DE102005046172B4

DE102005046172B4 - Zugangskontrollsystem mit Trägerphasen-Signalauswertung

Info

Publication number: DE102005046172B4
Application number: DE200510046172
Authority: DE
Inventors: Janos Dr. Gila; Wolfgang Dr. Konrad
Original assignee: Continental Automotive GmbH
Current assignee: Continental Automotive GmbH
Priority date: 2005-09-27
Filing date: 2005-09-27
Publication date: 2009-02-12
Anticipated expiration: 2025-09-28
Also published as: DE102005046172A1

Abstract

Verfahren zum Betreiben eines Zugangskontrollsystems für ein Objekt, insbesondere für ein Fahrzeug, das folgende Schritte aufweist:
– von mindestens einer einem Objekt zugeordneten Basisstation wird ein Abfragesignal ausgesendet, das aus zumindest einem Trägersignal-Intervallpaar besteht, wobei das oder jedes Trägersignal-Intervallpaar aus einem ersten unmodulierten Trägersignal-Intervall einer ersten Trägerfrequenz und aus einem zweiten, unmodulierten Trägersignal-Intervall, das zum ersten Trägersignal-Intervall kohärent ist und eine zweite Trägerfrequenz aufweist, die sich durch eine Offsetfrequenz von der ersten Trägerfrequenz unterscheidet, zusammengesetzt ist, wobei die Trägersignal-Intervalle zeitlich hintereinander ausgesendet werden;
– das Abfragesignal wird von einem Codegeber, der sich in einem Erfassungsbereich der Basisstation befindet, empfangen und auf ein Hilfsträgersignal mit einer vom Abfragesignal verschiedenen Frequenz aufmoduliert, wobei das Hilfsträgersignal eine aus einer Bitfolge bestehende Codeinformation beinhaltet;
– das sich daraus ergebende Zwischensignal wird vom Codegeber an die mindestens eine Basisstation zurückgesendet und von dieser als Antwortsignal empfangen;
– in der zumindest einen...

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung liegt allgemein auf dem Gebiet von Kontrollsystemen, durch welche eine Berechtigung für den Zugang und/oder für die Nutzung eines Objektes feststellbar ist, insbesondere betrifft die Erfindung ein schlüsselloses, funkbasiertes Zugangskontrollsystem für ein Kraftfahrzeug.
Stand der Technik
In der Kraftfahrzeugtechnik ersetzen zunehmend elektronische Zugangskontrollsysteme mechanische Schließanlagen und bieten dem Benutzer beim Verriegeln und Entriegeln des Fahrzeugs einen erhöhten Bedienkomfort. Bei sog. passiven Zugangskontrollsystemen erfolgt das Freischalten von Zugangsfunktionen automatisch, eine manuelle Aktion des Fahrzeuglenkers ist nicht mehr erforderlich, es reicht wenn er einen passenden Funkschlüssel bei sich trägt.
Passive Zugangskontrollsysteme bestehen im Wesentlichen aus einer oder mehreren Basisstationen, die stationär in einem Kfz untergebracht sind und einem Funkschlüssel, der dem Kfz zugeordnet ist. Eine Basisstation hat die Aufgabe, den elektronischen Funkschlüssel, im Folgenden als Codegeber bezeichnet zweifelsfrei zu erkennen. Diese Identifikation erfolgt anhand einer Codeinformation, die im Funkschlüssel abgelegt ist und im Rahmen eines Funkdialogs von der Basisstation ausgelesen wird. Hierzu sendet die Basisstation ein hochfrequentes Abfragesignal aus, das der Funkschlüssel empfängt und als Antwortsignal zurück wirft. An Hand dieses reflektierten Antwortsignals prüft die Basisstation, ob die Person, die den Funkschlüssel mit sich trägt, berechtigt ist, das Fahrzeug zu öffnen bzw. zu nutzen. Stimmt der vom Funkschlüssel zurück geworfene Code mit einer Soll-Codeinformation, die in der Basisstation abgelegt ist, überein, so bewertet die Basisstation den Zugang als berechtigt und erzeugt entsprechende Freigabesignale für Türschlösser bzw. Kofferraum. Bei modernen passiven Zugangskontrollsystemen, den sog. Passive-Start and Entry-Systemen (PASS) entfällt auch die mechanische Betätigung eines Zündschlosses und das Starten des Fahrzeugs ist durch Knopfdruck, gegebenenfalls nach Auswertung eines biometrischen Fingerprints möglich.
Ein Problem von funkbasierten Zugangskontrollsystemen besteht darin, dass der Funkkanal zwischen der Basisstation und dem Codegeber in missbräuchlicher Absicht abgehört und das Zugangskontrollsystem überlistet werden kann. Um diesem Missbrauch entgegenzutreten, wird neben der Auswertung der Codeinformation auch der tatsächliche räumliche Abstand zwischen der Basisstation und dem mobilen Codegeber messtechnisch erfasst.
Zur Messung des Abstandes werden an sich bekannte Verfahren der Radartechnik eingesetzt. Die Abstandsinformation kann grundsätzlich aus einer Frequenzdifferenz oder aus einer Phasendifferenz berechnet werden. Die Frequenzdifferenz-Messmethode wird in Mikrowellen-PASE-Zugangskontrollsystemen verwendet, wie sie beispielsweise durch DE 103 26 282 A1 , DE 103 10 158 A1 und DE 103 10 155 A1 offenbart sind.
Grundprinzip ist das aus der Radartechnik bekannte Frequency-Modulated-Continous-Wave-Verfahren (FMCW). Bei diesen FMCW-Zugangskontrollsystemen wird von der Basisstation, die sich im oder auf dem Fahrzeug befindet ein Hochfrequenzsignal abgestrahlt, dessen Frequenz sich linear mit der Zeit ändert. Dieses modulierte HF-Signal erreicht nach einer der Entfernung proportionalen Laufzeit den Codegeber und wird von diesem zurück gestreut ("Back-Scatter"). Dieses zurück geworfene Signal erreicht wieder nach Durchlaufen der Funkstrecke zwischen Basisstation und Codegeber die Basisstation und wird dort ins Basisband gemischt. Die resultierende Differenzfrequenz nach der Mischung hat einen Frequenzabstand zu dem von der Basisstation abgestrahlten Signal, der proportional zum räumlichen Abstand zwischen Fahrzeug und Schlüssel ist. Die signaltechnische Auswertung in der Basisstation erfolgt im Frequenzbereich durch an sich bekannte Verfahren, wie z. B. dem FFT-Algorithmus. In der Regel sind hierfür digitale Signalprozessoren erforderlich, was entsprechend aufwändig ist.
Die Druckschrift DE 198 39 695 C1 offenbart ein Verfahren zum Durchführen einer schlüssellosen Zugangsberechtigungskontrolle mit einer drahtlosen Kommunikation zwischen einer oder mehreren, einer Basisstation zugeordneten Sende-Empfangseinheiten und einem mobilen Identifikationsgeber (ID-Geber) zum Überprüfen der Zugangsberechtigung einer den ID-Geber mitführenden Person, wobei das Verfahren das Senden eines Fragesignals durch die Sende-Empfangseinheit und ein Empfangen sowie ein Rücksenden dieses Signals als Antwortsignal von dem ID-Geber und ein Empfangen desselben von der Sende-Empfangseinheit der Basisstation beinhaltet. Ferner wird bei dem Verfahren als Antwortsignal von dem ID-Geber eine modulierte Trägerwelle gesendet, deren für die Modulation vorgesehene Größe mit dem von der Sende-Empfangseinheit gesendeten Fragesignal an den ID-Geber übermittelt wird. Außerdem wird nach dem Empfang des von dem ID-Geber gesendeten Antwortsignals durch die Sende-Empfangseinheit die Phasenlage des empfangenen und demodulierten Antwortsignals mit derjenigen des ursprünglich gesendeten Fragesignals verglichen.
Die Druckschrift WO 02/01247 A2 offenbart ein Verfahren zum Messen des Abstands zwischen einem ersten Objekt und einem zweiten Objekt mit Hilfe von elektromagnetischen Wellen mit einer im ersten Objekt angeordneten Sende- und Empfangseinheit, die ein erstes Signal als elektromagnetische Welle mit einer ersten Trägerfrequenz aussendet, und mit einer im zweiten Objekt angeordneten Sende- und Empfangseinheit, die ein zweites Signal als elektromagnetische Welle mit einer zweiten Trägerfrequenz aussendet. Bei dem Verfahren zum Messen des Abstandes sind die erste Trägerfrequenz der von dem ersten Objekt gesendeten elektromagnetischen Welle und die zweite Trägerfrequenz der von dem zweiten Objekt gesendeten elektromagnetischen Welle derart korreliert, dass die erste Trägerfrequenz abhängig von der zweiten Trägerfrequenz ist oder umgekehrt die zweite Trägerfrequenz abhängig von der ersten Trägerfrequenz ist.
Darstellung der Erfindung
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Zugangskontrollsystem anzugeben, bei dem der Aufwand der Signalverarbeitung bei der Abstandsbestimmung gering ist.
Diese Aufgabe wird für ein Verfahren durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 und für ein Zugangskontrollsystem durch die Merkmale des Anspruchs 10 gelöst. Auf vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung nehmen jeweils die Unteransprüche Bezug.
Einem Grundgedanken der vorliegenden Erfindung nach wird die Abstandsinformation aus einer Trägerphasen-Differenzmessung zumindest eines Trägersignal-Intervallpaares bestimmt, wobei die Trägersignale jeweils nur für ein bestimmtes Zeitintervall ausgesendet werden.
Das der Erfindung zugrundeliegende Verfahren sieht folgende Verfahrensschritte vor:

– von mindestens einer einem Objekt zugeordneten Basisstation wird ein Abfragesignal ausgesendet, das aus zumindest einem Trägersignal-Intervallpaar besteht, wobei das oder jedes Trägersignal-Intervallpaar aus einem ersten unmodulierten Trägersignal-Intervall einer ersten Trägerfrequenz und aus einem zweiten, unmodulierten Trägersignal-Intervall, das zum ersten Trägersignal-Intervall kohärent ist und eine zweite Trägerfrequenz aufweist, die sich durch eine Offsetfrequenz von der ersten Trägerfrequenz unterscheidet, zusammengesetzt ist, wobei die Trägersignal-Intevalle zeitlich hintereinander ausgesendet werden.
– das Abfragesignal wird von einem Codegeber, der sich in einem Erfassungsbereich der Basisstation befindet, empfangen und auf ein Hilfsträgersignal mit einer vom Abfragesignal verschiedenen Frequenz aufmoduliert, wobei das Hilfsträgersignal eine aus einer Bitfolge bestehende Codeinformation beinhaltet,
– das sich daraus ergebende Zwischensignal wird vom Codegeber an die mindestens eine Basisstation zurückgesendet und von dieser als Antwortsignal empfangen,
– in der zumindest einen Basisstation wird das empfangene Antwortsignal hinsichtlich der Codeinformation und der Entfernung zwischen Objekt und Codegeber ausgewertet, wobei die Ermittlung der Entfernung folgende Schritte aufweist: a) Ermitteln von den jeweils zu dem zumindest einen Trägersignal-Intervallpaar zugehörigen Trägerphasen in zeitsequenziellen Messphasen, in welchen kein Bitwechsel der Codeinformation stattfindet; b) Bilden der Trägerphasendifferenz aus den ermittelten Trägerphasen.

Von entscheidendem Vorteil ist dabei, dass der Rechenaufwand bei der Auswertung in der Basisstation vergleichsweise einfach und damit kostengünstig zu implementieren ist.
In einer hinsichtlich der Genauigkeit besonders bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, dass in der Basisstation das Antwortsignal in einer ersten komplexen Mischstufe in Quadratur-Komponenten zerlegt wird, dass die Quadratur-Komponenten nach einer Abtastung in einer zweiten digitalen komplexen Mischstufe mit dem Hilfsträgersignal gemischt werden und in einer sich daran anschließenden digitalen Signalauswertung jeder Abtastwert mit einem komplexen Korrekturfaktor multipliziert wird, der einer Steigung einer Regressionsgeraden entspricht, welche zuvor durch eine lineare Regression aus Abtastwerten gebildet wurde. Dadurch lässt sich eine Frequenzkorrektur durchführen, die durch Bauteildrift im Codegeber und/oder Basisstation verursacht wird. Die Anforderungen an Bauteiltoleranzen werden dadurch verringert, was den Schaltungsaufbau kostengünstiger macht.
Hinsichtlich der Genauigkeit der Abstandsbestimmung ist es günstig, dass bei der Ermittlung der jeweiligen Trägerphasen über mehrere Trägersignal-Intervallpaare eine Mittelung über Abtastwerte durchgeführt wird.
In einer besonders bevorzugten Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, dass bei der Abtastung eine Abtastfrequenz verwendet wird, die etwa viermal so groß wie die Frequenz des Hilfsträgersignals ist. Dadurch vereinfacht sich der komplexe Mischvorgang auf eine Multiplikation mit „0" bzw. „+/– 1". Der Rechenalgorithmus ist sehr einfach. Entsprechend einfach ist auch die Realisierung in Hardware, z. B. in einem ASIC.
Abhängig von der Codemodulationsfrequenz im Funkschlüssel kann es günstig sein, wenn vor der Abtastung jede analoge Quadratur-Komponente des Antwortsignals jeweils in einem schmalbandigen Bandpassfilter gefiltert wird, und dass der Bandpassfilter eine mittlere Durchlassfrequenz aufweist, die der Hilfsträgerfrequenz entspricht. Damit kann eine Antialiasfilterung im Analog-Bereich durchgeführt werden. Diese ermöglicht, dass statt Überabtastung eine Unterabtastung verwendet wird. Die Anzahl der Abtastwerte wird dadurch maßgeblich reduziert.
Es ist von Vorteil, wenn für das Hilfsträgersignal eine Frequenz von etwa 455 kHz verwendet wird, da schmalbandige analoge Filter mit steilen Flanken in diesem Durchlassbereich kommerziell erhältlich und kostengünstig sind.
Günstig ist, wenn für die Messphasen jeweils Zeitintervalle gewählt werden, die zeitlich in der zweiten Hälfte des ersten bzw. zweiten Trägersignal-Intervalls liegen. Die Einschwingvorgänge des Empfängers sind dann abgeschlossen.
Als besonders vorteilhaft in der praktischen Realisierung hat sich herausgestellt, wenn die Intervalllänge des ersten und/oder zweiten Trägersignal-Intervalls einige Millisekunden beträgt.
Zweckmäßig ist es, wenn für ein PASE-System als erste Trägerfrequenz eine Frequenz von 2,5 GHz, oder 5,8 GHz oder 24 GHz (so genannte ISM-Bänder) verwendet wird und als Offsetfrequenz eine Frequenz aus dem Intervall zwischen etwa 1 MHz bis 10 MHz gewählt wird.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird im nachfolgenden Teil der Beschreibung auf die Zeichnungen Bezug genommen in denen weitere vorteilhafte Ausgestaltungen, Einzelheiten und Weiterbildungen der Erfindung zu entnehmen sind. Es zeigen:
1 ein erfindungsgemäßes Zugangskontrollsystem für ein Kfz in einem vereinfachten Blockschaltbild;
2 die Basisstation des erfindungsgemäßen Zugangskontrollsystems gemäß 1 in einem schematischen Blockschaltbild;
3 eine Zeigerdarstellung eines einem ersten Trägersignal zugeordneten ersten Zeigers und eines einem zweiten Trägersignal zugeordneten zweiten Zeigers, wobei die Phasendifferenz dem Abstand zwischen Codegeber und Basisstation entspricht;
4 ein Zeitdiagramm eines Trägersignal-Intervallpaares und zugehörigen Messintervallen.
Ausführung der Erfindung
In der 1 ist das erfindungsgemäße Zugangskontrollsystem im gesamten mit 1 gekennzeichnet. Es besteht aus einer mit dem Bezugszeichen 20 gekennzeichneten Basisstation (BS) und einem tragbaren Codegeber 30 (CID), der sich in einem Abstand d zur Basisstation 20 befindet. Der Codegeber 30 ist als Funkschlüssel ausgebildet. Selbstverständlich kann der Codegeber 30 auch anders realisiert sein, zum Beispiel in Form einer Chipkarte.
Bei der Zugangskontrolle, im vorliegenden Ausführungsbeispiel zu einem Kfz, wird an Hand eines Dialogs zwischen der Basisstation 20 und dem Funkschlüssel 30 einerseits dessen Berechtigung überprüft, und andererseits dessen tatsächliche Entfernung zur Basisstation 20 gemessen. Nur dann, wenn die Basisstation 20 in ihrem Erfassungsbereich einen als autorisiert identifizierten Codegeber 30 erkennt, schaltet sie Zugangsfunktionen frei. Hierfür erzeugt sie ein Freigabesignal F, das verschiedene Aktoren zum Entriegeln bzw. Verriegeln mechanischer Schlösser im Kfz ansteuert. Das Freischalten der Zugangsfunktion erfolgt bei einem PASE-System positionsabhängig und beinhaltet auch das Lösen der Wegfahrsperre.
Wird hingegen die Authentizität des Codegebers 30 von der Basisstation 20 nicht erkannt (die in Funkdialog übermittelte Codeinformation stimmt nicht mit der in der Basisstation gespeicherten Codeinformation überein oder der gemessene Abstand zu groß oder nicht auswertbar, so erzeugt sie kein Freigabesignal F, wodurch der Zugang bzw. die Nutzung des Kfz bzw. eines Objektes gesperrt ist.
Um einen missbräuchlichen Zugang zum Fahrzeug weitgehend auszuschließen, wird also neben der Codeauswertung eine Abstandsbestimmung durchgeführt. Diese Abstandsbestimmung erfolgt gemäß einem Verfahrensschritt der Erfindung durch eine Messung einer Phasendifferenz.
Bei einem Dauerstrich-Radar wird beispielsweise ein unmoduliertes hochfrequentes Trägersignal ausgesendet um eine Geschwindigkeit eines sich im Strahlungsfeld bewegenden Objektes zu erfassen. Eine Bestimmung der absoluten Entfernung wäre aber mit einem Dauerstrich-Radar nicht möglich. Es ist kein Entfernungsauflösungsvermögen vorhanden, da die Entfernungsinformation durch die Periodizität mit der halben Wellenlänge mehrdeutig ist und wegen der hohen Frequenz die Eindeutigkeit einer Entfernungsmessung bei einigen Zentimeter liegen würde (bei 2,5 GHz etwa 12 cm). Die vorliegende Erfindung verwendet daher zur Abstandsbestimmung nicht eine Frequenz, sondern zumindest ein Trägersignal-Intervallpaar. Hierzu sendet die Basisstation in zeitlich hintereinander liegenden Zeitspannen ein erstes und dann ein zweites unmoduliertes, hochfrequentes Trägersignal-Intervall aus. Aus dem vom Codegeber zurück gestreuten hochfrequenten Antwortsignal werden (in einem analogen und digitalen Signalverarbeitungsblock, der untenstehend näher erläutert ist) die zugehörigen Trägerphasen zeitsequenziell ermittelt. Aus der Differenz der Trägerphasen wird dann der Abstand zwischen der Basisstation und dem Codegeber bestimmt. Die Eindeutigkeit der Abstandsbestimmung wird durch den Frequenzunterschied (Offsetfrequenz) zwischen dem ersten und dem zweiten Trägersignal-Intervall und nicht durch die Frequenz des Trägersignals selbst bestimmt.
Im Folgenden wird das der Erfindung zu Grunde liegende bekannte Messprinzip (Trägerphasen-Differenzmessung) durch eine Darstellung des mathematischen Zusammenhangs näher erläutert:
Von grundlegender physikalischer Bedeutung ist dabei zunächst, dass die absolute Phasenänderung zwischen zwei (oder mehreren) abgestrahlten Signalen und der Laufweg zusammen hängen, wenn die Signale kohärent ausgesendet und empfangen werden. Kohärent heißt, dass die beiden Signale eine gleiche Anfangsphase besitzen.
Die Signallaufzeit zwischen Basisstation und Funkschlüssel errechnet sich zu: τ = 2·d/c.
Hierbei bedeutet:

τ:: doppelte Signallaufzeit zwischen Basisstation und Codegeber;
d:: Abstand zwischen Basisstation und Codegeber
c:: Lichtgeschwindigkeit.

Das von der Basisstation abgestrahlte Trägersignal sei: STX(t) = cos(ω0·t + Φ0)

ω₀:: Frequenz des ersten Trägersignal-Intervalls;
Φ₀:: Startphase

Dieses Sendesignal wird vom Funkschlüssel phasenkohärent reflektiert, phasenverschoben und in der Basisstation mit der Laufzeitbau τ verzögert eintreffen: SRX(t) = STX(t – τ + Φ1) = cos(ω0·(t – τ) + Φ0 + Φ1).
Das von der Basisstation ausgesendete und empfangene Signal wird in der Basisstation gemischt und bildet im Basisband das folgende Signal: SB0(t) = cos(ω0 τ – Φ1).
In einem zweiten Schritt wird ein zweites Trägersignal mit der gleichen Anfangsphase, aber mit einer anderen Frequenz, die sich von der ersten Trägerfrequenz durch eine Offsetfrequenz unterscheidet von der Basisstation ausgesendet. Dadurch entsteht in der Basisstation das Signal: SB1(t) = cos(ω1 τ – Φ1).

ω₁:: Frequenz des zweiten Trägersignal-Intervalls
Φ₁:: Phasenverschiebung im Codegeber (im Gesamtband gleich)

Im Ergebnis ergibt sich für den Phasenunterschied, gemessen bei zwei Trägerfrequenzen: ΔΦ(d) = (ω1 – ω0)2d/c.
Der gesuchte Abstand zwischen Codegeber und Basisstation ergibt sich nach einer Umformung zu: d = ΔΦ c/720 Δf

ΔΦ:: Trägerphasendifferenz in Grad
Δf:: Offsetfrequenz
d:: Abstand in Meter

In dieser letzten Gleichung kommt die Trägerfrequenz selbst nicht mehr vor, sondern nur mehr der Frequenzunterschied (Offsetfrequenz).
Typische Werte für die Frequenzdifferenz Δf sind zum Beispiel 10 MHz, was bei einem Abstand von 2 m etwa einer Phasenänderung von ca. 50 Grad entspricht. Bei 10 MHz Frequenzunterschied beträgt die Eindeutigkeitsgrenze etwa 7,5 m.
Ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Trägerfrequenzphasenmessung ist es, dass Phasen von CW-Signal gemessen werden, das heißt, in der Basisstation können vergleichsweise kostengünstige, schmalbandigen Filter verwendet werden und es lässt sich eine sehr gute Empfindlichkeit für die Abstandsmessung realisieren. Eine Begrenzung der Filterbandbreite ist durch die Einschwingzeit des Filters vorgegeben, das heißt, die Messung dauert länger, wenn die Bandbreite kleiner gewählt wird. Sinnvoll ist eine Bandbreite von einigen 100 Hertz und eine Einschwingzeit von einigen Millisekunden. Ein weiterer Vorteil ist darin zu sehen, dass die Phase über eine Messperiode konstant ist und damit die Messgenauigkeit durch Integration (Mittelung) erhöht werden kann.
Wie aus der schaltungstechnischen Realisierung in 1 zu entnehmen ist, beinhaltet die Basisstation 20 eine Sender-Signaiquelle (S1) 21, die ein Signal Sig1 erzeugt und über die Sendeantenne 22 als Abfragesignal 2 in den Freiraum abstrahlt. Dieses hochfrequente Abfragesignal 2 besteht aus zumindest zwei Trägerfrequenz-Intervallen: einem ersten HF-Puls mit einer ersten Trägerfrequenz und aus einem zweiten HF-Puls mit einer zweiten Trägerfrequenz. Dieses Trägersignal-Intervallpaar unterscheidet sich durch eine Offsetfrequenz, die im vorliegenden Anwendungsfall im Bereich von 1 MHz bis 10 MHz liegt. Der Frequenzunterschied des Trägersignal-Intervallpaares bestimmt die Eindeutigkeitsgrenze der Entfernungsmessung. Die beiden Trägersignal-Intervalle sind zueinander kohärent, das heißt, sie besitzen die gleiche Anfangsphase. Im vorliegenden Anwendungsfall liegt die Trägerfrequenz in einem ISM-Band. Das ISM-Band ist zur lizenzfreien Nachrichtenübertragung für industrielle, wissenschaftliche und medizinische Anwendungen vorgesehen. Die Mittenfrequenzen liegen im Bereich von 2,5 GHz, 5,8 GHz oder 24 GHz. Weltweit (bis auf einige wenige Länder) ist beispielsweise im 2,4 GHz Band ein Bereich von 2,4 GHz bis 2,4835 GHz vorgesehen. Die Offsetfrequenz liegt für das vorliegende PASE-System bei 1 MHz bis 10 MHz. Die niedrigeren ISM-Frequenzbänder sind dabei vorteilhaft hinsichtlich Stromverbrauch und Bauteilkosten des realen Schaltungsaufbaus. Der 24 GHz Bereich hat insbesondere den Vorteil, dass die Antennen 22, 23, 32, 33 relativ klein ausgeführt sein können.
Das hochfrequente Abfragesignal 2 wird nach dem Durchlaufen der Funkstrecke 4 von einer Empfangsantenne 32 des Codegebers 30, der sich im Erfassungsbereich der Basisstation befindet, empfangen. Das Senden und Empfangen erfolgt dabei in der Basisstation 20 zeitgleich. Wie aus der Blockdarstellung in 1 zu sehen ist besteht der Codegeber 30 aus dieser Empfangsantenne 32, aus einer Sendeantenne 33, sowie aus einer Modulationseinrichtung (MOD) 35. Die Modulationseinrichtung 35 gliedert sich ihrerseits in eine erste Modulatorstufe 31 (MOD1) und in eine zweite Modulatorstufe (MOD2) 34, sowie in eine Codequelle (CI) 36 und in eine Hilfsträgersignalquelle (S2) 37. Das an der Antenne 32 empfangene Signal Sig2 wird der ersten Modulatorstufe 31 zugeführt. In der zweiten Modulatorstufe 34 wird das Hilfsträgersignal SigHT der Hilfsträgersignalquelle 37 (S2) mit dem Codesignal SigCI der Codequelle 36 (CI) moduliert. Die Codeinformation CI ist eine in einer Speicherzelle abgespeicherte oder von einem Mikrokontroller erzeugte Bitfolge (typisch in einem PASE-System einige hundert Bit). Das Modulationsergebnis (SigCHT) der zweiten Modulatorstufe 34 ist ein digital moduliertes Hilfsträgersignal, dessen Phase in Abhängigkeit des digitalen Codes umgetastet ist. Dieses Signal SigCHT ist auf einen zweiten Eingang der ersten Modulatorstufe 31 geschaltet. In dieser ersten Modulatorstufe 31 wird nun das codierte Hilfsträgersignal SigCHT auf das von der Antenne 32 empfangene Signal Sig2 aufmoduliert. (Durch die Modulation mit dem Hilfsträger ist das vom Codegeber zurück geworfene Signal später in der Basisstation von passiven, nichtkooperativen Reflektoren (Umgebung) unterscheidbar.) Das Modulationsergebnis dieser ersten Modulatorstufe 31 ist ein codemoduliertes Zwischensignal Sig3, das der Antenne 33 des Codegebers 30 zugeführt wird. Von dieser Sendeantenne 33 wirft der Codegeber 30 das Zwischensignal Sig3 als Antwortsignal 3 ("Backscatter") zurück. Nach Durchlaufen der Funkstrecke 4 erreicht das Antwortsignal 3 als amplitudenreduziertes Signal Sig4 die Empfangsantenne 23 der Basisstation 20. Das von der Antenne 23 abgegebene Antwortsignal Sig4 ist zusammen mit einem durch einen Richtkoppler 25 vom abgestrahlten Signal Sig1 abgespaltenen Signal einer Auswerteeinheit 24 (AE) zugeführt. Die Auswerteeinheit 24 wertet die Codeinformation und die Entfernungsinformation aus. Die Auswertung der Entfernungsinformation, die gemäß einem Verfahrensschritt der Erfindung durch eine Trägerphasenauswertung erfolgt, wird nun schaltungstechnisch näher erläutert:
In 2 ist die Signalverarbeitung in der Basisstation 20 an Hand eines Blockschaltbildes ausführlicher dargestellt. Das Blockschaltbild entspricht im Grunde einer bekannten digitalen Demodulation in einem digitalen Empfänger. Die Basisstation 20 beinhaltet einen analogen Signalverarbeitungsbereich 41, 42, eine Digitalisierung 43 und einen digitalen Signalverarbeitungsbereich 44 und 45.
Das von der Antenne 23 der Basisstation 20 empfangene Signal Sig4 wird als Empfangssignal Srx(t) einer ersten komplexen Mischstufe 41 zugeführt und zugleich mit dem vom abgestrahlten Signal Sig1 abgespaltenen Signal gemischt. Diese erste komplexe Mischstufe 41 arbeitet analog. Als Ergebnis dieses analogen Mischvorgangs entstehen zwei Quadratur-Komponenten I und Q. Diese Quadratur-Komponenten I und Q durchlaufen jeweils ein Bandpassfilter 42 von 455 kHz und einer Bandbreite von etwa 10 kHz. Anschließend werden die beiden Quadratur-Komponenten I und Q in herkömmlicher Weise in einem Analog-Digitalwandler (A/D) 43 digitalisiert, das heißt in zeitdiskrete und wertdiskrete Zahlen umgesetzt. Die Abtastrate f_s beträgt im vorliegenden Ausführungsbeispiel 1,82 MHz (vierfache der Hilfsträgerfrequenz). Diese digitalisierten Werte werden in einer sich anschließenden komplexen zweiten, digitalen Mischstufe 44 mit dem Hilfsträger (Subcarrier) gemischt. Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung wird hier lediglich mit der komplexen Frequenz des Hilfsträgers multipliziert, so dass die Frequenz des Hilfsträgers, die in der Basisstation 20 bekannt ist und darüber hinaus ohnedies keine Information für die Entfernungsmessung liefert, entfernt wird. Durch diesen komplexen Mischvorgang wird erreicht, dass im Frequenzspektrum im Idealfall der Hilfsträger auf null Hertz d. h. auf DC verschoben wird. Der vorliegende komplexe Mischvorgang ist zudem bekanntlich im digitalen Bereich sehr einfach möglich, indem die Abtastfrequenz f_s der Digitalisierung so gewählt wird, dass sie der vierfachen Hilfsträgerfrequenz entspricht. Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung wird dann im Signalverarbeitungsblock 46 durch Antialaising-Filterung und durch eine anschließende Dezimation die Anzahl der zur Phasenauswertung ausreichenden digitalen Abtastwerte stark reduziert. Im Idealfall bleibt dabei die Phase des komplexen Zeigers über die Gesamtmessperiode konstant. Damit kann eine Mittelung über mehrere Abtastwerte erfolgen. Diese Mittelung erfordert rechentechnisch nur eine einfache Addition und keine Multiplikation, was bei der schaltungstechnischen Realisierung von Vorteil ist. Die jeweilige Phasenauswertung kann also mit nur zwei Werten durch eine einfache Arcus-Tangens-Bildung erfolgen. (Werden mehr als zwei Trägersignal-Intervalle eingesetzt, so sind entsprechend mehr Werte zu berücksichtigen.)
Ein wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt in der bereits erwähnten Einfachheit bei der schaltungstechnischen Realisierung der Basisstation 20. Die für die Entfernungsmessung benötigte Rechenleistung ist im Vergleich zu der eingangs erwähnten FMCW-Radar-Entfernungsmessung sehr gering. Der Algorithmus im digitalen Signalverarbeitungsblock 46, dem die digitalen Quadraturkomponenten I_bb und Q_bb zugeführt sind, lässt sich trotz des erforderlichen Echtzeitverhaltens auch auf herkömmlichen, kostengünstigen Mikroprozessoren relativ einfach realisieren. Kostenaufwendige Signalprozessoren sind in der Regel nicht erforderlich. Zudem sind Filter für 455 kHz mit hoher Flankensteilheit kommerziell erhältlich und kostengünstig.
Die Trägerphasen-Differenzmessung erfolgt in Messphasen in denen kein Bitwechsel der Codeinformation und damit kein Phasenmodulation des Hilfträgers stattfindet, d. h. entweder nach oder vor der Übertragung der Codeinformation oder während der Übermittlung einer logischen "1" bzw. "0".
In der 3 ist ein Zeigerdiagramm dargestellt, in welchem die Signalphase als komplexe Zahl interpretiert wird. Auf der Abszisse ist der Imaginärteil I_bb und auf der Ordinate der Realteil Q_bb aufgetragen. Es ist ein erster Zeiger Z1 und ein zweiter Zeiger Z2 zu sehen. Der erste Zeiger Z1 entspricht einem ersten Abtastwert (I_bb1, Q_bb1) nach der zweiten komplexen Mischstufe 44 bei einer Trägerfrequenz f1. Der zweite Zeiger Z2 entspricht einem zweiten Abtastwert (I_bb2, Q_bb2) nach der zweiten komplexen Mischstufe 44 bei einer Trägerfrequenz f1 + Δf. Die Zeiger Z1 bzw. Z2 besitzen jeweils eine Phase Φ₁ bzw. Φ₂. Der gesuchte Abstand zwischen der Basisstation 20 und dem Codegeber 30 ist die Differenz ΔΦ dieser beiden Phasen Φ₁ und Φ₂.
Die 4 zeigt einen zeitlichen Ablauf der von der Basisstation 20 zeitlich hintereinander ausgesendeten Trägersignal-Intervalle TS1 und TS2. Während eines ersten Zeitintervalls t₁ sendet die Basisstation 20 ein erstes Trägersignal TS1 mit einer Frequenz f₁ und während eines zweiten Zeitintervalls t₂ ein zweites Trägersignal TS2 mit einer Frequenz f₁ + Δf aus. Die Bestimmung der Phase erfolgt jeweils in den Auswerteintervallen t_a1 bzw. t_a2. Die Auswerteintervallen t_a1 bzw. t_a2 liegen zum Ende eines jeden Intervalls t₁ bzw. t₂, das heißt in einem Bereich, in welchem die Einschwingvorgänge in den digitalen Filtern abgeschlossen sind.
Durch Frequenzabweichungen (hervorgerufen durch Bauteiltoleranzen und Temperaturdrift) kann nach der zweiten komplexen Mischstufe 44 ein sinusförmiges Störsignal mit einer Frequenz von einigen Hertz entstehen. Dieses Störsignal verursacht einerseits einen Fehler in der Abstandsbestimmung. Zum anderen wird durch dieses Störsignal auch eine Mittelung der Abtastwerte und damit eine effiziente Auswertung der Signalphasen verhindert. Um diesem Störeinfluss entgegenzuwirken, wird gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung nun ausgenützt, dass sich die Phase dieses sinusförmigen Störsignals mit der Zeit linear ändert. Damit ist es möglich, mit wenigen Abtastwerten eine einfache lineare Regression durchzuführen. Die Steigung der Regressionsgeraden ist der gesuchte Frequenzfehler. Diese Fehlergröße wird nun im vorliegenden PASE-System als komplexer Gewichtsfaktor auf die ursprünglichen, aber bereits dezimierten Abstandswerte angewendet. Es entstehen modifizierte, komplexe Abtastwerte, die die gesuchte Phaseninformation tragen, so dass der Abstand d wieder mit dem oben erläuterten Verfahren ermittelt werden kann. Dadurch kann durch eine einfache lineare Regression, die auf die dezimierte Abtastwertfolge angewendet wird, eine effektive und einfach zu realisierende Frequenzkorrektur durchgeführt werden. Diese Frequenzkorrektur ermöglicht es in weiterer Folge auch, dass bei der schaltungstechnischen Realisierung herkömmliche kostengünstige Bauteile verwendet werden können.
Die Erfindung ist selbstverständlich nicht auf die Anwendung in einem Kfz beschränkt. Die im vorliegenden Ausführungsbeispiel gewählte Hilfsträgerfrequenz ist selbstverständlich nicht auf 455 kHz beschränkt, sondern kann bei einem PASE-KfZ-Zugangssystem einige kHZ bis einige Mhz betragen. Die Codeinformation kann nach Sicherheitsanforderungen des zu schützenden Objektes stark unterschiedlich sein und von einigen Bit bis zu mehreren hundert Bit bestehen. Es sind verschiedene Anwendungen für das erfindungsgemäße Zugangskontrollsystem denkbar, wie beispielsweise eine Zugangskontrolle zu einem räumlich abgegrenzten Objekt in der Gebäudetechnik, zu einem elektrischen/elektronischen Gerät oder irgendeinem anderen technischen System.

1: Zugangskontrollsystem
2: Abfragesignal
3: Antwortsignal
4: Funkstrecke
20: Basisstation
21: Sender-Signalquelle
22: Sendeantenne der Basisstation
23: Empfangsantenne der Basisstation
24: Auswerteeinheit
25: Richtkuppler
30: Codegeber
31: erste Modulatorstufe
32: Empfangsantenne des Codegebers
33: Sendeantenne des Codegebers
34: zweite Modulatorstufe
35: Modulationseinrichtung
36: Codequelle
37: Hilfsträgersignalquelle
41: erste komplexe Mischstufe
42: Filterstufe
43: analog/Digital Wandung, Abtaststufe
44: zweite komplexe Mischstufe
45: digitale Signalauswertung
46: Signalverarbeitungsblock

Claims

Verfahren zum Betreiben eines Zugangskontrollsystems für ein Objekt, insbesondere für ein Fahrzeug, das folgende Schritte aufweist: – von mindestens einer einem Objekt zugeordneten Basisstation wird ein Abfragesignal ausgesendet, das aus zumindest einem Trägersignal-Intervallpaar besteht, wobei das oder jedes Trägersignal-Intervallpaar aus einem ersten unmodulierten Trägersignal-Intervall einer ersten Trägerfrequenz und aus einem zweiten, unmodulierten Trägersignal-Intervall, das zum ersten Trägersignal-Intervall kohärent ist und eine zweite Trägerfrequenz aufweist, die sich durch eine Offsetfrequenz von der ersten Trägerfrequenz unterscheidet, zusammengesetzt ist, wobei die Trägersignal-Intervalle zeitlich hintereinander ausgesendet werden; – das Abfragesignal wird von einem Codegeber, der sich in einem Erfassungsbereich der Basisstation befindet, empfangen und auf ein Hilfsträgersignal mit einer vom Abfragesignal verschiedenen Frequenz aufmoduliert, wobei das Hilfsträgersignal eine aus einer Bitfolge bestehende Codeinformation beinhaltet; – das sich daraus ergebende Zwischensignal wird vom Codegeber an die mindestens eine Basisstation zurückgesendet und von dieser als Antwortsignal empfangen; – in der zumindest einen Basisstation wird das empfangene Antwortsignal hinsichtlich der Codeinformation und der Entfernung zwischen Objekt und Codegeber ausgewertet, wobei in einer ersten komplexen Mischstufe das Antwortsignal in Quadratur-Komponenten zerlegt wird, die Quadratur-Komponenten nach einer Abtastung in einer zweiten digitalen komplexen Mischstufe mit dem Hilfsträgersignal gemischt werden und in einer sich daran anschließenden digitalen Signalauswertung jeder Abtastwert mit einem komplexen Korrekturfaktor multipliziert wird, der einer Steigung einer Regressionsgeraden entspricht, welche zuvor durch eine lineare Regression aus Abtastwerten gebildet wurde, und wobei die Ermittlung der Entfernung folgende Schritte aufweist: a) Ermitteln von den jeweils zu dem zumindest einen Trägersignal-Intervallpaar zugehörigen Trägerphasen in zeitsequenziellen Messphasen, in welchen kein Bitwechsel der Codeinformation stattfindet; b) Bilden der Trägerphasendifferenz aus den ermittelten Trägerphasen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Ermittlung der jeweiligen Trägerphase über mehrere Trägersignal-Intervallpaare eine Mittelung über Abtastwerte durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Abtastung eine Abtastfrequenz verwendet wird, die etwa viermal so groß wie die Frequenz des Hilfsträgersignals ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass vor der Abtastung jede analoge Quadratur-Komponente des Antwortsignals jeweils in einem schmalbandigen Bandpassfilter gefiltert wird, und dass das Bandpassfilter eine mittlere Durchlassfrequenz aufweist, die der Hilfsträgerfrequenz entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass für das Hilfsträgersignal eine. Frequenz von einigen 100 kHz verwendet wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für die Messphasen jeweils Zeitintervalle gewählt werden, die zeitlich in der zweiten Hälfte des ersten bzw. zweiten Trägersignal-Intervalls liegen.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet dass das Zeitintervall des ersten und/oder zweiten Trägersignal-Intervalls im Millisekunden-Bereich liegt.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass jede Messphase eine Dauer von etwa 6 Millisekunden aufweist.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Trägerfrequenzen des oder der Trägersignal-Intervallpaare im ISM-Band liegen und als Offsetfrequenz eine Frequenz aus dem Intervall zwischen etwa 1 MHz bis 10 MHz gewählt wird.
Zugangskontrollsystem für ein Objekt, insbesondere für ein Fahrzeug, umfassend: – mindestens eine dem Objekt zugeordnete Basisstation, welche ein Abfragesignal aussendet, das aus zumindest einem Trägersignal-Intervallpaar besteht, wobei das oder jedes Trägersignal-Intervallpaar aus einem ersten unmodulierten Trägersignal-Intervall einer ersten Trägerfrequenz und aus einem zweiten unmodulierten Trägersignal-Intervall mit einer zweiten Trägerfrequenz, die sich von der ersten Trägerfrequenz durch eine Offsetfrequenz unterscheidet, zusammengesetzt ist, wobei die Trägersignal-Intervalle zeitlich hintereinander ausgesendet werden, – zumindest einen Codegeber, der einer Basisstation zugeordnet ist, sich im Erfassungsbereich des Abfragesignals befindet und das empfangene Abfragesignal auf ein Hilfsträgersignal mit einer vom Abfragesignal verschiedenen Frequenz aufmoduliert, wobei das Hilfsträgersignal eine Codeinformation beinhaltet, der das sich daraus ergebende Zwischensignal an die mindestens eine Basisstation zurücksendet und in dieser das empfangene Antwortsignal hinsichtlich der Codeinformation und der Entfernung zwischen Objekt und Codegeber ausgewertet wird, wobei in der oder jeder Basisstation eine digitale Signalverarbeitungseinheit vorhanden ist, in welcher nach einer Filterung und einer Dezimation digitale Abtastwerte von Quadratur-Komponenten des Antwortsignals mit einem komplexen Korrekturfaktor multipliziert werden und dieser Korrekturfaktor zuvor durch eine lineare Regression von Abtastwerten gebildet wurde, und wobei die Entfernung sich aus der Trägerphasendifferenz der einem Trägersignal-Intervallpaar zugehörigen Trägerphasen ergibt.
Zugangskontrollsystem nach Anspruch 10 dadurch gekennzeichnet, dass das Abfragesignal aus mehreren Trägersignal-Intervallpaare zusammengesetzt ist und die Trägerphasendifferenz aus einer Mittelung von Abtastwerten gebildet ist.
Zugangskontrollsystem nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz etwa viermal so groß wie die Hilfsträgerfrequenz ist.
Zugangskontrollsystem nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet dass das Hilfsträgersignal eine Frequenz von einige 100 kHz aufweist.
Zugangskontrollsystem nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet dass die Trägerfrequenzen des oder der Trägersignal-Intervallpaare im ISM-Band liegen und die Offsetfrequenz eine Frequenz aus dem Intervall zwischen 1 MHz und 10 MHz ist.