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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines in Resonanz zu betreibenden Wellenleiters.
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Zum Ansteuern eines Wellenleiters in Resonanz mit einer Rechteckschwingung mit hoher spektraler Güte werden Schaltungsanordnungen benötigt, die bei einer Spannung von mehr als 1000 V und Frequenzen von mehr als 50 MHz betrieben werden können. In den Schaltungsanordnungen werden deshalb Leistungshalbleiterbauelemente eingesetzt, die mit hohem Betriebsstrom und hoher Betriebsspannung betrieben werden können. In Resonanz betriebene Wellenleiter werden beispielsweise in Teilchenbeschleunigern, in Antennen, in Hochspannungserzeugern oder zur Abgabe gepulster Leistung (Pulsed Power) eingesetzt.
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Die bislang zum Ansteuern eines in Resonanz zu betreibenden Wellenleiters eingesetzten Schaltungsanordnungen weisen jedoch den Nachteil auf, dass diese entweder nicht mit den geforderten Betriebsspannungen bei den geforderten Frequenzen im Megahertzbereich oder nicht mit den erforderlichen Frequenzen bei den erforderlichen hohen Betriebsspannungen betrieben werden können.
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Umfasst die Schaltungsanordnung z. B. eine oder mehrere Halbbrücken aus jeweils zwei seriell miteinander verschalteten Schaltelementen, wobei mit den jeweiligen Knotenpunkten der Wellenleiter gekoppelt ist, so schränken parasitäre Kapazitäten die Schaltgeschwindigkeit, insbesondere bei hohen Betriebsspannungen, ein. Dies resultiert daher, dass beim Schalten eines jeweiligen Schaltelements der Halbbrücke aufgrund der hohen Betriebsspannung große Ströme zum Umladen der parasitären Kapazitäten benötigt werden. Durch die für das Umladen benötigte Zeit existiert eine natürliche Grenze für die maximal erreichbare Betriebsfrequenz der Schaltungsanordnung.
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Es ist weiter bekannt, in einer Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines in Resonanz zu betreibenden Wellenleiters eine Funkenstrecke zu entladen oder die Entladung über einen Halbleiter-Durchbruch vorzunehmen. Beide Varianten weisen den Nachteil auf, dass der Wellenleiter (auch als Resonator bezeichnet) nur einmalig angeregt werden kann. Darüber hinaus besteht bei der Entladung über den Halbleiter-Durchbruch der Nachteil, dass bei einem wiederholten Durchbruch eine geringe Lebensdauer des betreffenden Schaltelements zu erwarten ist. Dies ist jedoch mit den Anforderungen an die Wirtschaftlichkeit der Schaltungsanordnung nicht zu tolerieren.
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, mit der ein in Resonanz zu betreibender Wellenleiter mit einer Rechteckschwingung mit hoher spektraler Güte und hoher Frequenz bei hohen Betriebsspannungen und hoher Betriebsfrequenz ansteuerbar ist.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung gemäß den Merkmalen des Patentanspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines in Resonanz zu betreibenden Wellenleiters umfasst eine steuerbare Schaltanordnung, welche als Stromquelle betreibbar ist, sowie einen Lastwiderstand, der dem Wellenleiter parallel geschaltet ist. Die Parallelschaltung aus dem Lastwiderstand und dem Wellenleiter ist mit einer Laststrecke der Schaltanordnung seriell zwischen einer Spannungsquelle verschaltet. Bei in Resonanz befindlichem Wellenleiter liegt über dem Widerstand eine durch den Widerstandswert einstellbare Gleichspannung an.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung basiert darauf, die Schaltanordnung als geschaltete Stromquelle zu betreiben. Die Schaltanordnung bzw. Stromquelle treibt einen geschalteten Strom in die Parallelschaltung aus dem Widerstand und dem Wellenleiter. Der Widerstand dient als Strom-Spannungskonverter im Hochlauf der Resonanz des Wellenleiters. Ferner dient er als Rückspeisewiderstand für einen resonanten Strom im Resonanzfall des Wellenleiters.
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Während des Hochlaufs der Schaltungsanordnung fließt der von der Schaltanordnung gelieferte Strom zunächst hauptsächlich durch den Widerstand, wobei eine Spannung am Wellenleiter sich aufbaut. Mit zunehmender Zeit des Hochlaufs nimmt der Wellenleiter hierbei immer mehr Strom auf, bis ein maximaler Strom erreicht wird. Die Spannung an einem Knotenpunkt zwischen der Schaltanordnung und der Parallelschaltung aus dem Widerstand und dem Wellenleiter hängt im Resonanzfall vom Widerstandswert des Widerstands ab, wobei diese derart eingestellt werden kann, dass der Spannungsabfall über der Schaltanordnung minimal wird. Hierdurch sind die für das Schalten maßgebenden Kapazitäten nicht mehr wirksam, wodurch ein schneller Schaltvorgang der Schaltanordnung ermöglicht wird.
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Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht darin, dass deren Schaltanordnung im Resonanzfall des Wellenleiters bei sehr geringer Spannung über der Laststrecke betrieben wird. Ein Leistungshalbleiterschalter der Schaltanordnung wird im Resonanzfall deshalb bei sehr geringer Drain-Source-Spannung betrieben, wodurch der Leistungshalbleiterschalter in seinem Ausgangskennlinienfeld zwischen id = 0 und id,sat umschaltet. Hierdurch ist ein sehr schnelles Schalten möglich, da der Einfluss von parasitären Kapazitäten der Schaltanordnung eliminiert ist.
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Der Widerstandswert des Widerstands ist zweckmäßigerweise in Abhängigkeit einer Impedanz des Wellenleiters (d. h. dessen Wellenwiderstand bzw. Güte im Resonanzfall), einem von der Schaltanordnung gelieferten Strom und einer Versorgungsspannung der Spannungsquelle gewählt. Insbesondere ist der Widerstandswert des Widerstands derart gewählt, dass bei dem in Resonanz befindlichen Wellenleiter und dem durch die Schaltanordnung lieferbaren Nennstrom über dem Widerstand eine Spannung abfällt, deren Betrag nahe der Versorgungsspannung der Spannungsquelle ist. Die über dem Widerstand abfallende Spannung ist dabei im Resonanzfall des Wellenleiters eine Gleichspannung, wodurch über der Schaltanordnung nur eine kleine Spannung abfällt. Hierdurch ist auch bei hohen Versorgungsspannungen von mehr als 1000 V ein schnelles Schalten der Schaltanordnung bei hohen Frequenzen von mehr als 50 MHz möglich.
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Es ist hierzu zweckmäßig, wenn der Widerstandswert des Widerstands derart gewählt ist, dass bei dem in Resonanz befindlichen Wellenleiter und dem durch die Schaltanordnung lieferbaren Nennstrom über der Schaltanordnung eine Spannung abfällt, die kleiner als 100 V und insbesondere kleiner als 50 V ist. Die über der Schaltanordnung abfallende Spannung lässt sich dabei durch den Widerstandswert des Widerstands einstellen. Je kleiner die über der Schaltanordnung abfallende Spannung im Resonanzfall des Wellenleiters ist, umso größer kann die Betriebsfrequenz gewählt werden. Insbesondere kann die Schaltungsanordnung bei Frequenzen von oberhalb von 80 MHz betrieben werden.
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Gemäß einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung ist der Widerstandswert des Widerstands kleiner als der Wellenwiderstand des Wellenleiters. Hierdurch können Reflexionen vermieden werden, die zu einer Spannungsüberhöhung am Ende des Wellenleiters führen, wodurch das oder die Schaltelemente der Schaltanordnung vor Zerstörung geschützt sind.
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Die Schaltungsanordnung ist gemäß einer weiteren Ausgestaltung derart ausgebildet, dass der Wellenleiter im Resonanzfall den halben Nennstrom der Schaltanordnung ausnimmt. In welcher Zeit der Wellenleiter während des Hochlaufs immer mehr Strom aufnimmt, hängt von seiner Güte Q ab.
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Die steuerbare Schaltanordnung umfasst zumindest ein Schaltelement, welches jeweils als Stromquelle betreibbar ist. Insbesondere kann eine Mehrzahl an Schaltelementen parallel geschaltet sein. Durch eine Mehrzahl an parallel angeordneten Schaltelementen kann der durch die Schaltanordnung gelieferte Strom erhöht werden. Durch die Anzahl der parallel geschalteten Schaltelemente wird der maximal lieferbare Strom festgelegt. Alternativ oder zusätzlich kann die Mehrzahl an Schaltelementen auch seriell geschaltet sein. Die serielle Verschaltung mehrerer Schaltelemente dient dazu, die Spannungsfestigkeit der Schaltanordnung zu erhöhen. Insbesondere können einzelne Schaltelemente auch zu einer Kaskade verschaltet sein.
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Zweckmäßigerweise ist das zumindest eine Schaltelement ein Leistungshalbleiterschaltelement, insbesondere ein MOSFET oder ein JFET. In einer konkreten Ausgestaltung ist das zumindest eine Schaltelement ein Silizium- oder ein Silizium-Carbid-Bauelement.
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Wahlweise ist die steuerbare Schaltanordnung mit einem hohen Versorgungspotential oder mit einem niedrigen Versorgungspotential der Spannungsquelle gekoppelt. Ist die steuerbare Schaltanordnung mit einem hohen Versorgungspotential gekoppelt, so spricht man von einer High-Side-Konfiguration. Im anderen Fall, in dem die steuerbare Schaltanordnung mit dem niedrigen Versorgungspotential der Spannungsquelle gekoppelt ist, liegt eine sog. Low-Side-Konfiguration vor. Welche der beiden Konfigurationen gewählt wird, hängt von der Anforderung an das Potential des Wellenleiters ab.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist eine Reihe von Vorteilen auf:
Durch die Elimination des Einflusses der parasitären Kapazitäten des oder der in der Schaltanordnung verwendeten Schaltelemente ist ein sehr schnelles Schalten möglich.
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Im einfachsten Fall benötigt die Schaltanordnung lediglich ein einziges Schaltelement. Hierdurch kann eine aufwändige Beschaltung, die bei einer Halbbrückentopologie erforderlich ist, entfallen. Darüber hinaus treten keine zusätzlichen Verzögerungen durch Totzeiten (aufgrund des Entfalls der zusätzlichen Beschaltung) auf.
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Falls die Schaltanordnung in Low-Side-Konfiguration mit dem Wellenleiter verschaltet ist, kann eine aufwändige Potentialtrennung für die Ansteuerung entfallen.
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Beim Abschalten der Schaltanordnung, z. B. aufgrund eines unerwarteten Fehlers, findet eine „intrinsische” Dämpfung des Wellenleiters (Resonators) statt.
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Der maximal von der Schaltanordnung lieferbare Nennstrom liegt über dem Widerstand nur im Hochlauf des Wellenleiters an. Im Hochlauf des Wellenleiters fällt an dem Widerstand eine zu dem von der Schaltanordnung gelieferten Strom proportionale Spannung ab. Dieser Umstand kann bei der Synchronisierung mehrerer parallel angeordneter Schaltelemente der Schaltanordnung Verwendung finden.
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Der dem Wellenleiter parallel geschaltete Widerstand kann niederinduktiv ausgebildet werden. Hierdurch lassen sich störende parasitäre Effekte der Schaltungsanordnung reduzieren.
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Die Erfindung wird nachfolgend näher anhand von Ausführungsbeispielen in der Zeichnung erläutert. Es zeigen:
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1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines in Resonanz zu betreibenden Wellenleiters,
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2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines in Resonanz zu betreibenden Wellenleiters, und
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3 den zeitlichen Verlauf von in der Schaltungsanordnung auftretenden Spannungen und Strömen.
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1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines in Resonanz zu betreibenden Wellenleiters TL. Der Wellenleiter TL ist im Ausführungsbeispiel als Koaxialkabel ausgebildet. An dessen Ausgang ist ein, nur zu Messzwecken vorgesehener, hochohmiger Widerstand R2 angeschlossen. Dem Wellenleiter TL ist ein Widerstand R1 parallel geschaltet. Die Parallelschaltung aus dem Widerstand R1 und dem Wellenleiter TL ist zwischen einer Spannungsquelle Vdc in Serie mit einer steuerbaren Schaltanordnung S verschaltet. Von der Spannungsquelle Vdc wird eine Gleichspannung bereitgestellt, die mehr als 1000 V oder sogar 1500 V betragen kann.
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Die Schaltanordnung S umfasst im ersten Ausführungsbeispiel drei parallel miteinander verschaltete Leistungshalbleiter-Schaltelemente T1, T2, T3. Ein jeweiliger erster Hauptanschluss (z. B. ein Source-Anschluss) der Schaltelemente T1, T2, T3 ist mit einem Knotenpunkt K1 der Parallelschaltung aus Widerstand R1 und Wellenleiter TL verbunden. Ein jeweiliger zweiter Hauptanschluss (z. B. ein Drain-Anschluss) ist mit einem ersten Versorgungspotentialanschluss der Spannungsquelle Vdc verbunden, an dem die Versorgungsspannung anliegt. Ein jeweiliger Steueranschluss (z. B. Gate-Anschluss) der Schaltelemente T1, T2, T3 ist über jeweils einen Widerstand GR1, GR2, GR3 mit einer gemeinsamen Treiberschaltung GT verbunden. Die Treiberschaltung GT ist ferner mit dem Knotenpunkt K1 gekoppelt. In bekannter Weise ist durch das Anlegen einer Spannung an die beiden Anschlüsse der Treiberschaltung GT (und damit an einen jeweiligen Steueranschluss und ersten Hauptanschluss) ein jeweiliges Schaltelement T1, T2, T3 leitend oder sperrend schaltbar. Der andere Anschluss der Spannungsquelle Vdc stellt einen Bezugspotentialanschluss dar, welcher mit einem Knotenpunkt K2 der Parallelschaltung aus dem Widerstand R1 und dem Wellenleiter TL verbunden ist. 1 zeigt damit eine Schaltungsanordnung in sog. High-Side-Konfiguration.
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2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel, in dem ein beispielhaft einziges Schaltelement T1 der Schaltanordnung S in sog. Low-Side-Konfiguration mit dem Bezugspotential der Spannungsquelle Vdc verbunden ist. Demgegenüber ist die Parallelschaltung aus dem Widerstand R1 und dem Wellenleiter TL mit dem anderen, hohen Versorgungspotentialanschluss der Spannungsquelle Vdc verbunden. Welche der beiden Konfigurationen gewählt wird, hängt von den Anforderungen des Wellenleiters TL an das Potential ab.
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Als Schaltelemente T1, T2, T3 (im ersten Ausführungsbeispiel gemäß 1) und als Schaltelement T1 (gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel in 2) sind prinzipiell alle bekannten Schaltertypen verwendbar. Insbesondere kommen Bauelemente aus Silizium und Silizium-Karbid in Betracht. Die Schaltelemente können beispielsweise als MOSFETs oder JFETs ausgebildet sein. Auch Kombinationen aus mehreren Typen, z. B. in einer Kaskodenverschaltung, sind in einer erfindungsgemäßen Schaltanordnung einsetzbar.
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Wie im Ausführungsbeispiel gemäß 1 gezeigt, kann zur Erhöhung der Stromtragfähigkeit der Schaltanordnung S eine Mehrzahl an parallel geschalteten Elementen vorgesehen sein. In einer nicht dargestellten Ausführungsvariante können zur Erhöhung der Spannungsfestigkeit mehrere Schalter seriell verschaltet sein. Die Serienschaltung kann auch eine Kaskadenschaltung beinhalten.
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Die Ansteuerung des Wellenleiters TL soll mit einer Rechteckschwingung mit hoher spektraler Güte und hoher Frequenz oberhalb von 50 MHz, bevorzugt oberhalb von 80 MHz, erfolgen. Zu diesem Zweck fungieren die Schaltelemente der Schaltanordnung S als geschaltete Stromquellen. Die als Stromquelle arbeitende Schaltanordnung S treibt einen geschalteten Strom in die Parallelschaltung des Widerstands R1 mit dem Wellenleiter TL.
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Der Widerstand R1 stellt hierbei einen Lastwiderstand dar. Der Widerstand R1 dient als Strom-Spannungskonverter im Hochlauf der Resonanz sowie als Rückspeisewiderstand für einen resonanten Strom im Resonanzfall des Wellenleiters TL.
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Während des Hochlaufs der Schaltungsanordnung fließt ein Strom IS (dies ist der von der Schaltanordnung S gelieferte Gesamtstrom (Nennstrom)) hauptsächlich durch den Widerstand R1, wobei an dem Wellenleiter TL eine Spannung VTL aufgebaut wird. Der Wellenleiter nimmt dabei im Resonanzfall immer mehr Strom (ITL) auf, wobei der Stromanstieg vom Faktor Q des Wellenleiters TL abhängig ist. Die Spannung am Knotenpunkt K1 ist im Resonanzfall des Wellenleiters TL eine Gleichspannung. Diese kann über den Widerstandswert von R1 derart eingestellt werden, dass der Spannungsabfall Vds über die Schaltelemente T1, T2, T3 der Schaltanordnung S minimal wird. Dadurch sind die für das Schalten maßgebenden Kapazitäten (Gate-Drain-Kapazität Cgd sowie Drain-Source-Kapazität Cds) nicht mehr wirksam. Hierdurch wird ein schneller Schaltvorgang ermöglicht, da die Treiberschaltung GT zum Schalten der jeweiligen Schaltelemente T1, T2, T3 nurmehr die Gate-Source-Kapazität Cgs umladen muss.
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Die Dimensionierung des Widerstands R1 ist abhängig von der Impedanz des Wellenleiters TL (Resonator), d. h. dessen Wellenwiderstand bzw. Güte im Resonanzfall, dem von der Schaltanordnung S gelieferten Strom IS und der von der Spannungsquelle Vdc bereitgestellten Betriebsspannung. Zweckmäßigerweise wird der Widerstandswert des Widerstands R1 derart gewählt, dass bei dem in Resonanz befindlichen Wellenleiter TL und dem durch die Schaltanordnung S lieferbaren Nennstrom IS über den Widerstand R1 eine Spannung VK1 abfällt, deren Betrag nahe der Versorgungsspannung der Spannungsquelle ist. Insbesondere wird der Widerstandswert von R1 derart gewählt, dass die über der Schaltanordnung S abfallende Spannung kleiner als 100 V und insbesondere kleiner als 50 V ist. Die Schaltelemente T1, T2, T3 werden in 1 bzw. T1 in 2 im Resonanzfall damit bei einer sehr geringen Drain-Source-Spannung Vds betrieben, wodurch die jeweiligen Schaltelemente in ihrem Ausgangskennlinienfeld zwischen Id=0 und Id,sat umschalten. Id ist hierbei der Drain-Strom.
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Um Reflexionen zu vermeiden, die zu einer Spannungserhöhung an dem Widerstand R1 führen, sollte der Widerstandswert des Widerstands R1 immer kleiner als der Wellenwiderstand des Wellenleiters TL sein.
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Das Verhalten der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird aus den zeitlichen Verläufen der Spannung VTL am Wellenleiter, dem durch die Schaltanordnung S gelieferten Strom IS (Stromquellenstrom), der über der Schaltanordnung S abfallenden Spannung Vds, den Strömen IR1 und ITL durch den Widerstand R1 und den Wellenleiter TL sowie die Spannung am Knotenpunkt K1 VK1 in 3 deutlich. In diesem Ausführungsbeispiel wird von der Schaltungsanordnung gemäß 1 ausgegangen, wobei die Spannungsquelle Vdc eine beispielhafte Betriebsspannung von 350 V liefert. Jedes der Schaltelemente T1, T2, T3 liefert einen Nennstrom von 10 Ampere, so dass die Schaltanordnung S insgesamt 30 Ampere bereitstellen kann. Der Widerstandswert des Widerstands R1 beträgt in diesem Ausführungsbeispiel 10 Ohm. Der Abschlusswiderstand des Wellenleiters TL, der nur zu Messzwecken vorgesehen ist, beträgt in dieser Anordnung mehrere Megaohm, um eine Spannungsüberhöhung (im kV-Bereich) an dem Widerstand R2 zu erzielen.
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Zum Hochlauf des Wellenleiters TL werden die Schaltelemente T1, T2, T3 gepulst betrieben. Zunächst beträgt die Spannung VTL am Wellenleiter TL 0 V. Mit dem ersten Strompuls durch die Schaltanordnung S wird ein Strom in Höhe des Nennstroms IS durch den Widerstand R1 getrieben. Der überwiegende Teil des Stromquellenstroms IS wird zunächst über den Widerstand R1 geleitet, während der Wellenleiter TL nur einen geringen Stromanteil ITL aufnimmt. Dies gilt für den beispielhaft dargestellten λ/4-Resonator (z. B. λ/4-langes Koaxialkabel) mit einem offenen Ende (d. h. hochohmigem Abschluss). Mit zunehmender Zeitdauer und ansteigender Spannung VTL über dem Wellenleiter TL nimmt der Stromquellenstrom IS zu, wobei sich die Aufteilung des Stroms IR1 und ITL derart verändert, dass zunehmend mehr Strom durch den Wellenleiter TL fließt.
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Gleichzeitig ist erkennbar, dass die Drain-Source-Spannung Vds der Schaltelemente T1, T2, T3 von zunächst der Betriebsspannung der Spannungsquelle in Höhe von 350 V abnimmt und schließlich auf einem in etwa statischen Wert in Höhe von 50 V verharrt. Ferner nimmt die Spannung VK1 am Knotenpunkt K1 stetig zu bis im Resonanzfall des Wellenleiters TL eine Gleichspannung in Höhe von 300 V am Knotenpunkt K1 anliegt. Über der Laststrecke der Schaltelemente T1, T2, T3 fällt deshalb nur noch eine Spannung von ca. 50 V (= Vdc – VK1 = 350 V– 300 V) ab. Es ist weiterhin gut zu erkennen, dass der durch den Wellenleiter TL fließende Strom ITL im Resonanzfall den halben Stromquellenstrom aufnimmt. Dies resultiert aus dem gewählten Tastverhältnis, mit dem die Schaltelemente T1, T2, T3 der Schaltanordnung S ein- bzw. ausgeschaltet sind. Darüber hinaus sinkt der Wellenwiderstand des Wellenleiters TL im Resonanzfall, wodurch sich die Stromaufteilung von IR1 und ITL in der beschriebenen Weise ändert.
