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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein System, eine Schaltung und ein
Verfahren zur Entfernungsmessung zwischen zwei Knoten eines Funknetzes.
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In
einem Funknetz ist es wünschenswert die Knoten des Funknetzes
zu orten oder zumindest eine Entfernung zwischen den Knoten zu bestimmen.
Hierdurch kann beispielsweise ein defekter Knoten leicht gefunden
werden. Auch können langsame Bewegungen von Knoten – beispielsweise
eines Transportmittels in einer Fabrik – verfolgt werden.
Ebenfalls ist es möglich die Ortung der Knoten bei der
Brandbekämpfung einzusetzen, wenn die von einem Flugzeug
abgeworfenen Knoten geortet werden können und eine erhöhte
Temperatur übermitteln.
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Aus
der
WO 02/01247 A2 ist
ein Verfahren zur Abstandsmessung zwischen zwei Objekten mit Hilfe elektromagnetischer
Wellen bekannt. Es werden ein Abfragesignal einer Basisstation und
ein Antwortsignal eines tragbaren Codegebers zweimal bei unterschiedlichen
Trägerfrequenzen ausgesendet. Die Trägerfrequenzen
sind dabei korreliert, d. h., dass sie voneinander abhängig
sind. Die Trägerfrequenzen werden aneinander angeglichen,
so dass eine Phasenverschiebung zwischen den Signalen gemessen werden
kann. Aus dieser Phasenverschiebung wird der Abstand des Codegebers
zur Basisstation berechnet. Das Abfragesignal und das Antwortsignal
können bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen
oder bei gleichen Trägerfrequenzen ausgesendet werden.
Die Trägerfrequenzen werden für einen erneuten
Frage-Antwort-Dialog verändert.
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Ist
ein Transceiver eines Knotens für ein Sensornetzwerk nach
dem Industrie-Standard IEEE 802.15.4 nur für
ein half-duplex, statt für ein full-duplex System ausgelegt,
so kann dieser nicht gleichzeitig senden und empfangen. Soll dieser
Transceiver als aktiver Reflektor zur Phasenmessung dienen, muss
der Knoten daher die Phase des empfangenen Signals beispielsweise
durch eine Phasenregelschleife speichern und nach dem Umschalten
von Empfangen auf Senden dieselbe gespeicherte Phase wieder zum
Senden benutzen. Beispielsweise wird beim Empfang durch eine zusätzliche
Phasenregelschleife der Quarzoszillator des Transceivers des als
aktiver Reflektor arbeitenden Knotens so eingeregelt, dass die Frequenz
und Phase des 10-Signals (LO – engl. Local Oscillator)
des lokalen Oszillators mit dem Empfangssignal übereinstimmen.
Beim Umschalten auf Senden muss die zusätzliche Phasenregelschleife
aufgetrennt werden und der nun in der Frequenz synchronisierte Quarzoszillator
läuft frei weiter. Dadurch sendet der Transceiver des als
aktiver Reflektor arbeitenden Knotens mit einer gleichen oder proportionalen
Phasenlage und mit gleicher Frequenz, wie er zuvor ein Trägersignal
empfangen hat. An den freilaufenden Oszillator werden dabei sehr
hohe Anforderungen hinsichtlich Frequenzkonstanz und Phasenkonstanz
gestellt. Störungen, wie beispielsweise ein Übersprechen von
Signalen auf dem integrierten Schaltkreis, die Phasenänderungen
verursachen können, müssen vermieden werden
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Aus
der
US 5,220,332 ist
ein Entfernungsmessungssystem mit einer Abfrageeinrichtung und einem Transponder
bekannt, das nicht-simultane Messungen zwischen zwei Objekten ermöglicht.
Ein Trägersignal wird mit einem (niederfrequenten) Modulationssignal
mit einer veränderbaren Modulationsfrequenz moduliert um
mittels einer Phasenmessung oder alternativ einer Laufzeitmessung
eine Entfernung aus der Änderung des Modulationssignals
zu bestimmen.
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Aus
der
US 6,731,908 B2 ist
ein Verfahren zur Bestimmung der Distanz zwischen zwei Objekten
für die Bluetooth-Technologie bekannt. Dabei wird die Frequenz
durch Frequenzsprünge geändert um einen Phasenoffset
für mehrere unterschiedliche Frequenzen zu messen. Ein
Objekt weist einen spannungsgesteuerten Quarzoszillator in einer
Phasenregelschleife (PLL – engl. Phase Locked Loop) auf,
wobei die Phasenregelschleife während des Empfangs geschlossen
und während des Sendens geöffnet wird, so dass
Empfangssignal und Sendesignal eine gleiche Frequenz aufweisen.
Die Phase des lokalen Oszillatorsignals des spannungsgesteuerten
Quarzoszillators ist durch die Synchronisation mittels der PLL dabei
kohärent zum empfangenen Signal.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde ein Verfahren zur Entfernungsmessung
in einem Funknetz möglichst zu verbessern.
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Diese
Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des unabhängigen
Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand
von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung
enthalten.
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Demzufolge
ist ein Verfahren zur Entfernungsmessung zwischen einem ersten Knoten
und einem zweiten Knoten eines Funknetzes vorgesehen. Das Funknetz
ist beispielsweise gemäß dem Industrie-Standard
IEEE 802.15.1 oder vorzugsweise nach dem Industrie-Standard
IEEE 802.15.4 ausgebildet.
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In
dem Verfahren wird ein erstes Signal mit einer ersten Frequenz vom
ersten Knoten gesendet und vom zweiten Knoten durch Heruntermischen
auf eine erste Zwischenfrequenz empfangen. Das erste Signal wird vorzugsweise
von einem lokalen Oszillator des ersten Knotens mit der ersten Frequenz
als Sendefrequenz erzeugt. Vorteilhafterweise ist das erste Signal
ein erstes unmoduliertes Trägersignal. Ein unmoduliertes Trägersignal
ist beispielsweise eine hochfrequente Sinusschwingung. Vorzugsweise
wird die erste Frequenz zur Entfernungsmessung zwischen mehreren
ersten Frequenzwerten verändert.
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Vom
zweiten Knoten wird ein erster Wert einer ersten Phase für
einen ersten Frequenzwert der ersten Frequenz aus dem empfangenen
ersten Signal ermittelt. Vorzugsweise ermittelt der zweite Knoten
den ersten Wert der ersten Phase in Bezug zu einem Referenzsignal
des zweiten Knotens. Vorzugsweise wird der Wert der ermittelten
ersten Phase im zweiten Knoten gespeichert.
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Ein
zweites Signal mit einer zweiten Frequenz wird vom zweiten Knoten
gesendet und vom ersten Knoten durch Heruntermischen mittels eines
lokalen Oszillatorsignals auf eine zweite Zwischenfrequenz empfangen.
Das zweite Signal wird vorzugsweise von einem lokalen Oszillator
des zweiten Knotens mit der zweiten Frequenz als Sendefrequenz erzeugt.
Vorzugsweise ist das zweite Signal ein zweites unmoduliertes Trägersignal.
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Ein
erster Wert einer zweiten Phase wird aus dem empfangenen zweiten
Signal für einen ersten Frequenzwert der zweiten Frequenz
vom ersten Knoten gemessen. Vorzugsweise ermittelt der erste Knoten
den Wert der zweiten Phase in Bezug zu einem Referenzsignal des
ersten Knotens. Die Messungen erfolgen dabei vorzugsweise auf Zwischenfrequenzebene.
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Die
erste Frequenz und die zweite Frequenz werden geändert.
Zur Änderung weisen ein zweiter Frequenzwert der ersten
Frequenz und der erste Frequenzwert der ersten Frequenz einen Frequenzunterschied auf.
Zudem weist ein zweiter Frequenzwert der zweiten Frequenz und der
erste Frequenzwert der zweiten Frequenz den Frequenzunterschied
ebenfalls auf.
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Der
Frequenzunterschied ist dabei ausreichend groß um eine
auf diesem Frequenzunterschied basierende Messung von Phasenunterschieden
durchzuführen. Vorzugsweise ist der Frequenzunterschied
durch einen Frequenzabstand von Kanälen des Funknetzes
definiert.
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Ein
zweiter Wert der ersten Phase wird für den zweiten Frequenzwert
der ersten Frequenz vom zweiten Knoten gemessen. Ein zweiter Wert
der zweiten Phase wird für den zweiten Frequenzwert der
zweiten Frequenz vom ersten Knoten gemessen.
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Ein
Betrag der ersten und zweiten Zwischenfrequenz ist gleich. Beide
Zwischenfrequenzen können jedoch unterschiedliche Vorzeichen
aufweisen.
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Die
erste Frequenz des ersten Signals und die zweite Frequenz des zweiten
Signals sind um einen Betrag der ersten und zweiten Zwischenfrequenz
voneinander beabstandet. Der erste Knoten sendet also auf der ersten
Frequenz und empfängt auf der zweiten Frequenz für
die Entfernungsmessung. Der zweite Knoten sendet also auf der zweiten
Frequenz und empfängt auf der ersten Frequenz für
die Entfernungsmessung.
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Eine
Entfernung zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten wird
aus dem ersten Wert und dem zweiten Wert der ersten Phase und aus
dem ersten Wert und dem zweiten Wert der zweiten Phase und aus dem
Frequenzunterschied berechnet.
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Vorzugsweise
werden mehrere Werte der ersten Phase und mehrere Werte der zweiten
Phase für eine Vielzahl von Frequenzwerten zur Berechnung
ermittelt. Vorteilhafterweise werden die ermittelten Werte der ersten
Phase und/oder der zweiten Phase als Messdaten über einen
Kommunikationsdienst des Funknetzes zur Berechnung der Entfernung
an den ersten Knoten übertragen.
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Der
Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zu Grunde eine möglichst
verbesserte Schaltung eines Knotens eines Funknetzes anzugeben.
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Diese
Aufgabe wird durch die Schaltung mit den Merkmalen des unabhängigen
Anspruchs 9 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand
von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung
enthalten.
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Demzufolge
ist eine Schaltung eines Knotens eines Funknetzes vorgesehen. Das
Funknetz ist beispielsweise gemäß dem Industrie-Standard
IEEE 802.15.1 oder vorzugsweise nach dem Industrie-Standard IEEE
802.15.4 ausgebildet.
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Die
Schaltung weist einen Transceiver zum Empfang eines ersten Signals
mit einer ersten Frequenz durch Heruntermischen auf eine Zwischenfrequenz
auf.
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Die
Schaltung weist eine Phasenmessschaltung auf, die zur Messung eines
ersten Wertes einer ersten Phase für einen ersten Frequenzwert
der ersten Frequenz eingerichtet ist.
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Der
Transceiver der Schaltung ist eingerichtet ein zweites Signal mit
einem ersten Frequenzwert einer zweiten Frequenz für die
Ermittlung eines ersten Wertes einer zweiten Phase zu senden. Die
Ermittlung kann dabei durch eine hierzu eingerichtete Schaltung
eines anderen Knoten erfolgen.
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Die
Steuerschaltung ist eingerichtet die erste Frequenz und die zweite
Frequenz zu ändern. Dabei weisen ein zweiter Frequenzwert
der ersten Frequenz (nach der Änderung) und der erste Frequenzwert
der ersten Frequenz (vor der Änderung) einen Frequenzunterschied
auf. Ein zweiter Frequenzwert der zweiten Frequenz weist (nach der
Frequenzänderung) einen Frequenzunterschied zu dem ersten
Frequenzwert der zweiten Frequenz (vor der Frequenzänderung)
auf. Die erste Frequenz des ersten Signals und die zweite Frequenz
des zweiten Signals sind um einen Betrag der Zwischenfrequenz voneinander
beabstandet.
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Die
Phasenmessschaltung ist zur Messung eines zweiten Wertes der ersten
Phase für den zweiten Frequenzwert der ersten Frequenz
nach der Frequenzänderung eingerichtet.
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Der
Transceiver der Schaltung ist ausgebildet das zweite Signal mit
einem zweiten Frequenzwert der zweiten Frequenz für die
Ermittlung eines zweiten Wertes der zweiten Phase zu senden. Die
Ermittlung des zweiten Wertes kann wiederum durch die hierzu eingerichtete
Schaltung des anderen Knoten erfolgen.
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Die
Schaltung ist eingerichtet mittels des Transceivers die Werte der
ersten Phase zu senden und/oder die Werte der zweiten Phase zu empfangen.
Werden die Werte der zweiten Phase empfangen kann die Entfernung
durch die Schaltung berechnet werden.
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Ein
weiterer Aspekt der Erfindung ist eine Schaltung eines Knotens eines
Funknetzes, die beispielsweise die zuvor genannten Funktionen aufweist.
Die Schaltung weist eine Steuerschaltung – beispielsweise
in Form einer Recheneinheit, wie einem Mikrocontroller – auf,
die eingerichtet ist einen Modus zur Entfernungsmessung zu steuern.
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Die
Schaltung weist einen lokalen Oszillator zur Einstellung einer Sendefrequenz
zur Entfernungsmessung auf. Der lokale Oszillator weist vorzugsweise
eine Phasenregelschleife, einen Oszillator und einen Frequenzteiler
mit einstellbarem Teilerfaktor auf.
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Die
Schaltung weist einen Seitenbandfilter zur Filterung eines Empfangssignals
der Entfernungsmessung auf. Bevorzugt weist die Schaltung zudem
einen Mischer zum Heruntermischen eines Empfangssignals auf. Der
Mischer ist vorzugsweise mit dem lokalen Oszillator verbunden. Der
Seitenbandfilter ist vorzugsweise komplex und/oder differentiell
ausgebildet. Der Seitenbandfilter kann in einer Ausführungsform
auch als Einseitenbandfilter (SSBF – engl. Single Side
Band Filter) bezeichnet werden.
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Die
Schaltung weist ein Schaltmittel auf, das zur Steuerung einer Schaltstellung
mit der Steuerschaltung verbunden ist. Das Schaltmittel weist vorteilhafterweise
eine Anzahl von Schalttransistoren auf, deren Steueranschlüsse
mit der Steuerschaltung verbunden sind.
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Der
Seitenbandfilter und das Schaltmittel sind zur Umschaltung der Filterung
zwischen dem oberen Seitenband und dem unteren Seitenband verbunden.
Dies ermöglicht der Schaltung mit unterschiedlicher Zwischenfrequenzlage
für die Entfernungsmessung zu arbeiten. Die Umschaltung
der Filterung zwischen dem oberen Seitenband und dem unteren Seitenband
kann beispielsweise durch eine Änderung der Phasenbeziehung
des Mischers und des Seitenbandfilters erzielt werden.
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Die
Steuerschaltung ist eingerichtet die Umschaltung der Filterung in
Abhängigkeit vom Modus zur Entfernungsmessung zu steuern.
Beispielsweise initiiert die Steuerschaltung den Modus zur Entfernungsmessung
und steuert das Schaltmittel in eine vorbestimmte Schaltstellung
zur Entfernungsmessung. Alternativ empfängt der Knoten
einen Befehl zum Start des Modus der Entfernungsmessung und steuert
das Schaltmittel in eine vorbestimmte Schaltstellung in Abhängigkeit
von dem empfangenen Befehl.
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Ein
weiterer Aspekt der Erfindung ist ein System mit einem ersten Knoten
vorzugsweise mit einer zuvor erläuterten Schaltung und
mit einem zweiten Knoten vorzugsweise mit einer zuvor erläuterten
Schaltung. Das System aus beiden Knoten des Funknetzes ist eingerichtet
das zuvor erläuterte Verfahren auszuführen.
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Die
im Folgenden beschriebenen Weiterbildungen beziehen sich sowohl
auf das Verfahren, als auch auf die Schaltung als auch auf das System.
Funktionale Merkmale der Schaltung ergeben sich dabei aus entsprechend
eingerichteten Verfahrensschritten. Verfahrensschritte können
aus Funktionen der Schaltung abgeleitet werden.
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In
einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Schaltung eingerichtet
eine Entfernung zu einem weiteren Knoten aus dem ersten Wert und
dem zweiten Wert der ersten Phase und dem ersten Wert und dem zweiten Wert
der zweiten Phase und dem Frequenzunterschied beispielsweise mittels
einer Recheneinheit – wie einem Mikrocontroller – zu
berechnen.
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Gemäß einer
vorteilhaften Weiterbildungsvariante wird das zweite Signal von
ersten Knoten empfangen. Das empfangene zweite Signal passiert im
unteren Seitenband einen ersten Seitenbandfilter des ersten Knotens
unterhalb der ersten Frequenz eines ersten lokalen Oszillators.
Vorzugweise wird das erste Signal vom zweiten Knoten empfangen.
Das empfangene erste Signal passiert im oberen Seitenband einen
zweiten Seitenbandfilter des zweiten Knotens oberhalb der zweiten
Frequenz eines zweiten lokalen Oszillators. Entsprechend werden
die jeweils anderen Seitenbänder durch die vorzugsweise
komplexen Seitenbandfilter ausgefiltert.
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Gemäß einer
Ausgestaltung werden das erste Signal und das zweite Signal in einem
Zeitabstand zeitversetzt gesendet. Hierzu sind die Knoten beispielsweise
als halfduplex-System ausgebildet.
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In
einer anderen Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Entfernung
aus einer Mehrzahl von ermittelten Werten der ersten Phase und ermittelten
Werten der zweiten Phase berechnet wird. Vorzugsweise erfolgt die Berechnung
durch Mittelwertbildung oder inverser schneller Fourier-Transformation
unter Auswertung von Amplituden. Vorzugsweise werden Frequenzwerte
der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz für eine Mehrzahl
von Ermittlungen der Werte der ersten Phase und der zweiten Phase
verändert. Die Frequenzwerte Sendefrequenzen des ersten
Knotens und des zweiten Knotens werden dabei vorzugsweise gleichsinnig,
besonders bevorzugt mit einem gleichen Frequenzoffset geändert.
Bevorzugt ändert sich dabei der Abstand der Frequenzwerte
der Sendefrequenzen des ersten Knotens und des zweiten Knotens nicht.
Der Abstand der Frequenzwerte der Sendefrequenzen der Knoten ist
vorzugsweise konstant.
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Gemäß einer
bevorzugten Weiterbildung ist vorgesehen, dass das erste Signal
und das zweite Signal für jede Veränderung der
Frequenzwerte der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz in dem
gleichen Zeitabstand zeitversetzt gesendet werden.
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In
einer ersten Ausgestaltungsvariante ist vorteilhafterweise vorgesehen,
dass die Mehrzahl von Ermittlungen der Werte der ersten Phase und
der zweiten Phase für die veränderte Frequenzwerte
der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz in beiden Knoten zueinander
zeitlich äquidistant erfolgen.
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In
einer vorteilhaften Weiterbildung ist vorgesehen, dass eine zeitliche
Synchronisation der Messungen der Werte durchgeführt wird.
Die zeitliche Synchronisation wird dabei derart durchgeführt,
dass Messzeitpunkte der Messungen der Werte, also des ersten und
zweiten Wertes der ersten Phase sowie des ersten und zweiten Wertes
der zweiten Phase eine vorbestimmte zeitliche Beziehung zueinander
aufweisen.
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Besonders
bevorzugt sind ein erster zeitlicher Abstand und ein zweiter zeitlicher
Abstand gleich. Bevorzugt ist der erste zeitliche Abstand zwischen
einem ersten Messzeitpunkt des ersten Wertes der ersten Phase und
einem zweiten Messzeitpunkt des zweiten Wertes der ersten Phase
definiert. Der zweite zeitliche Abstand ist bevorzugt zwischen einem
dritten Messzeitpunkt des ersten Wertes der zweiten Phase und einem vierten
Messzeitpunkt des zweiten Wertes der zweiten Phase definiert. Diese
zeitliche Beziehung bewirkt, dass auch ein dritter Zeitabstand zwischen
dem ersten Messzeitpunkt und dem dritten Messzeitpunkt gleich ist
einem vierten Zeitabstand zwischen dem zweiten Messzeitpunkt und
dem vierten Messzeitpunkt.
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Bevorzugt
sind die Zeitabstände vorbestimmt. Die Zeitabstände
werden also nicht aus der laufenden Messung erst ermittelt. Vorzugsweise
sind die Zeitabstände fest vorgeben, beispielsweise als
Parametersatz implementiert. Alternativ können die Zeitabstände
auch für eine Entfernungsmessung zwischen den Knoten vereinbart
werden. Hierzu sind die Knoten entsprechend eingerichtet. Vorteilhafterweise
ist eine jeweilige Schaltung der Knoten zur Messung der Werte der
Phasen in den Zeitabständen durch Speicherung des zu dem
Messzeitpunkt aktuellen Wert der Phase eingerichtet, wobei die Werte
der Phase fortlaufend ermittelt werden. Alternativ sind die Knoten
eingerichtet die Werte der Phase nur zu dem Messzeitpunkt zu Messen
und den gemessenen Wert abzuspeichern.
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In
einer bevorzugten Weiterbildung wird zur Bestimmung der Entfernung
eine Phasendifferenz aus dem ersten Wert und dem zweiten Wert der
ersten Phase und aus dem ersten Wert und dem zweiten Wert der zweiten
Phase berechnet. Bevorzugt erfolgt die Berechnung anhand der Formel: Δφ = (φA2 – φB2) – (φA1 – φB1)
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Dabei
umfasst die Formal auch alle algebraischen Umformungen ihrer Terme.
In der Formel ist φA1 der erste Wert und φA2 ist
der zweite Wert der ersten Phase. φB1 ist der erste Wert
und φB2 ist der zweite Wert der zweiten Phase.
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Die
zuvor beschriebenen Weiterbildungsvarianten sind sowohl einzeln
als auch in Kombination besonders vorteilhaft. Dabei können
sämtliche Weiterbildungsvarianten untereinander kombiniert
werden. Einige mögliche Kombinationen sind in der Beschreibung
der Ausführungsbeispiele der Figuren erläutert.
Diese dort dargestellten Möglichkeiten von Kombinationen
der Weiterbildungsvarianten sind jedoch nicht abschließend.
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Im
Folgenden wird die Erfindung durch Ausführungsbeispiele
anhand zeichnerischer Darstellungen näher erläutert.
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Dabei
zeigen
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1a ein
schematisches Blockschaltbild zweier Knoten eines Funknetzes,
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1b ein
erstes schematisches Diagramm,
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2 ein
zweites schematisches Diagramm,
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3 ein drittes schematisches Diagramm,
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4a und 4b schematische
Blockschaltbilder eines Teils eines Empfängers,
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5 ein
viertes schematisches Diagramm mit Phasenmessungen zweiter Knoten
eines Funknetzes, und
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6 ein
fünftes schematisches Diagramm mit Phasenmessungen zweier
Knoten eines Funknetzes.
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Entfernungsmessungen
in einem Funknetz mit mehreren Knoten können auf Phasenmessungen
basieren. Dabei wird nacheinander ein vorzugsweise unmoduliertes
Trägersignal mit der Frequenz fa und ein unmoduliertes
Trägersignal mit der Frequenz fb gesendet. Die Frequenzen
unterscheiden sich nur durch eine kleine Differenzfrequenz Δf.
Im Empfänger wird die Phase der empfangenen Welle ausgewertet
und als Messwerte φ1 und φ2 abgelegt. Daraus lässt
sich die Entfernung d zwischen den Stationen berechnen:
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Dabei
ist c die Lichtgeschwindigkeit.
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In 1a sind
zwei Schaltungen eines ersten Knotens A und eines zweiten Knotens
B dargestellt, wobei keiner der Knoten A, B als reiner aktiver Reflektor
arbeitet. Die Schaltung des ersten Knotens A weist eine mit einer
Antenne 10 verbindbare oder verbundene Sender-Empfänger-Schaltung 130 (TRX)
auf, der mittels eines Quarzoszillators 110 als Referenztaktgenerator
(XOSC1) und einer Phasenregelschleife 120 (PLL – engl.
Phase Locked Loop) ein erstes lokales Oszillatorsignal 101 bereitgestellt
wird. Die Anordnung aus Sender-Empfänger-Schaltung 130,
Phasenregelschleife 120 und Referenztaktgenerator 110 kann
auch als Radio 100 bezeichnet werden.
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Die
Schaltung des ersten Knotens A weist weiterhin einen Frequenzteiler 150 auf,
der im Ausführungsbeispiel der 1 die
erste Referenzfrequenz f(XOSC1) des ersten Referenzsignals XOSC1
des Referenztaktgenerators 110 durch den Teilerfaktor DF – beispielsweise
acht – teilt zur Bereitstellung eines ersten Vergleichssignals
SV1 mit einer Frequenz f(SV1), die einer Zwischenfrequenz ZF2 gleicht
und beispielsweise etwa 2 MHz beträgt. Eingänge
einer Phasenmessschaltung 140 (PMU – engl. Phase
Measurement Unit) der Schaltung des ersten Knotens A sind mit dem
Frequenzteiler 150 und der Sender-Empfänger-Schaltung 130 verbunden.
Die Sender-Empfänger-Schaltung 130 ist zum Heruntermischen
eines vom zweiten Knoten B empfangenen Trägersignals RF2
auf ein Zwischenfrequenzsignal ZF2 ausgebildet. Das Zwischenfrequenzsignal ZF2
weist im Ausführungsbeispiel der 1 die
Zwischenfrequenz f(ZF2) von etwa 2 MHz auf.
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Die
Phase φ des empfangenen Signals RF2 wird mit der Phasenmessschaltung 140 gemessen,
die auch als Phasendetektor bezeichnet werden kann. Die Messung
erfolgt auf Zwischenfrequenzebene, da bei der Frequenzumsetzung
in einem Mischer der Sender-Empfänger-Schaltung 130 die
Phasenlage des vom zweiten Knoten B gesendeten Trägersignals
RF2 erhalten bleibt. Die Phasenmessschaltung 140 ist also
zur Messung des Phasenunterschieds zwischen dem Zwischenfrequenzsignal
ZF2 und der heruntergeteilten Referenzfrequenz als Vergleichssignal
SV1 ausgebildet. Messwerte der Phase φ werden vorzugsweise
gespeichert.
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Im
Ausführungsbeispiel der 1a ist
die Schaltung des zweiten Knotens B gleich der des ersten Knotens
A aufgebaut. Die Schaltung des zweiten Knotens B weist ebenfalls
eine Sender-Empfänger-Schaltung 230 auf, die mit
einer Antenne 20 verbindbar oder verbunden ist. Der Sender-Empfänger-Schaltung 230 wird mittels
eines Quarzoszillators 210 als Referenztaktgenerator (XOSC2)
und einer Phasenregelschleife 220 ein zweites lokales Oszillatorsignal 102 bereitgestellt.
Die Anordnung aus Sender-Empfänger-Schaltung 230,
Phasenregelschleife 220 und Referenztaktgenerator 210 kann
auch als Radio 200 bezeichnet werden.
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Die
Schaltung des zweiten Knotens B weist ebenfalls einen Frequenzteiler 250 zur
Bereitstellung eines zweiten Vergleichssignals SV2 an einem Eingang
einer Phasenmessschaltung 240 auf. Der Frequenzteiler 250 ist
zur Herunterteilung der Referenzfrequenz f(XOSC2) des zweiten Referenzsignals
XOSC2 des Referenztaktgenerators 210 um den Faktor DF – beispielsweise
acht – mit dem Referenztaktgenerator 210 der Schaltung
des zweiten Knotens verbunden. Die Phase φ des empfangenen
Signals RF1 wird mit der Phasenmessschaltung 240 gemessen.
Hierzu ist ein Eingang der Phasenmessschaltung 240 mit
einem Ausgang der Sender-Empfänger-Schaltung 230 verbunden.
Die Phasenmessschaltung 240 ist zur Messung des Phasenunterschieds
zwischen einem Zwischenfrequenzsignal ZF1 und dem Vergleichssignal
SV2 ausgebildet. Messwerte der Phase φ werden vorzugsweise
gespeichert.
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Die
Referenztaktgeneratoren 110 und 210 sind als Quarzoszillatoren
ausgebildet und voneinander entkoppelt. Aufgrund von Fertigungsschwankungen
oder unterschiedlichen Temperaturen können die erste Frequenz
f(XOSC1) des Referenztaktgenerators 110 des ersten Knotens
A und die Frequenz f(XOSC2) der Referenztaktgenerators 210 des
zweiten Knotens B voneinander abweichen. Wenn die Frequenz f(XOSC1) des
Referenztaktgenerators 110 des ersten Knotens A und die
Frequenz f(XOSC2) der Referenztaktgenerators 210 des zweiten
Knotens B unsynchronisiert sind, ist eine zeitliche Synchronisation
der Messungen der Phase im ersten Knoten A und der Phase im zweiten
Knoten B zur Berücksichtigung des durch den Frequenzoffset
zwischen dem ersten Referenztaktgenerator und dem zweiten Referenztaktgenerator
bedingten Phasenfehlers erforderlich.
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In 1b ist
ein schematisches Diagramm mit Frequenzen dargestellt. Beide in 1a dargestellten Knoten
A, B verwenden die gleiche (niedrige) Zwischenfrequenz fZF von beispielsweise
2 MHz. Dabei ist in den 1a und 1b nur
der Betrag der Zwischenfrequenz dargestellt. Die Zwischenfrequenzen
fZF unterscheiden sich durch das Vorzeichen (nicht dargestellt).
Beide Sender-Empfänger-Schaltungen (Transceiver) der Knoten
A, B arbeiten auf unterschiedlicher Zwischenfrequenzlage. Eine der
Sender-Empfänger-Schaltungen wird auf die entgegengesetzte
Zwischenfrequenzlage des anderen Knotens A/B durch Filterung des
entsprechenden Seitenbandes umgeschaltet.
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Beispielsweise
sendet der erstes Knoten A auf der Oszillatorfrequenz fLOA1 =
2404 MHz und empfängt auf der Empfangsfrequenz fEA1 = 2402 MHz. Der zweite Knoten B sendet
dann auf der Oszillatorfrequenz fLOB1 =
2402 MHz und empfängt auf der Empfangsfrequenz fEB1 = 2404 MHz. Zur Entfernungsmessung werden
die Oszillatorfrequenzen fLOA1 und fLOB1 um denselben Frequenzschritt Δf
geändert, der positiv oder negativ sein kann. Beträgt
der Frequenzschritt Δf = +10 MHz, so sendet der erstes
Knoten A auf der Oszillatorfrequenz fLOA2 =
2414 MHz und empfängt auf der Empfangsfrequenz fEA2 = 2412 MHz, wobei der zweite Knoten B
dann auf der Oszillatorfrequenz fLOB2 =
2412 MHz sendet und auf der Empfangsfrequenz fEB2 =
2414 MHz empfängt. Sendefrequenz fLOA1,
fLOA2, fLOB1, fLOB2 und Empfangsfrequenz fEA1,
fEA2, fEB1, fEB2 unterscheiden sich jeweils um die gleiche
Zwischenfrequenz fZF.
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Damit
liegt die Empfangsfrequenz des ersten Knotens A über einer
Frequenz der Phasenregelschleife 120 (PLL – engl.
Phase Locked Loop) zur Erzeugung des lokalen Oszillatorssignals
LO1 im ersten Knoten A und die Empfangsfrequenz des zweiten Knotens
B liegt unter einer Frequenz der Phasenregelschleife 220 (PLL)
zur Erzeugung des lokalen Oszillatorssignals LO2 im zweiten Knoten
B. Besonders vorteilhaft ist dabei, dass die Frequenz der Phasenregelschleifen 120, 220 für
zwei Messungen in beide Richtungen zwischen den Knoten A, B nicht
umgeschaltet werden muss, so dass kein Einschwingvorgang der Phasenregelschleifen 120, 220 erfolgen
muss. Es wird eine bessere Phasenkonstanz und damit eine höhere
Messgenauigkeit erzielt. Lediglich nach einem Frequenzschritt Δf
müssen beide Phasenregelschleifen 120, 220 kurz
einschwingen.
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Die
Sender-Empfänger-Schaltung 130 des ersten Knotens
A weist einen differenziellen komplexen Mischer 310, 310' und
einen differentiellen komplexen Filter 320, 320' auf.
Die Sender-Empfänger-Schaltung 230 des ersten
Knotens B weist ebenfalls einen differenziellen komplexen Mischer 310, 310' und
einen differentiellen komplexen Filter 320, 320' auf,
wie dies beispielhaft in den 4a und 4b schematisch
dargestellt ist.
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Beispielsweise
wird das im ersten Knoten A empfangene Signal RF mittels eines komplexen
Mischers 310, 310' auf ein Zwischenfrequenzsignal
ZF heruntergemischt und mittels eines ersten komplexen Seitenbandfilters 320, 320' des
ersten Knotens A unterhalb der ersten Oszillatorfrequenz fLOA1, fLOA2 des Oszillatorsignals
LO gefiltert. Das im zweiten Knoten B empfangene Signal RF wird
mittels eines komplexen Mischers 310, 310' auf
ein Zwischenfrequenzsignal ZF heruntergemischt und mittels eines
zweiten komplexen Seitenbandfilters 320, 320' des
zweiten Knotens B oberhalb der zweiten Frequenz fLOB1,
fLOB2 gefiltert. Die zwei Ausführungsbeispiels
der 4a und 4b können
dabei alternativ verwendet werden.
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Im
Ausführungsbeispiel der 4a und 4b liegen
die Inphase-Komponente I – Realteil – und die Quadraturphase-Komponente
Q – Imaginärteil – als differentielle
Signale am Mischer 310, 310' und Seitenbandfilter 320, 320' an.
Die Filterung des oberen oder unteren Seitenbands wird durch Umschalten
mittels der Schaltmittel 330, 330' eingestellt.
Die Schaltmittel 330, 330' sind in den Ausführungsbeispielen
der 4a und 4b als
Kreuzschalter ausgebildet, die zur Einstellung des zu filternden
Seitenbandes eine 180° Phasendrehung der Quadraturphase
Q im Ausführungsbeispiel der 4a und
eine 180° Phasendrehung der Inphase I im Ausführungsbeispiel
der 4b bewirken. Die Schaltmittel 330, 330' werden
durch eine Steuerschaltung 160 bzw. 260 gesteuert,
die beispielsweise ein Mikrocontroller eines Knotens A, B sein kann.
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Zusätzlich
zur Steuerung der Schaltmittel 330 oder 330' ist
die Steuerschaltung 160 des ersten Knotens A eingerichtet
die Messung der Phase φ zu zumindest zwei vorbestimmten
Zeitpunkten t2, t4 zu triggern. Zur Steuerung der Phasenmessung
zu den zumindest zwei vorbestimmten Zeitpunkten t2, t4 ist die Steuerschaltung 160 beispielsweise
mit einem Steuereingang en der Phasenmessschaltung 140 verbunden.
Beispielsweise wird zu den zumindest zwei vorbestimmten Zeitpunkten
t2 und t4 ein Wert der Phase φ berechnet oder zu den zumindest
zwei vorbestimmten Zeitpunkten t2 und t4 wird der aktuelle Wert
der fortlaufend berechneten Phase φ gespeichert. Ebenfalls
ist die Steuerschaltung 260 des zweiten Knotens B eingerichtet
die Messung der Phase φ zu zumindest zwei vorbestimmten
Zeitpunkten t1, t3 zu triggern. Zur Steuerung der Phasenmessung
zu den zumindest zwei vorbestimmten Zeitpunkten t1, t3 ist die Steuerschaltung 260 beispielsweise
mit einem Steuereingang en der Phasenmessschaltung 240 verbunden.
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Ein
Zeitabstand zwischen den zu zumindest zwei vorbestimmten Zeitpunkten
t2, t4 der Steuerschaltung 160 im ersten Knoten A und ein
zwischen den zu zumindest zwei vorbestimmten Zeitpunkten t1, t3
der Steuerschaltung 260 im zweiten Knoten B sind dabei
gleich. Damit sind ein Zeitabstand zwischen Phasenmessungen erster
Frequenzen und ein Zeitabstand zwischen Phasenmessungen zweiter
Frequenzen nach einem Frequenzschritt Δf ebenfalls gleich.
Sollen weitere Phasen bei weiteren (Träger-)Frequenzen
gemessen werden, so werden auch diese durch die Steuerschaltung 160, 260 in
einem gleichen Zeitabstand gesteuert.
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Weiterhin
ist die Steuerschaltung 160 des ersten Knoten A eingerichtet
einen ersten Multiplikationsfaktor in der Phasenregelschleife 120 zu
steuern. Die Steuerschaltung 260 des zweiten Knotens B
ist eingerichtet einen zweiten Multiplikationsfaktor in der Phasenregelschleife 220 des
zweiten Knotens B zu steuern. Durch die Multiplikationsfaktoren
werden die um die Zwischenfrequenz verschiedenen Frequenzen der
Oszillatorsignale LO1, LO2 des ersten Knotens A und des zweiten
Knotens B gesteuert. Beispielsweise werden die Frequenzen der Oszillatorsignale
LO1, LO2 in Stufen verändert.
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Ein
Diagramm für einen Messablauf zur Phasenmessung ist in 5 schematisch
dargestellt. In dem Verfahren zur Entfernungsmessung zwischen dem
ersten Knoten A und dem zweiten Knoten B wird vom ersten Knoten
A ein erstes unmoduliertes Trägersignal mit einer Trägerfrequenz
f3 gesendet und vom zweiten Knoten B empfangen. Vom zweiten Knoten
B wird ein zweites unmoduliertes Trägersignal mit einer
Trägerfrequenz f1 gesendet und vom ersten Knoten A empfangen.
Die Trägerfrequenz f1 unterscheidet sich von der Trägerfrequenz
f3 um den Betrag einer Zwischenfrequenz fZF. Im Ausführungsbeispiel
der 5 ist die Zwischenfrequenz fZF in beiden Knoten
gleich.
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Vom
ersten Knoten A wird ein erster Wert φA1 einer ersten Phase
zu einem ersten Messzeitpunkt t2 gemessen. Vom zweiten Knoten B
wird ein erster Wert φB1 einer zweiten Phase zu einem dritten
Messzeitpunkt t1 gemessen.
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Danach
erfolgt eine Erhöhung der Trägerfrequenz f3 um
einen Frequenzunterschied Δf auf die erhöhte Trägerfrequenz
f4. Zugleich erfolgt eine Erhöhung der Trägerfrequenz
f1 um den gleichen Frequenzunterschied Δf auf die erhöhte
Trägerfrequenz f2. Mit der erhöhten Trägerfrequenz
f4 wird vom ersten Knoten A das erste unmodulierte Trägersignal
gesendet und vom zweiten Knoten B empfangen. Vom zweiten Knoten
B wird das zweite unmodulierte Trägersignal mit der erhöhten
Trägerfrequenz f2 gesendet und vom ersten Knoten A empfangen.
Auch die erhöhte Trägerfrequenz f4 unterscheidet
sich von der erhöhten Trägerfrequenz f2 um den
Betrag einer Zwischenfrequenz fZF. Im Ausführungsbeispiel
der 5 ist die Zwischenfrequenz fZF in beiden Knoten
wiederum gleich.
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Nach
der Erhöhung der Trägerfrequenzen f2, f4 wird
vom ersten Knoten A ein zweiter Wert φA2 der ersten Phase
zu einem zweiten Messzeitpunkt t4 gemessen. Vom zweiten Knoten B
wird ein zweiter Wert φB2 der zweiten Phase zu einem vierten
Messzeitpunkt t3 gemessen. In jeweils einer Zwischenphase, die in
den 5 und 6 schraffiert markiert ist,
schalten der erste Knoten A und der zweiten Knoten B zwischen Senden
TX und Empfangen RX um. Dabei wird der technische Effekt erzielt,
dass die Frequenz der Phasenregelschleifen 120, 220 für
zwei Messungen in beide Richtungen zwischen den Knoten A, B nicht
umgeschaltet wird, so dass kein Einschwingvorgang der Phasenregelschleifen 120, 220 erfolgt.
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Im
eher theoretischen Fall der 5 besteht
zwischen den Frequenzen f(XOSC1, XOSC2) des ersten Referenztaktgenerators 110 zur
Taktung der Phasenregelschleife 120 des ersten Knotens
A und des zweiten Referenztaktgenerators 210 zur Taktung
der Phasenregelschleife 220 des zweiten Knotens B kein
Frequenzoffset. 5 soll zunächst den
eher theoretischen Fall darstellen, dass die Frequenzen f(XOSC1, XOSC2)
der Referenztaktgeneratoren exakt gleich sind. Die gemessene Phase φ ist
also über die Zeit t konstant.
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Im
Ausführungsbeispiel der 5 benötigen
die Phasenregelschleifen 120, 220 beispielsweise
50us oder weniger um sich einzuschwingen. Danach werden beide Phasenmessungen
M2 zu den Zeitpunkten t3 und t4 für die Frequenzen f4 und
f2 wiederholt, wobei der zweite Phasenwert φA2 der ersten
Phase im ersten Knoten A und der zweite Phasenwert φB2
der zweiten Phase im zweiten Knoten B ermittelt werden. Somit ist der
erste Wert φA1 der ersten Phase der Trägerfrequenz
f1 zugeordnet und der erste Wert φB1 der zweiten Phase
ist der Trägerfrequenz f3 zugeordnet. Der zweite Wert φA2
der ersten Phase ist der erhöhten Trägerfrequenz
f4 zugeordnet. Der zweite Wert φB2 der zweiten Phasen ist
der erhöhten Trägerfrequenz f2 zugeordnet.
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Aus
den Phasenwerten φA1, φB1, φA2 und φB2
kann eine Phasendifferenz Δφ berechnet werden
zu: Δφ = (φA2 – φB2) – (φA1 – φB1) (2a)
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Durch
Umformung erhält man: Δφ =
(φA2 – φA1) – (φB2 – φB1) (2b)
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Somit
kann die Entfernung d berechnet werden zu:
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Abweichend
von der eher theoretischen Darstellung der 5 werden
in der Realität die Knoten A, B Referenztaktgeneratoren 110, 210 aufweisen,
deren Frequenzen f(XOSC1), f(XOSC2) beispielsweise aufgrund von
Fertigungstoleranzen oder unterschiedlichen Temperaturen einen Frequenzoffset
aufweisen. Dadurch ändert sich die Phase φ im
jeweils empfangenden Knoten, wie dies schematisch durch die Steigungen der
Phasenverläufe in 6 dargestellt
ist.
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Die
Phasenänderung der Messung M1 zwischen den Messzeitpunkten
t1 und t2 bewirkt zur bestimmten Phase φcalc einen Phasenfehler φerr.
Der gleiche Phasenfehler φerr entsteht in der Messung M2
zu den Messzeitpunkten t3 und t4, wenn ein zeitlicher Abstand zwischen
den Phasenmessung M1, M2 hinreichend klein ist. Sind die Zeitabstände
t2-t1 und t4-t3 oder die Zeitabstände t3-t1 und t4-t2 gleich
groß, ist auch der Phasenfehler φerr gleich groß und
fällt bei der Berechung der Phasendifferenz Δφ (siehe
Gleichung (2a/2b)) heraus. Dadurch kann die Entfernungsmessung anhand
der Phasenmessung auch dann angewendet werden, wenn die Referenztaktgeneratoren 110, 210 der
beiden Knoten A, B unsynchronisiert sind, wie im Ausführungsbeispiel
der 1a.
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Um
das Problem der Mehrwegeausbreitung zu umgehen, werden vorteilhafterweise
Phasenmessungen über das gesamte zur Verfügung
stehende Band durchgeführt. Ein Schema der Messungen M1,
M2, M3 usw. ist in 2 dargestellt. Es werden N +
1 Messungen ausgeführt, wobei aus benachbarten Frequenzen
N Phasendifferenzen Δφ berechnet werden. Hierzu
ist es erforderlich, dass die einzelnen gemessenen Phasen φA1, φB1, φA2, φB2, φA3, φB3
usw. in einer Recheneinheit eines Knotens A, B zusammengeführt
werden. Beispielsweise werden die Phasen φB1, φB2, φB3
durch Standardkommunikation im Funknetz vom zweiten Knoten B an
den ersten Knoten A übertragen.
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Für
die Berechnung von zwei Phasendifferenzen gilt Δφ1 =
(φA2 – φB2) – (φA1 – φB1) (4)und Δφ2 =
(φA3 – φB3) – (φA2 – φB2) (5)oder
allgemein für eine beliebige Anzahl von Phasendifferenzen
gilt ΔφN =
(φA,N+1 – φB,N+1) – (φA,N – φB,N) (6)
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Jede
Phasendifferenz kann mit der Gleichung
in eine Distanz d
N umgerechnet werden. Aufgrund der Mehrwegeausbreitung
werden sich die Distanzwerte d
N deutlich
unterscheiden.
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In
einem ersten Ausführungsbeispiel zur Auswertung der N Distanzmessungen
wird der Mittelwert der Distanzwerte dN gebildet.
Simulationen haben gezeigt, dass diese Methode zu relativ genauen
Ergebnissen führt, wenn die Mehrwegeausbreitung moderat
ist. D. h. die Komponente der kürzesten Verbindung (engl. Line-of-Sight)
der Kanalimpulsantwort dominiert.
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In
einem zweiten Ausführungsbeispiel zur Auswertung der N
Distanzmessungen wird zusätzlich im Knoten A, B die Amplitude
des Empfangssignals gemessen und für jede Frequenz abgespeichert.
Aus Amplitude und Phase wird für jede Frequenz die komplexe
Spektralkomponente berechnet zu IN + jQN = AN(cos(φN)
+ j·sin(φN)) (8)
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Durch
eine inverse schnelle Fourier Transformation (IFFT) wird aus den
N Spektralwerten die Kanalimpulsantwort berechnet. Durch einen Suchalgorithmus
kann der erste Impuls (Komponente der kürzesten Verbindung)
gefunden werden und damit dessen Laufzeit. Dieses Verfahren ist
deutlich aufwendiger als die Mittelwertbildung, liefert jedoch auch
bei starker Mehrwegeausbreitung zuverlässige Ergebnisse.
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Ein
Ablauf eines Messverfahrens ist in den 3a und 3b schematisch
als Diagramm dargestellt. Der erste Knoten A initialisiert die Entfernungsmessung
und sendet im Schritt 1 einen Rahmen an den zweiten Knoten B mit
dem Befehl eine Entfernungsmessung auszuführen. Die Sendefrequenz
fTX ist dabei auf die Kanalfrequenz fch zur Kommunikation im Funknetz
eingestellt. Mit dem Rahmen wird dem zweiten Knoten B die Einstellung
zur Filterung eines Seitenbandes übermittelt. Alternativ
ist es auch möglich, fest vorzugeben, welcher Knoten A,
B das obere bzw. untere Seitenband ausfiltert. Zudem wird dem zweiten
Knoten B eine Reihenfolge der Messfrequenzen oder Frequenzschritte übermittelt.
Alternativ kann die Reihenfolge der Messfrequenzen für
eine Phasenmessung auch fest vorgegeben sein.
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Im
Schritt 2 des Verfahrens der 3a sendet
der zweite Knoten B einen Rahmen Fsync zur zeitlichen Synchronisation
des weiteren Verfahrensablaufs der Entfernungsmessung an den ersten
Knoten A. Der Rahmen Fsync zur zeitlichen Synchronisation ist beispielsweise
ein Standard-Rahmen, der standardgemäß (bspw. Industrie-Standard
IEEE 802.15.4) ausgebildet ist und beispielsweise eine
Präambel, einen Daten-Kopf und zu übertragende
Daten aufweisen kann. Zur Synchronisation ist dabei keine Datenübertragung
erforderlich, so dass ein leerer Rahmen übertragen werden
kann. Dabei ist die Zeit, die für die Übertragung – d.
h. für das Senden durch den zweiten Knoten B und das Empfangen
durch den ersten Knoten A – des Rahmens Fsync zur zeitlichen
Synchronisation benötigt wird, bekannt. Der zweite Knoten
startet ausgehend vom Endzeitpunkt TXE des gesendeten Rahmens Fsync
einen Timer mit der Länge tAS, der zum Start der Entfernungsmessung endet.
Der erste Knoten A startet ebenfalls einen Timer mit der Länge
tBS, der ebenfalls zum Start der Entfernungsmessung endet. Der Timer
des ersten Kotens A wird durch die Bestimmung eines Zeitpunktes
SFD (entspricht im Industrie-Standard IEEE 802.15.4 einem
Indikator eines Endes der Präambel im Rahmen) im empfangenen
Rahmen Fsync zur zeitlichen Synchronisation gestartet.
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Ausgehend
von dem Ablauf des Timers des zweiten Knotens B werden die Messzeitpunkte
t1, t3, t5 usw. zur Messung der Phase festgelegt. Ausgehend von
dem Ablauf des Timers des ersten Knotens werden die Messzeitpunkte
t2, t4, t6 usw. zur Messung der Phase festgelegt. Für eine
Bestimmung der Entfernung ist es dabei erforderlich, dass der zeitliche
Abstand zwischen den Messzeitpunkten t1, t3, t5 usw. im zweiten
Knoten B und der zeitliche Abstand zwischen den Messzeitpunkten
t2, t4, t6 usw. im ersten Knoten gleich und konstant ist. Der zeitliche
Abstand ist vorbestimmt. Der vorbestimmte zeitliche Abstand kann
fest implementiert sein. Alternativ wird zur Vorbestimmung der zeitliche
Abstand zwischen den Knoten A, B vereinbart. Über die in 3a dargestellten
Messzeitpunkte hinaus sind für die N Messungen weitere
Messzeitpunkte im gleichen zeitlichen Abstand erforderlich, die
in der vereinfachten Darstellung der 3a nicht
dargestellt sind.
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Im
Schritt 3 wird die Sendefrequenz fTX von der vorhergehenden Kommunkationsfrequenz
fch auf die niedrigste Frequenz umgeschaltet. Dabei sind die lokalen
Frequenzen der lokalen Oszillatoren um etwa die Zwischenfrequenz
des Zwischenfrequenzsignals ZF unterschiedlich. Innerhalb der Zeiten
tAS und tBS zum Ablauf der Timer schwingen sich die Phasenregelschleifen 160, 260 der
Knoten A, B ein. Die Einstellung der niedrigsten Frequenz im ISM-Band
auf beispielsweise den Wert 2404 MHz für den Knoten A ist
in 3b schematisch dargestellt. Zunächst
sendet der Knoten A im Sendemodus TX. Währendessen empfängt
der zweite Knoten B im Empfangsmodus RX und misst die Phase zum
Zeitpunkt t1 und speichert den Phasenwert. Anschließend
sendet der zweite Knoten B ohne eine Änderung der Frequenz
seines lokalen Oszillators und im ersten Knoten A wird zum Messzeitpunkt
t2 ein Phasenwert gemessen und gespeichert.
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Danach
wird die Sendefrequenz fTX in jedem Knoten um einen Frequenzschritt Δf
erhöht und die Phasenregelschleifen schwingen sich erneut
neu ein, wobei der Frequenzoffset zwischen den lokalen Oszillatoren der
Knoten A und B wiederum der Zwischenfrequenz des Zwischenfrequenzsignals
ZF gleicht. Danach werden zu den Messzeitpunkten t3 und t4 neue
Phasenwerte gemessen und gespeichert.
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Dieser
Ablauf wiederholt sich bis zur höchsten Frequenz im Band
2480 MHz. Die Erhöhung ist in 2b schematisch
dargestellt. Im Schritt 3 werden demzufolge N Messungen mit unterschiedlichen
Sendefrequenzen fTX durchführt.
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Im
Schritt 4 schalten beide Knoten A, B auf die Netzwerkfrequenz fch
zurück. Der zweite Knoten B sendet die gemessenen und gespeicherten
Phasenwerte an den ersten Knoten A mittels einer Standard-Kommunikation
im Funknetz zurück. Der Knoten A berechnet aus diesen Phaseninformationen
und eigenen Phasenmessungen die Distanz d zwischen den Knoten A,
B im Schritt 5.
-
Die
Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausgestaltungsvarianten
der 1a bis 6 beschränkt. Beispielsweise
ist es möglich eine andere Reihenfolge der Frequenzen zur
Phasenmessung – beispielsweise von der höchsten
zur niedrigsten Sendefrequenz fTX – vorzusehen.
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- 100,
200
- Radio,
Transceiver
- 110,
210
- Referenztaktgenerator,
Quarzoszillator
- 120,
220
- Phasenregelschleife
- 130,
230
- Sender-Empfänger-Schaltung
- 130,
240
- Phasenmessschaltung,
Phasendetektor
- 150,
250
- Frequenzteiler
- 160,
260
- Steuerschaltung
- 310,
310'
- komplexer
Mischer
- 320,
320'
- komplexer
Filter
- 330,
330'
- Schaltvorrichtung,
Kreuzschalter
- 340,
340'
- Steuerschaltung
- A,
B
- Knoten
- I
- Inphase-Signal
- Q
- Quadraturphase-Signal
- RF,
RF1, RF2
- Funksignal
- ZF,
ZF1, ZF2
- Zwischenfrequenzsignal
- TX
- Sendemodus
- RX
- Empfangsmodus
- fEA1, fEA2, fEB1, fEB2
- Empfangsfrequenz
- fLOA1, fLOA2, fLOB1, fLOB2
- Oszillatorfrequenz
- Δf
- Frequenzschritt
- f1,
f2, f3, f4, fTX
- Sendefrequenz
- DF
- Teilerfaktor
- fch
- Netzwerkfrequenz,
Kommunikationskanal
- M1,
M2, M3
- Messungen
- φA1, φB1, φA2, φB2, φA3, φB3, φ
- Phase
- φcalc
- bestimmte
Phase
- φerr
- Phasenfehler
- Δφ1, Δφ2
- Phasendifferenz
- tsA,
tsB
- Timerlänge
- TXE,
SFD
- Timerstartzeitpunkt
- t
- Zeit
- t1,
t2, t3, t4, t5, t6
- Messzeitpunkte
- Fsync
- Rahmen
zur zeitlichen Synchronisation
- N
- Anzahl
von Messungen
- S
- Signal
- TX
- Senden
- RX
- Empfangen
-
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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-
Zitierte Patentliteratur
-
- - WO 02/01247
A2 [0003]
- - US 5220332 [0005]
- - US 6731908 B2 [0006]
-
Zitierte Nicht-Patentliteratur
-
- - Industrie-Standard
IEEE 802.15.4 [0004]
- - Industrie-Standard IEEE 802.15.1 [0009]
- - Industrie-Standard IEEE 802.15.4 [0009]
- - Industrie-Standard IEEE 802.15.1 [0023]
- - Industrie-Standard IEEE 802.15.4 [0023]
- - Industrie-Standard IEEE 802.15.4 [0095]
- - Industrie-Standard IEEE 802.15.4 [0095]
