DE10054180A1

DE10054180A1 - Verfahren zur Messung einer Kanallänge

Info

Publication number: DE10054180A1
Application number: DE2000154180
Authority: DE
Inventors: Patric Heide; Martin Vossiek
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Symeo GmbH
Priority date: 2000-11-02
Filing date: 2000-11-02
Publication date: 2002-05-29
Anticipated expiration: 2020-11-03
Also published as: DE10054180B4

Abstract

Bei dem Verfahren sendet eine Basisstation (BS) ein Abfragesignal (Sig1) an einen Transponder (TR), das im Transponder (TR) auf ein Trägersignal (sQ2) mit einer vom Abfragesignal verschiedenen Frequenz (fQ2) direkt aufmoduliert wird. Von dem an die mindestens eine Basisstation (BS) zurückgesendeten Antwortsignal (Sig4) wird ein Vergleichssignal (Sig5) abgespalten, und es wird durch einen Phasenvergleich oder eine Messung einer Zeitdifferenz zwischen dem Abfragesignal (Sig1) und dem Vergleichssignal (Sig5) eine Kanallänge bestimmt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entfernungsmessung, ein Verfahren zur Fernidentifizierung, eine Basisstation so wie ein System zur Fernidentifizierung.

Bei sogenannten Transpondersystemen wird von einer Basissta tion mit einem Sender ein Abfragesignal zum Transponder ge sendet und von diesem, gegebenenfalls modifiziert, als Ant wortsignal zurück zur Basisstation übertragen und dort wie derum empfangen. Die Auswertung in der Basisstation geschieht zumeist mit dem Ziel, die im Transponder beaufschlagte In formation, etwa einen Identifikationscode oder eine Sensor information aus dem Antwortsignal zu extrahieren. Bezeichnet werden Transpondersysteme in der Literatur auch als Transcei ver-, Backscatter- oder auch einfach als Radarsysteme, allge meinere Ausführungen finden sich z. B. in Klaus Finkenzeller: "RFID-Handbuch", 2. Auflage, Carl Hanser Verlag, München, 1999.

Bei vielen Anwendungen von Transpondersystemen stellen soge nannte Überreichweiten ein Problem dar. Allgemein wird die Reichweite von Kommunikationssystemen durch die Sendeleistung und die Funkfelddämpfung bzw. das sich daraus ergebende Sig nal-zu-Rausch-Verhältnis im Empfänger begrenzt. Üblicherweise müssen Transpondersysteme so ausgelegt werden, dass sie auch bei einem ungünstigen Ausbreitungskanal im vorgesehenen Ent fernungsbereich sicher arbeiten. Bei nahezu ungestörter Aus breitung ist die Reichweite dann aber unter Umständen sehr groß, so dass es zur gegenseitigen Störung mehrerer Transpon der und/oder zu unkausalen Systemaktionen kommt. Bei einem Zugangsberechtigungssystem kann dadurch z. B. ein Zugang er teilt werden, obwohl der Benutzer sich gar nicht am Ort des Objektes, zu dem der Zugang gewährt werden soll, befindet. Bei elektronischen Ticketsystemen, z. B. in öffentlichen Verkehrsmitteln oder Gebäuden, können Gebühren abgebucht werden, obwohl der Benutzer die betreffenden Einrichtung gar nicht betreten hat.

Bei Applikation von funkbasierten Identifikations- bzw. Ti cket-Systemen, bei denen das Problem der Identifikation und Kommunikation theoretisch gelöst ist, verhindert das darge stellte Problem der undefinierten Reichweite einen sinnvollen Einsatz.

Als Ersatz für die üblichen mechanischen Schlüsselsysteme finden elektronische, zumeist funkbasierte Transponder- Schlüsselsysteme zunehmenden Einsatz. Bei einem derartigen funkbasierten Schlüsselsystem bildet der Transponder einen elektronischen Schlüssel. Dieser sogenannte "ID-Geber (auch "ID-Tag" oder "ID-Karte" genannt) enthält einen elektroni schen Code, der von der/den Basisstation(en) per Funk berüh rungslos abgefragt wird. Dazu werden verschiedene berüh rungslose Übertragungstechnologien eingesetzt: LF-Systeme im Frequenzbereich 100-300 kHz, RF-Systeme bei 433 MHz oder 867 MHz und hochfrequente Mikrowellensysteme, die zumeist bei den Frequenzen 2.4 GHz, 5.8 GHz, 9.5 GHz, 24 GHz arbeiten. Transponder-Schlüsselsysteme werden z. B. in DE 199 01 364 und DE 43 40 260 beschrieben.

Man unterscheidet bei funkbasierten Schlüsselsystem zwischen aktiven und passiven Zugangssystemen.

Ein passives Zugangssystem zeichnet sich dadurch aus, dass der "ID-Geber" ständig und ohne Zutun des ID-Geber-Inhabers von der Basisstation abgefragt werden kann. Befindet sich der "ID-Geber" innerhalb eines gewissen Entfernungsbereich zur Basisstation, so wird dem Zutrittssuchenden automatisch oder bei Betätigung einer Schalteinrichtung, z. B. durch Betätigen einer Türklinke, der Zutritt gewährt. Die Beschränkung des Entfernungsbereichs ergibt sich im allgemeinen aus der Funk felddämpfung.

Bei einem aktiven Zugangssystem wird die Kommunikation aktiv vom Benutzer am "ID-Geber", z. B. einem Schlüssel, ausgelöst. Der Benutzer muß hierbei also üblicherweise zum einen den ID- Geber bedienen und dann zusätzlich z. B. eine Taste oder Tür klinke betätigen. Aus Gründen eines erhöhten Komforts finden daher passive Zugangssystemen vermehrt Anwendung.

Nachteilig ist bei funkbasierten passiven Zugangssystemen, dass der Funkkanal unbemerkt und zu einem im Prinzip belie bigen Zeitpunkt abgehört werden kann. Durch eine geeignete Einrichtung ist es einem Angreifer daher unter Umständen mög lich, sich unbefugt Zutritt zu verschaffen. Eine derartige Angriffsmöglichkeit, für die es bisher keine zufriedenstellen Abwehrstrategie gibt, ist der sogenannte "Voll-Duplex-An griff", im folgenden "VDA" genannt, der auch "Relais-Attack" genannt wird. Das Grundprinzip des VDA besteht darin, daß die Signale, die zwischen dem berechtigten ID-Geber und der Ba sisstation ausgetauscht werden, über eine feindliche Relais- Station weitergeleitet werden, welche so die mögliche Reich weite zwischen Basisstation und ID-Geber erhöht. Das Ziel des VDA besteht also darin, dass ein gültiges ID-Geber-Signal ü ber eine größere Entfernung vom Ort des berechtigten Benut zers zur Aufhebung einer Zugangssperre übertragen wird, und die Relais-Station der Basisstation ein gültiges ID-Geber- Signal vorspielt. Dieses Sicherheitsproblem von passiven Zu gangssystemen betrifft insbesondere Fahrzeug- und Gebäudezu gangssysteme und alle Arten von Zugangssystemen für elektro nische Geräte wie etwa Computerzugangssysteme.

Ein Schutz vor dieser Angriffsmethode kann dadurch realisiert werden, dass zwischen der Basisstation und dem Transponder eine Entfernungsmessung nach dem Radarprinzip durchgeführt wird.

Dazu existieren modulierende Reflektoren nach dem passiven Backscatter-System, bei dem ein von der Basisstation ausgegebenes Abfragesignal von einem Transponder reflektiert wird, ohne dass es vom Transponder aktiv verarbeitet wird. Nachtei lig hierbei ist, dass das Signal den Weg von der Basisstation zum Transponder als Abfragesignal hin- und als Antwortsignal zurücklaufen muss, und daher das Signal-zu-Rausch-Verhältnis der gesamten Übertragungsstrecke proportional zur vierten Po tenz der Entfernung abnimmt.

In DE 199 46 168 wird ein aktives Backscatter-System be schrieben, bei dem das Abfragesignal im Transponder empfangen und dort mit einer eigenen Quelle aktiv in ein Antwortsignal umgewandelt wird, das dann zur Basisstation zurückgesendet wird. In diesem Fall ist das Signal-Rausch-Verhältnis nur um gekehrt proportional zur zweiten Potenz der Entfernung. Das aktive Backscatter-System ist bezüglich des Signal-zu-Rausch- Verhältnisses günstiger als die passive Ausführung. Um in dem aktiven Backscatter-System die Kanallänge zwischen der Basis station und dem Transponder basierend auf den Signal laufzeiten zu bestimmen, ist es jedoch notwendig, dass die Signalverarbeitungszeit im Transponder zwischen Empfangen und Senden sehr klein bzw. sehr exakt bekannt ist. Soll z. B. die Kanallänge auf etwa 1 cm genau bestimmt werden, so muss die Signalverarbeitungszeit genauer als 100 ps bekannt sein. Ein derartig exakter Zeitbezug ist aber bisher nur mit relativ aufwendigen Mitteln zu gewährleisten.

Aus DE 198 39 696 C2 ist ein Verfahren zur Durchführung einer schlüssellosen Zugangsberechtigungskontrolle mit zugehöriger Einrichtung bekannt, bei dem die Basisstation ein moduliertes Abfragesignal an den Transponder aussendet. Im Transponder wird das Abfragesignal zunächst demoduliert und danach mit tels einer Transponder-Signalquelle ein entsprechend modu liertes Antwortsignal an die Basisstation zurückgesendet. In der Basisstation wird dann das Antwortsignal mit dem Abfrage signal verglichen. Die Methode, das Signal im Transponder zu demodulieren und danach wieder zu modulieren ist vergleichs weise zeitaufwendig und komponentenaufwendig.

Eine Aufgabe der Erfindung ist es, eine einfache und zuver lässige Methode zur Entfernungsmessung einer Kanallänge zwi schen einer Basisstaion und einem Transponder bereitzustel len, mittels der sich auch eine mit einer verbesserten Si cherheit ausgestattete Methode zur Fernidentifizierung durch führen läßt.

Die Aufgabe wird mittels eines Verfahrens zur Kanallängen messung nach Anspruch 1, eines Verfahrens zur Fernidentifi zierung nach Anspruch 7, einer Basisstation nach Anspruch 9 und einem System zur Kanallängenmessung nach Anspruch 19 ge löst.

Das Verfahren zur Kanallängenmessung umfasst mindestens die folgenden Schritte:

a) Aussendung eines Abfragesignals von mindestens einer Ba sisstation an mindestens einen Transponder, wobei das Ab fragesignal vom Transponder als Empfangssignal empfangen wird. Das Empfangssignal ist in der Regel gegenüber dem Abfragesignal amplitudenreduziert und mit einer Laufzeit τ behaftet. Es können beispielsweise eine Basisstation und ein Transponder für das sog. "Keyless Go" verwendet werden oder mehrere Basisstationen mit einem Transponder, z. B. zur Positionsmessung. Es sind aber auch Verfahren unter Verwendung einer Basisstation und mehrerer Transponder o der mit mehreren Basisstationen und mehreren Transpondern denkbar.
b) Direkte Aufmodulation des Empfangssignals in dem minde stens einen Transponder auf ein Trägersignal mit vom Emp fangssignal verschiedener Frequenz. Durch die direkte Auf modulation wird das Empfangssignal ohne eine zwischen liegende Verarbeitung, z. B. Demodulation, mit dem Träger signal gemischt und, ggf. verstärkt, wieder ausgesandt.
c) Zurücksenden des sich durch Mischen von Empfangssignal und Trägersignal ergebende Zwischensignals an die mindestens eine Basisstation. Von der Basisstation wird das Zwischen signal als, in der Regel amplitudenreduziertes und mit ei ner weiteren Laufzeit τ behaftetes, Antwortsignal empfan gen.
d) Abspaltung eines Vergleichssignals vom Antwortsignal. Das Vergleichssignal ist derjenige Anteil des Antwortsignals, der vom Abfragesignal erzeugt wurde. Der übrige Teil des Antwortsignals setzt sich aus dem Trägersignal sowie aus vom Transponder erzeugten Störsignalen zusammen. Die Ab spaltung ist besonders einfach, wenn die Frequenzen des Abfragesignals und des Trägersignals weit auseinanderlie gen; dann kann die Aufspaltung des Antwortsignals in das Vergleichssignal und das Trägersignal (incl. etwaiger Störsignale) durch vergleichsweise einfache Demodulatoren geschehen.
e) Phasenvergleich oder Zeitvergleich zwischen dem Abfrage signal und dem Vergleichssignal zur Bestimmung einer Ka nallänge.

Dieses Verfahren weist den Vorteil auf, dass durch die Ver wendung der unterschiedlichen Frequenz von Abfragesignal und Trägersignal das Vergleichssignal schnell extrahierbar ist. Zudem werden durch die Signaltrennung Störsignale, die im Transponder erzeugt werden, ebenfalls vom Vergleichssignal abgetrennt.

Ein weiterer Vorteil dieses Verfahrens ist es, dass wegen der Signaltrennung in der Basisstation das im Transponder empfan gene Signal nur auf das Trägersignal aufmoduliert und ggf. verstärkt zu werden braucht. Eine weitergehende Verarbeitung im Transponder, beispielsweise eine Demodulation und an schließende erneute Modulation, ist nicht nötig. Dadurch kann der Transponder mit vergleichsweise wenigen Bauteilen aufgebaut werden. Dies ist günstig, weil sich so eine nur geringe Verweilzeit des Signals im Transponder und daraus eine nur geringe Verfälschung der Laufzeit und/oder der Phase ergibt. Auch wird dadurch eine Störung des Antwortsignals durch eine Drift minimiert.

Zur Bestimmung der Kanallänge sind der Phasenvergleich und der direkte Zeitvergleich äquivalent, weil sich bei bekannter Signalfrequenz eine Phasendifferenz in eine Zeitdifferenz um rechnen lässt. Bei einem Phasenvergleich wird aus der Phasen differenz die Zeitdifferenz, die der Laufzeit τ entspricht, bestimmt. Aus der Laufzeit wiederum lässt sich die Kanallänge bestimmen.

Es ist vorteilhaft, wenn das Trägersignal eine mindestens um einen Faktor 10 höhere Frequenz aufweist als das Abfrage signal, weil so eine sehr gute und einfache Signaltrennung ermöglicht wird. Dabei ist es besonders günstig, wenn das Trägersignal im Vergleich zum Abfragesignal höherfrequent ist.

Es ist insbesondere zur Verwendung einer TTL-Logik günstig, wenn die Frequenz des Abfragesignals zwischen 10 kHz und 100 MHz liegt.

Es wird insbesondere bevorzugt, wenn das Vergleichssignal mittels eines Demodulators vom Antwortsignal abgespalten wird.

Es wird auch bevorzugt, wenn der Vergleich zwischen dem Ab fragesignal und dem Vergleichssignal als Phasenvergleich durchgeführt wird, weil eine solche Messung auch bei kleinen Signallaufzeiten vergleichsweise einfach und störunempfind lich ist. Es ist aber auch eine direkte Zeitmessung möglich, bei der z. B. die Zeitdifferenz zwischen charakteristischen Punkten im Abfragesignal, wie etwa Flanken, Maxima, Minima etc., und den entsprechend Punkten im Vergleichssignal be stimmt wird.

Das Verfahren kann günstigerweise dazu eingesetzt werden, ei ne Position des mindestens einen Transponders durch eine geo metrische Berechnung, insbesondere ein Triangulations verfahren, unter Verwendung mehrerer Basisstationen zu ermit teln. Dies kann z. B. zur Verwendung in Logistiksystemen, et wa zur Ortung von mobilen Transporteinheiten, genutzt werden.

Weiterhin wird die Aufgabe durch ein Verfahren zur Ferniden tifizierung gelöst, bei dem zusätzlich zur Entfernungsmessung von mindestens einer Basisstation ein Identifizerungscode von einem Transponder abgefragt wird, z. B. mittels der sog. "challenge response"-Methode. Der Identifizierungcode kann gleichzeitig mit oder zeitlich getrennt von der Messung der Kanallänge durchgeführt werden. Es ist zur einfachen Durch führbarkeit vorteilhaft, wenn zunächst der Identifizie rungscode vom Transponder abgefragt wird, und dann die Ent fernungsmessung durchgeführt wird.

Zur Lösung der Aufgabe kann eine Basisstation verwendet wer den, die eine Signalquelle mit nachgeschaltetem Auskoppler und nachgeschalteter Sendeantenne aufweist. Auch weist die Basisstation eine Empfangsantenne mit nachgeschaltetem De modulator auf. Die Sendeantenne und die Empfangsantenne kön nen als eine kombinierte Sende-/Empfangsantenne mit entspre chender Bandbreite oder, bevorzugt, als getrennte Antennen ausgeführt sein.

Der Demodulator dient einer Abspaltung eines von der Signal quelle erzeugten Vergleichssignals vom Antwortsignal. Dies geschieht bevorzugt dadurch, dass das von der Signalquelle erzeugte Signal, gegebenenfalls nach einer Vorbearbeitung, von der Sendeantenne mit einer bekannten Frequenz abgestrahlt wird, und aus dem Antwortsignal der Anteil dieser Frequenz abgespalten, z. B. herausgefiltert, wird.

Weiterhin vorhanden ist eine Phasenvergleichseinheit, die so wohl dem Auskoppler als auch dem Demodulator nachgeschaltet ist. In der Phasenvergleichseinheit wird das vom Auskoppler ausgegebene Signal mit dem Vergleichssignal phasenverglichen. Durch den Phasenvergleich ist die Kanallänge berechenbar, z. B. über eine integrierte oder separate Auswerteeinheit. Unter einer Phasenvergleichseinheit wird auch eine Einheit verstanden, die eine direkte Laufzeitmessung durchführt.

Besonders einfache ausführt werden kann der Demodulator in Form eines sogenannten Hüllkurven-Demodulators, der ein nichtlineares Gleichrichterelement und einen nachgeschalteten Filter, insbesondere einen Tiefpassfilter oder einen Band passfilter, zur Trennung des Vergleichssignals von dem in der Empfangsantenne empfangenen Antwortsignal enthält. Das Gleichrichterelement kann ein im Prinzip beliebiges nicht- lineares Element, z. B. eine Diode, einen Transistor oder ei nen Multiplizierer/Quadrierer umfassen.

Dabei ist es günstig, wenn der Hüllkurven-Demodulator vor dem Gleichrichterelement zusätzlich ein Verstärkerelement und/oder einen Filter, insbesondere einen Tiefpassfilter oder einen Bandpassfilter, umfasst, um so eine optimale Demodula tion und ein gutes Signal-zu-Rausch-Verhältnis des Ver gleichssignals zu erzielen. Das Verstärkerelement und der Filter können auch als ein Bauelement ausgeführt sein.

Auch ist es vorteilhaft, wenn in der Basisstation ein Fre quenzteiler, insbesondere ein D-Flip-Flop, vorhanden ist, weil so eine Frequenzverdopplung des Gleichrichterelements kompensierbar ist. Der Frequenzteiler kann im Sendezweig oder im Empfangszweig angeordnet sein.

Es ist günstig, wenn die Phasenvergleichseinheit ein digita ler Phasenkomparator ist, da derartige Phasenkomparatoren sehr einfach und kostengünstig sind.

Dabei ist es besonders günstig, wenn der digitale Phasen komparator digitalisierte Signale empfängt. Dazu kann zwi schen dem Demodulator und dem digitalem Phasenkomparator so wie zwischen dem Auskoppler und dem digitalem Phasenkompara tor jeweils ein Schwellwertkomparator oder ein Spitzenwert detektor vorhanden sein. Der digitale Phasenkomparator kann auch mit Analogsignalen angesteuert werden, was allerdings wegen einer Amplitudenabhängigkeit der Signale nachteilig ist.

Es kann zur Reduzierung der Zahl der Bauteile vorteilhaft sein, wenn der digitale Phasenkomparator ein Mikroprozessor ist, so dass der Phasenvergleich rein rechnerisch durchge führt wird. Dies setzt eine ausreichend hohe Rechenleistung des Mikroprozessors voraus.

Es kann auch vorteilhaft sein, wenn die Phasenvergleichs einheit ein analoger Phasenkomparator ist. Dabei ist es be sonders günstig, wenn der analoge Phasenkomparator ein Qua draturmischer ist, mittels dessen Amplitude und Phase ge trennt bestimmt werden, und somit eine störenden Beeinflus sung der Phasenmessung durch die Signalamplituden vermieden wird. Günstig ist es auch, wenn dem Quadraturmischer ein Mik roprozessor nachgeschaltet ist; dem Quadraturmischer kann dann ein A/D-Wandler nachgeschaltet sein, ggf. auch in den Quadraturmischer integriert.

Die Aufgabe wird auch dadurch gelöst, dass ein System zur Ka nallängenmessung bereitgestellt wird, das mindestens eine Ba sisstation wie oben beschrieben und mindestens einen Trans ponder aufweist. Der Transponder umfasst eine Transponder- Empfangsantenne und eine zweite Signalquelle, die beide je weils an einen Eingang eines Mischers angeschlossen sind so wie eine Transponder-Sendeantenne, die am Ausgang des Mi schers angeschlossen ist. Die Sendeantenne und die Empfangs antenne können getrennt oder kombiniert ausgeführt sein. Der Transponder umfasst zur Messung der Kanallänge somit lediglich eine Einheit zur Aufmodulation des Trägersignals und ggf. einen Verstärker und/oder ein Filter. Hingegen wird kei ne weitergehende Bearbeitung des Empfangssignals durchge führt, wie z. B. die in DE 198 39 696 C2 beschriebene Demodu lation und folgende entsprechende Modulation. Dies ergibt den Vorteil, dass die Verweilzeit des Signals im Transponder auf ein Minimum reduziert wird. Die geringe Verweilzeit ist ins besondere wichtig zur Durchführung des Phasenvergleichs. Durch die kurze Verweilzeit kann auch der Einfluss einer Drift des Transponders reduziert werden.

Zur verbesserten Signalqualität kann im Transponder vorteil hafterweise ein Verstärker und/oder ein Filter, vorzugsweise ein Bandpaßfilter, zwischen dem Mischer und der Sendeantenne eingebracht sein. Zur verbesserten Signalqualität kann es e benso vorteilhaft sein, im Transponder zwischen der Emp fangsantenne und dem Mischer einen Verstärker und/oder ein Filter, vorzugsweise einen Bandpaßfilter, einzubringen.

Vorteilhaft ist auch ein System zur Kanallängenmessung nach bei dem zusätzlich zur Fernidentifizierung die Basisstation und der Transponder einen oder mehrere Identifikationscodes austauschen.

Die Basisstation ist dazu derart ausgeprägt, dass zwischen der Sender-Signalquelle und dem Auskoppler ein erster Modula tor zur Erzeugung eines Sender-Identifikationscodes vorhanden ist. Die Modulation kann nach gängigen Methoden, z. B. aus R. Mäusl, Digitale Modulationsverfahren, 4. Auflage, Heidelberg: Hüthig Verlag, 1995, durchgeführt werden, z. B. mittels n- FSK, GFSK, PSK, n-PSK oder FMCW durchgeführt werden.

Zwischen der Empfangsantenne und dem Demodulator weist die Basisstation weiterhin einen weiteren Auskoppler auf. Ein er ster ID-Demodulator ist dem Auskoppler und dem weiteren Aus koppler nachgeschaltet. Mittels des ersten ID-Demodulators ist vom Antwortsignal ein Transponder-Identifikationscode ex trahierbar, weil der von der Basisstation erzeugte Sender- Identifikationscode bekannt und somit filterbar ist.

Der zugehörige Transponder weist zwischen der Transponder- Signalquelle und dem Mischer einen zweiten ID-Modulator zur Erzeugung eines Transponder-Identifikationscodes auf. Durch den zweiten ID-Modulator wird das Trägersignal moduliert, z. B. gemäß R. Mäusl. Weiterhin ist ein der Transponder-Emp fangsantenne nachgeschalteter dritter Auskoppler vorhanden, dem ein zweiter ID-Demodulator nachgeschaltet ist. Der zweite ID-Demodulator extrahiert den von der Basisstation gesendeten Sender-Identifikationscode, aus dem Empfangssignal.

Bei der Basisstation wirkt der Demodulator als Filter für das mit dem Transponder-Identifikationscode modulierte Träger signal, so dass der Phasenvergleich zur Bestimmung der Kanal länge ohne zusätzliche Extraktion zwischen dem mit dem Sen der-Identifikationscodes behafteten Abfragesignal und dem zu gehörigen, ebenfalls mit dem Sender-Identifikationscode ver sehenen, Vergleichssignal stattfinden kann.

Es ist günstig, wenn im codemodulierten System der zweite Mo dulator dem zweiten ID-Demodulator nachgeschaltet ist. Da durch kann der Transponder-Identifikationscode aus dem Sen der-Identifikationscode berechnet werden. Ein solches System kann z. B. für "Challenge-Response"-Abfragen eingesetzt wer den.

In den folgenden Ausführungsbeispielen wird die Erfindung schematisch näher dargestellt.

Fig. 1 zeigt eine VDA-Angriffsmethode,

Fig. 2 zeigt ein System zur Entfernungsmessung,

Fig. 3 zeigt ein weiteres System zur Entfernungsmessung,

Fig. 4 zeigt eine Basisstation,

Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführung einer Basisstation,

Fig. 6 zeigt ein System zur Entfernungsmessung mit Kodie rungsfunktion Fig. 1 zeigt die VDA-Angriffsmethode. Mit Hilfe einer feind lichen Relaisstation RS wird der Signalfluss zwischen einer Basisstation BS und einem Transponder TR als ID-Geber ver stärkt aufrechterhalten. Dadurch kann der Basisstation BS o der dem ID-Geber vorgetäuscht werden, dass sie sich noch in normaler Entfernung zueinander befinden, während die Entfer nung in Wirklichkeit sehr viel höher ist. Dies ist z. B. ein Problem beim "Keyless Go", wobei einem, in der Regel hoch preisigen, Fahrzeug (Basisstation) vorgetäuscht wird, dass sich der Besitzer (ID-Geber) in geringer Entfernung befände, während er sich in Wirklichkeit weit entfernt aufhält.

Fig. 2 zeigt als Schaltskizze ein System zur Messung der Ka nallänge.

Die Basisstation BS beinhaltet eine Sender-Signalquelle Q1, die ein Primärsignal sQ1(t) der Frequenz fQ1 erzeugt. Das Primärsignal sQ1(t) wird als Abfragesignal Sig1 mit

Sig1 = s_Q1(t) (1)

über eine Basis-Sendeantenne ATXB zu einem Transponder TR ge sendet. Der Transponder TR empfängt dieses Signal über die Transponder-Empfangsantenne ARXT nach der Laufzeit τ als Emp fangssignal

Sig2 = k1.s_Q1(t - τ) (2)

mit einer Amplitude k1. Beim Empfangssignal Sig2 handelt es sich also, unter Voraussetzung einer ungestörten Übertragung, um ein zeitverzögertes und in der Amplitude geändertes Abbild des Abfragesignals Sig1. Das Empfangssignal Sig2 wird nun im Transponder TR mittels eines Mischer MIX mit einem Trägersig nal s_Q2(t), das von einer Transponder-Signalquelle Q2 erzeugt wird, zu einem Zwischensignal

Sig3 = k2.s_Q1(t - τ).s_Q2(t) (4)

gemischt, mit einer zweiten Amplitude k2. Das Zwischensignal Sig3 wird, hier: durch einen Verstärker VST verstärkt, über die Transponder-Sendeantenne ATXT zurück zur Basisstation BS gesendet und dort von der Basis-Empfangsantenne ARXB als Ant wortsignal

Sig4 = k3.s_q1(t - 2τ).s_q2(t - τ) (5)

mit einer dritten Amplituden k3 empfangen.

Mittels eines Demodulators DEMD wird nun der Teil des Ant wortsignals Sig4 eliminiert, der von der Transponderquelle Q2 stammt, nämlich im Wesentlichen das Trägersignal sQ2(t) und vom Transponder TR erzeugte Störanteile. Am Ausgang des De modulators DEMD liegt somit mit dem Vergleichssignal

Sig5 = k_D.S_q1(t - 2τ)

ein zeitverzögertes und lediglich in der Amplitude kD geän dertes Abbild des Abfragesignals Sig1 an. Das Vergleichs signal Sig5 kann analog oder digital vorliegen.

In einer Phasenvergleichseinheit PCOMP, der hier als analoger Phasenkomparator APHK ausgeführt ist, wird dann das Abfrage signal Sig1, welches mittels eines Auskopplers KOP aus dem Sendezweig ausgekoppelt wird, mit dem Vergleichssignal Sig5 phasenverglichen. Die sich ergebende Phasendifferenz Δϕ ist ein direktes Maß für die Laufzeit τ und damit die Kanallänge, also für die Entfernung zwischen Basisstation BS und Trans ponder TR.

Unter der Phasenvergleichseinheit PCOMP wird auch eine Vor richtung verstanden, bei der ein direkter Zeitvergleich zwi schen Abfragesignal Sig1 und Vergleichssignal Sig5 ausgeführt wird. Dabei kann z. B. die Zeitdifferenz zwischen charakteristischen Punkten im Abfragesignal Sig1, wie etwa Flanken, Ma xima, Minima etc., und den entsprechend Punkten im Ver gleichssignal Sig5 bestimmt werden. Phasendifferenz und Zeit differenz sind wegen der bekannten Signaldifferenz gegensei tig ineinander umrechenbar. PCOMP kann also auch als eine allgemeine Einheit zur Laufzeitberechnung angesehen werden.

Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, dass wegen der minimierten Verarbeitungszeit nur kleine Laufzeitoffsets τ_offs durch Signallaufzeiten im Transponder TR (Strecke Transpon der-Empfangsantenne ARTX-Mischer MIX-Verstärker VST- Transponder-Sendeantenne ATXT) entstehen, die zudem bei ge eigneter Ausführung des Transponders TR klein und/oder nahezu konstant gehalten werden können. Dadurch werden auch Fehler durch eine Drift gering gehalten. Der geringe Phasenfehler ist aber eine Voraussetzung zur zuverlässigen Messung der Ka nallänge, bei der schon Zeitabweichungen im Nanosekunden bereich signifikant sein können.

Das Trägersignal sQ2(t) und vom Transponder TR generierte Störsignale gehen nicht in die Entfernungsmessung ein. Im Ge gensatz zu bekannten aktiven Transpondern sind aus meßtech nischer Sicht keinerlei Maßnahmen zur Stabilisierung, Rege lung oder stabiler Modulation der Transponderquelle Q2 not wendig.

Vorzugsweise wird die Frequenz fQ2 der Transponder-Signal quelle Q2 deutlich höher als diejenige der Sender-Signal quelle Q1 gewählt, da dann der Demodulator DEMD sehr einfach ausgeführt werden kann. Durch das Umsetzen des vom Transpon der TR empfangenen Empfangssignals Sig2 auf eine anderer Fre quenz wird zudem sehr wirkungsvoll verhindert, dass das vom Transponder TR gesendete Zwischensignal Sig3 wieder auf sei nen Eingangszweig überkoppelt.

Die Frequenz fQ2 der Transponder-Signalquelle Q2 kann aber auch niedriger als die Frequenz fQ1 der Sender-Signalquelle Q1 gewählt werden.

Das Antennensystem AXB der Basisstation BS kann als kombi nierte Sende-/Empfangsantenne oder in Form getrennter Anten nen ATXB, ARXB gewählt werden. Das Antennensystem AXT der des Transponders TR kann als kombinierte Sende-/Empfangsantenne oder in Form getrennter Antennen ATXT, ARXT gewählt werden.

Wird das Verfahren zur Messung der Funkkanallänge zwischen einer Basisstation BS und einem Transponder TR in einem funk basierten passiven Zugangssystem eingesetzt, so kann durch die Entfernungsmessung verhindert werden, dass ein gültiges ID-Geber-Signal des Transponders TR über eine größere Entfer nung vom Ort des autorisierten Benutzers zur Zugangskontroll station hin übertragen wird. Die Verlängerung des Funkkanals gegenüber dem Normalfall, bei dem der Benutzer unmittelbar vor der Zugangskontrollstation steht, wäre unmittelbar von der Basisstation detektierbar, wodurch ein Schutz gegen einen VDA gewährleistet ist.

Fig. 3 zeigt als Schaltskizze ein weiteres System zur Mes sung der Kanallänge.

Als Sender-Signalquelle Q1 wird ein Festfrequenzoszillator LO1, der das Primärsignal sQ1(t) bei fQ1 = 13,56 MHz erzeugt, verwendet. Im Transponder TR wird das Trägersignal sQ2(t) mittels eines zweiten Festfrequenzoszillators LO2 als Trans ponderquelle Q2 mit der Trägerfrequenz fQ2 = 2,45 GHz er zeugt. Das sich aus der Mischung ergebende Zwischensignal Sig3 wird über die Transponder-Sendeantenne ATXT an die Ba sisstation BS zurückgesendet.

Der Demodulator DEMD der Basisstation BS umfasst einen Hüll kurven-Demodulator HD mit einem rauscharmen und bandpaßbegrenzten Empfangsverstärker LNA, einen Gleichrichter G und einen Tiefpaßfilter TP. Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters TP ist günstigerweise so ausgelegt, dass sie oberhalb der doppelten Frequenz des Abfragesignals Sig1 liegt, aber deut lich unterhalb der Transponder-Modulationsfrequenz f_Q2 = 2,45 GHz. Dadurch wird das hochfrequente Trägersignal Sig3 weitge hend eliminiert, das gleichgerichtete zeitverzögerte Ver gleichssignal Sig5 aber weitgehend unverfälscht extrahiert.

Mit Hilfe eines Schwellwertkomparators SK1 wird das analoge Ausgangssignal des Hüllkurven-Demodulators HD digitalisiert und dann mittels eines Frequenzteilers FRT, z. B. eines D- Flip-Flops FF, in seiner Frequenz geteilt. Die Frequenz teilung kompensiert die Frequenzverdopplung, die durch die Gleichrichtung des Signals hervorgerufen wird.

Das nun digitalisierte Vergleichssignal Sig5 wird in der Pha senvergleichseinheit PCOMP, die in Form eines digitalen Pha senkomparators DPHK vorliegt, mit dem mittels eines Auskopp lers KOP aus dem Sendezweig ausgekoppelten und mittels eines zweiten Schwellwertkomparators SK2 digitalisierten Primär signal sQ1(t) = Sig1 verglichen. Das Ausgangssignal U_comp des digitalen Phasenkomparators DPHK ist zumeist ein Spannungs wert, der proportional zur Phasendifferenz Δϕ zwischen den beiden Signalen Sig1, Sig5 ist und somit proportional zur Ka nallänge.

Durch zusätzliche Einführung eines Offsets τ_Offs können uner wünschte Laufzeitverschiebungen, etwa Totzeiten in den elekt ronischen Komponenten, Komparator-Ansprechzeiten, - Schaltschwellen usw. berücksichtigt werden. Für eine repro duzierbare, exakte Messung der Kanallänge ist es günstig, da für zu sorgen, dass der Offset τ_Offs bekannt und vorzugsweise konstant oder klein ist. Ist der Offset τ_Offs konstant, so kann er leicht über eine Kalibriermessung bestimmt werden.

Durch eine Anpassung des Schwellwerts im Schwellwertkompara tor SK1 an den Pegel des Antwortsignals Sig5 oder durch eine Wahl des Schwellenwertes zu Null kann günstigerweise verhin dert werden, das dessen Schaltzeitpunkt zu stark durch den Signalpegel des Antwortsignals Sig5 variiert wird. Als Schwellwertkomparatoren SK1, SK2 können beliebige Schaltungen nach dem Stand der Technik eingesetzt werden, wie sie z. B. in U. Tietze, C. Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 10 Auf lage, Springer-Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, S. 956 -S. 967 dargestellt sind.

Anstatt der Schwellwertkomparatoren SK₁ und SK₂ können Spit zenwertdetektoren eingesetzt werden, bei denen die genannten Pegelabhängigkeiten der Schaltpunkte prinzipiell nicht beste hen.

Der Hüllkurven-Demodulator HD kann auch ohne den Eingangsver stärker LNA betrieben werden. Ist ein Eingangsverstärker LNA vorhanden, so kann dieser auch ohne vorgeschaltete Signalfil terung ausgeführt sein. Statt eines dem Hüllkurven-Demodula tor HD nachgeschalteten Tiefpassfilters TP kann auch ein Bandpassfilter BP eingesetzt werden.

Das Gleichrichterelement kann beispielsweise eine Diode oder ein Transistor sein.

Der Schwellwertkomparator SK₁ kann ein Teil des Demodulators DEMD sein oder als separates Bauteil ausgeführt sein.

Fig. 4 zeigt eine Ausgestaltung einer Basisstation BS.

Das Abfragesignal Sig1 einer Frequenz von 13,56 MHz wird mit tels eines Frequenzteilers FRT und eines Bandpassfilters BP aus dem bei einer Primärfrequenz f_Q1 = 27,12 MHz arbeitenden Festfrequenzoszillator LO1 abgeleitet.

Im Demodulatorzweig HD liegt die Mittenfrequenz des dem Gleichrichterelement G nachgeschalteten Bandpassfilters BP2 vorzugsweise bei der Primärfrequenz f_Q1 = 27,12 MHz, während die Bandbreite ist möglichst gering ist. Die Mittenfrequenz des dem Empfangsverstärker LNA vorgeschalteten Bandpass filters BP1 wird vorzugsweise auf die Frequenz fQ2 des Trä gersignals sQ2 des Transponders TR abgestimmt.

Es ist allerdings darauf zu achten, dass im Durchlassbereich nur geringe Phasenverzerrungen auftreten. Das Ausgangssignal des Demodulatorzweigs HD wird dann in eine Phasenvergleichs einheit PCOMP in Form eines Quadraturmischers QMIX geführt. In den Quadraturmischer QMIX wird auch das aus dem Sendezweig mittels eines Auskopplers KOP ausgekoppelte Primärsignal sQ1(t) gemischt, so dass sich ein komplexes Messsignal er gibt. Real- und Imaginärteil dieses komplexen Messsignals, die die Phasenverschiebung repräsentieren, werden vom Quadra turmischer QMIX ausgegeben und jeweils über einen A/D-Wandler ADW in einen Mikroprozessor MP eingelesen. Im Mikroprozessor MP kann dann die Kanallänge berechnet werden.

Vorzugsweise wird das Messsignal nach dem Quadraturmischer QMIX tiefpassgefiltert. Die Kombination Quadraturmischer QMTX /Tiefpass wirkt wie ein Korrelator, in dem das Abfragesignal Sig1 mit dem Vergleichssignal Sig5 korreliert wird. Die Kor relationszeitlänge wird durch die Grenzfrequenz des Tief passfilters bestimmt. Der Ausgang dieses Korrelators ist ein komplexer Spannungswert, dessen Phase proportional zur Kanal länge und dessen Amplitude ein Maß für den Signalpegel des Antwortsignals Sig4 ist.

Fig. 5 zeigt als Skizze eine weitere Ausgestaltung einer Ba sisstation BS.

Insbesondere bei nicht zu hohen Frequenzen des Abfragesignals Sig1, hier: 500 kHz, kann es günstig sein, den gesamten Phasenvergleich bzw. die Korrelation rechnerisch im Mikropro zessor MP durchzuführen. Dazu werden das aus dem Sendezweig ausgekoppelte Abfragesignal Sig1, das hier dem Primärsignal sQ1(t) entspricht, und das Vergleichssignal Sig5 jeweils mit A/D-Wandlern ADW digitalisiert und in den Mikroprozessor MP eingelesen. Die Misch- und Korrelationsvorgänge lassen sich rechnerisch unter Umständen exakter durchführen als in den zuvor beschriebenen analogen und digitalen Schaltungen.

Es wird vorzugsweise die Frequenz f_Q2 des Trägersignals sQ2(t) deutlich höher als die Frequenz f_Q1 des Primärsignals sQ1(t) gewählt, ansonsten ist die Wahl aber beliebig und richtet sich maßgeblich nach den funktechnischen Zulassungs bestimmungen. Die Frequenz fQ1 des Primärsignals sQ1(t) liegt vorzugsweise zwischen 10 kHz und 100 MHz, die Frequenz fQ2 des Trägersignals sQ2(t) zwischen 1 MHz und 40 GHz, wobei vorzugsweise die weltweit verfügbaren sogenannten ISM-Fre quenzbänder verwendet werden.

Wird die Frequenz fQ1 des Primärsignals sQ1(t) sehr niedrig gewählt, so ergeben sich nur sehr kleine Phasenunterschiede zwischen Abfragesignal Sig1 und Vergleichssignal Sig5; die Entfernungsmessung ist also nicht so exakt zu realisieren. Wird die Frequenz fQ1 des Primärsignals sQ1(t) hoch gewählt, so kann die Entfernungsmessung genauer erfolgen, es können aber Mehrdeutigkeiten aufgrund der Periodizität der Phase auftreten.

Um den Kompromiss bezüglich Messgenauigkeit und Eindeutig keitsbereich zu umgehen, kann es bei allen genannten Ausfüh rungen vorteilhaft sein, nicht nur monofrequente Abfrage signale Sig1 zu verwenden. Durch die Verwendung von z. B. pseudozufälligen Pulsfolgen (ASK, PSK, FSK, siehe z. B.: R. Mäusl) oder durch Messen bei mehreren unterschiedlichen Sen defrequenzen kann die Genauigkeit erhöht und Mehrdeutigkeiten aufgrund von Phasenperiodizitäten verhindert werden. So kann beispielsweise der Festfrequenzoszillator LO1 in Fig. 4 durch eine verstimmbare Frequenzquelle, z. B. einen VCO ("Voltage Controlled Oscillator") ersetzt werden und die Ent fernungsmessung nach dem FMCW-Prinzip durchgeführt werden.

Im Prinzip sind alle Sendesignaltypen von Interesse, die auch sonst bei gängigen Radarsystemen zur Lösung des Messgenauig keits- und Eindeutigkeitsbereich-Problems verwendet werden. Im Transponder wird das Funkssignal lediglich mit einem Trä ger versehen, wobei dieser Träger dann in der Basisstation BS vor dem Phasenvergleich wieder eliminiert wird. Somit sind diejenigen Komponenten, die nicht die Erzeugung und die Eli mination des Trägersignals betreffen, also insbesondere die Basissignalerzeugung und die Phasenvergleichseinheit, analog zu bekannten Funksystemen, insbesondere Radarsystemen, aus legbar.

Es sei hier auch auf die Möglichkeit verwiesen, die Entfer nung zum Transponder TR von mehreren räumlich verteilten Ba sisstationen BS zu messen. Durch Triangulationsrechnungen kann dann die räumliche Lage des Transponders TR bestimmt werden. Bei einem elektronischen Ticketsystem kann somit z. B. geprüft werden, ob sich der Transponder im gebührenpflichti gen Bereich befindet.

Bei vielen Applikationen ist es günstig, die Basisstation BS mobil zu betreiben und den Transponder TR ortsfest. Bei einem elektronischen Ticket, etwa einem Ticketsystem für Busse und Bahnen, kann es sinnvoll sein, dass das Ticket der Basis station BS entspricht und die Entfernungsmessung durchführt. So kann das Ticket von Zeit zu Zeit zyklisch prüfen, ob es sich in der Nähe einer Zahlstation, die einen Transponder TR enthält, befindet. Ist dies nicht der Fall, bleibt es bis zum nächsten Test in einem Ruhezustand. Stellt das Ticket fest, dass eine Zahlstation in der Nähe ist, so bleibt es aktiv und es werden weitere Kommunikations- bzw. Testschritte durchge führt. So könnte z. B., parallel zum Identifikationsprozess, getestet werden, ob die räumliche Nähe über längere Zeit erhalten bleibt. Insbesondere bei einem Transportsystem kann so festgestellt werden, ob die räumliche Nähe auch nach Fahrt antritt erhalten bleibt. Fehlerhafte Gebührenerhebungen kön nen somit wirkungsvoll verhindert werden.

Die oben beschriebene Methode zur Messung der Funkkanallänge kann vorteilhaft in einem funkbasierten passiven Zugangs system eingesetzt werden. Dabei ist es besonders günstig, wenn zunächst eine reine Kommunikation zwischen der Basissta tion BS und dem Transponder TR stattfindet, in der z. B. der Identifikationscode des Transponders TR festgestellt wird. Nach der Kommunikation verstreicht dann vorteilhafterweise ein vorgegebener Zeitraum, nach dem in einem weiteren Schritt die Messung der Funkkanallänge erfolgt.

Fig. 6 zeigt als Skizze eine weitere Ausgestaltung eines Systems zur Entfernungsmessung mit gleichzeitiger verschlüs selbarer Kommunikationsmöglichkeit.

Das in dieser Figur weist die Basisstation BS einen ersten ID-Modulator M1 und einen ersten ID-Demodulator DEMC1 auf. Der Transponder TR weist einen zweiten ID-Modulator M2 und einen zweiten ID-Demodulator, DEMC2 versehen sind.

Der der Sender-Signalquelle Q1 nachgeschaltete erste ID-Modu lator M1 prägt dem Abfragesignal Sig1 einen ersten ID-Code Code1 auf, z. B. mittels Amplituden und/oder Frequenzmodula tion. Mittels eines im Transponder TR in den dortigen Emp fangszweig eingekoppelten zweiten ID-Demodulators DEMC2 kann der erste ID-Code Code1 extrahiert werden. Da es sich bei dem Pfad von der Basisstation BS zum Transponder TR um eine ganz normale Kommunikationsstrecke handelt, können der erste ID- Modulator M1 und der zweite ID-Demodulator DEMC2 nach bekann ten Techniken ausgeführt werden, um Code1 zu übertragen.

Im Transponder TR wird dem Trägersignal sQ2(t) durch einen der Transponder-Signalquelle Q2 nachgeschalteten zweiten ID- Modulator M2 ein zweiter ID-Code Code2 aufgeprägt. Das Zwi schensignal Sig3 enthält somit sowohl Code1 als auch Code2.

Es ist vorteilhaft, wenn der mittels des zweiten ID-Demodula tors DEMC2 extrahierte erste ID-Code Code1 zur Steuerung des zweiten ID-Modulators M2 verwendet wird, weil so vielfältige Kodierungsmöglichkeiten, z. B. kryptologische Verschlüsselun gen möglich werden. Dabei ist es insbesondere günstig, wenn die Übertragung der kodierten Signale und die Kanallängenmes sung getrennt erfolgen, weil für die kodierte Übertragung der Zeitverzug im Transponder TR nicht kritisch ist.

In der Basisstation BS wird das zweifach kodierte Antwort signal Sig4 einerseits zur Messung der Kanallänge und ande rerseits zur Extraktion des zweiten ID-Codes Code2 einge setzt.

Zur Messung der Kanallänge wird das Antwortsignal Sig4 in den Demodulator DEMD geleitet. Im Demodulator DEMD wird das Trä gersignal sQ2 einschließlich des ihm aufgeprägten zweiten ID- Codes Code2 eliminiert. In der Phasenvergleichseinheit PCOMP werden sodann das mit dem ersten ID-Code Code1 beaufschlagte Abfragesignal Sig1 und das ebenfalls noch mit dem ersten ID- Code Code1 beaufschlagte Vergleichssignal Sig5 phasenvergli chen.

Zur Extraktion des zweiten ID-Codes Code2 wird der erste ID- Demodulator DEMC1 in der Basisstation BS einerseits mit dem Abfragesignal Sig1 und andererseits mit dem Antwortsignal Sig4 gespeist. Das Abfragesignal Sig1 beinhaltet nur Code1, das Antwortsignal Sig4 sowohl Code1 als auch Code2. Weil also Code1 dem ersten ID-Demodulator DEMC1 über das Abfragesignal Sig1 geliefert wird, kann es aus dem Antwortsignal Sig4 her ausgerechnet bzw. berücksichtigt werden und so auch Code2 ex trahiert werden.

Durch die Entfernungsmessung ist auch die Verzögerung von Co de1 im Empfangssignal bekannt ist, was bei der Kompensation von Code1 im ersten ID-Demodulator DEMC1, insbesondere bei hohen Datenraten, vorteilhaft ausnutzbar ist. Bei der Wahl von Code2 ist dann dafür Sorge zu tragen, das die Laufzeit messung durch diese Modulation nicht gestört wird, also im Demodulator DEMD vollständig eliminiert wird. Es ist z. B. günstig, die Modulation von Code2 als Frequenzmodulation aus zulegen (n-FSK, GFSK), bei der unterschiedliche Codewerte als unterschiedliche Frequenz dargestellt werden. Die gängigen Phasenmodulationsverfahren (PSK, n-PSK) sind ebenso günstig einsetzbar. Bei einer Amplitudenmodulation sollte die Modu lationsrate von Code2 deutlich höher als diejenige von Code1 sein, oder aber sehr viel niedriger als diejenige von Code1 und niedriger als die Korrelationszeitdauer der Phasenver gleichseinheit PCOMP gewählt werden. Eine Übersicht über die gängigen Modulationsarten findet sich z. B. in R. Mäusl.

Alle genannten Verfahren zur Erhöhung der Sicherheit von funkbasierten Schlüsselsystemen können selbstverständlich mit Methoden zur sicheren Datenübertragung bei funkbasierten Kom munikationsstrecken kombiniert werden.

Claims

1. Verfahren zur Messung einer Kanallänge, bei dem

a) von mindestens einer Basisstation (BS) ein Abfragesignal (Sig1) an mindestens einen Transponder (TR) gesendet und von diesem als Empfangssignal (Sig2) empfangen wird,
b) das Empfangssignal (Sig2) in dem mindestens einen Trans ponder (TR) auf ein Trägersignal (sQ2) mit einer vom Ab fragesignal verschiedenen Frequenz (fQ2) direkt aufmodu liert wird,
c) das sich dadurch ergebende Zwischensignal (Sig3) an die mindestens eine Basisstation (BS) zurückgesendet und von dieser als Antwortsignal (Sig4) empfangen wird,
d) vom Antwortsignal (Sig4) ein Vergleichssignal (Sig5) abge spalten wird,
e) durch einen Phasenvergleich oder eine Messung einer Zeit differenz zwischen dem Abfragesignal (Sig1) und dem Ver gleichssignal (Sig5) eine Kanallänge bestimmt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Trägersignal (sQ2) eine mindestens um einen Faktor 10 hö here Frequenz aufweist als das Abfragesignal (Sig1)

3. Verfahren nach Anspruch einem der Ansprüche 1 oder 2, bei dem die Frequenz des Abfragesignals (Sig1) zwischen 10 kHz und 100 MHz liegt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem in Schritt d) das Vergleichssignal (Sig5) mittels eines Demo dulators (DEMD) vom Antwortsignal (Sig4) abgespalten wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem in Schritt e) der Vergleich zwischen dem Abfragesignal (Sig1) und dem Vergleichssignal (Sig5) als Phasenvergleich durchge führt wird.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Position des mindestens einen Transponders (TR) durch ei ne geometrische Berechnung, insbesondere ein Triangulati onsverfahren, unter Verwendung mehrerer Basisstationen (BS) ermittelt wird.

7. Verfahren zur Fernidentifizierung, bei dem von mindestens einer Basisstation (BS) ein zweiter ID-Code (Code2) von einem Transponder (TR) abgefragt wird, und eine Entfernungsmessung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 durchge führt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem
zunächst ein erster ID-Code (Code1) vom Transponder (TR) abgefragt wird, und
in einem weiteren Schritt die Entfernungsmessung durchge führt wird.

9. Basisstation (BS), aufweisend
eine Signalquelle (Q1) mit nachgeschalteter Sendeantenne (AXB, ATXB),
einen Auskoppler (KOP), welcher der Signalquelle (Q1) nachgeschaltet ist,
eine Empfangsantenne (AXB, ARXB) mit nachgeschaltetem Demo dulator (DEMD) zur Abspaltung eines von der Signalquelle (Q1) erzeugten Vergleichssignals (Sig5),
eine Phasenvergleichseinheit (PCOMP), die sowohl dem Aus koppler (KOP) als auch dem Demodulator (DEMD) nachgeschal tet ist, und mittels der ein vom Auskoppler (KOP) ausgege benes Signal mit dem Vergleichssignal (Sig5) phasen vergleichbar ist.

10. Basisstation (BS) nach Anspruch 9, bei der der Demodulator (DEMD) einen Hüllkurven-Demodulator (HD) um fasst, der ein nichtlineares Gleichrichterelement (G) und ei nen nachgeschalteten Filter, insbesondere einen Tiefpass filter oder einen Bandpassfilter (BP), zur Trennung des Vergleichssignals (Sig5) von einem in der Empfangsantenne emp fangenen Antwortsignal (Sig4) enthält.

11. Basisstation (BS) nach Anspruch 10, bei der der Hüllkurven-Demodulator (HD) vor dem Gleichrichterelement (G) zusätzlich ein Verstärkerelement (LNA) und/oder einen Filter, insbesondere einen Tiefpassfilter oder einen Band passfilter (BP), umfasst.

12. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 10 oder 11, bei der das Gleichrichterelement (G) eine Diode oder einen Tran sistor umfasst.

13. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 10 bis 12, bei der im Sendezweig oder im Empfangszweig ein Frequenzteiler (FRT), insbesondere ein Flip-Flop, vorhanden ist.

14. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 9 bis 13, bei der
die Phasenvergleichseinheit (PCOMP) ein digitaler Phasen komparator (DPHK) ist, und
zwischen dem Demodulator (DEMD) und dem digitalem Phasen komparator (DPHK) sowie zwischen dem Auskoppler (KOP) und dem digitalem Phasenkomparator (DPHK) jeweils ein Schwell wertkomparator (SK1, SK2) oder ein Spitzenwertdetektor vor handen ist.

15. Basisstation (BS) nach Anspruch 14, bei der der digitale Phasenkomparator (DPHK) ein Mikroprozessor (MP) ist.

16. Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 9 bis 13, bei der die Phasenvergleichseinheit (PCOMP) ein analoger Phasen komparator (APHK) ist.

17. Basisstation (BS) nach Anspruch 16, bei der der analoge Phasenkomparator (APHK) ein Quadraturmischer (QMIX) ist.

18. Basisstation (BS) nach Anspruch 17, bei der dem Quadraturmischer (QMIX) ein Mikroprozessor (MP) nachge schaltet ist.

19. System zur Kanallängenmessung, aufweisend eine Basisstation (BS) nach einem der Ansprüche 9 bis 18 und mindestens einen Transponder (TR), der aufweist
eine Empfangsantenne (AXT, ARXT) und eine zweite Signal quelle (Q2), die beide jeweils an einen Eingang eines Mi schers (MIX) angeschlossen sind,
eine Sendeantenne (AXT, ATXT), die am Ausgang des Mischers (MIX) angeschlossen ist.

20. System zur Kanallängenmessung nach Anspruch 19, bei dem im Transponder (TR) zwischen der Empfangsantenne (AXT, ARXT) und der Sendeantenne (AXT, ATXT) mindestens ein Verstärker (VST) oder mindestens ein Filter eingebracht ist.

21. System zur Kanallängenmessung nach einem der Ansprüche 19 oder 20, bei dem
die Basisstation (BS)
zwischen der Sender-Signalquelle (Q1) und dem Auskoppler (KOP) einen ersten ID-Modulator (M1) zur Erzeugung eines ersten ID-Codes (Code1) aufweist,
zwischen der Empfangsantenne (AXB, ARXB) und dem Demodula tor (DEMD) einen weiteren Auskoppler (KOP) aufweist,
einen ersten ID-Demodulator (DEMC1) aufweist, der dem Aus koppler (KOP) und dem weiteren Auskoppler (KOP2) nachge schaltet ist, und der vom Antwortsignal (Sig4) einen zwei ten ID-Code (Code2) extrahiert,
der Transponder (TR)
zwischen der Transponder-Signalquelle (Q2) und dem Mischer (MIX) einen zweiten ID-Modulator (M2) zur Erzeugung des zweiten ID-Codes (Code2) aufweist,
einen dritten Auskoppler (KOP3) aufweist, der der Trans ponder-Empfangsantenne (AXT, ARXT) nachgeschaltet ist,
einen zweiten ID-Demodulator (DEMC2) aufweist, der dem dritten Auskoppler (KOP3) nachgeschaltet ist und der vom Empfangssignal (Sig2) den ersten ID-Code (Code1) extra hiert.

22. System zur Kanallängenmessung nach Anspruch 21, bei dem dem der zweite ID-Modulator (M2) dem zweiten ID-Demodulator (DEMC2) nachgeschaltet ist.