit (RTT) kann bestimmt werden als: $$\mathrm{\Delta }\text{T}=\left({\text{ToA}}_{\text{1}}-{\text{ToD}}_{\text{1}}\right)-\left({\text{ToD}}_{\text{2}}-{\text{ToA}}_{\text{2}}\right)$$

  

  wenn die Zeiten ToA₁ , ToD₁ , ToD₂ und ToA₂ , die vorstehend für die 2, 3A und 3B beschrieben sind. In der Messung für die ToA und die ToD an derselben Vorrichtung kann die Vorrichtung die exakte Übertragungszeit steuern, d. h. die ToD- und die ToA- und die ToD-Zeitstempelung erfolgen unter Verwendung desselben Referenztakts. Aus der Gleichung (16) geht jedoch hervor, dass das RTT-Verfahren nicht von Zeitstempeln abhängig ist, die an den beiden, den gleichen Referenztakt aufweisenden Vorrichtungen erhalten werden. Das heißt, dass die Zeitdifferenz (ToA₁ - ToD₁ ) unter Verwendung eines anderen Taktgebers als dem gemessen wird, der zur Messung von (ToD₂ - ToA₂ ) verwendet wird. In einem typischen Beispiel sind die beiden Taktgeber potentiell um 50 ppm unterschiedlich, und die Gesamtmessungsverzögerung liegt im Bereich einer Größenordnung von Hunderten von Mikrosekunden. Dies ergibt einen Fehler einer Größenordnung von Dutzenden von Nanosekunden. Die hierin beschriebenen Verfahren umgehen diese Art von Fehlern durch Messen einer fraktionalen Verzögerung und kohärenter Kanalfrequenzantworten über einem weitreichenden Messband.
• 8 veranschaulicht eine beispielhafte Framestruktur für ein RTT-Messungspaket und eine Taktzeitsteuerungsbeziehung in dem RTT-Verfahren von 3B. Für jede Schmalbandmessung, die eine Trägerfrequenz fci (i = 1 bis N - 1) verwendet, kann eine Framestruktur übertragen werden, die ein Präambelfeld 112, ein Zugriffscodefeld 114 und ein Sounding-Signalfeld 116 enthält. Das Präambelfeld 112 und das Zugriffscodefeld 114 stellen zusammen ein Beispiel für die vorstehend beschriebene grobe Synchronisierungssequenz Y dar. Ein Zeitpunkt t_1R zwischen dem Zugriffscodefeld 114 und dem Sounding-Signalfeld 116 kann als ein Referenzpunkt für die ToA- und ToD-Messungen an den beiden drahtlosen Vorrichtungen 10-1 und 10-2 bezeichnet werden. (Das Sounding-Signalfeld 116 kann dem Sounding-Signal in dem übertragungsseitigen Frame 102 von 3B entsprechen).
• 8 zeigt zudem, dass die Abtasttaktgeber auf der Übertragungsvorrichtung (z. B. ein DAC-Taktgeber an der ersten drahtlosen Vorrichtung 10-1) und der Empfangsvorrichtung (z. B. ein ADC-Taktgeber an der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2) unterschiedliche Taktgeschwindigkeiten aufweisen können und dadurch zum Abtasten bei unterschiedlichen Abtastraten an den beiden Vorrichtungen verwendet werden. Die beiden Taktgeber können zueinander unsynchronisiert sein, so dass zwischen den beiden Taktgebern ein willkürlicher Versatz existieren kann. Zum Referenzzeitpunkt T_1R kann z. B. ein erstes Symbolintervall des Sounding-Signals S(t) auf einer übertragungsseitigen Taktflanke beginnen, jedoch kann eine Taktflanke an einem ADC-Taktgeber der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2 kurze Zeit auftreten. In diesem Zusammenhang ist zu beachten, dass, wenngleich diese in 8 nicht dargestellt ist, das Zugriffscodefeld 114 in einigen Beispielen aus einem Zugriffscode-Teilfeld, einem Payload-Header-Teilfeld und einem Entfernungsmessungs-Signalgebungsfeld-(SFD-) Teilfeld besteht. Das SFD-Teilfeld kann Informationen beinhalten, wie z. B. die Charakteristik der Entfernungsmessungssequenz (d. h. die Sequenz des Sounding-Signals S(t)). Das SFD-Teilfeld kann außerdem die ToA und/oder die ToD und andere damit in Zusammenhang stehende Informationen für ein Zeitstempel-Feedback zwischen den beiden drahtlosen Vorrichtungen 10-1 und 10-2 beinhalten. In einem Bluetooth-Anwendungsbeispiel kann das Payload-Header- und das Entfernungsmessungs-SFD-Teilfeld auf das Zugriffscode-Teilfeld folgen; ein zyklisches Redundanzprüfungs- (CRC-) Feld kann auf das Sounding-Signalfeld 116 folgen; und ein Bluetooth-Paket kann sich vom Start des Payload-Header-Teilfelds bis zum Ende des CRC-Felds erstrecken.
• Unter vorübergehender Bezugnahme auf 10 sind beispielhafte I- und Q-Komponenten in unterschiedlichen Abschnitten eines Entfernungsmessungssignals, das in dem RTT-Verfahren verwendet werden kann, dargestellt. Insbesondere stellt das Beispiel eine beispielhafte In-Phasen- (I-) Komponente S₁ (t) und eine beispielhafte Quadratur-Phasen- (Q-) Komponente S_Q(t) des vorstehend beschriebenen GFSKmodulierten Sounding-Signals S(t) (116) mit einer sich wiederholenden [1 0] Payload zusammen beispielhaften GFSK-I-und Q-Komponenten eines Präambelabschnitts 112 und eines Zugriffscodeabschnitts 114 dar. 11 ist ein Graph einer Basisband-Leistungsspektraldichte, die für den Sounding-Signalbereich des Entfernungsmessungssignals von 10 berechnet wurde. Die vorstehend beschriebenen positiven und negativen Frequenzkomponenten S+f und S-f (die unter Verwendung des DFT-Kalkulators 65 von 4 hergeleitet werden) können jeweils mit Spektralkomponenten des theoretischen Basisbandsignals mit einem höchsten positiven und negativen Peak übereinstimmen.
• 9 ist ein Diagramm, das beispielhafte Signale und eine beispielhafte Taktzeitsteuerung in einer ToA-Messung an einer Empfangsvorrichtung in dem RTT-Verfahren von 3B darstellt. Das Sounding-Signal S(t) wird an der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2 empfangen, auf ein Basisband herunterkonvertiert und I-Q-demoduliert, um die I- und Q- Basisband-Signale wiederherzustellen. Ein Signal S_BB(t) ist ein Beispiel von entweder dem 1-Signal oder dem Q-Signal des Basisbandsignals, das anhand des Sounding-Signals S(t) wiederhergestellt wurde (wobei die zuvor erläuterten Signale S_A(t) und S_B(t) jeweils Beispiele des Signals S(t) sind). Zur nachstehend beschriebenen Messung der ToA werden sowohl die I- als auch die Q-Signale abgetastet. Das Signal S_BB(t) wird an der Empfangsvorrichtung 10-2 an den durch Kreisen gekennzeichneten Zeitpunkten abgetastet, welche mit sukzessiven Taktübergängen von einem Basisband- (BB-) Taktgeber an der Empfangsvorrichtung 10-2 übereinstimmen. In dem Beispiel wird ein erster Abtastwert 122 zu einer Zeit t2 (dem Start des RTF-Frame 106 von 10) an einem Übergang zwischen Taktpulsen „5“ und „6“ genommen, und die sich anschließenden Abtastwerte werden an darauffolgenden Taktübergängen genommen. Da die BB-Taktpulse ihren Beginn jedoch zu einem willkürlichen Zeitpunkt hatten, ereignet sich die Zeit t2 zu einer willkürlichen Zeit nach einer tatsächlichen ToA-Zeit t2a des Sounding-Signals. (Für den Zweck der vorliegenden Beschreibung wird zwischen der Zeit der Ankunft des RF-Signals S(t) und der tatsächlichen Wiederherstellung des Basisbandsignals eine Verarbeitungsverzögerung von null angenommen). Somit existiert eine fraktionale Verzögerung FD = t2 - t2a (die gleich einer Zeit ist, die weniger ist als ein BB-Taktzyklus) zwischen der Zeit eines hypothetischen Abtastwerts 124, die erfasst werden würde, wenn eine Empfänger-BB-Taktflanke zu einer Zeit t2a vorhanden wäre, und dem Zeitpunkt t2 des ersten Abtastwerts 122. Die Zeit t2a kann danach als die „exakte ToA“ am Basisband bezeichnet werden, und der erste Abtastpunkt t2 kann danach als die „ganzzahlige ToA“ oder als „grobe ToA“ am Basisband bezeichnet werden. Die Reihe von x-en in dem Diagramm bezeichnet hypothetische Abtastpunkte bei der BB-Taktzeitsteuerung, wenn der erste Abtastwert tatsächlich zur Zeit t2a erfasst worden war. Da der erste Abtastpunkt t2 nach der tatsächlichen ToA auftritt, kann ein erster Abschnitt des Sounding-Signalfelds 116 nicht abgetastet werden.
• Für ein einen Mehrwege-Kanal durchlaufendes Signal ist die Referenzzeit t2a der exakten ToA der erste Ankunftsweg, von dem man annimmt, dass er der Sichtverbindungs- (LoS-) Weg ist. (Bei einigen Kanalbedingungen gibt es möglicherweise keinen LoS-Weg, wodurch t2a mit einer Signalankunft über den kürzesten Weg übereinstimmt). Wie schon erwähnt, kann, aufgrund der Begrenztheit einer Basisband-Abtasttaktrate (selbst wenn man zu Diskussionszwecken eine sehr hohe Abtastraste von 120 Msps annimmt), der genaue Beginn eines Pakets nicht abgetastet werden, und selbst wenn diese gelingt, kann er durch Rauschen verzerrt sein. In 9 kann, basierend auf einem Korrelieren der abgetasteten Sequenz (wie in einem Synchronisierungsvorgang), die ganzzahlige ToA nur bei der Basisband-Abtasttaktauflösung festgelegt werden, was für eine erforderliche Entfernungsmessungsgenauigkeit möglicherweise nicht genau genug sein kann (z. B. führt ein Zeitmessfehler von +/- 6,25 ns zu einem Entfernungsmessungsfehler von etwa +/- 1,8 m). Unter Verwendung der Korrelationsverarbeitung können, selbst wenn eine sehr hohe Abtastrate gegeben ist, die Mehrwege-Effekte und das interne Rauschen eine Messung mit einer sehr feinen Auflösung auf Basis der Korrelation der abgetasteten Sequenz verhindern. Daher wird ein Feinauflösungsverfahren in den vorliegenden Ausführungsformen zur Schätzung der fraktionalen (Teilabtastungstakt-) Verzögerung FD verwendet und dadurch eine ToA-Messung mit hoher Auflösung ermöglicht. Die fraktionale Verzögerung mit einer Feinauflösung wird in den Ausführungsformen hierin basierend auf der vorstehend beschriebenen DFT-Verarbeitung geschätzt.
• Die Abtastverzögerungs-FD kann z. B. durch Hinzuziehung der Beziehung einer Phase zwischen komplexen Sinusoidsignalen s_+f(t) und S_-f(t) innerhalb von S(t) gemessen werden, wie vorstehend in Verbindung mit 4 - 7 beschrieben ist. Nach einer DFT-Verarbeitung von S(t) am Basisband, kann eine Phasendifferenz ΔΦ(t2) berechnet werden, die gleich dem Phasenversatz zwischen den Zeiten t2 und t2a ist, und zum Bestimmen der Verzögerungs-FD verwendet werden. Die Phasendifferenz ΔΦ(t2) ist gleich der Phasendifferenz zwischen den beiden komplexen Sinusoiden s_+f(t) und s_-f(t) zum Zeitpunkt t2 von 9 und kann bestimmt werden als: $$\mathrm{\Delta }\phi \left(t2\right)=\angle s_{+f}\left(t2\right)-\angle s_{-f}\left(t2\right)$$

  

  wenn ∠s_+f(t) und ∠s_+f(t) jeweils durch die vorstehenden Gleichungen (13) und (14) bestimmt sind.
• Dann besteht zum Zeitpunkt t2 die nachstehende Beziehung: $$\left(t2-t2a\right)=\frac{\mathrm{\Delta }\phi \left(t_2\right)}{4\pi \mathrm{\Delta }f}$$

  

  wenn Δf die vorstehend beschriebene RF-Versatzfrequenz ist. Dementsprechend wird der tatsächliche ToA-Zeitpunkt t2A erhalten.
• Wie bereits erwähnt, stimmt jedoch die Zeit t2a mit der ToA des Sichtverbindungs-(LoS-) Signalwegs überein, jedoch kann die Phase des LoS-Signals durch die Interferenz der Mehrwegesignale verzerrt werden. Die vorstehend beschriebene Technik zum Erhalten der kohärenten Kanalfrequenzantworten H(f₁) und H(f_N) und zum Anlegen derselben auf den Signalwege-Kalkulator 63 kann dann zum Korrigieren der verzerrten Phase und dadurch zum Erhalten einer korrigierten ToA verwendet werden. Diese korrigierte ToA wird dann in der Entfernungsmessung verwendet, wodurch ein genauerer Abstand zwischen den beiden drahtlosen Vorrichtungen 10-1 und 10-2 bestimmt werden kann.
• 12 ist ein Graph einer beispielhaften Kanalphasenantwort gegenüber einer Frequenz in einer Mehrwegeumgebung. Wäre keine Mehrwegebedingung vorhanden, wäre die Kanalphasenantwort eine lineare Funktion (wie in Bereich 154) über einem im Allgemeinen weitreichenden Messungsfrequenzband (z. B. 40 MHz). Mehrweg-bedingt ist jedoch eine Nichtlinearität in der durch die Bereiche 152 und 156 dargestellten Antwort vorhanden. Die in 12 gezeigte Nichtlinearität wird durch lediglich ein einziges Mehrwegesignal verursacht, das konstruktiv und destruktiv mit einem LoS-Signal interferiert. Die Auftragungen der Kanalphasenantwort zeigen die Phasenantwort auf einem Satz von Frequenzen über einem Zwei-Strahl-Kanal (getrennt um 5ns zwischen den beiden Strahlen), wenn ein erster Strahl ein LoS-Strahl und ein zweiter Strahl ein Strahl entlang einem einzigen Mehrwege-Weg ist.
• 13 zeigt beispielhafte ToA-Schätzungsgraphen, die unter Verwendung eines Signalweg-Berechnungsalgorithmus (MUSIC) über unterschiedlichen Messungsfrequenzbereichen berechnet werden und mit der Signalumgebung von 12 übereinstimmen. Die Graphen veranschaulichen, dass die Antwort über einer ausreichenden Bandbreite gemessen werden sollte, wenn der Kanal eine Mehrwegbedingung aufweist. Wenn die Phasenantwort nicht linear ist, kann dieses Merkmal nicht aufgegriffen werden, falls es in einer sehr schmalen Bandbreite beobachtet wird. Das MUSIC-Verzögerungsspektrum zeigt, dass unter Verwendung eines 40MHz-Sounding-Signals (Spektren 162a und 162b) die beiden Wege erfolgreich auflöst und die Ankunftszeit des ersten Wegs geschätzt werden. Ein 20MHz-Bandbreitensignal resultiert jedoch in den berechneten Spektren 164 und kann somit die beiden Wege nicht auflösen, was einen ToA-Fehler zur Folge hat.
• 14 ist ein Flussdiagramm, das eine weitere Ausführungsform eines Entfernungsmessungsverfahrens 1400 gemäß dem Erfindungsgedanken darstellt. Ein herausragender Unterschied zwischen diesem Verfahren und dem von 2 ist, dass, anstatt ein Sounding-Signal unter Verwendung einer Sequenz, wie z. B. S₁ , S₂ , ... S_N-1 , mit aufeinanderfolgenden Trägerfrequenzen zu übertragen, eine Trägerfrequenz durch die erste drahtlose Vorrichtung 10-1 auf einmal übertragen wird, die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 das Signal empfängt und dann ein weiteres Sounding-Signal unter Verwendung derselben Trägerfrequenz zurücküberträgt, und der Zyklus sich wiederholt.
• Dementsprechend wird in einem Verfahrensschritt S211 von der ersten drahtlosen Vorrichtung 10-1 ein erstes Basisbandsignal über eine i-te Trägerfrequenz f_ic (i = eine beliebige Ganzzahl von 1 bis (N-1)) mit einem Modulationsschema übertragen, das zumindest zwei Töne erzeugt, die der i-tenTrägerfrequenz f_ic zugeordnet sind.
• An der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2, werden folgende Empfangs- und Verarbeitungsvorgänge (S221) unter Verwendung der Trägerfrequenz f_ic ausgeführt:
• (1) Wiederherstellung des Basisbandsignals
• (2) Ausführen eine groben Synchronisation
• (3) Messen der komplexen Verstärkungsantwort für jeden Ton zu dem grob synchronisierten Zeitpunkt
• (4) Berechnen der Phasendifferenz zwischen den beiden komplexen Verstärkungsantworten
• (5) Aufzeichnen der grob synchronisierten Zeit und der Phasendifferenz.
• Von der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2 wird dann ein zweites Basisbandsignal über die Trägerfrequenz f_ic mit einem Modulationsschema übertragen (S231), das zumindest zwei Töne erzeugt, die der Trägerfrequenz f_ic zugeordnet sind.
• An der ersten drahtlosen Vorrichtung 10-1 werden die gleichen Verfahrensschritte (1) bis (5) von Block S221 in Bezug auf das zweite Basisbandsignal ausgeführt (S241).
• Bei Vorgang S251 werden die Vorgänge S221 - S241 für jede von den (N-2) verbleibenden Trägerfrequenzen aus dem Satz {f_1c , f_2c , ... f_(N-1)C } wiederholt.
• Von der ersten oder zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-1 oder 10-2 werden die aufgezeichnete grobe Synchronisationszeitsteuerung und die Phasendifferenz an die andere Vorrichtung gemeldet (S261).
• An der Meldungs-Empfangsvorrichtung wird folgende Verarbeitung ausgeführt (S271):
• (1) Korrigieren der Phasendifferenz unter Berücksichtigung der groben Synchronisations-Zeitsteuerung pro jeweiliger Messung über eine unterschiedliche Trägerfrequenz
• (2) Ausrichten der komplexen Verstärkungsantworten für die gleiche Tonfrequenz, die bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen gemessen wird
• (3) Konstruieren einer Kanalfrequenzantwort über dem Messungsband (von f₁ bis f_N , erzeugt durch f_1C bis F_(N-1)C ) aus den korrigierten komplexen Verstärkungsantworten
• Die Kanalfrequenzantwort wird dann auf ein Signalweg-Derivationsprogramm angewendet, um ein Flugzeit- (ToF-) Ergebnis zu erhalten (S281).
• Zeitstempelung von ToD und ToA für einen jeweiligen Sounding-Frame
• Bei dem Verfahren 1400 führt eine jeweilige drahtlose Vorrichtung 10-1 oder 10-2 für jede Sprungfrequenz eine Übertragung und einen Empfang zu einem geplanten Zeitpunkt aus; und sowohl für die Übertragung als auch den Empfang wird der erste Abtastwert des Sounding-Signalabschnitts zeitgestempelt. Für den Fall des Empfangens basiert der erste Abtastwert auf dem Verarbeitungsergebnis der Paketsynchronisation kombiniert mit dem bisherigen Wissen (das in einem Header angegeben ist) über die Position eines Sounding-Signals in einem Sounding-Paket. Für den Fall des Übertragens sollte das Modem wissen, wann es den ersten Abtastwert des Sounding-Signalabschnitts überträgt. Ist dies nicht der Fall, kann die drahtlose Vorrichtung bei deren eigener Übertragung ebenfalls den Empfang ausführen; dadurch werden der Fall des Übertragens und des Empfangens einander gleichgestellt. In der vorliegenden Beschreibung wird daher angenommen, dass die Verarbeitung des Übertragungsfalls mit dem Empfangsfall identisch ist.
• Pro jeweiliger übersprungener Frequenz werden in jeder drahtlosen Vorrichtung 10-1 oder 10-2 zwei Zeitstempel, einer für die ToD und einer für die ToA, aufgezeichnet. Der Zeitstempel der ToD und der ToA nimmt Bezug auf denselben kontinuierlich laufenden Systemtaktgeber. Für eine allgemeine Hochfrequenzarchitektur müssen der ADC, bzw. der Analog-Digital-Wandler, und der DAC, bzw. der Digital-Analog-Wandler, nicht denselben Taktgeber verwenden; der für den Zeitstempel verwendete Systemtaktgeber muss weder mit dem Taktgeber für den ADC oder DAC identisch sein, noch müssen diese in Phase sein.
• Damit eine derartige Flexibilität (bei der Auswahl von unabhängigen Taktgebern für den ADC, DAC und bei der Stempelung) möglich ist, werden Frequenzantwortmessungen sowohl bei der Übertragung als auch dem Empfang ausgeführt.
• Messen der Frequenzantwort
• Aufgrund der Stempelungstaktgeber-Auflösung und der Zeitsteuerungsungenauigkeit (die sowohl durch das Rauschen als auch einen dispersiven Kanal verursacht wird) im Synchronisierungsprozess gibt der Zeitstempel lediglich grobe Zeitinformationen an. Informationen zur Verbesserung der Zeitsteuerungsgenauigkeit beinhalten die Frequenzantwort, die an dem empfangenen Sounding-Signal gemessen wird. Die Messung kann unter Verwendung der nachstehenden Gleichung erfolgen, wobei angenommen wird, dass die Trägerfrequenz f_k ist, und die Frequenzantworten werden auf zwei Frequenzversätzen ∓Δf gemessen (wobei f_s eine Abtastrate ist und Δf=0.5 MHz): $$H\left(f_k-\mathrm{\Delta }f\right)=\frac{1}{N}{\displaystyle \sum _{n=0}^{N}S\left(n\right)\cdot e^{j2\pi \frac{\mathrm{\Delta }f}{f_s}n}}$$

  

  $$H\left(f_k\mathrm{+\Delta }f\right)=\frac{1}{N}{\displaystyle \sum _{n=0}^{N}S\left(n\right)\cdot e^{-j2\pi \frac{\mathrm{\Delta }f}{f_s}n}}$$

  
• Dieser Vorgang wird im Fall von sowohl der ToD als auch der ToA in jeder drahtlosen Vorrichtung ausgeführt.
• Berechnung der differentiellen Phase
• In jeder drahtlosen Vorrichtung werden pro jeweiliger übersprungener Frequenz vier Kanalantworten erhalten: $$H_d\left(f_k-\mathrm{\Delta }f\right)\text{,}{H}_d\left(f_k+\mathrm{\Delta }f\right)\text{,}{H}_a\left(f_k-\mathrm{\Delta }f\right)\text{,}{H}_a\left(f_k-\mathrm{\Delta }f\right)$$

  
• Die differentielle Phase wird pro jeweiliger übersprungener Frequenz berechnet als $$\mathrm{\Delta }\varnothing \left(f_k\right)=\frac{1}{2\pi }\left(\angle H_d(f_k-\mathrm{\Delta }f\right)\cdot H_d*\left(f_k+\mathrm{\Delta }f\right)-\angle H_a\left(f_k\mathrm{-\Delta }f\right)\cdot H_a*\left(f_k+\mathrm{\Delta }f\right))$$

  
• Es ist zu beachten, dass eine drahtlose Vorrichtung 10-1 oder 10-2 entweder ToD1 und ToA₂ oder ToA₁ und ToD₂ aufweist; die Initiierungsvorrichtung ΔØ_i(f_k) erzeugt, die die Phasendifferenz zwischen ToD₁ und ToA₂ ist; und dass die Antwortvorrichtung ΔØ_r(f_k) erzeugt, die die Phasendifferenz zwischen ToD₂ und ToA₁ ist.
• Der Satz von ΔØ(f_k) kann dann, z. B. in 10 Bit, quantisiert werden, was eine Zeitauflösung von weniger als 1 ns unter der Annahme einer Frequenzschrittgröße von 1 MHz ergibt; die Werte in dem Satz von ΔØ(f_k) können dann in dem Entfernungsmessungsmeldungs-Frame zurückgesendet werden.
• Berechnung der differentiellen Zeit
• Pro jeweiligem Sounding-Frame auf einer übersprungenen Frequenz werden zwei Zeitstempel ToD und ToA aufgezeichnet; die differentielle Zeit wird gemäß der nachstehenden Ausdruck berechnet (Hinweis: in der Einheit von 50ns z. B. wird dabei der höchste Abtasttakt von 20MHz angenommen, was im Vergleich zur Wirklichkeit mehr als großzügig ist). $$\mathrm{\Delta }T\left(f_k\right)=T_{tod}\left(f_k\right)-T_{toa}\left(f_k\right)$$

  
• Um die zur Codierung von ΔT(f_k) verwendeten Bits zu sichern, kann eine Zwischenpaketlücke T_gap , die den beiden drahtlosen Vorrichtungen bekanntgegeben werden kann, von ΔT(f_k) subtrahiert werden.
• Aufgrund des relativen Systemtaktgeberfehlers kann die tatsächliche Übertragungszeit früher oder später als die geplante Übertragungszeit sein; ein konstanter Versatz kann von dem T_gap subtrahiert werden, um ΔT(f_k) - T_gap > 0 zu gewährleisten. Es wird darauf hingewiesen, dass vom Standpunkt der Berechnung der Flugzeit aus betrachtet, dieser Versatz nicht notwendig ist; jedoch vom praktischen Aspekt des Codierens von ΔT(f_k) aus betrachtet, dies nur ein nicht-negatives Kodieren ermöglicht.
• Das Verfahren 1400 kann bedeuten, dass ΔT_offset(f_k) = ΔT(f_k) - T_gap, wenn der Bereich von ΔT_offset(f_k) auf Dutzende von Mikrosekunden reduziert werden kann. Dieses letztgenannte Beispiel würde die kodierten Bits in dem Bereich von 20 Bits (abhängig von der Planungszeitunsicherheit) voraussetzen; und der Satz von ΔT_offset(f_k) kann dann in einem Entfernungsmessungsmeldungs-Frame zurückgesendet werden. Dazu sind viele Bits erforderlich. Daher kann zur Verringerung des Feedback-Overhead die nachstehende Differenzkodierung verwendet werden: $$\mathrm{\Delta }{T}_{mean}=\frac{1}{N}{\displaystyle \sum _{k=1}^N\mathrm{\Delta }{T}_{offset}\left(f_k\right)}$$

  

  $$\mathrm{\Delta }{T}_{diff}\left(f_k\right)=\mathrm{\Delta }{T}_{offset}\left(f_k\right)-\mathrm{\Delta }{T}_{mean}$$

  
• In dieser Hinsicht wird ΔT_diff(f_k) auf eine Synchronisierungsunsicherheit reduziert, die im Bereich von mehreren Mikrosekunden liegt. In einem Beispiel von einer Unsicherheit von 5 Mikrosekunden sind dazu 8 vorzeichenbehaftete Bits zum Kodieren notwendig, und ΔT_mean würde mit 20 Bits kodiert werden;
• Es ist zu beachten, dass, wenn in dem Verfahren bei der Wahl von T_gap nicht mit Sorgfalt vorgegangen wird, daraus ein sehr großes Meldungs-Frame resultieren könnte. In einem Beispiel einer Sounding-Bandbreite von 80 MHz mit einer Schrittgröße von 1 MHz, sind dazu (aufgerundet) 80 Sounding-Frames notwendig; daraus summiert sich eine Anzahl von 80x10+80x8+1x20 Bits.
• Berechnung der Flugzeitkanal-Frequenzantwort
• Sobald der Entfernungsmessungsmeldungs-Frame empfangen worden ist, kann in dem Verfahren 1400 eine synthetische Flugzeitkanal-Frequenzantwort konstruiert werden. Zur Differenzierung der Messungen, die an der initiierenden drahtlosen Vorrichtung und der antwortenden drahtlosen Vorrichtung vorgenommen wurden, kann eine Überschreibung der Variablen wie folgt angewendet werden: $$\mathrm{\Delta }{T}_{mean}^i\text{,}\mathrm{\Delta }{T}_{mean}^r\text{,}\mathrm{\Delta }{T}_{diff}^i\left(f_k\right)\text{,}\mathrm{\Delta }{T}_{diff}^r\left(f_k\right)\text{,}\mathrm{\Delta }{\varnothing }^i\left(f_k\right)\text{,}\mathrm{\Delta }{\varnothing }^r\left(f_k\right)$$

  

  und die initiierende Vorrichtung (z. B. 10-1) hat H_a(f_k - Δf), H_a(f_k + Δf) vollständig aufgezeichnet.
• In einem ersten Verarbeitungsvorgang wird der Sychronisierungs-Jitter pro Frequenz wie folgt berechnet: $$\mathrm{\Delta }{T}_j\left(f_k\right)=\mathrm{\Delta }{T}_{diff}^i\left(f_k\right)-\mathrm{\Delta }{T}_{diff}^r\left(f_k\right)$$

  
• In einem zweiten Verarbeitungsvorgang wird die differentielle Phase pro Frequenz wie folgt berechnet: $$\mathrm{\Delta }\vartheta \left(f_k\right)=\mathrm{\Delta }{\varnothing }^i\left(f_k\right)-\mathrm{\Delta }{\varnothing }^r\left(f_k\right)+2\pi \cdot 2\mathrm{\Delta }f\cdot \mathrm{\Delta }{T}_j\left(f_k\right)$$

  

  In einem dritten Verarbeitungsvorgang wird die Kanalfrequenzantwort pro Frequenz berechnet als: $$H_a\left(f_1-\mathrm{\Delta }f\right)=H_a\left(f_1-\mathrm{\Delta }f\right)$$

  
• Dann wird die nachstehende iterative Berechnung ausgeführt: $$H_{tof}\left(f_k-\mathrm{\Delta }f\right)=H_a\left(f_{k-1}+\mathrm{\Delta }f\right)$$

  

  $$H_{tof}\left(f_k\mathrm{+\Delta }f\right)=H_a\left(f_k+\mathrm{\Delta }f\right)\cdot e^{j\mathrm{\Delta }\vartheta \left(f_k\right)}$$

  
• Schätzung der Flugzeit
• An diesem Punkt hat im Verfahren 1400 der Speicher 76 der drahtlosen Vorrichtung 10 einen Satz von Kanalfrequenzantworten H_tof(f_k - Δf), H_tof(f_k + Δf) aufgezeichnet, auf deren Grundlage eine fraktionale Flugzeit geschätzt werden kann als δT_tof, wobei die Schätzung der finalen Flugzeit $\delta T_{tof}+\mathrm{\Delta }{T}_{mean}^i-\mathrm{\Delta }{T}_{mean}^r$

  

  ist.
• Der MUSIC-Algorithmus kann als ein Beispiel für ein Signalwegderivationsprogramm im Vorgang S281 verwendet werden. MUSIC kann zum Schätzen eines Verzögerungsspektrums unter Verwendung eines Nullraums (EVD einer Korrelationsmatrix) verwendet werden. Das Verfahren kann eine auf einem Abtastwert basierende Korrelationsmatrix R = [r_i,j]_M×M, definieren, wenn M die Abmessung der Korrelationsmatrix mit jedem Element ist und ausgedrückt wird als: $$r_{i,j}={\displaystyle \sum _{m-0}^{N-1-M}{H}_{tof}^{\text{'}}}\left(m+i\right)H_{tof}\left(m+j)\right)\text{,}i\text{,}j\in \left[\mathrm{0,}M-1\right]$$

  
• Unter der Voraussetzung, dass die gewählte Abmessung M > L ist, erzeugt das EVD eine orthonormale Matrix U, wobei jeder (k.) Spaltenvektor U(:,k) der k. Eigenvektor entsprechend dem Eigenwert mit absteigender Reihenfolge (λ₀ ≥ λ₁ ... ≥ λ_M) ist. Der Bereichsraum eines Rangs L kann durch Orthonormalbasen U_{r an} = U(:,1: L) dargestellt sein, und ein Nullraum von einem Rang M - L kann durch Orthonormalbasen U _nul = U(:, L + 1: M) dargestellt sein. Das Verfahren 1400 kann einen Antwortvektor für eine Verzögerung τ definieren als: $$\overline{a}\left(\tau \right)={\left[e^{j2\pi i2\mathrm{\Delta }f\tau }\right]}_{1\times M}$$

  
• Das Verfahren 1400 kann dann ein Spektrum einer Verzögerung (für eine Verzögerung τ) definieren als $$P_{music}\left(\tau \right)={\left[\overline{a}\text{'}\left(\tau \right)\cdot U_{nul}\cdot U{\text{'}}_{nul}\cdot \overline{a}\left(\tau \right)\right]}^{-1}$$

  
• Das Verfahren 1400 kann den Wert von τ absuchen, so dass ein Peak in diesem Spektrum auf ein Vorhandensein eines Antwortvektors des spezifischen Werts von τ hinweist. Die Auftragungen von 15A und 15B stellen ein Spektrum für einen Zwei-Strahl-Kanal mit verschiedenen Verzögerungen (nominal 10, 20, 30, 40 und 50 ns mit einem hinzugefügten willkürlichen Versatz im Bereich von [0, 1] ns) zwischen den beiden Strahlen dar.
• Messverfahren für den Ankunftswinkel
• Durch verschiedene oder ähnliche Vorgänge in den vorstehend beschriebenen Verfahren, die zum Rekonstruieren einer Kanalantwort zwischen einem Paar von Antennen (einer an der ersten drahtlose Vorrichtung 10-1 und einer an der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2) herangezogen werden können, können die Vorgänge zum Messen der AoA verwendet werden, wenn eine Antennengruppe an einer der Vorrichtungen (z. B. der zweiten drahtlosen Vorrichtung 10-2) verfügbar ist, und Signale von allen Antennen kohärent abgetastet werden. Die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2 kann dann die Verarbeitung wiederholen, um die Kanalantwort über alle Antennen zu erhalten. Zur näheren Erläuterung dieses Vorgangs kann die Notation für komplexe Verstärkungsantworten, wie z. B. G_n(f_k, i_rx), erweitert werden, bei der es sich um die gemessene Antwort auf der f_k - und der i_rx-Antenne handelt. Die Verarbeitung kann, wie vorstehend beschrieben, auf {G_n(f_k, 1)} vorgenommen werden. Gleichzeitig wird die Phasenbeziehung zwischen {G_n(f_k, 1), G_n(f_k, 2), ... G_n(f_k, i_rx)}... beibehalten. Die Phasendifferenz zwischen den zwei Antennen i_rx und i_rx kann bezeichnet werden als $${\vartheta }_n\left(f_k\text{,}{i}_{rx}\right)=\angle G_n\left(f_k,i_{rx}\right)\cdot G_n^{\ast }\left(f_k,i_{rx}-1\right),i_{rx}\in \left\{\mathrm{2..}{N}_{rx}\right\}$$

  
• Nach der Beendung der Verarbeitung für {G_n(f_k, 1) kann das AoA-Messverfahren die Verarbeitung von {G_n(f_k, i_rx)} für i_rx ∈ {2.. N_rx} ausführen, wobei N_rx die Gesamtanzahl der Antennenelemente ist. Das AoA-Verfahren beinhaltet H(f_k, i_rx), das die Kanalfrequenzantwort bei der Frequenz f_k.. bei der Antenne i_rx ... benennt, und H(f_k, 1). Nun wiederholt sich das AoA-Verfahren über i_rx ∈ {2.. N_rx} pro jeweiliger f_k
  H(f_k, i_rx) = |G_{i rx} ,(f_k,i_rx)|e^{j(θ 0(f k,i rx-1)+ϑ n)}, wenn θ₀(f_k, i_rx - 1) der Winkel von H(f_k, i_rx - 1) ist.
• Schließlich weist das AoA-Verfahren einen vollen Satz von H(f_k, i_rx) auf, das dem Verfahren erlaubt, den Ankunftswinkel und die Ankunftszeit pro jeweiligem Ankunftsweg gemeinsam zu schätzen. Darauf basierend kann der Ankunftswinkel des LoS-Weges geschätzt werden.
• In einer anderen Anwendung kann das AoA-Messverfahren zum Messen des AoA und der ToD verwendet werden, wenn eine Antennengruppe an einer Vorrichtung verfügbar ist, z. B. die zweite drahtlose Vorrichtung 10-2, und es können zwei Signale von zwei Antennen (der Antennengruppe) gleichzeitig zur selben Zeit abgetastet werden (Antennenschaltfall). In dieser Anwendung kann die erfindungsgemäße Technik auf den Antennenbereich angewendet werden. Für jede Messung über einem RF-Kanal kann eine komplexe Verstärkungsantwort über zwei Antennen gemessen werden; dann kann aufeinanderfolgend eine Messung eines Satzes von zwei Antennen für alle {f_k}... erhalten werden als $$\left\{G_1\left(f_k\mathrm{,1}\right)G_1\left(f_k\mathrm{,2}\right)\right\},\left\{G_2\left(f_k\mathrm{,2}\right)G_2\left(f_k\mathrm{,3}\right)\right\},\left\{G_3\left(f_k\mathrm{,3}\right)G_3\left(f_k\mathrm{,4}\right)\right\}\dots \text{.}$$

  
• In der nachstehenden Erläuterung wird zunächst die bisherige Beschreibung herangezogen, um zu erklären, wie eine Kanalfrequenzantwort auf einer 1. Antenne H(f_k, 1) für alle {f_k} erreicht werden kann ist; dann wird die nachstehende Gleichung zum Ausrichten der Phase über eine unterschiedliche Antenne verwendet; pro jeder Frequenz wird der nachstehende Vorgang pro jeweiliger Antenne wiederholt: $$H\left(f_k,i_{rx}\right)=\left|G_{i_{rx}-1}\left(f_k,i_{rx}\right)\right|e^{j\left({\theta }_0\left(f_k,i_{rx}-1\right)+{\vartheta }_n\right)}\text{,}$$

  

  wenn θ₀(f_k, i_rx - 1) der Winkel von H(f_k, i_rx - 1) ist, und $${\vartheta }_n\left(f_k,i_{rx}\right)=\angle G_n\left(f_k,i_{rx}\right)\cdot G_n^{\ast }\left(f_k,i_{rx}-1\right)$$

  
• In einer anderen Anwendung kann dieses AoA-Messverfahren in einer Vorrichtung verwendet werden, die mehrere Antennen, jedoch nur eine aktive Hochfrequenz- (Schalt-) Antenne aufweist. Das vorstehend erwähnte Verfahren kann zum Schätzen der Flugzeit pro jeweiliger Empfangsantenne verwendet werden; und basierend auf der Flugzeit pro jeweiliger Empfangsantenne kann der Ankunftswinkel basierend auf der Tatsache geschätzt werden, dass die unterschiedliche Flugzeit pro jeweiliger Empfängerantenne in der (bekannten) Antennenbeabstandung und dem Ankunftswinkel begründet ist.
• Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen des Erfindungsgedankens können sehr vielfältig modifiziert werden, während die der Schmalbandmessungen entstammenden Vorteile erhalten bleiben. Die offenbarten Ausführungsformen können z. B. auf die Verwendung von mehr als zwei Tönen erweitert werden, um jeweils die Kanalantwort zu messen. Zudem muss das Messsignal kein Tonsignal sein.
• In einem anderen Beispiel können mehrfache Messungssequenzen integriert sein, um die Messungsbandweite zu erweitern. Zwei Messungen mit einem OFDM-Signal von 40 MHz (z. B. einem OFDM-PHY-Signal nach IEEE-Norm 802.11) mit einer partiellen Überlappung von 20 MHz ermöglichen, dass die Messbandbreite auf 80 MHz erweitert werden kann.
• In noch einer weiteren Ausführungsform kann, anstelle der Ausführung zahlreicher Frequenzmessungen über einer Reihe von Paketen (wie in 10 - 14) mit unterschiedlichen Kanalfrequenzen, ein individueller Messmodus erzeugt werden, wo die Sätze von Tönen mit einem minimalen Abstand dazwischen und einem minimalen Abstand zwischen den Übertragungs- und Empfangsmessungen sequentiell angetrieben werden. Diese Technik kann den Messvorgang beschleunigen und zudem mit weniger Hardware implementiert werden.
• Abgesehen davon erfolgt eine effiziente Implementierung der hierin genannten Verfahren mit einer spezifischen Hardware zur Unterstützung der ganzzahligen Zeitschätzung (via einen Synchronisierungs- und Zeitstempel) und einer fraktionalen Zeitschätzung (via DFT). Ein alternatives Verfahren beinhaltet jedoch die Verwendung einer beliebigen RAM-Erfassungsfähigkeit, die in der drahtlosen Vorrichtung 10 vorhanden sein kann, um einen Fehlerbehebungsvorgang zu unterstützen. Die Synchronisierungszeiten und -phasen können dann von den erfassten Daten extrahiert werden. Wenn die RAM-Erfassung mit einem individuellen Messmodus kombiniert wird, wie vorstehend beschrieben, können die TX- und RX-Signale in dem gleichen Erfassungs-Pufferspeicher erfasst werden. In diesem Fall wird für diese Methode keine spezifische Hardwareunterstützung in der drahtlosen Vorrichtung 10 für die Zeitstempelung und Zeitverzögerungsmessung verwendet.
• Dementsprechend wird in den Ausführungsformen gemäß dem vorstehend beschriebenen Erfindungsgedanken ein Schmalbandsignal / eine Schmalband-Hochfrequenz zum Ausführen einer Entfernungsmessung und/oder eines AoA verwendet, der eine ähnliche Leistung in einer Mehrwege-Kanalbedingung erreicht, die traditionell nur durch eine Breitband-Entfernungsmessungstechnik (z. B. 40 MHZ oder weiter) erreicht wird. Im Vergleich zu den Breitbandentfernungsmessungstechniken ermöglicht das erfindungsgemäße Konzept die Verwendung einer Schmalband-Hochfrequenz, die kostengünstig zu bauen ist und im Betrieb einen geringeren Leistungsverbrauch aufweist. Das Schmalbandsignal kann zudem im Vergleich zu einem Breitbandsignal mit der gleichen Gesamtübertragungsleistung eine längere Funkstreckenabdeckung erreichen. Eine bestehende Hochfrequenz, wie z. B. Bluetooth Radio, kann für die Schmalband-Entfernungsmessungsanwendung gemäß dem Erfindungsgedanken wiederverwendet werden.
• Beispielhafte Ausführungsformen gemäß dem erfindungsgemäßen Konzept sind hierin unter Bezugnahme auf Signalpfeile, Blockdiagramme (z. B. Berechnungsblöcke von 6 oder das Flussdiagramm von 3) und algorithmische Ausdrücke beschrieben worden. Jeder Block der Blockdiagramme sowie Kombinationen von Blöcken in den Blockdiagrammen sowie Vorgänge gemäß den algorithmischen Ausdrücken können durch eine Hardware (z. B. eine Verarbeitungsschaltung eines Controllers 60 in Kooperation mit dem Speicher 76) begleitet von Computerprogrammanweisungen implementiert werden. Derartige Computerprogrammanweisungen können in einem nicht-transitorischen computerlesbaren Medium (z. B. einem Speicher 76), das einen Computer anleiten kann, einer anderen programmierbaren Datenverarbeitungsvorrichtung oder anderen Vorrichtungen gespeichert sein, um in einer besonderen Weise zu funktionieren, so dass die in dem computerlesbaren Medium gespeicherten Anweisungen ein Erzeugnis erzeugen, das Anweisungen beinhaltet, die die Funktion/Handlung, die in dem Blockdiagramm spezifiziert ist, implementieren.
• Der hierin verwendete Begriff „Prozessor“ soll eine beliebige Verarbeitungsvorrichtung umfassen, wie z. B. eine, die eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) und/oder eine andere Verarbeitungsschaltung (z. B. einen digitalen Signalprozessor (DSP), einen Mikroprozessor etc.) beinhaltet. Zudem beinhaltet ein „Prozessor“ eine Computer-Hardware und kann sich auf einen Multicore-Prozessor beziehen, der mehrere Verarbeitungskerne in einer Rechenvorrichtung enthält. Verschiedene Elemente, die einer Verarbeitungsvorrichtung zugeordnet sind, können durch andere Verarbeitungsvorrichtungen ebenfalls verwendet werden.
• Die vorstehend beschriebenen Verfahren gemäß dem Erfindungsgedanken können in einer Hardware, Firmware oder über die Verwendung einer Software oder eines Computercodes, der in einem Aufzeichnungsmedium, wie z. B. einer CD-ROM, einem RAM, einer Diskette oder einer Festplatte oder einer magneto-optischen Platte gespeichert sein kann, oder eines Computercodes implementiert werden, der über ein Netz heruntergeladen wird, das ursprünglich auf einem Fernaufzeichnungsmedium oder einem nicht-transitorischen maschinenlesbaren Medium gespeichert ist und auf einem lokalen Aufzeichnungsmedium gespeichert werden soll, so dass die hierin beschriebenen Verfahren unter Verwendung einer derartigen Software angewendet werden können, die auf dem Aufzeichnungsmedium unter Verwendung eines Allzweckcomputers, oder eines speziellen Prozessor oder in einer programmierbaren oder dedizierter Hardware, wie z. B. ASIC oder FPGA, gespeichert ist. Für Fachleute ist es selbstverständlich, dass der Computer, der Prozessor, der Mikroprozessor-Controller oder die programmierbare Hardware Speicherkomponenten beinhalten, wie z. B. RAM, ROM, Flash etc., die eine Software oder einen Computercode speichern oder empfangen können, die, wenn auf sie durch einen Computer, Prozessor oder eine Hardware zugegriffen wird und sie ausgeführt werden, die hierin beschriebenen Verarbeitungsverfahren implementieren. Darüber hinaus wäre anzuerkennen, dass, wenn ein Allzweckcomputer auf einen Code zum Implementieren der hierin gezeigten Verarbeitung zugreift, der Allzweckcomputer durch die Ausführung des Codes in einen Spezialcomputer zum Ausführen der hierin beschriebenen Verarbeitung transformiert wird.
• Obgleich das hierin beschriebene erfindungsgemäße Konzept unter Bezugnahme auf die beispielhaften Ausführungsformen desselben im Besonderen gezeigt und beschrieben worden ist, werden Fachleute darauf hingewiesen, dass verschiedene Veränderungen in Form und Detail daran vorgenommen werden können, ohne vom Gedanken und dem Umfang des beanspruchten Gegenstands abzuweichen, der durch die nachstehenden Ansprüche und deren Entsprechungen definiert ist.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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• Zitierte Patentliteratur
• KR 1020180150090 [0001]
• US 16/690587 [0001]
• Zitierte Nicht-Patentliteratur
• IEEE-Norm 802.11 [0004, 0104]

Claims (25)

1. Messverfahren, das an einer Empfangsvorrichtung ausgeführt wird, wobei das Verfahren folgende Schritte beinhaltet: sequentielles Empfangen von einer Mehrzahl von Hochfrequenz- (RF-) Signalen, wobei ein jedes einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten und einem zweiten Ton bei unterschiedlichen Frequenzen aufweist; Messen von komplexen Verstärkungsantworten (CGRs) für jeden von dem ersten und dem zweiten Ton von jedem von der Mehrzahl von RF-Signalen; Bestimmen eines Phasenversatzes zwischen einer Phase der CGR des zweiten Tons von einem ersten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen, und einer Phase der CGR des ersten Tons von einem zweiten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen; Berechnen einer kohärenten Kanalfrequenz- (CCF-) Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal durch Anpassen einer Phase der CGR des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal durch den Phasenversatz; und Ausführen, durch einen Prozessor, eines Signalwege-Berechnungsalgorithmus unter Verwendung der CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal, um einen Ankunftswinkel oder eine Ankunftszeit des ersten RF-Signals in einer Mehrwegeumgebung zu bestimmen.
2. Messverfahren nach Anspruch 1, wobei jedes von der Mehrzahl von RF-Signalen ein Gauß‘sches Frequenzumtastungs- (GFSK-) Signal ist, das unter Verwendung einer unterschiedlichen Trägerfrequenz erzeugt wird.
3. Messverfahren nach Anspruch 2, wobei jedes GFSK-Signal mit einem Datensignal von einer vorbestimmten Dauer initiiert wird, welches aus alternierenden 1en und 0en besteht.
4. Messverfahren nach Anspruch 1, wobei jedes von der Mehrzahl von RF-Signalen ein orthogonales Frequenzmultiplex- (OFDM-) Signal ist.
5. Messverfahren nach Anspruch 1, wobei der Signalwege-Berechnungsalgorithmus aus der Gruppe bestehend aus dem MUltiple-Signal-Classification- (MUSIC-) Algorithmus, dem Estimation-of-Signal-Parameters-via-Signal-Rotational-Techniques- (ESPRIT-) Algorithmus und dem Pisarenko-Harmoic-Decomposition-(PHD-) Algorithmus ausgewählt wird.
6. Messverfahren nach Anspruch 1, wobei die CGRs des ersten und des zweiten Tons von einem gegebenen RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen gemessen werden durch: Abwärtskonvertieren des gegebenen RF-Signals auf ein Basisbandsignal; Abtasten des Basisbandsignals, um eine Sequenz von Abtastwerten zu erhalten; und Ausführen eines auf einer Fourier-Transformation basierenden Verarbeitungsvorgangs an der Sequenz von Abtastwerten, welcher eine Amplitude und eine Phase einer Spektralkomponente des Basisbandsignals an jeder von einer positiven Versatzfrequenz und einer negativen Versatzfrequenz relativ zu einer Referenz-Basisbandfrequenz bestimmt; wobei die CGR des ersten Tons von dem gegebenen RF-Signal gleich der Amplitude und der Phase bei der negativen Versatzfrequenz ist, und die CGR des zweiten Tons von dem gegebenen RF-Signal der bestimmten Amplitude und Phase bei der positiven Versatzfrequenz entspricht.
7. Messverfahren nach Anspruch 6, wobei der auf einer Fourier-Transformation basierende Verarbeitungsvorgang eine Diskrete-Fourier-Transformations- (DFT-) Operation ist.
8. Messverfahren nach Anspruch 6, wobei das gegebene RF-Signal ein Gauß‘sches Frequenzumtastungs- (GFSK-) Signal ist, welches unter Verwendung einer Trägerfrequenz erzeugt wird, welche moduliert wird, um den ersten und den zweiten Ton von dem gegebenen RF-Signal bei Frequenzen zu erzeugen, welche von der Trägerfrequenz um die negative Versatzfrequenz bzw. um die positive Versatzfrequenz versetzt sind.
9. Messverfahren nach Anspruch 1, wobei: die CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal eine dritte CCF-Antwort ist; die komplexe Verstärkungsantwort des ersten Tons von dem ersten RF-Signal eine erste CCF-Antwort ist; die komplexe Verstärkungsantwort des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal eine zweite CCF-Antwort ist; und der Signalwege-Berechnungsalgorithmus die erste, zweite und dritte CCF-Antwort verwendet, um den Ankunftswinkel oder die Ankunftszeit von jedem von der Mehrzahl von RF-Signalen zu bestimmen.
10. Messverfahren nach Anspruch 9, wobei: die Mehrzahl von RF-Signalen (N-1) RF-Signale S₁ bis N_N-1 ist, wobei N vier oder mehr ist, welche unter Verwendung von progressiv höheren Trägerfrequenzen f_1C bis f_(N-1)C erzeugt werden, wobei das RF-Signal S_m einen von den ersten Tönen beinhaltet, der als f_m bezeichnet wird, und einen von den zweiten Tönen beinhaltet, der als f_m+1 bezeichnet wird, wobei m eine beliebige Ganzzahl zwischen 1 und N ist; und der Schritt des Messens der komplexen Verstärkungsantworten den Schritt des Messens aufweist von: $$\left\{{\text{G}}_{\text{1}}\left({\text{f}}_{\text{1}}\right),{\text{G}}_{\text{1}}\left({\text{f}}_{\text{2}}\right)\right\},\left\{{\text{G}}_{\text{2}}\left({\text{f}}_{\text{2}}\right),{\text{G}}_{\text{2}}\left({\text{f}}_{\text{3}}\right)\right\}\dots \left\{{\text{G}}_{\text{N}-1}\left({\text{f}}_{\text{N}-1}\right),{\text{G}}_{\text{N}-1}\left({\text{f}}_{\text{N}}\right)\right\},$$

    

    wobei G_m(f_m) eine komplexe Verstärkungsantwort des ersten Tons von dem RF-Signal S_m ist, und G_m+1(f_m) eine komplexe Verstärkungsantwort des zweiten Tons von dem RF-Signal S_m ist; und das Messverfahren ferner ein Messen eines Satzes von kohärenten Kanalfrequenzantworten H(f₁) bis H(f_N) aufweist gemäß: $$H\left(f_1\right)=G_1\left(f_1\right)$$

    

    $$H\left(f_2\right)=G_1\left(f_2\right),$$

    

    $$H\left(f_k\right)=G_{k-1}\left(f_k\right)\cdot {\mathrm{\Pi }}_{m=1}^{k-1}{e}^{J{\alpha }_m},\forall k=\left[\mathrm{3,}N\right],$$

    

    wobei $${\alpha }_{m+1}=\angle G_m\left(f_{m+1}\right)G{*}_{m+1}\left(f_{m+1}\right);$$

    

    und wobei der Signalwege-Berechnungsalgorithmus H(f₁) bis H(f_N) verwendet, um den Ankunftswinkel oder die Ankunftszeit des ersten RF-Signals zu bestimmen.
11. Drahtlose Vorrichtung, aufweisend: eine Antenne, die konfiguriert ist, um eine Mehrzahl von Hochfrequenz- (RF-) Signalen sequentiell zu empfangen, wobei ein jedes einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten und einem zweiten Ton bei unterschiedlichen Frequenzen aufweist; und eine Verarbeitungsschaltung, die konfiguriert ist, um Anweisungen auszuführen zum: Messen von komplexen Verstärkungsantworten (CGRs) für jeden von dem ersten und dem zweiten Ton von jeder von der Mehrzahl von RF-Signalen; Bestimmen eines Phasenversatzes zwischen einer Phase der CGR des zweiten Tons von einem ersten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen, und einer Phase des CGR des ersten Tons von einem zweiten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen; Berechnen einer kohärenten Kanalfrequenz- (CCF-) Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal durch Anpassen einer Phase der CGR des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal durch den Phasenversatz; und Ausführen eines Signalwege-Berechnungsalgorithmus unter Verwendung der CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal, um einen Ankunftswinkel oder eine Ankunftszeit von jedem von der Mehrzahl von RF-Signalen in einer Mehrwegeumgebung zu bestimmen.
12. Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei die CGRs des ersten und des zweiten Tons von einem gegebenen RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen gemessen werden durch: Abwärtskonvertieren des gegebenen RF-Signals auf ein Basisbandsignal; Abtasten des Basisbandsignals, um eine Sequenz von Abtastwerten zu erhalten; und Ausführen eines auf einer Fourier-Transformation basierenden Verarbeitungsvorgangs an der Sequenz von Abtastwerten, welcher eine Amplitude und eine Phase einer Spektralkomponente des Basisbandsignals bei jeder von einer positiven Versatzfrequenz und einer negativen Versatzfrequenz relativ zu einer Referenz-Basisbandfrequenz bestimmt; wobei die CGR des ersten Tons von dem gegebenen RF-Signal gleich der Amplitude und der Phase bei der negativen Versatzfrequenz ist und die CGR des zweiten Tons von dem gegebenen RF-Signal der bestimmten Amplitude und Phase bei der positiven Versatzfrequenz entspricht.
13. Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei auf einer Fourier-Transformation basierende Verarbeitungsvorgang eine Diskrete-Fourier-Transformations- (DFT-) Operation ist.
14. Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei das gegebene RF-Signal ein Gauß‘sches Frequenzumtastungs- (GFSK-) Signal ist, das unter Verwendung einer Trägerfrequenz erzeugt wird, welche moduliert wird, um den ersten und den zweiten Ton von dem gegebenen RF-Signal bei Frequenzen zu erzeugen, welche von der Trägerfrequenz um die negative Versatzfrequenz bzw. um die positive Versatzfrequenz versetzt sind.
15. Messverfahren nach Anspruch 11, wobei: die CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal eine dritte CCF-Antwort ist; die komplexe Verstärkungsantwort des ersten Tons von dem ersten RF-Signal eine erste CCF-Antwort ist; die komplexe Verstärkungsantwort des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal eine zweite CCF-Antwort ist; und der Signalwege-Berechnungsalgorithmus die erste, die zweite und die dritte CCF-Antwort verwendet, um den Ankunftswinkel oder die Ankunftszeit des ersten RF-Signals zu bestimmen.
16. Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei: die Mehrzahl von RF-Signalen (N-1) RF-Signale S₁ bis S_N-1 sind, wobei N vier oder mehr ist, welche unter Verwendung von progressiv höheren Trägerfrequenzen f_1C bis f_(N-1)C erzeugt werden, wobei das RF-Signal S_m einen von den ersten Tönen beinhaltet, der als f_m bezeichnet wird, und einen von den zweiten Tönen beinhaltet, der als f_m+1 bezeichnet wird, wobei m eine beliebige Ganzzahl zwischen 1 und N ist; und der Schritt des Messens von komplexen Verstärkungsantworten den Schritt des Messens aufweist von: $$\left\{{\text{G}}_1\left({\text{f}}_1\right),{\text{G}}_1\left({\text{f}}_2\right)\right\},\left\{{\text{G}}_2\left({\text{f}}_2\right),{\text{G}}_2\left({\text{f}}_3\right)\right\}\dots \left\{{\text{G}}_{\text{N}-1}\left({\text{f}}_{\text{N}-1}\right),{\text{G}}_{\text{N}-\text{1}}\left({\text{f}}_{\text{N}}\right)\right\}\text{,}$$

    

    wobei G_m(f_m) eine komplexe Verstärkungsantwort eines ersten Tons von dem RF-Signal S_m ist, und G_m+1(f_m) eine komplexe Verstärkungsantwort des zweiten Tons von dem RF-Signal S_m ist; und die Verarbeitungsschaltung ferner konfiguriert ist, um Anweisungen zum Messen eines Satzes von kohärenten Kanalfrequenzantworten H(f₁) bis H(f_N) auszuführen gemäß: $$H\left(f_1\right)=G_1\left(f_1\right)$$

    

    $$H\left(f_2\right)=G_1\left(f_2\right),$$

    

    $$H\left(f_k\right)=G_{k-1}\left(f_k\right)\cdot {\mathrm{\Pi }}_{m=1}^{k-1}{e}^{J{\alpha }_m},\forall k=\left[\mathrm{3,}N\right],$$

    

    wobei $${\alpha }_{m+1}=\angle G_m\left(f_{m+1}\right)G{*}_{m+1}\left(f_{m+1}\right);$$

    

    und wobei der Signalwege-Berechnungsalgorithmus H(f₁) bis H(f_N) verwendet, um den Ankunftswinkel oder die Ankunftszeit des ersten RF-Signals zu bestimmen.
17. Abstandsmessungssystem, aufweisend: eine erste drahtlose Vorrichtung, aufweisend: eine Übertragungsschaltungsanordnung, die konfiguriert ist, um eine Mehrzahl von Hochfrequenz- (RF-) Signalen sequentiell zu übertragen, welche jeweils einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten und einem zweiten Ton bei unterschiedlichen Frequenzen aufweisen; eine zweite drahtlose Vorrichtung, aufweisend: eine Antenne, die konfiguriert ist, um die Mehrzahl von RF-Signalen sequentiell zu empfangen; und eine Verarbeitungsschaltung, die konfiguriert ist, um Anweisungen auszuführen zum: Messen von komplexen Verstärkungsantworten (CGRs) für jeden von dem ersten und dem zweiten Ton von jedem von der Mehrzahl von RF-Signalen; Bestimmen eines Phasenversatzes zwischen einer Phase der CGR des zweiten Tons von einem ersten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen, und einer Phase der CGR des ersten Tons von einem zweiten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen; Berechnen einer kohärenten Kanalfrequenz- (CCF-) Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal durch Anpassen einer Phase der CGR des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal durch den Phasenversatz; Ausführen eines Signalwege-Berechnungsalgorithmus unter Verwendung der CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal, um eine Ankunftszeit des ersten RF-Signals in einer Mehrwegeumgebung zu bestimmen; und Übertragen einer Meldenachricht an die erste drahtlose Vorrichtung, welche die bestimmte Ankunftszeit des ersten RF-Signals und eine Absendezeit eines weiteren RF-Signals von der zweiten drahtlosen Vorrichtung beinhaltet, wobei die erste drahtlose Vorrichtung eine Ankunftszeit des anderen RF-Signals misst, welche beim Bestimmen eines Abstands zwischen der ersten und der zweiten Vorrichtung verwendet wird.
18. Abstandsmessungssystem nach Anspruch 17, wobei die Ankunftszeit des ersten RF-Signals als eine Ankunftszeit einer Signalkomponente des ersten RF-Signals in einem kürzesten Weg von den Wegen in der Mehrwegeumgebung bestimmt wird.
19. Abstandsmessungssystem nach Anspruch 17, wobei die erste drahtlose Vorrichtung konfiguriert ist, um: eine Absendezeit des ersten RF-Signals von der ersten drahtlosen Vorrichtung zu messen; und den Abstand zwischen der ersten und der zweiten drahtlosen Vorrichtung zu berechnen und zwar basierend auf: (i) der gemessenen Absendezeit des ersten RF-Signals; (ii) der gemessenen Ankunftszeit des anderen RF-Signals; (iii) der Ankunftszeit, die in der Meldenachricht beinhaltet ist; und (iv) der Absendezeit, die in der Meldenachricht beinhaltet ist.
20. Abstandsmessungssystem nach Anspruch 19, wobei (i) und (ii) durch die Verwendung einer Abtastung unter Verwendung eines ersten Takts bei der ersten drahtlosen Vorrichtung gemessen werden, und (iii) und (iv) durch die Verwendung einer Abtastung unter Verwendung eines zweiten Takts bei der zweiten drahtlosen Vorrichtung gemessen werden, wobei der erste und der zweite Takt zueinander nicht synchronisiert sind.
21. Abstandsmessungssystem nach Anspruch 17, wobei die Ankunftszeit des ersten RF-Signals teilweise auf einer Bestimmung einer Phasendifferenz zwischen einem ersten und einem zweiten Basisbandsignal basiert, welche jeweils von dem ersten und dem zweiten Ton des ersten RF-Signals hergeleitet werden, wobei die Phasendifferenz unter Verwendung eines auf einer Fourier-Transformation beruhenden Verarbeitungsvorgangs berechnet wird, und wobei die Ergebnisse des Ausführens des Signalwege-Berechnungsalgorithmus verwendet werden, um die Phasendifferenz anzupassen.
22. Abstandsmessungssystem nach Anspruch 17, wobei das andere Signal ein Multiton-RF-Signal mit im Wesentlichen den gleichen Eigenschaften wie das erste RF-Signal ist.
23. Abstandsmessungssystem nach Anspruch 17, wobei die erste drahtlose Vorrichtung konfiguriert ist, um eine Präambel und einen Zugriffscode zu übertragen, die der Mehrzahl von RF-Signalen unmittelbar vorausgehen.
24. Abstandsmessung nach Anspruch 17, wobei jedes von der Mehrzahl von RF-Signalen als Teil eines Bluetooth-Pakets übertragen wird.
25. Nicht-transitorisches computerlesbares Aufzeichnungsmedium, welches Anweisungen speichert, die, wenn sie durch zumindest einen Prozessor einer drahtlosen Vorrichtung ausgeführt werden, bewirken, dass die drahtlose Vorrichtung ein Messverfahren implementiert, das folgende Schritte beinhaltet: sequentielles Empfangen von einer Mehrzahl von Hochfrequenz- (RF-) Signalen, wobei ein jedes einen unterschiedlichen Satz von zumindest einem ersten und einem zweiten Ton bei unterschiedlichen Frequenzen aufweist; Messen von komplexen Verstärkungsantworten (CGRs) für jeden von dem ersten und dem zweiten Ton von jedem von der Mehrzahl von RF-Signalen; Bestimmen eines Phasenversatzes zwischen einer Phase der CGR des zweiten Tons von einem ersten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen, und einer Phase der CGR des ersten Tons von einem zweiten RF-Signal von der Mehrzahl von RF-Signalen; Berechnen einer kohärenten Kanalfrequenz- (CCF-) Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal durch Anpassen einer Phase der CGR des zweiten Tons von dem ersten RF-Signal durch den Phasenversatz; und Ausführen eines Signalwege-Berechnungsalgorithmus unter Verwendung der CCF-Antwort des zweiten Tons von dem zweiten RF-Signal, um einen Ankunftswinkel oder eine Ankunftszeit des ersten RF-Signals in einer Mehrwegeumgebung zu bestimmen.

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