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Die Erfindung betrifft einen Radarsensor mit einem lokalen Oszillator zur Erzeugung eines Sendesignals und einem Mischer zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals durch Mischen eines Teils des Sendesignals mit einem empfangenen Signal. Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zum Betrieb eines solchen Radarsensors.
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Radarsensoren werden beispielsweise in Kraftfahrzeugen zunehmend zur Erfassung des Umfelds des Fahrzeugs und zur Ortung und Bestimmung der Relativgeschwindigkeit vorausfahrender Fahrzeuge eingesetzt. Sie können als unabhängige Abstandswamsysteme benutzt werden oder auch Teil eines Fahrassistenzsystems sein, z. B. zur abstandsbasierten automatischen Geschwindigkeitskontrolle (ACC – Adaptive Cruise Control).
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Die Radarsensoren werden üblicherweise zusammen mit entweder separaten Sendeantennen und Empfangsantennen oder einer kombinierten Sende- und Empfangsantenne eingesetzt, die dazu dienen, das vom lokalen Oszillator erzeugte Sendesignal zu emittieren und das von einem georteten Objekt reflektierte Radarecho zu empfangen. Die Antennen sind zumeist geschützt hinter einer Abdeckung (radar dome, auch Radom genannt) oder einer Radarlinse angeordnet. Eine Reflektion an diesen Elementen führt beispielsweise zu einer direkten Einkopplung des Sendesignals auf ein Empfangsteil des Radarsensors. Auch ein Übersprechen des Sendesignals innerhalb des meist integriert ausgeführten Radarsensors selbst kann nicht vollständig verhindert werden. Im Folgenden werden alle Effekte, durch die ein Teil des Sendesignals ungewollt in den Empfangsteil eines Radarsensors übergeht, als Überkopplung bezeichnet. Als Folge der ungewollten Überkopplung des Sendesignals auf dem Empfangsteil und der – da nicht dopplerverschobenen – gleichen Frequenz von gesendetem und empfangenem Signal weist das im Mischer erzeugte Zwischenfrequenzsignal Gleichspannungskomponenten auf.
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Das Zwischenfrequenzsignal wird üblicherweise durch einen rauscharmen Verstärker verstärkt und einem Analog/Digital-Wandler zugeführt. Vorteilhafterweise wird die Verarbeitung des Zwischenfrequenzsignals gleichspannungsgekoppelt durchgeführt, um wichtige niederfrequente Signalanteile auswerten zu können. Eine Gleichspannungskomponente im Zwischenfrequenzsingal führt dann jedoch leicht zu einer Übersteuerung des Verstärkers und/oder des Analog/Digital-Wandlers. Um dieses zu verhindern, ist bekannt, vom Zwischenfrequenzsignal vor der weiteren Signalverarbeitung einen eventuell vorliegenden konstanten Gleichspannungsanteil abzuziehen.
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Bei Radarsystemen mit konstanter Frequenz und kontinuierlicher, nicht gepulster Abstrahlung enthält ein durch ein Objekt reflektiertes Signal zunächst nur Informationen über die Relativgeschwindigkeit des reflektierenden Objekts. Zur Ermittlung von Abstandsinformationen wird Information über die Signallaufzeit benötigt, die z. B. mit Hilfe von gepulsten Radarsignalen ermittelt werden kann. Bei kontinuierlich ausstrahlenden Radarsystemen kann eine Laufzeitinformation über eine Frequenzmodulation gewonnen werden (FMCW-Frequency Modulated Continuous Wave). Mit der Änderung der Frequenz des Sendesgnals bei einem FMCW-Radarsystem ändert sich jedoch auch die Größe der durch das ungewollte Überkoppeln hervorgerufenen Gleichspannungskomponente des Zwischenfrequenzsignals. Aufgrund von Mehrfachreflektionen und den damit verbundenen Interferenzerscheinungen ist die Frequenzabhängigkeit der Gleichspannungskomponente des Zwischenfrequenzsignals of stark ausgeprägt und kaum vorhersehbar. Dieses führt dazu, dass auch innerhalb eines relativ kleinen benutzen Frequenzintervalls der Sendefrequenz eine stark variierende Gleichspannungskomponente im Zwischenfrequenzsignal beobachtet wird. Mit Hilfe des zuvor genannten Verfahrens kann zwar ein mittlerer Gleichspannungsanteil innerhalb des Frequenzintervalls kompensiert werden, die Variation des Gleichspannungsanteils kann jedoch dennoch zu einer Übersteuerung von Verstärker und/oder Analog/Digital-Wandler (ihren, bzw. verhindert, dass ein ansonsten wünschenswerter hoher Verstärkungsfaktor des Verstärkers gewählt werden kann.
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Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Radarsensor zu schaffen, bei dem trotz vorliegendem Überkoppeln des Sendesignals in den Empfangsteil eine Auswertung des Zwischenfrequenzsignals mit hoher Verstärkung und Dynamik möglich ist. Es ist eine weitere Aufgabe, ein Verfahren zum Betrieb eines solchen Radarsensors anzugeben.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch einen Radarsensor und ein Verfahren mit den in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Merkmalen. Weitere Ausgestaltungen und vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Der erfindungsgemäße Radarsensor ist dadurch ausgezeichnet, dass zwischen den lokalen Oszillator und den Mischer ein einstellbares Phasenschieberglied geschaltet ist, um dem Mischer ein gegenüber dem Sendesignal phasenverschobenes Signal zuzuführen. Mit einer geänderten Phasenlage zwischen dem Sendesignal und dem dem Mischer zugeführten Teil des Sendesignals verändert sich die Frequenzabhängigkeit des Gleichspannungsanteils im Zwischenfrequenzsignal. Die Einführung des Phasenschiebeglieds zwischen dem lokalen Oszillator und dem Mischer ermöglicht, die Frequenzabhängigkeit derart zu verändern, dass die Variation des Gleichspannungsanteils innerhalb eines benutzten Frequenzintervalls möglichst gering wird.
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In einer bevorzugten Ausgestaltung des Radarsensors ist das einstellbare Phasenschieberglied ein I/Q-Modulator mit Modulationseingängen, von denen zumindest einer mit Gleichspannung beaufschlagt ist. Ein solcher Modulator ist zur Modulation des dem Mischer zugeführten Sendesignals zwecks der Durchführung bestimmter Auswerteverfahren häufig bereits in Radarsensoren vorhanden. Eine Beaufschlagung der Modulationseingänge mit Gleichspannung ermöglicht die Nutzung als einstellbares Phasenschiebeglied ohne zusätzlichen Eingriff in den Hochfrequenzpfad zwischen dem lokalem Oszillator und dem Mischer.
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Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels mit Hilfe von zwei Figuren näher erläutert.
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Es zeigen:
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1 ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Radarsensors; und
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2A und 2B schematische Darstellungen der Frequenzabhängigkeit einer Gleichspannungkomponente eines Zwischenfrequenzsignals eines Radarsensors.
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1 zeigt ein Blockschaltbild eines Radarsensors mit Antennen. Der Radarsensor weist einen lokalen Oszillator 10 zur Erzeugung eines Sendesignals S auf, das einer Sendeantenne 20 zugeführt wird. Die von einem Objekt reflektierte Radarstrahlung wird von einer Empfangsantenne 21 aufgenommen und einem Eingangsteil des Radarsensors als Empfangssignal E zugeführt. Der Eingangsteil umfasst einen Eingangsverstärker 11 und einen damit verbundenen Mischer 12. In dem Mischer 12 wird das verstärkte Eingangssignal E mit einem Referenzsignal gemischt wird, um ein Zwischenfrequenzsignal Z zu erhalten. Als Referenzsignal wird dem Mischer 12 ein gegenüber dem Sendesignal phasenverschobenes Signal S' zugeführt, das mit Hilfe eines I/Q-Modulators 13 mit Modulationseingängen I, Q, der zwischen dem lokalen Oszillator 10 und dem Mischer 12 angeordnet ist, aus dem Sendesignal S gebildet wird.
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Beispielhaft ist in 1 das Blockschaltbild eines Radarsensors mit nur einem Eingangsteil und einer Empfangsantenne. Die Grundidee der vorliegenden Erfindung ist jedoch ebenfalls auf Radarsensoren mit mehreren Empfangsteilen übertragbar. Es kann ein gemeinsames Phasenschiebeglied, z. B. ein gemeinsamer I/Q-Modulator, vorgesehen sein. Alternativ ist möglich, in jedem Empfangsteil ein eigenes Phasenschiebeglied vorzusehen, um die einzelnen Empfangspfade separat und unabhängig voneinander nach der im folgenden vorgestellten Methode bezüglich einer Gleichspannungskomponente auf dem jeweiligen Zwischenfrequenzsignal abgleichen zu können. Weiter sind im gezeigten Ausführungsbeispiel die Sendeantenne 20 und die Empfangsantenne 21 getrennt ausgeführt. Unabhängig davon kann ein erfindungsgemäßer Radarsensor auch eine kombinierte Sende- und Empfangsantenne aufweisen.
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Der Radarsensor weist eine Auswerteeinrichtung 30 zur Auswertung des Zwischenfrequenzsignals Z und zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens auf. Die Auswerteeinrichtung 30 umfasst einen Addierer 31, einen Zwischenfrequenzverstärker 32, einen Analog/Digital (A/D)-Wandler 33 und einen Nachregelkreis 34. Der Nachregelkreis 34 ist über Steueranschlüsse mit dem Addierer 31 und dem Zwischenfrequenzverstärker 32 verbunden. Über die Steuerausgänge kann ein Verstärkungsfaktor a des Zwischenfrequenzverstärkers 32 eingestellt werden und dem Addierer 31 eine Offset-Kompensationsspannung b vorgegeben werden, die er zum Zwischenfrequenzsignal Z summiert, bevor die Summe aus beiden dem Zwischenfrequenzverstärker 32 zugeführt wird. Der Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 32 bildet das Eingangssignal für den Analog/Digital-Wandler 33. Diesem wird folglich ein Signal der Größe a (Z + b) zugeführt.
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Der Nachregelkreis 34 ist zudem über einen weiteren Steuerausgang mit dem lokalen Oszillator 10 zur Einstellung der Frequenz f des Sendesignals S verbunden. Darüber hinaus ist der Nachregelkreis 34 mit dem I/Q-Modulator 13 verbunden, um dessen Modulationseingänge I, Q mit Gleichspannungssignalen zu beaufschlagen.
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I/Q-Modulatoren werden üblicherweise eingesetzt, um über ihre Modulationseingänge eine in-phase (I)-Modulation bzw. eine Quadratur (Q)-Modulation eines (Trägerfrequenz-)Signals vorzunehmen. In bekannten Radarsensoren können I/Q-Modulatoren vorgesehen sein, um ein Sendesignal zu modulieren, bevor es einem Mischer zur Zwischenfrequenzbildung zugeführt wird. Dazu werden die Modulationseingänge mit niederfrequenten Modulationssignalen beaufschlagt.
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Erfindungsgemäß werden den Modulationseingängen I, Q des I/Q-Modulators 13 vom Nachregelkreis 34 Gleichspannungssignale aufgeprägt. In einem solchen Fall wirkt der I/Q-Modulator 13 als einstellbares Phasenschiebeglied, das eine Phasenverschiebung Δϕ zwischen dem Sendesignal S und dem dem Mischer 12 zugeführten Signal S' zur Folge hat. Davon unbenommen ist ein eventueller gleichzeitiger Einsatz des I/Q-Modulators 13 zur Aufprägung einer niederfrequenten Modulation auf das phasenverschobene Signal S'. Zu diesem Zweck kann den Modulationseingängen I, Q des I/Q-Modulators 13 jeweils ein Addierer vorgeschaltet sein, der niederfrequente Modulationssignale auf die vom Nachregelkreis 34 ausgegebenen Gleichspannungssignale addiert.
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Im folgenden wird im Zusammenhang mit den 2A und 2B ein Verfahren zum Betreiben eines Radarsensors näher erläutert, das z. B. von dem in 1 gezeigten Radarsensor durchgeführt werden kann. Im Rahmen der Beschreibung des Verfahrens benutzte Bezugszeichen beziehen sich entsprechend auf die 1.
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In den Diagrammen der 2A und 2B ist jeweils die Abhängigkeit des Gleichspannungsanteils Z' im Zwischenfrequenzsignal Z eines Mischers 12 von der Frequenz f eines Sendesignals dargestellt. Die Gleichspannungsanteile Z' sind in willkürlichen Einheiten (a. u. – arbitrary units) wiedergegeben und die Frequenz f ist in Gigahertz (GHz) angegeben.
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In 2A ist eine Situation dargestellt, in der das dem Mischer 12 zugeführte phasengleich zum Sendsignal S ist (Phasenverschiebung Δϕ = 0). Die Kurve 40 zeigt dabei einen idealisierten Fall. Beim Vorliegen nur einer Reflektion, z. B. an einem Radom, zeigt der Gleichspannungsanteil Z' als Funktion der Frequenz f des Sendesignals S einen sinusförmigen Verlauf. In der Realität ergibt sich jedoch eher ein Verlauf wie in der Kurve 41 schematisch dargestellt. Hier führt die Überlagerung von mehreren Überkopplungspfaden, z. B. mehreren Reflektionen, die zudem in Bezug auf die Stärke der Kopplung und die hervorgerufene Phasenverschiebung zwischen Sende- und Empfangssignal unterschiedlich sind, führt zu einem Kurvenverlauf, der sich aus einer Mehrzahl von überlagerten sinusförmigen Signalen zusammensetzt.
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Häufig schränken gesetzlichen Vorgaben für das von einem Radarsensor benutzbare Frequenzband ein. Die Nutzung von Radarsensoren ist im Kraftfahrzeugbereich beispielsweise auf das Frequenzband zwischen 76 und 77 Gigahertz beschränkt. Eine Modulation der Frequenz des Sendesignals, z. B. bei einem Durchfahren von Frequenzrampen bei einem FMCW-Radarsensor, muss folglich innerhalb dieser Grenzen durchgeführt werden, wobei häufig für die Modulation nicht die gesamte Breite des erlaubten Frequenzband ausgenutzt wird. Im Diagramm ist beispielhaft ein Frequenzintervall 42 von einer Breite von etwa 0,5 Gigahertz (GHz) mittig im Intervall zwischen 76 und 77 GHz eingetragen. Das Frequenzintervall 42 stellt das für den Betrieb des Radarsensors vorgesehene Frequenzintervall dar.
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Eine Änderung der Frequenz f innerhalb des Frequenzintervalls 42 führt zu der in 2A eingezeichneten Änderung des Gleichspannungsanteils Z' des Zwischenfrequenzsignals Z der Kurve 41 um den eingezeichneten Gleichspannungshub ΔZ'. Ein solcher Gleichspannungshub wäre aufgrund der unterschiedlichen Steigung entlang des Verlaufs der Kurve 41 bei unterschiedlichen Frequenzintervallen von gleicher Breite wie das Frequenzintervall 42 unterschiedlich groß. Beispielhaft ist ein Frequenzintervall 43 eingezeichnet, innerhalb dessen die Kurve 41 eine große Steigung hat, was zu einem entsprechend großen Gleichspannungshub führen würde. Demgegenüber ist im eingezeichneten Frequenzintervall 44 der Gleichspannungshub minimal.
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Eine Phasenverschiebung Δϕ) ungleich Null zwischen dem Sendesignal S und dem phasenverschobenen Signal S' führt nun zu einer Verschiebung der Frequenzabhängigkeit des Gleichspannungsanteils Z' entlang der Frequenzachse. Das bietet die Möglichkeit, das Frequenzintervall 44, das den minimalen Gleichspannungshub aufweist, in Deckung mit dem benutzten Frequenzintervall 42 zu bringen.
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Diese Situation ist in 2B dargestellt. Der Übersichlichkeit halber sind in dieser Figur die idealisierte Kurve 40 sowie das Frequenzintervall 43 nicht eingezeichnet. Eine Änderung der Frequenz f des Sendesignals S, z. B. beim Abfahren von Frequenzrampen beim FMCW-Radarverfahren innerhalb der Grenzen des Frequenzintervalls 42 führt nun nur zum minimalen Gleichspannungshub ΔZ' des Kurvenbereichs 44. Gemittelt über das Frequenzintervall 42 weist der Gleichspannungsanteil Z' den Wert Z0 auf. Dieser mittlere Gleichspannungsanteil Z'0 wird über den Addierer 31 mit Hilfe einer Offset-Kompensation von b = –Z'0 aus dem Zwischenfrequenzsignal Z entfernt, bevor dieses dem Zwischenfrequenzverstärker 32 zugeführt wird. Aufgrund des nur geringen Gleichspannungshubs ΔZ' kann nun für den Zwischenfrequenzverstärker 32 ein Verstärkungsfaktor a derart maximal gewählt werden, dass das verstärkte Signal den zulässigen Eingangsspannungsbereich des A/D-Wandlers 33 optimal ausnutzt, ohne den A/D-Wandlers 33 zu übersteuern. So wird eine maximale Dynamik (geringstes Signal-zu-Rausch Verhältnis) der Signalauswertekette erreicht
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Zur Bestimmung geeigneter Werte für die Phasenverschiebung Δϕ, den Verstärkungsfaktor a und die Offset-Korrekturspannung b kann folgendes Verfahren eingesetzt werden. Bei festgelegter Sendefrequenz f, z. B. festgelegt auf die Mitte des Frequenzintervalls 42, und Vorgabe einer Offset-Korrekturspannung von b = 0 sowie einer möglichst gering eingestellten Verstärkung a des Zwischenfrequenzverstärkers 32, wird eine Phasenverschiebung Δϕ von –180° bis +180° (bzw. –ϕ/2 bis ϕ/2) durchgefahren und dabei die Größe des Gleichspannungsanteils Z' im Zwischenfrequenzsignal Z bestimmt. Auf diese Weise wird eine Kurve analog zur Kurve 41 der 2 ermittelt, ohne dass die Frequenz f des Sendesignals S außerhalb des erlaubten Frequenzintervalls 42 liegt. Anhand des ermittelten Kurvenverlaufs kann der Kurvenbereich 44 mit dem geringsten Gleichspannungshub ΔZ' ermittelt werden. Im folgenden Betrieb des Radarsensors wird die zugehörige Phasenverschiebung Δϕ, die den entsprechenden Kurvenbereich 44 in das zum Betrieb vorgesehene Frequenzintervall 42 schiebt, eingestellt. Anhand des gemessenen Kurvenverlaufs können zudem die Parameter b und a für die Offset-Kompensation und die maximal mögliche Verstärkung festgelegt werden.
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In einer Ausführungsform kann vorgesehen sein, Werte für die Phasenverschiebung Δϕ, den Verstärkungsfaktor a und die Offset-Korrekturspannung b bei Herstellung für jeden Radarsensor individuell werksseitig zu ermitteln und dann fest vorzugeben.
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In einer alternativen Ausgestaltung ist denkbar, diese Werte in regelmäßigen Zeitabständen während des Betriebs des Radarsensors zu bestimmen oder nachzukorrigieren. Statt eines Verfahrens, bei dem der gesamte zugängliche Kurvenverlauf zunächst ausgemessen wird, um die gesuchten Werte Δϕ, a, und b zu bestimmen, ist alternativ oder zusätzlich möglich, eine Vermessung auf einen kleinen Bereich um die aktuell eingestellte Phasenverschiebung Δϕ zu beschränken, und die Parameter für Δϕ), a, und b bei sich verändernden Bedingungen, z. B. einer Wanderung des optimalen Kurvenbereichs 44 aufgrund von Temperaturänderungen, adaptiv nachzuführen.
